Proyecto Final - Diseño Flyback

Escuela de Graduados

Universidad APEC & Universidad de Puerto Rico, Mayagüez Maestría en Ingeniería Eléctrica mención Potencia - Temas Especiales de Sistemas de Potencia (PMA-459) Prof. Andrés Díaz, Ph.D.

Proyecto Final:

Diseño de Convertidor Flyback Con control proporcional

Preparado por: Rafael E. Rojas Rivas 2007-1835

Gilberto R. Ruiz-Joubert 2007-1836

Santo Domingo, R.D. 31 de agosto, 2008

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INDICE 1

Introducción ................................................................................................................................. 3

2

Convertidores DC‐DC .................................................................................................................... 4

3

2.1

Teoría ............................................................................................................................................ 4

2.2

Fuentes Conmutables Aisladas ..................................................................................................... 4

2.3

El Convertidor Flyback .................................................................................................................. 5

2.3.1

Modos de operación ............................................................................................................. 7

2.3.2

Métodos de control del Flyback ............................................................................................ 9

Diseño del convertirdor Flyback ................................................................................................. 12 3.1

Cálculos ....................................................................................................................................... 12

3.1.1

Datos Iniciales ..................................................................................................................... 12

3.1.2

Razón de vueltas Primario / Secundario ............................................................................. 13

3.1.3

Máximo Estrés del diodo de salida ..................................................................................... 16

3.1.4

Capacitor de salida y voltaje del rizado .............................................................................. 17

3.1.5

Circuito Snubber ................................................................................................................. 17

3.1.6

Disipación del MOSFET ....................................................................................................... 18

3.1.7

Diseño del transformador ................................................................................................... 19

4

Diagrama del circuito convertidor Flyback .................................................................................. 24

5

Simulaciones .............................................................................................................................. 25 5.1

Funcionamiento del Convertidor Flyback en estado estable. ..................................................... 25

5.2

Efectos de la regulación proporcional en el circuito del convertidor Flyback ............................ 26

5.3

Efecto del cambio en la carga ..................................................................................................... 28

6

Conclusión .................................................................................................................................. 33

7

Referencias ................................................................................................................................ 34

8

Apéndices .................................................................................................................................. 35 8.1

Data Sheet MOSFET .................................................................................................................... 35

8.2

Datasheet Diodo ......................................................................................................................... 36

8.3

Datasheet Capacitores ................................................................................................................ 37

8.4

Datos nucleos de ferrita .............................................................................................................. 38 Página 1 de 38

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1 INTRODUCCIÓN Aunque a veces es considerado asunto menor, el diseño de fuentes de alimentación es un tema que puede afectar seriamente el costo de cualquier equipo. Al diseñar una fuente de alimentación convencional usando transformadores operando a 60 Hz se genera soluciones que suelen ser inconvenientes, tanto por su elevado costo, excesivo peso y volumen, así como por su bajo rendimiento de conversión, y la consiguiente generación de calor. La alternativa a este tipo de diseño ha sido desde hace tiempo el empleo de fuentes conmutables. Hoy en día, la tecnología de fabricación de circuitos integrados permite que muchos fabricantes ofrezcan soluciones en un solo chip, que facilita el diseño de fuentes conmutables que operan directamente sobre el lado de alta tensión, con elevados rendimientos, de bajo costo y volumen, y usando pocos componentes, llevando todo esto a que sea más fácil el armado. Esta situación no es casual, sino que ha sido motivada por el mayor dominio en la fabricación de circuitos integrados, donde se ha logrado mezclar dispositivos de baja señal y voltaje de operación junto a dispositivos conmutadores de potencia capaces de operar con altas tensiones de colector.

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2 CONVERTIDORES DCDC 2.1 Teoría Los convertidores DC‐DC son fuentes conmutables de alta frecuencia. Como su nombre lo indica, ellos convierten de un voltaje disponible en DC en la entrada Vin a un voltaje DC deseable Vo. Anteriormente, se utilizaban fuentes lineales para regular el voltaje de salida. Estas operaban reduciendo un voltaje alto en la entrada a un voltaje bajo en la salida controlando linealmente la conductividad de un dispositivo en serie que pasaba potencia en respuesta a un cambio en la carga. Resultando un gran voltaje en el dispositivo (p.e. resistor variable en serie) con la corriente de la carga atravesándolo. Esta pérdida causaba que la fuente lineal tuviera una eficiencia de un 30 a un 50 %. Lo que significaba que por cada vatio entregado a la carga, al menos un vatio debía ser disipado en calor (Que desperdicio de ENERGIA!!!). Además de que el costo del disipador de calor para fuentes lineales mayores de 10 vatios, hace que dichas fuentes no resulten económicas. Sin embargo, las fuentes conmutables operan dispositivos de potencia en los estados “full‐on” y “cut‐off”. De esto, resulta que en el estado encendido grandes corrientes atraviesan el dispositivo de potencia con bajos voltajes o bajas corrientes corriente fluyendo con alto voltaje a través del dispositivo, teniendo como resultado que haya mucho menos potencia disipada en la fuente. En promedio las fuentes conmutables tienen una eficiencia de un 70 a 90 % sin importar el voltaje de entrada. En la Tabla 1 ‐ Comparación de las Topologías más comunes, a continuación se pueden ver las topologías más comunes de fuentes conmutables: Tabla 1 ‐ Comparación de las Topologías más comunes

2.2 Fuentes Conmutables Aisladas En la mayoría de las aplicaciones es deseable incorporar un transformador en el circuito para obtener una aislación entre la entrada y la salida. Esta aislación se puede obtener simplemente conectando un Página 4 de 38

Diseño de un Convertidor Flyback

transformador de 60 Hz en los terminales de AC de la fuente, sin embargo, como el tamaño y el peso del transformador varía enormemente con la frecuencia, la incorporación de éste operando a frecuencias de interrupción en el orden de los kHz, resultaría en un tamaño prácticamente inmanejable para la fuente. Sin embargo, con los transformadores modernos con núcleo de ferrita se puede minimizar su tamaño gracias al rango de frecuencia que pueden manejar, y van desde los kHz hasta los MHz. Cuando se necesita una gran relación de conversión, el transformador permite una mejor optimización de conversión. Al seleccionando el valor correcto de relación de transformación, se puede reducir el voltaje y la corriente de estrés generados en los transistores y diodos, mejorando así la eficiencia y el costo del convertidor. Entre este tipo de fuentes conmutables aisladas tenemos el convertidor DC‐DC Flyback. Los principales motivos que llevan a que una fuente sea aislada son los siguientes: • • •

Seguridad. Es necesario para bajos voltajes DC de salida estar aislado de los altos voltajes de entrada y así evitar el peligro de descargas eléctricas. Diferente referencias de potencial. La fuente DC puede que opere a distintos potenciales. Conversión de Voltajes. Si la conversión DC‐DC es grande para evitar requerir grandes voltaje y corriente nominales en los semiconductores, puede resultar más económico y operacionalmente efectivo usar un transformador para la conversión de los niveles de voltaje.

2.3 El Convertidor Flyback Es una fuente conmutable aislada, usada generalmente en aplicaciones de baja potencia. Es el equivalente al convertidor Buck‐Boost cambiando el inductor por un transformador (ver Figura 1). El transformador almacena energía como cualquier inductor lo haría, pero también provee aislamiento, como cualquier transformador haría.

Figura 1 ‐ Esquema básico de un Flyback

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El convertidor Flyback, de la Figura 1, consiste en dos bobinas acopladas mutuamente, donde la orientación de las bobinas están de tal manera que cuando el transistor está en el estado apagado, la corriente cambia a la bobina secundaria para mantener el mismo flujo en el núcleo. Podemos ver en la Figura 2 el comportamiento de un flyback para el estado encendido y apagado.

Figura 2 ‐ Funcionamiento del Flyback

Cuando el interruptor esta ON, toda la tensión de entrada es aplicada al primario del inductor (V1=Vin). Suponiendo que la corriente inicial I1 en este inductor es cero, empezará a crecer con un pendiente constante como se ve en la Figura 2 y al final del ciclo ON valdrá

La energía almacenada en el inductor será

, sustituyendo

resulta

/ Durante el Ton, la tensión inducida en V2 es negativa, por lo que el diodo no conduce, y está relacionada con V1=Vin por la relación de transformación n. Es decir, / Al abrirse el interruptor la energía almacenada en el inductor no puede desaparecerse por lo que se induce una tensión de polaridad opuesta que se refleja en el secundario como una V2 positiva, haciendo

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conducir el diodo y circular corriente por I2. Como no puede haber cambios instantáneos del campo magnético, el valor de al comienzo del ciclo OFF será . En este momento la tensión en el primario será negativa, y el valor n*V2 y se analiza cual es la caída de tensión en el interruptor abierto, se nota que este valor es ahora superior a Vin y es igual a A medida que el inductor entrega energía por el secundario, y suponiendo que Vo no cambia, la corriente decrece en forma lineal hasta llegar a cero luego de un tiempo Tx en que se agota toda la energía del inductor. Como a partir de allí la variación de corriente es nula, la tensión inducida es V2 y en V1 también se hace nula, y el diodo deja de conducir y todo queda así hasta el fin del tiempo Toff del interruptor. 2.3.1

Modos de operación

Los Flyback al igual que todos los convertidores tienen dos modos de operación dependiendo de si la inductancia del primario del transformador se desmagnetice completamente o no: •

Modo de conducción discontinuo (DCM): la corriente del transformador aumenta linealmente cuando el interruptor está cerrado, sin embargo, cuando el interruptor está abierto, la corriente en la inductancia magnética del transformador se anula antes del comienzo del siguiente ciclo de conmutación (Figura 3). La potencia de la salida es igual al voltaje DC multiplicado por la corriente media de alimentación, lo que se resume a que la potencia entregada es igual a la potencia de entrada. Este es el modo más usado en los Flyback debido a su estabilidad. El modo de operación DCM tiene las siguientes ventajas: − Buena respuesta a transitorios en la carga. − Es fácil de estabilizar el lazo de retroalimentación. − No es crítico el tiempo del rectificador, ya que la corriente es cero antes de que se aplique el voltaje inverso. Sus desventajas son: − Altas corrientes RMS y de pico en el diseño. − Alto flujo de incursión en el inductor. − Alto rizado de salida

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Figura 3 ‐ Forma de ondas del Flyback en modo Discontinuo

•

Modo de conducción continua (CCM): la corriente del transformador aumenta linealmente cuando el interruptor está cerrado, sin embargo, cuando el interruptor está abierto, la corriente en la inductancia magnética del transformador no anula antes del comienzo del siguiente ciclo de conmutación (Figura 4), por lo que parte de la energía en el transformador permanece en el transformador en el inicio del otro ciclo. Este modo presenta las siguientes ventajas: − La corriente pico del interruptor y del rectificador es la mitad que en modo discontinuo − Bajo rizado de salida Las desventajas del uso CCM son: − El lazo de voltaje de retroalimentación requiere un menor ancho de banda debido a la respuesta de valor cero del convertidor. − La corriente en el lazo de retroalimentación usada en el modo de control por corriente, necesita una pendiente de compensación en la mayoría de los casos. − Los interruptores de potencia se encienden con flujo de corriente positiva. − Perdidas por tiempo de recuperación de rectificadores Estas desventajas hacen que el control para un Flyback operando en modo de conducción continua (CCM) sea complicado.

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Figura 4 ‐ Forma de ondas del Flyback en modo Continuo

2.3.2

Métodos de control del Flyback

En todas las fuentes conmutables, el voltaje de salida es función del voltaje de entrada, el duty cycle y la corriente de la carga. En un convertidor DC‐DC, se desea obtener un voltaje promedio constante en la salida sin importar los disturbios. El voltaje de entrada de una fuente aislada puede contener variaciones periódicas del segundo orden de harmónicas, producidos por el rectificador. Este voltaje también puede variar cuando la carga es conectada y desconectada. De igual forma la corriente de carga puede contener variaciones de amplitudes significantes, y una fuente típica dentro de de sus especificaciones es que el voltaje de salida se mantenga en un rango especificado. Existen dos métodos de control dependiendo del parámetro a medir: 2.3.2.1

Control por corriente

En este método se mide los parámetros de voltaje y de corriente que pasan por el inductor o el transformador. Cuando la salida demanda más potencia, el control permite que más corriente entre al inductor o la bobina. Si el voltaje de entrada cambia de repente, dicha variación es detectada por el control y responde inmediatamente, manteniendo el voltaje de salida a un nivel deseado. El método más usado para éste tipo de control es el llamado “turn‐on with clock current‐mode”. Esto quiere decir que la frecuencia de operación es determinada por un oscilador que solamente inicia en cada ciclo de encendido. Página 9 de 38


Los controladores por corriente se pueden identificar ya que tienen un amplificador de error que va a un comparador donde el nivel de corriente es medido (Figura 5). Este método es rápido y provee una buena respuesta en el tiempo.

Figura 5 ‐ Control por corriente

2.3.2.2

Control por voltaje

En este método, como su nombre lo indica, solamente se mide el voltaje para determinar la compensación necesaria para mantener el voltaje de salida en el nivel requerido. Este tipo de control puede consta de un amplificador de error conectado a un comparador de este voltaje de error con una onda triangular o una rampa (Figura 6) fija o de referencia. Este dispositivo es llamado comparador PWM, el cual convierte el voltaje de error en una modulación por ancho de pulso para poder operar el MOSFET. En este tipo de control se mantiene la frecuencia fija sin importar que cambie el duty cycle. Este tipo de control es el que usaremos ya que nos interesa mantener la frecuencia fija en 200 kHz.

Figura 6 ‐ Control por voltaje

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En la Figura 7 se muestra circuito amplificador de error. El voltaje de salida de dicho amplificador viene dado por la ecuación:

Figura 7 ‐ Amplificador de error

La tensión de referencia (Vref) corresponde a la tensión nominal aplicada al PWM que determina el duty cycle. La tensión Vin es la adaptación de la tensión medida a la salida del convertidor a la tensión de referencia (lazo de retroalimentación). Si las dos tensiones son iguales el error producido a la salida del convertidor será cero y la tensión de salida del amplificador de error será la misma tensión de referencia, pero este caso nunca sucederá porque siempre existirá un error. En el caso que la tensión del convertidor sea mayor que la nominal la el resultado de la ecuación será negativa, de tal forma, que se reducirá el valor de tensión de salida del amplificador de error y en consecuencia el duty cycle. Para dimensionar la tensión Vin se ha optado por un divisor de tensión que la adapte a una tensión equivalente a la mitad de la tensión nominal deseada a la salida (6 Vdc). En el caso de la tensión de referencia, Vref, se adapta a un valor fijo igual al valor adaptado nominal del lazo de retroalimentación (6 Vdc). La onda triangular del PWM tendrá un valor de 5V y una frecuencia de 200 kHz.

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3 DISEÑO DEL CONVERTIRDOR FLYBACK Diseñaremos un convertidor Flyback en modo de operación discontinuo por la ventaja que vimos anteriormente de su estabilidad. Este convertidor tendrá las siguientes características: Voltaje de entrada: Voltaje de salida: Frecuencia de conmutación: Rango de potencia: Rizado de voltaje: Rizado de corriente:

120 VDC 12 VDC 200 kHz 40‐100 W < 3% 4 A

Este Flyback será capaz de mantener el voltaje de salida constante, 12 VDC, para oscilaciones +/‐ 10 V en el voltaje de entrada.

3.1 Cálculos 3.1.1

Datos Iniciales

Voltaje de entrada:

‐ Voltaje mínimo de entrada:

Vimin := 110⋅ V

‐ Voltaje máximo de entrada:

Vimax := 130⋅ V

‐ Voltaje nominal:

Vinom := 120⋅ V

Voltaje de Salida: ‐ Voltaje nominal de salida, rizado máximo de voltaje de salida, potencia mínima de salida y potencia maxima de salida Vo := 12⋅ V

Vrp := Vo⋅ 3% = 0.36V

Pomin := 40W

Pomax := 100W

ΔI := 4⋅ A

Vdfw := 0.57⋅ V

(caída de voltaje en diodo según datasheet)

La potencia de salida del convertidor flyback considerando la caída en el diodo es igual a: Po

(Vo + Vdfw)⋅ Io

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Despejando la corriente para los caso de potencia máxima y mínima, obtenemos la corriente mínima y máxima de salida de nuestro flyback Po min Po max Io min := = 3.182A Io max := = 7.955A Vo + Vdfw Vo + Vdfw fs := 200kHz

‐ Frecuencia de conmutación: T :=

1 fs

= 5⋅ μs

η := 0.98

‐ Eficiencia del transformador:

(Valor asumido)

‐ Voltaje máximo de caída durante la conmutación del MOSFET durante el tiempo encendido: ‐ Resistencia del MOSFET: Vdson :=

3.1.2

Pomax η ⋅ Vimin

Rds on := 0.85⋅ Ω

⋅ Rds on = 0.788V

(resistencia interna en el MOSFET según datasheet)

Razón de vueltas Primario / Secundario

Relación de vueltas Primario/Secundario puede ser seleccionado como un compromiso entre el voltaje máximo en el MOSFET y el rango de duty cycle deseado. ‐ Voltaje de la inductancia mutua durante el tiempo apagado: Vfm (kfb es un valor entre 1 a 0.5) Vfm := kfb⋅ Vimin

Vfm = 88⋅ V

Vfm Nratio := Vo + Vdfw

Nratio = 7

‐ Voltaje máximo que deberá soportar el MOSFET:

(

)(

)

Vdsmax := Fspike + 1 ⋅ Vimax + Vfm

Factor de Seguridad

Vdsmax = 261.6⋅ V

(20-30% de Vdc )

Este voltaje está dentro del rango de operación del MOSFET propuesto (IRF840) Página 13 de 38


‐ Coeficiente de la inductancia de fuga: klk := 0.95

Esto quiere decir que la inductancia de fuga es un 5% la inductancia del primario ‐ Energía total almacenada en el transformador: 1 Wlptot := = 1.053 klk

W fb :=

Wlptot ⋅ Pomax fs

−4

= 5.263 × 10

J

Energía entregada a la salida más las perdidas debido a la indutancia de fuga 3.1.2.1

Duty cycle máximo y mínimo

Para mantener el flyback operando en modo de conducción discontinuo el tiempo de encendido debe ser menor a 0.5 (Ton+Toff +Tdt= T). ‐ Eligiendo el duty cycle del tiempo muerto mínimo: Trr := 600ns (tiempo de recuperación del MOSFET según datasheet) Ddt := Trr ⋅ fs = 0.12

Ton max :=

Ton min :=

Dmax := Dmin :=

(

)

Vfm⋅ 1 − Ddt ⋅ T

(Vimin − Vdson )⋅ klk + Vfm (

)

Vfm⋅ 1 − Ddt ⋅ T

(Vimax − Vdson )⋅ klk + Vfm

Ton max

T Ton min T

Ton max = 2.019⋅ μs

Ton min = 1.837⋅ μs

Máximo duty cycle

Dmax = 0.404

Mínimo duty cycle

Dmin = 0.367

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3.1.2.2

Bobina Primaria

‐ Corriente pico en el primario: Ip pk :=

(

2⋅ W fb ⋅ fs

)

Vimin ⋅ Dmax

Ip pk = 4.739⋅ amp

‐ Corriente RMS en el primario: Iprms :=

Ippk

Ton max

⋅

Ip rms = 1.739⋅ amp

T

3

‐ Corriente DC en el primario: Ipdc :=

Pomax Vimin⋅ η

Ipdc = 0.928⋅ amp

‐ Corriente AC en el primario: Ipac :=

2

2

Iprms − Ipdc

Ipac = 1.471⋅ amp

3.1.2.3

Inductancia del primario

La energía almacenada es:

W fb

Lp⋅ Ip 2

2

‐ Inductancia en el primario: Lp := 2⋅

W fb Ippk

Lp = 46.871⋅ μH

2

−4

Edt := Vimin⋅ Ton max = 2.221 × 10

⋅ V⋅ s

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3.1.2.4

Corriente del secundario y razón de vueltas (secundario / primario) Vo + Vdfw

Nsp :=

Nsp = 0.143

Vfm

1 Nsp

=7

Salida del secundario.

‐ Corriente pico en el secundario: Is pk :=

Iomax⋅ 2 1 − Dmax − Ddt

Is pk = 33.416⋅ amp

‐ Corriente RMS en el secundario: Is rms :=

Is pk 3

⋅ 1 − Dmax − Ddt

Is rms = 13.313⋅ amp

‐ Corriente AC en el secundario: Is ac :=

2

2

Is rms − Iomax

Is ac = 10.674⋅ amp

‐ Inductancia en el secundario: 2

Ls := Nsp ⋅ Lp

Ls = 0.956⋅ μH

3.1.3

Máximo Estrés del diodo de salida

El voltaje máximo presente en el cátodo del diodo es: Vdmax := Vimax⋅ Nsp + Vo

Vdmax = 30.569V

Este voltaje está dentro del rango de operación del diodo propuesto (MBR1045)

(

)

Pd := Is rms⋅ Vdfw⋅ 1 − Dmax − Ddt

Pd = 3.613W

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3.1.4

Capacitor de salida y voltaje del rizado

Para cumplir los requerimiento del rizado de voltaje de salida tenemos que cumplir los siguientes criterios: ‐ Debe cumplir con la definición de capaticancia: I

C⋅

dV dt

dV := 3%

El rizado máximo de salida es:

Vrp := Vo⋅ dV = 0.36V

C := Is pk ⋅

(

)

T − Ton max Vrp

C = 276.678⋅ μF

‐ Debe cumplirse que el la Resistencia en Serie Equivalente (ESR) del capacitor debe proveer menos del 75% del máximo rizado de salida : ESR :=

Vrp⋅ 0.75

−3

ESR = 8.08 × 10

Is pk

⋅ Ω

3.1.5

Circuito Snubber

No todo el flujo creado por el primario atraviesa la bobina del secundario. Existe por lo tanto un fuga en el flujo causada por la inductancia de fuga Llk. Cuando el MOSFET está en el estado encendido, además de almacenar energía en el transformador, se almacena también en la inductancia de fuga y cuando el MOSFET pasa al estado de apagado, la energía almacenada en Llk ha de ser disipada o recuperada de manera que no sea el MOSFET el que la tenga de disipar, soportando tensiones excesivas que lo lleve a su destrucción. La función básica del Snubber es absorber la energía de la inductancia de fuga del circuito. Un capacitor es conectado en paralelo con otros elementos del circuito para controlar el voltaje que atraviesa esos elementos. Como mencionamos anteriormente asumimos que la inductancia de fuga es un 5% la inductancia del primario: Llk := 0.05⋅ Lp

Llk = 2.344⋅ μH

La energía almacenada en la inductancia de fuga es: Elk :=

Llk⋅ Ippk 2

2

−5

= 2.632 × 10

J

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La potencia almacenada es:

W lk := Elk ⋅ fs = 5.263W

Existen diferentes métodos para disipar esta energía y reducir los picos en el drain en el MOSFET. Un circuito típico es una resistencia y un capacitor conectados en serie entre la entrada de voltaje y el drain del MOSFET. Aproximadamente la mitad de la energía debe ser disipada en el circuito Snubber:

Csn :=

Elk

(

)

2⋅ Fspike ⋅ Vimax + Vfm

2

Csn = 1.384⋅ nF

El tiempo RC debe ser mayor que el tiempo de encendido de la conmutación: Ton min Rsn := 4Csn

Rsn = 331.789Ω

3.1.6

Disipación del MOSFET

‐El drain‐source Breakdown del MOSFET (Vdss) debe ser mayor de:

Vdsmax = 261.6⋅ V

‐La corriente continua del Drain del MOSFET (Id) debe ser mayor de:

Ippk = 4.739⋅ A

MOSFET: IRF840 Rds on := 0.85Ω

(Resistencia total entre el source y el drain durante el encendido 25 °C)

Coss := 350⋅ pF

(Capacitancia de salida)

Qgtot := 40⋅ n ⋅ coul

(Carga total en el gate)

Qgd miller := 20⋅ n ⋅ coul

(Carga de drain Miller)

Vgsth := 2⋅ V

(Voltaje Threshold)

Duplicamos el valor de la resistencia Rds ya que ésta está dada para una temperatura de 25 C, con esto logramos llevarla a un valor más real para una temperatura de 120 C

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2

Pcon := 2Rds on ⋅ Iprms ⋅ Dmax = 2.076W

‐Máxima temperatura en la unión y requerimiento del disipador: Máxima temperatura deseada:

Tjmax := 140

Celsius

Máxima temperatura ambiente:

Ta max := 50

Celsius

‐Resistencia termal de la unión a temperatura ambiente: θja :=

Tjmax − Tamax Pcon

θja = 43.36⋅

1 watt

Celsius

Si la resistencia termal calculada es menor a la especificada en el datasheet se necesita un disipador o un área mayor de cobre. 1 Celsius θjamosfet := 62.5⋅ watt

(resistencia termal en el MOSFET según datasheet)

3.1.7

Diseño del transformador

El transformador debe ser diseñado para disminuir la inductancia de fuga. En modo de conducción discontinuo la corriente cruza cero descargando totalmente el núcleo teniendo más pérdidas de núcleo que en modo de operación continuo. A continuación vemos la curva de saturación para un transformador operando en modo discontinuo.

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La potencia que maneja el núcleo de un transformador puede ser determinada por su WaAc, donde Wa es el área disponible del núcleo, y Ac es el área efectiva del la sección del núcleo. La relación de potencia de salida del WaAc se puede obtener de la ley de Faraday: E = 4 B Ac Nf 10^‐8 Donde: E = voltaje aplicado J = densidad de corriente amp/cm^2 B = densidad de flujo en gauss K = winding factor Ac = área del núcleo en cm^2 I = corriente (rms) N = número de vueltas Po = potencia de salida f = frecuencia Wa = window area en cm^2 ‐ Selección de la máxima densidad de corriente de lo embobinados: (280‐ 390 amp/cm^2, ó 400‐500 circular‐mils/amp) J := 390⋅

amp

2

cm −6

cir_mil := 5.07⋅ 10

1

2

⋅ cm

J

= 505.74⋅

cir_mil amp

K := 1

‐ winding factor:

‐ Selección del material del núcleo y flujo máximo de densidad: Se asume que para alta frecuencia (fs>>25KHz) el factor de limitación son las pérdidas en el núcleo, y las altas temperatura del transformador. Escogimos el material P ya que es el más usado para éste tipo de aplicaciones de convertidores: ‐ P material tiene la más baja pérdidas en 70°C‐80°C. A altas frecuencias es necesario ajustar la densidad de flujo para limitar la temperatura del núcleo: limitar la densidad de pérdidas del núcleo a 100mW/cm^3 va a permitir que la temperatura no suba a más de 40°C. Usando la siguiente fórmula para escoger el valor más apropiado del máxima densidad de flujo: ‐Máxima densidad de pérdidas del núcleo:

Pcored := 250

mW/cm^3

material P: a = 0.158 b = 1.36 a = 0.0434 b = 1.63 a = 7.36*10^‐7 b = 3.47

c = 2.86 c = 2.62 c = 2.54

a1 := 0.0434

b1 := 1.63

frecuencia f<100kHz frecuencia 100kHz500kHz c1 := 2.62

1

B :=

3

⎡⎢ Pcored ⎤⎥ ⎢ ⎛ fs ⎞ b1⎥ ⎢ a1⋅ ⎜ kHz⎟ ⎥ ⎣ ⎝ ⎠ ⎦

B = 1.009 × 10 ⋅ gauss

===>

c1

3

⋅ 10 ⋅ gauss

ΔB := B⋅ 2

3

B = 1.009 × 10 ⋅ gauss

3

ΔB = 2.017 × 10 ⋅ gauss Página 20 de 38


Kt :=

‐ Constante de topología:

WaAc :=

Pomax Kt⋅ ΔB ⋅ fs ⋅ J

0.00033 3 ⋅ 10 = 0.168 1.97

(Flyback de una sola salida) 4

WaAc = 0.379⋅ cm

4

WaAc = 0.379⋅ cm

‐ Seleccionamos el núcleo con un producto de área mayor de : ‐‐‐> Núcleo Seleccionado: ‐ Fabricante: Magnetics ‐ Material: P ‐ Forma: EE core ‐ Part number: 42515‐EC ‐ Área Núcleo: Ae ‐ Área Bobina: Wa ‐ Volumen Núcleo: Ve ‐ Window length Iw ‐ Area product: Used ‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐> ‐ Inductancia por 1000 vueltas : ‐ Longitud de vueltas:

2

2

Ae := 40.1mm = 0.401⋅ cm 2

Wa := 0.716cm

(Bobina B2515‐01)

lw := 73.5mm = 7.35⋅ cm 3

3

Ve := 2950mm = 2.95⋅ cm 4

Ae ⋅ Wa = 0.287⋅ cm Al := 940mH Lt := 45.4mm = 4.54⋅ cm

‐ Inductancia Primaria: Número de vueltas Lp⋅ Ippk Npc := ΔB ⋅ Ae

Redondeando al valor próxima mayor tenemos:

Npc = 27.459 Np := 28

‐ Inductancia Secundaria: Número de vueltas Nsc :=

⎛ Np ⎞ ⎜N ⎟ ⎝ ratio ⎠

Ns c = 4

Ns := 4

‐Distancia del Air‐gap La distancia del air‐gap es proporcional a la sección efectiva del gap (Ag).

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Lg :=

Ag ←

Ae

2

cm

for i ∈ 0 .. 4 cm Ag 2 lgap ← μ o ⋅ ⋅ Np ⋅ ⎛⎜ henry Lp

⎜ ⎝

henry

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

⎛ ⎛ 2⋅ lw ⎞ ⎞ ⎜ ⎜ cm ⎟ ⎟ Ae lgap ⋅⎜1 + ⋅ log⎜ Ag ← ⎟⎟ 2 ⎜ lgap ⎠ ⎟ ⎝ Ae cm ⎜ ⎟ 2 cm ⎝ ⎠ ( lgap ) ⋅ cm

Lg = 1.169⋅ mm

(Air‐gap )

‐ Selección del cable primario y secundario: J = 390⋅

Máxima densidad de corriente:

amp

2

cm

Iprms = 1.739⋅ amp

Corriente primaria RMS: Primario: por área del cable:

Wp cu :=

calibre del conductor:

Cable Primario elegido:

Iprms J

−3

Wp cu = 4.458⋅ 10

⎛ Wp cu ⎞⎟ ⎜ cm2 ⎟ ⎝ ⎠

AWGp := −4.2⋅ ln⎜

2

⋅ cm

AWGp = 22.734

Calibre

(Aproximando de la tabla de conductores AWG, para más precisión) AWGLp := 21 −3

Bare area (cobre más aislamiento)

Wa Lp := 5.00⋅ 10

Area del Cobre:

Wcu Lp := 4.11⋅ 10

Diámetro:

Dcu Lp := 0.072⋅ cm

2

⋅ cm

−3

2

⋅ cm

Página 22 de 38


Secundario: por área del cable:

calibre del conductor:

Ws cu :=

Is rms J

−3

Ws cu = 34.135⋅ 10

⎛ Ws cu ⎞⎟ ⎜ cm2 ⎟ ⎝ ⎠

AWGs := −4.2⋅ ln⎜

Cable Secundario elegido:

2

⋅ cm

AWGs = 14.185

Calibre

AWG Ls := 12

Bare area (cobre más aislamiento)

Wa Ls := 37.3⋅ 10

Area del Cobre:

Wcu Ls := 37.05⋅ 10

Diámetro:

Dcu Ls := 0.105⋅ cm

−3

2

⋅ cm

−3

2

⋅ cm

‐ Pérdidas en el núcleo: c1 b1 −3 ⎡ B ⎞ ⋅ a1⋅ ⎛ fs ⎞ ⎥⎤ ⋅ 10 ⋅ watt ⎜ ⎟ ⎢⎜ 103⋅ gauss ⎟ 3 ⎝ kHz⎠ ⎥⎦ cm ⎣⎝ ⎠

Pcore := Ve⋅ ⎢⎛

Pcore = 0.737⋅ W

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4 DIAGRAMA DEL CIRCUITO CONVERTIDOR FLYBACK A continuación se muestra el diagrama del circuito convertidor flyback, con su respectivo controlador por voltaje.

Figura 8. Diagrama del convertidor Flyback

En este diagrama se destacan: ‐ ‐ ‐

El circuito Snubber sombreado en morado, conectado entre el drenador del MOSFET y entrada de voltaje. El circuito de control, sombreado en verde, conectado entre la compuerta del MOSFET y la salida del circuito del Flyback mediante un lazo de retroalimentación. La carga conectada a la salida, sombreada en rojo.

Los componentes principales de este circuito elegidos son: ‐ ‐ ‐

MOSFET, marca Motorola RF840. Este MOSFET puede ser sustituido por el Fairchild FQP9N50C. Diodo Schottky, marca ON Semiconductor MBR1045. OP‐AMPs, Capacitores y resistencias, marca Vishay.

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5 SIMULACIONES Se realizaron las siguientes simulaciones del circuito flyback de la Figura 8 en el Orcad PSPICE v.16, para constatar el correcto funcionamiento del circuito diseñado.

5.1 Funcionamiento del Convertidor Flyback en estado estable. 500V V o l t 400V a j 300V e M O 200V S F E 100V T 0V V(TX7:2,0) I 30.0A S a l 20.0A i d a

Corriente en Secundario

Corriente en Primario 10.0A

SEL>> -2.4A I(D7) 25V C o n 20V t r o l

ID(M7)

ON

OFF

ON

OFF

ON

OFF

ON

10V

0V 1.275ms 1.276ms V(ABM5:OUT) V(ABM5:IN2)

1.278ms V(ABM5:IN1)

1.280ms

1.282ms

1.284ms Time

1.286ms

1.288ms

1.290ms

Figura 9. Funcionamiento convertidor Flyback en DCM Vin = 120 V; Po = 70 W

En la gráfica superior de la Figura 9 se observa el voltaje drain‐source en el MOSFET. Como se observa el nivel de voltaje se mantiene dentro del rango previsto para este dispositivo. En la segunda gráfica se muestran las corrientes de los inductores primario, en rojo, y secundario en verde. Además, se puede apreciar el funcionamiento en modo de conducción discontinuo (DCM) del circuito flyback, luego de la descarga del inductor secundario hay un intervalo de tiempo donde no se produce conducción de corriente, ambas corrientes primaria y secundaria permanecen en cero hasta el siguiente estado encendido del MOSFET. Por último se muestra el tren de pulsos de control a la salida del comparador PWM. La señal color rojo es el voltaje resultante del amplificador de error.

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5.2 Efectos de la regulación proporcional en el circuito del convertidor Flyback A continuación analizaremos los efectos que tiene la integración del control por voltaje en el comportamiento del convertidor Flyback. Este control es del tipo proporcional. V

12.50V

s a l i d a

Voltaje de Salida: Ripple < 3 % (+/- 0.36 V) 12.25V

12.00V Voltaje Promedio = 12.04 V

11.80V V(R25:2)

AVG(V(R25:2))

25V C o n t r 20V o l

Voltaje Control Proporcional

10V

SEL>> 0V 2.235ms 2.240ms V(ABM5:OUT) V(ABM5:IN1)

2.245ms V(V18:+)

2.250ms

2.255ms

2.260ms

2.265ms

2.270ms

2.275ms

2.280ms

2.285ms

Time

Figura 10. Regulación de Voltaje Vin = 120 V; RL = 2.05 ohm (Po = 70 W)

En la gráfica se puede apreciar el funcionamiento del sistema de control proporcional que estamos utilizando: Cuando el voltaje en la salida está por debajo del valor nominal (12 V), la señal de voltaje proporcional sube su nivel aumentando el tiempo de encendido y provocando el aumento en el voltaje de salida. Se produce el proceso inverso cuando el voltaje de salida es mayor al valor nominal. El voltaje salida se mantiene oscilando alrededor del punto nominal. En las figura 10 se muestra el valor promedio del voltaje luego de 2 ms, VoAVG = 12.04 V. En las figuras 11, 12 y 13, a continuación, se muestra una comparación, entre el circuito controlado y sin control, del tiempo que toma al circuito alcanzar el estado estable con cargas constantes para los distintos estados de operación de voltaje de entrada y carga.

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V o 16V l t . 12V S a l i d a

Voltaje c/ Regulacion

8V Voltaje s/ Regulacion 4V

SEL>> 0V V(d8:2)

V(r25:2)

25V C o n 20V t r o l

Duty Cycle Constante

10V

0V V(m8:g) 25V C o n t 20V r o l

Duty Cycle Regulado

Nivel Proporcional de Control

10V

0V 0s V(ABM5:out)

0.2ms V(ABM5:IN1)

0.4ms

0.6ms

0.8ms

1.0ms

1.2ms

1.4ms

1.6ms

1.8ms

2.0ms

Time

Figura 11. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 120 V; RL = 2.05 ohm (Po = 70 W) V o 16V l t . 12V S a l i d a


8V Voltaje s/ Regulacion 4V

SEL>> 0V V(d8:2)

V(r25:2)

25V C o n t 20V r o l


10V


Duty Cycle Regulado


10V

0V 0s V(ABM5:out)

0.2ms V(ABM5:IN1)

0.4ms

0.6ms

0.8ms

1.0ms Time

1.2ms

1.4ms

1.6ms

1.8ms

2.0ms

Figura 12. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 130 V; RL = 3.6 ohm (Po = 40 W) Página 27 de 38


16V V o l t 12V . S a l i d a

8V Voltaje c/ Regulacion 4V Voltaje s/ Regulacion

SEL>> 0V V(d8:2)

V(r25:2)

25V C o n t 20V r o l


10V


Duty Cycle Regulado


10V

0V 0s V(ABM5:out)

0.2ms V(ABM5:IN1)

0.4ms

0.6ms

0.8ms

1.0ms Time

1.2ms

1.4ms

1.6ms

1.8ms

2.0ms

Figura 13. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 110 V; RL = 1.4 ohm (Po = 100 W)

Como se puede observar para los tres casos el circuito controlado es mucho más efectivo que el circuito de control, ya que mantiene el voltaje de operación alrededor del nivel nominal de operación. El circuito sin control no es capaz de mantener un voltaje confiable.

5.3 Efecto del cambio en la carga A continuación examinaremos el efecto que tiene la variación de la carga tanto en el circuito controlado como en el flyback sin control. Se analizarán los siguientes casos: 1. Aumento de la carga en los estados de operación de voltajes de entrada mínimo (110 V), nominal (120 V) y máximo (130 V) 2. Disminución de la carga en los estados de operación de voltajes mínimo, nominal y máximo.

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V o l t a j e

18V

16V

d e Voltaje c/ Regulacion

S a l 14V i d a

12V

10V

8V Cambio de carga de 70-100W

Voltaje s/ Regulacion 6V 1.0ms 1.2ms 1.4ms V(d8:2) V(r25:2)

1.6ms

1.8ms

2.0ms

2.2ms

2.4ms

2.6ms

2.8ms

3.0ms

Time

Figura 14. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 110 V; Po = 70 W + 30 [email protected] ms V o l t a j e

18V

S 16V a l i d a


14V

12V

Cambio de carga 70 - 100 W 10V

Voltaje s/ Regulacion 8V

6V 1.0ms V(r25:2)

1.5ms

2.0ms

2.5ms

3.0ms

V(D8:2) Time

Figura 15. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 120 V; Po = 70 W + 30 [email protected] ms

Página 29 de 38


18V V o l t a j e 16V d e S a l 14V i d a


12V

10V

Cambio de carga de 70-100W

8V Voltaje s/ Regulacion

6V 1.0ms 1.2ms 1.4ms V(d8:2) V(r25:2)

1.6ms

1.8ms

2.0ms Time

2.2ms

2.4ms

2.6ms

2.8ms

3.0ms

Figura 16. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 130 V; Po = 70 W + 30 [email protected] ms

Como se observa de las gráficas anteriores flyback con control por voltaje realiza un trabajo aceptable en mantener el voltaje de salida alrededor del nivel nominal. No así el flyback sin control, el cual en todos los casos examinados tiene una caída en el nivel de voltaje considerable ante un aumento repentino de carga.

Página 30 de 38


18V V o l t a j e 16V S a l i d a 14V

Voltaje s/ Regulacion

12V

10V

8V


Cambio de carga 70 - 30 W

6V 1.0ms 1.2ms 1.4ms V(d8:2) V(r25:2)

1.6ms

1.8ms

2.0ms

2.2ms

2.4ms

2.6ms

2.8ms

Time

3.0ms

Figura 17. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 110 V; Po = 70 W + (‐30 W) @1.5 ms V o l t a j e

18V

S 16V a l i d a Voltaje c/ Regulacion 14V


12V


8V

6V 1.0ms V(r25:2)

1.5ms

2.0ms

2.5ms

3.0ms

V(D8:2) Time

Figura 18. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 120 V; Po = 70 W + (‐30 W) @1.5 ms Página 31 de 38


18V V o l t a j e 16V S a l i d a 14V


12V



8V

6V 1.0ms 1.2ms 1.4ms V(d8:2) V(r25:2)

1.6ms

1.8ms

2.0ms

2.2ms

2.4ms

2.6ms

2.8ms

3.0ms

Time

Figura 19. Comparación de Flyback con Control vs. Flyback sin Control Vin = 130 V; Po = 70 W + (‐30 W) @1.5 ms

Para los casos de disminución de potencia, el flyback controlado es sumamente eficiente en el control de voltaje, y logra mantener el nivel en la salida dentro de rangos aceptables. El flyback sin control falla nuevamente en mantener el nivel de voltaje de salida.

Página 32 de 38

6 CONCLUSIÓN Luego discutir las virtudes de las fuentes conmutables aisladas, en especial las del convertidor Flyback, y analizar y simular circuitos de este tipo con control y sin este, hemos podido observar marcadas diferencias en el comportamiento del convertidor en un caso y el otro. En todos los casos de estudio, se obtuvieron mejores respuestas del convertidor ante las variaciones en los voltajes a la entrada de la fuente y ante cambios bruscos de la carga conectada cuando se utilizó el control por voltaje. El Flyback con control por voltaje es una alternativa económica y de fácil implementación para utilizarse como fuente aislada de baja potencia. Además, por tener un transformador provee una barrera de protección entre los niveles de voltaje de la fuente y los de la carga.

Página 33 de 38


7 REFERENCIAS 1. M. Brown, Practical Switching Power Supply Design. San Diego: Academic Press. 1990 2. K.H. Billings, Switchmode Power Supply Handbook. Nueva York: McGraw‐Hill, 1989. 3. N. Mohan, First Course on Power Electronics. Minneapolis: MNPERE, 2007. 4. D.W. Hart, Electrónica de Potencia, Vuelapluma, Trad., Madrid: Prentice Hall, 2001. 5. N. Mohan, T. Undeland y W. Robbins, Power Electronics: converters, applications and design. 2da. ed. New York: Wiley and Sons, 1995.

Página 34 de 38


8 APÉNDICES

8.1 Data Sheet MOSFET

Página 35 de 38

XSTRS/R F

MOTOROLA SC

14E D

---"--1

I

6367254 0089709 3

r--

MOTOROLA

•

SEMICONDUCTOR

TECHNICAL DATA

IRF840 IRF841 IRF842 IRF843 Pert Number

N-CHANNEL ENHANCEMENT·MODE SILICON GATE TMOS POWER FIELD EFFECT TRANSISTOR These TMOS Power FETs are designed for high voltage. high speed power switching applications such as switching regulators. converters, solenoid and relay drivers.

VOSS

'OS(on)

10

500 V

0.850

8.0A

IRF841

450V

0.850

8.0 A

IRF842

500 V

1.100

7.0A

IRF843

450 IJ

1.100

7.0A

•

• Low rOSlon) to Minimize On-Losses. Specified at Elevated Temperature SOA is Power Dissipation Limited

II

• Source-to-Orain Diode Characterized for Use With Inductive Loads G

o

s

1r TMOS

S

MAXIMUM RATINGS Rating

Symbol

IRF 840

841

842

843

Unit

Drain-Source Voltage

VOSS

500

450

500

450

Vdc

Orain·Gate Voltage IRGS = 1.0 mil)

VOGR

500

450

500

450

Vdc

Gate-Source Voltage

VGS

snul

PlH1.GATE

Orein Current Continuous Pulsed

±20

Vdc Ada

10 10M

Total Power Dissipation @TC=25'C Derate above 25'C

Po

Operating and Storage Temperature Range

TJ. Tstg

7.0 28

8.0 32 125 1.0

Wetts

-55 to 150

'c

wrc

'''N '''''''''' ."""

hOTiS' t OIME.IIS1ONl.\G Ahll TOtEiIA.'IClHG PER AHSl Y1.t.W,.I382. t COMTIlOUl.'tQ Dl,1,tf"-soN. LItCH. 3. Du.lZ~SA.ZOliE"'lI£flfAlL8OOYANO

lEADlftGlx....p,mEsARE AU.OWEO

THERMAL CHARACTERISTICS Thermal Resistance Junction to Case Junction to Ambient Maximum Lead Temp. for Soldering Purposes, 1/8" from Case for 5 Seconds

'CNI RBJC RBJA

1.0 62.5 'C

275

See the MTPSN45 Designer's Data Sheet for a complete set of design curves for the product on this data sheet. The Designer'S Dala Sheet permits the design of most circuits entirely from the informaticn presented. Limit curves - representing boundaries on device characteristicsare given to facilitate ··worst case" design.

MOTOROLA TMOS POWER MOSFET DATA 3-143

_

IRF840

• Silicon Gate for Fast Switching Speeds

• Rugged -

I

---=7-----'j31- 13

CASE 221A·04 TO-220AB

MOTOROLA SC

XSTRSJR F

r .. ~q-J3

14E D

I

6361254 0089110 T

IRF840-843

ELECTRICAL CHARACTERISTICS lTC= 25°C unless otherwise noted) Symbol

Characteristic

Min

Max

450 500

-

-

Unit

OFF CHARACTERISTICS Drain-Source Breakdown Voltage (VGS = O. 10 = 0.25 mAl

VlBR)OSS IRFB41. IRF843 IRF840. IRF842

Zero Gate Voltage Drain Current (VOS Rated VOSS. VGS = 0) (VOS = 0.8 Rated VOSS. VGS = O. TJ = 125°C)

lOSS

=

Vdc

mAde

-

0.25 1.00

Gate-Body Leakage Current, Forward (VGSF = 20 Vdc. VOS = 0)

IGSSF

-

500

nAdc

Gate-Body Leakage Current, Reverse IVGSR = 20 Vdc, VOS = 0)

IGSSR

-

500

nAdc

VGSlth)

2.0

4.0

Vdc

ON CHARACTERISTICS' Gate Threshold Voltage (VOS = VGS, 10 =0.25 mAl Static Drain-Source On-Resistance

rOSlon) IRF840. IRF841 IRF842, IRF843

(VGS = 10 Vdc. 10 = 4.0 Adc) On-State Drain CurrentlVGS = 10 VI (VOS ;;. 6 8 Vdc) (VOS ;;. 7.0 Vdc)

Ohm

-

0.85 1.0

1010n)

IRF840, IRF841 IRF842, IRF843

Forward Transconductance (VOS;;' 6.8 V, 10 = 4.0 A) (VOS;;' 7.0 V. 10 = 4.0 A)

8.0 7.0

-

4.0 4.0

-

-

mhos

9FS IRF840.IRF841 IRF842. IRF843

Adc

-

DYNAMIC CHARACTERISTICS Input Capacitance IVoS = 25 V, VGS = O. t = 1.0 MHz)

Output Capacitance Reverse Transfer Capacitance

-

1600

td(on)

-

35

tr

-

15

td(olt)

-

90

tt

-

30

Ciss Coss Crss

pF

350 150

SWITCHING CHARACTERISTICS' Turn-On Delay T,me Rise Time

(VOO = 200 V, 10 = 4.0 Apk. Rgen = 4.7 Ohms)

Turn-Olt Delay Time Fall Time Total Gate Charge

lVGS = 10 V. VOS = 0.8 " RatedVoss. 10 = Rated 10)

Gate-Source Charge Gate-Drain Charge

Og

40 (Typ)

60

Ogs

201Typ)

°gd

20 (Typ)

-

ns

nC

SOURCE DRAIN DIODE CHARACTERISTICS' Forward On-Voltage

(Is = Rated 10, VGS = 0)

Forward Turn-On Time Reverse Recovery Time

VSD

-

I

1.9 (1)

I

ton

Limited by stray inductance

t rr

600 (Typ)

I

-

I

Vdc

ns

INTERNAL PACKAGE INDUCTANCE (TO·220) Internal Drain Inductance (Measured from the contact screw on tab to center of die) (Measured from the drain lead 0.25" from package to center of die)

l.d

Internal Source Inductance (Measured from the source lead 0.25" from package to source bond pad)

Ls

"Pulse Test: Pulse Width'" 300 /,5, Duty Cycle", 2.0%. III Add 0.1 V for IRF840 and IRFB41.

MOTOROLA TMOS POWER MOSFET DATA

3·144

3.6 (Typ) 4.5 (Typ) 7.6 (Typ)

-

nH

I


8.2 Datasheet Diodo

Página 36 de 38

MBR1035, MBR1045 MBR1045 is a Preferred Device

SWITCHMODE Power Rectifiers The MBR1035/45 uses the Schottky Barrier principle with a platinum barrier metal. These state−of−the−art devices have the following features:

http://onsemi.com

Features

• • • • •

SCHOTTKY BARRIER RECTIFIERS 10 AMPERES 35 to 45 VOLTS

Pb−Free Packages are Available* Guardring for Stress Protection Low Forward Voltage 150°C Operating Junction Temperature Epoxy Meets UL 94 V−0 @ 0.125 in

Mechanical Characteristics

• Case: Epoxy, Molded • Weight: 1.9 grams (approximately) • Finish: All External Surfaces Corrosion Resistant and Terminal •

3

Leads are Readily Solderable Lead Temperature for Soldering Purposes: 260°C Max. for 10 Seconds

MARKING DIAGRAM

4

TO−220AC CASE 221B PLASTIC

MAXIMUM RATINGS Rating

Symbol

Peak Repetitive Reverse Voltage Working Peak Reverse Voltage DC Blocking Voltage MBR1035 MBR1045

VRRM VRWM VR

Average Rectified Forward Current (Rated VR, TC = 135°C)

IF(AV)

10

A

Peak Repetitive Forward Current, (Rated VR, Square Wave, 20 kHz, TC = 135°C)

IFRM

20

A

Non−Repetitive Peak Surge Current (Surge Applied at Rated Load Conditions Halfwave, Single Phase, 60 Hz)

IFSM

150

A

Peak Repetitive Reverse Surge Current (2.0 s, 1.0 kHz) See Figure 11

IRRM

1.0

Storage Temperature Range

Tstg

−65 to +175

°C

Operating Junction Temperature

TJ

−65 to +150

°C

Voltage Rate of Change (Rated VR)

1, 4

Value

Unit

AY WW B10x5

V 1

35 45

3 A Y WW B10x5 x

= Assembly Location = Year = Work Week = Device Code = 3 or 4

ORDERING INFORMATION Device

Package

Shipping

TO−220

50 Units/Rail

TO−220 (Pb−Free)

50 Units/Rail

TO−220

50 Units/Rail

TO−220 (Pb−Free)

50 Units/Rail

A MBR1035

dv/dt

V/s 10,000

MBR1035G MBR1045 MBR1045G

Maximum ratings are those values beyond which device damage can occur. Maximum ratings applied to the device are individual stress limit values (not normal operating conditions) and are not valid simultaneously. If these limits are exceeded, device functional operation is not implied, damage may occur and reliability may be affected.

Preferred devices are recommended choices for future use and best overall value.

*For additional information on our Pb−Free strategy and soldering details, please download the ON Semiconductor Soldering and Mounting Techniques Reference Manual, SOLDERRM/D.  Semiconductor Components Industries, LLC, 2004

September, 2004 − Rev. 4

1

Publication Order Number: MBR1035/D

MBR1035, MBR1045 THERMAL CHARACTERISTICS Characteristic

Symbol

Value

Unit

RJC

2.0

°C/W

Maximum Thermal Resistance, Junction−to−Case

ELECTRICAL CHARACTERISTICS Maximum Instantaneous Forward Voltage (Note 1) (iF = 10 Amps, TC = 125°C) (iF = 20 Amps, TC = 125°C) (iF = 20 Amps, TC = 25°C)

vF

Maximum Instantaneous Reverse Current (Note 1) (Rated dc Voltage, TC = 125°C) (Rated dc Voltage, TC = 25°C)

iR

Volts 0.57 0.72 0.84 mA 15 0.1

1. Pulse Test: Pulse Width = 300 s, Duty Cycle ≤ 2.0%.

100

100 TJ = 150°C

TJ = 150°C

70

70

100°C

30

30

20

20

10 7.0 5.0 3.0 2.0

1.0

10 7.0 5.0 3.0 2.0

1.0

0.7

0.7

0.5

0.5

0.3

0.3

0.2

0.2

0.1

25°C

100°C

50

25°C

iF, INSTANTANEOUS FORWARD CURRENT (AMPS)

iF, INSTANTANEOUS FORWARD CURRENT (AMPS)

50

0.1 0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

1.4

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)

vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)

Figure 1. Maximum Forward Voltage

Figure 2. Typical Forward Voltage

http://onsemi.com 2

1.4

MBR1035, MBR1045 IFSM , PEAK HALF−WAVE CURRENT (AMPS)

100

IR , REVERSE CURRENT (mA)

TJ = 150°C 125°C

10

100°C 1.0

75°C

0.1 25°C 0.01

0.001 10

5.0

20

25

30

35

40

45

70 50

30 20 1.0

50

2.0

3.0

5.0 7.0 10

20

30

50

Figure 3. Maximum Reverse Current

Figure 4. Maximum Surge Capability

IF(AV) , AVERAGE FORWARD CURRENT (AMPS)

NUMBER OF CYCLES AT 60 Hz

20

RATED VOLTAGE APPLIED I

15

I

PK (RESISTIVELOAD) AV

I PK 5 10 (CAPACITIVELOAD) I

SQUARE WAVE

AV

10 5.0

20

dc

0 120

130

140

150

16

70 100

RATED VOLTAGE APPLIED

14

I

12

I

PK (RESISTIVELOAD) AV

10 SQUARE WAVE

8.0 6.0

dc

4.0 I (CAPACITIVELOAD) PK 20, 10, 5 I

2.0

AV

0 0

160

20

40

60

80

100

120

140

TC, CASE TEMPERATURE (°C)

TA, AMBIENT TEMPERATURE (°C)

Figure 5. Current Derating, Infinite Heatsink

Figure 6. Current Derating, RJA = 16°C/W

10 9.0

SINE WAVE RESISTIVE LOAD

8.0

dc

SQUARE WAVE

I

7.0

(CAPACITIVELOAD) PK 5 I 6.0 AV 10

5.0

20

4.0 3.0

TJ = 150°C

2.0 1.0 0 0

100

VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)

110

PF(AV) , AVERAGE FORWARD POWER DISSIPATION (WATTS)

15



0

200

2.0

4.0

6.0

8.0

10

12

14

16

5.0

RATED VOLTAGE APPLIED RJA = 60°C/W

4.0

I I

3.0

PK (RESISTIVELOAD) AV SQUARE WAVE

2.0 dc

1.0

I

(CAPACITIVELOAD) PK 20, 10, 5 I

AV

0 0

20

40

60

80

100

120

140

IF(AV), AVERAGE FORWARD CURRENT (AMPS)

TA, AMBIENT TEMPERATURE (°C)

Figure 7. Forward Power Dissipation

Figure 8. Current Derating, Free Air

http://onsemi.com 3

160

160

r(t), TRANSIENT THERMAL RESISTANCE (NORMALIZED)

MBR1035, MBR1045 1.0 0.7 0.5 0.3 0.2

Ppk

tp 0.1 0.07 0.05

Ppk

DUTY CYCLE, D = tp/t1 PEAK POWER, Ppk, is peak of an equivalent square power pulse.

TIME t1

TJL = Ppk • RJL [D + (1 − D) • r(t1 + tp) + r(tp) − r(t1)] where: TJL = the increase in junction temperature above the lead temperature. r(t) = normalized value of transient thermal resistance at time, t, i.e.: r(t1 + tp) = normalized value of transient thermal resistance at time, t1 + tp.

0.03 0.02 0.01 0.01

0.1

1.0

10

100

1000

t, TIME (ms)

Figure 9. Thermal Response

HIGH FREQUENCY OPERATION

1500

Since current flow in a Schottky rectifier is the result of majority carrier conduction, it is not subject to junction diode forward and reverse recovery transients due to minority carrier injection and stored charge. Satisfactory circuit analysis work may be performed by using a model consisting of an ideal diode in parallel with a variable capacitance. (See Figure 10) Rectification efficiency measurements show that operation will be satisfactory up to several megahertz. For example, relative waveform rectification efficiency is approximately 70 percent at 2.0 MHz, e.g., the ratio of dc power to RMS power in the load is 0.28 at this frequency, whereas perfect rectification would yield 0.406 for sine wave inputs. However, in contrast to ordinary junction diodes, the loss in waveform efficiency is not indicative of power loss; it is simply a result of reverse current flow through the diode capacitance, which lowers the dc output voltage.

C, CAPACITANCE (pF)

1000 700 500 MAXIMUM 300 TYPICAL 200 150 0.05 0.1

0.5

0.2

1.0

2.0

Figure 10. Capacitance

+150 V, 10 mAdc 2.0 k VCC 12 V

5.0

10

VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)

12 Vdc +

100

2N2222 D.U.T.

2.0 s 1.0 kHz CURRENT AMPLITUDE ADJUST 0−10 AMPS

2N6277 100 CARBON 1.0 CARBON 1N5817

Figure 11. Test Circuit for dv/dt and Reverse Surge Current http://onsemi.com 4

4.0 F

20

50

MBR1035, MBR1045 PACKAGE DIMENSIONS TO−220 PLASTIC CASE 221B−04 ISSUE D NOTES: 1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI Y14.5M, 1982. 2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.

C B

Q

F

T

S

DIM A B C D F G H J K L Q R S T U

4

A 1

U

3

H K

L

R

D G

J

http://onsemi.com 5

INCHES MIN MAX 0.595 0.620 0.380 0.405 0.160 0.190 0.025 0.035 0.142 0.147 0.190 0.210 0.110 0.130 0.018 0.025 0.500 0.562 0.045 0.060 0.100 0.120 0.080 0.110 0.045 0.055 0.235 0.255 0.000 0.050

MILLIMETERS MIN MAX 15.11 15.75 9.65 10.29 4.06 4.82 0.64 0.89 3.61 3.73 4.83 5.33 2.79 3.30 0.46 0.64 12.70 14.27 1.14 1.52 2.54 3.04 2.04 2.79 1.14 1.39 5.97 6.48 0.000 1.27

MBR1035, MBR1045

SWITCHMODE is a trademark of Semiconductor Components Industries, LLC. ON Semiconductor and are registered trademarks of Semiconductor Components Industries, LLC (SCILLC). SCILLC reserves the right to make changes without further notice to any products herein. SCILLC makes no warranty, representation or guarantee regarding the suitability of its products for any particular purpose, nor does SCILLC assume any liability arising out of the application or use of any product or circuit, and specifically disclaims any and all liability, including without limitation special, consequential or incidental damages. “Typical” parameters which may be provided in SCILLC data sheets and/or specifications can and do vary in different applications and actual performance may vary over time. All operating parameters, including “Typicals” must be validated for each customer application by customer’s technical experts. SCILLC does not convey any license under its patent rights nor the rights of others. SCILLC products are not designed, intended, or authorized for use as components in systems intended for surgical implant into the body, or other applications intended to support or sustain life, or for any other application in which the failure of the SCILLC product could create a situation where personal injury or death may occur. Should Buyer purchase or use SCILLC products for any such unintended or unauthorized application, Buyer shall indemnify and hold SCILLC and its officers, employees, subsidiaries, affiliates, and distributors harmless against all claims, costs, damages, and expenses, and reasonable attorney fees arising out of, directly or indirectly, any claim of personal injury or death associated with such unintended or unauthorized use, even if such claim alleges that SCILLC was negligent regarding the design or manufacture of the part. SCILLC is an Equal Opportunity/Affirmative Action Employer. This literature is subject to all applicable copyright laws and is not for resale in any manner.

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http://onsemi.com 6

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MBR1035/D

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8.3 Datasheet Capacitores

Página 37 de 38

140 RTM Vishay BCcomponents

Aluminum Capacitors Radial, High Temperature Miniature FEATURES • Polarized aluminum electrolytic capacitors, non-solid electrolyte RoHS • Radial leads, cylindrical aluminum case with COMPLIANT pressure relief, insulated with a blue sleeve • Charge and discharge proof • Very long useful life: 2500 to 4000 h at 125 °C, high stability, high reliability • Extended temperature range up to 125 °C • High ripple current capability • Lead (Pb)-free versions are RoHS compliant

Fig.1 Component outline

140 RTM 125 °C

APPLICATIONS • EDP, telecommunication, industrial, automotive and military • Smoothing, filtering, buffering in SMPS • High ambient temperature environments

105 °C

148 RUS

longer life lower Z

MARKING

150 RMI

QUICK REFERENCE DATA DESCRIPTION

VALUE

Nominal case sizes (Ø D × L in mm) Rated capacitance range, CR Tolerance on CR Rated voltage range, UR Category temperature range Endurance test at 125 °C Useful life at 125 °C Useful life at 40 °C, 1.6 × IR applied Shelf life at 0 V, 125 °C Based on sectional specification Climatic category IEC 60068

10 × 12 to 18 × 31 22 to 4700 µF ± 20 % 6.3 to 63 V - 55 to + 125 °C 2000 h 2500 to 4000 h 300 000 h 500 h IEC 60384-4/EN130300 55/125/56

The capacitors are marked (where possible) with the following information: • Rated capacitance value (in µF) • Tolerance on rated capacitance, code letter in accordance with IEC 60062 (M for ± 20 %) • Rated voltage (in V) • Date code, in accordance with IEC 60062 • Code indicating factory of origin • Name of manufacturer • Upper category temperature (125 °C) • Negative terminal identification • Series number (140)

SELECTION CHART FOR CR, UR AND RELEVANT NOMINAL CASE SIZES (Ø D x L in mm) CR (µF) 22 47 100 220 330 470 1000 1200 2200 3300 4700 www.vishay.com 178

6.3

10

10 x 16 10 x 20 -

10 x 12 10 x 16 10 x 20 12.5 x 25 16 x 20 16 x 25 16 x 31

16 10 x 12 10 x 16 10 x 16 12.5 x 20 16 x 25 16 x 31 18 x 31

UR (V) 25 10 x 16 10 x 20 10 x 20 12.5 x 25 16 x 20 − 16 x 31 18 x 31 -

35

50

10 x 12 10 x 16 12.5 x 20 16 x 25 18 x 31 -

10 x 12 10 x 16 12.5 x 20 12.5 x 20 12.5 x 25 16 x 20 16 x 31 -

For technical questions contact: [email protected]

63 10 x 12 10 x 12 10 x 20 16 x 20 16 x 20 16 x 25 18 x 31 -

Document Number: 28322 Revision: 19-Dec-07


Aluminum Capacitors Radial, High Temperature Miniature DIMENSIONS in millimeters, AND AVAILABLE FORMS ØD

ØD

L

-

+ F

15 min

4

Ød

5 min

Od

-

+

+1 0

F

Fig. 2 Form CA: Long leads

Fig. 3 Form CB: Cut leads

Fig. 4 Form TFA: Taped in box (ammopack)

Table 1

DIMENSIONS in millimeters, MASS AND PACKAGING QUANTITIES PACKAGING QUANTITIES NOMINAL CASE SIZE ØDxL

CASE CODE

Ød

Ø Dmax

Lmax

F

MASS (g)

10 x 12

14

0.6

10.5

13.5

5.0 ± 0.5

10 x 16

15

0.6

10.5

17.5

10 x 20

16

0.6

10.5

12.5 x 20

17

0.6

12.5 x 25

18

16 x 20

FORM CA

FORM CB

FORM TFA

≈ 1.6

1000

500

800

5.0 ± 0.5

≈ 1.9

500

500

800

22.0

5.0 ± 0.5

≈ 2.2

500

500

800

13.0

22.0

5.0 ± 0.5

≈ 4.0

500

500

500

0.6

13.0

27.0

5.0 ± 0.5

≈ 5.0

250

250

500

19a

0.8

16.5

22.0

7.5 ± 0.5

≈ 6.0

250

250

250

16 x 25

19

0.8

16.5

27.0

7.5 ± 0.5

≈ 8.0

250

250

250

16 x 31

20

0.8

16.5

33.5

7.5 ± 0.5

≈ 9.0

100

100

250

18 x 31

1831

0.8

18.5

33.5

7.5 ± 0.5

≈ 12.5

100

100

-

Note 1. Detailed tape dimensions see section ‘PACKAGING’



www.vishay.com 179


Aluminum Capacitors Radial, High Temperature Miniature

ORDERING EXAMPLE

ELECTRICAL DATA SYMBOL

DESCRIPTION

Electrolytic capacitor 140 series

CR

rated capacitance at 100 Hz, tolerance ± 20 %

IR

rated RMS ripple current at 100 kHz, 125 °C

IL1

max. leakage current after 1 min at UR

Tan δ

max. dissipation factor at 100 Hz

Z

max. impedance at 100 kHz

220 µF/25 V; ± 20 % Nominal case size: Ø 10 × 16 mm; Form TFA Ordering Code: MAL214036221E3 Former 12NC: 2222 140 36221

Note 1. Unless otherwise specified, all electrical values in Table 2 apply at Tamb = 20 °C, P = 86 to 106 kPa, RH = 45 to 75 %

ELECTRICAL DATA AND ORDERING INFORMATION UR (V)

Z 100 kHz - 40 °C (Ω)

FORM CA

FORM CB

FORM TFA

0.28

0.15

1.10

53122E3

63122E3

33122E3

142

0.28

0.12

0.85

53222E3

63222E3

33222E3

480

36

0.20

0.200

1.40

54331E3

64331E3

34331E3

10 × 16

760

50

0.20

0.150

1.10

54471E3

64471E3

34471E3

1000

10 × 20

850

103

0.20

0.120

0.85

54102E3

64102E3

34102E3

2200

12.5 × 25

1400

223

0.24

0.050

0.40

94225E3

94226E3

94223E3

2200

16 × 20

1400

223

0.24

0.050

0.40

54222E3

64222E3

34222E3

3300

16 × 25

1900

333

0.24

0.034

0.25

54332E3

64332E3

34332E3

4700

16 × 31

2200

473

0.24

0.030

0.20

54472E3

64472E3

34472E3

220

10 × 12

480

38

0.16

0.200

1.40

55221E3

65221E3

35221E3

330

10 × 16

760

56

0.16

0.150

1.10

55331E3

65331E3

35331E3

470

10 × 16

760

78

0.16

0.150

1.10

55471E3

65471E3

35471E3

1000

12.5 × 20

1200

163

0.16

0.073

0.50

55102E3

65102E3

35102E3

2200

16 × 25

1900

355

0.18

0.034

0.25

55222E3

65222E3

35222E3

3300

16 × 31

2200

531

0.18

0.030

0.20

55332E3

65332E3

35332E3

4700

18 × 31

2200

755

0.18

0.030

0.20

55472E3

65472E3

-

220

10 × 16

750

58

0.14

0.150

1.10

56221E3

66221E3

36221E3

330

10 × 20

850

86

0.14

0.120

0.85

56331E3

66331E3

36331E3

470

10 × 20

850

121

0.14

0.120

0.85

56471E3

66471E3

36471E3

1000

12.5 × 25

1400

253

0.14

0.050

0.40

96105E3

96106E3

96103E3

1000

16 × 20

1400

253

0.14

0.050

0.40

56102E3

66102E3

36102E3

2200

16 × 31

2200

553

0.16

0.030

0.20

56222E3

66222E3

36222E3

3300

18 × 31

2200

828

0.16

0.030

0.20

56332E3

66332E3

-

IR 100 kHz 125 °C (mA)

1 min

1200

10 × 16

760

79

2200

10 × 20

850

330

10 × 12

470

6.3

10

16

25

ORDERING CODE MAL2140 .....

Z 100 kHz + 20 °C (Ω)

NOMINAL CASE SIZE ØD×L (mm)

CR 100 Hz (µF)

www.vishay.com 180

IL1 (µA)

Tan δ 100 Hz

BULK PACKAGING


TAPED



Aluminum Capacitors Radial, High Temperature Miniature ELECTRICAL DATA AND ORDERING INFORMATION UR (V)

NOMINAL CASE SIZE ØD×L (mm)

IR 100 kHz 125 °C (mA)

1 min

100

10 × 12

480

38

220

10 × 16

760

CR 100 Hz (µF)

35

50

63

ORDERING CODE MAL2140 .....

Z 100 kHz + 20 °C (Ω)

Z 100 kHz - 40 °C (Ω)

FORM CA

FORM CB

FORM TFA

0.12

0.200

1.40

50101E3

60101E3

30101E3

80

0.12

0.150

1.10

50221E3

60221E3

30221E3

IL1 (µA)

Tan δ 100 Hz

BULK PACKAGING

TAPED

470

12.5 × 20

1200

168

0.12

0.073

0.50

50471E3

60471E3

30471E3

1000

16 × 25

1500

353

0.12

0.034

0.25

50102E3

60102E3

30102E3

2200

18 × 31

2200

773

0.14

0.030

0.20

50222E3

60222E3

-

47

10 × 12

300

27

0.10

0.300

2.00

51479E3

61479E3

31479E3

100

10 × 16

380

53

0.10

0.200

1.40

51101E3

61101E3

31101E3

220

12.5 × 20

580

113

0.10

0.120

0.85

51221E3

61221E3

31221E3

330

12.5 × 20

870

168

0.10

0.120

0.85

51331E3

61331E3

31331E3

470

12.5 × 25

1100

238

0.10

0.085

0.60

91475E3

91476E3

91473E3

470

16 × 20

1100

238

0.10

0.085

0.60

51471E3

61471E3

31471E3

1000

16 × 31

1700

503

0.10

0.045

0.30

51102E3

61102E3

31102E3

22

10 × 12

380

17

0.10

0.300

2.00

58229E3

68229E3

38229E3

47

10 × 12

380

33

0.10

0.300

2.00

58479E3

68479E3

38479E3

100

10 × 20

650

66

0.10

0.160

1.10

58101E3

68101E3

38101E3

220

16 × 20

1100

142

0.10

0.085

0.60

58221E3

68221E3

38221E3

330

16 × 20

1100

211

0.10

0.085

0.60

58331E3

68331E3

38331E3

470

16 × 25

1500

299

0.10

0.055

0.40

58471E3

68471E3

38471E3

1000

18 × 31

1800

633

0.10

0.040

0.28

58102E3

68102E3

-

ADDITIONAL ELECTRICAL DATA PARAMETER

CONDITIONS

VALUE

Voltage Us ≤ 1.15 x UR

Surge voltage

Urev ≤ 1 V

Reverse voltage Current Leakage current

after 1 minute at UR

IL1 ≤ 0.01 CR × UR + 3 µA

after 5 minutes at UR

IL5 ≤ 0.002 CR × UR + 3 µA

case Ø D = 10 mm

typ. 16 nH

case Ø D ≥ 12.5 mm

typ. 18 nH

calculated from tan δmax and CR (see Table 2)

ESR = tan δ/2πfCR

Inductance Equivalent series inductance (ESL) Resistance Equivalent series resistance (ESR)



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CAPACITANCE (C) 1.2 C C0 1.0

1.2 C C0 1 1.1

1 2

2 0.8 2

1.0 0.6 2 0.9

0.4

Curve 1: UR < 50 V Curve 2: UR < 50 V

1


1

0.2

0.8 - 60

- 40

- 20

0

20

40

60

80

100

120

Tamb (°C)

C0 = typical capacitance at 20 °C, 100 Hz

102

10

140

103

104

105

f (Hz) Tamb (°C)

C0 = typical capacitance at 20 °C, 100 Hz

Fig. 6 Typical multiplier of capacitance as a function of frequency

Fig. 5 Typical multiplier of capacitance as a function of ambient temperature

EQUIVALENT SERIES RESISTANCE (ESR) ESR ESR0

2.0 ESR ESR0 1.6

1 Curve 1: UR < 50 V Curve 2: UR < 50 V

2


2 1

10 1.2

0.8 1

2

1

0.4

1

2 0 - 60

- 40

- 20

0

20

40

60

80

ESR0 = typical capacitance at 20 °C, 100 Hz

100

120

Tamb (°C)

Fig. 7 Typical multiplier of ESR as a function of ambient temperature

140

10

102

103

104

f (Hz)

105

Tamb (°C)

ESR0 = typical ESR at 20 °C, 100 Hz

Fig. 6 Typical multiplier of ESR as a function of frequency

RIPPLE CURRENT AND USEFUL LIFE Table 2

ENDURANCE AND USEFUL LIFE AS A FUNCTION OF CASE SIZE NOMINAL CASE SIZE Ø D x L (mm) 10 × 12 10 × 16 10 × 20 12.5 × 20 12.5 × 25 16 × 20 16 × 25 16 × 31 18 × 31 www.vishay.com 182

CASE CODE 14 15 16 17 18 19a 19 20 1831

ENDURANCE TEST AT 125 ºC (h)

USEFUL LIFE AT 125 ºC (h)

2000 2000 2000 2000 2000 2000 2000 2000 2000

2500 3000 3000 3000 3000 3000 4000 4000 4000





MBC242

IA 4.3 IR 4.2 4.1 4.0 3.9 3.8 3.7 3.6 3.5 3.4 3.3 3.2 3.1 3.0 lifetime multiplier

2.8 0 1. 5 1.

2.6

0

2. 0

3.

2.4

0

4.

IA = actual ripple current at 100 kHz

0

6.

2.2 8.

IR = rated ripple current at 100 kHz, 125 ºC (1) Useful life at 125 ºC and IR applied: see Table 3

0

2.0

12 20

1.8

30

1.6 60 0 10

(1)

0 0

40

Fig.9 Multiplier of useful life as a function of ambient temperature and ripple current load

20

1.4 1.2 1.0 0.8 0.5 0.0 40

50

60

70

80

90

100

110

120 130 Tamb (°C)

Table 3

MULTILPLIER OF RIPPLE CURRENT (IR) AS A FUNCTION OF FREQUENCY IR MULTIPLIER

FREQUENCY (Hz)

UR = 6.3 to 25 V 0.60 0.70 0.85 0.90 0.95 1.00 1.00

50 100 300 1000 3000 10 000 100 000

UR = 35 V 0.50 0.65 0.80 0.85 0.90 0.95 1.00

UR = 50 and 63 V 0.35 0.50 0.65 0.80 0.90 0.90 1.00

Table 5

TEST PROCEDURES AND REQUIREMENTS TEST

PROCEDURE (quick reference)

REQUIREMENTS

NAME OF TEST Endurance

REFERENCE IEC 60384-4/ EN130300 subclause 4.13

Tamb = 125 °C; UR applied; 2000 h

ΔC/C: ± 15 % tan δ ≤ 1.3 x spec. limit Z ≤ 2 × spec. limit IL5 ≤ spec. limit

Useful life

CECC 30301 subclause 1.8.1

Tamb = 125 °C; UR and IR applied; for test duration see Table 3

ΔC/C: ± 30 % tan δ ≤ 3 x spec. limit Z ≤ 3 x spec. limit IL5 ≤ spec. limit no short or open circuit total failure percentage: ≤ 1 %

Shelf life

IEC 60384-4/ EN130300 subclause 4.17

Tamb = 125 °C; no voltage applied; 500 h

ΔC/C: ± 15 % tan δ ≤ 1.3 x spec. limit Z ≤ 2 x spec. limit IL5 ≤ 2 x spec. limit

after test: UR to be applied for 30 min, 24 to 48 h before measurement



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Document Number: 91000 Revision: 18-Jul-08

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8.4 Datos nucleos de ferrita

Página 38 de 38

AL (mH/1000T) min HIGH PERMEABILITY MATERIALS

POWER MATERIALS PART

COMB.

R

P

0_41203EC

E-E

440

480

0_41205EC

E-E

1,100

0_41707EC

E-E

0_41808EC

F*

MAGNETIC DATA 4 WEIGHT Ae (mm2) A min (mm2) Ve (mm3) CORE (grams per set) WaAc (cm )

J

W

le (mm)

1,025

-

27.8

10.1

10.1

279

1.3

0.01

1,200 1,950

2,475

-

27.7

20.2

20

558

2.6

0.03

760

825

1,300

1,425

-

30.4

16.6

12.6

505

3.0

0.03

E-E

865

940

1,500

1,875

3,220

39.9

22.6

22.1

900

4.4

0.07

0_41810EC

E-E

1,725

1,875 3,000

3,750

7,420

40.1

45.5

45.4

1,820

8.5

0.15

0_42510EC

E-E

1,325

1,440 2,300

2,775

4,635

49

39.5

37

1,930

9.5

0.16

0_42513EC

E-E

1,425

1,736 2,460

3,000

-

57.8

51.8

51.8

2,990

16

-

0_42515EC

E-E

865

940

1,500

1,800

3,080

73.5

40.1

39.7

2,950

15

0.42

0_42515IC

E-I

1,320

1,435 2,290

2,750

4,690

48.1

40.1

39.7

1,930

10

0.21

0_42520EC

E-E

2,650

2,880 4,600

5,500

10,360

48

78.4

76.8

3,760

19

0.4

770

E, I Cores

E, I Core Data (ungapped)

AVAILABLE HARDWARE

STAN DAR D BO BBIN SUR FACE MOU NT B OBB PRIN IN TED CIRC UIT BOB BIN

* F material nominal ± 25%

0_41203EC 0_41808EC 0_42510EC 0_42515EC 0_42520EC

11.3

mag-inc.com

E, I Hardware

Bobbins MECHANICAL DIMENSIONS (mm) PART

CORE SIZE FIG. A MAX

B MAX

C MAX

D MAX

E MIN

F NOM

NOMINAL WINDING AVERAGE AREA PER SECTION LENGTH OF TURN (mm) cm2

MATERIAL

00B180801 41808EC 1

13.84

-

11.04

6.47

4.95

9.52

0.3420

39.4

Nylon*

00B251001 42510EC 1

18.49

-

12.34

8.4

6.62

10.31

0.510

56

Nylon*

00B251501 42515EC 2

15.08

15.08

22.09

6.35

20.57

6.35

0.716

45.4

Glass filled Nylon

00B351501 43515EC 1

24.84

-

18.92

11.98

9.9

17.14

1.130

72

Nylon*

00B402001 44020EC 3

29.84

35.05

16.12

12.31

26.16

29.21

2.07

97.5

Glass filled Nylon*

00B431701 44317EC 1

28.01

-

20.47

14.6

12.82

18.94

1.260

84.4

Nylon*

00B472101 44721EC 1

31.19

-

23.57

18.41

16.12

21.38

1.410

97.5

Nylon*

00B572401 45724EC 1

37.84

-

28.57

21.59

19.12

26.54

2.14

118.2

Nylon*

00B722801 47228EC 4

51.07

51.07

19.76

19.76

34.46

30.4

4.08

149.3

Zytel 50

00B802001 48020EC 4

57.58

57.58

20.54

20.54

55.11

51.05

8.06

165

Zytel 50

* UL 94 HB rated

11.12

MAGNETICS

Proyecto Final - Diseño Flyback

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