Elektronika II.

MISKOLCI EGYETEM VILLAMOSMÉRNÖKI INTÉZET

ELEKTROTECHNIKAIELEKTRONIKAI TANSZÉK

DR. KOVÁCS ERNŐ

ELEKTRONIKA II. (DISZKRÉT FÉLVEZETŐK, ERŐSÍTŐK )

ELŐADÁS JEGYZET 2003.

Miskolci Egyetem Elektrotechnikai-Elektronikai Tanszék

2.0. Diszkrét félvezetők és alkalmazásaik A fejezet összefoglalja a legfontosabb ismereteket a diszkrét félvezető alkatrészekről és alkalmazásaikról. Kiemelten tárgyalja a lineáris alkalmazásokat, elsősorban is a diszkrét elemekkel felépített félvezetős erősítőket. A fejezet a diszkrét alkatrészek közül nem foglalkozik a teljesítmény-elektronikai alkatrészekkel és alkalmazásaikkal, az optoelektronikai alkatrészekkel és a speciálisan csak nagyfrekvencián használt alkatrészekkel, mivel ezeket egyéb tárgyak, anyagrészek, vagy fejezetek tartalmazzák. Az egyes elektronikai elemek tárgyalásánál elsősorban –az alapvető működésén túl- a legjellemzőbb paraméterek megismerése és értelmezése a cél. A diszkrét alkatrészek családja jelentős számú alkatrészből áll, amelyből a fejezet csak a legjellemzőbb alkatrészeket emeli ki a teljesség igénye nélkül.

2.1. Félvezető-elmélet alapjai Az elektronika oly mélységig tárgyalja az elektronfizika vonatkozó tárgyköreit, ameddig az szükséges ahhoz, hogy megértsük a félvezetőkben lezajló alapvető fizikai folyamatokat, a félvezetők működését befolyásoló hibákat és a hőmérséklet hatását, mivel ezek közvetlen hatással vannak az egyes elektronikai kapcsolások tulajdonságaira. A témakörhöz kapcsolódó mélyebb, részletesebb ismereteket a fizika egyes fejezetei (szilárdtestfizika és az elektronfizika) nyújtanak (lásd ajánlott irodalom). A kristályos szilárd anyagokban a kötött rácsrészecskék környezetében szabad elektronok találhatók. A szabad elektronok mennyisége dönti el, hogy az adott kristályos anyag milyen villamos tulajdonsággal rendelkezik, pl. vezető vagy szigetelő. A vezetésben csak a szabad elektronok vesznek részt. Potenciális energia Az atomhoz kötött elektronok meghatározott diszkrét energiaszinteket/pályákat tölthetnek be. A diszkrét energiaszintek energiája meghatározható a magtól vett távolság függvényében, figyelembe véve, hogy az elektronok pályasugara (r) csak egy egész szám (n) négyzetével lehet arányos: mZ 2 q 4 1 W n (r ) = − 2 2 ⋅ 2 8εoh n ahol, m az elektron tömege, q az elektron töltése, Z rendszám, εo a vákuum permittivitása, ħ a Planck-féle állandó. Az n kis egész szám n=1,2,3…. Wn(r) Wn(r) r

r

potenciálgát

Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

2


Az ábrán azt az esetet ábrázoltuk, amikor az atomok rácstávolságnyira vannak egymástól. A szaggatott vonal határolja azt a potenciálisenergia-teret, amelyben elektron nem tartózkodhat. Az így létrejövő potenciálgátak a klasszikus fizika szerint megakadályozzák az elektronok szabad mozgását a térben, azonban a kvantummechanika szerint az alagúthatás révén az elektronok egy része mégis átjut. A meghatározott diszkrét energia pályák felhasadnak és nagy számú szint lehetséges egymáshoz viszonylag közel. Ezek a szintek (amelyek továbbra is diszkrétek) képeznek egy energia sávot. Az energia sávok között tiltott energia sávok helyezkednek el, amelyben elektron nem tartózkodhat. A sávok közül az utolsó részben vagy teljesen betöltött sávot vegyértéksávnak , míg az első nem betöltött vagy csak kis mértékben betöltött sávot vezetési sávnak nevezzük. A vegyértéksáv és a vezetési sáv közötti tiltott sáv nagysága jellemzője a vezető, félvezető és szigetelő anyagoknak. A vezető anyagok teljesen betöltött vegyértéksávú, üres vezetési sávú és 3 eV-nál kisebb tiltott sávszélességű anyagok. Ha a tiltott sáv szélessége 5..8 eV, akkor az anyag szigetelő . A kettő közötti helyezkednek el a félvezetők . Pl. a szokásos félvezető anyagoknál a tiltott sáv szélessége: Si esetén 1.1 eV, Ge esetén 0.72 eV, GaAs esetén 1.3 eV. Az energiasávok alapján lehet a legegyszerűbben modellezni a félvezetők működését. Sávelméleti alapok A félvezető anyagokban a tiltott sáv szélessége elegendően kicsi ahhoz, hogy már szobahőmérsékleten a vegyértéksávból elektron lépjen ki és a vezetési sávba kerüljön. A kilépett elektron (n) helyén elektron hiány lép fel, ami pozitív töltést (p) jelent ezt hívjuk lyuknak . Az elektron gerjesztés hatására bekövetkező kiszakadását a kötött rácsszerkezetből párképződésnek (generációnak) a visszatérését rekombinációnak nevezzük. A generáció során lyuk-elektron pár keletkezik, a rekombináció során azonban egy lyuk-elektron pár megsemmisül. Egy adott hőmérsékleten a töltéssűrűség egyensúlyban van, azonos számú generáció és rekombináció zajlik le. Termikus gerjesztés esetén tehát mindig azonos számú elektron és lyuk keletkezik. W Vezetési sáv üres Tiltott sáv Vegyértéksáv teljesen betöltött generáció rekombináció Az elektronok generációja és rekombinációja azonban nem minden anyagnál ilyen direkt folyamat. A félvezetőket aszerint is csoportosíthatjuk, hogy az elektronok gerjesztése (foton abszorpció) ill. generációja (foton kisugárzás) közvetett (indirekt félvezetők) vagy közvetlen (direkt félvezetők) átmenettel történik-e. Direkt félvezetők esetén a k hullámszámvektor (az elektromágneses tér terjedési irányába mutató, a frekvenciával arányos vektor) nem változik meg, míg indirekt félvezetők esetén megváltozik. A fenti sávszerkezeti modellel szemben a vezetési sáv alsó energia szintje és a vegyértéksáv felső energia szintje nem párhuzamosan fut egymással, hanem a


3


hullámszámvektorral változik. A generációs és rekombinációs folyamatok ott zajlanak le, ahol az a legkisebb energiaváltozással történik. Direkt félvezetők

W g = hω g , ahol Wg a tiltott sáv energia szélessége. W Vezetési sáv alsó energia szintje g

W

A vegyértéksáv felső energia szintje k

A vezetési sáv alsó széle ugyanahhoz a k hullámszám-vektorhoz tartozik, mint a vegyértéksáv felső széle. Ilyen félvezető, pl. GaAs, InSb, GaSb, stb. A direkt félvezetők az energiát elsősorban a fénytartományba tartozó hullámsávban (foton kisugárzás) sugározzák ki. Indirekt félvezetők hω = W g + hΩ ,

ahol Wg a tiltott sáv energia szélessége, ħ ω a foton energia, ħ Ω a fonon energia. W

g

W

Vezetési sáv alsó energia szintje A vegyértéksáv vegyértéksáv felső felső szi szint nt e k

A vezetési sáv legalacsonyabb energia szintje eltérő k hullámszám-vektorhoz tartozik, mint a vegyértéksáv felső energia szintje. Ilyen félvezető, pl. Si és Ge alapú félvezetők. Az indirekt félvezetők az energiát elsősorban a hő-tartományba tartozó hullámsávban (fonon kisugárzás) sugározzák ki. Fermi szint (W F F )

0 K ° felett az elektronok az egyes energia szinteket különböző valószínűséggel (p) töltik be. A betöltési valószínűséget a Fermi-Dirac eloszlási függvénnyel határozzák meg. 1

p =

1+

 W −W F    e kT 

k a Boltzmann állandó, T a hőmérséklet [K]


4


W

T=300 [K] T=0 [K]

WF

0

0.5

1

p

A Fermi-szint definíciója: 1. Az az energiaszint, amelyet a szabad elektronok 50% valószínűséggel töltenek be. 2. Az a maximális energiaszint, amelyet az elektronok 0 K °-on még betölthetnek. betölthetnek. A Fermi-szint jelentőségét az adja, hogy az egyes anyagok–energia szerkezet szempontjából- a Fermi- szintjükkel kapcsolódnak egymáshoz. A félvezetőanyagok fajlagos vezetőképessége( σ σ ) függ az elektron (n(T)) ill. lyuk (p(T)) koncentrációtól és az elektronok ( µn) illetve lyukak ( µ p) mozgékonyságától. Az elektronok mozgékonysága nagyobb, mint a lyukak mozgékonysága (pl. szobahőmérsékleten Si esetén 2.6-szor, míg GaAs esetén 22-szer nagyobb). A mozgékonyság is hőmérsékletfüggő. A lyukak és az elektronok mozgása ellentétes irányú, amely a lyukak definíciója és keletkezési mechanizmusa alapján érthető. A differenciális Ohm-törvény a mozgékonyság és a töltéshordozó koncentráció alapján felírható: σ = q nµ n + pµ p J = σ E J az áramsűrűség. A térerő (E ( E) hatására létrejött áramot drift áramnak nevezzük. áramnak nevezzük. Intrinsic (saját) félvezetők

A nagytisztaságú félvezetőkben termikus gerjesztés hatására létrejött vezetést sajátvezetésnek, az ilyen típusú félvezetőt sajátvezetőnek (intrinsic) nevezzük. A sajátvezetés és a saját töltéshordozó sűrűség is nagy mértékben függ a tiltott sáv szélessége és a hőmérséklet viszonyától ( ∆W/T). Ha ez a hányados kicsi, akkor a saját töltéshordozó sűrűség is kicsi és a vezetőképesség is kicsi. A sajátvezetés töltéssűrűség koncentrációja kicsi és erősen hőmérsékletfüggő (mivel maga a hőenergia váltja ki), ami hátrányos a stabil vezetés szempontjából, ezért a gyakorlatban szennyezett félvezetőket használunk, félvezetőket használunk, de a saját vezetés, mint fizikai jelenség minden 0 K hőmérséklet felett üzemelő félvezetőben fellép. Léteznek félvezetők, amelyekben szándékosan hozunk létre intrinsic réteget, hogy a félvezető bizonyos –a felhasználás szempontjából fontos- tulajdonságait erősítsük (pl. pin-dióda). Szennyezett félvezetők (extrensic félvezetők):

A félvezető alapanyagok (Si, Ge, GaAs, SiC, stb.) 4 vegyértéke stabil kovalens kötésű rácsszerkezetet eredményez. A félvezető alapanyagokhoz adalékolt 5 vegyértékű anyag azt eredményezi, hogy egy szabad (le nem kötött) elektron keletkezik minden szennyező atomra. Ez elektron többletet


5


eredményez. eredményez . Az így kapott félvezető réteget n rétegnek nevezzük rétegnek nevezzük (a szabad töltéshordozók töltése alapján), magát a szennyezést donor típusú szennyezésnek nevezzük. 3 vegyértékű szennyező anyag alkalmazása esetén egy szabad elektron hiány (lyuk) keletkezik minden szennyező atomra (a negatív töltés hiánya pozitív töltésként viselkedik és a vezetésben úgy vesz részt mint az elektron, de ellentétes mozgási iránnyal). Az elektron hiány pozitív töltést, azaz p réteget eredményez. A vezetésben csak a szabad elektronok és lyukak vesznek részt. A 3 vegyértékű szennyezést akceptor típusú szennyezésnek nevezzük. Szennyezéssel a sajátvezetés töltéshordozóihoz képest sok nagyságrenddel több szabad töltéshordozót viszünk be a félvezető anyagba. Pl. Si anyagban a donor szennyezés mértéke tipikusan 10 22/m3, míg az intrinsic töltéshordozók mennyisége szobahőmérsékleten 10 16/m3. A töltésegyensúlyból meghatározható, hogy ez kb. 10 22/m3 elektront és 1010/m3 lyuk szabad töltéshordozót jelent. Szennyezésre több olyan anyag is lehetőséget biztosít, amelynél a többlet elektron vagy lyuk már szobahőmérsékleten is szabaddá válhat, pl. 5 vegyértékű: As, P, Sb, 3 vegyértékű: B, Al, Ga, In. Az akceptor típusú szennyezés esetén a szennyező anyag energia szintje a tiltott sávba a vegyértéksávhoz közel esik, így a vezetés a szennyezett anyag vegyértéksávja és a szennyező anyag akceptor energia szintje között zajlik le. W Vezetési sáv Tiltott sáv

Akceptor energia szint

Vegyértéksáv Akceptor típusú szennyezés P típusú félvezető anyag A donor típusú szennyezés esetén a szennyező anyag energia szintje a tiltott sávba a vezetési sávhoz közel esik, így a vezetés a szennyezett anyag vezetési sávja és a szennyező anyag donor energia szintje között zajlik le. W Vezetési sáv Tiltott sáv

Donor energia szint

Vegyértéksáv Donor típusú szennyezés n típusú félvezető anyag A szabad töltéshordozók töltéshordozók meghatározó többsége a szennyezéssel szennyezéssel bevitt töltéshordozók (lásd a fenti példát), így a Fermi-szint az akceptor vagy donor energia szint közelében van.


6


A szennyezéssel bevitt töltéshordozókat (éppen meghatározó jellegük miatt) többségi töltéshordozóknak , míg a termikus gerjesztés révén keletkező lyuk-elektron párokat kisebbségi töltéshordozóknak töltéshordozóknak nevezzük. nevezzük. A szennyezés mértékének jelölése: jelölése: n+ vagy p+ erősen szennyezett, n - vagy p- gyengén szennyezett, amely az n és p szennyezéshez képest értendő. Degenerált félvezetők Amennyiben a szennyezés mértéke eléri, vagy meghaladja az 5x10 23/m3 mértéket, akkor a Fermi-szint a vezetési sávba (n) vagy a vegyértéksávba (p) tolódik el a tiltott sávból. Ez a félvezetőnek fémes vezető tulajdonságot kölcsönöz a vezetési, vagy a vegyértéksávban levő nagy mennyiségű töltéshordozó miatt. Speciális félvezetőket készítenek a degenerált félvezető anyagokból.

A hőmérséklet hatására a termikusan gerjesztett gerjesztett intrinsic töltéshordozók száma rohamosan nő, míg az extrensic töltéshordozók mennyisége nem változik. Amennyiben az intrinsic töltéshordozók száma megegyezik az extrensic töltéshordozók számával, azaz n i=Na vagy ni=Nd, akkor az eszköz sajátvezetésűvé válik ( tranzit hőmérséklet ). ). A gyorsan növekvő számban keletkező töltéshordozók a belső hőmérsékletet emelik. A belső melegedés következtében ez a folyamat tovább folytatódik és az eszköz a hőmérséklet hatására tönkremegy. A működés során a félvezető hőmérsékletét minden esetben jóval a tranzit hőmérséklet alatt kell tartani. A félvezető anyagok gyártástechnikailag elérhető tisztasága, a kristályszerkezet torzulása a potenciálgát sérülését eredményezi, melynek következtében elektron és lyuk csapdák alakulnak ki. Ezek a csapdák részt vesznek a vezetésben és lecsökkentik a töltéshordozók várható élettartamát. Különösen erősen befolyásolja a működést az az eset amikor a csapda közel a tiltott sáv közepén helyezkedik el, mert ekkor mind az elektronok, mind a lyukak elérik és mint rekombinációs központ működik. Az elektron és lyuk csapda esetén a töltéshordozók átlagos élettartama sokkal hosszabb, mint a rekombinációs központ által okozott rövid élettartam. W Vezetési sáv elektron csapda Tiltott sáv lyuk csapda

Vegyértéksáv

rekombinációs központ

Az elektron/lyuk csapdák és a rekombinációs központok a félvezetők tulajdonságait befolyásolják, pl. zaj, dinamikus viselkedés, stb. Van olyan eset amikor mesterségesen hozunk létre pl. rekombinációs központokat, mivel ez meggyorsítja a felhalmozott töltések kisütését (gyors félvezetők, pl gyors dióda).


7


2.1.1. A pn átmenet A p és n rétegnek a gyártás során kialakuló kapcsolata különböző fizikai folyamatok lezajlását eredményezi. Ennek megértését a sávelmélet alapján, a szabad töltéshordozók eloszlása és a belső elektromos tér segítségével szemléltetjük. Tételezzünk fel két különbözőképen szennyezett hasáb alakú félvezetőt (a gyakorlatban sohasem ilyen kialakításúak), amelyeket kontaktusba hozunk egymással. Jelöljük az ábrán a többségi töltéshordozókat körrel. (A kiürített réteg a valóságban sokkal keskenyebb, mint a többi réteg!) A ρ a szabad töltéshordozók sűrűsége. Jelölések: p többségi n többségi p kisebbségi n kisebbségi töltéshordozók

p réteg

kiürített réteg

n réteg

E

ρ +

x

W Vezetési sáv WD

Fermi szint Tiltott sáv Vegyértéksáv Az ábra a szabad töltéshordozók kristály-menti (x irányú) eloszlást szemlélteti. A többségi töltéshordozók gerjesztetlen állapotban a rácsszerkezethez kötve találhatók, szabad töltéshordozók döntően a kiürített rétegben (további szokásos elnevezések tértöltési tartomány, átmeneti tartomány) tartomány ) alakulnak ki. A pn átmenetben lezajló folyamatok:

A két rétegben, mivel a többségi töltéshordozók töltése ellentétes és a rétegekben áram). A többségi koncentráció különbség van, megindul egy kiegyenlítő áram ( diffúziós áram). töltéshordozók a határfelületen ( réteg, junction) junction ) az ellentétes töltésük miatt közömbösítik egymást. A kisebbségi töltéshordozók azonban állandóan keletkeznek és rekombinálódnak, mivel ezeket a termikus gerjesztés hozta létre. Így a határfelületen csak kisebbségi töltéshordozók maradnak, azok is rekombináció miatt olyan megoszlásban, hogy a p rétegben az n kisebbségi, n rétegben a p kisebbségi töltéshordozók koncentrációja sokkal jelentősebb. Ez a töltésmegoszlás, mint egy sík kondenzátor viselkedik. A két oldal között térerő alakul ki, amely a többségi töltéshordozók mozgása ellen hat. Minél szélesebb a kiürített réteg annál nagyobb a belső térerő. Az így kialakult térerő azonban a kisebbségi


8


töltésekre gyorsítóan hat és kialakul egy kisebbségi töltéshordozó áram is ( drift áram). áram). Termikus egyensúlyban a két áram (a diffúziós- és a drift áram) egyenlő. A pn réteg a külvilág felé elektromosan semleges, a fenti folyamatok a réteg belsejében zajlanak le. Az elektronoktól származó eredő áramsűrűség (J n ): J n = q  nµ n E + Dn



dn   dx 

A lyukak mozgásából származó eredő áramsűrűség (J p p ): J p = q  nµ p E − D p



dn   dx 

Az elektronok (Dn ) és a lyukak (D p ) diffúziós együtthatója: kT q kT D p = µ p q Dn = µ n

Az eredő áramsűrűség: J = J n + J p A belső térerő és a potenciálgát közötti összefüggés: W D = qE

Az alábbi ábra szemlélteti az elektronok drift és diffúziós áramát (lyukak esetén ugyanilyen összefüggés van, de ellentétes mozgási iránnyal): p réteg

kiürített réteg többségi

n réteg

kisebbségi A belső térerő egy diffúziós potenciált hoz létre a kiürített rétegben: kT N N U D = ln a 2 d q ni Na az akceptor szennyezés, N d a donor szennyezés, n i a keletkező lyuk-elektron párok száma térfogategységben (azonos számú lyuk és elektron keletkezik hő hatására). A diffúziós feszültség az anyagtól, hőmérséklettől és a szennyezés mértékétől függ. U T =

kT q

Az UT az elektronika egy fontos paramétere és termikus feszültségnek nevezzük. feszültségnek nevezzük. Értéke szobahőmérsékleten 26 mV (mivel értéke a hőmérséklettel egyenesen arányos, néhány szakirodalom ettől eltérő értéket használ -attól függően, hogy milyen hőmérsékletre vonatkoztatják- pl. 25 mV, 40 mV, stb.).


9


Példa a diffúziós potenciál meghatározására: Tételezzünk fel egy szokásos szennyezési arányt, pl. Na=3.1023/m3, Nd=3.1022/m3, UT=26 mV. Szobahőmérsékleten az U D értéke ilyen körülmények között Si esetén 0.81 V, Ge esetén 0.43 V, GaAs esetén 1.16 V. (A szokásos értékek Si esetén 0.5-0.8, Ge esetén 0.2-0.5, GaAs esetén 1.1-1.4 V.)

2.1.1.1. A pn réteg gerjesztése külső feszültséggel feszültséggel A pn rétegre kétféle módon kapcsolható feszültség kívülről: A) az n rétegre a p réteghez képest pozitívabb feszültséget kapcsolva ( záróirány ( záróirány)) B) a p rétegre az n réteghez képest pozitívabb feszültséget kapcsolva ( nyitóirány) nyitóirány ) A)

Záróirányú feszültség

A külső feszültség iránya olyan, hogy növeli a belső térerőt, azaz még jobban lezárja a félvezetőt. Az ábrán látható, hogy a potenciálgát megnő (W D+Wk , ahol Wk a külső feszültség hatására létrejött belső energiaváltozás) és még kevesebb töltéshordozót enged át. A diffúziós áram lecsökken, a drift áram megnő. Ennek hatására a kiürített réteg megnő. A zárt áramkörben a kisebbségi töltéshordozók árama indul meg, amelynek nagysága csak csekély mértékben függ a rákapcsolt feszültségtől, nagyságát elsősorban a hőmérséklet szabja meg. A pn réteg tehát lezárt állapotban sem ideálisan zárt, mert folyik a kisebbségi töltéshordozók árama, amelyet gyakran maradékáramként vagy visszáramként (optoelektronikai eszközök esetén sötétáramként) definiálunk (I o). A záróirányú feszültség növelésével, az eszköz a letörés határára kerülhet, amely tönkremenetelét okozhatja. A letörési jelenségekkel a 2.1.1.2. fejezet foglalkozik részletesen. Energia viszonyok záróirányú előfeszítés esetén: p

n

Uk W k

k

W U q + D D W U q

Vezetési sáv Fermi szint Tiltott sáv Vegyértéksáv


10


B)

Nyitóirányú feszültség

Nyitóirányban a p rétegre pozitívabb feszültséget kapcsolunk, mint az n rétegre. p

n

Uk W ) k U D U ( q

Vezetési sáv Fermi szint Tiltott sáv Vegyértéksáv

A külső feszültség iránya olyan, hogy csökkenti a diffúziós áramot akadályozó belső térerőt. Amennyiben a külső feszültség eléri a diffúziós potenciál értékét a potenciálgát nem akadályozza tovább a többségi töltéshordozók áramát, így az áram rohamosan (exponenciálisan) növekszik. A pn réteg árama:

 U U  I = I o  e − 1     k

T

Tranziens folyamatok a nyitó és záró feszültségirány változtatása esetén:

Változtatva a rétegekre kapcsolt feszültség irányát az eszköz meghatározott sebességgel kapcsol át az egyik állapotból a másikba. Különösen kritikus a sebesség szempontjából a nyitóirányból záróirányba történő váltás. A nyitóirányban felhalmozott többségi töltések kisütése (rekombinációja) időt igényel, mivel az átkapcsolás után csak kisebbségi töltéshordozók árama lesz, ami nagyságrendekkel kisebb áram, így a rekombináció is több időt igényel. Ez megnöveli az átkapcsolási időt (töltéstárolási idő). A folyamat gyorsítható rekombinációs rekombinációs centrumok kialakításával, ahol a közbenső energia szinten mind az elektron, mind a lyuk rekombinálható, pl. arany szennyezéssel gyorsíthatják az eszközt (gyorskapcsoló (gyorskapcsoló dióda). 2.1.1.2. Letörési jelenségek jelenségek a pn rétegben A záróirányú feszültség növelésével elérünk egy olyan feszültséget, amelynél a lezárt pn átmeneten egyre nagyobb áram folyik át. Ez a feszültség a letörési feszültség (UBR ). ). A letörési folyamatok kialakulásának oka különböző lehet. A jelenség leírására két fizikai hatást alkalmaznak.


11


A)

Lavina (avalanche) hatás

Nagy záróirányú feszültség hatására megnövekedett kiürített rétegben a szabad töltéshordozók (kisebbségi) felgyorsulnak a rájuk nézve gyorsító hatású térben és nagy energiára tesznek szert. A szabad elektronok beleütközve az atomszerkezethez kötött elektronokba átadják energiájukat és további töltéshordozókat szakítanak ki. Ez a folyamat ismétlődik és egy lavina-sokszorozás alakul ki a rétegben. A réteg tönkremenetelét a nagy záróirányú feszültséggel egyidőben kialakuló áram által keltett veszteségi teljesítmény okozza, amely jelentősen növeli a belső hőmérsékletet. A lavina hatás szennyezett félvezetőkben 6-7 V felett alakulhat ki a szennyezés mértékétől függően. A jelenség lezajlásához nagy szabad úthossz kell a töltéshordozóknak, ezért hőmérséklet növekedése esetén növekvő záróirányú feszültség kell a letöréshez. A letörési feszültség hőmérsékleti együtthatója tehát pozitív. B)

Alagút (Zener-) hatás

Erősen szennyezett félvezetők esetén lép fel. Az erős szennyezés következtében a kiürített réteg vékony lesz, amely azt eredményezi, hogy már alacsony záróirányú feszültség esetén is nagy térerő alakul ki. A vékony kiürített réteg és nagy térerő miatt közvetlen vezetés indul meg az n-réteg vezetési és a p-réteg vegyértéksávja között. W Vezetési sáv Fermi szint Tiltott sáv Vegyértéksáv Zener hatás 6 V alatti záróirányú feszültség esetén alakul ki. A Zener hatáshoz nem kell nagy szabad úthossz, így a hőmérséklet növekedése esetén a növekvő számú kisebbségi töltéshordozó következtében a kiürített réteg vékonyabb lesz, azaz a letörési feszültség hőmérsékleti együtthatója negatív.

2.1.2. Fém-félvezető átmenet A fémekben a vezetési és a vegyértéksáv közötti tiltott sáv szélessége nagyon kicsi, gyakran a két sáv átlapolódik. A fém-félvezető átmenet tulajdonságait nagymértékben befolyásolja a két réteg vezetési sáv szélességének energia különbsége és a szennyezés mértéke. A gyakorlat számára a legnagyobb jelentősége (pl. Shottky-dióda) a ∆Wcfém>∆Wcfélvezető esetnek van, ahol a fém [Al (digitális áramkörök), illetve Au vagy Pt (nagyfrekvenciás alkatrészek)] kontaktusba kerül Si vagy GaAs félvezetővel. A fémben levő nagy számú töltéshordozó miatt kiürített réteg csak a félvezetőben keletkezik, a fém felületén és a félvezető kiürített rétegében töltésmegoszlás keletkezik a pn réteghez hasonlóan. A felhalmozott töltés azonban kisebb, ami gyorsabb működést tesz lehetővé.


12


-

m é f c

W

∆Wc Wcfélvezető vezetési sáv WF vegyértéksáv

fém

n félvezető réteg

A kevés szabad töltéshordozó miatt a kiürített réteg ellenállása nagyobb, mint akár a fém akár a félvezető ellenállása volt. Alapállapotban (ábra szerint) a félvezetőn az egyensúlyt a fémből a félvezetőbe és a félvezetőből folyó áram egyensúlya tartja fenn. Az eszköz kívülről villamosan semleges, a belső vagy diffúziós feszültség tartja fenn az egyensúlyt. A kialakuló diffúziós feszültség is kisebb, mint Si alapanyagú pn réteg esetén: U D =

∆W c q

Ha az n rétegre negatívabb feszültséget kapcsolunk, akkor csökken a potenciálgát a két réteg között, diffúziós áram indul. Ez az eszköz nyitóirányú előfeszítése. Fordított előfeszítés esetén a fémből eredő töltéshordozók mennyisége nem változik, de a félvezetőből származó töltéshordozók száma lecsökken, a kiürített réteg nő. A fémfélvezető dióda tehát egyenirányító jellegű. Ha a félvezető réteg erősen szennyezett (pl. n +, degenerált félvezető), akkor az átmenet úgy viselkedik, mintha két fémet hoztunk volna kontaktusba. Ezt a megoldást alkalmazzák, amikor egy félvezető lábat, illetve annak fémmel a réteghez vezetett jelét a félvezetőréteghez félvezetőréteghez erősen szennyezett rétegen keresztül vezetjük be integrált áramkörökben. Így a réteg és a fémkivezetés közötti ellenállás kicsi lesz, ami előnyös a félvezető üzemére.

2.1.3. Termikus hatások félvezetőkben Az elektron mozgása során -egyik rétegből a másikba- egyben energia is transzportálódik, méghozzá hő formájában. A szállított hő arányos a szállított elektronok mennyiségével. Peltier-hatás:

Két anyagon (félvezetőrétegen) U feszültség hatására átfolyó Q töltés által továbbított W energia aránya a Peltier-együttható a Peltier-együttható :

α P =

W P = Q I

Ha egy félvezetőt két fém közé helyezünk és feszültséget kapcsolunk a fémekre, akkor az egyik fémből a másikba mozoghatnak a töltések és ezzel a hőenergia, az átmenetek egyenirányító hatása és a rétegek energia viszonyai miatt. Az n és p rétegeket egymástól fémmel elválasztva felváltva alkalmazzuk akkor egy Peltier- termoelektromos hűtőt kapunk, amelynek a mindennapi életen túl a félvezetők aktív hűtéseiben is egyre növekvő szerepe van.


13


Ha a két anyag két ponton úgy csatlakozik, hogy azok különböző hőmérsékleten vannak, akkor fellép a Seebeck-hatás. Ezt a jelenséget a termoelektromos átalakítóknál használják ki hőmérséklet mérésére (hőelemek). ∆V α S = lim ∆T → 0 ∆T α S =

α P

T Ha egy anyagon belül van hőmérséklet különbség akkor fellép a Thomson-hatás. Ennek a jelenségnek jelenségnek az elektronikában elektronikában kisebb a gyakorlati haszna.


14


2.2. Kétrétegű félvezetők Két félvezető réteggel számos félvezetőt építenek. Gyakorlatilag a pn rétegben lezajló minden pozitív és negatív folyamat alapján készítenek eszközöket, mivel ami az egyik felhasználási terület szempontjából hátrányos, az a másikból előnyös lehet, pl. kapacitás a kiürített rétegben hátrányos a sebesség szempontjából, de ezen alapulnak a varicap diódák vagya letörési jelenség hátrányos a normál diódánál, de ezen alapulnak a Zener-diódák, stb. A pn átmeneten alapuló eszközök egy jelentős csoportját alkotják az optoelektronikai alkatrészek, azonban speciális tulajdonságaik és felhasználásuk miatt egy külön fejezet (4. fejezet) foglalkozik velük. A továbbiakban a leggyakoribb kétrétegű félvezető eszközök tulajdonságait és alkalmazási területeit tekintjük át.

2.2.1. Dióda A legalapvetőbb, leggyakrabban alkalmazott kétrétegű, egy pn átmenetet tartalmazó eszköz a dióda (léteznek egyéb egyátmenetű eszközök is, azonban speciális felhasználási területeik miatt itt nem foglalkozunk velük, pl. az egyátmenetű tranzisztor az UJT, amelyet elsősorban az impulzustechnikában és teljesítményelektronikában használnak). A dióda jelölése és a kivezetések elnevezései: Katód Anód 2.2.1.1. Dióda karakterisztika, karakterisztika, paraméterek IDF

nyitóirányú előfeszítés

IDFn UBR UBRn Io

UDR záróirányú előfeszítés

UDFn

UDF

IDR

A dióda nyitóirányban (U DF,IDF) akkor van előfeszítve, ha az anódján a feszültség pozitívabb, mint a katódján. Záróirányban (UDR ,I ,IDR ) az előfeszítés iránya ellentétes. A záróirányú karakterisztika áram tengelyének (I R ) léptékezése eltér a nyitóirányú karakterisztikáétól a záróirányú áram bemutatása érdekében (a záróirányú áram a nyitóirányú áramhoz képest több nagyságrenddel nagyságrenddel kisebb).


15


A dióda viselkedését nyitóirányban leírhatjuk a dióda egyenlettel : U  mU  − 1 I D = I o  e     DF

T

Ahol: Io a maradékáram/visszáram (a kisebbségi töltéshordozók árama, mivel értéke a hőmérséklettől függ, így a záróirányú feszültség –eltekintve a felületi töltésszivárgástól- értékét nem befolyásolja) UDF a dióda nyitóirányú feszültsége UT a termikus feszültség, értékét ált. 26 mV-ra vesszük ( ∼23 C°) m korrekciós tényező (értéke 1…2 között változik), amely a szennyezés mértékétől függ. Normál diódáknál értékét 1-nek vesszük. A dióda nyitóirányú árama egy adott feszültégtől kezdve rohamosan nő. Ez a feszültség jellemző az adott dióda típusra, pl. Si diódák esetén 0,5…0,8 V között (a szennyezés mértékétől függően), GaAs diódák esetén 1,1…1,4 V között, Ge diódák esetén 0,2…0,5 V között (egyenlő a belső diffúziós potenciál értékével). A fenti egyenlet kis áramok esetén igaz, mert növekvő áramoknál a rétegek, a hozzávezetések valamint a csatlakozási pontok ohmos ellenállása nem hanyagolható el, így azok lesznek a dominánsak (a karakterisztika –az ohmos ellenállásnak megfelelőenegyenesbe megy át). Jellemző statikus paraméterek: nyitóirányú névleges áram IDFn (a diódán átfolyó szinuszos alakú áram lineáris középértéke), Egyenirányító kapcsolásokban (lásd 5. fejezet) fontos jellemző a periodikus csúcsáram (max. áramcsúcs periodikus terhelés esetén), valamint az aperiodikus csúcsáram (általában bekapcsoláskor fellépő legnagyobb áramcsúcs). névleges nyitóirányú feszültség UDFn, Maximális veszteségi teljesítmény PDmax, amely a nyitóirányú áram és a dióda feszültségének szorzata, Visszáram Io Névleges letörési feszültség U feszültség UBRn, amely a tényleges letörési feszültség (U BR ) 2/3 része. A pn átmenet tulajdonságai erősen hőmérséklet-függőek , hőmérséklet-függőek , amely a dióda tulajdonságaiban is megjelenik. Nemcsak a záróirányú áram (maradékáram), hanem a nyitóirányú karakterisztika is eltolódik a hőmérséklet függvényében:

∂U D ≅ −2... − 3mV / C o ∂T I = állandó Ez a hátrányos tulajdonság előnyös is lehet, amikor a pn átmenetet hőmérséklet mérésére használjuk fel.


16


A dióda (pn átmenet) dinamikus tulajdonságai

Vizsgáljuk meg a dióda viselkedését az alábbi kapcsolásban uG(t)

R

t uD(t)

uG(t)

uD t

tt

t be be

tki

A dióda jellemző dinamikus paraméterei t be (bekapcsolási idő, amely a felfutási és a késleltetési időből tevődik össze) valamint a t ki (kikapcsolási idő, amely a töltéstárolási időből -tt- és a lefutási időből tevődik össze). A töltéstárolási idő döntően befolyásolja a dióda gyorsaságát. Oka a nyitóirányban a rétegben felhalmozott jelentős mennyiségű szabad töltéshordozó, amelynek kisütése időt igényel, különösen akkor, ha a dióda nyitóból záróirányba kerül és így a töltésáramlás lecsökken. A gyorskapcsoló diódák esetén ezt az értéket a szennyezés beállításával és a megfelelő réteg konstrukcióval szorítják le. Különösen nagy sebességű diódákat vagy Shottky-diódával vagy PIN diódával valósítunk meg. A nagy frekvenciás diódák eltérő kialakításúak a GHz tartományban fellépő jelenségek miatt pl. Gunn, IMPATT, stb. diódák. Az egyenirányító és teljesítmény diódák esetében a melegedési problémák jelentősebbek, jelentősebbek, így azokat arra konstruálják. konstruálják. 2.2.1.2. Diódák alkalmazása A diódák legfontosabb alkalmazásai: Egyenirányítás: az egy- és háromfázisú egyenirányító kapcsolások, amelyek közül az egyfázisú kapcsolásokat az 5. fejezet (Tápegységek) tárgyalja részletesen. Nemlineáris karakterisztikák megvalósítása: pl. exponenciális és logaritmikus karakterisztika /3. fejezet/, függvények törtvonalas közelítése, nemlineáris karakterisztikák az irányítástechnikában, stb.

2.2.2. Zener-dióda A Zener-dióda áramköri jelölése:

Katód Anód

A Zener-diódák olyan kétrétegű félvezetők, amelyek tartósan a letörési tartományban dolgoznak. A legtöbb félvezető elérve a letörési feszültség határértékét tönkremegy, elsősorban a jelenség hatására a rétegekben egyre növekvő hőmérséklettől. A Zener-dióda esetében azonban az ilyenkor keletkező hőmennyiség elvezetését megoldották és az eszköz


17


üzemszerűen –a megadott határértékek között- ebben a tartományban üzemelhet. A fentiek alapján azonban látható, hogy a diódáknál elérhető áramokat és teljesítményeket Zenerdiódával megközelíteni sem lehet, max. néhány W veszteségi teljesítményt viselnek el. A jellemző paraméterek megfelelő értéken tartását a rétegek speciális szennyezésével érik el (túlszennyezett- degenerált félvezető). A Zener- diódákban lejátszódó jelenséget a két jellemző letörési jelenséggel magyarázzák, így a 6 V alatti Zener-diódák működését az alagút hatással (hőmérsékleti együtthatójuk negatív), a 6 V-nál magasabb értékű Zenerek működését a lavina hatással magyarázzuk (hőmérsékleti együtthatójuk pozitív). A Zener diódákat működési elvükből következően záróirányban működtetjük (ez alól kivételek a 2.2 V alatti Zenerek, amelyek nem valódi Zenerek, hanem dióda kombinációk, így nyitóirányba kapcsolják őket). 2.2.2.1. Karakterisztika, paraméterek IF Dióda jelleg Uz l [m] UR r dz =

Zener jelleg

Izmin

∂u z ∂i z

UF

Izmax IR

Nyitóirányban (UF, IF) a Zener egy kisteljesítményű diódaként viselkedik. (a Zener-t nyitóirányban nem célszerű igénybe venni, mivel gyengébb tulajdonságokkal rendelkezik, mint egy közönséges dióda). Záróirányban (U R , IR ) a Zener elérve a Zener feszültséget (U z) egy minimális Zener-áram után (Izmin) meredek karakterisztikával rendelkezik, azaz jelentős áramváltozásra is csak kis feszültségváltozással reagál. A meredekség mértékét mutatja meg a Zener dinamikus ellenállása (r dz dz), amely hőmérsékletfüggő. A Zener annál kedvezőbb tulajdonságokkal rendelkezik, minél kisebb a dinamikus ellenállás mértéke. A 6-7 V környéki Zenerek rendelkeznek a legalacsonyabb ellenállással ellenállással (r dz≅10Ω). A Zeneren kialakuló feszültség (U z) stabil, de értéke függ a hőmérséklettől. A hőmérsékletfüggés mértékét a hőmérsékleti együttható mutatja meg ( αz), amelynek értéke lehet pozitív vagy negatív, de 6-7 V közötti tartományban az értéke közel nulla!

α z =

∂u z ∂T

A Zener maximális áramát a Zener veszteségi teljesítménye (Pdzmax) szabja meg. A Zenereket –akárcsak a félvezető eszközök döntő többségét- a rétegekben keletkező hő teszi tönkre, így a Zenerek, amelyek üzemszerűen üzemszerűen letörésben üzemelnek, különösen érzékenyek erre. P I z max = dz max U z


18


A Zenereket különböző paraméterek szerint sorba rendezik: • a Zener feszültség szerint: a Zenerek az ellenállás-sorokhoz (E6-E12) hasonló sor szerint állnak rendelkezésre, mint katalógus áramkörök. • a veszteségi teljesítmény szerint: a Zenerek alacsony teljesítményeket viselnek el, tipikus értékek 0.1-0.2-0.4-1-2 W. A különösen kedvező stabilitással rendelkező, esetleg belső hőmérsékletszabályozással ellátott (mikrochip-fűtésű) Zenereket referencia Zenereknek nevezzük. Zenereknek nevezzük. 2.2.2.2. Zener-diódák alkalmazása A Zenereket alapvetően három feladatra alkalmazzák: a) kisteljesítményű, nem szabályozott (visszacsatolás nélküli) tápegységként b) referenciafeszültség-forrásként c) nemlineáris elemként áramkörökben, pl. határolás szabályozási körökben, oszcillátorok amplitúdó-szabályozása, stb. Az a) és b) alkalmazás hasonló áramköri kapcsolást igényel azzal a különbséggel, hogy a Zenert referenciafeszültség-forrásként alkalmazva stabil körülményeket kell biztosítani, így a bemeneti feszültségnek stabilnak kell lennie, a kimenetet árammal nem szabad terhelni és az üzemelési hőmérsékletet is stabilan kell tartani. A c) alkalmazásokkal a megfelelő fejezetek foglalkoznak (pl. 3. fejezet oszcillátorok amplitúdó stabilizálása, stb.). It R U be

Uz

Iz

Uki

A kapcsolást tápegységként alkalmazva az I t>0, referencia feszültségforrásként alkalmazva It=0. Kiindulási jellemzők: • U bemin
Rmin ≥

U be min − U ki I t max + I z min

U be max − U ki I z max

A kapcsolás stabilitása: A stabilitás meghatározásához helyettesítsük a Zener-diódát egy feszültséggenerátorral (Uz) és egy ellenállással (r dz dz). Ez a helyettesítés a karakterisztika azon szakaszán, ahol stabilizátor üzemben dolgozunk jól modellezi a Zenert.


19


It

R r dz dz U be

Uz

Iz Uki

A stabilitást két paraméterrel jellemezzük: a.) A vonali vagy “line” stabilitás:

S u =

r ∂U ki = dz ∂U be I = állandó R + r dz t

Ha a bemeneti feszültség ∆U értékkel megváltozik, akkor a kimeneti feszültség az r dz-R feszültségosztó által meghatározott mértékben változik. b.) Terhelési vagy “load” stabilitás

S i =

∂U ki ∂ I t U

be

= −r dz = állandó

Ha a terhelő áram a kimeneten ∆It értékkel megnő, akkor a Zener árama ugyanilyen mértékben csökken (U be állandó és a Zener feszültségének változása a bemeneti feszültséghez viszonyítva elhanyagolható), ennek megfelelően a Zener feszültsége ∆It⋅r dz dz értékkel csökken. A két összefüggés alapján látható, hogy a stabilitás annál jobb, minél kisebb a Zener dinamikus ellenállása és minél nagyobb ellenállást tudunk alkalmazni soros elemként. Az R akkor a legnagyobb, ha a kimenetet egyáltalán nem terheljük árammal. (Ez a referencia feszültségforrásként történő alkalmazás esete!) Példa: Tervezzünk egy egyszerű Zener diódás feszültség stabilizátort az alábbi feltételek mellet: • 8
8 − 5,6 = 160Ω (10 + 5) ⋅ 10− 3

Válasszuk az ellenállást a maximális érték közelébe (R=150 Ω szabványos ellenállás érték) a nagyobb stabilitás érdekében !


20


Rmin ≥ P dz max

12 − 5.6 12 − 5.6 12 − 5.6 ⇒ I z max = = = 42,7mA I z max Rmin 150 = U z I z max = 5,6 ⋅ 0,0427 = 239mW

A fentiek alapján válasszuk a BZX79C5V6 (Philips) Zener diódát. Az ellenállás veszteségi teljesítménye: P R max =

(U be max − U z )2

(12 − 5,6)2

= = 273mW R 150 Válasszunk P dR dR=1/3 W-os teljesítményű ellenállást! A kapcsolás stabilitása: r 12 S u = dz = = 0,074 R + r dz 150 + 12 A bemeneti feszültség ∆U be=4V-os megváltozására a kimeneti feszültség ∆Uki=0,28 V-ot változik. S L = −r dz = −12Ω A terhelő áram ∆Iki=10 mA-s változására a kimeneti feszültség ∆Uki=-0,12 V-ot változik. A kimeneti feszültség maximális változása, ha mindkét paraméter egyidőben változik:

|∆Uki|max=0.28-(-0.12)=0,4 V 2.2.3. Speciális diódák A két félvezető réteg különböző tulajdonságait (az egyik alkalmazásban előnyös a másikban hátrányos) kihasználva nagy választékban állnak rendelkezésre elektronikus alkatrészek. A gyakorlat számára különösen jelentősek az optoelektronikai alkatrészek, amelyeket a 4. fejezet tárgyal. Az alábbiakban a gyakorlat számára fontos, gyakran elsősorban integrált formájában használt kétrétegű félvezetőket tárgyaljuk a teljesség igénye nélkül. 2.2.3.1. PIN-dióda A PIN dióda a p és n réteg között egy saját szennyezésű réteget is (intrinsic) tartalmaz. Az így megnövelt kiürített réteg lehetővé teszi a szabad töltéshordozóknak, hogy ütközés nélkül (kevés szabad töltéshordozó és nagy szabad úthossz) elérjék a legnagyobb sebességüket. Ez lehetővé teszi, hogy az eszköz gyors legyen (a tranziens paraméterei különösen kedvezőek). A p és az n réteg közötti megnövelt távolság a réteg kapacitását is csökkenti, így a dinamikus tulajdonsága is jobb, mint egy normál diódának. Az eszközt gyakran használják optoelektronikai eszközként üvegszálas átvitel vevő diódájaként, illetve nagyfrekvencián (a módosított változatát a Read/IMPATT diódákat GHz tartományban).


21


2.2.3.2. Shottky dióda Jelölése:

Fém-félvezető dióda (pl. Al-Si), amelynek jellemzője a Si diódáknál lényegesen kisebb nyitóirányú feszültség. Ezt a tulajdonságát felhasználva elsősorban a gyorskapcsoló diódák (ps nagyságrendű kapcsolási idők) és a digitális áramkörök fontos alkatrésze (Shottky tranzisztor). Si dióda

IF

UR IR

UF Schottky dióda

2.2.3.3. Varicap-dióda (kapacitásdióda) Jelölése:

A varicap diódák a pn átmenet kiürített rétegének feszültséggel változó kapacitását használják ki. A záróirányba kapcsolt pn réteg kiürített rétegében csak kisebbségi töltéshordozók halmozódnak fel, a p rétegben n az n rétegben p megoszlásban. Így tulajdonképpen egy sík kondenzátort kapunk. Mivel a réteg vastagsága a szennyezésen és a hőmérsékleten túl a rákapcsolt feszültségtől függ, egy feszültséggel vezérelt kapacitáshoz jutunk. A félvezető speciális kialakításával és szennyezésével ez a hatás fokozható. A kapcsolat a vezérlő feszültség és a kapacitás között nemlineáris. Tipikus kapacitások a ∼10..300 pF tartományba esnek. A kapacitásátfogás mértéke kb. 1:4….1:5. A kapacitás változása a záró irányú feszültség függvényében: C [pF]

UR Elsősorban feszültséggel hangolt rezgőkörökben alkalmazzák rádiótechnikai célokra, azonban a PLL hangolás megjelenésével jelentőségük csökkent.


22


2.2.3.4. Alagút-dióda (Esaki-dióda, tunnel-dióda, tunnel-dióda, avalanche-dióda) avalanche-dióda) Jelölése:

A szennyezés növelésével elérhető, hogy az alagút-hatás már kis feszültségen létrejöjjön. Az alagút-dióda karakterisztikája tartalmaz egy olyan szakaszt, amelynek ellenállása negatív, így felhasználható rezgőkörökben, relaxációs oszcillátorokban, a veszteségi ellenállás kikompenzálására és csillapítatlan rezgés létrehozására. IF

UR

UF

IR r d<0


23


2.3. Tranzisztor (BJT) Jelölése: C B

B npn

E

pnp

A tranzisztor három félvezető réteget (két átmenetet) tartalmazó alkatrész. A két félvezető alapanyagból így két különböző struktúrájú tranzisztor állítható elő: npn és pnp pnp.. A két eszköz működése nagyon hasonló azzal az alapvető különbséggel, hogy npn tranzisztoroknál a többségi töltéshordozó az elektron, míg pnp tranzisztoroknál a lyuk. Ennek megfelelően minden magyarázat és kapcsolás ami az npn tranzisztorra vonatkozik alkalmazható a pnp tranzisztorra is, ha az elektron szót behelyettesítjük lyukkal, a kapcsolások tápfeszültségét megfordítjuk ellenkező előjelűre és a polarizált kondenzátorok bekötését megfordítjuk. Ennek megfelelően a továbbiakban csak az npn tranzisztorra vonatkozó összefüggéseket határozzuk meg, de a fentiek figyelembevételével minden magyarázat és összefüggés közvetlenül alkalmazható a pnp tranzisztorra és kapcsolásaira is.

2.3.1. A tranzisztor működése Tekintsük az alábbi elvi tranzisztor struktúrát a bejelölt feszültségirányokkal, amelyeket a tranzisztor normál üzeméhez tartozó feszültségirányoknak tekintünk. n p n emitter (E) kollektor (C)

UCB

UBE

CB átmenet

BE átmenet bázis (B) Energiaviszonyok a tranzisztorban: E

B

C

E

B

C

vezetési sáv WF

E B

U q B C

vegyértéksáv

U q

gerjesztetlen esetben normál üzem esetén


24


Az emitter a bázishoz képest erősen szennyezett. Az U BE feszültség a BE-átmenetre nyitóirányú (a pn struktúra miatt) így a feszültség hatására nagy számú szabad elektron mint a vezetésben résztvevő töltéshordozó- keletkezik és mozog a bázis irányába. Az elektronokra két hatás is érvényesül: a) a p szennyezésű bázis rekombinációs hatása b) a jelentősen pozitívabb feszültség a kollektoron, amely vonzza az elektronokat. A bázis (az ábrával ellentétben) lényegesen keskenyebb, mint az elektronok szabad úthossza, ráadásul gyengén szennyezett. Az emitterből a bázisba jutó elektronoknak ezért csak egy csekély része rekombinálódik a bázisban. A többség a kollektorba jut. A CB átmenet előfeszítése azonban záróirányú az np struktúra miatt. A záróirány a kollektorban levő elektronok mozgását gátolja a bázis felé, de a bázis felöl érkező elektronokat gyorsítja. A lezárt átmenet feszültsége a CB átmenetben található kisebbségi töltéshordozókra gyorsító hatású, tehát megindul egy kisebbségi töltésáramlás a bázisból a kollektor felé (szaggatott vonal). A többségi (folytonos vonal) és a kisebbségi töltéshordozók mozgási irányát az alábbi ábra mutatja: n p n E

C B

UBE

UCB

A töltéshordozók döntő többsége elektron (npn tranzisztornál). Az emitter hatásfok (γ) azt mutatja meg, hogy az elektronokból elektronokból származó áram (I n) és a lyukakból származó áram (I p) hogyan viszonyul egymáshoz.

γ=

I n ≈1 I n + I p

A BE-rétegre adott nyitóirányú feszültséggel szabályozni lehet az emitterben keletkező szabad elektronok számát, így magát az áramot. Megjegyzés: A tranzisztort áramvezérelt eszköznek tekintjük, amelyet a bázisáram vezérel, de a valósághoz közelebb áll az, hogy a bázisáramot az U BE BE feszültség vezérli, a bázis áram ennek következménye, de a tisztán feszültségvezérelt FET-től történő megkülönböztetés miatt elfogadható az áramvezérelt minősítés. A lezárt átmeneten folyó visszáramot vagy maradékáramot a kisebbségi töltéshordozók hozzák létre, így értéke elsősorban a hőmérséklettől függ. Az U CB feszültség –ha elhanyagoljuk a felületi töltések hatását- értékét nem befolyásolja. A szokásosan elfogadott áramirányok az elektronok mozgásával szembe mutatnak , így az npn tranzisztor áramirányai és értékei: n p n E I E

IC

C

ICB0 IB UBE Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

B UCB 25


Az összefüggés az áramok között: I E = I C + I B I C = AI E + I CB 0 I B = (1 − A) I E − I CB 0 Az A az emitterre vonatkoztatott nagyjelű áramerősítési tényező , tényező , amely azt mutatja meg, hogy az emitterből kilépő töltések hányad része jut el a kollektorba. Értéke 0
B =

A 1 − A

Mivel az A>0,99 így a B értéke 100 és 1000 közé esik. A tranzisztor látszólag szimmetrikus eszköz és az emitter és a kollektor egymással felcserélhető, a valóságban a jelentősen eltérő fizikai kialakítás és szennyezés miatt nem cserélhető fel a két réteg egymással. Abban az esetben ha mégis a tranzisztor feszültségirányai úgy alakulnak, hogy a kollektor és az emitter szerepe felcserélődik, akkor a tranzisztor inverz üzeméről beszélünk. Inverz üzemben a tranzisztor paraméterei jelentősen leromlanak, a B áramerősítési tényező értéke akár 1 alá is csökkenhet, azaz a tranzisztor nem erősít hanem csillapít. Az inverz üzemet általában kerüljük, de pl. a TTL digitális áramköröknél a bemeneti tranzisztor –a működési elvből következőenüzemszerűen inverz üzembe kerülhet.

2.3.2. Nagyjelű helyettesítőkép A tranzisztor nagyjelű vagy statikus karakterisztikáját az Ebers-Moll modell segítségével írhatjuk le. A nagyjelű modell azt az állapotot írja le, amikor a tranzisztoron a munkapont beállításhoz szükséges feszültségek vannak és az ezek által meghatározott áramok folynak. A tranzisztor (kisjelű) vezérlésétől ilyenkor eltekintünk, így a tranzisztor statikus üzemben van. Maga a modell azon alapul, hogy a három réteg (két félvezető átmenet) felfogható két egymással szembekapcsolt diódaként és viselkedése is ily módon tárgyalható. (F betűvel a normálüzemű R betűvel az inverz üzemű paramétereket jelöltük.) IR

IF E IE

C IC AR IR

AFIF B IB


26


A kapcsokon a pozitív vonatkoztatási irányú áramok a négypólusoknál megszokott módon befelé mutatók. Pont-vonallal a normál üzemmódhoz tartozó áramot jelöltük. A kapcsokon folyó áramokra felírhatók az alábbi összefüggések: I E = − I F + A R I R I C = − I R + A F I F I B = (1 − A F ) I F + (1 − A R ) I R Az AR << <
AR ICS

IEB0

ICS

IES AFIES

Üresjárási záróirányú áramok (BE és BC dióda áramai)

Rövidzárási áramok (Tranzisztor visszáramai) visszáramai)

Felhasználva a dióda egyenletet és a visszáramok fenti értelmezését felírható:

 − U U   − U U  I E = − I ES e − 1 + A R I CS e − 1      − U U   −U U  I C = − I CS e − 1 + A F I ES e − 1     BE

BC

T

T

BC

BE

T

T

A fentiek alapján megállapítható, hogy az áramerősítési tényezők és a maradékáramok között összefüggés van: van : A F I ES = A R I CS Az üresjárási és a rövidzárási visszáramok között is létezik összefüggés : I I CS = CB 0 1 − A R A F I I ES = EB0 1 − A R A F A nagyjelű modell gyakorlati jelentősége elsősorban a tranzisztor számítógépes modellezésében van, mivel legtöbb szimulációs program ezt a modellt használja.


27


2.3.3. Karakterisztikák, paraméterek A tranzisztor három kivezetésű alkatrész, azonban a kapcsolásokban a négypólusok szerinti kialakításban alkalmazzák, így célszerűen a tranzisztor karakterisztikáit és paramétereit is a négypólusoknál megszokott elrendezésben vesszük fel. Ez azt jelenti, hogy a tranzisztor valamelyik kivezetését mind a bemeneti, mind a kimeneti oldallal közösnek kell vennünk, így lehetséges lehetséges közös bázisú (KB/CB), közös emitteres (KE/CE) és közös kollektoros (KK/CC) kapcsolás, helyettesítőkép helyettesítőkép és karakterisztika-sereg. karakterisztika-sereg. Mindegyik kialakítást alkalmazzák a gyakorlatban, de a továbbiakban a KE alapkacsolás jellemzői alapján tárgyaljuk a tranzisztort (ez gyakorlatilag megegyezik a KK kapcsolások jellemzőivel), mivel ez talán a leggyakoribb kialakítás (feladat és az alkalmazási frekvencia-tartomány dönti el). A többi ez alapján meghatározható, illetve levezethető.

közös emitteres közös bázisú (common emitter) (common base) KE/CE KB/CB

közös kollektoros (common collector) KK/CC

Négypólus paraméterek értelmezése tranzisztorra: A tranzisztor alapvetően nemlineáris eszköz, ezért az áramok és a feszültségek közötti kapcsolatok csak függvényekkel írhatók le. A nemlineáris karakterisztikáknak is van azonban szakaszonként lineáris részei, ahol a jellemző paraméterek koncentrált paraméterű alkatrészekkel leírhatók. Négypólus paraméterek értelmezése tranzisztorra: IC IB

UBE

bemeneti paraméterek

UCE kimeneti paraméterek transzfer paraméterek

A transzfer paramétereket egy-egy paraméterrel jellemezzük, de a ki- és bemeneti jellemzők közötti kapcsolat leírására függvényeket használunk (bár egy adott munkapontban ezeket is egy-egy paraméterrel helyettesítjük). A)

A tranzisztor bemeneti (U -I B ) karakterisztikája: BE -I

IB IBM

r BE BE UBEM

UBE

A tranzisztor bázis-emitter bemeneti karakterisztikája alakra megegyezik egy dióda karakterisztikájával (a B-E átmenet normál üzemben egy nyitóirányba igénybevett pn átmenet). A bemeneti karakterisztika jellemzője a tranzisztor nyitásához szükséges bemeneti nyitóirányú feszültség (hasonlóan a dióda nyitásához).


28


Lineáris üzemben a tranzisztort a karakterisztika lineáris szakaszán üzemeltetik, ahol a görbe helyettesíthető helyettesíthető egy paraméterrel. paraméterrel. Az r BE a bázis-emitter dinamikus ellenállás (értéke, bár a karakterisztika karakterisztika iránytangense közel állandó, munkapont-függő I BM,UBEM). A dióda egyenletéből a dinamikus bemeneti ellenállás meghatározható. r BE =

∂U BE ∂ I B U

=

CE = állandó

mU T I B

Az m a szennyezés mértékére vonatkozó tényező értéke egynél nagyobb, de általában nem ismert. A számításokban szobahőmérsékleten az mU T=26 mV-t veszük figyelembe, azaz a továbbiakban m=1 értékkel számolunk. A bemeneti karakterisztika- hasonlóan a dióda karakterisztikához- hőmérsékletfüggő: IB T1 IBM(T1) T1>T2>T3 T2 IBM(T2) r BE BE T3 IBM(T3) UBE UBEM A karakterisztika hőfokfüggése (értéke anyagjellemző):

∂U BE = −2... − 3 mV / C o ∂T Az ábrán az állandó feszültségről táplált BE-átmenet esetét is ábrázoltuk (feszültséggel történő munkapont-beállítás), amelyből látható, hogy jelentősen változik a bázisáram a hőmérséklet függvényében. Konstans árammal történő munkapont-beállítás esetén az U BE feszültség változik. (A munkapont-beállítást lásd később.) B)

A tranzisztor kimeneti (I -U CE ) karakterisztikája C -U CE

IC IB5

ICmax

IB4

I.

IB3 Pdmax

III.

IB2 IB1 ICE0

IB0 UCE

II. UCEsat


másodfajú letörés

IB=0

UCEmax

29


A tranzisztor kimeneti karakterisztikája függvénye a bázisáramnak is, ezért a kimeneti karakterisztika egy parametrizált görbesereg. A karakterisztikában ábrázoltuk a határértékeket határértékeket (I ( I Cmax, UCEmax, Pdmax) is, amelyek minden tranzisztor estén katalógus adatok. A másodfajú letörés szintén korlátozza a biztonságos üzemelési terület ( Safe O peration Area, SOA) nagyságát. A tranzisztor csak a be nem satírozott területen dolgozhat biztonságosan. Az üzemi területet három tartományra oszthatjuk. Az egyes tartományokban a tranzisztor eltérő módon viselkedik és eltérő alkalmazásokban használják: I. Telítési (szaturációs) tartomány II. Lezárási tartomány III. Aktív (lineáris) tartomány A tranzisztor az I. és a II. tartományokban kapcsolóüzemben, míg a III. tartományban lineáris üzemmódban, elsősorban erősítőként erősítőként dolgozik. A tartományok jellemzői:

I.

Telítési tartomány: jellemzője, hogy mindkét pn átmenet nyitva van. A tranzisztor, mint egy kapcsoló bekapcsolt állapota működik. A tartomány határát a CB dióda nyitásához szükséges feszültség határolja (alakja olyan, mint egy dióda karakterisztikája). Jellemző paraméterek: • ICmax maximális megengedett kollektor áram. • UCEsat telítési/szaturációs feszültség (értéke anyagjellemző, Si félvezető esetén 0.2-0.4 V) A szaturációs feszültségből látható, hogy a tranzisztor nem ideális kapcsoló, bekapcsolt állapotában is jelentős feszültségesése van, ami teljesítményelektronikai alkalmazásokban hátrányos (P d=IC*UCEsat), ráadásul értéke az árammal nő. A tranzisztor nem “ültethető” le teljesen.

II.

Lezárási tartomány: tartomány: jellemzője, hogy mindkét pn-átmenet zárva van. Ez a tranzisztor, mint kapcsoló kikapcsolt állapota. A tartomány határa az I B=0 görbe. Jellemző paraméterek: • UCEmax maximális CE feszültség maradékáram/visszáram • ICE0 CE maradékáram/visszáram A maradékáramból látható, hogy a tranzisztor kikapcsolt állapotában sem ideális, mert ekkor is folyik áram, bár ez több nagyságrenddel kisebb, mint a normál kollektor áram.

III. Aktív (lineáris)tartomány: (lineáris)tartomány: jellemzője a BE átmenet nyitva, a CE átmenet zárva (normál üzem). Ebben tartományban tartományba n a tranzisztort tranzisztor t lineáris üzemű alkalmazásokban használjuk, elsősorban erősítőként. Jellemző paraméterek: Az aktív tartományban definiáljuk a transzfer paramétereket és a kimeneti karakterisztika jellemző paraméterét, amely lineáris üzem miatt itt is egy koncentrált paraméterű ellenállással jellemezhető.


30


a) Transzfer paraméterek:

i)

Bemenet hatása a kimenetre

Kisjelű áramerősítési tényező ( )

A bemeneti vezérlőjel a bázisáram és ennek a kimeneti kollektor áramra gyakorolt hatását mutatja meg. (Ez a paraméter jól illeszkedik ahhoz a gondolatmenethez, hogy a tranzisztor áramvezérelt eszköz.)

β = ∂ C ∂ I B U = állandó β = f ( I C , ω) I

CE

A kisjelű áramerősítési tényező és a nagyjelű áramerősítési tényező (B) közötti kapcsolatot az alábbi ábrán szemléltethetjük: IC

β =

ICM

∂ I C ∂ I B munkapont ICM

B =

IB

I C IBM I B

A B és a β eltér egymástól, azonban a lineáris szakaszon az eltérés nem jelentős. Gyakran használjuk a kisjelű értékét a nagyjelű jellemzésére is. A nemlineáris szakaszon az eltérés jelentős lehet. A tranzisztorokat az áramerősítési tényező alapján β-osztályokba sorolják, pl. A,B,C osztály. Pl. BC182B jelenti, hogy Si alapanyagú és 250-500 közötti áramerősítési tényezőjű. Az áramerősítési tényező értéke függ a kollektor áramtól és a frekvenciától. A kis-, közepes- és nagyteljesítményű tranzisztorok hasonló alakú, de eltérő áram tartományú karakterisztikával rendelkeznek, ezért pl. ha egy kis teljesítményű tranzisztor jól működik 2 mA kollektor áramnál, akkor a közép- és nagyteljesítményű tranzisztorok ugyanabban a kapcsolásban teljesen eltérően viselkednek, bár természetesen mindketten tudják a 2 mA áramot produkálni.

β βmax

B

β ICmin Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

ICmax

IC

31


Az áramerősítési tényező egy meghatározott kollektor áram tartományban maximális, ezért ott kell használni. A fentiekből látható, hogy az azonos béta-osztályba sorolt, de eltérő áramú tranzisztorok egy adott kollektor áramnál eltérően fognak viselkedni. lgβ

β0

-3dB

0

f β

f T

lgf

Az áramerősítési tényező 3 dB-s határfrekvenciája : f β A tranzitfrekvencia (f T(β=1)): f T Összefüggés a két jellemző frekvencia között : f T=β0*f β Felírható egy másik -bemenet hatása a kimenetre- típusú transzfer paraméter is, amennyiben a tranzisztort feszültségvezéreltnek tekintjük. Ez a paraméter a meredekség , amelynek szokásos jelölése S vagy gm szakirodalomtól függően. S =

∂ I C ∂U BE U

≅

CE = állandó

I C U T

Összefüggés állítható állítható fel a két -bemenetről a kimenetre mutató- transzfer paraméter között:

S =

∂ I C ∂U BE U

≅

CE = állandó

∂ I C ∂ I B ∂ I B 1 ∂U 2 BE 3

{

β

ii)

=

1 r BE

β

r BE

=

β I B

U T

U CE = állandó

A kimenet hatása a bemenetre:

Visszahatás paraméter ( r )

υr =

∂U BE ∂U CE I = állandó B

A visszahatás értéke modern tranzisztoroknál nagyon kicsi 10 -4…10-6 [S], ezért a visszahatást általában elhanyagoljuk. b) Kimeneti paraméter Kollektor-emitter ellenállás (r CE ) CE

A karakterisztika lineáris szakasza az aktív tartományban helyettesíthető a karakterisztika meredekségével.


32


r CE =

∂U CE ∂ I C U

BE = állandó

Értéke meghatározható annak segítségével, hogy a karakterisztikák vízszintes szakaszait meghosszabbítva azok egy feszültségnél metszik az U CE tengelyt, ez az Early-feszültség (UY). Az Early-feszültség értéke 100..200 V npn tranzisztornál és 50..150 V pnp tranzisztornál. r CE =

U Y + U CE , I C

de alacsony frekvencián meghatározható a visszahatás segítségével is: r CE =

r BE

β υr

=

1 S υr

2.3.4. Kisjelű helyettesítőkép A tranzisztor kisjelű üzeme alatt azt az esetet értjük, amikor a munkapontba állított tranzisztort a munkaponti mennyiségekhez képest kisebb jelekkel vezéreljük. A vezérlőjel lehet egyenfeszültség vagy váltakozó feszültség. A tranzisztortól ilyenkor elvárt, hogy karakterisztikája lineáris szakaszán működjön, amely behatárolja a vezérlő jel megengedett nagyságát. A tranzisztor viselkedését kisjelű üzemmódban (mivel itt a tranzisztor tranzisztor a lineáris szakaszon üzemel) leírhatjuk koncentrált paraméterű ideális alkatrészekkel. alkatrészekkel. A leírás csak a tranzisztor karakterisztikáinak azon meghatározott szakaszára érvényes, ahol az adott munkapont környékén a karakterisztika még lineárisnak tekinthető. Ez azt jelenti, hogy a helyettesítőkép elemeinek konkrét értékei eltérnek a munkapont függvényében. Több módszer is ismert a helyettesítőkép megalkotására. Ki lehet indulni a konkrét fizikai mennyiségekből mennyiségekből (hibrid- π, amely elsősorban a kapcsolásból történő paraméter-számításra alkalmas) vagy fel lehet állítani egy helyettesítőképet a négypólus-elmélet paraméterei alapján (H-paraméterek, ez elsősorban katalógus alapján történő tervezésnél kitűnő). A helyettesítőképek és paraméterek között egy adott munkapontban megfeleltetés teremthető. 2.3.4.1. Hibrid- helyettesítőkép A helyettesítőkép az egyes rétegek dinamikus ellenállásai, az aktív tartományban elérhető meredekség vagy áramerősítési tényező és az egyes átmenetekben végbemenő töltésfelhalmozást reprezentáló kondenzátorok alapján építhető fel. Az egyes rétegeket a helyettesítőképben kisbetűvel jelöljük utalva a kisjelű üzemmódra. A helyettesítőképet a tranzisztor közös emitteres kapcsolására építjük fel, ami jól használható közös kollektoros esetben. A közös bázisú eset is levezethető a megalkotott helyettesítőképből. A tranzisztor teljes fizikai hibrid- helyettesítőképe: C ’c r b’ b’ b r b’c ub’e r ce ce ube

c uce

e

e


r b’e C b’e Sub’e

33


A helyettesítőkép egyes elemei részben már az előző fejezetben meghatározásra kerültek. A további elemek definiciói: rb’b bázis hozzávezetési ellenállás: a bázis elektróda és a bázis réteg közötti ellenállás. rb’e bázis-emitter ellenállás: a bázis réteg és az emitter közötti bemeneti ellenállás (ez gyakorlatilag az r BE értékével egyezik meg) rb’c a νr visszahatást modellező ellenállás rce kollektor-emitter kimeneti ellenállás (=r CE) Cb’e bázis-emitter átmenetben kialakuló kapacitás (a réteg és a diffúziós kapacitás összege) Cb’c kollektor-emitter átmenetben kialakuló kapacitás A teljes helyettesítőképet magasabb frekvenciákon használjuk inkább, ahol a ~pF értékű kapacitások hatása nem hanyagolható el. A helyettesítőkép segítségével a tranzitfrekvencia meghatározható: f T =

S 2π(C b 'c + C b 'e )

A tranzisztor egyszerűsített (alacsony frekvenciás) helyettesítőképe:

A visszahatás elhanyagolásával alacsony frekvencián a helyettesítőkép egyszerűsíthető. (Azért, hogy a bemeneti és a bázis- emitter feszültséget meg tudjuk különböztetni egymástól a kisbetűs indexeket visszacseréltük a korábban már használt nagybetűs indexekre.) b u BE r BE BE

Su BE

r CE CE

c uCE e

e

2.3.4.2. Tranzisztor paraméterek a négypólus paraméterekkel paraméterekkel kifejezve dI B =

∂ I B ∂U BE U

dU BE +

CE = állandó 144 2 44 3

1

dI C =

∂ I B ∂U CE U

BE = állandó 144 2 44 3

ν r

r BE

∂ I C ∂U BE U

CE = állandó 144 2 44 3

S

dU CE

dU BE +

r BE

∂ I C ∂U CE U

dU CE

BE = állandó 144 2 44 3

1

r CE

A hibrid-π paraméterek és az Y (admittancia) négypólus paraméterek között közvetlen megfeleltetés alakítható ki, ha felírjuk az áramokra a differenciális kapcsolatot (figyelmen kívül hagyva a hőmérsékletfüggést).


34


Mátrixos alakban az Y paraméterek :

  ν dI B   1 r BE r r BE  dU BE  ⋅ dI  =   dU CE  1  C   S   CE  144 24r 4 3 Y

A gyakorlatban sokkal nagyobb jelentősége van a H-paramétereknek . A paraméterek leírásakor az e index a közös emitteres kapcsolásra vonatkozik (a kisbetű pedig a kisjelű paraméterre utal).

dU BE   h11e h12e   dI B   dI  = h h  ⋅ dU  e  CE   C  1214e 24223 H

Összehasonlíthatjuk Összehasonlíthatjuk a hibrid- π paramétereket paramétereket a H-paraméterekkel: H-paraméterekkel: h11e =

∂U BE ∂ I B U

  = állandó  r BE ≅ h11e   = állandó 

CE

r BE =

∂U BE ∂ I B U

CE

 ∂U BE ∂U CE I = állandó  υr ≅ h12e ∂U  υr = BE ∂U CE I = állandó  h12e =

B

B

h21e =

  = állandó  β ≅ h21e   = állandó 

∂ I C ∂ I B U

CE

β=

∂ I C ∂ I B U

CE

h22e =

∂ I C ∂U CE U

  = állandó  1 r CE ≅ h 22 e   = állandó 

BE

r CE =

∂U CE ∂ I C U

BE


35


Hibrid-paraméteres helyettesítőkép: h11e b h21e i B B ube i B e

1 h22e

c uce e

h12e uCE

A visszahatás elhanyagolásával az alacsony frekvenciás H-paraméteres helyettesítőkép:: b ube

i h11e

e

1 h22e

h21e i B B

c uce e

h12e uCE

2.3.5. Speciális tranzisztorok Háromrétegű tranzisztor struktúrával több eltérő tulajdonságú félvezetőt is kialakítottak. A Legelterjedtebb tranzisztoron kívül, pl. ide tartozik a Darlington-tranzisztor, Schottkytranzisztor, fototranzisztor (az optoelektronikai fejezetben tárgyaljuk) és az egyátmenetű tranzisztor (UJT, a teljesítményelektronikában tárgyalják). 2.3.5.1. Darlington-kapcsolás Áramköri jele:

Gyakran előfordul, hogy egy tranzisztor áramerősítési tényezője nem elégendő –pl. teljesítményerősítők, tápegységek, stb.- így a tranzisztorokat egymás után kötve megnövelt áramerősítést hozunk létre. A Darlington-kapcsolás, amelynek egy tokban megvalósított áramköri reprezentációja a Darlington-tranzisztor, alkalmas ilyen elrendezés megvalósítására. Darlington-kapcsolást tehát meg lehet valósítani diszkrét tranzisztorokkal vagy egy tokban gyártott Darlington-tranzisztorral is. Nagyobb teljesítmények esetén nem két, hanem három tranzisztorral építünk fel Darlington kapcsolást hasonló elven. Darlington-kapcsolás: C

IB1 B

IC1

IC2

T1 IB2

T2 E


IC

IE

36


I C = I C 1 + I C 2 = B1 ⋅ I B1 + I B1 ( B1 + 1) B2 = I B1 ( B1 + ( B1 + 1) B2 ) ≈ I B1 B1 B2 Beredő ≈ B1 B2

βeredő ≈ β1β2 r BEeredő ≈ 2r BE 1 2 r CEeredő ≈ r CE 2 3 Problémák: a) lineáris üzem: Az UBEeredő=UBE1+UBE2, ami nagyobb, mint egy tranzisztor esetén, ez • azonban a gyakorlatban nem jelentős probléma Kis áramokkal történő vezérlés esetén nagy a nemlinearítás, mert • IB1

IB2

IB2M

IB1M I I B1M = B 2 M B1 + 1

UBE1

UBE2

kis kivezérlés esetén, az első tranzisztor a bemeneti C karakterisztikájának nemlineáris szakaszán működik, ami jelentős torzítást okoz. Megoldás: az első tranzisztort előfeszíteni egy áramgenerátorral a T1 T2 B D nyitás, azaz a karakterisztika lineáris szakaszának határára. Ezt a gyakorlatban egy ellenállással oldjuk meg, amit a 2. tranzisztor R bázis-emittere közé kötünk. Mivel ez a feszültség alig változik az áram függvényében (a karakterisztika nagy meredeksége E I0 következtében), így az ellenálláson közel állandó áram folyik át. A D dióda a fordított polaritású feszültséget akadályozza meg a tranzisztoron, ami az inverz üzem miatt tönkre teheti a félvezetőt. Ez a Darlington tranzisztorba gyárilag be van integrálva, de erősen induktív terhelés esetén kívülről is kapcsolhatunk egy védő (clamp) diódát a CB közé. b)

kapcsolóüzem

A tranzisztor eredő szaturációs feszültsége: U CEsat = U CEsat 1 + U BE 2 lényegesen nagyobb, mint egy tranzisztor szaturációs feszültsége. Ez jelentős veszteségi teljesítményt okoz nagyobb áramoknál. ( P d = U CEsat ⋅ I C ) Ez ellen gyakorlatilag nem lehet védekezni, újabban inkább teljesítmény MOSFET-eket alkalmazunk Darlington tranzisztor helyett. Komplementer (komposit) Darlington kapcsolás:

Két különböző, pnp és npn, tranzisztorból felépített Darlington kapcsolás, ahol az áramirányok miatt az eredő tranzisztor fajtáját a meghajtó tranzisztor szabja meg (pnp a jelenlegi összeállításban). Lehetséges npn meghajtó és pnp nagyáramú tranzisztor kombinációja is. Eredőben ez npn tranzisztort eredményez, azonban a fenti elrendezés Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

37


gyakoribb, mivel az elektronok nagyobb mozgékonysága miatt a fenti modellel nagyobb sebességű alkatrészhez jutunk, mint pnp Darlington kapcsolással. Különösen gyakran alkalmazzák a komposit tranzosztort integrált formában, pl. műveleti erősítők végfokozata, stb.. E

IE

IC1 IB1 B

T1 IB2

T2 C

IC

Paraméterek: Beredő ≈ B1 B2

βeredő ≈ β1β2 r BEeredő ≈ r BE 1 1 r CEeredő ≈ r CE 2 2 A szaturációs feszültség ugyanakkora, mint az előbb, de a nyitáshoz szükséges feszültség kisebb (UBE1). 2.3.5.2. Shottky-tranzisztor A Shottky-tranzisztor működés szempontjából helyettesíthető egy Shottky-dióda és egy tranzisztor kombinációjával. A diódát a CB közé záróirányba kapcsoljuk. Telítéses üzemmódban a CB dióda kinyitna, azonban a Shottky dióda -lényegesen kisebb nyitóirányú feszültsége miatt- előbb nyit ki, így nem enged töltést felhalmozni a CB átmenetben. Ez azt eredményezi, hogy a tranzisztornak nem lesz töltéstárolási ideje (legalábbis a CB átmenetben felhalmozott töltések miatt nem), ami jelentősen megnöveli azt a frekvenciát, amivel a tranzisztort kapcsolgatni lehet. A Shottky-dióda a fém-félvezető átmenet miatt kevés töltéshordozót halmoz fel, ami gyors működést tesz lehetővé. Az így kapott eszközt Schottky-tranzisztornak nevezzük és elsősorban a digitálistechnikában használjuk gyors áramkörökben (STTL). Jelölése:


38


2.3.6. Tranzisztor működése lineáris üzemben A tranzisztor lineáris üzemben a bemeneti karakterisztika egyenes szakaszán és a kimeneti karakterisztika aktív tartományában (általában annak közepén) üzemel. Ahhoz, hogy ebbe az üzemállapotba hozhassuk a tranzisztort munkapont-beállításra van szükség. 2.3.6.1. Tranzisztor kis- és nagyjelű működése működése Vizsgáljuk meg a tranzisztor működését lineáris üzemben (egyelőre a munkapont-beállító kapcsolások nélkül) feltételezve, hogy a tranzisztor bázisa valamilyen módon olyan feszültséget kap (U BEM), amely a kapcsolást a lineáris tartományba vezérli. Jelöljük M betűvel a munkaponti adatokat. Ut R C

iC

Cki uki=uCE

u be

R t

uBE Első megközelítésben hanyagoljuk el a kimeneti terhelés (R t) és a kimeneti csatolókondenzátor (C ki) hatását, azaz a kimenet működjön üresjárásban. Legyen u be=UBEM+uv! Az UBEM egyenfeszültség, amely a tranzisztor munkapontba állításához szükséges, az u v egy tetszőleges alakú (egyen- vagy váltakozó áramú) vezérlő jel, amely a munkapont-beállító feszültségekhez képest kisebb (legalábbis annyira, hogy a tranzisztor minden időpillanatban a lineáris szakaszon működjön). Határozzuk meg, hogy mekkora legyen az U BEM, hogy a linearítás fennálljon és a kivezérelhetőség (az a vezérlőjel, amelynél a kapcsolás még lineárisan működik) maximális legyen. A kapcsolás feszültségei és áramai: ube = U BEM + uv u BE = ube i B = f (u BE ) iC = f (i B ) U t = iC RC + uCE uki = uCE Az alábbi ábra és a fenti egyenletek alapján meghatározhatjuk a kapcsolás nagyjelű és kisjelű viselkedését grafikusan: a) Az UBEM kijelöl egy munkapontot a bemeneti karakterisztikán (I BM). b) Az IBM és a (statikus) munka egyenes metszéspontja kijelöli a munkapontot a kimeneti karakterisztikán. c) Az UCM és az ICM a munkaponti feszültség és áram a karakterisztika alapján kiadódik. A kapott munkapontoknak ki kell elégíteniük az alábbi követelményeket: i) a bemeneti és a kimeneti karakterisztika lineáris szakaszán kell elhelyezkedniük, Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

39


ii) elegendően távol kell, hogy legyenek a nemlineáris tartományok határaitól ahhoz, hogy a vezérlőjel hatására változó pillanatnyi munkapont (az ábrán kettős nyíllal és vastagított vonallal jelöltük) által meghatározott áramok és feszültségek egyetlen pillanatban se érjék el a nemlinearítás határát, iii) a munkaponti áramoknak kellően kicsinek kell lenni ahhoz, hogy a kapcsolás vesztesége a mindenkori feladathoz illeszkedően kicsi legyen. A fenti egyenletek alapján grafikusan ábrázolhatjuk a kapcsolás viselkedését a bemeneti és a kimeneti karakterisztikákon (statikus munka egyenes):

Lineáris tartomán IC IB5

ICmax

IB iB

IB4

Ut/R C Lineáris tartomány

IBM

IB3 Pdmax IBM IB2

M

ICM

IB1 IB=0 IB0 UCE

ICE0 UBE

UBEM

UCEsat

UCEM Ut

u be

UCEmax

uki

A kapcsolás működése: a) Nagyjelű működés: az U BEM kijelöli a munkapontot a bemeneti karakterisztikán és ezzel meghatározza az I BM munkaponti bázis áramot is. A munka egyenes és a munkaponti bázis áram kijelöli a munkapontot a kimeneti karakterisztikában és ezzel kijelöli a munkaponti UCEM és ICM értékeket. b) Kisjelű működés: vezéreljük egy szinuszos jellel a bemenetet az ábra szerint. Ekkor a bemeneti karakterisztikán a bázis áram pillanatnyi értéke szinuszosan vándorol a vastagított nyílnak megfelelően. A pillanatnyi bázisáram a munka egyenesen is egy szinuszosan mozgó pillanatnyi munkapontot jelöl ki, amely a kollektor-emitter feszültséget (ami egyben a kimeneti feszültség is) szintén szinuszosan fogja vezérelni. Azt a maximális bemeneti feszültséget illetve ennek következtében fellépő maximális kimeneti feszültséget nevezzük a maximális kivezérelhetőségnek , kivezérelhetőségnek , melynél a jel torzulása nem észlelhető illetve egy megadott értéket nem lép túl. Lineáris (erősítő) üzemben a jel minden időpillanatban a kivezérelhetőség határán belül kell, hogy legyen! Amennyiben a munkapontot a lineáris tartományok közepére vesszük, akkor szinuszos vezérlőjel esetén elvileg a kivezérelhetőség maximális lesz. Azért elvileg csak, mert a kimeneti terhelés megváltoztathatja a lineáris tartomány határait ( dinamikus munka egyenes).


40


A kimenetre kapcsolt –a kimeneti ellenállással összemérhető- kimeneti terhelés (R )t hatása (dinamikus munka egyenes):

A munkaponti értékeket a terhelés (kondenzátoros leválasztás estén) nem befolyásolja, mivel a kondenzátor egyenáramon szakadásként viselkedik! • Ha az R t>>R c , akkor a dinamikus és a statikus munka egyenes egybe esik (feszültségerősítők) • Ha az R t<
1/(R C*R t) meredekségű egyenes, dinamikus mu munka e enes

IB4

1/R C meredekségű egyenes, ICM statikus munka egyenes

IB3 Pdmax IBM IB2

M

IB1 IB=0 IB0 UCE

ICE0 UCEsat uki terhelés nélkül

UCEM

Ut

UCEmax

uki terhelés esetén

Hőmérséklet hatása a munkapontra (állandó feszültséggel történő munkapont-beállítás esetén):

A növekvő hőmérséklet (T2>T1) hatására az I B erősen megnő (a meredek karakterisztika miatt) ⇒ IC erősen megnő ⇒ munkapont eltolódik a munka egyenesen ⇒ a kivezérelhetőség jelentősen lecsökken (szélső esetben a kollektor feszültség valamelyik szélső helyzetbe helyzetbe tolódik. tolódik. A hőmérséklet ugyanarra a bemeneti bemeneti körre hat, mint a vezérlő jel (uBE), a kapcsolás úgy viselkedik, mint hasznos jellel történő vezérlés esetén. Csökkenő hőmérséklet esetén a folyamat ugyanígy csak fordított előjellel játszódik le. A hőmérséklet hatását csak munkapont stabilizálással (pl. negatív visszacsatolással lehet csökkenteni).


41


IC IBM(T2)

IB5

IB

IB4 IBM(T2) IB3 Pdmax

M(T2) M T1

IBM(T1)

IB0

ICE0 UBEM

IBM(T1) IB2 IB1 IB=0

UCE

UBE

A munkapontba állított tranzisztoros elvi kapcsolás egyenáramú (nagyjelű) viselkedése számolással:

I BM = f (U BEM ) I CM = BI BM U CEM = U t − I CM RC Az elvi tranzisztoros kapcsolás viselkedése (kisjelű) lineáris üzemben számolással:

A kapcsolás viselkedéséhez a tranzisztor kisjelű helyettesítő-képét használjuk fel. A meghatározandó kisjelű paraméterek: • a bemeneti ellenállás R be be, • a kimeneti ellenállás R ki, • a feszültségerősítés A u. A külső alkatrészeket beillesztjük a tranzisztor kisjelű helyettesítő-képébe, figyelembe véve, hogy a tápfeszültség-pontok kisjelű szempontból földpontnak számítanak. Ezt több módon is bizonyítani lehet, de az egyik legegyszerűbb a szűrőkondenzátorok hatásának vizsgálatán keresztül történik: + 1 X C = ≈ 0 ω >> 0 C ωC A kondenzátor reaktanciája -megfelelő méretezése esetén (ez méretezési szempont)- az adott frekvencia tartományban tart a nullához. A fenti megállapítás alapján a kollektor ellenállás egyik pontját a helyettesítőkép kollektor pontjához, míg a másikat a földponthoz (vonatkoztatási ponthoz, jelen esetben az emitterhez) kell kötni, mivel az emitter közvetlenül a földpontra van kötve. ie ube

u BE

B

iB Su BE r BE BE vagy β i B E


C r CE CE

uCE R C uki E 42


Feszültségerősítés: u BE = ube uki = −Sube (r CE ∗ RC ) Au = − S (r CE ∗ RC ) Figyeljük meg, hogy a kapcsolás (közös emitteres) fázist forgat (180 °) a bemeneti jelhez képest. Ezt egy egyszerű gondolat sorral is leellenőrizhetjük: emeljük meg gondolatban a bázisfeszültséget, akkor a bázisáram is megnő, amitől a kollektor áram is megnő, így a kollektor feszültég csökken, azaz növekvő bemeneti feszültségre csökkenő kimenő feszültséggel reagál. Bemeneti ellenállás: ibe = i B , ube = u BE u u Rbe = be = BE = r BE ibe u BE r BE Kimeneti ellenállás: Rki =

ukiü − Sube (r CE ∗ RC ) = = r CE ∗ RC , ikiz − Sube

ahol ukiü az üresjárási kimeneti feszültség, i kiz a kimeneti zárlati áram. (Ha méréssel állapítjuk meg a zárlati áramot, akkor természetesen sohasem érhetjük el a zárlati állapotot, mert az eszköz tönkremegy. Ilyenkor csak a névleges terhelhetőségig terheljük a kimenetet, de feltételezzük a lineáris viselkedést a további áramokra egészen a zárlatig!) Váltakozó áramú paraméterek, ha a kimenetet R t ellenállással terheljük: A bemeneti és a kimeneti ellenállás nem változik, egyrészt mert a kimenet visszahatása a bemenetre elhanyagolható, másrészt a kimeneti ellenállás terheletlen kimenetre értelmezett, így nem befolyásolja a terhelés a kimeneti ellenállást. Az erősítés azonban megváltozik, mert a két kimeneten levő ellenállással egy harmadik kapcsolódik párhuzamosan: Au = − S (r CE ∗ RC ∗ Rt ) Hőmérséklet hatása: A hőmérséklet a tranzisztor U BE feszültségét változtatja, így ugyanazon a ponton és ugyanúgy vezérli a kapcsolást, mint a vezérlőjel. Ennek megfelelően az erősítés a hőmérsékletre megegyezik a kisjelű erősítéssel, ami a gyakorlat számára hátrányos. Különösen nagy problémát okoz ez abban az esetben, ha a vezérlőjel is egyenáram (egyenáramú erősítők), mivel ilyenkor nem lehet megkülönböztetni a hasznos jelet és a hőmérséklet miatti hibajelet egymástól. A hőmérséklet-változás hatásának csökkentése elsősorban negatív visszacsatolással lehetséges.


43


2.3.6.2. Munkapont-beállító kapcsolások A tranzisztor munkapontját be lehet állítani a bementre adott feszültséggel vagy bázis árammal. A munkapont-beállító kapcsolások mindhárom tranzisztoros alapkapcsolásra azonosak. Az alábbiakban az alap munkapont-beállító kapcsolásokat vizsgáljuk. A gyakorlatban alkalmaznak egyéb, speciális igényeket kielégítő munkapont-beállító kapcsolásokat is a különlegesen nagy vagy éppen kicsi bemeneti ellenállás beállítása érdekében, pl. feszültség utánhúzó (boot strap), stb. 2.3.6.2.1

Munkapont-beállítás bázisosztóval bázisosztóval Ut R C

R 1

iC

Cs2

Cs1 u be

uBE UB

R 2

uki=uCE

R t

Nagyjelű működés: A Cs1 és Cs2 csatolókondenzátorok feladata a kapcsolás egyenáramú leválasztása a meghajtó generátortól és a terheléstől. Méretezési szempont, hogy az R 1 és R 2 ellenálláson átfolyó áram (bázisosztó árama, I o) sokkal nagyobb legyen, mint a munkaponti bázisáram azért, hogy a tranzisztor ne terhelje az osztót. (Ellenkező esetben az osztó kimeneti feszültsége függ a tranzisztor mindenkori paramétereitől, így erős hőmérsékletfüggés léphet fel.) R2 U B ≅ U t R1 + R2 U t I o ≅ R1 + R2 U BEM = U B I BM = f (U BEM ), de I o >> I BM I CM = BI BM U CEM = U t − I CM RC A kisjelű viselkedés: B ube R 1 R 2 u BE r BE BE Su BE E


C r CE CE

uCE R C uki

R t

E

44


A bázisosztó alkatrészeit az előző fejezetben tárgyaltak szerint beillesztjük a tranzisztor kisjelű helyettesítő-képébe. Vegyük figyelembe, hogy a tápfeszültség-pontok kisjelű szempontból földpontnak számítanak és a csatoló kondenzátorok az adott frekvencia tartományban (helyes méretezés esetén) rövidzárnak tekinthetők. Feszültségerősítés: u BE = ube uki = − Sube (r CE ∗ RC ∗ Rt ) Au = − S (r CE ∗ RC ∗ Rt ) Az erősítés az alapkapcsoláshoz képest nem változik. Bemeneti ellenállás: Rbe =

ube u = u ube u = r BE ∗ R1 ∗ R2 ibe be + be + be r BE R1 R2

A bázisosztó miatt a bemeneti ellenállás lecsökken. Kimeneti ellenállás: u − Sube (r CE ∗ RC ) r R Rki = kiü = = CE ∗ C ikiz − Sube A kimeneti ellenállás az alapkapcsoláshoz képest nem változik. A kapcsolás hőmérséklet hatására jelentősen változtatja a munkapontját. Ez ugyan a váltakozó áramú vezérlőjelet nem befolyásolja, de a munkapont vándorlás révén a kapcsolás könnyen a nemlineáris szakaszon kezd dolgozni, esetleg szélsőséges esetben egyik irányban nem is lehet kivezérelni (vág a kapcsolás). Munkapont vándorlás a hőmérséklet növekedésére feszültségosztós munkapontbeállításnál: IC

IB

IB5

T1=25 C°

T2>T1 IBM2(T2)

M(T2) M T1

IBM1(T1)

IB4 IBM(T2) IB3 IBM(T1) IB2 IB1

ICE0 UBEM

UBE


IB0 U Kivezérelhetőség (T 2) CE Kivezérelhetőség Kivezérelhetőség (T ( T 1)

45


A munkapont-vándorlás már kis hőmérséklet növekedés esetén is jelentősen lecsökkentheti a kivezérelhetőséget. A folyamat csökkenő hőmérsékletre ugyanúgy játszódik le, csak ellenkező irányban. 2.3.6.2.2

Munkapont-beállítás bázisárammal Ut R C

R 1 Cs1

iC

Cs2

IB uBE

u be

uki=uCE

R t

Nagyjelű működés: A munkaponti bázisáramot az R 1 ellenállás állítja be. Az U BE feszültség függ a bázisáramtól, de a bázisáram is függ az U BE feszültségtől az alábbi összefüggések szerint. U t − U BEM R1 U BEM = f ( I BM ) I CM = BI BM U CEM = U t − I CM RC I BM =

IBM és UBEM meghatározható számolással vagy grafikusan

A kisjelű viselkedés: B ube R 1 u BE r BE BE Su BE Feszültségerősítés:

C r CE CE

E

uCE R C uki

R t

E

u BE = ube uki = − Sube (r CE ∗ RC ∗ Rt ) Au = − S (r CE ∗ RC ∗ Rt ) Az erősítés az alapkapcsoláshoz képest nem változik. Bemeneti ellenállás: u ube Rbe = be = = r ∗ R ≈ r ibe ube + ube BE 1 BE r BE R1 A bemeneti ellenállás gyakorlatilag az alapkapcsolás bemeneti ellenállásával egyezik meg, mivel valós adatok esetén R 1>>r BE BE .


46


Kimeneti ellenállás: Rki =

ukiü − Sube (r CE ∗ RC ) = = r CE ∗ RC ikiz − Sube

A kimeneti ellenállást a munkapont-beállító kapcsolás nem befolyásolja. Hőmérséklet hatása: A kapcsolás erősebben hőmérsékletfüggő, mint az előző kapcsolás, mivel a hőmérséklet két paraméteren keresztül is befolyásolja a munkapont értékét: U BE és az UBE miatt az I B is függ a hőmérséklettől. 2.3.6.2.3

Munkapont-beállítás bázisárammal bázisárammal egyenáramú visszacsatoláson visszacsatoláson keresztül Ut

Cs1

R C R 1

iC

uBE

u be

Cs2 uki=uCE

R t

Megjegyzés a negatív visszacsatolásokat részletesen az erősítők fejezetben tárgyaljuk.

Nagyjelű működés: A munkaponti bázisáramot az R 1 ellenállás állítja be a kollektorról negatív visszacsatolással. Az U BE feszültség függ a bázisáramtól, de a bázisáram is függ az U BE feszültségtől. Ugyancsak függ az U CE feszültség a kollektor áramtól, ami viszont a bázisáramtól függ az alábbi összefüggések szerint. A munkapont meghatározása az egyenletek alapján grafikusan vagy közelítésekkel számolással lehetséges. U CM − U BEM R1 U BEM = f ( I BM ) U CM = U CEM I CM = BI BM U CEM = U t − I CM RC I BM =

A kisjelű viselkedés:

R 1 i’ B

ube

u BE r BE BE Su BE E


C r CE CE

uCE R C uki

R t

E 47


Ahhoz, hogy a paramétereket meg tudjuk határozni az R 1 ellenállást le kell transzformálnunk transzformálnunk a bemenetre és a kimenetre. A transzformálás transzformálás alapja, hogy a feszültségek és az áramok a kapcsolásban a transzformálás után se változzanak meg. Feszültség és áram szempontjából a fenti kapcsolással ekvivalens kapcsolás: B ube i’

u BE r BE BE Su BE ’ R 1 E

C r CE CE

i’ u uCE R C R 1’’ ki

R t

E

Vegyük figyelembe, hogy az erősítés negatív (az u ki fázisa 180 °-ra van az u be fázisától) a közös emitteres kapcsolásoknál. 1 + Au ube − uki ube − Au ube 1 − Au = = ube = ube R1 R1 R1 R1 u R1 R1 ' = be = i ' 1 + Au i' =

R1 ' ' =

A − ube Au uki = = R1 u ≅ R1 1 + Au 1 + Au − i' − ube R1

Megjegyzés: A fenti összefüggések az elektronika egy érdekes jelenségére –a Miller effektusraeffektusra - is rámutatnak. Legyen a kollektor és a bázis között ellenállás helyett kondenzátoros visszacsatolás a kapcsolásban (ez ténylegesen mindig van a tranzisztor C CB kapacitása miatt). Vizsgáljuk meg a kondenzátor hatását a bemenetre! A fentiek alapján általánosan írható, hogy a bemenetre transzformált impedancia: Z 1 + Au 1 Z = ω C

Z ' =

Z ' =

1 1 = ω C (1 + Au ) ω C '

C ' = C (1 + Au ) A kondenzátor hatása az erősítésnek megfelelően jelentősen megnövelhető. A bemenet úgy érzékeli, mintha egy lényegesen nagyobb kondenzátor lenne ott. Ezt a jelenséget az elektronika számtalan kapcsolásában felhasználjuk, pl. Miller generátor, frekvenciakompenzálás, integrált kapacitások hatásának növelése, stb., de káros az erősítők felső


48


határfrekvenciája szempontjából. Ez az egyik oka, amiért nem lehet tetszőlegesen nagy erősítést elérni egy erősítő fokozattal (több egyéb ok is van!). Feszültségerősítés: Az erősítés kiszámításánál vegyük figyelembe, hogy a gyakorlatban R 1>>r CE CE, R C. u BE = ube uki = − Sube (r CE ∗ RC ∗ Rt ) Au = − S (r CE ∗ RC ∗ Rt ) Az erősítés az alapkapcsoláshoz képest nem változik, így ennek a visszacsatolásnak nincs hatása a feszültségerősítésre. (Későbbiekben látni fogjuk, hogy ez egy párhuzamos feszültség típusú visszacsatolás, aminek valóban nincs hatása a feszültségerősítésre csak az áramerősítésre!) Bemeneti ellenállás: Rbe =

ube u R = u be u = r BE ∗ 1 ibe 1 + Au be + be r BE R1 '

Az R 1 ugyan nagy, de nagy erősítés esetén a transzformált R 1 kicsi lehet, így nem lehet elhanyagolni. A bemeneti ellenállás csökken az előző esethez képest. Kimeneti ellenállás: Rki =

ukiü − Sube (r CE ∗ RC ) = = r CE ∗ RC ikiz − Sube

A kimeneti ellenállást ez a visszacsatolás lényegében nem befolyásolja, mivel R 1 lényegesen nagyobb, mint r CE CE vagy R C. Hőmérséklet hatása: Az alkalmazott kapcsolás egyik nagy előnye, hogy a hőmérséklet hatását a munkapontra csökkenti az alábbiak szerint. Tételezzük fel, hogy nő a hőmérséklet: T↑⇒UBE↓⇒IB↑⇒IC↑⇒UCE↓⇒IB hőmérséklet hatása

következmény

A kapcsolás a hőmérsékletnövekedés miatti bázisáram növekedést részben kompenzálja. (Teljesen nem lehet kikompenzálni!).


49


2.3.7. Tranzisztor működése kapcsolóüzemben kapcsolóüzemben A tranzisztort kapcsolóüzemben úgy vezéreljük, hogy tartósan vagy csak a telítési, vagy csak a lezárási tartományban tartózkodjon. Cél az aktív tartományon való minél gyorsabb áthaladás. A tranzisztor menetdiagramja teljes lezárás és nyitás között attól is függ, hogy a terhelés tisztán ohmos vagy van reaktív része is. Ut

A karakterisztikán feltüntettük a tranzisztor pillanatnyi munkapontjának mozgását ohmos valamint kapacitiv R C iC terhelés esetén. (Induktív terhelés esetén a munkagörbe ugyanolyan, mint kapacitiv terhelés esetén csak az irányok ellentétesek.) A keletkező veszteségi teljesítmény arányos a u =u ki CE u be munkagörbék által bezárt területtel, amiből látszik, hogy a kapcsolás vesztesége reaktáns terhelés esetén a legnagyobb. A legegyszerűbb az ohmos terhelés, ezért a továbbiakban erre az esetre vizsgáljuk a tranzisztor viselkedését. IC ICmax

IB5 Mny IB4

Ut/R C

IB3 Pdmax IB2 IB1 ICE0

IB=0 IB0 UCE

Mz UCEsat

Ut UCEmax kapacitiv terhelés Vizsgáljuk meg a fenti kapcsolásban, hogy ohmos terhelés esetén egy impulzusjellel vezérelve a tranzisztort, hogyan alakul a kollektor áram időfüggvénye. A bemeneti feszültséget a biztosabb kikapcsolás érdekében kis értékkel a negatív feszültségtartományba vezéreljük záráskor. %

iC

100 90

10

ue t

td.tr ton

tst

tf

toff


50


Bekapcsolási Bekapcsolási idő (t on ): késleltetési idő • td felfutási idő • tr Kikapcsolási Kikapcsolási idő (t off ): töltéstárolási idő • tst lefutási idő • tf A töltéstárolási idő oka a bekapcsoláskor nyitó állapotba kerülő C-B átmenet, ami nyitott állapotban jelentős mennyiségű szabad töltést halmoz fel és amelyet a lezárás érdekében ki kell sütni. A lezáráskor azonban csak kicsi áram folyik, így a kisütés hosszabb időt vesz igénybe. A be- és kikapcsolási idők meghatározzák a tranzisztorok legnagyobb kapcsolási frekvenciáját. Kifejezetten kapcsolóüzemű alkalmazásokra gyártanak gyorskapcsoló tranzisztorokat , tranzisztorokat , ahol ezeket az időket a lehető legkisebb értéken tartják (pl. rekombinációs centrumok létrehozásával). A digitáliselektronikában –az alacsony teljesítményigény és a nagy sebesség miatt- elsősorban Shottky tranzisztorokkal biztosítják a gyors átkapcsolásokat (illetve nem telítéses logika alkalmazásával). Kapcsolási idők hatása a veszteségekre: A véges kapcsolási idők azt eredményezik, hogy a tranzisztor kollektor áram és kollektor feszültség lefutása véges meredekségű lesz. A feszültség és áram szorzata a pillanatteljesítmény (p d) amely függ az alábbi ábra szerint a kapcsolási időktől. A tranzisztoron hővé alakuló teljesítmény a pillanat-teljesítmény átlagértéke. pd Ut

ICmax

uCE iC

ICEo

Pd

UCEsat

Az átmenetek alatt jelentős teljesítmény csúcsok alakulnak ki. A frekvencia növekedésével az átlag teljesítmény nő, ami a tranzisztor fokozott hő-terhelését eredményezi. A veszteség csökkenthető gyorskapcsoló tranzisztorok alkalmazásával, illetve léteznek mesterséges kapcsolások, amivel a feszültség és az áram átmeneteket egymáshoz képest időben eltolják, így szorzatuk (a veszteségi teljesítmény) csökken. A tranzisztort minden esetben a biztonságos működési területen belül kell tartani (S (Safe O peration Area, lásd tranzisztor kimeneti karakterisztika U CEmax, ICmax, Pdmax által határolt terület).


51


2.4. Térvezérelt tranzisztor (Field Effect Transistor ) A térvezérelt tranzisztorokat 1952-ben fejlesztették ki, de sorozatgyártása csak a ‘60-as években kezdődhetett meg. Az azóta eltelt időben a térvezérelt tranzisztorok rohamosan növekvő jelentőségre tettek szert az elektronikában, elsősorban is integrált formájukban a digitális elektronikában. A diszkrét MOSFET-ek fontos alkalmazási területe a teljesítményelektronika és a nagyfrekvenciás kapcolások. A térvezérelt tranzisztorok működése alapvetően különbözik a tranzisztor működésétől. Ahogy az elnevezése is utal rá, vezérléséhez nem áram, hanem feszültség kell. Működésüket legegyszerűbben úgy érthetjük meg, ha a FET-eket változó keresztmetszetű ellenálláshuzaloknak tekintjük, ahol a vezeték (csatorna) keresztmetszetét (és ezzel az ellenállását) elektromosan állítjuk. A változó ellenállás állandó feszültségre kapcsolva, változtatja a csatorna áramat is. A csatorna n vagy p szennyezésű lehet. A térvezérelt tranzisztorokat konstrukciós és egyben működési szempontból két fő csoportra oszthatjuk (amelyek (amelyek lehetnek mind n, mind p csatornásak): TÉRVEZÉRELT TRANZISZTOR JFET JFET Záró Záróré réte te es n csatornás

p csatornás

MOSFET kiürítéses

növekményes

n p n p csatornás csatornás csatornás csatornás A GaAs alapra gyártott (elsősorban nagyfrekvenciás) FET-eket gyakran MESFET-nek nevezik. A FET-ek (elsősorban is a MOSFET-ek) különösen jól integrálhatók, így a modern analóg és digitális elektronika integrált áramköreinek jelentős részében előfordulnak, alkalmanként keverve réteg-tranzisztorokkal. Az ilyen vegyes aktív alkatrészkészletet tartalmazó áramkörök (pl. BiCMOS) kihasználják a mindkét áramkörfajtában áramkörfajtában rejlő előnyöket.

2.4.1. Záróréteges FET (JFET) Jelölése:

D G S D G

S

n csatornás p csatornás

Az elektródák elnevezése: D (drain) nyelő S (source) forrás G (gate) vezérlő/kapu vezérlő/kapu A működést az n csatornás JFET működésén keresztül vizsgáljuk, de a tápfeszültségek polaritásának felcserélésével, a polarizált kondenzátorok polaritásának megfordításával


52


illetve a magyarázatokban az elektron szó felcserélésével lyukra, a kapcsolások és magyarázatok kiterjeszthetők p csatornás FET-re is. 2.4.1.1. JFET működése Tételezzünk fel egy rúd formában kialakított (a valóságban sohasem ilyen) homogén módon szennyezett, n szennyezésű csatornát, amelyre merőlegesen kialakítanak egy p szennyezésű réteget. Kapcsoljunk záró irányú feszültséget a pn rétegre (U GS<0). A záró irányú feszültség miatt a határfelületen egy kiürített réteg alakul ki, amelyben a töltéshordozók koncentrációja alacsony. A kiürített réteg vastagsága a csatorna vastagságát (w) befolyásolja, így közvetve befolyásolja a csatorna ellenállását is. Amennyiben az n réteg két végére konstans feszültséget kapcsolunk, akkor az áram is csökken a növekvő ellenállás miatt, azaz a vezérlőelektródára kapcsolt feszültség vezérli a csatorna áramát. A kiürített rétegbe nagyon kicsi áram folyik (záró irányba van kapcsolva), így a vezérlés gyakorlatilag gyakorlatilag feszültséggel feszültséggel (elektromos térrel) történik. kiürített réteg

p réteg

(source) S

w

n réteg D drain

G (gate) UGS UDS A kiürített réteg nem szimmetrikus, mivel az U GS feszültség lényegesen kisebb, mint az UDG (=UDS+UGS) feszültség. A drain felöl a csatornát elzárni nem lehet, mert a nagy UDG feszültség miatt a szűkülő csatornában fellépő különösen nagy térerő megakadályozza az elzáródást (a térerő legyőzésére minden határon túl növekvő feszültség kellene). UGS=0 esetén a csatorna a legszélesebb, így ellenállása a legkisebb. Ekkor folyik a legnagyobb áram (telítési vagy szaturációs áram, I DSS). Egy adott U p=UGS (pintch off/elzáródási) feszültségnél a csatorna elzáródik. Azért tud a csatorna a gate felöl elzáródni, mert a feszültség közvetlenül a pn rétegre hat, így kisebb feszültség kell az elzáródáshoz és nem alakul ki akkora térerő, mint a másik oldal felöl, így az nem akadályozza az elzáródást. A kiürített réteg vastagsága függ a hőmérséklettől is (a hőmérséklet által generált töltések miatt). A FET ennek következtében erősen hőmérsékletfüggő. Előnyös azonban, hogy FET-nek van egy hőmérséklet-független munkapontja (bár ez erősen elméleti érték, általában a katalógusok sem tartalmazzák). A FET-et ebben a munkapontban üzemeltetve nem lesz érzékeny a hőmérsékletre. Előnyös tulajdonsága a FET-nek, hogy alacsony a zaja, mivel nincs potenciálgát (réteg átmenet) a mozgó töltéshordozók útjában, így nem keletkezik sörétzaj. A termikus és a flicker zaj továbbra is fellép. A FET-eknél a négy négypólus jellemző közül (bemeneti és kimeneti karakterisztika, és a ki és bemenet felöl értelmezett transzfer karakterisztika) két jellemzőt értelmezünk, mivel gyakorlatilag olyan nagy bemeneti ellenállással rendelkeznek, hogy azt nem kell figyelembe venni (vagy csak extrém alkalmazásokban). Úgyszintén elhanyagoljuk a


53


kimenet visszahatását a bemenetre (hasonlóan a tranzisztorhoz). Így a FET-ek két karakterisztikával jellemezhetők, a transzfer karakterisztikával és kimeneti karakterisztikával. karakterisztikával. (Ezek a megállapítások megállapítások fokozottan érvényesek a MOSFET-ekre is.) 2.4.1.2. JFET karakterisztikák, karakterisztikák, paraméterek A JFET transzfer karakterisztikája:

IDS IDSS n csatornás UGS

U p p csatornás

A karakterisztika jellemzője, hogy az I DSS és az U P értéke erősen szór azonos típusú FET esetén is (gyakran 1:10 arányban), ami a precíz áramkör-tervezést megnehezíti. A karakterisztika hőfokfüggése: IDS T1 T2 T3 IDZ UGS IDZ a hőmérséklet-független hőmérséklet-független munkapont. A karakterisztika matematikai közelítése:

 U  I DS = I DSS 1 − GS   U P 

2

Megjegyzés: A képletbe mind az UGS, mind az UP értékét előjelhelyesen kell behelyettesíteni, pl. n csatornás esetén negatív előjellel. A karakterisztika meredeksége: S =

I DS 2 I  U  = − DSS 1 − GS  U GS U DS = állandó U P  U P 

S max (U GS = 0) =

2 I DSS U P


54


A meredekség nemlineáris, a maximális értékét az U GS=0 esetén veszi fel. Kimeneti karakterisztika (n csatornás): UGS1>UGS2>UGS3>UGS4>UGS5>UGS6

IDS IDSmax

Pdmax

UGS1=0 UGS2

I.

UGS3

II.

UGS4 UGS5 UGS6 UDS

Uk =U =UGS-U p

UDSmax

A kimeneti karakterisztika két tartományra osztható: I Elzáródás-mentes Elzáródás-mentes (néhány szakirodalomban szakirodalomban ohmikus vagy trióda) tartomány II Elzáródásos (néhány szakirodalomban telítési) tartomány A tartományok határát az U k könyök-görbe írja le. Figyeljük meg, hogy -ellentétben a tranzisztorral- az elzáródás-mentes tartományban a görbék nem azonos iránytangensűek, hanem minden görbe más és más iránytangenssel rendelkezik. Ez teszi lehetővé, hogy a FET-et, mit vezérelt ellenállást használjuk (lásd később részletesen.) Az elzáródási tartományban a JFET lineáris erősítőként alkalmazható (aktív tartomány), a jellemző paraméter a meredekség (S) és a csatorna ellenállás: r DS =

∂U DS ∂ I DS U

GS = állandó

A FET nagyfrekvenciás helyettesítőképe: Cgd g u gs Cgs Su gs

r ds ds

d uds

s s A Cxx szórt kapacitások az adott rétegek között. A rendkívül nagy bemeneti ellenállást elhanyagolhatjuk a helyettesítőképből. A FET kisfrekvenciás helyettesítőképe: d g uds r ds ds Su gs u gs s s Kisfrekvencián a gyártás miatt keletkező szórt kapacitások hatása elhanyagolható.


55


2.4.1.3. A JFET JFET lineáris lineáris üzeme üzeme A FET lineáris üzemben ugyanúgy erősítésre használható, mint a tranzisztor. Alapvető különbség a félvezető eszköz meredekségében, zajában és nagyfrekvenciás viselkedésében van. A tranzisztor ugyanolyan körülmények (U CE=UDS, IC=IDS) esetén jelentősen (tipikusan egy nagyságrenddel) nagyobb meredekséggel rendelkezik, mint a FET. A tranzisztor zaja azonban –a később tárgyalandó sörétzaj miatt- jelentősen nagyobb. A nagyfrekvenciás tulajdonságai a FET-nek általában kedvezőbbek (elsősorban is a GaAs MESFET-nek), mint a Si-tranzisztoroknak (a Ge-alapú tranzisztorok kedvező nagyfrekvenciás tulajdonságokkal rendelkeznek). Ugyanazok a szabályok érvényesek a p csatornás JFET kapcsolásokra az n csatornáshoz képest, mint a pnp tranzisztoros kapcsolásokra az npn tranzisztoros kapcsolásokhoz képest, így a továbbiakban csak az n csatornás JFET kapcsolásokkal foglalkozunk. A JFET-et ugyanúgy – és hasonló okok miatt- munkapontba kell állítani, mint a tranzisztort. Az alapvető különbség, hogy a FET árammal nem vezérelhető, így csak a feszültséggel történő munkapont-beállítás jöhet szóba. A FET kapcsolásoknál meg kell jegyezni, hogy a transzfer karakterisztika nagyfokú hőmérséklet-függése miatt (I DSS DSS és U P is nagy tartományban változhat) az alábbi összefüggések alapján megtervezett kapcsolások bizonytalanul működhetnek a hőmérséklettől és a JFET paraméter-szórásától függően! +Ut R 1 C be ube UG

R G US

R D Cki R S

+

uki

CS

A CS kapacitás feladata az R S ellenállás kisjelű negatív visszacsatolásának megakadályozása (“hidegítő” kondenzátor), mivel váltakozó jel esetén az impedanciája közel nulla lesz és így kisjelű vagy váltakozó áramú szempontból kisöntöli az R S-t. A bemeneten és a kimeneten levő két csatoló kondenzátor a kapcsolás egyenáramú leválasztására szolgál a meghajtó és a terhelő áramkör felé. A) Nagyjelű viselkedés számolással és grafikusan: RG U G = U t RG + R1 U S = I DS RS RG − I R U GS = U G − U S = U t RG + R1 DS S 2

 U  I DS = I DSS 1 − GS   U P  U DS = U t − I DS ( R D + RS )


56


-1/R S M U p

UGSM

IDS IDSS U t RG RS RG + R1 RG U t RG + R1

UGS1

Ut/(R D+R S)

IDS

UGS2 UGS3

UGSM

M

UGS4 UGS5

UGS

Ut

UGS6 UDS

Az R S ellenállással (a karakterisztika meredekségén keresztül) és/vagy a feszültségosztóval állítható a munkapont a megfelelő értékre. Bár a kapcsolásban nincs negatív feszültség, mégis kialakul a megfelelő U GS feszültség, mivel a kapcsolás -kihasználva a FET speciális transzfer karakterisztikáját- önszabályozó módon beáll egy stabil munkapontba. B) Kisjelű viselkedés Az egyenletek megegyeznek a tranzisztor megfelelő kapcsolásának egyenleteivel (Közös emitteres kapcsolás feszültségosztós munkapont-beállítással), figyelembe véve azt, hogy a FET-nek elhanyagolhatóan nagy a bemeneti ellenállása. g ube R 1 R G u gs

d Su gs

s

r DS DS

u DS

R D uki

R t

s

Bemeneti ellenállás: Rbe = R1 ∗ RG Feszültségerősítés: u gs = ube uki = −Sube (r DS ∗ R D ∗ Rt ) Au = − S (r DS ∗ R D ∗ Rt ) Kimeneti ellenállás: Rki = r DS ∗ R D Az egyenletek hasonlósága ellenére –gyakorlati példák alapján- megállapítható, hogy a JFET-es kapcsolás bemeneti ellenállása nagyobb, de erősítése kisebb, mint a megfelelő tranzisztoros kapcsolásé. A grafikus munkapont-beállító karakterisztikák alapján megállapítható, hogy a munkapontot akkor is be lehet állítani, ha a kapcsolás nem tartalmaz R 1 ellenállást, csak egy R G gate-“hidegítő” ellenállást (az elektroncsöves megfelelő kapcsolás alapján szokták


57


még gate-levezető ellenállásnak is nevezni). Ez speciális kapcsolása a FET-eknek, nincs tranzisztoros megfelelőjük. JFET alapkapcsolás “gate-levezető” ellenállással.

+Ut IDS

R D Cki

Ce u e UG

R G US

R S

+

uki

CS

A) Nagyjelű viselkedés számolással és grafikusan: U G = 0 U S = I DS RS U GS = U G − U S = − I DS RS 2

 U  I DS = I DSS 1 − GS   U P  U DS = U t − I DS ( R D + RS ) IDS

UGS1

Ut/(R D+R S)

IDS IDSS -1/R S

U p

UGS2 UGS3

M

UGSM

M

UGS4 UGS5

UGS UGSM Ut

UGS6 UDS

A munkapontot az R S ellenállással lehet beállítani a megfelelő értékre. B) Kisjelű viselkedés g ube R G u gs

d Su gs

s


r DS DS

u DS

R D uki

R t

s

58


Bemeneti ellenállás: Rbe = RG A bemeneti ellenállás igen nagy lehet. Gyakran az R G ellenállást aszerint választjuk meg, hogy az ellenállás ne legyen nagyobb a szükséges értéknél, mert a nagyértékű ellenállás jelentős zajt termel, így tulajdonképpen lerontjuk a bemeneti ellenállást a kívánt szintre. Feszültségerősítés: Au = − S (r DS ∗ R D ∗ Rt ) nem változott. Kimeneti ellenállás: Rki = r DS ∗ R D nem változott.

2.4.2. MOSFET A két MOSFET (M (Metal-o etal- oxide-s xide-semiconductor f ield ield effect transistor) áramkörcsoport működési elvében annyiban különbözik, hogy a kiürítésesnél a csatornát külső jellel elszegényítjük töltéshordozókban, míg növekményesnél szabad töltéshordozókból felépítjük a csatornát. Számos eszköz működik a MOSFET-ekhez hasonló elven és struktúrában (pl. CCD, CID áramkörök, stb. lásd Optoelektronika Optoelektronika fejezet), de ezeket egyéb tárgykörökben tárgyaljuk. A MOSFET-ek bemeneti ellenállása a JFET-hez képest is sokkal nagyobb, mivel a gate nincs közvetlen kapcsolatban vezető réteggel, egy nagyon jó szigetelő (SiO 2) választja el azt a csatornától. A hordozó (szubsztrát), amelyen a MOSFET-et kialakítják, villamos szempontból felhasználható a MOSFET vezérlésére, ezért külön elektródaként feltüntetésre kerül, bár a kapcsolások legnagyobb részében olyan potenciálra kötjük, hogy ne befolyásolja a MOSFET működését. 2.4.2.1. Növekményes Növekményes MOSFET Áramköri jelölése: G

D substrate S

n csatornás

G

D substrate S

p csatornás

Működése: A MOSFET alapállapotban, alapállapotban, feszültségmentes feszültségmentes esetben nem tartalmaz csatornát. A hordozó réteg (szubsztrát) gyengén szennyezett (majdnem intrinsic) p réteg, amelynek nagy ellenállása van a kevés szabad töltéshordozó miatt. A D-S közé feszültséget adva nem alakul ki áram a nagy ellenállás miatt. A csatorna a G-S közé kapcsolt pozitív U GS feszültség hatására alakul ki úgy, hogy a gyengén szennyezett hordozó rétegben levő negatív töltéseket a gate alatti szigetelő réteghez vonzza. Ugyanakkor a gate-hez legközelebb levő -hőmérséklet hatására keletkező- lyuk-elektron párokból a lyukakat taszítja. A szabad elektronok feldúsulása a gate alatt kialakítja a csatornát. A csatorna kialakulásához minimálisan szükséges G-S feszültséget küszöbfeszültségnek nevezzük


59


(Uth). A D-S közé kapcsolt feszültség (U DS) hatására megindul a csatorna áram (I DS), amely rohamosan nő a küszöb feszültség felett.

UDS S

UGS

n+

G

D

n+

-

+

szigetelés SiO2

p-

szubsztrát A növekményes MOSFET karakterisztikája IDS n csatornás

Uth

UGS

A karakterisztika matematikai leírására általában ugyanazt a közelítést alkalmazzuk, mint a JFET-nél, de léteznek ettől eltérő összefüggések is. Egy szokásos matematikai közelítés, ha UGS>Uth: 2

I DS = K (U GS − U th )

A K anyagjellemző konstans, amelynek tényleges értéke általában nehezen hozzáférhető. A kimeneti karakterisztika jellegre megegyezik a JFET kimeneti karakterisztikájával. A növekményes MOSFET helyettesítőképe megegyezik a JFET helyettesítőképével. 2.4.2.2. Kiürítéses MOSFET Áramköri jelölése: G

D substrate S

n csatornás

G

D substrate S

p csatornás

Működése: A kiürítéses MOSFET alapesetben, feszültségmentes állapotban kialakított csatornát tartalmaz. A D-S közé adott feszültség hatására a csatornán a telítési áram folyik. A hordozó réteg (szubsztrát) gyengén szennyezett (majdnem intrinsic) p réteg, amelynek nagy ellenállása van a kevés szabad töltéshordozó miatt. A csatorna a G-S közé kapcsolt negatív feszültség (U GS) hatására elszegényedik szabad töltéshordozókban, mivel a Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

60


csatorna negatív töltéseit a kialakuló tér taszítja a szubsztrát p töltéshordozóit pedig vonzza. Az n töltéshordozók elszegényedése növeli a csatorna ellenállását. A csatorna elzáródik az U GS=Uth küszöb feszültségnél. UDS S

UGS

G

D

n+

szigetelés SiO2 n+

p szubsztrát A kiürítéses MOSFET karakterisztikája IDS n csatornás

Uth

UGS

A karakterisztika matematikai leírására általában ugyanazt a közelítést alkalmazzuk, mint a JFET-nél. Megfigyelhető, hogy ellentétben a JFET-tel a karakterisztika folytatódik a pozitív U GS tartományban is egy határértékig. A pozitív U GS hatására a csatorna növekszik a növekményes MOSFET-hez hasonló módon. (A JFET esetén pozitív U GS a pn átmenet kinyitását eredményezte volna, ami az egész JFET nagyimpedanciás jellegét megváltoztatta volna, ezért ott tilos pozitív U GS feszültséget kapcsolni a vezérlő elektródára.) A kimeneti karakterisztika jellegre megegyezik a JFET kimeneti karakterisztikájával. A kiürítéses MOSFET helyettesítőképe megegyezik a JFET helyettesítőképével. 2.4.2.3. MOSFET lineáris üzeme A kiürítéses MOSFET munkapont-beállítására ugyanaz vonatkozik, mint a JFET-re. A növekményes MOSFET transzfer karakterisztikája alapvetően eltér a két másik típustól (n csatornást feltételezve a JFET és a kiürítéses MOSFET esetén –U GS, míg növekményes MOSFET esetén +U GS feszültség szükséges). A tisztán feszültségvezérelt bemenet miatt itt is csak a feszültséggel történő munkapont-beállító kapcsolások jöhetnek szóba. A szubsztrát bekötésénél figyelembe kell venni, hogy a MOSFET vezérelhető a szubsztrát elektródán keresztül is, ezért olyan potenciálra kell kötni általános esetben, hogy ne befolyásolja a kapcsolás működését. Pl. n csatornás MOSFET esetén vagy a source-hoz (diszkrét MOSFET esetén gyakran már gyárilag összekötik és ki sem vezetik a szubsztrátot) vagy a kapcsolás legalacsonyabb potenciálú pontjához kötik.


61


Tipikus közös source-u kapcsolás a közös emitteres kapcsolás analógiájára:

+Ut

u e UG

R 1

R D

R 2 US

R S

+

uki

CS

A) A kapcsolás nagyjelű viselkedése számolással és grafikusan: R2 U G = U t R2 + R1 U S = I DS RS R2 U GS = U G − U S = U t − I R R2 + R1 DS S I DS = K (U GS − U th )2 U DS = U t − I DS ( R D + RS ) IDS -1/R S U t R2 RS R2 + R1

UGS1

Ut/(R D+R S)

IDS

UGS2 R2 U t R2 + R1

M

UGS3

UGSM

M

UGS4 UGS5

UGS Uth UGSM Ut

UGS6 UDS

B) A kapcsolás kisjelű viselkedése Az egyenletek megegyeznek a JFET megfelelő kapcsolásának egyenleteivel. g ube R 1 R 2 u gs

d Su gs

s

r DS DS

u DS

R D uki

R t

s

Bemeneti ellenállás: Rbe = R1 ∗ R2


62


Feszültségerősítés: u gs = ube uki = −Sube (r DS ∗ R D ∗ Rt ) Au = − S (r DS ∗ R D ∗ Rt ) Kimeneti ellenállás: Rki = r DS ∗ R D A grafikus munkapont-beállító karakterisztikák alapján megállapítható, hogy a munkapontot akkor is be lehet állítani, ha a kapcsolás nem tartalmaz R 2 ellenállást, csak egy R 1 ellenállást (ez a lehetőség azonban a MOSFET karakterisztikájától és a tápfeszültség értékétől függ). Növekményes MOSFET alapkapcsolás felhúzó ellenállással:

+Ut R 1

US

u e UG

R D

R S

+

uki

CS

A) A kapcsolás nagyjelű viselkedése számolással és grafikusan: U G = U t U S = I DS RS U GS = U G − U S = U t − I DS RS I DS = K (U GS − U th )2 U DS = U t − I DS ( R D + RS ) IDS

IDS U t RS

UGS1

Ut/(R D+R S)

UGS2

-1/R S

UGS3

M Uth

UGSM

Ut

UGSM

M

UGS4 UGS5

UGS

Ut


UGS6 UDS

63


B) A kapcsolás kisjelű viselkedése Különbség csak a bemeneti ellenállásban van: g ube R 1 u gs

d Su gs

r DS DS

s

u DS

R D uki

R t

s

Bemeneti ellenállás: Rbe = R1

2.4.3. FET kapcsoló üzeme A FET működését kapcsolóüzemben elsősorban a szórt kapacitásai határozzák meg. Előnyös tulajdonsága, hogy nincs töltéstárolási ideje, ami a kapcsolási sebességet növeli. Az egyéb kapcsolóüzemű jellemzők és paraméterek definícióra megegyeznek a réteg tranzisztornál elmondottakkal. A nagy sebesség, a vezérlési teljesítményigény hiánya, a kis-közepes teljesítmény kategóriákban a tranzisztorhoz képest nagyobb működési frekvencia a FET -elsősorban is a teljesítmény teljesítmény MOSFET- alkalmazások alkalmazások gyors terjedését terjedését eredményezte. A tranzisztor és a MOSFET előnyeit egyesítik a két alkatrész kombinációjának tekinthető – elsősorban a teljesítményelektronikában alkalmazott- szigetelt elektródás tranzisztorok (IGBT).

2.4.4. FET-alapú vezérelt és aktív ellenállás A kimeneti karakterisztika különböző meredekségű felfutása az elzáródás-mentes tartományban az alapja a FET vezérelt ellenállásként történő felhasználásának. A kimeneti karakterisztikát az origó környékén kinagyítva azt kapjuk, hogy egyrészt minden karakterisztika más és más meredekségű, másrészt a kis jelek tartományában a drain és a source szerepe felcserélhető (pl. MOSFET átviteli kapuk). IDS UGS1 UGS1> UGS2> UGS3> UGS4 UGS2 UGS3 UGS4 UDS Uk

A karakterisztikákat karakterisztikákat a könyök-görbéig közelítéssel közelítéssel egyenesnek tekintjük, így: r DS =

∂U DS ∂ I DS U

GS = állandó

= r DS min

− ≅ U k = U GS U P = I DS

I DS

U GS − U P U P U P = = 2  U GS  I DSS U GS − U P  I DSS 1 − U  P 

U P U P − U GS


64


A minimális csatorna ellenállás:

r DS min (U GS = 0 ) =

U P I DSS

Ábrázolva a csatorna ellenállás-vezérlő feszültség függvényt (r DS =f(U GS )): DS =f(U GS r DS DS r DSmin DSmin UGS

UGS=UP A kapott karakterisztika monoton, így a vezérlőfeszültség és az ellenállás közötti kapcsolat egyértelmű, bár nemlineáris, de visszacsatolással linearizálható. A linerizálás a csatorna ellenállás vezérelhetőségének tartományát is beszűkíti. Linearizálás negatív visszacsatolással:

A MOS technológiával gyártott integrált áramkörökben ellenállások helyett -a jobb integrálhatóság miatt- MOS-tranzisztorral felépített aktív ellenállásokat alkalmaznak. IDS UDS=UGS UDS r DS5 DS5 r DS4 DS4

UGS

r DS3 DS3 r DS2 DS2 r DS1 DS1 UDS Erősítő kapcsolás aktív ellenállással: Ut

IDS

Munka-‘egyenes’

Munkapont Uki U be UDS Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

65


2.5. Félvezetők melegedése, hűtése és zaja 2.5.1. Félvezetők melegedése és hűtése A félvezetők működésük során hőt termelnek (a veszteségi teljesítmény hatására), amelyet a környezetüknek a szokásos módon (hőáramlás, hővezetés, hősugárzás) adják át. A félvezető modellezhető hőtechnikai szempontból villamos elemekkel, hőtechnikai-villamos analógiák felhasználásával. Analógia állítható fel az alábbi módon: Hőtechnikai elem Veszteségi teljesítmény Pd Hőellenállás R thth Hőmérséklet ν

Villamos analógia áramgenerátor ellenállás feszültség

Egy félvezető hőtechnikai modellje: R thca thca

R thjc thjc Pd

ν j

R th_hűtő th_hűtő

νc

ν R th_szigetelő th_szigetelő a

Jelölések:

ν j νc νa

R thjc thjc R thca thca R th_hűtő th_hűtő R th_szigetelés th_szigetelés

a réteg hőmérséklete (a határérték katalógus adat) a tok hőmérséklete a környezet hőmérséklete a réteg és a tok közötti hőellenállás a tok és a környezet közötti hőellenállás a hűtőfelület (beleértve a mesterséges hűtést is) hőellenállása a félvezető és a hűtőfelület közötti szigetelés hőellenállása

Az R th_hűtő th_hűtő hőellenállás magában foglalja nemcsak a hűtőfelület hőellenállását, hanem esetleges mesterséges hűtés (ventilátor, folyadék hűtés, Peltier-hűtő) hatását az eredő hőellenállásra. Amennyiben nincs külön hűtőfelület, akkor R th_hűtő→∞. Gyakran előfordul, hogy két vagy több félvezetőt egy hűtőfelületen helyeznek el, amelynek oka lehet, pl. helytakarékosság, megkövetelt azonos félvezető hőmérséklet, stb. Amennyiben a félvezetők hűtőfelületei eltérő potenciálon vannak, akkor el kell egymástól szigetelni őket. A szigetelés kiterjed a hűtőfelület és a félvezető felület közötti elválasztásra (csillámlemez, hővezető pasztával szerelve az érdesség hatásának csökkentésére) és a rögzítés elválasztására is (távtartók, csavarok, alátétek). Az R th_szigetelés th_szigetelés az összes alkalmazott szigetelő együttes hőellenállását modellezi. Amennyiben nincs elválasztás, akkor R th_szigetelés th_szigetelés=0. A hűtőfelület elhelyezkedése és színe is erősen befolyásolja a hűtő tényleges hőellenállását. A katalógusban megadott értékek mindig az optimális elhelyezésre és a gyártáskori színre vonatkoznak. A matt fekete felület hőleadási tényezője lényegesen jobb, mint a világos csillogó felületé (akár két nagyságrenddel is), így a jobb hatásfokú hűtőfelületek feketére oxált alumínium hűtőfelületek a hőáramlással párhuzamosan elhelyezkedő bordás felületekkel.


66


A hűtőfelületek (szokásos elnevezésük: hűtőbordák) lehetnek gyárilag végleges méretre és szerelésre előkészítettek és húzott alumínium bordák, amelyek méretre vágása és a rögzítő felületek kialakítása a felhasználó feladata. A gyári kész bordák hőellenállás értéke adott, amit általában csak rontani lehet, de a hosszra adott hőellenállású bordák hőellenállás értéke befolyásolható. Pl. tipikus húzott hűtőborda hőellenállása a hosszúság függvényében: R th_hűtő th_hűtő

l [m] Az ábrán látható, hogy a hosszméret növelésével a hőellenállás nem arányosan változik, ami a hővezetés fizikájával magyarázható. Példa egy teljesítmény tranzisztor hűtőfelületének kialakítására:

Válasszuk a BD 246C pnp teljesítmény tranzisztort. Tokozása SOT-93 (lapos műanyag, fém hátoldallal). Legyen a környezeti hőmérséklet νa=25 C° (ez a félvezető közelében levő tér hőmérséklete). Jellemző katalógus határadatok: UCE=100V, IC=10A, Pdmax=80 W, ν jmax=150 C° Hőtechnikai jellemzők: R thjc thjc=1.56 K/W, R thja thja=42 K/W. a) Határozzuk meg, hogy a félvezetőt külső hűtés nélkül maximálisan mekkora teljesítményre (P d1 d1 ) lehetne igénybe venni! P d 1 =

ν j max −ν a

Rthja

=

150 − 25 = 2.97 W 42

Ez a maximális veszteségi teljesítményének 3.7 %-a. b) Határozzuk meg, hogy egy R thth hűtő= 0.76 K/W hőellenállású, gyárilag méretre vágott, de felhasználható által kifúrható hűtőborda esetén (természetes hűtést alkalmazva, szigetelés nélkül) mekkora teljesítményig lehet igénybe venni a tranzisztort! Az R thca thca>>R th th hűtő, ezért elhanyagolható. P d 2 =

ν j max − ν a

=

150 − 25 = 53.9 W, ami 67.3 %-os kihasználást tesz 1.56 + 0.76

Rthjc + Rth _ huto lehetővé. A példában szereplő hűtőborda mérete: 47x128x250 mm, keresztmetszet szelvénye: .


67


A maximális veszteségi teljesítmény végtelen hűtőfelülettel és alacsony környezeti hőmérséklet esetén érhető el. (pl. a fenti példában a 100%-os kihasználáshoz végtelen hűtőfelület kellett volna, ami technikailag kivihetetlen.)

2.5.2. Félvezetők zaja A félvezetők, de egyéb alkatrészek esetén is számos oka lehet a zajok előfordulásának. A zajok sztochasztikus jellegűek, így a teljes frekvencia-tartományban az eloszlás függvényeikkel jellemezzük őket. A félvezetőkben előforduló jellegzetes zajok és jellemzőik: a) Termikus vagy Johnson zaj (u zT ,i zT )

Minden passzív és aktív alkatrész 0 K felett zajt termel. A zaj mértéke függ a hőmérséklettől és az alkatrészre jutó jel-sávszélességtől. Pl. az ellenállás zaja (ahogy azt az Elektronika I. jegyzetben levezettük): 2 = 4kTBR u zT 4kTB 2 = i zT R A termikus zaj teljesítménysűrűség spektruma ( G(f)) G(f)) a teljes frekvencia tartományban egyenletes eloszlású (fehér zaj jellegű). A félvezetők esetén egyéb jellemző zajok is vannak, amelyeket együtt kezelünk.

b) Sörétzaj (i zs ) )

A sörétzaj a töltéseknek a potenciálgáton/küszöbön történő áthaladásakor keletkezik. A keletkezett zajáram effektív értéke arányos az átfolyó árammal (I) és a sávszélességgel (q az elektron töltése). i zs = 2 IqB

A tranzisztor két pn átmenetet is tartalmaz, míg a FET-nek nincs pn átmenete, így ez a zajfajta ott nem jelentkezik. (A FET zaja jelentősen kisebb, mint a tranzisztor zaja. A normál FET zajtényezője körülbelül akkora, mint a speciális alacsony zajú tranzisztor zajtényezője.) Ennek a zajnak a mértéke konstrukcióval befolyásolható. A sörét zaj teljesítménysűrűség spektruma ( G(f)) G(f)) a teljes frekvencia tartományban egyenletes eloszlású. c) Villódzási vagy flicker zaj (i zf )

A zaj oka nem teljesen tisztázott, de általában a nem teljesen tiszta félvezető anyagot és a rácstorzulásokat tekintik annak. Ennek megfelelően mértéke technológiai módszerekkel befolyásolható. A villódzási zaj jellegzetessége, hogy a teljesítménysűrűség spektruma a frekvenciával arányosan csökken (rózsaszín zaj), ezért szokás 1/f zajnak is hívni. A zajáram függ az átfolyó áramtól és a sávszélességtől is (K egy empirikus konstans).


68


i zf =

KIB f

A zajok együttesen befolyásolják egy félvezető működését, ezért csak egy jellemző érték van jellemzésükre megadva. Az F zajszám értelmezése: Az alkatrészt zajmentesnek tételezzük fel (T=0 K esetén a zaj nulla) és a zajt a bemenetre redukáljuk, méghozzá az alkatrészt meghajtó áramkör Thevenin helyettesítő-képének megfelelő belső ellenállásába. A belső ellenállás által termelt zajt megnöveljük a zajszámmal oly mértékig, hogy a zajmentesnek feltételezett alkatrész kimenetén a zaj ugyan akkora legyen, mint az a zajos alkatrész kimenetén volt.

u z = 4kTBR g F T=0 K

T>0 K u z

R g

A zajszám katalógus adat és jellemzője az adott alkatrésznek. Gyakran a zajszám dB-ben megadott értékét használják: F * = 20 lg( F ) [dB] Összetettebb Összetettebb áramkörökre, pl. műveleti erősítő, jelkondicionáló jelkondicionáló erősítő, stb. gyakran nem a zajszámot, hanem a bemenetre redukált zajfeszültség vagy zajáram effektívérték négyzetét adják meg. Ezt az értéket, mint bemeneti jelgenerátort tekintve bármely áramkör esetén a kimeneti zaj kiszámítható. A teljes áramkörre, amelynek zaját az egyes alkatrészek zaja határozza meg, nem a zajszámot, hanem a jel/zaj (S/N) viszonyt használjuk, amelyet dB-ben adunk meg: U z U g

R be

T=0 K R g

Zajmentes áramkör (T=0 K)

Az áramkör bemenetére redukált zajgenerátor (U z) és a jelgenerátor (U g) nincs fázisban egymással, ezért a bemeneti jelként az eredőjüket használjuk. U z = 4kTBR g F U be =

Rbe U g 2 + U z2 Rbe + R g


69


A jel/zaj viszony:

S = 20 lg U g N U z Az U g és U z a jel és a zaj effektívértéke. A zaj a bemenetre van redukálva, ezért ugyanazt az eredményt kapjuk, ha a kimeneten vesszük a két jel hányadosát, mert az erősítő mindkettőt egyformán erősíti. Alkalmanként definiálják a kapcsolás zajtényezőjét, amit hasonlóan a zajszámhoz F-vel jelölünk: P F = kiz A P P bez A Pkiz a kimeneti zajteljesítmény, P bez a bemeneti zajteljesítmény, A P a kapcsolás teljesítmény erősítési tényezője.


70


2.6. Erősítők Az erősítők az erősítő típusú diszkrét félvezetők és integrált elektronikus áramkörök leggyakoribb lineáris alkalmazásai. Erősítők nemcsak villamos jellemzők erősítésére, de egyéb -a mindennapi gyakorlatban fontos- fizikai mennyiségekre is léteznek (pl. hidraulikus, pneumatikus erősítők, mágneses erősítők, stb.). A fejezet további részében azonban csak olyan erősítőkkel foglalkozunk, amelyeket az alap villamos jellemzők (feszültség, áram és teljesítmény) nagylinearítású erősítésére alkalmaznak. Ezek közül is gyakorlati fontosságuk miatt- kiemelt jelentőséget a feszültség és a teljesítményerősítők kapnak. Az áramerősítők, esetleg az áram bemenetű feszültségerősítők (meredekség erősítők) kisebb gyakorlati jelentőséggel bírnak. A kapcsolásoknál nem tárgyaljuk az integrált áramkörökön (műveleti erősítők) alapuló kapcsolásokat, mivel ezekkel egy külön fejezet foglalkozik (Elektronika III.). Az erősítők tárgyalása során nem foglalkozunk a nagyfrekvenciás kapcsolásokkal, csak a hangfrekvenciás és középfrekvenciás erősítőkkel. A nagyfrekvenciás erősítők speciális jellegük miatt egyéb tárgyak anyagát képezik.

2.6.1. Erősítők csoportosítása Az erősítőket csoportosíthatjuk erősített jellemzőjük alapján, mint: • Feszültségerősítők • Áramerősítők • Teljesítményerősítők, de csoportosíthatjuk őket a be- és kimeneti jelnek egy kitüntetett ponthoz (földpont/vezeték, referencia vezeték, vonatkoztatási vezeték, a továbbiakban földvezeték vagy földpont elnevezést használjuk) való viszonya alapján is: • Aszimmetrikus erősítők • Szimmetrikus erősítők o Szimmetrikus bemenetű, de aszimmetrikus kimenetű erősítők o Szimmetrikus ki- és bemenetű erősítők 2.6.1.1. Aszimmetrikus erősítők A ki- és bemeneti pont egy földvezetékhez viszonyítva értelmezett. ibe iki ube

uki

A bemeneti és a kimeneti jellemzők nem feltétlenül azonos fázisúak, ezért célszerű vektormennyiségeket használni. A bemeneti impedancia: Z be =

U be I be

A kimeneti impedancia: Z ki = −

U kiü I kiz


71


Az U kiü kiü az üresjárási kimeneti feszültség, az I kiz kiz a kimeneti zárlati áram. (A negatív előjel a felvett pozitív vonatkoztatási irányok miatt van.) Az erősítés (az elektronikai gyakorlatban gyakrabban alkalmazott skalár mennyiségekkel kifejezve) attól függően, hogy mi az erősített jellemző: uki ube i Ai = − ki ibe Au =

  P ki ukiiki uki  iki  A p = =− = − P be ubeibe ube  ibe    A  A  {

{

u

i

A fenti mennyiségeket célszerűen általában dB-ben szokás megadni. Az összefüggések nem adnak felvilágosítást a ki- és bemeneti jel egymáshoz viszonyított (frekvenciától függő) fázishelyzetére. Az olyan alkalmazásoknál, ahol ez kritikus, az átvitelt a komplex frekvencia-tartományban kell meghatározni. 2.6.1.2. Szimmetrikus bemenetű erősítők A szimmetrikus bemenet jellemzője, hogy a bemeneti pontok egyike sem kitüntetett pont, pl. földpont. A két földfüggetlen bemeneti pont közötti feszültséget szimmetrikus bemeneti (kimenet esetén kimeneti) feszültségnek nevezzük, míg a földponthoz mért feszültségeket aszimmetrikus (vagy azonos fázisú) feszültségnek nevezzük. Az aszimmetrikus feszültségek alapján határozhatjuk meg a közösmódusú feszültséget . A fentiek alapján így minden mennyiség esetében definiálható a szimmetrikus és a közösmódusú erősításen túl a ki- és bemeneti ellenállás is. A szimmetrikus bemenetű erősítők aszimmetrikus vagy szimmetrikus kimenetűek lehetnek. A gyakorlatban az aszimmetrikus kimenetűek lényegesen gyakoribbak, de speciális alkalmazásokban a szimmetrikus kimenetűek is előfordulhatnak. i) Szimmetrikus bemenet, aszimmetrikus kimenet ibe1 ubes ube1

U es U be1

U ek U be2

iki ibe2

uki

ube2

A bemeneti mennyiségek általános esetben fáziseltéréssel is rendelkeznek, ezért célszerűen vektormennyiségként értelmezzük azokat. A két aszimmetrikus bemeneti feszültség különbsége a szimmetrikus Ū bes ), míg a közösmódusú feszültség ( Ū Ūbek ) a két bemeneti feszültség ( Ū aszimmetrikus feszültség számtani középértéke.


72


U bes = U be1 − U be 2 U bek =

U be1 + U be 2 2

Ī bes ) és a közösmódusú bemeneti áramat Definiálhatjuk a szimmetrikus bemeneti áramot ( Ī Ī bek ) is: ( Ī

I be1 − I be 2 2 I bek = I be1 + I be 2 I bes =

Így a két bemeneti áram a szimmetrikus paraméterekkel kifejezve: I bek 2 I I be 2 = I bes − bek 2 Szimmetrikus (Z bes ) és a közösmódusú (Z bek ) bemeneti impedanciák: bes ) bek I be1 = I bes +

Z bek =

U bek I bek

Z bes =

U bes I bes

A feszültségerősítés is lehet szimmetrikus (A us ) ) vagy közösmódusú (A uk ). Aus =

uki ubes u bek = 0

Auk =

uki ubek ubes = 0

Az uki az aszimmetrikus kimeneti feszültség. A szimmetrikus bemenetű erősítők hibája (közösmódusú elnyomási tényező): A szimmetrikus bemenetű erősítőket úgy tervezik, hogy azok csak a szimmetrikus jelet erősítsék, így a közösmódusú erősítés hibának tekinthető. Ez alapján definiálható a közösmódusú elnyomási tényező (KME tényező (KME vagy gyakrabban az angol rövidítéssel CMRR): CMRR = 20 lg

Aus [dB] Auk

A kimenet az aszimmetrikus erősítőhöz képest nem változott, így a kimeneti impedancia: Z ki =

U kiü a korábban definiáltak szerint. I kiz


73


ii) Szimmetrikus be- és kimenetű erősítő ibe1 ubes ube1

iki1 iki2 uki2

ube2

ukis

uki1

A bemeneti paraméterek változatlanok, de az erősítésnél értelmezni kell a szimmetrikus és az aszimmetrikus kimenet esetére vonatkozó erősítést is. A szimmetrikus ( ukis) és a közösmódusú (u (ukik ) kimeneti feszültség definíciója hasonló, mint az a bemeneti feszültség esetén volt. Auss =

ukis ubes u bek = 0

Ausk =

ukis ubek u bes = 0

Auks =

ukik ubes ubek = 0

Aukk =

ukik ubek ubes = 0

A szimmetrikus és a közösmódusú kimeneti erősítés között fennáll az alábbi összefüggés: Auss = 2 Auks A kimeneti ellenállás is lehet szimmetrikus és közösmódusú a fentiek szerint.

2.6.2. Negatív visszacsatolás Az erősítők nemlineáris elemeket tartalmaznak, amelyek általában hőmérsékletfüggőek is, ami instabil működést, valamint torzítást eredményez. A negatív hatások csökkentésére visszacsatolást alkalmazunk. A visszacsatolások lehet negatívak vagy pozitívak aszerint, hogy a visszacsatolt jel a bemeneti jelhez képest azonos vagy ellentétes fázisban kerül hozzáadásra. Pozitív visszacsatolást valamely jelenség felnagyítására, míg a negatív visszacsatolást annak csökkentésére használjuk, így lineáris erősítőkben csak a negatív visszacsatolás alkalmazható. A negatív visszacsatolás általános hatásának vizsgálatához vegyük fel a hatásvázlatot: ube + -

ube-uv

A0

uki

uv

K Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

74


A K elnevezése K elnevezése visszacsatolási tényező, értéke 0..1 között van. A K lehet frekvenciafüggő vagy frekvencia-független esetleg aktív elemeket is tartalmazó áramkör. A frekvenciafüggés lehetővé teszi speciális frekvenciakarakterisztikák megvalósítását is (pl. frekvenciafüggő kompressziók, dekompressziók, stb.). Az u v a kimenetről a bemenetre visszacsatolt jel. Jelöljük A0 az erősítő nyílthurkú vagy visszacsatolatlan erősítését, T-vel a hurokerősítést (körerősítést), legyen Av a visszacsatolt rendszer erősítése! Mind a nyílthurkú erősítés, mind a visszacsatolt erősítés lehet (sőt a gyakorlatban mindig) frekvenciafüggő. (A frekvenciafüggés hatását a “Műveleti erősítők” fejezetben tárgyaljuk részletesen.) uki = A0 (ube − uv ) uv = Kuki u A0 Av = ki = ube 1 + A0 K T = A0 K A visszacsatolt erősítés képletéből látható, hogy az erősítés csökkent a visszacsatolás hatására, ami nem előny, hanem következmény. A negatív visszacsatolás előnyeinek ismertetése különböző áramkörök kapcsán kerül sorra: • a sávszélesség növekedése (a műveleti erősítőknél tárgyaljuk), • a kapcsolás stabilitásának növekedése (a diszkrét erősítőknél kerül tárgyalásra), • az erősítő nemlinearításai által okozott torzítások csökkentése (a torzult kimeneti jel egy részének visszacsatolása a bemenetre negatív előjellel, “előtorzítás”), • a zárt hurokban fellépő külső zavarások hatásainak csökkentése az előzőek szerint az előtorzítás alkalmazásával. A negatív visszacsatolások stabilitása alapvető az egész kapcsolás stabilitása szempontjából. Amennyiben a frekvenciafüggő hurokerősítés (vektoriális értéke) bármely frekvencián eléri a T=-1 értéket (Barkhausen kritérium) a kapcsolás önfenntartó önfenntartó gerjedésbe megy át. Ha T<-1, akkor az eddig negatív visszacsatolás pozitív visszacsatolásba megy át. Mind az önfenntartó gerjedést, mind a pozitív visszacsatolást felhasználjuk különböző áramkörök megvalósítására megvalósítására (pl. oszcillátorok, hiszterézises komparátorok, stb.) A visszacsatolandó jel lehet feszültség vagy áram, amelyet a bemenethez sorosan vagy párhuzamosan csatolhatunk. Ennek megfelelően négy alaptípusa van a negatív visszacsatolásnak: a) Soros-feszültség b) Soros-áram c) Párhuzamos-feszültség d) Párhuzamos-áram Az egyes visszacsatolás típusoknál feltételezzük, hogy a visszacsatoló hálózat a visszacsatolandó áramkört nem terheli sem a bemeneti, sem a kimeneti oldalon. Ez a feltétel alkalmanként nem teljesül (elsősorban is diszkrét erősítőknél), ilyenkor a terhelés hatását is figyelembe kell venni.


75


a) Soros-feszültség típusú visszacsatolás ie

ubeo

A0

uv

K

uki

ube

A visszacsatolt/zárthurkú feszültségerősítés (A uv ): ): uki = A0ube 0 ube 0 = ube − uv = ube − Kuki u A0 Auv = ki = ube 1 + A0 K Megállapítható, hogy a soros-feszültség típusú visszacsatolás visszacsatolt feszültség erősítése csökken! A visszacsatolt áramkör bemeneti ellenállása (R bev ) ) Legyen a visszacsatolatlan erősítő bemeneti ellenállása R be0! ube0 ibe u u + u u + A Ku u Rbev = be = be0 v = be0 0 be 0 = (1 + A0 K ) be0 = (1 + A0 K ) Rbe 0 ibe ibe ibe ibe Rbe 0 =

{

Rbe 0

A visszacsatolt bemeneti ellenállás nő, ami feszültségerősítők esetén előny! A kimeneti ellenállás (R kiv ): ): A kimeneti ellenállás meghatározásához helyettesítsük az erősítő kimenetét a Theveninhelyettesítő-képpel. Hanyagoljuk el a visszacsatolásnak az erősítőre gyakorolt terhelő hatását és legyen a bemeneti jel ube=0. iki U ki 0 = − Kuki A0 u − U ki 0 1 + KA0 ubeo R ki0 Uki0 ki0 uki iki ≅ ki = uki Rki 0 Rki 0 u R Rkiv = ki = ki 0 iki 1 + KA0 uv K A visszacsatolt kimeneti ellenállás csökken, ami feszültségerősítők esetén előny! Az áramerősítés értéke a visszacsatolás miatt nem változik! (Sem a bemeneti, sem a kimeneti áramot nem befolyásolja a visszacsatolás.)


76


b) Soros-áram visszacsatolás

ie

Iki ubeo

A0

uv

K

uki

ube R scsc

A feszültségerősítés , az áramerősítés és a bemeneti ellenállás értéke a bemeneti oldalra történő visszacsatolás típusától függ. Ez nem változott, tehát az előzőleg kiszámolt értékek sem változtak. A kimeneti ellenállás (R kiv ): ): A kimeneti ellenállás meghatározásához helyettesítsük az erősítő kimenetét a Theveninhelyettesítőképpel. Hanyagoljuk el a visszacsatolásnak az erősítőre gyakorolt terhelő hatását és legyen a bemeneti jel ube=0. Helyettesítsük a visszacsatoló hálózatban levő összes olyan egység eredő ellenállását R sc (áramérzékelő, sense current) ellenállással, amely a kimeneti áram feszültséggé történő átalakításában részt vesz. iki U ki 0 = − A0ube0 = A0uv = Kiki R sc A0 u − U ki 0 uki − Kiki R sc A0 iki = ki = Rki 0 + R sc Rki 0 + R sc u Rkiv = ki = Rki 0 + R sc (1 + KA0 ) iki

ubeo

uv

R ki0 ki0

Uki0

K

uki

R scsc

A kimeneti ellenállás kis mértékben nő (az R sc a gyakorlatban kicsi érték a többi impedanciához képest), gyakran a változást elhanyagolhatjuk! c) Párhuzamos-feszültség Párhuzamos-feszültség visszacsatolás vi sszacsatolás

ie ube

i e0 iv ubeo

A0

uv

K

uki

A kimenet megegyezik a soros-feszültségvisszacsatolás kimenetével, ezért a kimeneti ellenállást is azonos módon kell meghatározni. Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

77


A visszacsatolt feszültségerősítés (A uv ): ): ube = ube 0 = uv uki = A0ube 0 = A0ube u Auv = ki = A0 ube A feszültségerősítést a visszacsatolás nem változtatja! A visszacsatolt áramkör bemeneti ellenállása (R bev ) ) A bemeneti ellenállás meghatározásához helyettesítsük a visszacsatoló áramkört egy R v ellenállással! Vegyük figyelembe, hogy a bejelölt áramirányok és feszültségirányok mellett a negatív visszacsatolás –A 0 esetén áll fenn! Rbe 0 =

ube0 ibe 0

ie

1 + A0 ube − uki = ube ube Rv Rv u u Rbev = be = be = ibe ibe0 + iv ube = = Rbe0 ∗ Rv 1 + A0 1 + A0 ube0 + ube Rbe 0 Rv iv =

i e0 iv ubeo

A0

uki

R v uv

K

A bemeneti ellenállás csökken az erősítéstől és a visszacsatoló ellenállástól függően. Ez feszültségerősítők esetén hátrány. Az áramerősítés értéke a visszacsatolás miatt csökkenni fog! Konkrét értékét csak konkrét kapcsolás esetén lehet pontosan megállapítani. d) Párhuzamos-feszültség visszacsatolás ie i e0

ube

iv ubeo

A0

uv

K

uki

A jellemző paraméterek az eddigiek szerint a bemeneti oldalon megegyeznek a párhuzamos visszacsatolásra, a kimeneti oldalon pedig az áram visszacsatolásra meghatározottakkal.


78


Táblázatosan összefoglalva a kiszámolt értékeket:

Visszacsatolás típusa Soros-feszültség Soros áram Párhuzamosfeszültség Párhuzamos-áram

Auv

Aiv

R bev bev

R kiv

A 0/(1+A0K) A0/(1+A0K) A0

Ai0 Ai0 csökken

R be0(1+A0K) R be0(1+A0K) R be0*R v/(1+A0)

R ki0 ki0/(1+A0K) R ki0 ki0+R sc sc(1+A0K) R ki0 ki0/(1+A0K)

A0

csökken

R be0*R v/(1+A0)

R ki0 ki0+R sc sc(1+A0K)

Példa:

Ut

Vizsgáljuk meg a fenti összefüggések ismeretében a korábban tárgyalt “munkapontbeállítás bázisárammal egyenáramú visszacsatolással” alapkapcsolást.

R C R 1

iC uki

uBE

u be

Rajzoljuk át a kapcsolást a negatív visszacsatolásoknál alkalmazott formára: Megállapítható, hogy a visszacsatolás feszültség típusú visszacsatolás.

párhuzamos-

Ut A0 R C

A nyílthurkú erősítés: Au 0 = −S (r CE ∗ RC ) A nyílthurkú bemeneti ellenállás:

uki

uBE

u be

Rbe 0 = r BE A nyílthurkú kimeneti ellenállás Rki 0 = r CE ∗ RC

K

R 1

Felhasználva az előbbiekben a párhuzamos-feszültség visszacsatolásra meghatározott összefüggéseket: Zárthurkú feszültségerősítés: Au 0 = Auv Zárthurkú bemeneti ellenállás: Rbev = Rbe 0 ∗

Rv = r BE ∗ R1 1 + Au 1 + Au

A zárthurkú kimeneti ellenállás: Rkiv =

Rki 0 1 + A0 K


79


Rki 0 = r CE ∗ RC 1 1 K = − =0 Auv Au 0 r CE ∗ RC Rkiv = = r ∗ R 1 + S (r CE ∗ RC ) K CE C Összehasonlítva az így kapott eredményeket a korábban a kisjelű helyettesítő-kép alapján meghatározott összefüggésekkel megállapítható, hogy a különböző módszerekkel nyert eredmények azonosak lesznek.

2.6.3. Aszimmetrikus kisjelű erősítők Aszimmetrikus erősítőket tranzisztorral is és FET-vel is felépíthetünk. A FET-es kapcsolások megegyeznek a korábbi fejezetben bemutatott JFET és MOSFET alapkapcsolásokkal, ezért az alábbiakban csak a tranzisztoros erősítőket tárgyaljuk részletesen. 2.6.3.1. Közös emitteres kapcsolások A közös emitteres kapcsolások korábban tárgyalt elvi kapcsolásai azért nem megfelelőek gyakorlati célokra, mert a kapcsolások stabilitása alacsony, a hőmérséklet a kapcsolások működését erősen befolyásolja. A kapcsolások munkapontbeállító áramköre bármelyik lehet a korábban tárgyalt három alap megoldás közül, de a továbbiakban csak a feszültségosztós megoldással fogjuk a kapcsolások működését tárgyalni. A kapcsolásoknál negatív visszacsatolásokat alkalmaznak a stabilitás növelésére. A közös emitteres kapcsolásnál a negatív visszacsatolást az emitter-körbe helyezett ellenállással valósítják meg. Annak érdekében, hogy az egyenáramú és a váltakozó áramú visszacsatolás eltérő legyen a munkapontbeállító ellenállások egy része (vagy akár az egész) kondenzátorral áthidalásra kerül. Az alábbi kapcsolásnál a nem “hidegített” ellenállás (R E2 E2) kisjelű/váltakozó áramú szempontból visszacsatolás, azonban egyenáramú szempontból mindkét ellenállás visszacsatolás, mivel a kondenzátor egyenáramon szakadásnak tekinthető. Ut R C

R 1

iC

Cs2

Cs1 u be

uki=uCE

uBE

R 2

UB R E


R t

R E2 E2 +

CE

80


Határozzuk meg a visszacsatolás típusát: A meghatározáshoz részeire bontjuk a kapcsolást és összehasonlítjuk az elvi ábrával. Ut R C

R 1

iC

IB

Cs2

u BE

Cs1 u be

Iki

uki=uCE

uBE

R 2

R t

iE

ube

iE

UB

R E1 E1

R E2 E2

u E

R E2 E2

uE

A0

R E1 E1

uki

R scsc

+

A visszacsatolás típusa tehát soros-áram visszacsatolás! A visszacsatoló ellenállás kialakítására a fenti kapcsoláson (a) kívül egyéb lehetőségek (pl. b és c) is rendelkezésre állnak: állnak: Cs1 u be

R 2 UB

Cs1

Cs1 uBE

u be

R E2 E2 R E1 E1

R 2 UB

+

CE

uBE

u be R E

R 2 UB

uBE R E

+

CE

a) b) c) A b) esetben az R E mind egyenáramú, mind váltakozó áramú szempontból visszacsatolás. A c) esetben az R E csak egyenáramú szempontból visszacsatolás, váltakozó áramú szempontból nincs visszacsatolás. Az alábbi egyenleteket ennek megfelelően értelemszerűen lehet alkalmazni. Jelöljük R EDC EDC –vel az egyenáramú szempontból visszacsatoló ellenállást és R EAC EAC –vel a váltakozó áramú szempontból is visszacsatoló ellenállás! kapcsolás R EDC EDC R E1 a E1+R E2 E2 R E b R E c

R EAC EAC R E1 E1 R E -

Az eltérő egyenáramú és váltakozó áramú visszacsatolás célja a megfelelő erősítés beállítása a stabilitás megőrzése mellett. Nagyjelű működés: R2 U BM = U t R1 + R2


81


U t R1 + R2 U EM = U BM − U BEM U I EM = EM ≈ I CM R EDC I I BM = CM >> I 0 B U CEM ≅ U t − I CM ( RC + R EDC ) I 0 =

A munkapont stabilizálás hatásvázlata: Tételezzük fel, hogy nő a hőmérséklet! T↑⇒UBE ⇒UE↑⇒IE↑⇒IC↑⇒IB↑⇒UBE A hőmérsékletváltozás hatására a munkapont megváltozik, azonban a kapcsolás a változás egy részét kikompenzálja az R EDC ellenállásokon létrejövő negatív visszacsatolással! Kisjelű viselkedés: B u BE r BE BE ube R 1 R 2

i SuBE

C r CE CE

uCE E

E u E

R C uki

R t

R EAC EAC

Feszültségerősítés: β >> 1 ⇒ u E ≅ Su BE R EAC = β i B R EAC ube = u BE + u E = u BE + Su BE R EAC = u BE (1 + SR EAC ) uki = − Su BE ( RC ∗ Rt ) u S ( R ∗ R ) − Su BE ( RC ∗ Rt ) Auv = ki = = − C t ube u BE (1 + SR EAC ) 1 + SR EAC A kimeneti feszültségben az r CE ellenállással nem számoltunk, mert a gyakorlatban megvalósított ellenállásokat feltételezve a hatása elhanyagolható. Ha SR EAC EAC>>1, akkor az erősítés értékét a (nagyon stabil) ellenállások szabják meg: R ∗ R Auv ≅ − C t R EAC Bemeneti ellenállás: A bemeneti ellenállást három lépésben számítjuk ki: I Meghatározzuk a tranzisztor bemeneti ellenállását (r BE) II Meghatározzuk a negatívan visszacsatolt tranzisztor bemeneti ellenállását. (R beII) III Meghatározzuk a kapcsolás bemeneti ellenállását (R be be)


82


R beI R be=R beIII

ube R 1 R 2 R eII

u BE i SuBE r BE BE u E

r CE CE R E2 E2

RbeI = r BE u u (1 + SR EAC ) i B r BE (1 + SR EAC ) RbeII = be = BE = = r BE (1 + SR EAC ) ibe i B i B RbeIII = Rbe = R1 ∗ R2 ∗ r BE (1 + SR EAC ) Az R beII a negatívan visszacsatolt alaperősítő bemeneti ellenállása, ami az elméleti értékkel jól egyezik. A teljes kapcsolás tényleges bemeneti ellenállása (R beIII beIII) azonban a bázisosztó miatt kisebb. Kimeneti ellenállás: u − Su BE RC Rki = kiü ≅ ≅ RC ikiz − Su BE A kimeneti ellenállás az alapkapcsoláshoz képest csekély mértékben nőtt. Hasonlítsuk össze a kapott eredményeket a soros-áram visszacsatolásra kiszámított összefüggésekkel: S ( RC ∗ Rt ) A0 Auv = Av = 1 + SR EAC 1 + A0 K R A0 = S ( RC ∗ Rt ) K = EAC RC ∗ Rt ) Rbe = Rbe0 (1 + A0 K ) Rbe II = r BE (1 1 +4SR 2 EAC 43 1+ A0 K

Rki ≅ RC Rkiv = Rki 0 + R sc (1 + A0 K ) = = r CE ∗ RC + R EAC (1 + SR EAC ) ≅ RC R EAC << RC Az összefüggések megfelelő hasonlóságot mutatnak (több megfontolás csak a kimeneti ellenállás számításánál van, mert ott több elhanyagolást is tettünk.)


83


2.6.3.2. Közös kollektoros kapcsolások Ut

u be

R 1 Cs1

R C

R 2

uBE Cs2 UB R E

uki

Az R C ellenállás alkalmazása a kapcsolásban opcionális. Feladata a tranzisztor melegedésének csökkentése a tranzisztorra jutó U CE feszültség csökkentésével (és így a P d d=U = I C U CE CE C csökkentésével). A továbbiakban azt az esetet vizsgáljuk csak, amikor nincs R C ellenállás. Az előző kapcsolás alapján meghatározhatjuk a visszacsatolás típusát. A bemeneti körben semmi sem változott, ezért a soros jelleget külön nem kell bizonyítani. Az R E ellenállás a visszacsatoló ellenállás, ami azonban közvetlenül a kimenetre csatlakozik, így a kimeneti feszültséget csatolja vissza, ellentétben az előző áram visszacsatolásos kapcsolással. A visszacsatolás típusa tehát soros feszültség visszacsatolás. Nagyjelű működés: R2 U t U BM = U t I 0 = R1 + R2 R1 + R2 U EM = U BM − U BEM U I EM = EM I CM ≈ I EM R E I I BM = CM >> I 0 B U CEM ≅ U t − I CM R E Munkapont-stabilizálás hatásvázlata: Tételezzük fel, hogy nő a hőmérséklet, akkor T ↑⇒UBE ⇒UE↑⇒IE↑⇒IC↑⇒IB↑⇒UBE A hőmérsékletváltozás hatására a munkapont megváltozik, azonban a kapcsolás ennek egy részét kikompenzálja az R E ellenálláson létrejövő negatív visszacsatolással! Kisjelű viselkedés: B u BE r BE BE ube R 1 R 2

C

i SuBE

r CE CE

E

E u E


uCE

R E

uki

84


Terhelő ellenállást –az eddigiektől eltérően- azért nem veszünk fel, mert gyakori, hogy az R E ellenállás maga a terhelés is! Feszültségerősítés: β >> 1 ⇒

uki = u E ≅ Su BE R E = β i B R E ube = u BE + u E = u BE + Su BE R E = u BE (1 + SR E ) u Su BE R E SR E Auv = ki = = <1 ube u BE (1 + SR E ) 1 + SR E Ha SR E>>1, akkor az erősítés egységnyi. egységnyi. Bemeneti ellenállás: A bemeneti ellenállás meghatározása a közös emitteres kapcsoláshoz hasonlóan történik. A bemeneti áramkör azonos kialakítású a két kapcsolásban, ezért a bemeneti ellenállás meghatározása is azonos lesz. Gyakorlati esetet feltételezve azonban a közös kollektoros kapcsolás esetében nagyobb a bemeneti ellenállás, mert az R 1 és R 2 közel egyforma, így eredőjük nagyobb, mint a közös emitteres kapcsolásban, ahol jelentősen eltérnek egymástól az ellenállások. Rbe = R1 ∗ R2 ∗ r BE (1 + SR E ) Kimeneti ellenállás: Két esetre tudjuk meghatározni: meghatározni: a) R E része a kapcsolásnak és a terhelés külön terhelő ellenállás Rki =

ukiü Su BE R E ≅ ≅ R E ikiz Su BE

b) R E egyben a terhelő ellenállás is (pl. teljesítményerősítők) Az ellenállás kiszámításához u be=0 vesszük. ube = 0 u E = u BE u u 1 Rki = kiü ≅ BE = ikiz Su BE S A kimeneti ellenállás nagyon kicsi (S=0.01..0.5 [S], így R ki=2..100 [Ω]) A b) esetben egyszerűen meghatározhatjuk meghatározhatjuk az áramerősítés mértékét is. Az áramerősítés: i i Ai = ki = e ≅ β ibe ib A kapcsolás teljesítményerősítése: A p = Au Ai ≅ β


85


A fentiek alapján a közös kollektoros kapcsolás felhasználási területei: területei: • Teljesítményerősítés (lásd később) • Impedancia illesztés • Meghajtó áramkörök A közös kollektoros kapcsolás (FC) bemeneti ellenállása nagy, a kimeneti ellenállása kicsi, az erősítése ~1. Ha egy áramkör kimeneti impedanciája (R ki1) nem sokkal kisebb, mint a rácsatlakozó másik áramkör bemeneti impedanciája (R be2 be2), akkor a második áramkör terheli az első áramkör kimenetét. Ez feszültségerősítőknél megengedhetetlen (lásd statikus és dinamikus munkaegyenes). Ezt elkerülendő alkalmazunk impedancia illesztő áramköröket . Egy közös kollektoros kapcsolást iktatunk az elválasztandó áramkörök közé. 1.

2.

1.

R ki1 ki1 << R be2

FC

2.

R ki1 ki1 << R beFC R kiFC kiFC << R be2

A meghajtó (buffer) áramkörök nagyobb kimeneti árammal rendelkeznek, általában kisvagy egységnyi erősítéssel, a bemenetükön elhanyagolható teljesítményfelvétellel. A közös kollektoros kapcsolás kapcsolás megfelel ezeknek a kritériumoknak kritériumoknak és gyakran alkalmazzák nagyobb áramigényű fogyasztók meghajtására. Ez a funkció nagyon közel áll a teljesítményerősítőkhöz azzal a különbséggel, hogy itt általában csak az áramerősítés fontos. 2.6.3.3. Közös bázisú kapcsolások Ut R 1

R C

iC

Cs2

CB uki=uCE u be R 2

R t

Cs1 R E

Nagyjelű működés: A nagyjelű munkaponti adatok számítása megegyezik a közös emitteres kapcsolásnál alkalmazott alkalmazott módszerrel. R2 U BM = U t R1 + R2 U t I 0 = R1 + R2 U EM = U BM − U BEM


86


U EM R E I I BM = CM >> I 0 B U CEM ≅ U t − I CM ( RC + R E ) I EM =

Kisjelű viselkedés: B u BE r BE BE E

ube

C

i SuBE

r CE CE

uCE E

u E

R C uki

R t

R E

Feszültségerősítés: i B = −

ube r BE

uki = − β i B ( RC ∗ Rt ) = β Auv =

ube ( R ∗ R ) r BE C t

uki β = ( R ∗ R ) = S ( RC ∗ Rt ) ube r BE C t

A kimeneti feszültségben az r CE ellenállással nem számoltunk, mert gyakorlatban megvalósított ellenállásokat feltételezve a hatása elhanyagolható. Az erősítés abszolút értékben megegyezik a visszacsatolatlan közös emitteres kapcsolás erősítésével. Bemeneti ellenállás: ube ibe u u ibe = be + be + Sube ≅ Sube r BE R E u 1 Rbe ≅ be ≅ Sube S Rbe =

A bemeneti ellenállás nagyon kicsi (~10 Ω), amely a feszültségerősítők szempontjából hátrányos. Kimeneti ellenállás A kimeneti kör nem változott a közös emitteres kapcsoláshoz képest, így a kimeneti ellenállás értéke: Rki ≅ RC


87


A közös bázisú kapcsolás legnagyobb előnye, hogy a C BE és CBC kapacitások nem visszacsatoló kapacitások , így a felső határfrekvencia értéke nem erősítésfüggő, azonos körülmények között a legnagyobb a három alapkapcsolás körül. Elsődleges felhasználási területe a szélessávú és nagyfrekvenciás erősítők. 2.6.3.4. Többfokozatú erősítők A gyakorlati esetek jelentős részében egy erősítő fokozat nem elegendő a kívánt erősítés eléréséhez. A stabilitás, a zavarérzékenység csökkentése és a szükséges határfrekvencia érdekében egy erősítő fokozattal reálisan csak 10..50-szeres erősítés érhető el (közelebb az alsó határhoz). A többfokozatú erősítők kialakításának célja lehet a nagyobb erősítés (ált. feszültségerősítés elérése, pl. egyenáramú erősítők, jelkondicionálók), de lehet egy nagyobb teljesítményű erősítő fokozat meghajtása is (előerősítő és főerősítő). Az erősítő láncok több szempont szerint is csoportosíthatók. i) Az egyik ilyen lehetőség a fokozatok közötti csatoláson alapul. Az egyes fokozatok közötti csatolás lehet: a) Közvetlen csatolás b) RC csatolás c) Transzformátoros Transzformátoros csatolás d) Optoelektronikai csatolás

A d) megoldás általában alacsonyabb linearítást eredményez, nagy elválasztási szigetelés mellett. A megoldásról többet az Optoelektronika fejezet tartalmaz (Elektronika IV.). Az b) és c) megoldások csak váltakozó áramú jelek erősítésére alkalmasak, míg az a) megoldás mind egyen-, mind váltakozó áramú jel erősítése esetén használható. ii) További lehetőség az erősítők frekvenciasávja szerinti csoportosítás: a) Egyenfeszültségű erősítők b) Normálsávú erősítők c) Szélessávú erősítők d) Szelektív erősítők Az egyenfeszültségű erősítőknek nincs alsó határfrekvenciájuk. A felső határfrekvenciájuk a hangfrekvenciás tartományba esik. Elsősorban méréstechnikai célokra alkalmazzák őket. A normálsávú (esetleg hangfrekvenciás) erősítők általános célra használt erősítők. A szélessávú erősítőket gyakran nevezik impulzus- vagy video erősítőknek is, mivel elsősorban impulzus-szerű jelek erősítésére szolgálnak. A szelektív erősítőknek mind áteresztősávi, mind zárósávi tulajdonságai meghatározottak. Elsősorban a rádiófrekvenciás vagy afölötti frekvenciatartományban használt erősítők, de szélesebb értelemben ide sorolhatók az aktív szűrők is. iii) Lehet az erősítő láncokat a teljesítményerősítésben betöltött szerepük szerint is csoportosítani: a) Előerősítő b) Főerősítő c) Végerősítő Az előerősítő célja az alacsony bemeneti jelnek a főerősítő által megkövetelt szintre erősítése. Az előerősítők nagy stabilitással és nagyon alacsony zajjal rendelkeznek, mivel a


88


jel összemérhető a zajjal. Tulajdonságaik alapvetően meghatározzák az egész erősítőlánc tulajdonságait. A főerősítők illesztik a jelet a végerősítőhöz ás állítják be a végerősítők optimális munkapontját. Általában nagyjelű feszültségerősítők. A végerősítők teljesítményerősítők. 2.6.3.4.1. Közvetlen csatolt erősítők (Direct (D irect Coupled) oupled) A közvetlen csatolt erősítő fokozatok követhetik egymást sorosan (kaszkád erősítők), vagy párhuzamosan párhuzamosan (kaszkód erősítők). A kaszkód erősítők gyakran a különböző k ülönböző áramkörfajták előnyös tulajdonságait használják fel, pl. KE+KK kapcsolás. A közvetlenül csatolt erősítők egyenáramú munkaponti jellemzői összefüggnek, ami hőstabilitás szempontjából nagyobb igényeket támaszt az áramkörökkel szemben. Az egyik fokozat állítja be a másik fokozat munkapontját és vissza, ami azt eredményezi, hogy az előző fokozat munkapontjának megváltozása kihat a másik fokozat munkapontjának stabilitására is. A fenti okok miatt gyakran alkalmaznak közös visszacsatolást, ami mindegyik fokozatra egyszerre hat, bár lehetséges az egyes fokozatok egyedi visszacsatolása is. Egy tipikus közvetlen (DC) csatolt kétfokozatú erősítő: Ut R C2 C2

R C1 C1 Cs1 u be

T1

Cs2 T2

R v

R E

uki=uCE

R t

CE

A kapcsolás két visszacsatolást tartalmaz: áram-soros visszacsatolást a T 2 emitter-körében és egy áram-párhuzamos visszacsatolást a két fokozat között. Nagyjelű üzem: (az első tranzisztor körében levő elemek és paraméterek 1 indexet, míg a második esetén 2 indexet kapnak) I C 1= B1 I B1 U CE 1 = U t − I C R 1 C 1 U E 2 = U CE 1 − U BE 2 U I C 2 ≅ I E 2 = E 2 R E U CE 2 = U t − I C 2 R C 2 U − U I B1 = E 2 BE 1 Rv U BE 1 = f ( I B1 )


89


Kisjelű viselkedés (A kapcsolás váltakozó áramú szempontból visszacsatolást nem tartalmaz.) R C1 C1 ube R v

r BE1 BE1 S1uBE1

r BE2 BE2 S2uBE2

r CE1 CE1

r CE2 CE2

R C2 C2 uki

Erősítés: uki = −S 2 (r CE 2 ∗ RC 2 ∗ Rt )(− S 1 (r CE 1 ∗ RC 1 ∗ r BE 2 )ube ) Au = S 1S 2 (r CE 2 ∗ RC 2 ∗ Rt )(r CE 1 ∗ RC 1 ∗ r BE 2 ) Bemeneti ellenállás: Rbe = Rv ∗ r BE 1 Kimeneti ellenállás: Rki = RC 2 ∗ r CE 2 A fenti kapcsolás a C S1 és CS2 csatolókondenzátorok elhagyása esetén egyenfeszültségtől képes erősíteni, bár ekkor a nagyjelű viselkedést a külső elemek (meghajtógenerátor, terhelés) is befolyásolja. 2.6.3.4.2. RC csatolt erősítők Az RC-csatolt erősítők egymáshoz kondenzátoros elválasztással csatlakoznak. Az egyenáramú munkapontot az egyes fokozatok külön-külön állítják be. Ez a megoldás több alkatrészt igényel és elvileg sem lehetséges egyenfeszültség erősítése. Pl. kétfokozatú RC csatolt közös emitteres erősítő: Ut R 1

R C1 C1

R 3

Cs1 u be

Ut R C2 C2

Cs3

Cs2

R 2

uki

R 4 R E1 E1 AI

+

CE1

R E2 E2

+

R t

CE2

AII

Az eredő erősítés: A = A I A II A nagyjelű viselkedés illetve a fokozatok kisjelű viselkedésének meghatározása a közös emitteres kapcsolásnál tárgyaltak szerint történik.


90


2.6.3.4.3. Transzformátoros Transzformátoros csatolás Transzformátoros csatolást elsősorban a terhelő impedancia illesztésénél alkalmazunk, de lehetséges fokozatok közötti elválasztásra is hangfrekvenciás transzformátort alkalmazni. A transzformátorok fizikai méretei azonban nem illeszkednek a modern elektronika méreteihez és költségeihez, ezért alkalmazása csak speciális esetben illetve nagyfrekvencián indokolt.

2.6.4. Szimmetrikus erősítők A szimmetrikus erősítők kitüntetett szerepet játszanak a modern integrált alapú erősítéstechnikában, de diszkrét megvalósításokban is alkalmazzák őket. Nagy előnyük az aszimmetrikus megoldásokkal szemben, hogy zavarérzékenységük -elsősorban is a külső elektromágneses elektromágneses zavarokra- sokkal kisebb. A műveleti erősítőknél döntően szimmetrikus bemeneti fokozat van és az ipari műszererősítők is szinte kizárólagosan szimmetrikus bemenettel rendelkeznek (lásd Elektronika III.) Alapvető szimmetrikus erősítő a differenciálerősítő, amelyet mind tranzisztorral, mind FET-vel megvalósítanak. A tranzisztoros megoldás nagy előnye a nagyobb alkatrész szimmetria és az alacsonyabb hőfokfüggés, de magasabb bemeneti impedanciával rendelkeznek és bár kicsi, de nem mindig elhanyagolható a bemeneti áramuk. A FET bemenetű differenciálerősítők elhanyagolhatóan kicsi bemeneti árammal rendelkeznek, mind a szimmetrikus, mind az aszimmetrikus bemeneti impedanciájuk rendkívül nagy, de nagyobb az aszimmetria és erősebb a hőfokfüggés. 2.6.4.1. Tranzisztoros Tranzisztoros differenciálerősítő differenciálerősítő A kapcsolás helyes működésének alapja a teljesen egyforma félvezetők alkalmazása, amelyet legkönnyebben integrált megvalósítással érhetünk el, de van diszkrét tranzisztorokkal megvalósított differenciálerősítő is. Elvi kapcsolás a vonatkoztatási irányokkal: +Ut R C

u be1

R C

UE u es uBE2 uBE1 iE1 iE2 u be2 I0

ukis uki1

uki2

-Ut A lehetséges fizikai megvalósítások: • Párba válogatott (paraméter egyezőség alapján) közös hűtőfelületre szerelt tranzisztor-pár • Integrált differenciálerősítő tranzisztor-pár, esetleg beintegrált (mikrochip) hőmérséklet stabilizálással • Műveleti erősítők bemeneti fokozata, amely döntően differenciálerősítővel épül fel


91


A kapcsolás alapján felírható összefüggések: U E = ube1 − u BE 1 = ube 2 − u BE 2 ⇒ ubes = ube1 − ube 2 = u BE 1 − u BE 2 i E 1 ≅ I E 0e

u BE 1 U T

 i  ⇒ u BE 1 =U T ln E 1   I E 0 

I 0 = i E 1 + i E 2 = I E 0e

u BE 1 U T

u BE 2 U T

+ I E 0e = I E 0e u u u   −  −  U  U  1 + e U  = I 1 + = e4 1 e i E 02 E 1 3        i BE 1

bes

bes

T

T

T

u BE 1 U T

+ I E 0e

u BE 1 − u bes U T

=

E 1

Az IE0 a maradékáram. i E 1 =

I 0 −

u bes U T

=

  I 0  1 + th  ubes   ≅ iC 1 2   2U T  

1+ e  u   I  i E 2 = 0 1 − th bes   ≅ iC 2 2   2U T  

Ábrázoljuk a kollektor áramokat a szimmetrikus vezérlőfeszültség függvényében: I0 ic2 I0/2 ic1

0.982I0 0.018I0 ubes

4UT Megfigyelhető, hogy már viszonylag kis bemeneti feszültség (4U T=104 mV) esetén is az áram majdnem teljesen átterhelődik az egyik tranzisztorra. A differenciálerősítők ezen tulajdonságát használják ki a két feszültség összehasonlítására szolgáló komparátoroknál, illetve a telítetlen logikás ECL digitális áramkörökben. Nyugalmi állapotban a kapcsolás két tranzisztorán egyforma áram folyik (I0/2), így a szimmetrikus kimeneti feszültség nulla. A differenciálerősítő meredeksége: S =

 ∂iC I 0  1 − th 2 ubes  = 2U T  ∂ubes 4U T 

S max u bes = 0 =

I 0 4U T

A meredekség nem állandó, ami nemlinearítást okoz. A maximális meredekséget az u bes=0 esetén kapjuk.


92


A meredekség változásának grafikus ábrázolása: S

Smax

ubes A meredekség változása az erősítés változását okozza, amely erős nemlinearítást eredményez. Ennek kivédésére különböző módszereket alkalmaznak attól függően, hogy diszkrét elemekkel felépített vagy integrált kivitelű differenciál erősítőről van-e szó. a) Diszkrét elemekkel felépített differenciálerősítők esetén negatív visszacsatolást alkalmazunk az emitter-körben. Ennek következtében a meredekség maximális értéke is jelentősen csökken, azonban vele együtt csökken a meredekség változása is. (lásd “a” görbe) b) Integrált differenciálerősítők esetén nincs mód külső beavatkozásra, hanem a bemeneti jeltartományt korlátozzák le, ami a gyakorlatban megvalósítható, mert a maximális bemeneti jeltartomány lineáris üzemben kisebb, mint ±50µV általában. Ebben a tartományban a meredekség változása elhanyagolható (“b” görbe). A valóságban a hasznos jeltartomány lineáris üzemben a fenti étéknél is kisebb lehet. S Smax a) b)

ubes

A bemeneti áramoknak, teljesen szimmetrikus bemenetek és u bes=0 esetén, egyformának kellene lennie, azonban teljesen egyforma karakterisztikájú és tulajdonságú félvezetők nem gyárthatók, így az áramok is különbözni fognak. Nyugalmi áram (bias) I + I I b = B1 B 2 2 Ofszet (hiba) áram I b 0 = I B1 − I B 2 Bemeneti ellenállások: a) Szimmetrikus bemeneti ellenállás (R bes ): ): Rbes = 2r BE


93


b) Közösmódusú bemeneti ellenállás (R bek ) Helyettesítsük a valós áramgenerátort a Norton-helyettesítő kapcsolásával (R g). Rbek = r BE 1 + SR g ) Az R bek >>R >>R bes (akár több nagyságrenddel is). A bemeneti ellenállások nagy értékűek egy megvalósított kapcsolásnál, így gyakran csak a szimmetrikus bemeneti ellenállást kell figyelembe venni, mert a közösmódusú bemeneti ellenállás ehhez képest is nagyságrendekkel nagyságrendekkel nagyobb. Értelmezhetjük a szimmetrikus kimeneti ellenállást ellenállást (R kis kis) és az aszimmetrikus kimeneti ellenállást (R kiki) is. A kimenetek közül azonban vagy csak a szimmetrikus vagy valamelyik aszimmetrikus kimenetet használjuk, de nem egy időben. A két ellenállás így együtt nem értelmezett. 2.6.4.2. FET-es differenciálerősítő differenciálerősítő A differenciálerősítőket leggyakoribban a műveleti erősítők bemeneti fokozataként alkalmazzuk. Elsősorban az általános célú műveleti erősítők kategóriájában a FET -azon belül is a JFET- differenciálerősítő alkalmazása egyre jobban terjed. Nagy előnye az ilyen erősítőknek, hogy a JFET bemenet miatt a bemeneti áramok teljes mértékben elhanyagolhatók (néhány nagyon különleges alkalmazási esettől eltekintve, pl. töltéscsatolt erősítők), a bemeneti ellenállás rendkívül nagy. További előny a FET alacsonyobb zaja. Hátránya azonban, hogy a félvezetők aszimmetriája nagyobb, mint a bipoláris tranzisztorral felépített differenciálerősítők esetén (bár ez egyre javul), ezért a hibafeszültség (ofszet feszültség) általában nagyobb. További hátrány a FET-ek erősebb hőmérsékletfüggése, amely minden paramétert befolyásol. A FET bemenetű differenciálerősítő elvi kapcsolása: +Ut R D

u be1

R D

ukis uki1

uki2

IS1 IS2 u be2 I0 -Ut

2.6.5. Erősítők nemlinearítása (torzítás) Az aktív elemek alapvetően nemlineáris elemek. Kapcsolási megoldásokkal (pl. negatív visszacsatolás) a nemlienarítás csökkenthető, azonban –különösen a nagyjelű erősítőknélteljesen nem szüntethető meg. A nemlinearítás hatására az erősített jellemző torzul. A torzulás bekövetkezhet amplitúdóban, fázisban és frekvenciában is. Szinuszos vezérlő jelet feltételezve a torzulás lehet harmonikus torzulás, torzulás , amikor a szinusz jel amplitúdójának torzulása következtében megjelennek a felharmonikusok (a nemszinuszos periodikus jeleknek megfelelően, lásd Elektronika I.).


94


Az erősítő karakterisztikájának nemlinearítása következtében két frekvencia létrehozhat egy harmadik (az eredeti jelben nem szereplő) frekvenciát frekvenciát is ( intermodulációs torzítás). torzítás ). Az erősítő fázis-karakterisztikájának nemlinearítása azt eredményezheti, hogy a különböző frekvenciájú jelek eltérő fázishelyzetben jelennek meg az erősítő kimenetén. A fázistorzulás jellemzésére a csoportfutási idő karakterisztikát használják, amelynek különös jelentősége van az impulzus-erősítőknél. Analóg erősítőknél elsősorban a harmonikus torzulásokkal számolunk, amely lehet az alapharmonikusra vett torzítás és a teljes harmonikus torzítás (THD). Tételezzünk fel egy feszültségerősítőt, legyen az alapharmonikus effektívértéke U 1, akkor a keletkező felharmonikusok: U 2, U3, U4,…. A harmonikus torzítás esetén az egyes keletkező felharmonikusokat külön-külön vonatkoztatjuk az alapharmonikusra (általában százalékos mértékben), pl. a második harmonikus második harmonikus torzítás: torzítás : D2 =

U 2 U 1

A teljes harmonikus torzítás (THD): ∞

THD =

∑U i=2

2 i

U 1

A csoportfutási időt a szűrőknél definiáljuk.

2.6.6. Erősítők határfrekvenciája A korábban vizsgált kapcsolásoknál a fizikailag megvalósított kondenzátorok és a félvezetőkben keletkező szórt kapacitások hatásaitól eltekintettünk. Vizsgáljuk először a valóságos kondenzátorok (be- és kimeneti csatoló kondenzátor és emitter “hidegítő” kondenzátor) hatását:

a) csatoló kondenzátorok hatása R g C be Ug

erősítő

Cki R kiki

U be R be

Uki

R t Ut

AvU be A bemeneti és a kimeneti körre felírható: Rbe sRbeC be = U g ( s ) U be ( s) = U g ( s ) 1 sC be ( Rbe + R g ) + 1 Rbe + R g + sC be Rt sRt C ki = U ki ( s) U t ( s) = U ki ( s ) 1 sC ki ( Rki + Rt ) + 1 Rt + Rki + sC ki


95


A =

= Av

ω be

U t U be ( s ) sRt C ki sRbeC be sRt C ki Av = = Av = [1 + sC be ( Rbe + R g )] [1 + sC ki ( Rki + Rt )] U g U g ( s) sC ki ( Rki + Rt ) + 1 s * s * ω be

ω ki

1 + s  1 + s  ω be   ω ki  

=

1 C be ( Rbe + R g )

, ω ki =

1 C ki ( Rki + Rt )

A csatoló kondenzátorok, együttesen a meghajtó generátor és a terhelés ellenállásával, az erősítő eredő erősítését a fenti egyenlet szerint változtatják meg. Az erősítés frekvenciafüggésének ábrázolásához tételezzük fel, hogy ω be be<ω ki ki (Ez nem feltétlenül igaz. A gyakorlatban bármelyik lehet kisebb vagy nagyobb, sőt egyenlő is. Ez az elvet azonban nem befolyásolja.) A(ω)

20lgAv -3dB

ωe

ωki ωki* ω e*

20lgA lgω

Mindkét csatoló kondenzátor -az ábra szerint- az alsó határfrekvenciát befolyásolja. Amennyiben ω be be<<ω ki ki, akkor a -3 dB-es határfrekvencia ω a=ω ki ki, ha ez a feltétel nem teljesül, akkor az ω be be is befolyásolja a határfrekvenciát. ( ω ki ki<<ω be be esetén természetesen mindez fordítva van).

b) emitter hidegítő kondenzátor hatása A hatást a korábban tárgyalt közös emitteres kapcsolás c) változata (az emitter ellenállás egyenáramú szempontból visszacsatolás, váltakozó áramú szempontból a kondenzátor miatt rövidre van zárva) alapján vizsgáljuk. Ha nem hanyagoljuk el a kondenzátor hatását, akkor az erősítés: Au 0 = − S ( RC ∗ Rt ) S ( RC ∗ Rt ) 1 A( s) = − = − S ( RC ∗ Rt ) SR E  1  1+  1 + S  R E ∗ 1 + sC E R E  sC E 


96


1 + s ω 1 + sC E R E S ( RC ∗ Rt ) 1 + sC E R E E =− = − Auv A( s) = − S ( RC ∗ Rt ) C R s 1 + sC E R E + SR E 1 + SR E 3 1 + s E E 1+ * 1424 ω E 1 + SR E Auv + 1 * ω E = ω E = 1 SR E = ω E (1 + SR E ) C E R E C E R E Ábrázolva az erősítés változását a frekvencia függvényében: Auv(ω)

20lg|Auv|

ωE*

ωE

lgω

Az ábra alapján megállapítható, hogy az emitter-hidegítő kondenzátor is az alsó határfrekvenciát változtatja ( E ). A töréspont hatására ugyanaz érvényes, amit a csatolókondenzátoroknál megállapítottunk, azaz a domináns töréspont -bármelyik lehet a három töréspont közül- határozza meg a határfrekvencia értékét. Tervezés esetén úgy választunk, hogy azt a töréspontot vesszük az előírt alsó határfrekvenciára, amelynek ellenállásai a legkisebbek (mert ehhez kell a nagyobb kondenzátor) és a másik két töréspontot az alsó határfrekvenciához képest egy dekáddal kisebbre választjuk választjuk (így nem lesz hatásuk az alsó határfrekvencia határfrekvencia értékére). A félvezetők szórt kapacitásainak hatása

A korábbi kapcsolásokban mindig a tranzisztor, illetve a FET alacsonyfrekvenciás kisjelű helyettesítő-képét használtuk és az aktív elemek szórt kapacitásainak hatását elhanyagoltuk. A tranzisztorok esetén szórt kapacitás a bázis-emitter átmenetben és a kollektor-bázis átmenetben alakul ki (nagysága katalógus adat). A FET-nél ennek megfelelően a gate és a csatorna, azaz a gate-source és a gate-drain között alakul ki. Vizsgáljuk meg a szórt u be kapacitás hatását a közös emitteres tranzisztoros alapkapcsolás alapján.

Ut R 1

R 2

R C

CCB

iC uki

CBE

Kisjelű viselkedés: B ube

R 1 R 2 u BE

C

CCB r BE BE

r CE CE

uCE E

R C uki

CBE SuBE A visszacsatoló kondenzátort (C CB) letranszformálhatjuk a ki- és a bemenetre a korábban meghatározott transzformációs összefüggések alapján (lásd Miller-hatás). A kimeneten a Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

97


kondenzátor gyakorlatilag változatlan kapacitás érték mellett transzformálódik és figyelembe véve, hogy a kimeneti ellenállás általában jóval kisebb, mint a bemeneti, így a kimeneti kör hatása elhanyagolható a bemeneti körhöz képest. A továbbiakban ennek megfelelően csak a bemeneti kör hatását vizsgáljuk. A két szórt kapacitás közel azonos értékű, azonban a transzformáció miatt a C CB kapacitásnak van domináns hatása, mivel értéke erősítésszer nagyobb, mint a C BE kapacitás. Auv = S ( RC ∗ r CE ∗ Rt ) ' C CB = C CB (1 + Auv ) ' C e = C BE + C CB ≅ C CB (1 + Auv ) 1 Rbe ∗ sC e U be ( s ) = U g 1 R g + Rbe ∗ sC e

1 Rbe ∗ sC e

U ki ( s ) U ki ( s) U be ( s ) = = Auv = 1 U g ( s) U be ( s ) U g ( s) R g + Rbe ∗ sC e Rbe 1 A = Auv = su Rbe + R g 1 + sC e ( Rbe ∗ R g ) 1 + ω 142 43

Au ( s) =

f

Au

ω f

=

1 C e ( Rbe ∗ R g )

≅

1 1 , Rbe >> R g ≅ C e R g C CB (1 + Auv ) R g

Feszültségerősítés esetén a bemeneti ellenállásnak jóval nagyobbnak kell lennie, mint a meghajtó generátor ellenállása, hogy az erősítő ne terheljen be, ezért az R be hatása elhanyagolható. Au(ω)| 20lgAu0 -20dB/D

ωf

lgω

A szórt kapacitás tehát a felső határfrekvenciát befolyásolja. Annál nagyobb a felső határfrekvencia, minél kisebb az erősítés. A közös bázisú kapcsolások esetén egyik kapacitás sem visszacsatoló, így nincs transzformáló-hatás. Ekkor érhető el a legnagyobb határfrekvencia, ezért a közös bázisú kapcsolásokat gyakran alkalmazzák nagyfrekvenciás vagy széles sávú alkalmazásokban.


98


2.6.6. Teljesítményerősítők A teljesítményerősítők a nagyjelű erősítők kategóriájába tartoznak és az erősítő láncban elfoglalt helyük alapján gyakran nevezik őket végerősítőknek is. A teljesítményerősítőket osztályokba sorolják , amelynek alapja, hogy a végerősítő tranzisztor/MOSFET üzemidejének hány százalékában vezet. (Egy más megfogalmazás szerint a végerősítő tranzisztort/MOSFET-et szinusz jellel vezérelve az hány fok tartományban vezet -folyási szög-.) Ennek megfelelően vannak A, B, AB, C és –egyes szakirodalmak szerint- D,E,F osztályú erősítők is. Az analóg technikában elsősorban az A, B és az AB osztályú erősítőknek van különösen nagy jelentőségük. IC IB5 IB4 IIB3 B

M(A)

IB2 M(AB)

ICE0

M(B)

IB1 UCE

Ûki(A) Ûki(B) Ûki(AB) A terhelés illesztése is különböző lehet: • közvetlenül csatolt, • kondenzátoros leválasztású • transzformátoros csatolású. A teljesítményerősítők optimális illesztése:

-Ukimax +Ikimax

iki

R t1t1

R t2t2 R t3t3

Pdmax

uki Pdmax

-Ikimax

+Ukimax


A vonallal határolt terület az, ahol a teljesítményerősítők biztonsággal működhetnek (SOA). Feltételezve három különböző terhelő ellenállást megállapítható, hogy az R t1 esetén a maximális kimeneti áram, R t3 esetén a maximális kimeneti feszültség hamarabb határol, mintsem a maximális kimeneti teljesítményt elérnénk. Az R t2 az optimális terhelés esete, mivel mind a maximális kimeneti áramot, mind a maximális kimeneti feszültséget, azaz a maximális kimeneti teljesítményt el tudjuk érni.

99


2.6.6.1. A osztályú erősítők Az A osztályú erősítők végtranzisztorai optimális munkapontba állítva üzemelnek, így a tranzisztorok 100%-ban vezetnek (folyási szög 360 °), pl. közös emitteres vagy közös kollektoros kapcsolás, ahol a kollektor illetve emitter munkapont-beállító ellenállás maga a terhelés. A felvett teljesítmény a fenti ábra szerinti optimális kivezérlést feltételezve (függetlenül a kivezérlés mértékétől) állandó: U t 2 P f = 2 Rt Az Ut a tápfeszültség, R t a terhelő ellenállás. A maximális kimeneti teljesítmény (szinuszos jelet feltételezve és a szaturációs feszültséget valamint a maradékáramot elhanyagolva): ˆ ki = U t ⇒ U ki = U t U 2 2 2 2 2 U U P ki max = ki = t Rt 8 Rt Az elérhető maximális hatásfok: η =

P ki max 1 = ⇒ 25% P f 4

Az A osztályú erősítők hatásfoka nagyon alacsony, kivezérlés nélkül akár nulla is lehet. Az optimális teljesítményillesztés (R t=R C) miatt a terhelésnek viszonylag nagy értékűnek kell lenni, ami gyakran nem teljesül, ilyenkor megoldást jelenthet a transzformátoros illesztés (hangfrekvenciás (hangfrekvenciás transzformátorral!). A transzformátoros transzformátoros illesztés további előnye, hogy az elérhető hatásfok egészen 50%-ig emelkedhet (nem számítva a transzformátor veszteségeit). Az A osztályú erősítő kapcsolásnak megfelelnek a korábban tárgyalt KE ás KK kapcsolások, de alacsony terhelő impedanciák esetén elsősorban a KK kapcsolás jöhet szóba. Transzformátoros csatolás esetén (helyesen megválasztott transzformátor áttételnél) mindkét kapcsolás megfelelő, alacsony impedanciák esetén is. Lehetséges szimmetrikus erősítőkkel is A osztályú üzemet létrehozni, erre alkalmasak pl., az ellenütemű transzformátoros csatolású soros vagy párhuzamos meghajtású végfokozatok. Az A osztályú teljesítményerősítők legfontosabb előnye a nagyon kedvező torzítási tényező, amely elsősorban szórakoztató elektronikai alkalmazásokban fontos. 2.6.6.2. B osztályú erősítők A B osztályú erősítők munkapontja az U CE=Ut pontban van. Szinuszos jelet feltételezve ez azt jelenti, hogy egy végtranzisztorral egy fél periódust lehet erősíteni, tehát a másik fél periódus erősítéséhez egy az előzővel ellentétes fázisban működő másik végtranzisztorra van szükség.


100


Működési viszonyok teljes kivezérlés esetén: npn tranzisztor működik +IC

A pillanatnyi munkapont mozgása pnp tranzisztor működik

npn ±Ut

pnp

Ûki -IC A B osztályú erősítők tipikus áramköre az ellenütemű ellenütemű (push-pull) végfokozatok. végfokozatok. Az ellenütemű végfokozat elvi kapcsolása: A kapcsolás tulajdonképpen egy npn és egy pnp tranzisztorpárra épülő közös kollektoros kapcsolás, ahol a terhelés egyben a munkapont-beállító ellenállás is. A két fél-kapcsolás sorosan egymás után működik, így a kapcsolás alapvető +Ut tulajdonságai megegyeznek a közös kollektoros kapcsolásnál tárgyaltakkal. A két végtranzisztort ugyanazzal a jellel vezéreljük, így ami nyitó az egyikre az záró irányú a másikra nézve. Nagyobb áramok esetén Darlington kapcsolást, esetleg több tranzisztorral ube uki kialakított Darlington kapcsolást alkalmazunk. Azonos típusú végtranzisztorokkal is felépíthető a kapcsolás, azonban ekkor a pnp tranzisztort kompozit-Ut Darlington kapcsolással kell felépíteni. +Ut ube1 uki ube2

Léteznek kvázi-komplementer kapcsolások is, amikor a két végtranzisztor npn típusú, ekkor azonban a végfokozat meghajtásában kell gondoskodni az ellenütemű üzemállapot biztosításáról, azaz a két tranzisztort kell két különböző (ellenfázisú) jellel vezérelni.

-Ut Ellenütemű erősítők elvi hatásfoka: A maximális kimeneti teljesítmény, ha elhanyagoljuk a szaturációs feszültséget: P ki max

U t 2 = 2 Rt


101


Egy tranzisztor veszteségi teljesítménye: ˆ ki sin (ω t ) 1 π uki (t ) 1 π U ˆ ( ( ) ) ( ) ( ) sin ω P dT 1 = U − u t dt = U − U t dt = 2π 0 t ki Rt 2π 0 t ki Rt ˆ kiU t U ˆ ki2  1 U =  −  Rt  π 4 

∫

∫

A veszteségi teljesítmény egy tranzisztorra maximális kimeneti teljesítmény esetén: ˆ = U U ki t

P dT 1

1  U t 2

U t 2  U t 2 0 . 068 = −  = 4  R t R t  π

A hatásfok teljes kivezérlés esetén: U t 2 2 Rt P ki max = 2 = 0.786 ⇒ 78.6% η = U t 2 P ki max + 2 P dT 1 U t 0.068 +2 2 Rt Rt Meghatározhatjuk a tranzisztorok maximális veszteségi teljesítményét . A levezetésből megállapítható, hogy a végtranzisztorok maximális veszteségi teljesítménye nem a teljes kivezérlésnél lép fel, hanem 64%-os kivezérlés esetén: ˆ  1 U 2U dP dT 1 ˆ = 2 U t ≅ 0.64U = 0 =  t − ki  ⇒ U ki t ˆ 4  π Rt  π d U ki

P dT 1 max

2  U  U   t t 2    2 U  1  π t  π   U t 2 = − =  Rt π 2 4 Rt  π    

A tranzisztorok hűtését a fenti teljesítményre kell méretezni!

A B osztályú végfokozat működése kis kivezérlések esetén: i be

Tranzisztor bemeneti karakterisztika

Ideális karakterisztika

u

e

Kis jelek esetén a bemeneti karakterisztika nullpont körüli nemlinearítása miatt jelentős torzítás lép (gyakran nevezik ezt a torzítást kereszt-torzításnak is). Ennek kivédésére az AB osztályú üzemmód alkalmas.


102


Végtranzisztorok hőmegfutása: A közös jelről vezérelt végtranzisztorok, ha a hőmérsékletük eltérő, vagy paramétereik – elsősorban is a bemeneti karakterisztikájuk és annak hőfokfüggése- eltérnek egymástól, akkor különbözőképpen vezetnek változó hőmérséklet esetén. A jobban vezető tranzisztor nagyobb áramot kényszerít a terhelésre, amire a tranzisztor jobban melegszik, mire (a negatív hőfokfüggésű bemeneti karakterisztika miatt) még jobban kinyit, ami további melegedést okoz. Ez a folyamat akár a végtranzisztor tönkremenetelét is okozhatja. Védekezés: • Párba válogatott tranzisztorok (paraméter egyezőség) • Azonos hőmérséklet biztosítása (közös hűtőfelületre szerelés) • Negatív visszacsatolás alkalmazása az emitterkörben +Ut

Az emitter ellenállásnak kis értékűnek kell lennie a terhelő ellenálláshoz képest, mert csökkenti a hatásfokot.

R E ube

R E

uki

-Ut

Ugyanezt a végfokozatot kapcsolóüzemben is használják (D osztályú erősítő), amikor a határfrekvencia közelében történő üzemelés esetén előfordulhat, hogy az egyik tranzisztor még nem zárt le és a másik tranzisztor még nem nyitott ki teljesen. Ilyenkor közvetlenül egy áram indul meg a két tápfeszültség között, ami rontja a hatásfokot és növeli a melegedést. Ennek korlátozására is jó az emitter ellenállás alkalmazása. Megjegyezzük, hogy ellenütemű kapcsolóüzemű alkalmazásokban egyéb áramköri kialakítások is szokásosak.

A B osztályú erősítőket olyan alkalmazásokban használjuk elsősorban, amikor lényeges a jó hatásfok, de nem kritikus a torzítás, torzítás, pl. ipari elektronikai alkalmazások: szolenoidok vezérlése, elektromechanikus működtetésű aktuátorok vezérlése, arányos mágnes szelepek vezérlése, stb. 2.6.6.3. AB osztályú erősítők +Ut U0 ube U0

uki -Ut

Az AB osztályú üzem a nullpont körüli nemlinearítás okozta torzítások kivédésére szolgál. A tranzisztorokat a nyitás határáig előfeszítjük (U 0 egyenfeszültség alkalmazásával). Ez azt eredményezi, hogy a kapcsolás kivezérlés nélküli esetben is vesz fel teljesítményt (bár lényegesen kisebbet, mint A osztályú üzem esetén), így hatásfoka akár nulla is lehet. A maximális kivezérlésnél elérhető hatásfok is csökken (bár nem jelentősen) a B osztályúhoz képest.

Az U0 értéke a végfokozat konkrét kapcsolásától függ (Darlington, stb.). A tranzisztorok UBE(T) feszültsége a hőmérséklettől függ, így az U 0 feszültségnek is együtt kell változnia a az UBE(T) feszültséggel. Ez úgy érhető el, ha az U 0 előállítására szolgáló félvezetők hőmérséklete (a végtranzisztorokkal azonos hűtőfelületre szerelik) és hőfokfüggése megegyezik a végtranzisztorokéval. Szokásos megoldás az U 0 előállítására vagy dióda-sor alkalmazása, vagy tranzisztoros kapcsolás.


103


A bemeneti karakterisztika változása B osztályhoz képest: Ideális karakterisztika

Tranzisztor bemeneti karakterisztika B osztály

i be be U0

ue U0

Tranzisztor bemeneti karakterisztika AB osztály

Megfelelő U 0 alkalmazásával az ideális és a tényleges közel azonos értékre hozható, ami a torzítás jelentős csökkenését eredményezi. Pl. tranzisztoros munkapont-beállító kapcsolás: R 1 U0

U BE = U 0

 R  R2 ⇒ U 0 = U BE 1 + 1  R1 + R2  R2 

R 2 Végfokozat AB osztályú munkapontbeállítással: +Ut

+Ut

I

I U0

U0 uki

ube

-Ut

uki ube

-Ut

Az AB osztályú erősítők a nagyjelű hangfrekvenciás erősítők gyakran alkalmazott megoldásai, ahol a torzítás és a hatásfok között kompromisszum szükséges. Lehetséges egy tápfeszültséges teljesítményerősítők megvalósítása is. Ekkor azonban a két tranzisztor emittere nem nulla feszültségen lesz, így a terhelésre egyenfeszültség jutna. Az egyenfeszültség a terhelésen vagy nem megengedett (pl. induktív terhelés), vagy felesleges melegedést és fogyasztást okozna, ezért kondenzátoros leválasztás szükséges a terhelés a kimenet közé. A kis kimeneti impedancia miatt azonban nagy értékű kondenzátor szükséges, ami megbízhatatlan és nagy méretű.

2.6.7. Szélessávú erősítők A tranzisztoros (FET-es) alapkapcsolások nagyfrekvenciás tulajdonságait az erősítés és a visszacsatoló szórt kapacitás határozta meg. Nagy sávszélesség esetén alacsony erősítést lehetett megengedni. Közös bázisú kapcsolás esetén pedig egyéb tulajdonságok romlottak. Dr. Kovács Ernő: Elektronika előadás jegyzetek (II.)

104


A nagy sávszélesség előállításához ezért speciális kapcsolásokat –általában erősítő láncokat- hoznak létre. Kedvező sávszélességű kapcsolások, pl. a KE+KK kapcsolásokkal megvalósított kaszkód erősítők.

2.6.8. Szelektív erősítők A szelektív erősítők a frekvenciatartomány egy meghatározott tartományát erősítik. Alacsony frekvenciás megvalósításaik tulajdonképpen az aktív szűrők, amelyek részletes tárgyalására az Elektronika III. jegyzet “Aktív szűrők” fejezetében kerül sor. Nagyfrekvenciás szelektív erősítők hangolt LC köröket tartalmazó erősítők, tulajdonképpen ezek is aktív sávszűrők, csak nem RC elemekkel felépítve.

Ajánlott irodalom [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7]

Tietze, U-Schenk, Ch.: Analóg és digitális áramkörök, Műszaki Könyvkiadó, 1990. Millman,J-Grabel,A: Millman,J-Grabel,A: Microelectronics, McGraw-Hill Int. Publ., 1987. Kittel, Ch.: Bevezetés a szilárdtest fizikába, Műszaki Könyvkiadó, 1981. Mayer,T-Vágó,I: Szilárdtestfizika, Szilárdtestfizika, LSI Oktatóközpont, Oktatóközpont, 1995. Seymour,J: Electronic devices and components, Pitman Publ., 1981. Uray-Szabó: Elektrotechnika, Tankönyvkiadó, 1992. Savant-Roden-Carpenter: Savant-Roden-Carpenter: Electronic Design, The Benjamin-Cummings Benjamin-Cummings Publ. 1991.


105


Tartalomjegyzék 2.0. Diszkrét félvezetők félvezetők és alkalmazásaik alkalmazásaik..................... .................................................. ................................................... ...................... 2 2.1. Félvezető-elmélet Félvezető-elmélet alapjai............................................................. alapjai.................................................................................... .......................... ... 2 2.1.1. A pn átmenet................................... átmenet............................................................. ................................................. ..................................... .............. 8 2.1.1.1. A pn réteg gerjesztése gerjesztése külső feszültséggel feszültséggel .......................................... .......................................... 10 2.1.1.2. Letörési jelenségek jelenségek a pn rétegben........................................ rétegben........................................................ ................ 11 2.1.2. Fém-félvezető Fém-félvezető átmenet ................................................. ....................................................................... ............................... ......... 12 2.1.3. Termikus hatások félvezetőkben félvezetőkben ................................................. ................................................................. ................ 13 2.2. Kétrétegű félvezetők.......................................... félvezetők................................................................ ............................................. ............................ ..... 15 2.2.1. Dióda ........................................... .................................................................... ................................................ ....................................... ................ 15 2.2.1.1. Dióda karakterisztika, karakterisztika, paraméterek............................. paraméterek .................................................... ......................... 15 2.2.1.2. Diódák alkalmazása alkalmazása...................... ................................................. .................................................. ............................ ..... 17 2.2.2. Zener-dióda................................. Zener-dióda........................................................... ................................................. ....................................... ................ 17 2.2.2.1. Karakterisztika, Karakterisztika, paraméterek........................................... paraméterek............................................................... .................... 18 2.2.2.2. Zener-diódák alkalmazása alkalmazása ................................................... ................................................................... ................ 19 2.2.3. Speciális diódák............................................................ diódák.................................................................................. ............................... ......... 21 2.2.3.1. PIN-dióda ........................................... .................................................................... ................................................ ......................... 21 2.2.3.2. Shottky dióda........................................................... dióda.................................................................................. ............................ ..... 22 2.2.3.3. Varicap-dióda Varicap-dióda (kapacitásdióda)............................................... (kapacitásdióda)........................................................... ............ 22 2.2.3.4. Alagút-dióda Alagút-dióda (Esaki-dióda, tunnel-dióda, tunnel-dióda, avalanche-dióda) avalanche-dióda)............... ............... 23 2.3. Tranzisztor (BJT).................................................. (BJT)......................................................................... .............................................. ......................... 24 2.3.1. A tranzisztor működése ................................................ ...................................................................... ............................... ......... 24 2.3.2. Nagyjelű helyettesítőkép helyettesítőkép ................................................. ........................................................................ ............................ ..... 26 2.3.3. Karakterisztikák, Karakterisztikák, paraméterek............................................. paraméterek.................................................................... ......................... 28 2.3.4. Kisjelű helyettesítőkép helyettesítőkép .................................................... ........................................................................... ............................ ..... 33 2.3.4.1. Hibrid- π helyettesítőkép............................................ helyettesítőkép..................................................................... ........................... 33 2.3.4.2. Tranzisztor paraméterek a négypólus paraméterekkel paraméterekkel kifejezve......... 34 2.3.5. Speciális tranzisztorok tranzisztorok....................... .................................................. ................................................. ............................... ......... 36 2.3.5.1. Darlington-kapcsolás............................................ Darlington-kapcsolás.................................................................. ............................... ......... 36 2.3.5.2. Shottky-tranzisztor Shottky-tranzisztor .................................................. ......................................................................... ............................ ..... 38 2.3.6. Tranzisztor működése lineáris üzemben .................................................... ...................................................... 39 2.3.6.1. Tranzisztor kis- és nagyjelű működése........................................ működése................................................ ........ 39 2.3.6.2. Munkapont-beállító Munkapont-beállító kapcsolások kapcsolások...................... ................................................. ................................... ........ 44 2.3.6.2.1 Munkapont-beállítás Munkapont-beállítás bázisosztóval bázisosztóval ................................................ ..................................................... ..... 44 2.3.6.2.2 Munkapont-beállítás Munkapont-beállítás bázisárammal bázisárammal............................. .................................................... ......................... 46 2.3.6.2.3 Munkapont-beállítás Munkapont-beállítás bázisárammal bázisárammal egyenáramú visszacsatoláso visszacsatolásonn keresztül ............................................. ...................................................................... ................................................ ....................................... ................ 47 2.3.7. Tranzisztor Tranzisztor működése kapcsolóüzemben kapcsolóüzemben ............................................... .................................................... ..... 50 2.4. Térvezérelt tranzisztor tranzisztor (Field Effect Transistor) ................................................ .................................................. 52 2.4.1. Záróréteges FET (JFET).................... (JFET) ............................................... ................................................. ............................... ......... 52 2.4.1.1. JFET működése ................................................ ....................................................................... ................................... ............ 53 2.4.1.2. JFET karakterisztikák, karakterisztikák, paraméterek paraméterek ................................................... ..................................................... 54 2.4.1.3. A JFET lineáris üzeme ................................................ ....................................................................... ......................... 56 2.4.2. MOSFET MOSFET .......................................... .................................................................. ............................................... ................................... ............ 59 2.4.2.1. Növekményes Növekményes MOSFET ................................................. ..................................................................... .................... 59 2.4.2.2. Kiürítéses MOSFET ............................................. ................................................................... ............................... ......... 60 2.4.2.3. MOSFET lineáris üzeme ................................................. ..................................................................... .................... 61 2.4.3. FET kapcsoló üzeme ................................................ ....................................................................... ................................... ............ 64 2.4.4. FET-alapú vezérelt és aktív ellenállás ellenállás............................. .................................................... ............................ ..... 64


106


2.5. Félvezetők Félvezetők melegedése, melegedése, hűtése és zaja............................. zaja .................................................... ................................... ............ 66 2.5.1. Félvezetők Félvezetők melegedése melegedése és hűtése .................................................... ................................................................ ............ 66 2.5.2. Félvezetők Félvezetők zaja ................................................. ........................................................................ ........................................... .................... 68 2.6. Erősítők.................................... Erősítők............................................................. ................................................ .............................................. ............................ ..... 71 2.6.1. Erősítők csoportosítása csoportosítása..................... ................................................ .................................................. ................................ ......... 71 2.6.1.1. Aszimmetrikus Aszimmetrikus erősítők.................................... erősítők........................................................... ................................... ............ 71 2.6.1.2. Szimmetrikus Szimmetrikus bemenetű erősítők................................ erősítők....................................................... ......................... 72 2.6.2. Negatív visszacsatolás visszacsatolás....................... .................................................. ................................................. ............................... ......... 74 2.6.3. Aszimmetrikus Aszimmetrikus kisjelű erősítők ................................................... ................................................................... ................ 80 2.6.3.1. Közös emitteres kapcsolások........................................... kapcsolások............................................................... .................... 80 2.6.3.2. Közös kollektoros kapcsolások kapcsolások ............................................... ........................................................... ............ 84 2.6.3.3. Közös bázisú kapcsolások kapcsolások ............................................... ................................................................... .................... 86 2.6.3.4. Többfokozatú Többfokozatú erősítők......................................................... erősítők......................................................................... ................ 88 2.6.3.4.1. Közvetlen csatolt erősítők (Direct Coupled) ....................................... ....................................... 89 2.6.3.4.2. RC csatolt erősítők .................................................. ......................................................................... ............................ ..... 90 2.6.3.4.3. Transzformátoros Transzformátoros csatolás....................... csatolás ................................................... ............................................ ................ 91 2.6.4. Szimmetrikus Szimmetrikus erősítők..................... erősítők .................................................. ................................................... ............................... ......... 91 2.6.4.1. Tranzisztoros Tranzisztoros differenciálerősítő differenciálerősítő.......................... ................................................. ............................... ........ 91 2.6.4.2. FET-es differenciálerősítő differenciálerősítő.................... ............................................... ............................................... .................... 94 2.6.5. Erősítők nemlinearítása nemlinearítása (torzítás)............................................ (torzítás)................................................................ .................... 94 2.6.6. Erősítők határfrekvenciája........................................ határfrekvenciája............................................................... ................................... ............ 95 2.6.6. Teljesítményerősít Teljesítményerősítők ők .................................................... .......................................................................... ............................... ......... 99 2.6.6.1. A osztályú erősítők........................ erősítők .................................................. ................................................. .......................... ... 100 2.6.6.2. B osztályú erősítők .................................................. ......................................................................... .......................... ... 100 2.6.6.3. AB osztályú erősítők ............................................... ...................................................................... .......................... ... 103 2.6.7. Szélessávú Szélessávú erősítők............................................... erősítők...................................................................... ..................................... .............. 104 2.6.8. Szelektív erősítők ................................................. ........................................................................ ..................................... .............. 105 Ajánlott irodalom..................................... irodalom.............................................................. ................................................ .............................................. .......................... ... 105 Tartalomjegyzék Tartalomjegyzék ............................................ ....................................................................... .................................................. ......................................... .................. 106


107

Elektronika II.

Recommend Documents