UNIWERSYTET ŚLĄSKI WYDZIAŁ TECHNIKI INSTYTUT INFORMATYKI ZAKŁAD KOMPUTEROWYCH SYSTEMÓW STEROWANIA
ELEKTRONIKA ANALOGOWA Konspekt wykładu dla studentów kierunków Wychowanie Techniczne Informatyka
Prof. dr hab. inż. Zygmunt Wróbel Sosnowiec 1999r.
SPIS TREŚCI
INSTYTUT INFORMATYKI.........................................................................................................................3 KONSPEKT WYKŁADU DLA STUDENTÓW KIERUNKÓW .....................................................................................3 WYCHOWANIE TECHNICZNE ...........................................................................................................................3 INFORMATYKA ................................................................................................................................................3 ROZDZIAŁ I. ELEKTRONICZNE ELEMENTY BIERNE ........................................................................8 1.1. REZYSTORY .........................................................................................................................................8 1.2. KONDENSATORY..............................................................................................................................10 1.2.1. KONDENSATORY STAŁE........................................................................................................12 1.2.2. KONDENSATORY ZMIENNE..................................................................................................13 ROZDZIAŁ II. MATERIAŁY PÓŁPRZEWODNIKOWE........................................................................15 2.1. MODEL PASMOWY ...........................................................................................................................15 2.2. PÓŁPRZEWODNIK SAMOISTNY.....................................................................................................16 2.3. PÓŁPRZEWODNIK TYPU N I TYPU P ..............................................................................................18 ROZDZIAŁ III. PÓŁPRZEWODNIKOWE ELEMENTY BIERNE ........................................................21 3.1. TERMISTOR ........................................................................................................................................21 3.2. WARYSTORY .....................................................................................................................................22 ROZDZIAŁ IV. ZŁĄCZE P-N ......................................................................................................................24 4.1. WARSTWA ZAPOROWA W ZŁĄCZU P-N. MODEL PASMOWY ZŁĄCZA.................................24 4.2. POLARYZACJA ZŁĄCZA P-N W KIERUNKU PRZEWODZENIA.................................................26 4.3. POLARYZACJA ZŁĄCZA P-N W KIERUNKU ZAPOROWYM. .....................................................28 4.4. ZJAWISKO TUNELOWE....................................................................................................................30 ROZDZIAŁ V. DIODY PÓŁPRZEWODNIKOWE....................................................................................32 5.1. DIODY PROSTOWNICZE ..................................................................................................................34 5.2. DIODY STABILIZACYJNE (STABILITRONY) – DIODY ZENERA ..............................................36 5.3. DIODY POJEMNOŚCIOWE ...............................................................................................................37 5.4. DIODY PRZEŁĄCZAJĄCE ................................................................................................................39 5.5. DIODA TUNELOWA ..........................................................................................................................40 ROZDZIAŁ VI.TRANZYSTORY BIPOLARNE ........................................................................................42 6.1. PODZIAŁ TRANZYSTORÓW BIPOLARNYCH. .............................................................................43 6.2. ZASADA DZIAŁANIA TRANZYSTORA. ........................................................................................43 6.3. UKŁADY PRACY TRANZYSTORA. ................................................................................................46 6.4. CHARAKTERYSTYKI STATYCZNE TRANZYSTORA .................................................................47 6.4.1. CHARAKTERYSTYKI STATYCZNE TRANZYSTORA PRACUJĄCEGO W UKŁADZIE OB......................................................................................................................................48 6.4.2. CHARAKTERYSTYKI STATYCZNE TRANZYSTORA PRACUJĄCEGO W UKŁADZIE OE. ...........................................................................................................................................................49 6.5. STAN PRACY I PARAMETRY TRANZYSTORA. ...........................................................................50 6.6. SCHEMATY ZASTĘPCZE TRANZYSTORA ...................................................................................52 ROZDZIAŁ VII. TRANZYSTORY POLOWE – JFET..............................................................................54 7.1. TRANZYSTORY POLOWE ZŁĄCZOWE – JFET. ...........................................................................55 7.2. ZASADA DZIAŁANIA TRANZYSTORA POLOWEGO JFET.........................................................55 7.3. PARAMETRY I CHARAKTERYSTYKI TRANZYSTORA POLOWEGO JEFT. ............................56 7.4 SCHEMAT ZASTĘPCZY TRANZYSTORA ZŁĄCZOWEGO. .........................................................58 7.5. TRANZYSTORY Z IZOLOWANĄ BRAMKĄ MOSFET..................................................................60
4
7.5.1. ZASADA DZIAŁANIA TRANZYSTORA MIS (MOS). .......................................................... 60 7.6.CHARAKTERYSTYKI TRANZYSTORÓW MOSFET...................................................................... 62 ROZDZIAŁ VIII. ELEKTRONICZNE ELEMENTY PRZEŁĄCZAJĄCE ............................................ 64 8.1. TRANZYSTOR JEDNOZŁĄCZOWY................................................................................................ 64 8.2. DYNISTOR.......................................................................................................................................... 67 8.3. DIAK.................................................................................................................................................... 68 8.4. TYRYSTOR......................................................................................................................................... 69 8.5. TRIAK.................................................................................................................................................. 70 ROZDZIAŁ IX. ELEMENTY OPTOELEKTRONICZNE........................................................................ 72 9.1. DIODA ELEKTROLUMINESCENCYJNA........................................................................................ 72 9.1.1. WŁAŚCIWOŚCI OPTYCZNE I ELEKTRYCZNE DIODY LED......................................... 75 9.2. FOTOREZYSTOR ............................................................................................................................... 77 9.3. FOTODIODA....................................................................................................................................... 79 9.4. FOTOTRANZYSTOR ......................................................................................................................... 81 9.5. FOTOTYRYSTOR............................................................................................................................... 84 9.6. TRANSOPTORY ................................................................................................................................. 85 ROZDZIAŁ X. WZMACNIACZE................................................................................................................ 89 10.1. PODSTAWOWE UKŁADY WZMACNIAJĄCE ............................................................................. 91 10.2. UKŁAD O WSPÓLNYM EMITERZE WE ....................................................................................... 92 10.3. UKŁAD O WSPÓLNYM KOLEKTORZE WC ................................................................................ 95 10.4. UKŁAD O WSPÓLNEJ BAZIE WB ................................................................................................. 96 10.5. SPRZĘŻENIE ZWROTNE WE WZMACNIACZACH .................................................................... 97 10.6. WZMACNIACZE OPERACYJNE.................................................................................................. 100 10.7. WZMACNIACZ ODWRACAJĄCY ............................................................................................... 103 10.8. WZMACNIACZ NIEODWRACAJĄCY ........................................................................................ 105 10.9. WTÓRNIK NAPIĘCIOWY ............................................................................................................. 106 10.10. WZMACNIACZ ODEJMUJĄCY.................................................................................................. 106 10.11. WZMACNIACZ SUMUJĄCY ...................................................................................................... 108 10.12. WZMACNIACZ CAŁKUJĄCY – INTEGRATOR....................................................................... 109 10.13. WZMACNIACZ RÓŻNICZKUJĄCY........................................................................................... 112 10.14. KONWERTER PRĄD – NAPIĘCIE ............................................................................................. 113 10.15. PRZESUWNIK FAZY ................................................................................................................... 114 ROZDZIAŁ XI. GENERATORY. .............................................................................................................. 116 11.1. GENERATORY NAPIĘCIA SINUSOIDALNEGO........................................................................ 116 11.2. WZMACNIACZ JAKO GENERATOR. WARUNKI GENERACJI............................................... 117 11.3. PARAMETRY GENERATORÓW PRZEBIEGU SINUSOIDALNEGO ....................................... 118 11.4. GENERATOR LC ZE SPRZĘŻENIEM ZWROTNYM.................................................................. 119 11.5. GENERATOR MEISSNERA .......................................................................................................... 119 11.6. GENERATOR Z MOSTKIEM WIENA .......................................................................................... 120 11.7. GENERATOR RC Z PRZESUWNIKIEM FAZY ........................................................................... 123 ROZDZIAŁ XII. MODULACJA I DEMODULACJA.............................................................................. 127 12.1. MODULACJA AMPLITUDY ......................................................................................................... 128 12.1.1. MODULACJA STUPROCENTOWA I PRZEMODULOWANIE..................................... 130 12.2. MODULATORY AMPLITUDY ..................................................................................................... 134 12.3. MODULACJA CZĘSTOTLIWOŚCI .............................................................................................. 135 12.4. MODULATORY CZĘSTOTLIWOŚCI (FM) ................................................................................. 139 12.5. DEMODULACJA ............................................................................................................................ 140 ROZDZIAŁ XIII. UKŁADY ZASILAJĄCE ............................................................................................. 143 13.1. PROSTOWNIKI............................................................................................................................... 144 13.2. PROSTOWNIK JEDNOPOŁÓWKOWY........................................................................................ 145 13.3. PROSTOWNIK DWUPOŁÓWKOWY........................................................................................... 146 13.4. DOBÓR DIOD PROSTOWNICZYCH STOSOWANYCH W PROSTOWNIKACH. ................... 148 13.5. PROSTOWNIK TYRYSTOROWY ................................................................................................ 150 13.6. STABILIZATORY........................................................................................................................... 150
5
13.7. STABILIZATOR Z DIODĄ ZENERA ............................................................................................152 13.8. STABILIZATOR ZE SPRZĘŻENIEM ZWROTNYM ....................................................................155 13.9. STABILIZATOR TRANZYSTOROWY .........................................................................................156 13.10. ZABEZPIECZENIA STABILIZATORÓW ...................................................................................159 ROZDZIAŁ XIV. PRZETWORNIKI ANALOGOWO-CYFROWE I CYFROWO- ANALOGOWE. 162 14.1. PRZETWORNIKI C/A......................................................................................................................162 14.2. PRZETWORNIKI A/C......................................................................................................................166 14.3. PODSTAWOWE CZŁONY PRZETWORNIKÓW .........................................................................167 BIBLIOGRAFIA..........................................................................................................................................169
6
7
Rozdział I. ELEKTRONICZNE ELEMENTY BIERNE Elementy bierne to kondensatory, rezystory i elementy indukcyjne. Elementy, które są tego samego rodzaju mają wspólną właściwość podstawową a różne właściwości drugorzędne. Czego przykładem mogą być rezystory. Są one wykonywane z różnych materiałów i w związku z tym mają inne zastosowania, nazwy oraz symbole graficzne. 1.1. REZYSTORY Rezystory spełniają wiele podstawowych i pomocniczych funkcji w układach elektronicznych. Poprzez rezystory doprowadza się odpowiednie prądy zasilające do elementów czynnych, rezystory pełnią rolę elementów stabilizujących punkty pracy tranzystorów, lamp elektronowych a także służą do kształtowania charakterystyki wzmacniaczy itp. Rezystory dzielimy w zależności od: • cech funkcjonalnych na: - rezystory - potencjometry - warystory - magnetorezystory – qaussotrony • charakterystyki prądowo – napięciowej na: - liniowe - nieliniowe • stosowanego materiału oporowego na: - drutowe - niedrutowe Rezystory liniowe dzielimy na stałe i zmienne. W rezystorach zmiennych można zmieniać wartości rezystancji (rezystory nastawne lub regulacyjne) lub stosunek podziału rezystancji (potencjometry). Rezystor liniowy w normalnych warunkach pracy charakteryzuje się proporcjonalną zależnością napięcia od prądu, tzn. jest spełnione prawo Ohma (U = R*I przy czym R = const). Dla rezystorów nieliniowych wartość rezystancji jest funkcją prądu lub napięcia. Rezystory drutowe są wykonywane z drutu stopowego nawiniętego na ceramiczny wałek lub rurkę w postaci jednowarstwowego uzwojenia. Rezystory niedrutowe są wykonane z materiału rezystywnego jako rezystory warstwowe lub objętościowe.
8
W rezystorach warstwowych materiał rezystywny jest umieszczony na podłożu w postaci warstwy. Rezystory te mogą być węglowe i metalizowane. W zależności od grubości warstwy są rezystory cienkowarstwowe (> 1µm) i grubowarstwowe (< 1µm). Wykonuje się także rezystory objętościowe, w których prąd płynie całą objętością rezystora. Do ich budowy stosuje się organiczne lub nieorganiczne materiały oporowe. Stosowane są głównie w sprzęcie profesjonalnym, gdzie wytrzymują duże obciążenia prądowe i mocy. Klasyfikacja rezystorów Rezystory
Drutowe
Niedrutowe
Liniowe
Stałe
Zmienne (potencjometry)
Nieliniowe
Liniowe
Nieliniowe
Stałe
Zmienne (potencjometry)
Warstwowe
Objętościowe
Termistory
Warystory
Fotorezystory Nieorganiczne
Organiczne Magneto rezystory
Rys. 1.1. Klasyfikacja rezystorów.
Symbole rezystorów a)
b)
c)
Rys. 1.2. Symbole rezystorów. a) stały, b) zmienny (potencjometry), c) nastawny. 9
Parametry rezystorów. • Rezystancja znamionowa, będąca wskaźnikiem wartości rezystancji. Podawana z największym dopuszczalnym odchyleniem rezystancji rzeczywistej od rezystancji znamionowej. Dopuszczalne odchyłki są zawarte w przedziale 0,1 – 20 %. • Moc znamionowa, która jest największą dopuszczalną mocą możliwą do wydzielenia w rezystorze. Moc ta jest zależna od powierzchni rezystora, sposobu odprowadzenia ciepła, maksymalnej dopuszczalnej temperatury pracy i temperatury otoczenia. • Napięcie znamionowe, jest największym dopuszczalnym napięciem, które może być przyłożone do rezystora bez zmiany jego właściwości, a szczególnie bez jego uszkodzenia. Wartości znamionowe napięć dla większości rezystorów wynoszą od kilkudziesięciu do kilkuset woltów. Rezystory opisywane są wieloma współczynnikami charakteryzującymi zmianę rezystancji w funkcji temperatury, wilgotności, napięcia itp. 1.2. KONDENSATORY Kondensator stanowi układ dwóch lub więcej przewodników (okładzin), odizolowanych warstwą dielektryka, gromadzący energię pola elektrycznego. Kondensatory mają pojemność stałą (nienastawne) bądź zmienną (nastawne). Kondensatory można podzielić w zależności od zastosowanego dielektryka oraz od ich przeznaczenia na: • stałonapięciowe (w obwodach napięcia stałego); • zmienno napięciowe; • impulsowe (w obwodach impulsowych o większych wartościach prądu ładowania i rozładowania); • biegunowe zwane polarnymi (pracują przy jednym określonym kierunku doprowadzonego napięcia stałego); • niebiegunowe zwane bipolarnymi (w obwodach napięcia stałego, przy dowolnej jego biegunowości); • zmiennej pojemności (do przestrajania obwodów rezonansowych). Parametry kondensatorów. • pojemność znamionowa - CN wyrażona w faradach, określa zdolność kondensatora do gromadzenia ładunków elektrycznych, podawana na obudowie kondensatora;
10
• napięcie znamionowe – UN, jest największym napięciem, które może być przyłożone trwale do kondensatora. Napięcie to jest na ogół sumą napięcia stałego i wartości szczytowej napięcia zmiennego; • tangens kąta stratności – tg γ, stosunek mocy czynnej wydzielającej się w kondensatorze przy napięciu sinusoidalnie zmiennym o określonej częstotliwości; • prąd upływowy – IU, prąd płynący przez kondensator, przy doprowadzonym stałym napięciu; • temperaturowy współczynnik pojemności – αC, określa względną zmianę pojemności, zależną od zmian temperatury. Podział kondensatorów
Rys. 1.3. Podział kondensatorów.
11
Rys. 1.4. Przykłady budowy kondensatorów: a) papierowego zwijanego, b) ceramicznego płaskiego, c) ceramicznego rurkowego.
1.2.1. KONDENSATORY STAŁE Podstawowe parametry jak pojemność znamionowa i napięcie znamionowe zależą przed wszystkim od rodzaju zastosowanego w nich dielektryka. Ze względu na tą zależność dzielimy kondensatory na: • • • •
mikowe (symbol KM); ceramiczne (KCP, KFP, KCR, KFR); papierowe (KLMP, KSMP); z tworzyw sztucznych (organiczne – symbol KSF, MKSE, MKSF, MKSP); • elektrolityczne (KEN, KEO, SM, E, T, UL, KERMS); • powietrzne.
Kondensatory mikowe. Używa się moskwitu. Mają mały temperaturowy współczynnik pojemności i mały tangens kąta stratności dielektrycznej. Kondensatory ceramiczne. Wykonywane z ceramiki alundowej, rutylowej oraz steatytowej. Mają one małą wartość kąta stratności oraz duży współczynnik pojemności. Zaletą jest duża pojemność znamionowa i małe wymiary. Mają niewielkie wartości indukcyjności własnej, w związku z tym mogą być stosowane w obwodach wielkiej częstotliwości oraz jako pojemności sprzęgające.
12
Kondensatory papierowe. Mają małe wymiary przy dużych wartościach pojemności oraz duży współczynnik stratności dielektrycznej. Dielektrykiem jest bibuła nasycona olejem syntetycznym, kondensatorowym lub parafinowym. Kondensatory z tworzyw sztucznych. Dielektrykiem może być: folia polistyrenowa, poliestrowa lub polipropylenowa. Rozróżniamy kondensatory takie jak: a) Kondensatory polistyrenowe: mają mały współczynnik temperaturowy pojemności, mały tangens kąta stratności oraz stosowane są w układach pracujących w zakresie wielkich częstotliwości. b) Kondensatory poliestrowe: mają duży współczynnik kąta stratności dielektrycznej, stosowane głównie w układach napięcia stałego lub zmiennego o małej częstotliwości. c) Kondensatory polipropylenowe: mają zbliżone właściwości do właściwości kondensatorów poliestrowych, stosuje się je w obwodach prądu zmiennego o częstotliwości 50Hz. Kondensatory elektrolityczne. Ze względu na użyty materiał dzielimy na: • aluminiowe; • tantalowe; Ze względu na zastosowanie układu dzielimy na: • biegunowe; • niebiegunowe. Są stosowane w układach filtracji napięcia zasilania i jako kondensatory sprzęgające w układach małej częstotliwości. Kondensatory elektrolityczne mają duże wartości pojemności znamionowej. Wadą natomiast jest duży prąd upływowy, którego wartość rośnie wraz ze wzrostem temperatury. Kondensatory te mają określoną biegunowość. Zmiana biegunów (elektrod) powoduje zniszczenie kondensatora. 1.2.2. KONDENSATORY ZMIENNE Kondensatory o zmiennej pojemności to kondensatory z dielektrykiem powietrznym (symbol AM, FM) lub kondensatory ceramiczne dostrojcze zwane trymerami (TCP). 13
Kondensator powietrzny zbudowany jest z dwóch zespołów równoległych płytek (rotor i stator), które zmieniając swe położenie powodują zmianę wartości pojemności kondensatora. Charakter zmian pojemności kondensatora zależy natomiast od płytek rotora i statora. Ze względu na charakter zmian wartości pojemności, w zależności od kąta obrotu rotora, rozróżniamy kondensatory o: • • • •
prostoliniowej zmianie pojemności; prostoliniowej zmianie długości fali; prostoliniowej zmianie częstotliwości; logarytmicznej zmianie pojemności.
C
C
0
α
C
α
0
0
α
Rys. 1.5. Charakterystyki kondensatorów zmiennych, a) o prostoliniowej zmianie pojemności; b) o prostoliniowej zmianie długości fali w obwodzie rezonansowym; c) o prostoliniowej zmianie częstotliwości w obwodzie rezonansowym.
Kondensatory obrotowe mają pojemności mniejsze niż 500pF natomiast kondensatory nastawne, zwane trymerami, mają pojemności mniejsze niż 100pF.
14
Rozdział II. MATERIAŁY PÓŁPRZEWODNIKOWE Półprzewodniki to materiały powszechnie stosowane do produkcji elementów i układów elektronicznych. Każdy materiał ma pewną wartość rezystywności. W zależności od tej wartości dzielimy je na metale i niemetale (dielektryk, półprzewodnik), różniące się właściwościami fizykochemicznymi. Półprzewodniki obejmują obszerną grupę materiałów, które ze względu na przewodnictwo elektryczne zajmują pośrednie miejsce pomiędzy metalami a izolatorami. Półprzewodniki stanowią oddzielną klasę substancji, gdyż ich przewodnictwo ma szereg charakterystycznych cech. Należy podkreślić odwrotną niż dla metali zależność przewodnictwa elektrycznego od temperatury. W dostatecznie niskich temperaturach półprzewodnik staje się izolatorem. W szerokim zakresie temperatur przewodnictwo przewodników szybko rośnie wraz ze wzrostem temperaturą. Drugą ważną cechą półprzewodników jest zmiana przewodnictwa elektrycznego w wyniku niewielkich zmian ich składu. 2.1. MODEL PASMOWY Teoria pasmowa – jest to teoria kwantowa opisująca stany energetyczne elektronów w krysztale. W odróżnieniu od atomów, w których dozwolone stany energetyczne elektronów stanowią zbiór poziomów dyskretnych, dozwolone elektronowe stany energetyczne w kryształach mają charakter pasm o szerokości kilku elektronowoltów. Elektronowolt (eV) jest to energia, jaką uzyskuje elektron w wyniku zmiany swojego potencjału o 1 V. W
Pasmo przewodnictwa Pasmo zabronione
Wg
Pasmo podstawowe X Rys. 2.1. Model energetyczny pasmowy półprzewodnika. 15
W temperaturze zera bezwzględnego (T = 0K) najmniejszą energię mają elektrony walencyjne. Pasmo odpowiadające temu stanowi energetycznemu nosi nazwę pasma walencyjnego lub podstawowego i jest najniżej położonym pasmem energetycznym (rys. 2.1). Powyżej tego pasma leży pasmo przewodnictwa, w którym znajdują się swobodne elektrony wyrwane z sieci krystalicznej. Pomiędzy tymi pasmami jest odstęp, który nazwany jest pasmem zabronionym lub przerwą zabronioną i oznacza się przez Wg. Wartość Wg określa minimalną wartość energii, która musi być dostarczona elektronom, aby zostały one wyrwane z wiązań atomowych sieci krystalicznej. Szerokość tą mierzy się w elektronowoltach (eV). 2.2. PÓŁPRZEWODNIK SAMOISTNY Półprzewodnik samoistny jest to monokryształ półprzewodnika pozbawionego defektów sieci krystalicznej i domieszek, czyli nie zawierają obcych atomów w sieci krystalicznej. W półprzewodnikach już w temperaturze 300 K (a nawet niższej) pewna część elektronów przechodzi do pasma przewodnictwa, pozostawiając miejsca nie obsadzone w paśmie podstawowym. Miejsca te mogą być zajmowane przez elektrony usytuowane na niższych poziomach w tym paśmie (po otrzymaniu z zewnątrz odpowiedniej energii). Proces pojawiania się elektronów w paśmie przewodnictwa i wolnych miejsc (dziur) w paśmie podstawowym pod wpływem wzrostu temperatury nosi nazwę generacji termicznej par dziur-elektron (rys. 2.2). Dziurą nazywa się dodatni nośnik ładunku, będący brakiem elektronu. W półprzewodnikach o małych szerokościach pasma zabronionego generacja termiczna par dziura-elektron jest ułatwiona. Liczbę nośników w ciałach stałych wyraża się za pomocą gęstości lub koncentracji (liczba nośników na jednostkę objętości. Liczba generowanych par, czyli ich koncentracja, jest tym większa, im jest węższe pasmo zabronione danego półprzewodnika oraz im temperatura monokryształu jest wyższa. Po pewnym czasie pobudzony elektron powraca do stanu podstawowego z wyemitowaniem kwantu promieniowania. Taki proces nazywamy rekombinacją (rys. 2.2). Średni czas jaki upływa między procesem generacji a procesem rekombinacji nazywamy czasem życia τ danego nośnika (elektronu, dziury).
16
T >0 K
W
Generacja
Wpr
Foton
Wc Rekombinacja
Foton
Wv 0
L
X
Rys. 2.2. Proces generacji i rekombinacji pary elektron – dziura. WV – wierzchołek pasma podstawowego, Wc – dno pasma przewodnictwa, Wpr – energia wyjścia elektronu z półprzewodnika.
25 °C
2,5
50 °C
200 °C
2
100 °C
300 °C
400 °C
1000 °C
600 °C
W półprzewodniku samoistnym mamy do czynienia z generacją par elektron-dziura, w związku z czym koncentracja elektronów i dziur jest taka sama i nosi nazwę koncentracji samoistnej. Zależność koncentracji samoistnej od temperatury przedstawiona jest na rysunku 2.3. Na tej charakterystyce zaznaczono również szerokość przerwy zabronionej danego półprzewodnika.
1025 1023 1021 1019 ni 1017 1015 1013 0,5
1
1,5
1/K
3,5
1000/T Rys. 2.3. Zależność koncentracji samoistnej półprzewodnika od temperatury. 17
2.3. PÓŁPRZEWODNIK TYPU n I TYPU p (półprzewodniki niesamoistne) Półprzewodnik niesamoistny jest wówczas, gdy w sieci krystalicznej monokryształu zamiast atomów pierwiastka materiału półprzewodnikowego znajduje się inny atom (np. w sieci krystalicznej krzemu znajduje się fosfor). Powstaje wówczas tzw. półprzewodnik domieszkowany, a ten inny atom nazywamy domieszką. Rozróżniamy dwa rodzaje domieszek: donorową i akceptorową. Jeśli na skutek nieregularności sieci krystalicznej w półprzewodniku będą przeważać nośniki typu dziurowego, to półprzewodnik taki nazywać będziemy półprzewodnikiem typu p (niedomiarowy). A gdy będą przeważać nośniki elektronowe, będziemy nazywać je półprzewodnikami typu n (nadmiarowy). Półprzewodnik typu n uzyskuje się przez dodanie – w procesie wzrostu kryształu krzemu – domieszki pierwiastka pięciowartościowego (np. antymon, fosfor). Niektóre atomy krzemu zostaną zastąpione w sieci krystalicznej atomami domieszki, zwanymi donorami (rys. 2.4).
Si +4
Si +4
Si +4 Elektron nadmiarowy
Si +4
Si +4
P +5
Si +4
Si +4
Si +4
Rys. 2.4. Model sieci krystalicznej z domieszką atomów fosforu.
Każdy atom domieszki ma pięć elektronów walencyjnych, z których cztery są związane z sąsiednimi atomami krzemu. A piąty elektron jest wolny i może być łatwo oderwany od atomu domieszki – jonizując dodatnio. Elektron wówczas przechodzi do pasma przewodnictwa półprzewodnika. Atomy domieszki w modelu pasmowym półprzewodnika znajdują się na tzw.
18
poziomie donorowym, który występuje w pobliżu dna pasma przewodnictwa półprzewodnika (rys. 2.5). W
Pasmo przewodnictwa (nadmiar elektronów)
Poziom donorowy Elektrony
Pasmo podstawowe X Rys. 2.5. Model pasmowy półprzewodnika krzemowego z domieszkami donorowymi.
W temperaturze pokojowej prawie wszystkie atomy domieszkowe zostały zjonizowane. Oznacza to, że na poziomach donorowych nie ma już elektronów, gdyż wszystkie przeszły do pasma przewodnictwa. Liczba elektronów w paśmie przewodnictwa jest znacznie większa niż dziur w paśmie podstawowym. Dlatego też te pierwsze noszą nazwę nośników większościowych, a te drugie nośników mniejszościowych. Półprzewodnik typu p uzyskuje się przez zastąpienie niektórych atomów krzemu atomami pierwiastków trójwartościowych (np. glinu, galu). Na rysunku 2.6 przedstawiono model sieci krystalicznej krzemu z domieszką atomów indu. Si +4
Si +4
Si +4
Dziura Si +4
In +3
Si +4
Si +4
Si +4
Si +4
Rys. 2.6. Model sieci krystalicznej krzemu z domieszką atomów indu.
19
Atom tej domieszki ma trzy elektrony walencyjne, związane z sąsiednimi atomami krzemu. Do wypełnienia czwartego wiązania sąsiadującego krzemu, brakuje w sieci krystalicznej jednego elektronu i zostaje on uzupełniony przez pobranie elektronu z jednego z sąsiednich wiązań, w którym powstaje dziura. Atom pierwiastka trójwartościowego, zwanego akceptorem, po uzupełnieniu elektronu w „nieprawidłowym” wiązaniu (na skutek niedostatku ładunków dodatnich w jądrze) staje się jonem ujemnym, wywołując lokalną polaryzację kryształu. Elektron ten przechodzi z pasma podstawowego półprzewodnika na poziom akceptorowy, jonizując tym samym ujemnie atom domieszki. Poziom akceptorowy znajduje się w pobliżu wierzchołka pasma podstawowego półprzewodnika (rys.2.7). W Pasmo przewodnictwa Dziury Poziom akceptorowy
Pasmo podstawowe (nadmiar dziur) X Rys. 2.7. Model pasmowy półprzewodnika krzemowego z domieszkami akceptorowymi.
W temperaturze pokojowej wszystkie poziomy akceptorowe są zapełnione elektronami, które przeszły z pasma podstawowego. Na skutek tego liczba dziur w paśmie podstawowym jest wielokrotnie większa niż elektronów w paśmie przewodnictwa. W półprzewodniku typu p dziury w paśmie podstawowym są nośnikami większościowymi, a elektrony w paśmie przewodnictwa – nośnikami mniejszościowymi. W każdym półprzewodniku (niezależnie od koncentracji domieszek) w stanie równowagi termicznej jest spełniony warunek neutralności, tzn. w każdym punkcie półprzewodnika wypadkowy ładunek elektryczny jest równy zeru. Wszelkie zaburzenia warunku neutralności powodują powstanie pola elektrycznego, które przywraca stan równowagi elektrycznej. Ustalenie się koncentracji nośników na odpowiednim poziomie zachodzi w wyniku rekombinacji, który równoważy też generację termiczną nośników.
20
Rozdział III. PÓŁPRZEWODNIKOWE ELEMENTY BIERNE 3.1. TERMISTOR Termistor jest elementem półprzewodnikowym, którego rezystancja zależy od temperatury. Zmiana wartości rezystancji może nastąpić na skutek wzrostu temperatury otoczenia termistora lub (i) wydzielonego w nim ciepła. Termistor charakteryzuje się dużym współczynnikiem temperaturowym rezystancji αT. Współczynnik ten określa względną zmianę rezystancji termistora przy zmianie temperatury o ∆T, gdy ∆T 0 αT =
1 ∆R ; RT ∆T
Zależnie od wartości i znaku współczynnika αT dzieli się na trzy grupy: 1. NTC – o ujemnym współczynniku temperaturowym rezystancji; 2. PTC – o dodatnim współczynniku temperaturowym rezystancji; 3. CTR – o skokowej zmianie rezystancji. 3 2 V 2 1
U 1 3
0
40
20
60
mA
I Rys.3.1. Charakterystyka napięciowo – prądowa termistora. 1 – Termistor NTC, 2 – Termistor PTC, 3 – Termistor CTR.
21
80
Parametry termistora: • rezystancja nominalna; • temperaturowy współczynnik rezystancji:
αT = −
Wg 2kT 2
.
Termistory są elementami wykonywanymi ze spieków sproszkowanych tlenków metali. Stosuje się je: • • • • • •
do pomiaru temperatury metodą oporową; do pomiaru mocy w zakresie mikrofal; do pomiaru ciśnienia; do pomiaru gazu i poziomu cieczy; w układach sygnalizacji, regulacji i stabilizacji temperatury; do kompensacji temperaturowej układów elektronicznych.
3.2. WARYSTORY Warystory są to rezystory wykonane z półprzewodnika, których rezystancja zależy od napięcia doprowadzonego do ich zacisków. Warystory mają nieliniową charakterystykę napięciowo – prądową, którą określa wzór: U = DI β ,
w którym: U – napięcie doprowadzone do warystora, I – prąd płynący przez warystor, D – rezystancja, której wartość jest równa spadkowi napięcia na warystorze w wyniku przepływu prądu stałego o wartości 1A, β – współczynnik nieliniowości. Parametry charakteryzujące warystory: • Współczynnik nieliniowości, wyznaczony na podstawie pomiaru spadków napięć (U1, U2) wywołanymi różnymi prądami (I1, I2), β=
lgU1 − lgU 2 lgU1 / U 2 ; = lg I1 − lg I 2 lg I1 / I 2
22
I1 = 10 , I2
jeśli:
to
β = lg
U1 ; U
wartość β zależy od materiału i technologii wykonania warystora; • napięcie charakterystyczne – spadek napięcia na warystorze, określany dla stałej wartości prądu płynącego przez niego; • moc znamionowa. U
100 V 50
- 20
10
- 10
mA 20
I
- 50
- 100
Rys. 3.2. Charakterystyka napięciowo – prądowa warystora.
Warystory wykonuje się z masy złożonej z proszku węglika krzemu (karborundu) i ceramicznego spoiwa jako spiek. Produkuje się dwa podstawowe typy warystorów: • walcowe (typu WN) o napięciu charakterystycznym 470 – 1300V, • dyskowe (typu WD) o napięciu charakterystycznym 8 – 330V. Warystory stosuje się do zabezpieczania obwodów elektrycznych przed przepięciami, do stabilizacji napięcia, ochrony styków, w układach przetworników częstotliwości itp.
23
Rozdział IV. Złącze p-n Działanie większości elementów półprzewodnikowych opiera się na współdziałaniu złącza p-n i obszaru przelotowego (transportu), stanowiącego na ogół obszar półprzewodnika jednego rodzaju. Złącza umożliwiają wprowadzenie, odprowadzenie i sterowanie strumienia nośników ładunku. Złącza mogą być następujące: metal – metal, półprzewodnik – półprzewodnik, dielektryk – dielektryk, metal – półprzewodnik oraz dielektryk – półprzewodnik. Najczęściej wykorzystywane są złącza metal – półprzewodnik i półprzewodnik – półprzewodnik. 4.1. WARSTWA ZAPOROWA W ZŁĄCZU p-n. MODEL PASMOWY ZŁĄCZA. Połączenie dwóch kryształów (monokryształów) ciała stałego (półprzewodnik, metal) w ten sposób, że tworzą one ścisły kontakt nazywamy złączem. Złącze p-n stanowi warstwę przejściową między obszarem półprzewodnika typu p i półprzewodnika typu n. Domieszka akceptorowa w obszarze typu p sprawia, że koncentracja dziur w tym obszarze jest większa niż elektronów – przewodnictwo dziurowe. Natomiast domieszka donorowa w obszarze typu n prowadzi do przewagi elektronów w tym obszarze – przewodnictwo elektronowe. Dziury w obszarze p i elektrony w obszarze n stanowią nośniki większościowe. Przed zetknięciem każdy z obszarów jest elektrycznie obojętny, ponieważ ładunek dziur i elektronów zostaje skompensowany ładunkiem jonów domieszki umieszczonych w węzłach siatki krystalicznej. W momencie zetknięcia się półprzewodnika typu p i typu n, następuje wzajemny przepływ nośników. Różnica koncentracji nośników ładunku powoduje ich przemieszczanie – dyfuzję. Elektrony z obszaru przyzłączowego n dyfundują do obszaru p; podobnie postępują dziury z obszaru przyzłączowego p przechodzą do obszaru n. W wyniku procesu dyfuzji płyną prądy dyfuzyjne. Nośniki przedostające się do przeciwnych obszarów stają się nadmiarowymi nośnikami mniejszościowymi w tych obszarach. Nośniki te rekombinują z nośnikami większościowymi, które nie przeszły na drugą stronę złącza. W wyniku tego w obszarze n powstaje nadmiar ładunku jonów dodatnich, a w obszarze p nadmiar ładunku jonów ujemnych. Są to ładunki jonów ulokowanych (nieruchomych) w węzłach siatki krystalicznej. W obszarach przyzłączowych powstaje więc podwójna warstwa nieskompensowanych ładunków. Nazywa się ona warstwą zaporową, obszarem ładunku przestrzennego lub obszarem zubożonym, gdzie nie praktycznie nośników większościowych.
24
Po utworzeniu takiej warstwy przepływ nośników większościowych zostaje zahamowany, gdyż ładunek przestrzenny dodatni po stronie n będzie hamował dalszy dopływ nośników (dziur) dodatnich z obszaru p do n oraz ładunek ujemny po stronie p będzie hamował dalszy dopływ nośników (elektronów) ujemnych z obszaru n do p. tworzy się pole elektryczne reprezentowane przez barierę potencjału. Wysokość bariery, a więc różnica potencjałów, nazywana napięciem dyfuzyjnym. kT N a N d ln 2 ; (4.1) q ni gdzie: q – ładunek elektronu; k- stała Boltzmanna; T- temperatura bezwzględna; Na, Nd – koncentracja akceptorów i donorów; ni – koncentracja samoistna półprzewodnika. UD =
Gęstość ładunku nieskompensowanego po obu stronach bariery potencjału jest równa odpowiednim koncentracjom domieszek akceptorów i donorów (Na, Nd) w temperaturze pokojowej. Pole elektryczne wytworzone przez ładunek przestrzenny sprzyja przepływowi nośników mniejszościowych. Nośniki mniejszościowe (elektrony w obszarze p, dziury w obszarze n) powstają w wyniku generacji termicznej. Niektóre z nich dyfundują ku krawędziom warstwy zaporowej i „przechodzą” na drugą stronę. Oprócz prądów dyfuzyjnych nośników większościowych przez złącze płyną prądy unoszenia Ipu i Inu nośników mniejszościowych. Kierunki tych prądów są przeciwne do kierunków prądów dyfuzyjnych. a) W
p WC Wi WF WV
b)
n WC WF
p
n
W UD
Wi WC WF WV
Wi
WV ld
Rys. 4.1. Model pasmowy złącza. a) przed utworzeniem, b) po utworzeniu. n, p – typ półprzewodnika, WV – wierzchołek pasma podstawowego, WC – dno pasma przewodnictwa, WF – poziom Fermiego, Wi – poziom samoistny, ld – szerokość warstwy zaporowej, UD – napięcie dyfuzyjne. 25
W modelu pasmowym złącza powstaniu ładunku przestrzennego odpowiada przesuniecie położenia pasm energetycznych (rys. 4.1). Różnica poziomów jest proporcjonalna do napięcia dyfuzyjnego. Należy zwrócić uwagę na występowanie pewnego jednakowego i wspólnego poziomu dla obu części półprzewodnika. Jest to tzw. poziom Fermiego. Dla półprzewodnika typu n poziom ten leży w górnej połowie pasma zabronionego, dla półprzewodnika typu p – w dolnej połowie pasma zabronionego. Poziom Fermiego przesuwa się w kierunku pasma przewodnictwa (dla typu n) lub podstawowego (dla typu p) przy wzroście koncentracji domieszek. W półprzewodniku samoistnym poziom ten umieszczany jest w modelu w pobliżu środka pasma zabronionego. Stan równowagi złącza występuje gdy liczba unoszonych nośników mniejszościowych jest równa liczbie dyfundujących nośników większościowych. I pd + I pu = 0
I nd + I nu = 0 .
i
(4.2)
Szerokość warstwy zaporowej d zależy od wartości napięcia dyfuzyjnego i koncentracji domieszek w obu obszarach półprzewodnika (Na, Nd), jak również od tego, czy złącze jest liniowe, czy też skokowe. d= gdzie:
2ε N a + N d UD ; q Na Nd
(4.3)
ε = εr ε0 – przenikalność elektryczna półprzewodnika. Najczęściej szerokość warstwy zaporowej wynosi d = 0,1 ÷ 0,5 µm.
Jeżeli koncentracja domieszek jednego z obszarów jest mniejsza niż drugiego, to głębiej w obszar ten „wnikną” nośniki ładunku z obszaru drugiego i szerokość d2 > d1. 4.2. POLARYZACJA ZŁĄCZA p-n W KIERUNKU PRZEWODZENIA. Polaryzacja to stan, jaki występuje w złączu pod wpływem przyłożenia z zewnątrz różnych potencjałów do obydwu obszarów półprzewodnika. Jeżeli do półprzewodnika typu p przyłożymy potencjał dodatni, a do półprzewodnika typu n – potencjał ujemny (rys.4.2a), wówczas mówimy, że złącze jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia. Zmniejsza się bariera potencjału (rys. 4.2b) do wartości: U F = UD −U ;
przy czym: U – napięcie zewnętrzne, UD – napięcie dyfuzyjne.
26
(4.4)
Rys. 4.2. Złącze p-n spolaryzowane w kierunku przewodzenia. a) polaryzacja złącza, b) model pasmowy, c) gęstość nośników, d) prądy dyfuzyjne.
Maleje szerokość warstwy zaporowej (we wzorze 4.3 należy zamiast UD podstawić UD – U), maleją ładunek i natężenie pola elektrycznego. Zmniejszenie bariery potencjału powoduje wzrost prądu dyfuzyjnego, tj. wzrost liczby dziur przechodzących z obszaru p do obszaru n i elektronów przechodzących z obszaru n do obszaru p. Te dodatkowe nośniki są nazywane wstrzykniętymi nadmiarowymi nośnikami mniejszościowymi ∆p i ∆n. W chwili wprowadzenia przyciągają one nośniki o przeciwnym znaku – większościowe w danym obszarze. Koncentracja nośników nadmiarowych ∆p i ∆n zmniejsza się zatem wykładniczo w miarę oddalania się od warstwy zaporowej w wyniku rekombinacji z nośnikami większościowymi (rys. 4.2c). Wskutek niejednakowej koncentracji, wstrzyknięte nośniki mniejszościowe 27
dyfundują do obszarów o mniejszej koncentracji, a więc w kierunku doprowadzeń. Jednocześnie od strony doprowadzeń napływają nowe nośniki większościowe, wprowadzone przy polaryzacji złącza, zapewniające neutralizację ładunku wprowadzonego do poszczególnych obszarów. Prądy unoszenia Ipu i Inu praktycznie zostają niezmienne. W wyniku zwiększania składowej dyfuzyjnej prądu, w obwodzie zewnętrznym płynie prąd U qU I = I sat exp − 1 = I sat exp U T kT
− 1 ;
(4.5)
Isat – prąd nasycenia złącza, zależy od stałych fizycznych materiałowych oraz konstrukcyjnych złącza.
Symbol UT – oznacza potencjał termodynamiczny UT =
kT ; q
(4.6)
wynoszący ok. 26 mV przy T = 300K. 4.3. POLARYZACJA ZŁĄCZA p-n W KIERUNKU ZAPOROWYM. Złącze jest spolaryzowane w kierunku zaporowym wtedy, gdy do półprzewodnika typu n przyłożymy potencjał wyższy (plus), a do półprzewodnika typu p – niższy (minus) (rys. 4.3a). Napięcie zewnętrzne ma kierunek zgodny z kierunkiem napięcia UD. Następuje dalszy odpływ swobodnych nośników z obszaru otaczającego warstwę zaporową. Zwiększa się szerokość i wzrasta bariera potencjału (rys. 4.3b). UR = UD +U ;
(4.7)
Zwiększenie bariery potencjału powoduje zmniejszenie dyfuzji nośników, czyli zmniejszenie koncentracji nośników wprowadzanych na drugą stronę złącza (rys. 4.3c). Bariera ta nie stanowi „przeszkody” dla przepływu prądu unoszenia – prądu wstecznego. Jest on jednak niewielki 10 –6 ÷ 10 -12 A i bardzo nieznacznie zależy od wartości przyłożonego napięcia, zależy natomiast od temperatury złącza i technologii jego wytwarzania. Zależność prądu I od napięcia zewnętrznego U przy polaryzacji w kierunku zaporowym jest analogiczna z wzorem (4.5), z tym że przy polaryzacji w kierunku przewodzenia napięcie U jest dodatnie, a przy polaryzacji w kierunku zaporowym jest ujemne. Charakterystyka prądowo – napięciowa pokazana została na rysunku 4.4. 28
Rys. 4.3. Złącze p-n spolaryzowane w kierunku zaporowym. a) polaryzacja złącza, b) model pasmowy, c) gęstość nośników.
Rys. 4.4. Charakterystyka prądowo – napięciowa złącza p-n
29
4.4. ZJAWISKO TUNELOWE. Zjawisko tunelowe występuje w złączach bardzo silnie domieszkowanych, przy polaryzacji złącza w kierunku przewodzenia (rys. 4.5).
Rys. 4.5. Zjawisko tunelowe.
W modelu pasmowym, dno podstawowego półprzewodnika typu p jest powyżej wierzchołka pasma przewodnictwa półprzewodnika typu n. Takie ustawienie pozwala na przejście tunelowe nośników z jednego półprzewodnika (p) do drugiego (n), natomiast utrudnione jest w przeciwną stronę, nawet przy bardzo małym napięciu polaryzacji. Na początku wzrost napięcia polaryzującego złącze w kierunku przewodzenia powoduje wzrost prądu w złączu (odc.2). Zwiększając dalej napięcie przewodzenia, prąd tunelowy maleje do zera, ponieważ podnosi się poziom Wc w półprzewodniku typu n – maleje napięcie na warstwie zaporowej. Pod wpływem zjawiska tunelowego coraz mniej nośników może przepływać z obszaru p do n. W związku z czym powstaje na charakterystyce prądowo – napięciowej odcinek o ujemnej rezystancji dynamicznej (rys. 4.6, odc.3).
30
Rys. 4.6. Charakterystyka prądowo – napięciowa złącz p-n ze zjawiskiem tunelowym. 1 – Charakterystyka prądowo – napięciowa złącza p-n. 2 – Prąd tunelowy. 3 – odcinek charakterystyki o ujemnej rezystancji.
31
Rozdział V. DIODY PÓŁPRZEWODNIKOWE Dioda półprzewodnikowa to element wykonany z półprzewodnika, zawierającego jedno złącze – najczęściej p-n z dwiema końcówkami wyprowadzeń. Złączem nazywa się atomowo ścisły styk dwóch kryształów ciała stałego. Odległość między stykającymi się obszarami jest porównywalna z odległościami między atomami w kryształach. Diody są stosowane w układach analogowych i cyfrowych. W układach analogowych wykorzystywana jest zależność rezystancji dynamicznej od napięcia lub prądu wejściowego, lub też zmiany pojemności w funkcji napięcia. W układach cyfrowych istotne są właściwości przełączające diody. Diody półprzewodnikowe stosuje się w układach prostowania prądu zmiennego, w układach modulacji i detekcji, przełączania, generacji i wzmacniania sygnałów elektrycznych. Diody klasyfikujemy ze względu na: • materiał - krzemowe - germanowe • konstrukcję - ostrzowe i warstwowe - stopowe i dyfuzyjne - mesa - planarne i epiplanarne • strukturę fizyczną złącza - p-n - MS - Heterozłącza • zastosowanie - prostownicze - uniwersalne - impulsowe - stabilitrony – Zenera - pojemnościowe – warikapy i waraktory - tunelowe - mikrofalowe: detekcyjne i mieszające • przebiegające zjawiska - Zenera - Gunna - lawinowe - tunelowe 32
DIODY PÓŁPRZEWODNIKOWE KRZEMOWE
GERMANOWE
MAŁEJ MOCY
DETEKCYJNE
PROSTOWNICZE ŚREDNIEJ I DUŻEJ MOCY
FOTODIODY
MAŁEJ MOCY
MAŁEJ CZĘSTOTLIWOŚCI
LUMINENSCENCYJNE
PROSTOWNICZE ŚREDNIEJ I DUŻEJ MOCY
DUŻEJ CZĘSTOTLIWOŚCI
IMPULSOWE ZENERA
WARIKAPY I WARAKTORY
FOTODIODY
Rys. 5.1. Podział diod ze względu na zastosowanie.
Rys. 5.2. Charakterystyki prądowo – napięciowe diod. 1.Prostownicza (krzemowa). 2. Zenera (stabilitron). 3. Zwrotna (detekcyjna, mieszająca). 4. Tunelowa. Linią grubą zaznaczono typowy obszar pracy każdej diody.
33
5.1. DIODY PROSTOWNICZE Diody prostownicze są przeznaczone do prostowania napięcia bądź prądu przemiennego o małej częstotliwości. Prostowanie jest to przetwarzanie prądu przemiennego na prąd jednokierunkowy. Diody zaczynają przewodzić dopiero po przekroczeniu pewnej wartości napięcia w kierunku przewodzenia. Dla diod krzemowych wynosi ona ok. 0,7V, a dla germanowych ok. 0,3 V. Diody prostownicze są stosowane w układach prostowniczych urządzeń zasilających, przekształcających prąd zmienny w jednokierunkowy prąd pulsujący. W układzie prostowniczym dioda spełnia funkcję zaworu jednokierunkowego. Wykorzystuje się tutaj właściwość polegająca na różnicy zdolności przewodzenia prądu w kierunku wstecznym i w kierunku przewodzenia. Przez diodę prostowniczą na ogół płyną duże prądy w kierunku przewodzenia, dlatego też stosujemy diodę warstwową wykonaną z krzemu. Diody prostownicze mają małą rezystancję w kierunku przewodzenia – rzędu pojedynczych Ω, co pozwala na uzyskanie dużych sprawności prostowania. Mamy diody prostownicze takie jak: • • • • •
diody wysokiego napięcia, diody typowe, diody mocy, diody szybkiej mocy, stos diodowy,
Parametry charakteryzujące diody prostownicze • napięcie przewodzenia – UF, przy określonym prądzie przewodzenia, • prąd wsteczny – IR, przy określonym napięciu w kierunku zaporowym, • czas ustalania się prądu wstecznego – t, • pojemność – C, przy określonym napięciu przewodzenia. Dopuszczalne (graniczne) parametry: • maksymalny prąd przewodzenia – I0; • szczytowe napięcie wsteczne – URWM; • parametr przeciążeniowy – I2t, podawany dla diod mocy.
34
Diody prostownicze wykonuje się głównie z krzemu. Wartość prądu płynącego przez diodę spolaryzowaną w kierunku przewodzenia jest 106 – 108 razy większa od wartości prądu w kierunku zaporowym. Diody prostownicze ze względu na wydzielaną w nich moc dzielimy na: • małej mocy – (>1 W), • średniej mocy – (1 – 10W), • dużej mocy – (<10 W), a)
b)
(+)
IF I0
URWM
(-)
0 IR(URWM) UF(I0)
UR
IR
c) I
0
U
Rys. 5.3. Dioda prostownicza. a) symbol diody prostowniczej, b) charakterystyka prądowo – napięciowa diody prostowniczej – rzeczywista, c) charakterystyka prądowo – napięciowa diody prostowniczej – aproksymująca. Gdzie: URWM – maksymalne napięcie wsteczne, UF – napięcie przewodzenia, I0 – maksymalny prąd przewodzenia.
35
UF
Diody, przez które płynie prąd o wartości większej niż 10 A mają radiator, który odprowadza wydzielane ciepło do otoczenia. Gdy zastosowanie radiatora jest niewystarczające wtedy należy diodę chłodzić wymuszonym opływem powietrza, a nawet specjalną cieczą. Jeżeli chcemy uzyskać większy prąd przewodzenia przy tym samym napięciu, to możemy połączyć diody równolegle. Jeśli chcemy mieć dodatkowo jednakowe prądy płynące przez poszczególne diody, to do każdej z nich dołączamy szeregowo rezystor o niewielkiej wartości. Jeśli chcemy zwiększyć napięcie wsteczne przy tym samym prądzie, to w miejsce jednej diody wstawiamy kilka diod połączonych szeregowo. 5.2. DIODY ZENERA
STABILIZACYJNE
(STABILITRONY)
–
DIODY
Diody Zenera to diody przeznaczone do stabilizacji lub ograniczenia napięcia. Diody stabilizacyjne pracują przy polaryzacji w kierunku zaporowym, charakteryzując niewielkimi zmianami napięcia pod wpływem dużych zmian prądu. Diody te stosuje się w układach stabilizacji napięć, w ogranicznikach amplitudy, w układach źródeł napięcia odniesienia itp. Parametry charakteryzujące diody stabilizacyjne • napięcie stabilizacji - UZ, • prąd stabilizacji – IZ, • napięcie przewodzenia – UF, przy określonym prądzie przewodzenia, • prąd wsteczny diody – IR, przy określonym napięciu wstecznym, • rezystancja dynamiczna – rZ, której wartość zmienia się w zależności od napięcia stabilizacji: rZ =
∆U Z ; ∆I Z
Rezystancja dynamiczna zależy od wartości napięcia stabilizacji i prądu stabilizacji. Wynosi ona od kilku do kilkudziesięciu omów. Minimalną rezystancję dynamiczną mają diody o napięciu stabilizacji UZ = 6 ÷ 8 V. • temperaturowy współczynnik napięcia stabilizacji – αUz,
αUZ =
1 ∆U Z U Z ∆T
I Z = const ;
36
Zależy od napięcia stabilizacji. Ma wartość ujemną dla diod z przebiciem Zenera (UZ < 5 V), a dodatnią dla diod z przebiciem lawinowym (UZ > 7 V). a)
b)
c)
(+)
R rZ
Uwe
DZ Uwy
UZ
(-) d)
Rys. 5.4. Dioda stabilizacyjna: a) symbol diody stabilizacyjnej, b) Schemat zastępczy. c) Schemat stabilizatora napięcia z diodą stabilizacyjną. d) Charakterystyka prądowo – napięciowa diody stabilizacyjnej. Przy czym UZ – napięcie stabilizacji, UF – napięcie przewodzenia, IR – prąd wsteczny, rZ – rezystancja dynamiczna.
5.3. DIODY POJEMNOŚCIOWE Diody pojemnościowe (warikapy i waraktory) pracują przy polaryzacji zaporowej, charakteryzując się zmienną pojemnością w funkcji przyłożonego napięcia. Stosowane w układach powielania częstotliwości, modulacji częstotliwości, we wzmacniaczach parametrycznych i w układach strojenia obwodów rezonansowych wysokiej częstotliwości za pomocą napięcia. Warikapy stosuje się do przestrajania obwodów rezonansowych. Waraktory natomiast stosuje się w układach parametrycznych, we wzmacniaczach lub powielaczach częstotliwości oraz układach mikrofalowych. Ze względu na małe wymiary, dużą wytrzymałość na udary i 37
małą zależność od zmian temperatury, mogą one w wielu przypadkach zastąpić kondensatory zmienne lub ceramiczne. a)
b)
(+)
Cj
Cmax
(-) Cmin UR
URWM
0
U
Rys. 5.5. Dioda pojemnościowa. a) symbol diody pojemnościowej, b) charakterystyka pojemnościowo – napięciowa diody pojemnościowej. Gdzie : URWM – maksymalne napięcie wsteczne, Cmax – pojemność określona przy minimalnym napięciu, Cmin – pojemność określona przy maksymalnym napięciu.
Parametry charakteryzujące diody pojemnościowe. • • • •
prąd wsteczny – IR, przy określonym napięciu zaporowym; pojemność złącza – Cj, przy określonym napięciu wstecznym; stosunek pojemności minimalnej – Cmin do maksymalnej – Cmax; rezystancja szeregowa – rs, przy określonym napięciu wstecznym, lub dobroć – Qc (podaje się dla warikapów); • maksymalna częstotliwość – fc (podaje się dla waraktorów);
Graniczne parametry diod: • maksymalne napięcie wsteczne – URWM; • maksymalny prąd przewodzenia – I0 (dla warikapów); • maksymalna moc – Ptot (dla waraktorów).
38
5.4. DIODY PRZEŁĄCZAJĄCE Do diod przełączających (impulsowych) zliczamy diody: tunelowe, ładunkowe, ostrzowe, Schottky’ego. Diody impulsowe wykorzystuje się w układach cyfrowych do przełączania sygnałów; w układach impulsowych diody pracują jako selektory impulsów. Diody ładunkowe i ostrzowe umożliwiają formowanie impulsów prostokątnych o bardzo krótkim czasie narastania i opadania. Parametry charakteryzujące diody przełączające: • • • •
pojemność diody – C, napięcie przewodzenia – UF, prąd wsteczny – IR, czas ustalania się prądu wstecznego – trr.
Parametrem granicznym diody przełączającej jest maksymalne napięcie wsteczne – URWM.
Rys. 5.6. Charakterystyki prądowo – napięciowe. 1 – dioda zwrotna, 2 – dioda ostrzowa, 3 – dioda Schottky’ego.
39
5.5. DIODA TUNELOWA Diody tunelowe są stosowane między innymi w przełącznikach, we wzmacniaczach o małych szumach i w generatorach mikrofalowych, które wykorzystują ujemną rezystancję diody, a także w wielu układach impulsowych o dużej szybkości działania. Ujemna rezystancja występuje na pewnym odcinku charakterystyki pokazanej na rysunku 5.7. Odcinek charakterystyki I = f(U) w zakresie którego występuje rezystancja ujemna, określony jest przez współrzędne dwóch punktów: P = (Ip, Up) – punkt szczytu,
V = (IV, UV) – punkt doliny.
Działanie diody tunelowej oparte jest na zjawisku tunelowym. Zjawisko to zostało omówione w rozdziale IV „Złącze p-n ”. Przy bardzo małych wartościach napięć w kierunku przewodzenia (ok.50mV- ok.350mV) prąd zaczyna szybciej rosnąć niż w zwykłej diodzie. Przy wzroście napięcia do punktu P (punktu szczytu), prąd zaczyna maleć aż osiągnie punkt V (punkt doliny). W tym zakresie dioda wykazuje rezystancje ujemną. Dalszy wzrost napięcia powoduje wzrost prądu. Charakterystyka diody tunelowej pokrywa się z charakterystyką diody zwykłej. W zależności z czego wykonana jest dioda, punkt szczytu i punkt doliny przesuwa się w prawo. a)
b)
(+)
I
P
IP
V IV
(-)
UP
UV
UFP
U
Rys. 5.7. Dioda tunelowa. a) symbol diody tunelowej, b) charakterystyka prądowo – napięciowa diody tunelowej. Gdzie: UP, UFP – napięcia w kierunku przewodzenia odpowiadające prądowi szczytu(IP), V – punkt doliny i odpowiadający jej prąd (IV) i napięcie (UV).
40
Parametry charakteryzujące diodę tunelową: • napięcie i prąd punktu doliny – UV, IV; • napięcie i prąd punktu szczytu – UP, IP; • stosunek prądu szczytu do prądu doliny (nie jest on zawsze podawany); • rezystancja dynamiczna – rz (minimalna lub średnia); • pojemność warstwy zaporowej – Cr Parametrem dopuszczalnym jest maksymalny prąd w kierunku przewodzenia i w kierunku zaporowym.
41
Rozdział VI.TRANZYSTORY BIPOLARNE Tranzystorem bipolarnym zwany też warstwowym, stanowi kombinacją dwóch półprzewodnikowych złączy p-n, wytworzonych w jednej płytce półprzewodnika. Procesy zachodzące w jednym złączu oddziałują na drugie, a nośnikami ładunku elektrycznego są dziury i elektrony. Tranzystory bipolarne wykonywane są najczęściej z krzemu, rzadziej z germanu. Ze względu na kolejność ułożenia warstw półprzewodnika rozróżniamy: • tranzystory p-n-p (rys.6.1a), • tranzystory n-p-n (rys.6.1b). Mogą one być z: • jednorodną bazą (dyfuzyjny), • niejednorodną bazą (dryfytowy). Zasada działania tranzystora n-p-n i p-n-p jest jednakowa, różnice występują tylko w polaryzacji zewnętrznych źródeł napięcia i kierunku przepływu prądów. Tranzystor bipolarny składa się z trzech obszarów o przeciwnym typie przewodnictwa, co powoduje powstanie dwóch złączy: p-n i n-p. W tranzystorze bipolarnym poszczególne obszary półprzewodnika mają swoją nazwę: B – baza, E – emiter, C – kolektor. A złącza nazywa się • złączem emiterowym (złącze emiter-baza); • złączem kolektorowym (złącze baza-kolektor). Struktura półprzewodnikowa tranzystora jest umieszczana w hermetycznie zamkniętej obudowie metalowej, ceramicznej lub plastykowej. Obudowa ta chroni przed uszkodzeniami mechanicznymi, jak również spełnia inne funkcje, np. w tranzystorach średniej i dużej mocy umożliwia skuteczne odprowadzenie ciepła. a) E
E
B
C
p
n
p
C
b)
E
B
C
E
n
p
n
B
B E
C
E
C
B
B Rys. 6.1. Model struktury i symbole graficzne tranzystora bipolarnego. a) p-n-p, b) n-p-n.
42
C
6.1. PODZIAŁ TRANZYSTORÓW BIPOLARNYCH. Ze względu na wydzielaną moc, tranzystory dzielimy na: • Małej mocy – do 0,3 W. • Średniej mocy – do 5 W. • Dużej mocy – powyżej 5 W, nawet do 300 W. Ze względu na maksymalną częstotliwość generacji, tranzystory dzielimy na: • Małej częstotliwości – do kilkudziesięciu MHz. • Wielkiej częstotliwości – nawet do kilku GHz. 6.2. ZASADA DZIAŁANIA TRANZYSTORA. Działanie tranzystora bipolarnego rozpatrzymy na przykładzie polaryzacji normalnej tranzystora, tzn. gdy złącze emiter-baza jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia, a złącze baza-kolektor spolaryzowane w kierunku zaporowym. Stan taki jest zapewniony, gdy spełniona jest zależność między potencjałami na poszczególnych elektrodach: - VE < VB < VC – dla tranzystora n-p-n; - VE > VB > VC – dla tranzystora p-n-p. Na rysunku 6.2 pokazano rozpływ prądów i spadki napięć między poszczególnymi elektrodami.
n-p-n
p-n-p
Rys. 6.2. Oznaczenie rozpływu prądu w tranzystorze i spadki napięcia na nim. IB – prąd bazy, IC – prąd kolektora, IE – prąd emitera, UCE – napięcie kolektor-emiter, UBE – napięcie baza-emiter, UCB – napięcie kolektor-baza, VE – potencjał emitera, VB – potencjał emitera, VC – potencjał kolektora.
43
Zasada działania tranzystora n-p-n.
Rys. 6.3. Zasada działania tranzystora n-p-n. IB – prąd bazy, IC – prąd kolektora, ICBO –zerowy prąd kolektora, IE – prąd emitera, E – emiter, B – baza, C – kolektor.
W wyniku przyłożenia napięć do elektrod tranzystora, elektrony jako nośniki większościowe przechodzą z emitera do bazy, gdzie stają się nośnikami mniejszościowymi i część z nich rekombinuje z dziurami wprowadzanymi przez kontakt bazy. Elektrony przechodzące przez złącze emiter-baza mają określone prędkości i jeżeli obszar bazy jest wąski, to prawie wszystkie przejdą do kolektora, gdzie staną się ponownie nośnikami większościowymi i zostaną usunięte z obszaru kolektora do obwodu zewnętrznego. Stosunek ilości nośników (elektronów) przechodzących do kolektora, do ilości nośników (elektronów) wstrzykiwanych z emitera do bazy, nazywamy współczynnikiem wzmocnienia prądowego i oznaczamy α. Jeżeli złącze kolektor-baza jest spolaryzowane w kierunku zaporowym, tzn. kolektor ma wyższy potencjał niż baza, to pole elektryczne występujące w tym złączu powoduje unoszenie nośników z obszaru bazy do obszaru kolektora. Wartość prądu płynącego przez kolektor może być regulowana przez zmianę wysokości bariery złącza emiterowego, czyli przez zmianę napięcia polaryzującego złącze emiter-baza. Przez złącze baza-kolektor płynie prąd związany z polaryzacją, tzw. Prąd zerowy kolektora – ICBO. Płynie on nawet wtedy gdy złącze baza-emiter nie jest spolaryzowane (IE = 0). Przez tranzystor płynie również prąd zerowy ICBO, gdy IB = 0.
44
I E = I B + IC ; I C = α ⋅ I E + I CBO ;
(6.1)
I B = (1 − α )I E − I CEO ;
α = β (β + 1) ;
β = α 1−α ;
lub
(6.2)
I C = β ⋅ I B + I CEO .
(6.3)
gdzie: α - współczynnik wzmocnienia prądowego (0,952 ÷ 0,998), β - współczynnik wzmocnienia prądowego, który jest stosunkiem ilości nośników wstrzykiwanych do kolektora do ilości nośników w bazie (β = 20 ÷ 850). Tabela 6.1
Związki między prądami tranzystora
IB
IB
IC
IE
1
β
1+β 1+β 1
1
IC
β
1
IE
1 1+β
β
1) I E = I C + I B ;
1+β
2) I C = I E − I B ; α=
1.
I E = IC + I B ;
β
IC ; IE
β=
β=
3) I B = I E − I C ; IC ; IB
IC ; IB
IE = β ⋅ IB + IB ; I E = I B (β + 1) ;
45
IC = β ⋅ I B ;
β=
IC = I E − I B ;
2.
IC = I E −
IC
β
IC ; IB
IB =
IC
β
;
I C (β + 1) = I E β ;
;
I C (β + 1) = I E β ; IC = I E
β +1
; I B (1 + β ) = I E ;
IB = IE − β ⋅ IB ;
I B = I E − IC ;
3.
β
IB =
IE ; 1+ β I E = IC +
I E = IC + I B ;
4.
IE =
I C (β + 1)
β
IC
β
;
.
6.3. UKŁADY PRACY TRANZYSTORA. Zależnie od doprowadzenia i wyprowadzenia sygnału rozróżniamy trzy sposoby włączenia tranzystora do układu: • układ ze wspólnym emiterem OE (WE) , • układ ze wspólną bazą OB (WB), • układ za wspólnym kolektorem OC (WC). a)
b)
c) WB
WE C
E
WC C
C B
B
E
B
Rys. 6.4. Układy pracy tranzystora. a) ze wspólnym emiterem (OE), b) ze wspólną bazą (OB.), c) ze wspólnym kolektorem (OC).
46
E
Wybór układu pracy tranzystora jest zależny od przeznaczenia i rodzaju zastosowanego tranzystora. Tranzystor pracujący w układzie OE charakteryzuje się: • dużym wzmocnieniem prądowym ( β = I C I B ), • dużym wzmocnieniem napięciowym, • dużym wzmocnieniem mocy. Napięcie wyjściowe w układzie OE jest odwrócone w fazie o 180° w stosunku do napięcia wejściowego. Rezystancja wejściowa jest rzędu kilkuset Ω a wyjściowa wynosi kilkadziesiąt kΩ. Tranzystor pracujący w układzie OB charakteryzuje się: • małą rezystancją wejściową, • bardzo dużą rezystancją wyjściową, • wzmocnienie prądowe blisko jedności ( α = I C I E ). Tranzystor w tym układzie pracuje przy bardzo dużych częstotliwościach granicznych. Tranzystor pracujący w układzie OC charakteryzuje się: • dużą rezystancją wejściową – co ma istotne znaczenie we wzmacniaczach małej częstotliwości, • wzmocnieniem napięciowym równym jedności, • dużym wzmocnieniem prądowym ( β + 1 = I E I B ). 6.4. CHARAKTERYSTYKI STATYCZNE TRANZYSTORA Właściwości tranzystora opisują rodziny charakterystyk statycznych i parametry dynamiczne. Charakterystyki statyczne przedstawiają zależności między prądami: emiter, kolektora, bazy i napięciami: baza-emiter, kolektoremiter, kolektor-baza. Rozróżniamy cztery rodziny charakterystyk statycznych: -
wejściowa (U1 = f (I1), przejściowa (I2 = f (I1), wyjściowa (I2 = f (U2), zwrotna (U1 = f (U2),
przy U2 = const), przy U2 = const), przy I1 = const), przy I1 = const). 47
Znając dwie charakterystyki (wejściową i wyjściową) możemy wyznaczyć dwie pozostałe. Postać charakterystyki wejściowej i wyjściowej jest taka sama, jak charakterystyki złącza półprzewodnikowego spolaryzowanego w kierunku przewodzenia i w kierunku zaporowym. 6.4.1. CHARAKTERYSTYKI STATYCZNE TRANZYSTORA PRACUJĄCEGO W UKŁADZIE OB. Na rysunku 6.5 przedstawiono rodzinę charakterystyk statycznych tranzystora w układzie OB, w którym I1 = IE, U1 = UEB, I2 = IC, U2 = UCB. Charakterystyki wejściowe w rzeczywistości nie przecinają się w jednym punkcie, spowodowane jest to spadkiem napięcia jakie istnieje na rezystancji rozproszonej bazy rbb. Występujące przesunięcie charakterystyk względem siebie jest związane ze zjawiskiem Early’ego – modulacja szerokości bazy. Jest to tzw. oddziaływanie wsteczne w tranzystorze, które silniej występuje w tranzystorach z jednorodną bazą. Natomiast przesunięcie charakterystyk wyjściowych jest związane ze sterowaniem prądu kolektora przez prąd emitera.
Rys. 6.5. Charakterystyki statyczne tranzystora p-n-p w układzie OB.
Charakterystyka wyjściowa osiąga nasycenie, nie jest płaska lecz nieznacznie wzrasta, co jest spowodowane modulacją efektywnej szerokości bazy.
48
Charakterystyki przejściowe, to linie nachylone pod kątem α - współczynnik wzmocnienia prądowego. Charakterystyki zwrotne powinny być liniami prostymi, równoległymi do osi napięcia UCB, jednak tak nie jest w wyniku oddziaływania wstecznego w tranzystorze. Wpływ modulacji szerokości bazy jest tym silniejszy, im większy jest prąd emitera. 6.4.2. CHARAKTERYSTYKI STATYCZNE TRANZYSTORA PRACUJĄCEGO W UKŁADZIE OE. Na rysunku 6.6 przedstawiono rodzinę charakterystyk statycznych tranzystora w układzie OE, w którym I1 = IB, U1 = UBE, I2 = IC,, U2 = UCE. Przesunięcie charakterystyk wejściowych względem siebie jest związane z modulacją szerokości bazy, natomiast przesunięcie charakterystyk wyjściowych jest spowodowane oddziaływaniem prądu bazy na prąd kolektora. Podobnie jak w układzie OB. Charakterystyki osiągają nasycenie, a ich nachylenie nie jest stałe, ale rośnie. Jest większe niż w układzie OB, gdyż część napięcia UCE polaryzuje złącze emiter-baza.
Rys. 6.6. Charakterystyki statyczne tranzystora n-p-n w układzie OE.
Charakterystyka przejściowa jest linią prostą o nachyleniu β - współczynnik wzmocnienia prądowego. Charakterystyki zwrotne są podobne do charakterystyk zwrotnych w układzie OB.
49
6.5. STAN PRACY I PARAMETRY TRANZYSTORA. Tranzystor składa się z dwóch złączy p-n, które mogą być spolaryzowane w kierunku przewodzenia jak i w kierunku zaporowym. W związku z tym wyróżniamy cztery stany pracy tranzystora (tab.6.2). 1. 2. 3. 4.
Aktywny. Nasycenia. Zatkania. Inwersyjny. Tabela 6.2
Stan pracy tranzystora i odpowiadająca im polaryzacja złącza
Stan tranzystora
Kierunki polaryzacji złączy tranzystora złącze emiter – baza
złącze kolektor – baza
Zatkanie
zaporowy
zaporowy
Przewodzenie aktywne
przewodzenia
zaporowy
Nasycenie
przewodzenia
przewodzenia
Przewodzenie inwersyjne
zaporowy
przewodzenia
Tranzystor pracujący w układach analogowych musi być w stanie aktywnym, natomiast w układach cyfrowych w stanie zatkania lub nasycenia. Parametry tranzystorów. - Parametry statyczne. Parametry określające zależności między prądami i napięciami stałymi doprowadzanymi do tranzystora – rezystancja rozproszenia bazy, współczynnik wzmocnienia prądowego, prądy zerowe. Umożliwiają określenie punktu pracy tranzystora. - Parametry graniczne. Określają dopuszczalne wartości: napięć, prądów, temperatury i mocy, które mogą wystąpić w tranzystorze, a
50
ich przekroczenie spowoduje uszkodzenie lub zniszczenie tranzystora. - Parametry charakterystyczne. To typowe wartości określające tranzystor – prądy, napięcia. Współczynnik wzmocnienia prądowego, rezystancja bazy, pojemności złączowe, pulsacja graniczna. - Parametry maksymalne. Największe wartości prądów lub napięć. W przypadku przekroczenia określonej wartości gwałtownie pogarszają się pozostałe parametry tranzystora, ale nie następuje jego uszkodzenie. - Parametry dynamiczne. Określają właściwości tranzystora w wybranym punkcie pracy, gdy zostanie on wysterowany przemiennym napięciem lub prądem – czasy włączenia i wyłączenia tranzystora. Najważniejsze parametry tranzystorów bipolarnych: - Wzmocnienie prądowe. W układzie OE przy określonym prądzie kolektora i napięciu kolektor-emiter; - Napięcie nasycenia. Przy określonym prądzie bazy i kolektora; - Prąd zerowy. Przy określonym napięciu kolektor-baza lub kolektor-emiter; - Częstotliwość graniczna; - Pojemność złącza kolektorowego; - Czas wyłączenia; - Stała czasowa związana z rezystancją rozproszoną bazy; - Maksymalna moc wydzielana. Zastosowanie tranzystorów. Przy produkcji tranzystorów dąży się do osiągnięcia jak największej wartości iloczynu wydzielanej mocy i maksymalnej częstotliwości generacji. Dużą wartość wydzielanej mocy mają tranzystory, których powierzchnia złącza baza-kolektor jest duża. Natomiast dużą wartością częstotliwości generacji odznaczają się tranzystory o bardzo małej rezystancji rozproszonej bazy i pojemności złącza kolektorowego oraz o bardzo dużej częstotliwości granicznej. Układy elektroniczne z tranzystorami germanowymi mogą być zasilane ze źródeł o niższym napięciu około 1,5 V, natomiast z tranzystorami krzemowymi mogą być zasilane ze źródeł o napięciu około 6 V. Tranzystory germanowe mogą pracować w układach, gdzie pracują przy większych częstotliwościach niż tranzystory krzemowe. Tranzystory germanowe
51
charakteryzują się mniejszymi napięciami na złączach w stanie przewodzenia i większymi prądami zerowymi niż tranzystory krzemowe 6.6. SCHEMATY ZASTĘPCZE TRANZYSTORA Schematy zastępcze tranzystora stosujemy, wtedy gdy chcemy przeprowadzić analizę pracy danego układu elektronicznego. Rozróżniamy trzy podstawowe schematy zastępcze tranzystora: - Typu Π. - Hybrydowy. - Ebersa – Molla. Schemat zastępczy typu Π tranzystora jest stosowany przy określaniu punktu pracy i parametrów roboczych układów elektronicznych – rezystancja wejściowa i wyjściowa, wzmocnienie. Schemat hybrydowy służy również do określania parametrów układów elektronicznych. Wartości parametrów h określa się korzystając z charakterystyk statycznych tranzystora. Model Ebersa – Molla jest wykorzystywany do analizy pracy układów impulsowych i cyfrowych. Schemat zastępczy hybrydowy. Tranzystor traktujemy jako czwórnik i napięcie na wejściu i prąd wyjściowy tranzystora pracującego w układzie OE jest opisany następująco: U BE = h11I B + h12U CE , I C = h21I B + h22U CE ,
przy czym: h11 =
U BE IB
- impedancja wejściowa przy zwartym wyjściu, U CE = 0
h12 =
U BE U CE
- współczynnik przenoszenia wstecznego przy rozwartym wejściu, IB = 0
52
h21 =
IC IB
- współczynnik przenoszenia prądowego przy zwartym wyjściu, U CE = 0
h22 =
IC U CE
- admitancja wyjściowa przy rozwartym wejściu. IB = 0 IB
IC
h11
C
B UBE
h12UCE
∼
h21IB
h22
UCE
E
Rys.6.7. Schemat zastępczy hybrydowy tranzystora. Rys. 6.8. Sposób wyznaczania parametrów h tranzystora h11 = tgα11, h12 = tgα12, h21 = tgα21, h22 = tgα22, Q – punkt pracy.
53
Rozdział VII. TRANZYSTORY POLOWE – JFET Tranzystor polowe, nazywane również tranzystorami unipolarnymi, stanowią grupę kilku rodzajów elementów, których wspólną cechą jest pośrednie oddziaływanie pola elektrycznego na rezystancję półprzewodnika lub na rezystancję cienkiej warstwy nieprzewodzącej. Do tej grupy zaliczamy tranzystory, których prąd wyjściowy jest funkcją pola elektrycznego istniejącego pod wpływem napięcia sterującego wejściowego. Teoretycznie sterowanie pracą tranzystora polowego może odbywać się bez poboru mocy. W działaniu elementu udział bierze tylko jeden rodzaj nośników ładunku, stąd nazwa polowy (unipolarny). Tranzystory polowe, zwane w skrócie FET (ang. Field Effect Transistor), mają kanał typu P lub kanał typu N, który może być wzbogacony lub zubożony. W tranzystorach z kanałem typu N nośnikami prądu są elektrony, a w tranzystorach z kanałem typu P nośnikami prądu są dziury. W tranzystorach polowych między elektrodami płynie prąd nośników jednego rodzaju, prąd nośników większościowych. Wartość prądu przepływającego przez tranzystor polowy jest zależna od wartości napięcia przyłożonego między źródłem a drenem oraz od wartości rezystancji kanału, która wyrażona jest wzorem: R=
1 l ; qµN hw
gdzie: µ, N – ruchliwość i koncentracja nośników w kanale, l, h, w – wymiary kanału.
Tranzystorów polowe dzielimy na: • Tranzystory polowe złączowe – JFET (ang. Junction FET), • Tranzystory polowe z izolowaną bramką – IGFET lub MOSFET (ang. Insulated Gate FET lub Metal Oxide Semiconductor FET). • Tranzystory polowe cienkowarstwowe TFT (ang. Thin Film Transistor). W tranzystorach polowych elektrody mają swoją nazwę i określony symbol: • Źródło (ang. Source), oznaczone literą S. Jest elektrodą z której wypływają nośniki ładunku do kanału. Prąd źródła oznacza się jako Is. • Dren (ang. Drain), oznaczone literą D. Jest elektrodą do której dochodzą nośniki ładunku. Prąd drenu – ID, napięcie dren-źródło – UDS. 54
• Bramka (ang. Gate), oznaczone literą G. Jest elektrodą sterującą przepływem ładunków. Prąd bramki – IG, napięcie bramka-źródło – UGS. 7.1. TRANZYSTORY POLOWE ZŁĄCZOWE – JFET. Tranzystor polowy złączowy składa się zasadniczo z warstwy półprzewodnika typu n – w tranzystorach z kanałem typu N lub z półprzewodnika typu p – w tranzystorach z kanałem typu P. Warstwa ta tworzy kanał. Do obu końców kanału dołączone są elektrody. Symbole graficzne przedstawiono na rysunku 7.1. Tranzystor może być także wzbogacany lub zubożany. Tranzystory te należy polaryzować tak, aby: • nośniki poruszały się od źródła do drenu, • złącze bramka-kanał było polaryzowane zaporowo. a)
b)
G
D S
G
D S
Rys. 7.1. Symbole graficzne tranzystora polowego złączowego JFET. a) z kanałem typu N, b) z kanałem typu P.
7.2. ZASADA DZIAŁANIA TRANZYSTORA POLOWEGO JFET Źródło i dren tranzystora polowego są spolaryzowane tak, aby umożliwić przepływ nośników większościowych przez kanał w kierunku od źródła do drenu. W tranzystorze z kanałem typu P od źródła do drenu przepływają dziury, a w tranzystorze z kanałem typu N od źródła do drenu przepływają elektrony. Złącze bramka-kanał w obu tranzystorach powinny być spolaryzowane w kierunku zaporowym. Zasada działania tranzystora polowego JEFT pokazana jest na rysunku 7.2. Jeżeli napięcie UGS = 0 i UDS ma małą wartość (rys.7.2a), to prąd zmienia się liniowo w funkcji przykładnego napięcia – tranzystor zachowuje się jak rezystor. Podczas narastania napięcia UDS złącze kanał-bramka (PN) jest coraz silniej polaryzowane zaporowo, przy czym polaryzacja ta jest silniejsza w pobliżu drenu (rys.7.2b). Przy pewnej wartości napięcia UDS. = UDssat = Up, następuje zamknięcie (odcięcie) kanału (rys.7.2c) przy drenie.
55
Dalszy wzrost napięcia powoduje, że kanał jest zamykany coraz bliżej źródła (punkt Y – Y’). Przyrost napięcia rozkłada się na warstwie zaporowej, nie powodując dalszego wzrostu prądu. Rozszerza się warstwa zaporowa, czyli zwiększa głębokość jej wnikania w kanał. Tranzystor wchodzi w stan nasycenia, a prąd przez niego płynący jest prądem nasycenia. Ze wzrostem napięcia UGS: • maleje wartość płynącego przez tranzystor prądu; • przy mniejszych wartościach napięcia UDS następuje zamknięcie kanału, czemu odpowiada mniejsza wartość prądu nasycenia (rys.7.2b).
Rys. 7.2. Zasada działania tranzystora polowego – JFET. a) brak polaryzacji, b) rozszerzenie się warstwy zaporowej w wyniku przyłożonego napięcia UDS., c) odcięcie kanału (Y), d) nasycenie tranzystora. Up = UGsoff – napięcie odcięcia kanału.
7.3.
PARAMETRY I CHARAKTERYSTYKI POLOWEGO JEFT.
TRANZYSTORA
Tranzystory polowe charakteryzują się: • parametrami statycznymi dla dużych wartości sygnałów, • parametrami dynamicznymi dla małych wartości sygnałów. Właściwości statyczne tranzystora polowego opisują rodziny charakterystyk przejściowych i wyjściowych. Charakterystyki tranzystora złączowego:
56
- charakterystyka przejściowa – przedstawia zależność prądu drenu ID od napięcia bramka-źródło UGS, przy ustalonej wartości napięcia dren-źródło UDS (rys.7.3). Charakterystyki przejściowe zależą od temperatury. Wielkościami charakterystycznymi krzywych są: 1. Napięcie odcięcia bramka-źródło UGS(off). Jest to napięcie jakie należy doprowadzić do bramki, aby przy ustalonym napięciu UDS nie płynął prąd drenu. 2. Prąd nasycenia IDSS. Jest to prąd płynący przy napięciu UGS = 0 i określonym napięciu UDS.
Rys. 7.3. Charakterystyka przejściowa tranzystora złączowego.
- Charakterystyka wyjściowa. Przedstawia zależność prądu drenu ID od napięcia dren-źródło UDS, przy stałym napięciu bramka-źródło UGS (rys.7.4).
57
Rys.7.4. Charakterystyka wyjściowa tranzystora złączowego. a – odpowiada stanowi z rys.7.2a, b – odpowiada stanowi z rys.7.2b, c – odpowiada stanowi z rys.7.2c, d – odpowiada stanowi z rys.7.2d.
Parametry statyczne: • • • •
prąd wyłączenia ID(off), rezystancja statyczna włączenia RDS.(on), rezystancja wyłączenia RDS.(off), prądy upływu.
Parametry graniczne: • dopuszczalny prąd drenu IDmax (od kilku do kilkudziesięciu miliamperów), • dopuszczalny prąd bramki IGmax, • dopuszczalne napięcie dren-źródło UDsmax (od kilku do kilkudziesięciu woltów) lub bramka-źródło UGsmax, • dopuszczalne straty mocy Ptotmax ≈ PDmax (od kilkudziesięciu do kilkuset miliwoltów). 7.4 SCHEMAT ZASTĘPCZY TRANZYSTORA ZŁĄCZOWEGO. Dla tranzystora złączowego możemy utworzyć schemat zastępczy (rys. 7.5).
58
Cgd Ig
Id
ggd
G Ugs
D Cgs
ggs
gds
Cds
gmUgs
S
Uds
S
Rys. 7.5. Schemat zastępczy tranzystora złączowego.
Na rysunku tym: Cgs, Cgd – pojemności warstwy zaporowej, ggs, ggd – konduktancje bramka-źródło i bramka-dren, gm – transkonduktancja, gds – konduktancja wyjściowa. Są one określone następującymi zależnościami: g m = βU DS
- transkonduktancja dla zakresu nienasycenia,
g m = β (U GS − U p )
- transkonduktancja dla zakresu nasycenia,
g ds = β (U GS − U p − U DS )
- konduktancja wyjściowa dla zakresu nienasycenia,
g ds = 0
- konduktancja dla zakresu nasycenia.
Częstotliwość maksymalna w tranzystorze zależy od czasu przelotu nośników przez kanał i od stałej czasowej ładowania pojemności kanał-bramka Cg, i jest równa częstotliwości granicznej fT =
1 . 2πrd C g
Maksymalna częstotliwość generacji f max = fT rd g m , przy czym rd oznacza rezystancję kanału.
59
7.5. TRANZYSTORY Z IZOLOWANĄ BRAMKĄ MOSFET. Tranzystor z izolowaną bramką (rys. 7.6) jest to najczęściej tranzystor o konstrukcji MIS (MOS) z kanałem typu N lub typu P, izolowanym od bramki warstwą dielektryka.
Rys. 7.6. Zasada działania tranzystora z izolowaną bramką. a) zakres liniowy, b)odcięcie kanału, c) nasycenie tranzystora. B – podłoże.
7.5.1. ZASADA DZIAŁANIA TRANZYSTORA MIS (MOS). Zasadę działania tranzystora MIS (MOS) omówimy na przykładzie najczęściej spotykanej polaryzacji, tj. przy zwartym źródle i podłożu. Jeżeli do bramki zostanie przyłożone napięcie dodatnie, to powstanie kanał wzbogacony, a jeśli ujemne, to powstanie kanał zubożony. W tranzystorze z kanałem wzbogaconym, wzrost napięcia UGS powyżej wartości napięcia progowego UT powoduje powstanie kanału. Napięcie progowe UT jest to napięcie, jakie należy przyłożyć do bramki, aby powstała warstwa inwersyjna. Każdy następny przyrost napięcia UGS powoduje przyrost ładunku wprowadzanego przez bramkę, który jest kompensowany ładunkiem nośników powstającego kanału. W tranzystorze z kanałem zubożonym, wzrost napięcia UGS powoduje silniejsze zubożenie kanału, aż wreszcie przy pewnej jego wartości, równej tzw. napięciu odcięcia UGsoff, kanał zanika. Jeżeli napięcia UDS i UGS będą porównywalne, to prąd drenu będzie zależny liniowo od napięcia UDS – kanał pełni wówczas funkcję rezystora liniowego (rys. 7.6a). Dalszy wzrost napięcia UDS powoduje, tak jak w tranzystorze złączowym, spadek napięcia na rezystancji kanału. W okolicy drenu następuje zmniejszanie inwersji, aż do całkowitego jej zaniku. Mówimy wtedy o odcięciu kanału. Wartość napięcia UDS, przy której następuje odcięcie kanału nazywamy napięciem nasycenia (rys. 7.6b). U DS = U GS − U T ; sat
60
Dalszy wzrost napięcia UDS nie powoduje już wzrostu prądu drenu, ale wpływa na odcięcie kanału bliżej źródła. Mówimy wówczas, że tranzystor pracuje w stanie nasycenia (rys. 7.6c). Tranzystor MOSFET to tranzystor polowy, w którym bramka jest oddzielona od kanału cienką warstwą izolacyjną, najczęściej utworzoną z dwutlenku SiO2. Dzięki odizolowaniu bramki, niezależnie od jej polaryzacji, teoretycznie nie płynie przez nie żaden prąd. Praktycznie w tranzystorach JEFT prądy bramki są rzędu 1pA ÷ 10nA, a w tranzystorach MOSFET ok. 103 razy mniejsze. Dlatego też w tranzystorach JEFT możemy uzyskać rezystancję wejściową układu równą 109 ÷ 1012 Ω, a w przypadku tranzystorów MOSFET rezystancja wejściowa jest równa 1012 ÷ 1016 Ω. W zależności od zjawisk fizycznych i od polaryzacji bramki, w tranzystorze tym może powstawać: - Kanał indukowany. Kanał w postaci warstwy inwersyjnej, np. kanał typu N ma bardzo dużo elektronów, a mało dziur. - Kanał wbudowany. Kanał w postaci warstwy akumulacyjnej wzbogacanej, np. kanał typu N ma dużo dziur i bardzo dużo elektronów, lub zubożonej, np. kanał typu N ma mało elektronów i mało dziur. Są one inaczej określane jako warstwy domieszkowane o przeciwnym typie przewodnictwa w stosunku do podłoża. W tranzystorach z kanałem wbudowanym przy napięciu UGS = 0 płynie pewien prąd, który zmniejsza się przy zwiększaniu napięcia sterującego bramki. Takie tranzystory nazywa się tranzystorami normalnie złączonymi lub pracującym na zasadzie zubożania nośników w kanale (tranzystory z kanałem zubożanym). W tranzystorach z kanałem indukowanym, gdy do bramki doprowadzi się napięcie ujemne w stosunku do podłoża, wówczas źródło zostaje oddzielone od drenu dwoma przeciwnie spolaryzowanymi złączami p-n. Jest to tzw. stan akumulacji. Prąd źródło-dren stanowi wtedy prąd wsteczny jednego ze złączy. Ma on znikomo małą wartość. Mały prąd płynie także przy UGS = 0. Dlatego też te tranzystory nazywane są tranzystorami normalnie wyłączonymi. Gdy do bramki doprowadzi się napięcie dodatnie w stosunku do podłoża, wówczas po przekroczeniu pewnej wartości, tzw. napięcia progowego UT, przy powierzchni półprzewodnika powstaje warstwa przeciwnego typu niż półprzewodnik stanowiący podłoże. Jest to warstwa inwersyjna. Warstwa ta stanowi zaindukowany kanał, który po doprowadzeniu napięcia polaryzującego źródło-dren – umożliwia przepływ prądu od źródła do drenu. Ze wzrostem napięcia UGS prąd drenu wzrasta. Tranzystory te nazywane są tranzystorami z kanałem wzbogaconym. 61
Tranzystory z kanałem zubożanym i tranzystory z kanałem wzbogacanym mogą mieć kanały typu N lub typu P. Istnieją cztery podstawowe rodzaje tranzystorów z izolowaną bramką (tab.7.1). Tabela 7.1
Rodzaje tranzystorów z izolowaną bramką.
7.6.CHARAKTERYSTYKI TRANZYSTORÓW MOSFET. Podstawowymi charakterystykami tranzystora MOSFET są: - Charakterystyka przejściowa. Zależność prądu drenu od napięcia bramka-źródło, przy stałym napięciu źródło-dren. - Charakterystyka wyjściowa. Zależność prądu drenu od napięcia źródło-dren, przy stałym napięciu bramka-źródło. Można je wyrazić następującymi zależnościami: - w zakresie liniowym prąd drenu ma postać: U2 I D = β (U GS − U T )U DS − DS ; 2
- w zakresie nasycenia prądu drenu ma postać: 62
ID =
β 2
(U GS − U T )2 ;
przy czym: β - współczynnik transkonduktancji (parametr zależny od właściwości tranzystora), UT – napięcie progowe.
Tranzystory MOSFET charakteryzują się tymi samymi parametrami co tranzystory JEFT. Tranzystory MOSFET mają czwartą elektrodę – podłoże, oznaczone symbolem B. Spełnia ona podobną rolę sterującą jak bramka. Jest ona oddzielona od kanału tylko złączem p-n. Gdy nie korzysta się z funkcji podłoża, wówczas łączy się je ze źródłem. Połączenie to może być wykonane wewnątrz obudowy i wtedy nie ma wyprowadzenia na zewnątrz. Zalety tranzystorów polowych: • duża rezystancja wejściowa, • małe szumy w porównaniu z tranzystorami bipolarnymi (w zakresie małych i średnich częstotliwości), • możliwość autokompensacji temperaturowej, • odporność na promieniowanie, • małe wymiary powodują, że są one coraz powszechniej stosowane w układach analogowych i cyfrowych. Tranzystory mogą pracować w trzech podstawowych konfiguracjach: 1. Układ o wspólnym źródle – OS. 2. Układ o wspólnej bramce – OG. 3. Układ o wspólnym drenie – OD.
63
Rozdział VIII. ELEKTRONICZNE ELEMENTY PRZEŁĄCZAJĄCE Elementy przełączające to: tranzystor jednozłączowy, tyrystor, dynistor, diak, triak. Elementy przełączające mają charakterystykę prądowo – napięciową typu S i pracują w dwóch stanach: 1. Blokowania – zwany również stanem wyłączenia, charakteryzuje się bardzo dużą rezystancją elementu. 2. Przewodzenia – zwany również stanem włączenia, charakteryzuje się bardzo małą rezystancją elementu.
który który
Rys. 8.1 Charakterystyka elementu przełączającego.
8.1. TRANZYSTOR JEDNOZŁĄCZOWY Tranzystor polaryzuje się w następujący sposób: 1) Do bazy drugiej doprowadza się wyższy potencjał niż do bazy pierwszej. 2) Złącze emiter-baza pierwsza polaryzuje się w kierunku przewodzenia.
64
a)
b)
B E
B p n
B B
c) IB2 IE UBB lub UB1B2
U
Rys. 8.2. Tranzystor jednozłączowy. a) budowa, b) symbol graficzny, c) oznaczenia napięcia i prądów.
Tranzystor jednozłączowy zwany również jest diodą o dwóch bazach (rys. 8.2) zawiera złącze p-n, utworzone przez umieszczenie małego pręcika z materiału typu p wewnątrz bryłki z materiału typu n. W jednym z rodzajów konstrukcji, do bryłki materiału n dopasowane są dwa metalowe doprowadzenia, zwane bazami. W miejscach doprowadzenia nie występują złącza p-n. Elektroda B1 jest punktem odniesienia dla całego układu. Między elektrodami B1 i B2 występuje rezystancja międzybazowa, której wartość w warunkach rozwarcia obwodu emitera jest rzędu kilku tysięcy omów. Po doprowadzeniu do B2 napięcia dodatniego, w obszarze materiału n pomiędzy B2 i B1 wytwarza się równomiernie rozłożony spadek napięcia. W miejscu umieszczenia emitera E napięcie względem elektrody B1 jest określoną częścią napięcia międzybazowego i wynosi ηUBB. Współczynnik η nazywa się współczynnikiem podziału napięcia. Jego wartość wynosi zazwyczaj od 0,5 do 0,8. Gdy napięcie emitera UE jest mniejsze niż (ηUBB + UD), złącze p-n między emiterem a bryłką polaryzowane jest w kierunku zaporowym. UD oznacza potencjał dyfuzyjny złącza. W przypadku złącza krzemowego jest on rzędu 0,7 V. Gdy napięcie jest większe niż (ηUBB + UD), złącze polaryzowane jest w kierunku przewodzenia. Gdy złącze jest spolaryzowane 65
zaporowo, prąd emitera IE jest pomijalnie mały. Natomiast gdy złącze zostanie spolaryzowane w kierunku przewodzenia, prąd emitera osiąga duże wartości. Prąd emitera powoduje wprowadzenie do obszaru n bazy nośników dziurowych. Dziury te zmniejszają rezystancję materiału typu n, co umożliwia przepływ dużego prądu w obwodzie międzybazowym. Jednoczesne występowanie dziur i elektronów w obszarze bazy między emiterem a bazą B1 gwałtownie zmniejsza spadek napięcia na tej części obszaru bazy. W związku z tym, prąd emitera gwałtownie rośnie, a charakterystyka UE (IE) wykazuje zakres oporności ujemnej. Przebieg charakterystyki UE (IE) dla przypadku idealnego przedstawiono na rysunku 8.3a. Punkt, w którym dioda włącza się lub zapala, jest nazywany punktem szczytowym i określony przez wartości IP oraz UP. Przy większych wartościach prądu emitera, spadek napięcia między emiterem a bazą B1, początkowo rośnie ze wzrostem IE, a następnie ustala się osiągając wartość nasycenia, oznaczoną symbolem UES lub UEB1S. Najniższy punkt charakterystyki, o współrzędnych IV i UV, nazywamy punktem doliny. U
U
UES UV 0
IP
IV
IE
Rys. 8.3. Charakterystyka tranzystora dla przebiegu idealnego.
Parametry tranzystora jednozłączowego: • wewnętrzny współczynnik blokowania; • rezystancja międzybazowa (rB1 + rB2); • napięcie nasycenia (napięcie emiter-baza maksymalnym prądzie emitera); • prąd doliny; • prąd szczytu.
pierwsza,
przy
Tranzystory jednozłączowe używa się do budowy przerzutników astabilnych, bistabilnych i monostabilnych. 66
8.2. DYNISTOR Dynistor jest to element półprzewodnikowy o strukturze czterowarstwowej typu n-p-n-p. Warstwy te są różnej szerokości i mają różne wielkości koncentracji nośników. Obszar p1 nazywamy anodą, obszar n2 – katodą. Taką strukturę można traktować jako połączenie dwóch tranzystorów: typu p-n-p i n-p-n. Warstwy p1 i n2 będziemy nazywać emiterem, a warstwy n1 i p2 – bazami, złącze środkowe nazywać będziemy kolektorem. Przyłączenie dynistora odbywa się przez zmianę polaryzacji napięcia anoda – katoda i zmniejszenie prądu anodowego poniżej prądu podtrzymania. W pracy dynistora wyróżnia się trzy stany: 1) Zaporowy; 2) Blokowania; 3) Przewodzenia; a)
b)
Rys. 8.4. Dynistor. a) struktura, b) charakterystyka.
Dynistor jest wstanie zatkania jeżeli anoda jest polaryzowana ujemnie względem katody. Złącza n1p1 i n2p2 są polaryzowane zaporowo, a złącze n1p2 – w kierunku przewodzenia. Napięcie polaryzacji odkłada się na złączu n1p1, a prąd płynący przez dynistor jest mały i równy sumie prądów wstecznych złączy n1p1 i n2p2. Stan blokowania i przewodzenia uzyskuje się przy polaryzacji anody napięciem dodatnim względem katody. Przełączenie dynistora może nastąpić w wyniku: • powielania lawinowego nośników w kolektorze, przy dużym napięciu polaryzującym dynistor,
67
• wzrostu prądu generacyjnego pod wpływem temperatury, • gwałtownego wzrostu napięcia miedzy anodą i katodą. Natomiast wyłączenie dynistora następuje przy znacznym obniżeniu napięcia pomiędzy anodą i katodą. Dynistory stosuje się jako elementy sterujące; ich napięcia przyłączenia wynoszą do 40 V a szczytowe prądy przewodzenia 10A. 8.3. DIAK Diak jest to dynistor symetryczny. Zachowuje się tak jak dioda przełączająca, różni się tylko tym, że napięcie po załączeniu zmniejsza się o stosunkowo małą wartość, nie zbliżając się do zera. A n3
p2 n2 p1 n1
a)
K
b) c)
Rys.8.5. Diak. a) struktura, b) charakterystyka prądowo – napięciowa. c) symbol graficzny diody „DIAC”
Zasadę działania diaka wyjaśnia się na podstawie dwóch struktur czterowarstwowych (p2n2p1n1 i p1n2p2n1). Diaki wykorzystuje się do wytwarzania impulsów załączających tyrystory, a w układach sterujących spełniają one funkcje szybkich przełączników, reagujących na wartość chwilową napięcia.
68
8.4. TYRYSTOR Tyrystor jest to element półprzewodnikowy o strukturze czterowarstwowej typu n-p-n-p. Trzy wyprowadzone na zewnątrz końcówki są dołączone do trzech warstw półprzewodnika: anoda A do skrajnej warstwy p1, katoda K do skrajnej warstwy n2 oraz trzecia końcówka zwana bramką G, do wewnętrznej warstwy p2. Taka struktura może być uważana za połączenie dwóch tranzystorów n-p-n i p-n-p. a)
b) A
c) A
G
G
A p1
p1
n1
n1
n1
p2
p2
p2
n2
n2
K
G K
d) A
IA
K e)
złącze złącze 3 2
złącze 1
K p1
n1
n2
p2
G +
IG +
Rys. 8.6. Tyrystor. a)symbol graficzny, b), c)podstawowa struktura, d) polaryzacja, e) charakterystyka prądowo – napięciowa. A – anoda, K – katoda, G – bramka, 1,2,3 – prąd bramki.
Przełączenie tyrystora może nastąpić w wyniku przepływu prądu przez bramkę. Im mniejsze jest napięcie między anodą a katodą, tym większy musi być prąd bramki, aby nastąpiło przełączenie tyrystora. Można go włączyć dopiero wówczas, gdy przez bramkę nie będzie płynął prąd i gdy zmniejszymy napięcie między anodą a katodą.
69
Źródła zasilające są tak dobrane, aby polaryzować złącze n2p2 dwa razy silniej, w wyniku czego złącze to wstrzykuje więcej nośników, powodując dodatnie sprzężenie zwrotne między złączem n1p1 i n2p2. Parametry tyrystorów: • napięcie przełączenia, przy zerowym prądzie bramki; • prąd trzymania – najmniejsza wartość prądu płynącego przez tyrystor, przy której nie następuje jego wyłączenie; • prąd przełączający bramki – wartość prądu powodującego przełączenie tyrystora, przy określonym napięciu między anodą a katodą; • czas włączenia; • czas wyłączenia. Tyrystory stosuje się w: • układach zasilania – jako regulator mocy; • automatyce – jako styczniki; • innych układach elektrycznych – jako przerywacze prądu stałego, sterowniki prądu przemiennego. 8.5. TRIAK Triak to tyrystor symetryczny o strukturze i charakterystyce przedstawionej na rysunku poniżej. a)
b) A
A2
G n3
A2
n4 p3 n2
n1
p1
G
G
K A1
70
A1
c).
Rys. 8.7. Triak. a) struktura, b) symbol graficzny, c) charakterystyka prądowo – napięciowa.
Przełączenie triaka następuje pod wpływem ujemnego prądu bramki. W triakach – tyrystorach symetrycznych została wyeliminowana podstawowa wada tyrystorów, jaką jest możliwość przewodzenia prądu tylko w jednym kierunku. Triaki można załączać zarówno przy dodatnim jak i ujemnym napięciu anoda – katoda. Najczęściej wytwarza się triaki, które są przełączone w stan przewodzenia w jednym kierunku prądem o polaryzacji dodatniej, a w drugim kierunku – prądem o polaryzacji ujemnej. Triaki zastępują tyrystory, co umożliwia znaczne uproszczenie układów sterujących.
71
Rozdział IX. ELEMENTY OPTOELEKTRONICZNE 9.1. DIODA ELEKTROLUMINESCENCYJNA Diody elektroluminescencyjne zwane są także diodami świecącymi LED (z ang. Light Emiting Diode), emitują promieniowanie w zakresie widzialnym i podczerwonym. Promieniowanie jest wytwarzane w wyniku rekombinacji dziur i elektronów. Jest to dioda świecąca pod wpływem energii elektrycznej doprowadzonej z zewnątrz. Intensywność świecenia zależy od wartości doprowadzonego prądu, przy czym zależność ta jest liniowa w dużym zakresie zmian prądu. Istnieją diody elektroluminescencyjne próżniowe, gazowane i półprzewodnikowe. Często stosowane są półprzewodnikowe, gdyż pracują przy niewielkich napięciach (ok. 2 V) z niewielkimi prądami (kilku do kilkunastu mA), co ułatwia ich współpracę w układach tranzystorowych.
a)
b) Dziury z obszaru n rekombinujące z dziurami
hν
hν
IF
R +
Dziury z obszaru p rekombinujące z elektronami
p
n
-
IF R
+
-
Nośniki nieruchome
c)
Rys.9.1. Dioda elektroluminescencyjna. a) sposób włączenia, b) zasada działania, c) obudowy.
72
Dioda pracuje prawidłowo przy polaryzacji złącza w kierunku przewodzenia. Zasada działania diod elektroluminescencyjnych jest oparta na zjawisku elektroluminescencji. Zjawisko elektroluminescencji w diodach półprzewodnikowych polega na wytwarzaniu światła pod wpływem pola elektrycznego w wyniku rekombinacji dziur i elektronów w spolaryzowanym złączu p-n. Przechodzenie elektronów z wyższego poziomu energetycznego na niższy powoduje wydzielenie energii w postaci światła (fotonu). Długość fali generowanego (emitowanego) promieniowania: λ=
ch ; Wg
(9.1)
przy czym: Wg = Wc – Wv - szerokość pasma zabronionego lub różnica energii poziomów, między którymi zachodzi rekombinacja, c – prędkość światła, h – stała Plancka.
Długość fali emitowanego promieniowania zwiększa się ze wzrostem temperatury złącza. Diody emitują promieniowanie w bardzo wąskim przedziale widma: od 490 nm – kolor niebieski do 950 nm – bliska podczerwień.
Rys.9.2. Charakterystyki widmowe diod elektroluminescencyjnych.
Diody elektroluminescencyjne są wytwarzane z materiałów półprzewodnikowych (pierwiastki z III i V grupy układu okresowego np. GaAs, GaP, GaAsP o odpowiednim domieszkowaniu), charakteryzujących się dużą sprawnością emisji promieniowania. Barwa promieniowania emitowanego przez diody LED zależy od materiału półprzewodnikowego. Diody emitują promieniowanie o barwach: niebieskiej, żółtej, zielonej,
73
pomarańczowej, czerwonej. Produkuje się także diody świecące różnymi kolorami. Charakterystyki prądowo – napięciowe diod LED mają przebieg podobny do innych charakterystyk diod półprzewodnikowych. Większe napięcie przewodzenia UF; wynoszą one ok.1,6V dla diod świecących na czerwono i ok.2,6V dla diod świecących na zielono.
Rys.9.3. Charakterystyka prądowo – napięciowa diody LED.
Średni prąd przewodzenia IF nie powinien przekraczać 20 – 100 mA, zależnie od typu diody. W typowym układzie pracy prąd przewodzenia ogranicza się rezystorem. Diody LED są umieszczane w obudowach: metalowych, z tworzyw sztucznych, przezroczystych, matowych (półprzezroczystych), bezbarwnych lub na barwione na taki kolor jak świeci dioda. Obudowy są zamknięte soczewkami z tworzyw sztucznych, formującymi wiązkę promieniowania. Pozwalają one uzyskać optymalny kształt charakterystyki kątowej promieniowania, obrazującej przestrzenny rozkład promieniowania względem osi optycznej.
74
Rys. 9.4. Charakterystyka kątowa promieniowania diody LED.
9.1.1. WŁAŚCIWOŚCI OPTYCZNE I ELEKTRYCZNE DIODY LED Parametry optyczne - strumień energetyczny – Se (moc emitowana przez diodę IR), wyrażamy w watach, lub strumień świetlny (moc emitowana przez diodę świecącą), wyrażamy w lumenach. Wartość mocy emitowanej przez diodę rośnie ze wzrostem prądu przewodzenia, a maleje ze wzrostem temperatury złącza; - natężenie promieniowania – Je – stosunek strumienia energetycznego do kąta bryłowego – dla diod IR, którego jednostką jest wat na steradian; - światłość – stosunek strumienia świetlnego do kąta bryłowego – dla diod LED, wyrażona w kandelach. Natężenie promieniowania i światłość zwiększają się ze wzrostem prądu przewodzenia; - połówkowa szerokość spektralna promieniowania – ∆λ. Jest to szerokość pasma promieniowania, definiowana jako różnica długości fal λ2 − λ1 , dla których moc emitowana osiąga połowę swej wartości maksymalnej.
Parametry diody elektroluminescencyjnej określa się także na podstawie: - Charakterystyki widmowej. Jest to zależność mocy emitowanej – strumienia energetycznego lub strumienia świetlnego – od długości fali emitowanego promieniowania (rys.7.2). 75
- Charakterystyki kątowej promieniowania diody – zależność mocy emitowanej od wartości kąta mierzonego od osi diody (rys.7.3). Parametry elektryczne Parametry elektryczne diody elektroluminescencyjne są takie same jak innych diod czyli: prąd przewodzenia, napięcie przewodzenia, napięcie wsteczne oraz moc strat , która wynosi od kilkudziesięciu do kilkuset mW, a jej wartość zależy od temperatury złącza. Bardzo ważnym parametrem diody jest sprawność kwantowa zewnętrzna czyli stosunek liczby fotonów wyemitowanych przez diodę do liczby nośników przepływających przez złącze. Sprawność ta maleje wraz ze wzrostem temperatury złącza. Trwałość diod wynosi około 105 godzin. Właściwości dynamiczne diod określa przebieg charakterystyki częstotliwościowej, na której jest zaznaczona częstotliwość graniczna. Jest to częstotliwość, przy której moc promieniowania maleje do połowy swojej wartości maksymalnej i zależy od materiału półprzewodnikowego, domieszkowania (czasu życia nośników) oraz technologii wytworzenia. Zalety diod elektroluminescencyjnych • mały pobór prądu; • mała wartość napięcia zasilającego; • duża sprawność; • mała moc strat; • małe rozmiary; • duża trwałość; • duża wartość luminacji; Diody elektroluminescencyjne są najbardziej rozpowszechnionymi elementami optoelektronicznymi. Stosuje się je jako: • sygnalizatory włączenia lub sygnalizatory określonego stanu pracy urządzeń elektrycznych, takich jak sprzęt radiowo – telewizyjny i aparatura pomiarowa, • wskaźniki w windach i telefonach, • elementy podświetlające przełączniki i skale, • wskaźniki poziomu cieczy, np. paliwa, oleju, wody w samochodzie itp. Stosuje się w kalkulatorach, zegarkach, przyrządach pomiarowych, jako wskaźniki poziomu sygnału, dostrojenia itp. w sprzęcie powszechnego użytku.
76
Diody elektroluminescencyjne, które emitują promieniowanie podczerwone wykorzystuje się w łączach światłowodowych, a także w urządzeniach zdalnego sterowania np. w urządzeniach alarmowych i w tzw. pilotach do odbiorników telewizyjnych. 9.2. FOTOREZYSTOR Fotorezystor jest elementem światłoczułym. Jego rezystancja zmienia się pod wpływem padającego promieniowania i nie zależy od kierunku przyłożonego napięcia, podobnie jak rezystancja zwykłego rezystora. Oświetlenie fotorezystora powoduje zwiększenie przepływającego prądu (zmniejsza się jego rezystancja). Prąd będący różnicą całkowitego prądu płynącego przez fotorezystor i prądu ciemnego (prąd płynący przez fotorezystor przy braku oświetlenia) nazywamy prądem fotoelektrycznym. Jego wartość zależy od natężenia oświetlenia i jest określona zależnością: I p = G ⋅ EVγ ;
(9.3)
w której: G,γ - wartości stałe zależne od materiału półprzewodnikowego i rodzaju domieszek, EV – natężenie oświetlenia.
Parametry fotorezystora • czułość widmowa – zależność rezystancji od natężenia oświetlenia. Na wartość czułości wpływa rodzaj materiału i sposób jego domieszkowania – dobieranie ze względu na przeznaczenie fotorezystora. • rezystancja fotorezystora: RE = ρ
d ; l
(9.4)
d – odstęp między elektrodami l – szerokość elektrod ρ -rezystywność półprzewodnika.
• współczynnik n określany jako stosunek rezystancji przy danej wartości natężenia oświetlenia n=
RD ; R50
gdzie: RD – rezystancja ciemna R50 – rezystancja przy natężeniu oświetleniu równym 50 lx.
77
(9.5)
Wartość rezystancji ciemnej zależy od stopnia czystości półprzewodnika. Rezystancja ciemna jest około tysiąc razy większa niż rezystancja przy oświetleniu 50 lx i zawiera się w przedziale od 106 Ω do 1012 Ω. Na podstawie charakterystyki prądowo – napięciowej fotorezystora (rys.9.5)dobiera się właściwy obszar jego pracy. Charakterystyki te są liniowe w dużym zakresie napięć i prądów.
Rys.9.5. Charakterystyka prądowo – napięciowa fotorezystora.
Fotorezystory wykonuje się najczęściej w postaci cienkich półprzewodnikowych warstw monokrystalicznych lub polikrystalicznych naniesionych izolacyjne np. szklane podłoże (rys.9.6a). Materiał światłoczuły rozdzielają dwie metalowe elektrody mające wyprowadzenia. Elektrody te często mają kształt grzebieniowy (rys.9.6b). Nad powierzchnią światłoczułą umieszcza się okienko i zamyka w obudowie, chroniącej przed uszkodzeniami, a niekiedy umożliwiającej pracę w obniżonej temperaturze (tzw. naczynie Dewara). a)
b) Elektroda
hν
Elektroda
CdS Podłoże
78
Rys. 9.6. Fotorezystor. a) budowa, b) grzebieniowy kształt elektrod.
Fotorezystory wykonuje się z materiałów półprzewodnikowych takich jak: CdS, CdSe, CdTe, PbS, PbSe, jak również z półprzewodników domieszkowanych np. tellurku kadmu domieszkowanego rtęcią CdHgTe. Od materiału półprzewodnikowego zależy zakres widmowy λS1, λS2 wykrywanego promieniowania, czyli zakres długości fal, dla którego czułość fotorezystora wynosi nie mniej niż 10% czułości maksymalnej. Wadą fotorezystora jest wrażliwość temperaturowa. Ze względu na dużą czułość i prosty układ pomiarowy, fotorezystory wykorzystuje się do: • pomiaru temperatury i ostrzegania w systemach przeciwpożarowych, • wykrywania zanieczyszczeń rzek i zbiorników wodnych, • detekcji strat ciepła przez izolację termiczną budynków, • badania zasobów ziemi z samolotów i satelitów, • celów wojskowych. 9.3. FOTODIODA Fotodioda jest zbudowana podobnie jak zwykła dioda krzemowa. Różnica jest w obudowie, gdyż znajduje się tam soczewka płaska lub wypukła, umożliwiająca oświetlenie jednego z obszarów złącza. Fotodiody wykonuje się z krzemu lub arsenku galu. Fotodiodę można traktować jako źródło prądu o wydajności zależnej od natężenia oświetlenia. Fotodiodę polaryzuje się zaporowo zewnętrznym źródłem napięcia. Pod wpływem oświetlenia przez fotodiodę płynie prąd wsteczny, który zwiększa się ze wzrostem oświetlenia. Przy braku oświetlenia przez fotodiodę płynie niewielki ciemny prąd wsteczny I0 wywołany generacją termiczną nośników. Prąd ten narasta liniowo wraz ze wzrostem wartości napięcia wstecznego. Zasada działania fotodiody.
79
Pary elektron - dziura
Promieniowanie hν
+ + + P
N
Jony nie ruchome
Obszar ładunku przestrzennego -
R
+
Rys. 9.7. Zasada działania fotodiody.
Przy oświetleniu fotodiody w pobliżu jej powierzchni są generowane pary nośników dziura-elektron. Obszar ładunku przestrzennego i związana z nim bariera potencjału uniemożliwiają przepływ nośników większościowych, natomiast nośniki mniejszościowe (tj. dziury w obszarze n i elektrony w obszarze p) dyfundują do obszaru ładunku przestrzennego, są przyspieszane i pokonują złącze (rys.9.7a). Przez złącze płynie dodatkowy prąd fotoelektryczny IP. Prąd ten jest proporcjonalny do mocy promieniowania padającego na jej powierzchnię, nie zależy od napięcia wstecznej polaryzacji i wartości obciążenia.
Rys. 9.8. Charakterystyki prądowo – napięciowej fotodiody.
Parametry fotodiody • • • •
maksymalne napięcie wsteczne URmax = 10 – 500V, maksymalny prąd ciemny IR0max = 1 – 100nA, czułość na moc promieniowania Spe = 0,3 – 1A/W, czułość na natężenie oświetlenia SEV = 10 – 100nA/lx 80
Istotną zaletą fotodiody jest duża częstotliwość pracy. Mogą one przetwarzać sygnały świetlne o częstotliwości do kilkudziesięciu MHz. Natomiast wadą jest dość silna zależność prądu fotodiody od temperatury. Zastosowanie fotodiody: • • • •
w urządzeniach komutacji optycznej, w układach zdalnego sterowania, w szybkich przetwornikach analogowo – cyfrowych, w układach pomiarowych wielkości elektrycznych i nieelektrycznych np. do pomiaru wymiarów, odległości, stężeń i zanieczyszczeń roztworów, częstotliwości i amplitudy drgań, naprężeń itp.
9.4. FOTOTRANZYSTOR Fototranzystorem nazywamy element półprzewodnikowy z dwoma złączami p-n. Działa tak samo jak tranzystor z tą różnicą, że prąd kolektora nie zależy od prądu bazy, lecz od natężenia promieniowania oświetlającego obszar bazy. Oświetlenie wpływa na rezystancję obszaru emiter-baza. Wykorzystuje się tu zjawisko fotoelektryczne wewnętrzne, tj. zjawisko fotoprzewodnictwa. Fotoprzewodnictwo polega na zwiększaniu przewodnictwa elektrycznego pod wpływem energii promienistej powodującej jonizacje atomów w danym ciele, wskutek czego zwiększa się liczba swobodnych elektronów powstających w tym ciele Fototranzystor jest detektorem o czułości wielokrotnie większej niż czułość fotodiody, ponieważ prąd wytworzony pod wpływem promieniowania ulega dodatkowemu wzmocnieniu. Fototranzystory wykonuje się najczęściej z krzemu.
81
Zasada działania fototranzystora
Rys.9.9. Zasada działania fototranzystora.
Oświetlenie fototranzystora powoduje wygenerowanie par elektrondziura w warstwie typu p. Elektrony jako ujemne nośniki ładunku przechodzą do obszaru kolektora dzięki polaryzacji zaporowej złącza kolektorowego. Dziury nie mogą przejść do obwodu emiterowego z powodu istniejącej bariery potencjału na złączu baza-emiter. Część z nich jednak przechodzi do emitera, gdyż mają dostatecznie dużą energię kinetyczną i tam ulegają rekombinacji. Natomiast dziury, które nie przeszły powiększają nieskompensowany ładunek dodatni, obniżając barierę energetyczną złącza emiterowego. W wyniku czego elektrony z obszaru n pokonują barierę zwiększając strumień elektronów przechodzących z emitera do bazy, a potem do kolektora. Elektrony te zwiększają prąd kolektora w znacznie większym stopniu, niż elektrony które powstały w wyniku generacji par elektron-dziura bezpośrednio w obszarze bazy pod wpływem oświetlenia. W ten sposób zachodzi wewnętrzne wzmocnienie prądu fotoelektrycznego IP. Przez fototranzystor nie oświetlony płynie niewielki prąd ciemny ICEO. Natomiast prąd jasny kolektor-emiter fototranzystora w układzie WE z rozwartą bazą opisany jest zależnością: I CE (e ) = I CE 0 + βI p ;
(9.6)
W fototranzystorach końcówka może być wyprowadzona na zewnątrz obudowy lub nie, dlatego też fototranzystor może pracować jako: • fotoogniwo, wykorzystuje się tu złącze kolektor-baza (rys. 9.10a), • fotodioda, wykorzystane jest tu złącze kolektor-baza przy polaryzacji zaporowej (rys.9.10b), 82
• fototranzystor bez wyprowadzonej końcówki bazy w tym przypadku pracuje jako normalny fototranzystor (rys.9.10c), • fototranzystor z wyprowadzoną końcówką bazy – można go niezależnie sterować optycznie i elektrycznie (rys. 9.10d). a)
b)
c)
d)
(Baza)
(Baza)
(Kolektor)
+
+
+
(Kolektor)
+
(Baza)
(Kolektor) Fotoogniwo
-
-
(Kolektor) Fotodioda
(Emiter) Fototranzystor bez wyprowa dzonej końcówki
(Emiter) Fototranzystor z wyprpwa dzoną bazą
Rys. 9.10. Fototranzystor może pracować jako: a) fotoogniwo, b) fotodioda, c) fototranzystor bez wyprowadzonej końcówki bazy, d) fototranzystor z wyprowadzoną końcówką bazy.
Charakterystyka prądowo – napięciowa. Jest ona identyczna z kształtem konwencjonalnego tranzystora. Ze wzrostem temperatury złącza zwiększa się prąd ciemny i prąd fotoelektryczny. Wartość prądu ciemnego zależy od napięcia UCE. Przypatrując się charakterystyce czułości widmowej (rys. 9.11a) zauważamy, że jest bardzo zbliżona do analogicznych charakterystyk fotodiod. Z charakterystyki odczytujemy, że czułość fototranzystora zwiększa się wraz ze wzrostem napięcia polaryzacji. Istotny wpływ na czułość ma kierunek padającego promieniowania. Fototranzystory mają w porównaniu z fotodiodami dwie zalety, a mianowicie: znacznie większą czułość dzięki wzmocnieniu wewnętrznemu pierwotnego prądu fotoelektrycznego oraz możliwość jednoczesnego sterowania prądu kolektora za pomocą sygnałów elektrycznych i świetlnych. Wadą fototranzystorów jest ich mała prędkość działania. Częstotliwość graniczna fT jest rzędu kilkudziesięciu kiloherców.
83
Rys. 9.11. Fototranzystor: a) charakterystyka prądowo – napięciowa, b)charakterystyka czułości widmowej.
Fototranzystory znalazły duże zastosowanie. Głównymi obszarami zastosowania są układy automatyki i zdalnego sterowania, układy pomiarowe wielkości elektrycznych i nieelektrycznych, przetworniki analogowo – cyfrowe, układy łączy optoelektronicznych, czytniki taśm i kart kodowych itp. 9.5. FOTOTYRYSTOR Fototyrystorem nazywamy tyrystor umieszczony w specjalnej obudowie, umożliwiającej oddziaływanie promieniowania świetlnego na jego przełączanie ze stanu blokowania do przewodzenia. a)
A
b)
A
G G
K K Rys. 9.12. Symbole graficzne fototyrystora.
Im większe jest napięcie anoda – katoda fototyrystora, tym moc promieniowania potrzebna do przełączenia jest mniejsza. Istotną cechą
84
fototyrystora jest to, że po przełączeniu w stan przewodzenia, utrzymuje się w nim nawet po zaniku impulsu świetlnego. Wykonywane są głównie z krzemu i wykorzystywane jako np. fotoelektryczne przekaźniki. 9.6. TRANSOPTORY Fotoodbiorniki możemy sprzęgać z diodami elektroluminescencyjnymi, w celu przesłania sygnałów na drodze optycznej. W ten sposób uzyskujemy przekazywanie sygnałów z jednego układu do drugiego, przy galwanicznym odseparowaniu tych układów. Tak powstały przyrząd nazywamy transoptorem (dioda i fotodetektor w różnych obudowach) lub łączem optoelektronicznym (dioda i fotodetektor w jednej obudowie). Transoptor jest półprzewodnikowym elementem optoelektronicznym, składającym się z co najmniej jednego fotoemitera i co najmniej jednego fotodetektora, umieszczonych we wspólnej obudowie (rys.9.13). 1
4
3
2
Rys. 9.13. Budowa transoptora 1 – fotoemiter, 2 – fotodetektor, 3 – światłowód, 4 – obudowa.
Transoptor może być: • zamknięty – transmisja promieniowania między diodą fotodetektorem następuje za pomocą światłowodu, • otwarty – transmisja promieniowania między diodą fotodetektorem następuje w powietrzu.
i i
Transoptor pozwala przesyłać sygnały elektryczne z wejścia na wyjście bez połączeń galwanicznych obwodów wejściowego i wyjściowego. W transoptorze rolę fotoemitera w obwodzie wejściowym spełnia zwykle dioda elektroluminescencyjna z arsenku galu GaAs. Na wyjściu transoptora może znajdować się fotodioda lub fototranzystor.
85
a)
b)
Rys. 9.14. Schemat transoptorów. a) z fotodiodą, b) z fototranzystorem.
Rzadziej stosuje się fototyrystor, fotodarlington, fotodiodę i tranzystor, bramkę logiczną NAND. Transoptor pracuje w zakresie podczerwieni. Parametry transoptora charakteryzują właściwości jego elementów składowych, tzn. diody elektroluminescencyjnej i fotodetektora.
Rys. 9.15. Charakterystyka przejściowa transoptora: dioda elektroluminescencyjna – fototranzystor.
Charakterystyka przejściowa (rys. 9.15) przedstawia zależność prądu wyjściowego Io (np. prądu kolektor-emiter ICE fototranzystora) od prądu wejściowego II (np. prądu przewodzenia IF fotodiody). Z nachylenia tej charakterystyki możemy wyznaczyć wzmocnienie transoptora, nazywane również przekładnią prądową CTR CTR =
86
I0 . II
Wartość CTR zależy przede wszystkim od fotodetektora. Typowe wartości podano w tabeli 9.1. Tabela 9.1 Przykładowe parametry transoptorów
Odbiornik
Fotodioda Fototranzystor Fotodarlington
Wzmocnienie
Częstotliwość graniczna
%
kHz
0,5 30 300
10000 500 50
Ważnym parametrem jest napięcie stałe izolacji UIO (lub napięcie zmienne Uio), tj. dopuszczalna wartość napięcia przyłożonego pomiędzy zwarte końcówki wejściowe i wyjściowe, nie powodująca przebicia elektrycznego izolacji transoptora. Napięcie to wynosi od kilkuset woltów do kilku, a nawet kilkudziesięciu kilowoltów. W produkcji są także transoptory otwarte: refleksyjne i szczelinowe, w których obwód wejściowy jest sprzężony optycznie z obwodem wyjściowym za pośrednictwem przedmiotów zewnętrznych. W transoptorach refleksyjnych promieniowanie wysyłane przez fotemiter ulega odbiciu od przedmiotu zewnętrznego i powraca do fotodetektora. W transoptorach szczelinowych strumień promieniowania może być przerwany mechanicznie przez przedmiot wkładany w szczelinę między fotodetektorem a fotoemiterem. Zastosowanie transoptorów. Transoptory stosuje się: • do galwanicznego rozdzielania obwodów, - np. w technice wysokich napięć, • w technice pomiarowej i automatyce, • w sprzęcie komputerowym, • w sprzęcie telekomunikacyjnym.
87
Spełniają one również rolę potencjometrów bezstykowych oraz przekaźników optoelektronicznych, wykorzystywanych do budowy klawiatury kalkulatorów i komputerów. W układach sygnalizacyjnych i zabezpieczających są stosowane jako: • • • •
wyłączniki krańcowe, czujniki otworów, czujniki położenia, wskaźniki poziomu cieczy.
88
Rozdział X. WZMACNIACZE Podstawową funkcją wzmacniacza jest wzmocnienie sygnału, przy zachowaniu nie zmienionego jego kształtu. Wzmocnienie to odbywa się kosztem energii doprowadzonej z pomocniczego źródła napięcia stałego. Podstawowym parametrem wzmacniacza jest wzmocnienie, określany jako stosunek sygnału wyjściowego do wejściowego. Zg eg
∼
Iwy
Iwe
Uwy
Uwe
Z0
Zasilacz
Rys. 10.1. Schemat ogólny wzmacniacza.
W każdym wzmacniaczu wyróżnia się dwa zasadnicze obwody (tory): - obwód sygnału; - obwód zasilania. Obwód zasilania stwarza właściwe warunki wzmocnienia sygnału, natomiast obwód sygnału jest związany z przenoszeniem sygnału przez wzmacniacz. Dla wzmacnianego sygnału wzmacniacz stanowi czwórnik (rys.10.1); do jego zacisków wejściowych jest dołączone źródło sygnału eg o impedancji Zg, a do zacisków wyjściowych – impedancja obciążenia Z0. Napięcie wyjściowe Uwy i prąd wyjściowy Iwy są powiązane z napięciem wejściowym Uwe i prądem wejściowym Iwe zależnościami:
U wy = K u U we ;
(10.1)
I wy = K i I we ;
(10.2)
W zależności od tego, jaka wielkość jest sygnałem wejściowym, a jaka sygnałem wyjściowym wyróżniamy: a)
wzmocnienie napięciowe ku =
U wy U we
89
;
(10.3)
b)
wzmocnienie prądowe
I wy
ki = c)
I we
I wy U we
;
(10.5)
wzmocnienie napięciowo – prądowe kz =
e)
(10.4)
wzmocnienie prądowo – napięciowe ky =
d)
;
U wy I we
;
(10.6)
> 1;
(10.7)
wzmocnienie mocy
kp =
Pwy Pwe
We wzmacniaczu moc uzyskana w obwodzie wyjściowym Pwy jest większa od mocy użytej do sterowania obwodu wejściowego Pwe. Ze względu na przeznaczenie wymaga się od wzmacniacza dużego wzmocnienia napięciowego, prądowego lub mocy. W zależności od tego, który współczynnik wzmocnienia jest istotny w danym układzie, rozróżniamy wzmacniacze napięciowe, prądowe lub mocy. Wzmacniacz idealny powinien wzmacniać sygnały, nie powodując zmian ich kształtu. We wzmacniaczach rzeczywistych powstają dwojakiego rodzaju zniekształcenia sygnałów: 1. Zniekształcenia nieliniowe, wywołane np. przez nieliniowość charakterystyk statycznych niektórych elementów wzmacniacza, szumy i zakłócenia. 2. Zniekształcenia liniowe, wywołane niejednakowym przenoszeniem przez wzmacniacz sygnałów o różnych częstotliwościach.
90
10.1. PODSTAWOWE UKŁADY WZMACNIAJĄCE Podstawowa funkcja wzmacniacza – zwiększenie mocy sygnałów – może być realizowana przez zastosowanie w układzie wzmacniacza elementów czynnych. Stosowane są tranzystory bipolarne i unipolarne (polowe). Elektrody tranzystora można w różny sposób dołączyć do obciążenia i źródła sygnału (rys.10.2a). Praktyczne zastosowanie znalazły trzy układy połączeń: 1. Układ o wspólnym emiterze. Oznaczamy go przez WE lub OE (rys.10.2b). Sygnał jest doprowadzany między emiter i bazę, a obciążenie jest włączone między kolektor i emiter. Emiter stanowi elektrodę wspólną dla obwodu wejściowego i wyjściowego. 2. Układ o wspólnym kolektorze. Oznaczony przez WC lub OC (rys.10.2c). Sygnał jest doprowadzony między bazę i kolektor, a obciążenie jest włączone między emiter i kolektor. Kolektor stanowi elektrodę wspólną dla obwodu wejściowego i wyjściowego. 3. Układ o wspólnej bazie. Oznaczony przez WB lub OB (rys.10.2d). Sygnał jest doprowadzony między emiter i bazę, a obciążenie jest włączone między kolektor i bazę. Baza stanowi elektrodę wspólną dla obwodu wejściowego i wyjściowego. a)
b)
We
Wy obciążenie
Źródło sygnału
ID
IC Wy We IB UCE UBE
c)
0 Wy
G
UEC UBC
0 IS USD
UGD
IC
ID D
0
0
IS
d)
IE
S
Wy UEB
IB
ID D Wy
We
IC
We
IS S
S
We IG
We IB
UDS
G UGS
IE
IE
We IG
D
UCB
UDG
USG
0
0
IG G
Rys. 10.2. Włączanie tranzystorów. a) schemat układu, b)układy o wspólnym emiterze WE i wspólnym źródle WS, c) układy o wspólnym kolektorze WC i wspólnym drenie WD, d) układy o wspólnej bazie WB i wspólnej bramce WG. 91
10.2. UKŁAD O WSPÓLNYM EMITERZE WE Jest najpowszechniej stosowaną konfiguracją tranzystora bipolarnego we wzmacniaczu małej częstotliwości (rys.10.3). W tym układzie źródła stałych EC i EB służą do spolaryzowania złączy emiterowego i kolektorowego tranzystora tak, aby znajdował się on w stanie aktywnym. Sygnał wejściowy doprowadza się między bazę a emiter tranzystora, sygnał wyjściowy pobiera się z kolektora.
Rys.10.3.Wzmacniacz w układzie WE. a) schemat, b) ilustracja działania.
Do wejścia doprowadzamy napięcie Uwe = ∆ UBE o wartości dużo mniejszej niż UBE wynikające z polaryzacji tranzystora. Wskutek dołączenia tego napięcia nastąpi zmiana prądu bazy. Z prawa Ohma wynika:
∆I B =
∆U BE U we ; = rbe rbe
(10.8)
gdzie: rbe – rezystancja małosygnałowa baza-emiter tranzystora
Zmiana prądu bazy spowoduje zmianę prądu kolektora. Charakterystyki wyjściowe tranzystora w zakresie aktywnym mają przebieg zbliżony do
92
poziomu, dlatego też możemy przyjąć w przybliżeniu, że IC zależy tylko od IB, a nie zależy od UCE. Korzystając z wzoru β0 =
∆I C ∆I B
∆U CE → 0 ;
(10.9)
i zależności 10.8 otrzymujemy ∆I C = β 0 ∆I B = β 0
U we ; rbe
(10.10)
β0 – małosygnałowy współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora pracującego w układzie WE
Korzystając z II prawa Kirchhoffa dla obwodu wyjściowego napięcie ma postać: U CE = EC − I C RC ;
(10.11)
Zmiana prądu kolektora o ∆IC spowoduje zmianę tego napięcia o ∆UCE (przy stałych wartościach EC i RC). Zmiana ta jest sygnałem wyjściowym i wynosi: U wy = ∆U CE = − ∆I C RC = −U we β 0
RC ; rbe
(10.12)
Wzmocnienie napięciowe układu ma postać: ku =
U wy U we
= −β0
RC ; rbe
(10.13)
Jeżeli uwzględnimy zależność prądu IC od napięcia UCE to powyższy wzór przyjmie postać: ku = − β 0
RC rce rbe
;
(10.14)
We wzorze 10.14 symbol RC || rce oznacza wartość równolegle połączonych rezystancji RC i rce. Znak minus świadczy o tym, że układ odwraca fazę sygnału wejściowego.
93
Rezystancja wejściowa rwe wzmacniacza w układzie WE składa się z równolegle połączonej rezystancji baza-emiter rbe tranzystora (rezystancji wejściowej tranzystora) i rezystancji obwodu polaryzacji bazy RB rwe = rbe RB ;
(10.15)
Rezystancja wyjściowa wzmacniacza pracującego w układzie WE składa się z równolegle połączonej rezystancji kolektor-emiter rce tranzystora (rezystancji wyjściowej tranzystora) i rezystancji RC rwy = rce RC ;
(10.16)
Wzmocnienie prądowe zależy od rezystancji obciążenia Ro i ma postać: ki = − β 0
rwy rwy + Ro
;
(10.17)
gdy Ro = 0 to wówczas ki = - β0.
Sygnał wejściowy również może być zmienny w czasie. W takim przypadku prądy i napięcia tranzystora zawierają składowe stałe związane z polaryzacją i nałożone na nie dużo mniejsze składowe zmienne, związane z przenoszeniem sygnału. Podane zależności obowiązują również dla wartości skutecznych i maksymalnych składowych zmiennych. Sygnały zmienne często doprowadza się do wzmacniacza przez kondensator CB, a obciążenie dołącza się przez kondensator CC (rys.10.3, linie kreskowe). Kondensatory sprzęgające CB i CC pozwalają odseparować składowe zmienne od składowych stałych. Reaktancje tych kondensatorów w paśmie przenoszenia wzmacniacza są bardzo małe; dla sygnałów zmiennych stanowią one „zwarcie”. Działanie wzmacniacza przy sygnale wejściowym sinusoidalnym pokazano na rysunku 10.3b. Punkt Q jest punktem pracy układu. Jego położenie zależy od wartości prądów i napięć polaryzujących (stałych). Właściwości układu o wspólnym emiterze WE: • W zakresie małych i średnich częstotliwości, przy obciążeniu rezystancyjnym. Układ odwraca fazę sygnału wejściowego o 180°. • Układ zapewnia dość duże wzmocnienie napięciowe i prądowe oraz duże wzmocnienie mocy. • Rezystancja wejściowa układu jest umiarkowanie mała, zaś wyjściowa umiarkowanie duża. 94
10.3. UKŁAD O WSPÓLNYM KOLEKTORZE WC Schemat wzmacniacza pokazano na rysunku 10.4. Układ ten nazywamy również wtórnikiem emiterowym. Napięcie wejściowe jest doprowadzone między bazę a emiter. Wskutek tego zmienia się prąd kolektora IC jak również prąd emitera IE tranzystora. W wyniku czego ulega zmianie spadek napięcia na rezystorze RE, który jest sygnałem wyjściowym.
Rys. 10.4. Schemat wzmacniacza z tranzystorem bipolarnym w układzie WC.
Napięcie UBE baza-emiter tranzystora zmienia się nieznacznie przy zmianach prądu kolektora, dlatego też napięcie wyjściowe jest prawie takie samo jak napięcie wejściowe ∆U RE = U wy ≈ U we ;
(10.18)
Wzmocnienie napięciowe układu o wspólnym kolektorze wynosi ku =
U wy U we
≈ 1;
(10.19)
Potencjał emitera tranzystora nadąża za potencjałem bazy stąd nazwa układu – wtórnik emiterowy. Właściwości układu o wspólnym kolektorze WC: - W zakresie małych częstotliwości, przy obciążeniu rezystancyjnym. Układ nie odwraca fazy sygnału wejściowego. - Wzmocnienie prądowe jest tego samego rzędu co w układzie WE. - Wzmocnienie napięciowe jest bliskie jedności, stąd nazwa wtórnik.
95
- Rezystancja wyjściowa jest mała, a rezystancja wejściowa może być duża. Rezystancję wejściową zmniejsza znacznie bocznikujące działanie rezystorów polaryzujących bazę. - Układ transformuje (przenosi) rezystancję z obwodu emitera do obwodu bazy jako rezystancję (β0 + 1) razy większą, natomiast każdą rezystancję z obwodu bazy przenosi do obwodu emitera jako rezystancję (β0 + 1) razy mniejszą. Dlatego też taki układ nazywamy także transformatorem rezystancji. Ze względu na dużą rezystancję wejściową i małą rezystancję wyjściową, układ o wspólnym kolektorze stosujemy jako układy dopasowujące lub separujące. 10.4. UKŁAD O WSPÓLNEJ BAZIE WB Schemat wzmacniacza z tranzystorem bipolarnym w układzie o wspólnej bazie przedstawiony jest na rysunku 10.5. Ze względu na stabilność pracy i korzystne właściwości w zakresie wielkich częstotliwości był stosowany w początkach rozwoju układów tranzystorowych. Obecnie wykorzystywany jest we wzmacniaczach wielkich częstotliwości.
Rys. 10.5. Schemat wzmacniacza z tranzystorem bipolarnym w układzie WE.
Właściwości układu o wspólnym kolektorze WB: - W zakresie małych częstotliwości, przy obciążeniu rezystancyjnym. Układ nie odwraca fazy sygnału wejściowego. - Wzmocnienie napięciowe jest zbliżone do wzmocnienia układu WE. - Wzmocnienie prądowe jest mniejsze od jedności. - Rezystancja wejściowa jest bardzo mała, (β0 + 1) razy mniejsza niż w układzie WE. Rezystancja wyjściowa jest bardzo duża, (β0 + 1) razy większa niż w układzie WE. Wadą tego układu jest mała wartość rezystancji wejściowej.
96
Charakterystyka amplitudowa pokazana jest na rysunku 10.6.
Rys.10.6 Charakterystyka amplitudowa wzmacniacza małej częstotliwości.
10.5. SPRZĘŻENIE ZWROTNE WE WZMACNIACZACH W układach elektronicznych sprzężenie zwrotne polega na przekazywaniu części sygnału wyjściowego, zwanego sygnałem zwrotnym, z wyjścia na wejście układu, gdzie sumuje się on z sygnałem wejściowym, zmieniając właściwość układu. Każdy wzmacniacz z obwodem sprzężenia zwrotnego może być przedstawiony w postaci dwóch wzajemnie niezależnych czwórników, które reprezentują tor wzmocnienia (jednokierunkową transmisję sygnału z wejścia na wyjście) i tor sprzężenia zwrotnego (jednokierunkową transmisję sygnału z wyjścia na wejście) – rys. 10.7. Xwe
Σ
Xr
K
Xwy Xwy
Xs
β Rys. 10.7. Schemat wzmacniacza ze sprzężeniem zwrotnym. 97
Współczynnik sprzężenia zwrotnego β=
Xs ; X wy
(10.20)
Wzmocnienie wzmacniacza bez sprzężenia K=
X wy Xr
;
(10.21)
gdzie:
Xr – sygnał sterujący Xs – sygnał sprzężenia zwrotnego
Założenie: Xr, Xs są wielkościami rzeczywistymi. Sygnały X przedstawione w powyższych wzorach mogą być napięciami, prądami lub innymi wielkościami fizycznymi. Ponieważ X r = X we + X s ;
przeto K=
X wy X we + X s
=
X wy X we + βX wy
;
(10.22)
Wzmocnienie układu ze sprzężeniem zwrotnym Kf =
X wy X we
;
(10.23)
po uwzględnieniu zależności (10.22) Kf =
K ; 1 − Kβ
(10.23)
Sprzężenie zwrotne zmienia wartość wzmocnienia, przy czym zależnie od rodzaju wprowadzonej zmiany rozróżnia się trzy przypadki:
98
1. Jeżeli |1 - Kβ| > 1, to |Kf| < |K|, czyli następuje zmniejszenie wzmocnienia. Sprzężenie określa się jako ujemne. 2. Jeżeli 0 < |1- Kβ| < 1, to |Kf| > |K|, czyli następuje zwiększenie wzmocnienia. Sprzężenie określa się jako dodatnie. 3. Jeżeli |1- Kβ| ≈ 0, to wzmacniacz będzie generował drgania, czyli stanie się generatorem ze sprzężeniem zwrotnym. Jeżeli wzmocnienie K jest bardzo duże to Kf = −
1
β
;
(10.24)
i o parametrach układu decyduje człon sprzężenia zwrotnego. We wzmacniaczach stosuje się głównie ujemne sprzężenie zwrotne. Sygnał sprzężenia zwrotnego Xs ma fazę przeciwną niż sygnał wejściowy Xwe. Sygnał sterujący wzmacniacz Xr = Xwe – Xs jest mniejszy od sygnału wejściowego Xwe. Zalety ujemnego sprzężenia zwrotnego: - zmniejszenie wrażliwości układu na zmiany parametrów elementów, warunków zasilania, czynników zewnętrznych itp., - zmniejszenie zniekształceń nieliniowych, zakłóceń, szumów, - możliwość rozszerzania pasma przenoszenia wzmacniacza i kształtowania zadanych charakterystyk częstotliwościowych, - możliwość zmiany wartości impedancji wejściowej i wyjściowej, Zalety te są okupione zmniejszeniem wzmocnienia i stabilności układu w pewnych zakresach częstotliwości. Rodzaj i właściwości sprzężenia zwrotnego zależą od sposobu pobierania sygnału z wyjścia układu oraz od sposobu wprowadzania go na wejście. W zależności od pobieranego sygnału wyróżnia się: 1. Sprzężenie napięciowe, w którym sygnał sprzężenia (zwrotny) jest proporcjonalny do napięcia wyjściowego. 2. Sprzężenie prądowe. Sygnał sprzężenia jest proporcjonalny do prądu wyjściowego. Ze względu na sposób wprowadzenia sygnału na wejście wzmacniacza rozróżnia się: 1. Sprzężenie szeregowe. Sygnał sprzężenia jest wprowadzany szeregowo z sygnałem wejściowym.
99
2. Sprzężenie równoległe. Sygnał sprzężenia jest wprowadzany równolegle z sygnałem wejściowym. W układach ze wzmacniaczem operacyjnym objętym ujemnym sprzężeniem zwrotnym właściwości wzmacniacza i ujemnego sprzężenia powodują wyrównanie napięć na obu wejściach wzmacniacza. Na podstawie tej właściwości wyznacza się zwykle wzmocnienie całego układu. 10.6. WZMACNIACZE OPERACYJNE. Wzmacniacze operacyjne stanowią największą grupę analogowych układów scalonych. Charakteryzują się następującymi właściwościami: - bardzo dużym wzmocnieniem napięciowym (powyżej 10000 V/V czyli 80dB), - wzmacniają prąd stały , - odwracają fazę sygnału wyjściowego w stosunku do sygnału podawanego na wejściu odwracające (oznaczenie „ – „) lub zachowują zgodność w fazie jeżeli sygnał wejściowy jest podawany na wejście nieodwracające (oznaczenie „ + „), - dużą rezystancję wejściową (MΩ), - małą rezystancję wyjściową (Ω). We1 Wy We2 Uwe1 Uwy
Uwe2
Rys. 10.8. Symbol wzmacniacza operacyjnego.
Podział wzmacniaczy ze względu na przeznaczenie: • ogólnego przeznaczenia, • szerokopasmowe, • stosowane w urządzeniach dokładnych, gdzie wymagana jest duża rezystancja wejściowa, mały współczynnik cieplny i małe szumy, • do zastosowań specjalnych.
100
Parametry wzmacniacza operacyjnego idealnego Idealny wzmacniacz właściwości:
operacyjny
powinien
wykazywać
następujące
- nieskończenie duże wzmocnienie przy otwartej pętli sprzężenia zwrotnego (K → ∞); - nieskończenie szerokie pasmo przenoszonych częstotliwości; - nieskończenie dużą impedancję wejściową (między wejściami oraz między wejściami a masą); - impedancję wyjściową równą zeru; - napięcie wyjściowe równe zeru przy sterowaniu sygnałem nieróżnicowym (wspólnym); - wzmocnienie idealne różnicowe, a więc nieskończenie duże tłumienie sygnału nieróżnicowego; - niezależność parametrów od temperatury. Parametry wzmacniacza operacyjnego rzeczywistego. -
-
Wzmocnienie napięciowe różnicowe Kur. Wzmocnienie napięciowe sumacyjne Kus. Współczynnik tłumienia sygnału sumacyjnego Hs. Rezystancja (impedancja) wejściowa różnicowa rwer(Zwer). Rezystancja (impedancja) wejściowa sumacyjna rwes(Zwes). Rezystancja (impedancja) wyjściowa rwy (Zwy). Wejściowy prąd polaryzacji Iwe. Wejściowe napięcia niezrównoważenia Uwen. Wejściowy prąd niezrównoważenia Iwen. Dryfty: temperaturowy i czasowy wejściowego napięcia i prądu niezrównoważenia. Parametry graniczne: maksymalne napięcie wejściowe Uwe max, maksymalne różnicowe napięcie wejściowe Uwer max, maksymalne napięcie wyjściowe Uwy max, maksymalny prąd wyjściowy Iwy max. Napięcie Uz i moc Pz zasilania. Szerokość pasma częstotliwości – określana częstotliwością graniczną fg, marginesem wzmocnienia A i marginesem fazy α. Parametry odpowiedzi na skok napięcia: czas narastania tn, szybkość narastania S, przeregulowanie (przerzut) δu.
Zastosowanie wzmacniaczy operacyjnych.
101
Stosowane są głównie w: a) układach analogowych, gdzie wykonują operacje: dodawania, odejmowania, mnożenia, dzielenia, całkowania i różniczkowania, b) wzmacniaczach logarytmicznych, c) generatorach sygnałów: prostokątnych, trójkątnych i sinusoidalnych, d) filtrach, e) detektorach liniowych i detektorach wartości szczytowej, f) układach próbkujących z pamięcią. Podstawowe układy pracy wzmacniaczy operacyjnych 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.
Wzmacniacz odwracający, Wzmacniacz nieodwracający, Wzmacniacz sumujący i odejmujący, Wzmacniacz całkujący, Wzmacniacz różniczkujący, Wtórnik napięciowy, Konwerter prąd – napięcie, Przesuwnik fazy, Prostownik idealny.
Procedura do przeprowadzenia analizy pracy wzmacniacza operacyjnego: 1. Zakłada się, że - rezystancja wejściowa wzmacniacza operacyjnego jest nieskończenie duża (wzmacniacz nie pobiera prądów wejściowych), - wartości prądów polaryzujących są równe zeru I we − = I we + = 0 ;
(10.25)
2. Literami oznacza się węzły na schemacie (np. A, B) i ich potencjały (np. UA, UB). 3. Zaznacza się prądy płynące w układzie (np. I1, I2). 4. Korzystając z praw Kirchhoffa, układa się równania dla węzłów znajdujących się w układzie (np. dla węzła A i B). 5. Zakłada się, że różnica napięć ∆U = U A − U B jest prawie równe zeru, a co za tym idzie potencjał w punkcie A (UA) jest równy potencjałowi w punkcie B (UB). UB nazywamy masą pozorną lub „wirtualną” ziemią. 6. Korzystając z prawa Ohma, układa się równania dla poszczególnych prądów.
102
7. Na podstawie otrzymanych równań wyznacza się zależność napięcia wyjściowego w funkcji napięcia wejściowego (ewentualnie napięć wejściowych). 10.7. WZMACNIACZ ODWRACAJĄCY
Rys.10.9. Schemat wzmacniacza odwracającego.
Schemat wzmacniacza przedstawiono na rysunku 10.4. Postępując zgodnie z procedurą na schemacie zaznaczone są węzły A i B i prądy płynące w układzie. Prąd płynący przez rezystor R1 jest równy prądowi płynącemu przez rezystor R2. Przy założeniu, iż jest nieskończenie duża rezystancja wejściowa oraz rezystancja wyjściowa równa zeru. W myśl tego otrzymujemy: I1 = I 2 ;
Dla węzła B nie układamy równania, gdyż prądy polaryzujące są równe zeru. I zgodnie z założeniami zawartymi w procedurze, w punkcie 1 i 5 mamy: U A = UB = 0 ;
Węzeł B jest połączony przez rezystor R3 do masy układu, zatem potencjał w punkcie B jest równy zeru, jest to tak zwany punkt masy pozornej. Zgodnie z 6 i 7 punktem procedury, równania poszczególnych prądów są następujące:
I1 =
U we − U A ; R1
103
I2 =
Ponieważ
U A − U wy R2
;
U we − U A U A − U wy = ; R1 R2 U we − U wy = ; R2 R1
otrzymujemy napięcie na wyjściu równe:
U wy = −
R2 U we ; R1
(10.26)
a wzmocnienie układu wynosi
ku =
U wy U we
=−
R2 ; R1
(10.27)
przy czym znak „ - „ oznacza odwrócenie fazy napięcia wyjściowego względem napięcia wejściowego. Rezystancja wejściowa układu jest równa R1, ponieważ punkt A jest punktem masy pozornej. Rezystancję wyjściową określa się zgodnie z zależnością obowiązującą dla układu ze sprzężeniem zwrotnym napięciowym równoległym. W celu uzyskania kompensacji błędu (napięcia niezrównoważenia) spowodowanego różnymi pod względem wartości prądami polaryzującymi Iwe+ i Iwe- (Iwe+ ≠ Iwe- ≠ 0), wartość rezystancji R3 powinna być równa wartości rezystancji wynikającej z równoległego połączenia rezystorów R1 i R2. Jeżeli rezystory te będą miały jednakową rezystancję, to otrzymuje się inwerter (wzmocnienie równe – 1).
104
10.8. WZMACNIACZ NIEODWRACAJĄCY
Rys. 10.10. Schemat wzmacniacza nieodwracającego.
Sygnał wejściowy jest podawany na wejście nieodwracające wzmacniacza operacyjnego. Według procedury: I1 = I 2 ;
U B = U we = U A ; I1 =
U we ; R1
I2 =
U wy − U we R2
;
U we U wy − U we = ; R1 R2 napięcie na wyjściu wynosi
U wy =
(R
1
+ R2 )U we ; R1
(10.28)
natomiast wzmocnienie wynosi
R1 + R2 R =1+ 2 ; (10.29) U we R1 R1 Napięcia na wejściu odwracającym i wejściu nieodwracającym mają taką samą wartość, zatem rezystancja wejściowa układu jest równa rezystancji ku =
U wy
=
105
wzmacniacza operacyjnego dla sygnału współbieżnego. wejściowa jest bardzo duża i w praktyce wynosi 1010 ÷ 1013 Ω.
Rezystancja
10.9. WTÓRNIK NAPIĘCIOWY Wtórnik napięciowy uzyskuje się we wzmacniaczu nieodwracającym przy zastosowaniu rezystora o nieskończonej wartości. Wartość rezystancji R powinna być równa wartości rezystancji źródła sygnału wejściowego. Taki układ charakteryzuje się bardzo dużą rezystancją wejściową i małą rezystancją wyjściową.
U wy = −U we ;
(10.30)
Rys. 10.11. Schemat wtórnika napięciowego.
10.10. WZMACNIACZ ODEJMUJĄCY Wzmacniacz odejmujący jest często zwany również różnicowym. Realizuje on odejmowanie napięć wejściowych w odpowiednim stosunku zależnym od wartości rezystorów znajdujących się w układzie. Schemat wzmacniacza odejmującego przedstawiony jest na rysunku 10.12. Analiza pracy według procedury przedstawionej wcześniej: UA =UB ; I1 = I 3 ;
I2 = I4 ;
106
Rys. 10.12. Schemat wzmacniacza różnicowego.
I1 =
U1 − U A ; R1
I3 =
U A − U wy R3
;
U1 − U A U A − U wy = ; R1 R3
stąd U wy R1 + U1R3
UA =
I2 =
R1 + R2
U2 − UB ; R2
I4 =
;
(10.31)
UB ; R4
U2 −UB UB = ; R2 R4
stąd UB =
U 2 R4 ; R2 + R4
(10.32)
Po przekształceniu wzorów (10.31) i (10.32) otrzymujemy: U wy = −
(R + R3 )R4 U ; R3 U1 + 1 (R2 + R4 )R1 2 R1
jeśli spełniony będzie warunek
107
(10.33)
R3 R4 ; = R1 R2
(10.34)
to U wy =
R3 (U 2 − U1 ) ; R1
(10.35)
Rezystancja wejściowa dla wejścia odwracającego, przy U2 = 0 jest równa R1 + R3, a dla wejścia nieodwracającego R2 + R4. Kompensacje błędu spowodowanego wejściowymi prądami polaryzującymi uzyskuje się w wyniku zastosowania rezystorów spełniających warunek R1 || R3 = R2 || R4. 10.11. WZMACNIACZ SUMUJĄCY Za pomocą tego wzmacniacza łatwo można zrealizować dodawanie.
Rys. 10.13. Schemat wzmacniacza sumującego.
Korzystając z otrzymujemy:
procedury
analizy
pracy
UA =UB = 0; I1 + I 2 + K I n = I
108
wzmacniacza
operacyjnego
I1 =
U1 ; R1
I2 =
U2 ; R2
I=
In =
...;
Un ; Rn
R ; U wy
U U U U wy = − R 1 + 2 + K + n Rn R1 R2
;
U wy = − RI ;
(10.36) (10.37)
Wartość rezystancji RR powinna być równa rezystancji wynikającej z równoległego połączenia rezystorów R1, R2, ... Rn i R. W wyniku połączenia wzmacniacza różnicowego i sumującego otrzymujemy układ realizujący jednocześnie sumowanie i odejmowanie napięć. W celu uniknięcia błędów należy pamiętać, aby rezystancje „widzialne” między wejściem wzmacniacza operacyjnego a masą były jednakowe dla obu wejść wzmacniacza operacyjnego. 10.12. WZMACNIACZ CAŁKUJĄCY – INTEGRATOR Integrator otrzymuje się poprzez włączenie kondensatora C w obwód sprzężenia zwrotnego. I1 = I ;
CU = Q ; CdU = idt ; I1 =
U we ; R1
I = −C
dU wy dt
dU wy U we = −C ; R1 dt dU wy dt
=−
1 U we ; CR1
109
;
Napięcie wyjściowe można wyznaczyć poprzez scałkowanie obu stron równania
U wy (t ) = −
1 ∫ U we (t )dt + U 0 ; CR1
(10.38)
U0 – wartość początkowego napięcia w chwili początkowej t = 0. Stąd też nazwa układu jako całkujący. a)
b)
R2 C
C R1 I1
Uwe
I
R1
Uwy
Uwe
R2
Uwy
R3
Rys.10.14. Schematy integratora: a) układ podstawowy, b) układ z obwodem RC w pętli sprzężenia zwrotnego
Korzystając z zapisu operatorowego Z1 = R ;
Z2 =
1 ; j ωC
możemy określić wzmocnienie układu ku = −
Z2 1 =− ; Z1 jωR1C
(10.39)
Wzmocnienie integratora zależy od częstotliwości sygnału. Jeżeli powyższy układ zostanie zmodyfikowany przez dołączenie rezystora R2 równolegle do kondensatora C (rys 10.14b) to nastąpi ograniczenie wzmocnienia dla małych częstotliwości – otrzymuje się człon inercyjny. Wzmocnienie tego układu oblicza się ze wzoru: ku = −
R2 1 ; R1 jωR2 C
110
(10.40)
Dopiero powyżej dolnej częstotliwości granicznej f d =
1 , człon ten 2ΠR2 C
działa jako integrator. Przykład układu całkującego. Układami całkującymi są dolnoprzepustowe filtry pierwszego rzędu, tj. filtry o nachyleniu charakterystyki -6 dB na oktawę (-20 dB na dekadę). Przykładem może być poznany wcześniej wzmacniacz operacyjnym (rys. 10.15a). Wzmacniacz operacyjny w tym układzie jest objęty ujemnym ∞), że napięcia na jego sprzężeniem zwrotnym, można przyjąć (dla ku wejściu odwracającym i nieodwracającym są takie same. Z tego powodu U we . Prąd ten przepływa przez wartość prądu wejściowego wynosi R kondensator. napięcie wyjściowe jest równe napięciu na kondensatorze. Układ zapewnia sterowanie kondensatora prądem proporcjonalnym do wartości napięcia wejściowego. Praca tego układu odpowiada ładowaniu lub rozładowania pojemności przez źródło prądowe prądem proporcjonalnym do wartości napięcia wejściowego. Ponieważ kondensator jest układem całkującym prąd, to ten układ jest układem całkującym napięcie.
Rys. 10.15. Wzmacniacz całkujący. a) schemat zasadniczy, b) przebieg napięcia wejściowego, c) przebieg napięcia wyjściowego.
Na rysunku 10. 15c przedstawiono przebiegi wyjściowe w opisanym układzie, powstałe wskutek podania na wejście wzmacniacza napięcia o przebiegu pokazanym na rys. 10.15b. Układ ten z bardzo dużym
111
przybliżeniem realizuje operację całkowania. Jego przebiegi wyjściowe maja praktycznie taki sam kształt jak przebiegi idealne (rys. 10.15b). Zastosowanie układów całkujących. Układy całkujące stosujemy przede wszystkim: - w generatorach, do kształtowania przebiegu liniowego, trójkątnego i piłokształtnego, - w filtrach, - w układach wyznaczania wartości średniej. 10.13. WZMACNIACZ RÓŻNICZKUJĄCY Wzmacniacz różniczkujący uzyskuje się przez zastąpienie rezystora, włączonego na wejściu odwracającego wzmacniacza operacyjnego, kondensatorem C (rys 10.16). R1 CI c
I
Uwe
Uwy
R2
Rys. 10.16. Schemat wzmacniacza różniczkującego.
Wzmocnienie napięciowe takiego układu ku = −
Z1 ; Z2
(10.41)
gdzie Z 2 = R1 ;
Z1 =
1 ; jω C
po wykonaniu przekształceń otrzymujemy: k u = − jωR1C ;
Analiza pracy wzmacniacza IC = I ;
112
(10.42)
IC = C
dU we ; dt C
I =−
U wy R1
;
U dU we = − wy ; dt R1
Po wykonaniu odpowiednich przekształceń otrzymujemy:
U wy (t ) = −CR1
dU we (t ) ; d (t )
(10.43)
Jest to zależność napięcia wyjściowego od napięcia wejściowego w funkcji czasu. Wzmacniacz różniczkujący ma wiele wad m.in. jest wrażliwy na szumy sygnału o wielkiej częstotliwości oraz skłonności do oscylacji. 10.14. KONWERTER PRĄD – NAPIĘCIE Układ, który przetwarza sygnał prądowy na sygnał napięciowy jest nazywany konwerterem prąd – napięcie (rys.10.17) R I
Uwe
Uwy
Rys.10.17. Schemat konwertera prąd – napięcie.
Na podstawie analizy pracy wzmacniacza operacyjnego otrzymujemy: U wy = − IR ;
(10.44)
Układ ten charakteryzuje się małą rezystancją wejściową. Może on współpracować tylko ze źródłami prądowymi o dużej rezystancji wewnętrznej, ponieważ jego wejście stanowi masę pozorną. Wartość prądu wejściowego I nie zależy wówczas od parametrów układu konwertera, ale od źródła sygnału wejściowego.
113
10.15. PRZESUWNIK FAZY Przesuwnikiem fazy nazywamy układ przesuwający fazę napięcia wyjściowego względem napięcia wejściowego. Zależność między napięciem wyjścia od napięcia wejściowego
U wy = −
1 − jωCR2 U we ; 1 + jωCR2
(10.45)
U wy = (a + jb )U we ; U wy = −
(1 − jωCR )(1 − jωCR ) 2
(1 + jωCR )(1 − jωCR ) 2
U we ;
2
(1 − jωCR ) =−
2
U wy
2
1 + ω 2 C 2 R22
U we ;
U wy
1 − 2 jωCR2 − ω 2 C 2 R22 =− U we ; 1 + ω 2 C 2 R22
U wy
1 − 2 jωCR2 − ω 2 C 2 R22 =− U we ; 1 + ω 2 C 2 R22
U wy
1 − ω 2 C 2 R22 − 2 jωCR2 U we ; =− 1 + ω 2 C 2 R22 b a
φ = ar ctg ; φ = ar ctg
2ωCR2 ; 1 − ω 2 C 2 R22
(10.46)
Jeżeli amplituda sygnału wejściowego będzie stała, a zmieni się jedynie jego częstotliwość, to amplituda sygnału wyjściowego będzie również stała, zmieni się natomiast przesunięcie fazy sygnału wyjściowego względem sygnału wejściowego. Układ ten jest odpowiednikiem wzmacniacza odejmującego, w którym do obu wejść jest doprowadzone jedno napięcie. W wyniku zamiany rezystora na
114
kondensator, na wejście nieodwracające wzmacniacza jest podawany sygnał wejściowy przesunięty w fazie.
Rys. 10.18. Schemat zasadniczy przesuwnika fazy.
Zmieniając wartość rezystancji R2 (rezystor regulowany) od 0 do ∞ (przy stałej częstotliwości napięcia wejściowego), uzyskuje się w układzie przesunięcie fazowe od - 180° do - 360°. Jeżeli rezystancja R2 = 0, to wejście nieodwracające jest podłączone do masy – jego potencjał jest równy zeru. Schemat układu sprowadza się wtedy do postaci przedstawionej na rysunku 10.18b. Jest to schemat wzmacniacza odwracającego o wzmocnieniu ku = -1 i przesunięciu fazowym wynoszącym 180°. Jeżeli rezystancja R2 = ∞, to napięcie podawane na wejście nieodwracające jest równe napięciu wejściowemu. Schemat układu przedstawiony jest na rysunku 10.18c. Przy bardzo dużym wzmocnieniu napięciowym wzmacniacza operacyjnego (kuo → ∞) napięcie na wejściu nieodwracającym jest w przybliżeniu równe napięciu na wejściu odwracającym U- = U+ = Uwe. Spadek napięcia na rezystorze R1 (wywołany przepływem prądu I) wynosi zero. Wartość prądu wejściowego: I=
∆U = 0. R
Różnica napięć między wejściem odwracającym a wyjściem U- = Uwy = 0. wynika z tego, że Uwy = Uwe. Układ wówczas jest wtórnikiem napięciowym, a jego przesunięcie fazowe wynosi 0°.
115
Rozdział XI. GENERATORY. Generatory to układy elektroniczne, które przetwarzają energię źródła przebiegu stałego na energię przebiegu zmiennego wyjściowego (impulsowego lub okresowego). Wytwarzają przebiegi elektryczne o określonym kształcie. W zależności od kształtu wytarzanego przebiegu, wyróżniamy następujące generatory: • impulsowe, • sinusoidalne, • przebiegu prostokątnego, • przebiegu liniowego (trójkątnego, piłokształtnego). W poniższej tabeli przedstawiono symbole, kształty sygnałów wyjściowych i odpowiadające im widma częstotliwościowe. Tabela 11.1.
Podstawowe rodzaje generatorów.
Szczególnymi rodzajami generatorów są następujące generatory: • Wyzwalane. Generatory, w których pojawienie się na wyjściu impulsu zadanego kształtu lub ciągu impulsów jest uwarunkowane wcześniejszą obecnością na wejściu impulsu wyzwalającego. • Synchronizowane. Wytwarzają one przebieg o zadanym kształcie bez względu na to co jest na wejściu tzn. czy są impulsy pobudzające czy też nie. Impulsy te służą do ustawienia fazy generowanego sygnału. • Sterowane. Generatory w których częstotliwość jest zależna od wartości napięcia lub prądu sygnału wejściowego. 11.1. GENERATORY NAPIĘCIA SINUSOIDALNEGO
116
Drgania sinusoidalne można uzyskać dwoma sposobami: 1. Polega na utworzeniu takiego wzmacniacza, który dla jednej ściśle określonej częstotliwości sygnału miałby wzmocnienie równe nieskończoności (generator sprzężeniowy). 2. Polega na odtłumieniu rzeczywistego obwodu rezonansowego LC elementem o ujemnej rezystancji (generator dwójkowy) celem skompensowania rezystancji strat. Sposób ten wykorzystywany jest głównie w zakresie wielkich częstotliwości. 11.2. WZMACNIACZ JAKO GENERATOR. WARUNKI GENERACJI. Warunki powstawania drgań we wzmacniaczu pokazano na rysunku 11.2.
ku
Uwe
Uwy
βf
Rys. 11.2. Schemat funkcjonalny wzmacniacza ze sprzężeniem zwrotnym (generatora sprzężeniowego).
Wzmocnienie takiego wzmacniacza ma postać: k uf =
U wy
=
U we
ku ; 1− ku β f
Wzmocnienie to dąży do nieskończoności, gdy mianownik dąży do zera 1− ku β
=0 ;
f
ku β
f
= 1;
Wzmocnienie wzmacniacza i toru sprzężenia zwrotnego można przedstawić w postaci wykładniczej: jϕ k u = k u e jϕ ; β f = βfe ; β
K
czyli:
117
ku β
f
= k u e jϕ K ⋅ β f e
jϕ β
= 1;
gdzie ϕK – przesunięcie fazy w układzie wzmacniacza, ϕβ - przesunięcie fazy w układzie sprzężenia zwrotnego.
Z rachunku liczb zespolonych wynika, aby dwie liczby były sobie równe muszą mieć równe moduły i fazy. Zatem ku β f = 1 ;
(11.1)
Warunek (11.1) nazywa się amplitudowym warunkiem powstawania drgań. ϕ K + ϕ β = 0° + n ⋅ 360°
(11.2)
Warunek (11.2) nazywamy fazowym warunkiem powstawania drgań. Jeśli chcemy otrzymać drgania sinusoidalne, to warunki te muszą być łącznie spełnione dla jednej określonej częstotliwości (f0). Wtedy warunek amplitudy ma postać: ku ( f 0 ) ⋅ β f ( f 0 ) = 1;
a warunek fazy przybiera postać: ϕ K ( f 0 ) + ϕ β ( f 0 ) = 0° + n ⋅ 360° .
Wnioskujemy, że za pomocą czwórnika β realizuje się dodatnie sprzężenie zwrotne. 11.3. PARAMETRY GENERATORÓW PRZEBIEGU SINUSOIDALNEGO Podstawowym parametrem jest częstotliwość f0 generowanego przebiegu. Jest to częstotliwość przy której są spełnione obydwa warunki powstawania drgań. Innym parametrem generatorów jest stałość częstotliwości generowanego przebiegu – stosunek średniej wartości odchyłki częstotliwości do wartości nominalnej (f0) częstotliwości. Wyrażana jest liczbą niemianowaną. W zależności od tego, za jaki okres czasu wyznacza się średnią wartość odchyłki częstotliwości, wyróżnia się stałość krótko- i długoterminową. 118
Innym ważnym parametrem jest również współczynnik zawartości harmonicznych oraz zakres i charakter przestrajania generatora. Generatory mogą być przestrajane napięciem, prądem lub zmianą punktu pracy elementów aktywnych albo zmianą parametrów sprzężenia zwrotnego. 11.4. GENERATOR LC ZE SPRZĘŻENIEM ZWROTNYM W generatorach LC ze sprzężeniem zwrotnym czwórnik sprzężenia zwrotnego ma postać czwórnika typu Π, złożonego z elementów reaktancyjnych X1, X2, X12 (przy założeniu elementów idealnych Z 1 = jX 1 , Z 2 = jX 2 , Z 12 = jX 12 ). X12
X1
U1
X2
U2
Rys. 11.1. Schemat ogólny układu LC ze sprzężeniem zwrotnym.
Warunek amplitudy Ku
X1 X = −Ku 1 = 1 ; X 2 + X 12 X2
Warunek fazy X 1 + X 2 + X 12 = 0 ;
Z warunku amplitudy można wyznaczyć wzmocnienia wzmacniacza konieczne do wzbudzenia drgań. Warunek ten jest możliwy do spełnienia jeżeli reaktancje X1 i X2 mają takie same znaki, tzn. obie są charakteru pojemnościowego lub indukcyjnego przy założeniu, że wzmacniacz odwraca fazę (Ku jest wtedy ujemne). Z warunku fazy wynika, że jeżeli reaktancję X1 i X2 mają charakter indukcyjny, to X12 musi mieć charakter pojemnościowy i odwrotnie, jeżeli X1 i X2 mają charakter pojemnościowy, to X12 musi mieć charakter indukcyjny. Z warunku można wyznaczyć częstotliwość drgań. 11.5. GENERATOR MEISSNERA
119
W generatorze Meissnera sprzężenie zwrotne realizowane jest za pomocą transformatora, zapewniającego przesunięcie fazy równe 180° (ϕβ = 180°) dzięki odpowiedniemu połączeniu uzwojeń. Uzwojenie wtórne o indukcyjności L wraz z kondensatorem C tworzy obwód rezonansowy. Parametry tego obwodu określają częstotliwość drgań. f0 =
1 2π LC
.
Część zmiennego napięcia wyjściowego, występującego w kolektorze (drenie) tranzystora, oddziałuje za pośrednictwem transformatora na bazę (bramkę) tego tranzystora. Ponieważ przy częstotliwości rezonansowej napięcie na kolektorze (drenie) jest przesunięte względem napięcia na bazie (bramce) o wartość π to warunek fazy wymaga, żeby transformator wprowadzał dalsze przesunięcie fazy o π. Przekładnię transformatora dobiera się tak, aby był spełniony warunek amplitudy.
Rys.11.2. Schemat zasadniczy generatora Meissnera.
11.6. GENERATOR Z MOSTKIEM WIENA Generatory z mostkiem Wiena należą do generatorów częstotliwości akustycznych i ponadakustycznych, tzn. generują drgania sinusoidalnie zmienne w zakresie od kilku Hz do ok. 1 MHz. Nazwa tych generatorów pochodzi od rodzaju sprzężenia zwrotnego, w którym zastosowano mostek Wiena.
120
Rys. 11.3. Schemat strukturalny generatora RC z mostkiem Wiena.
Generatory te mają dobrą stałość częstotliwości i małe zniekształcenia nieliniowe. Mostek ma dwie gałęzie zawierając elementy RC oraz dwie gałęzie zawierające rezystory. Czwórnik selektywny stanowi półmostek Wiena, czyli elementy R1, C1, R2, C2. Jest on włączony między wejście nieodwracające wzmacniacza i wyjście, tworząc obwód dodatniego sprzężenia zwrotnego. Rezystory R3, R4 tworzą obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego. Stan równowagi mostka występuje przy pulsacji ω0 =
1 R1C1 R2 C 2
;
Jeżeli R1 = R2 = R oraz C1 = C2 = C (mostek symetryczny), to otrzymujemy: ω0 =
1 ; RC
Warunek amplitudy wyraża się zależnością: R3 R1 C 2 ; = + R4 R2 C1
a w mostku symetrycznym R3 = 2; R4
W stanie idealnej równowagi mostka napięcie na jego wyjściu wynosi zero. Aby wzbudzić generator czyli wywołać drgania, należy uzyskać nieskończenie duże wzmocnienie wzmacniacza. Dlatego też w praktyce mostek nie jest idealnie zrównoważony. Rezystancje R3 i R4 dobiera się tak, aby ich stosunek był większy niż 2. Gałęzie R3 i R4 mostka nie mają wpływu na częstotliwość drgań. Rezystory te można zastąpić elementami nieliniowymi w celu automatycznej stabilizacji
121
amplitudy sygnału wyjściowego. Do stabilizacji amplitudy stosuje się: żarówki, termistory lub tranzystory unipolarne (polowe).
R C U1
R
U2
C
Rys. 11.4. Zmodyfikowany układ mostka Wiena.
Zmodyfikowany układ mostka Wiena pokazano na rysunku 11.4. napięcie wyjściowe jako funkcja napięcia wejściowego dane jest równaniem
(
R− j1 U2 =
ωC
R− j1
)
ωC
(
R − R− j1 + ωC R −
(
)
ωC )
j1
j1
U1 ;
ωC
R − jR U2 C ωC ω = = = 2 R U1 + j R− j 1 1 jR ωC ωC R − j − ωC ωC ; R R ωC ωC = = 2 2 2 1 3 R R R 1 ωC + jR + ωC − j ω 2 C 2 ωC + j R − ω 2 C 2
(
)
(
)
(
)
(
) (
)
W celu uzyskania w układzie przesuwnika przesunięcia fazy równemu zeru, część urojona wyrażenia musi stać równa zeru przy pulsacji ω0:
R2 −
1 = 0; ω C2 2 0
czyli
122
ω0 =
1 ; RC
oraz
f0 = Stosunek napięć U 2
U1
1 ; 2πRC
wynosi:
R ω 0C 1 U2 = = ; 3 U 1 3R ω 0C Na rysunku 11.5 pokazano zależność stosunku napięcia wyjściowego do wejściowego i kąta fazowego jako funkcji częstotliwości, jego maksimum (U2/U1=1/3) występuje przy częstotliwości quasi-rezonansowej, przy której kąt fazowy jest równy zeru.
Rys. 11.5. Charakterystyki do układu z rys.11.4.
11.7. GENERATOR RC Z PRZESUWNIKIEM FAZY W generatorze RC z przesuwnikiem fazy stosowany jest zazwyczaj jednostopniowy wzmacniacz dający przesunięcie o 180°. Napięcie wyjściowe wzmacniacza doprowadzone jest zwrotnie na jego wejście poprzez układ przesuwnika fazy. Przesuwnik fazy musi spowodować przy jednej określonej częstotliwości przesunięcie fazy o 180°, aby w ten sposób uzyskać dodatnie sprzężenie zwrotne, konieczne do wywołania generacji. Jeśli wzmocnienie wzmacniacza wynosi ku, to dla podtrzymania drgań tłumienie wprowadzone poprzez przesuwnik nie może być większe niż 1 k u . Generator z przesuwnikiem fazy charakteryzuje się małą stałością częstotliwości, dużymi zniekształceniami nieliniowymi, trudnością strojenia. Generatory te stanowią tanie układy miernej jakości o stałej częstotliwości. Wzmocnienie wzmacniacza układu generatora z przesuwnikiem fazowym typu drabinkowego musi wynosić 29.
123
Rys. 11.6. Schemat generatora z przesuwnikiem fazy.
W tych generatorach przesunięcie fazy toru wzmacniającego wynosi 180°. W torze sprzężenia zwrotnego przesunięcie fazy powinno wówczas wynosić 180° lub - 180°. Czwórnikiem sprzężenia zwrotnego jest trójsegmentowy filtr drabinkowy RC. W generatorze przedstawionym na rysunku 11.7a użyto filtrów górnoprzepustowych, a w generatorze przedstawionym na rysunku 11.7b użyto filtrów dolnoprzepustowych. Nachylenie charakterystyki fazowej ϕ K + ϕ β , jest małe i odpowiada dobroci obwodu rezonansowego o wartości bliskiej 2. Oznacza to, że generatory te charakteryzują się małą stałością częstotliwości oraz dużymi zniekształceniami nieliniowymi. Lepsze parametry posiada generator z mostkiem Wiena. a)
b)
124
Rys. 11.7. Schematy generatora RC z przesuwnikiem fazowym układu sprzężenia zwrotnego o: a) 180°, b) - 180°.
WZMACNIACZ PRZESUWAJĄCY FAZĘ O 180°
WEJŚCIE
PRZESUWNIK FAZY
WYJŚCIE
Rys. 11.8. Schemat blokowy generatora z przesuwnikiem fazy.
Wyprowadzenie podstawowych wzorów: C
C
U1
I1
R
I2
C
R
I3
R
U2
Rys.11.9. Pomocniczy układ generatora RC z przesuwnikiem fazy.
1 R − j I − I R = U1 ; ωC 1 2 1 − RI 1 + 2 R − j I − RI 3 = 0 ; ωC 2 1 − R2 I 2 + 2 R − j = 0; ωC I3R = U 2 ; I3 =
R 2U 1 2
1 1 1 1 2 2 R − j 2 R − j − R 2R − j − R R − j ωC ωC ωC ωC I3R = U 2 ;
125
;
2
1 1 1 1 2 2 R − j 2 R − j − R 2R − j − R R − j U1 ωC ωC ωC ωC = ; U2 R3 2
U1 1 1 2 = 1 − j ; −3+ j 2 − j U2 ωRC ωRC ωRC U1 5 1 6 = − 2 2 2 − 1 − j − 3 3 3 ; U2 ω R C ωRC ω R C 6 1 − 3 3 3 = 0; ωRC ω R C
1 ; 6 RC
ω0 = f0 =
1 ; 2π 6 RC
U1 5 5 = 2 2 2 − 1 = − − 1 = −29 ; 2 2 2 U2 ω R C 6 RC R C
(
Wzmocnienie musi być równe 29.
126
)
Rozdział XII. MODULACJA I DEMODULACJA Podstawowym celem modulacji jest nałożenie sygnałów zawierających pożądaną informację na prąd nośny wielkiej częstotliwości. Nakładanie realizuje się po to, aby przesłać informację na tej właśnie wielkiej częstotliwości. Przesłanie sygnału w jego naturalnym paśmie za pomocą fal radiowych jest prawie we wszystkich przypadkach niemożliwe. Istnieją takie zakresy fal elektromagnetycznych. Modulacją nazywamy proces przemieszczania informacji zawartej w pewnym paśmie częstotliwości do innego pasma częstotliwości, a więc pewnego rodzaju kodowania informacji. Demodulacją nazywamy proces dekodowania, czyli przywracania sygnałowi jego pierwotnego kształtu. Przebieg, za pomocą którego przesyła się sygnał, nosi nazwę przebiegu nośnego lub fali nośnej. Sam sygnał nazywany jest często przebiegiem modulującym lub częstotliwością modulującą. Rozważając sinusoidalny przebieg nośny napięcia, zapisujemy go w postaci: u0 = U 0 m cos(ω 0t + θ ) ;
lub u0 = U 0 m cos(2πf 0t + θ ) ;
Gdy amplituda przebiegu nośnego U0m jest zmienna proporcjonalnie do sygnału zawierającego informację, mamy do czynienia z modulacją amplitudy (ang. Amplitude Modulation – AM). Gdy proporcjonalnie do sygnału zmienia się częstotliwość f0 przebiegu nośnego, mówimy o modulacji częstotliwości (ang. Frequency Modulation – FM). Gdy kąt fazowy θ zmienia się proporcjonalnie do sygnału, to taki przypadek nazywamy modulacją fazy (ang. Phase Modulation – PM). Układ elektroniczny realizujący modulację nazywamy modulatorem. Rodzaje modulacji: - modulacja amplitudy; - modulacja częstotliwości.
127
12.1. MODULACJA AMPLITUDY Przebieg nośny napięcia można zapisać następująco: u 0 = U 0 m cos 2πf 0 t ;
(12.1)
przy czym f0 jest częstotliwością przebiegu nośnego (rys. 12.1a). Przyjęto, że kąt fazowy θ = 0, gdyż jego wartość nie ma wpływu na modulację amplitudy. Przy modulacji amplitudy amplituda Uom przebiegu nośnego zmienia się proporcjonalnie do sygnału (rys. 12.1b). Modulacja amplitudy wprowadza do przebiegu nośnego obwiednię modulacji. Obwiednia ta ma przebieg identyczny z przebiegiem sygnału modulującego, należy pamiętać że gdy obwiednia rośnie w kierunku dodatnim rośnie także w kierunku ujemnym.
Rys. 12.1.Modulacja amplitudy. a) fala nie modulowana, b) fala modulowana.
Amplituda obwiedni jest ułamkiem m amplitudy przebiegu nie modulowanego. Ten ułamek m nazywa się współczynnikiem głębokości modulacji lub krócej głębokością modulacji i podawany jest w procentach. Opierając się na tej definicji współczynnika głębokości modulacji można równanie sygnału modulującego: u s = U sm cos ω s t ;
lub u s = U sm cos 2πf s t ;
Gdy przebieg nośny jest modulowany amplitudowo sygnałem sinusoidalnym, amplituda przebiegu nośnego zmienia się sinusoidalnie według wyrażenia:
128
(1 + m cos ω s t )U om ; Wartość chwilową napięcia przebiegu zmodulowanego można zapisać w postaci u = (1 + m cos ω s t )U om cos ω 0 t ;
przekształcając dalej otrzymujemy: u = U 0 m cos ω 0 t + mU 0 m cos ω 0 t cos ω s t ;
Zgodnie z zależnością trygonometryczną mamy: cos x cos y =
1 1 cos( x + y ) + cos( x − y ) ; 2 2
Po podstawieniu: u = U 0 m cos ω 0 t =
mU 0 m mU 0 m cos(ω 0 + ω s )t + cos(ω 0 − ω s )t ; 2 2
(12.2)
Inaczej zapisując mamy: u = U 0 m cos 2πf 0 t =
mU 0 m mU 0 m cos 2π ( f 0 + f s )t + cos 2π ( f 0 − f s )t ; 2 2
Dzięki temu wprowadzeniu wykazano, że równanie przebiegu modulowanego zawiera trzy składniki. Składnik pierwszy jest identyczny z równaniem (12.1), jest więc przebiegiem nośnym, nie modulowanym. Jest więc oczywiste, że proces modulacji amplitudy nie zmienia przebiegu pierwotnego, lecz dodaje do niego dwa utworzone przy modulacji składniki. Częstotliwość drugiego składnika wynosi (f0 + fs), a trzeciego (f0 - fs). Przykład: Jeśli częstotliwość nośna wynosi 5000Hz i częstotliwość modulująca 100 Hz, częstotliwości wymienionych trzech składników są: 5000, 5100 i 4900 Hz. W takim układzie składnik o częstotliwości 5100 Hz, czyli (f0 + fs), jest nazywany górną wstęgą boczną, składnik o częstotliwości 4900 Hz, czyli (f0 – fs), nosi nazwę dolnej wstęgi bocznej. W tym przykładzie częstotliwość sygnału modulującego wynosi 100 Hz, natomiast cała szerokość pasma zajmowanego przez sygnał modulowany wynosi 5100 – 4900, czyli 200 Hz. Tu należy stwierdzić następujący wniosek: 129
Szerokość pasma potrzebna do sygnału o modulowanej amplitudzie jest równa podwójnej częstotliwości sygnału modulującego. 12.1.1. MODULACJA STUPROCENTOWA I PRZEMODULOWANIE a)
b)
Rys. 12.2. Modulacja stuprocentowa i przemodulowanie. a) 100 % modulacji (m=1), b) przemodulowanie (m>1).
Z równania (12.2) wynika, że amplitudy wstęg bocznych maleją do zera, gdy głębokość modulacji m staje się równa zeru, wtedy wówczas równanie staje się równaniem fali nośnej (12.1). Gdy głębokość modulacji wynosi 100 % (rys. 12.2.a), to maksymalna wartość chwilowa napięcia osiąga wartość 2U0m, a minimalna wartość chwilowa obwiedni maleje do zera. Przemodulowanie pokazano na rysunku 12.2.b. Przebieg tu jest obcinany i ponieważ obwiednia jest nieciągła, nie może być wyrażany równaniem (12.2). W warunkach przemodulowania obwiednia nie jest już sinusoidalna, można ją przedstawić jako sumę składowej podstawowej i wielu harmonicznych. Te harmoniczne powodują również powstawanie wstęg bocznych. Gdy głębokość modulacji wynosi 98 %, to istnieją tylko dwie wstęgi boczne. Przy głębokości modulacji 105 % powstaje już wiele wstęg bocznych. Przemodulowanie powoduje więc jak gdyby „rozprysk” wstęg bocznych, zajmujący znacznie większą szerokość pasma niż normalna szerokość pasma przy głębokości modulacji nie większej od 100 %. Ten „rozprysk” powoduje powstawanie zakłóceń w odbiorze stacji, którym przydzielono sąsiednie kanały. Na podstawie obrazu przebiegu modulowanego (rys.12.3) często należy wyznaczyć głębokość modulacji.
130
Rys.12.3. Fala modulowana. A – oznacza maksymalną wysokość obrazu między szczytami obwiedni, B – odstęp między punktami minimum wysokości obwiedni.
Wartości te łatwo można ustalić na podstawie obrazu oscyloskopowego. Na tej podstawie można określić amplitudę fali nośnej jako:
U 0m
A B + 2 2 = A+ B ; = 2 4
Amplituda obwiedni, określona iloczynem mU0m, wynosi:
mU 0 m
A B − 2 2 = A− B ; = 2 4
Dzieląc równania stronami, otrzymujemy: mU 0 m ( A − B ) / 4 = ; (A + B)/ 4 U 0m
m=
A− B ; A+ B
(12.3)
Za pomocą równania (12.3) możemy obliczyć głębokość modulacji dla różnych rodzajów obrazu. Współczynniki w poszczególnych składnikach wyrażenia (12.2) mają wartości U 0m ;
mU 0m ; 2
a więc pozostają w stosunku:
131
mU 0m ; 2
1:
m m : ; 2 2
2 Moc można wyrazić wzorem U R , zatem powyższe wyrażenie przeliczone na stosunek mocy ma postać:
m2 m2 1: : 4 4
Moc całkowita będzie więc proporcjonalna do 1+
m2 m2 m2 + = 1+ ; 4 4 2
co można zapisać w formie równania: PT m2 = 1+ ; 2 P0
przy czym P0 – jest mocą fali nośnej, PT – całkowita moc przebiegu modulowanego przy głębokości modulacji m.
Jeżeli R jest rezystancją, to PT IT2 R m2 = 2 = 1+ ; P0 I 0 R 2
czyli IT = I 0 1 +
m2 . 2
Gdy głębokość modulacji wynosi 100 %, m = 1 i stosunek mocy staje się równy 1,5. Zgodnie z równaniem (12.2) przebieg o modulowanej amplitudzie można przedstawić jako: u = U 0 m cos ω 0 t =
mU 0 m mU 0 m cos(ω 0 + ω s )t + cos(ω 0 − ω s )t . 2 2
Przebieg taki można przedstawić graficznie w trzech postaciach (rys. 12.4). Konwencjonalnym sposobem przedstawienia fali modulowanej jest wykres wartości chwilowych całego przebiegu, a więc sumy składowej nośnej i wstęg 132
bocznych (rys. 12.4a). Oś pozioma jest osią czasu. Gdy osią poziomą jest oś częstotliwości (rys. 12.4b), to energia ukazuje się tylko w trzech punktach wykresu odpowiadających częstotliwościom dolnej wstęgi bocznej, fali nośnej i górnej wstęgi bocznej. Wysokości reprezentujących ją prążków N, M i P są proporcjonalne do wartości napięć, bądź też do mocy tych trzech składowych. Odstęp między N i P jest szerokością pasma. Gdy zmienia się głębokość modulacji, wysokość prążka M pozostaje stała, zmienia się tylko wysokość prążków N i P. Gdy zmienia się częstotliwość modulująca, prążki N i P zbliżają się bądź oddalają od prążka M, zależnie od tego, czy częstotliwość modulująca maleje, czy rośnie. a)
b)
c)
Rys. 12.4. Trzy sposoby przedstawienia fali modulowanej. a) oś czasu, b) oś częstotliwości, c) wykres wskazowy.
Na wykresie wskazowym (rys. 12.4c) wektor OA przedstawia przebieg nośny i jego długość jest proporcjonalna do U0m. Wektor ten wiruje dokoła punktu O w kierunku przeciwnym ruchowi wskazówek zegara z prędkością kątową ω0. Dwa wektory AB i AC dodają się do wektora nośnego. Długość ich jest proporcjonalna do mU 0 m 2 i przedstawiają one wstęgi boczne. Wektor AC wiruje dokoła punktu A w kierunku ruchu wskazówek zegara, zaś wektor AB wiruje dokoła punktu A w kierunku przeciwnym do ruchu wskazówek zegara, przy czym obydwa wirują z prędkością kątową ωs. Względna prędkość kątowa wektora AC względem punktu O wynosi (ω0 - ωs),a wektora AB względem punktu O (ω0 + ωs). Zatem wektor AB reprezentuje górną wstęgę boczną, a wektor AC dolną wstęgę boczną. Zależności fazowe między wektorami muszą być takie, że sumą trzech wektorów jest R, przy czym wektor R musi być stale w fazie z wektorem fali nośnej OA. Gdyby wykreślić ruch rzutu końca wektora R, gdy wiruje on dokoła punktu O, otrzymałoby się obraz przebiegu modulowanego jak na rys. 12.4a.
133
12.2. MODULATORY AMPLITUDY Podstawowym wymaganiem stawianym modulatorowi, w którym realizuje się modulację amplitudy, jest to, żeby był on układem nieliniowym. Modulatory AM pracują w nadajnikach radiowych. Ich zadaniem jest liniowe uzależnienie amplitudy przebiegu sinusoidalnego wielkiej częstotliwości (sygnału nośnego U0m) od wartości chwilowej napięcia wejściowego (sygnału użytecznego us, tzn. informacji – mowy, muzyki). Częstotliwość sygnału nośnego ( f 0 = 1 ω 0 ) pozostaje bez zmian. Jeżeli sygnał nośny ma postać: u 0 = U 0 m cos ω 0 t ;
to sygnał wyjściowy z modulatora AM wynosi: u u = U 0 m 1 + s cos ω 0 t U 0m
dla u s < U 0 m ;
Modulację amplitudy otrzymuje się przez zwiększenie wzmocnienia wzmacniacza wysokiej częstotliwości w dodatniej połówce okresu sygnału modulującego i zmniejszenie tego wzmocnienia w ujemnej połówce okresu. Poniżej został przedstawiony schemat blokowy nadajnika pracującego z modulacją amplitudy.
antena
Generator kwarcowy
Wejście sygnału modulującego
Wzmacniacz w.cz. i stopień wzbudzający
Wzmacniacz seperujący
Wzmacniacz wstępny
Stopień wzbudzający
modulator
Wzmacniacz mocy
zasilacze
Rys. 12.5. Schemat blokowy nadajnika pracującego z modulacją amplitudy.
134
12.3. MODULACJA CZĘSTOTLIWOŚCI Wynalezienie i rozwój modulacji częstotliwości były wynikiem prowadzonych przez Edwina H. Amstronga poszukiwań metody zmniejszania wpływu zakłóceń atmosferycznych i szumu na odbiór programów radiofonicznych, nadawanych przy zastosowaniu modulacji amplitudy. Ponieważ większość zakłóceń, zarówno naturalnych jak i przemysłowych ma charakter sygnałów o modulowanej amplitudzie. Metoda pozwalająca na utrzymywaniu stałej amplitudy U0m i nakładaniu sygnału modulującego w drodze zmieniania częstotliwości nośnej f0, pozwala na osiągnięcie zamierzonego celu. Pojęcia i definicje stosowane w dziedzinie modulacji częstotliwości oraz zasady modulacji częstotliwości można najlepiej przedstawić na przykładzie liczbowym. Przykład: Częstotliwość nośna f0 = 1000 kHz, Częstotliwość modulująca fs = 1 kHz, Amplituda sygnału modulującego Usm = 1 V. W chwili, gdy napięcie modulujące przechodzi przez wartość zero, częstotliwość fali o modulowanej częstotliwości wynosi 1000 kHz. Załóżmy dalej, że gdy wartość chwilowa napięcia modulującego rośnie w kierunku dodatnim, to częstotliwość fali modulowanej również rośnie. Natomiast gdy wartość chwilowa napięcia modulującego staje się ujemna, to częstotliwość przebiegu wyjściowego maleje. Zakładamy dalej, że w chwili gdy napięcie modulujące ma wartość + 1 V, to wartość chwilowa częstotliwości przebiegu wyjściowego wynosi 1010 kHz, a przy wartości napięcia modulującego – 1 V, częstotliwość ta wynosi 990 kHz. Zobrazowane jest to na rysunku 12.6.
Rys. 12.6. Modulacja częstotliwości.
W każdym okresie sygnału modulującego częstotliwości podlega następującym zmianom:
135
wartość
chwilowa
Sygnał w V Częstotliwość w kHz
0
+1
0
1000 1010 1000
-1
0
990 1000
Jest to zależność liniowa. Amplituda napięcia modulującego określa wartość dewiacji częstotliwości fd, czyli jej odchylenia od częstotliwości nośnej. Przy amplitudzie sygnału 1 V dewiacja wynosi 10 kHz (np. dla 2 V wynosi 20 kHz, dla 0,5 V wynosi 5 kHz). Należy zwrócić uwagę, że fd jest mierzone w jedną stronę od częstotliwości nośnej, czyli nie jest to całkowita zmiana częstotliwości. Wartości graniczne fd ustala się zależnie od zastosowań. Wracając do przykładu otrzymujemy przy częstotliwości sygnału modulującego fs = 1 kHz i jego amplitudzie Usm = 1 V dewiację częstotliwości 10 kHz. Oznacza to, że częstotliwość przebiegu modulowanego zmienia się 1000 razy na sekundę między 1010 kHz a 990 kHz. Jeżeli amplituda sygnału modulującego pozostanie 1 V, natomiast jego częstotliwość zmieni się z 1 kHz na 2 kHz, to wartość dewiacji pozostanie taka sama, ale częstotliwość przebiegu modulowanego będzie się teraz zmieniać między 1010 kHz a 990 kHz nie 1000 razy, lecz 2000 razy na sekundę. Można zauważyć, że częstotliwość sygnału modulującego jest częstotliwością zmian częstotliwości wyjściowej. W celu powiązania tych dwóch pojęć otrzymujemy wskaźnik modulacji: mf =
fd ; fs
W omawianym przykładzie: mf =
10kHz = 10 . 1kHz
Dwie graniczne wartości, czyli maksymalna dopuszczalna wartość częstotliwości modulującej i maksymalna dopuszczalna dewiacja określają pewną wartość wskaźnika modulacji. Wartość ta nazywana jest współczynnikiem dewiacji. Gdy wartość współczynnika dewiacji jest większa od jedności, mamy wtedy do czynienia z szerokopasmową modulacją częstotliwości, a gdy współczynnik jest mniejszy od jedności, wtedy mamy wąskopasmową modulację częstotliwości. Aby móc stworzyć obraz modulacji częstotliwości oraz zestawić odpowiedni obraz wskazowy, należy dokonać przekształceń matematycznych,
136
które pozwolą przedstawić przebieg o modulowanej częstotliwości jako sumę przebiegu nośnego i wstęg bocznych. Ogólne równanie przebiegu sinusoidalnie zmiennego ma postać: u = U 0 m cos 0 t ;
Przy modulacji częstotliwości, częstotliwość chwilowa jest funkcją f0, fd, fs, Usm. Ponieważ wskaźnik modulacji mf wiąże ze sobą fd, fs i Usm, dlatego też można zmniejszyć liczbę zmiennych do f0, fs i mf. Równanie częstotliwości chwilowej f przebiegu o modulowanej częstotliwości można zapisać w następujący sposób: f = f 0 + f d cos 2πf s t ; 2πf = 2πf 0 + 2πf d cos 2πf s t ;
ω = ω 0 + ω d cos ω s t ;
Po odpowiednich przekształceniach matematycznych
[
]
[
]
ω u (t ) = U 0 m cos ∫ ω (t )dt = U 0 m cos ∫ (ω 0 + ω d cos ω s t )dt = U 0 m cos ω 0t + d sin ω s t = ωs ; = U 0 m cos(ω 0t + m f sin ω s t )
wyrażenie na ω można wykorzystać do sformułowania następującego wyrażenia na wartość chwilową napięcia: u = U 0 m cos(ω 0 t + m f sin ω s t ) ;
lub u = (ω 0 t + m f sin ω s t ) . U 0m
Korzystając ze wzorów trygonometrycznych cos( x + y ) = cos x cos y − sin x sin y ;
otrzymujemy: u = cos ω 0 t cos(m f sin ω s t ) − sin ω 0 t sin (m f sin ω s t ) . U 0m
137
Wyrażenia cos (sin x) i sin (sin x), są skomplikowane i wymagają specjalnych metod analizy matematycznej. Gdy je zastosujemy, to otrzymujemy taką postać równania: u = I 0 (m f )cos ω 0 t + U 0m
+ I 1 (m f )cos(ω 0 + ω s )t − I 1 (m f )cos(ω 0 − ω s )t +
+ I 2 (m f )cos(ω 0 + 2ω s )t − I 2 (m f )cos(ω 0 − 2ω s )t +
(12.4)
+ I 3 (m f )cos(ω 0 + 3ω s )t − I 3 (m f )cos(ω 0 − 3ω s )t + K
Jak widać z równania (12.4), przy modulacji częstotliwości powstaje wiele prążków bocznych, a przy modulacji amplitudy powstawały tylko dwa. Przy modulacji częstotliwości prążki boczne występują parami. Istnieje więc górny i dolny prążek boczny odpowiadający częstotliwości sygnału modulującego, dalej pary prążków odpowiadające drugiej harmonicznej częstotliwości sygnału modulującego, trzeciej harmonicznej, czwartej harmonicznej itd. Podobnie jak przy modulacji amplitudy występuje tu składnik o częstotliwości nośnej, jest nim I0. Ponieważ równanie określa wartość stosunku u U , suma wektorowa współczynników składowej nośnej i 0m
prążków bocznych musi być równa jedności. Współczynniki I0(mf), I2(mf), I3(mf),... poszczególnych składowych noszą nazwę funkcji Bessela pierwszego rodzaju. Indeks przy I oznacza rząd tych funkcji. Dla modulacji częstotliwości możemy zestawić wykres wskazowy.
Rys. 12.7. Wykres wskazowy obrazujący modulację częstotliwości i fazy.
Przy równaniu (12.4) wykazano, że wektor R, wypadkowy składowej nośnej i prążków bocznych, jest przy modulacji częstotliwości wektorem o stałej długości. Dochodzimy do wniosku, że sygnał modulujący nie wywołuje zmian amplitudy przebiegu wyjściowego. Jeżeli przedstawimy wektor wypadkowy R w odniesieniu do wektora przebiegu nie modulowanego OY (rys. 12.7), to miejscem geometrycznym końca wektora R jest okrąg koła. R wyprzedza lub opóźnia się w stosunku do wektora składowej nośnej OY. Wektor OY wiruje z prędkością kątową ω0, natomiast wektor R ze zmieniającą się prędkością kątową ωi. Gdy ωi jest większe od ω0, to wektor R wyprzedza wektor OY. Natomiast gdy ωi jest mniejsze od ω0, to wektor R opóźnia się względem OY. Szybkość zmian
138
prędkości kątowej ωi jest zależna od pulsacji ωs sygnału modulującego. W każdej chwili istnieje pewien kąt fazowy θ między wektorami R i OY. Jeżeli metoda modulacji przewiduje, że θ jest proporcjonalne do amplitudy sygnału modulującego Usm i że szybkość zmian θ jest proporcjonalna do częstotliwości fs sygnału modulującego, to taki rodzaj modulacji nazywamy modulacją fazy. Modulacja fazy i częstotliwości występują z konieczności jednocześnie. Aby wiedzieć jaka jest modulacja należy zwrócić uwagę na to czy zmiana częstotliwości, czy też fazy jest proporcjonalna do sygnału modulującego. 12.4. MODULATORY CZĘSTOTLIWOŚCI (FM) Zadaniem modulatora (FM) jest uzależnienie (najlepiej liniowe) częstotliwości sygnału nośnego od wartości chwilowej napięcia wejściowego (sygnału użytecznego) przy stałej wartości amplitudy sygnału nośnego. Najprostszym sposobem modulacji częstotliwości jest sterowanie częstotliwością generatora sinusoidalnego za pomocą napięcia. Jest to tzw. metoda bezpośrednia. Przykład takiego modulatora pokazany jest poniżej.
Rys. 12.8. Schemat modulatora FM.
Stanowi on odpowiednik generatora Meissnera. Rezystory R1 i R2 ustalają napięcie bazy tranzystora, kondensator CB zawiera składową zmienną napięcia na rezystorze R2 do masy, zapewniając schemat zastępczy tego układu (dla składowej zmiennej) właściwy dla generatora Meissnera. Rezystor RE wprowadza ujemne sprzężenie zwrotne dla składowej stałej prądu emitera, stabilizując jego wartość. Funkcję kondensatora (C) równoległego obwodu rezonansowego (w generatorze Meissnera) pełni kondensator o pojemności C1 i połączona z nim szeregowo dioda pojemnościowa o pojemności Cd. Z definicji diody pojemnościowej wiemy, że jej pojemność zmienia się w funkcji doprowadzonego napięcia. W wyniku dodania składowej zmiennej napięcia małej częstotliwości (sygnału użytecznego podawanego przez kondensator Cs) uzyskuje się odpowiadającą 139
jej zmianę pojemności, czyli zmianę częstotliwości rezonansowej równoległego obwodu rezonansowego, a więc także odpowiadającą jej zmianę częstotliwości generowanej przez układ – modulację częstotliwości nośnej. Aby zapewnić liniowość zmian tej częstotliwości w funkcji napięcia wejściowego, należy użyć diody o odpowiedniej charakterystyce pojemnościowo – napięciowej. 12.5. DEMODULACJA Demodulacja jest procesem odwrotnym do modulacji. Zadaniem demodulatora jest przetworzenie sygnału podanego na wejście, aby w jego wyniku odzyskać sygnał (modulujący) użyteczny (który został zakodowany za pomocą modulacji) w zmodulowanym sygnale wejściowym. W zależności od przyjętego rodzaju modulacji, należy zastosować właściwy typ demodulatora. Każdy rodzaj modulacji ma tylko jeden właściwy sobie rodzaj demodulacji, pozwalający odzyskać zniekształcony sygnał użyteczny (modulujący). Sygnałem wejściowym dla demodulatora AM powinien być sygnał zmodulowany amplitudowo, który ma postać: u s = A cos ω 0 t ; przy czym A – wartość chwilowa amplitudy sygnału zmodulowanego amplitudowo, ω0 – pulsacja sygnału nośnego.
Zadaniem demodulatora AM jest wytworzenie sygnału wyjściowego, który będzie proporcjonalny do wartości chwilowej amplitudy sygnału zmodulowanego (tzn. w wierny sposób odwzorowującego kształt obwiedni sygnału zmodulowanego amplitudowo). Na rysunku 12.9b przedstawiono charakterystykę napięcia wyjściowego w funkcji amplitudy chwilowej przebiegu wejściowego demodulatora AM z rys.12.9a. Na rysunku 12.9c i d przedstawiono przykładowy przebieg napięcia wejściowego i odpowiadający mu kształt przebiegu napięcia wyjściowego.
140
a) Demodulator AM
Uwe
Uwy
b) Uwy
0
A(t)
c)
d) Rys. 12.9. Demodulator AM. a) symbol, b) charakterystyka, c) przykładowy sygnał wejściowy, d) odpowiadający mu sygnał wyjściowy.
Rys. 12.10. Prosty dekoder diodowy i filtr.
Sygnałem wejściowym dla demodulatora FM powinien być sygnał zmodulowanego częstotliwościowo, czyli sygnał który ma powstać: u s = U 0 m cos[2πFt ] ;
141
przy czy F jest wartością chwilową częstotliwości.
Zadaniem demodulatora FM jest wytworzenie sygnału wyjściowego, który będzie proporcjonalny do chwilowej wartości częstotliwości sygnału zmodulowanego częstotliwościowo. Na rysunku 12.11b przedstawiono charakterystykę napięcia wyjściowego w funkcji częstotliwości chwilowej przebiegu wejściowego demodulatora FM z rys.12.11a. Na rysunku 12.11c i d przedstawiono przykładowy przebieg napięcia wejściowego i odpowiadający mu kształt przebiegu napięcia wyjściowego. a)
Demodulator FM
Uwe
Uwy
b) Uwy
0
F(t)
c)
d)
Rys. 12.11. Demodulator FM. a) symbol, b) ) charakterystyka, c) przykładowy sygnał wejściowy, d) odpowiadający mu sygnał wyjściowy.
142
Rozdział XIII. UKŁADY ZASILAJĄCE Większość układów elektronicznych, dla właściwego spełnienia funkcji, wymaga zasilania. Najdogodniejsze jest zasilanie wprost z sieci elektroenergetycznej, bezpośrednio lub za pośrednictwem transformatora. Znaczna część urządzeń wymaga zasilania napięciem stałym, dlatego też stosujemy zasilacze napięcia (prądu) stałego. Napięcie stałe jest wytwarzane przez układ elektroniczny zwany zasilaczem. Zasilacz przetwarza napięcie przemienne sieci zasilającej na napięcie stałe o ustabilizowanej wartości. Schemat funkcjonalny prostego zasilacza przedstawiono na rysunku 13.1. Układ taki składa się z: transformatora sieciowego, prostownika i filtru. Transformator sieciowy obniża znacznie napięcie zmienne podawane na prostownik. Prostownik zmienia prąd zmienny na prąd jednokierunkowy. W prostowniku wykorzystuje się elementy elektronowe, charakteryzujące się jednokierunkowym przewodzeniem prądu. Są to najczęściej diody lub tyrystory. Dzięki temu napięcie przemienne jest przetwarzane na napięcie tętniące o składowej stałej różnej się od zera. Po odfiltrowaniu tętnień przez filtr uzyskuje się w odbiorniku żądaną wartość napięcia i prądu stałego. Często stosuje się również układy zabezpieczające elementy prostownicze przed przeciążeniami i przepięciami. W zasilaczach stabilizowanych pomiędzy filtrem a odbiornikiem znajduje się stabilizator napięcia lub prądu stałego. Zakres mocy zasilaczy napięcia stałego jest bardzo szeroki – od kilku watów do kilkuset kilowatów.
Sieć U1
Transfor - mator
U2
Prosto - wnik
Filtr
U0
R0
Stabili - zator
Rys. 13.1. Schemat funkcjonalny zasilacza napięcia stałego.
Filtr przepuszcza na wyjście składową stałą pulsującego prądu jednokierunkowego i tłumi składową zmienną. Najczęściej jest to filtr RC zbudowany z kondensatora o dużej pojemności dołączonego równolegle do rezystancji obciążającej prostownik. Wartość pojemności tego kondensatora należy tym większą, im większa jest przewidywana wartość prądu obciążenia. Kondensator wraz z rezystancją układu prostownika i rezystancją wejściową
143
obciążenia stanowi filtr, zwykle dostatecznie tłumiący tętnienia napięcia wyjściowego. Zmniejszenie tętnień napięcia uzyskuje się w stabilizatorze. 13.1. PROSTOWNIKI Prostownik stosuje się przede wszystkim w odniesieniu do układów przekształcających prąd zmienny w prąd stały. W zależności od struktury i liczby faz zasilającego napięcia przemiennego, prostowniki dzielimy na: - jednofazowe; - wielofazowe (np. trójfazowe). Jeśli napięcie podlega prostowaniu w czasie jednego tylko półokresu każdej z faz, to taki prostownik nazywamy jednopołówkowym (półfalowym). Jeżeli natomiast napięcie jest prostowane w czasie obu półokresów, to taki prostownik nazywamy dwupołówkowym (całofalowym). Biorąc pod uwagę charakter obciążenia, rozróżnia się prostowniki: - z obciążeniem rezystancyjnym; - z obciążeniem pojemnościowym; - z obciążeniem indukcyjnym. Wielkości charakteryzujące prostownik: - sprawność napięciowa ηu – stosunek napięcia wyjściowego do napięcia na wejściu prostownika; - sprawność energetyczna ηp – stosunek mocy wydzielanej w obciążeniu do mocy źródła; - współczynnik tętnień kt – stosunek wartości skutecznej składowej zmiennej napięcia wyjściowego do wartości składowej stałej napięcia na wyjściu prostownika; - rezystancja wyjściowa; - współczynniki kształtu: K1 – stosunek wartości składowej stałej napięcia wyjściowego do jego wartości szczytowej, K2 – stosunek wartości skutecznej napięcia wyjściowego do jego wartości szczytowej; - maksymalne napięcie wsteczne. O jakości prostownika decyduje jego sprawność napięciowa i energetyczna oraz współczynnik tętnień i rezystancja wyjściowa. Warunki natomiast w jakich pracuje element nieliniowy określają współczynnik kształtu prądu i maksymalne napięcie wsteczne. 144
13.2. PROSTOWNIK JEDNOPOŁÓWKOWY Prostownikiem jednopołówkowym nazywamy taki prostownik, w którym po procesie prostowania pozostają tylko te części przebiegu, które są jednego znaku a części przeciwnego znaku pozostają wyeliminowane. Na rysunku 13.2 pokazany jest prostownik jednopołówkowy sterowany sygnałem sinusoidalnym. Elementem załączającym prąd jest dioda półprzewodnikowa. Dioda przewodzi tylko dla dodatnich połówek przebiegu wejściowego, gdyż tylko wówczas napięcie dodatnie na jej anodzie jest większe niż potencjał katody. Dioda przewodzi wtedy, gdy napięcie EG > UF. Na wyjściu układu otrzymuje się napięcie: U wy = U we − U F ;
Gdy napięcie EG < UF, wtedy dioda nie przewodzi a napięcie wyjściowe jest równe zero. D
Uwe
i
UF
R0
Uwy
a)
b)
Rys.13.2. Prostownik jednopołówkowy. a) schemat, b) przebiegi napięć i prądu w układzie.
Prostownik jednopołówkowy przewodzi prąd w jednym kierunku (dodatnim). Podstawowe parametry tego prostownika wyznacza się z następujących wzorów: ηu =
1
π
⋅
1 r 1+ R0
K1 =
1
π
ηP =
;
≈ 0,32 ;
4
π
2
⋅
K2 =
1 r 1+ R0
;
1 . 2
Ponieważ rezystancja diody w kierunku przewodzenia r << R0, to
145
ηP =
kt =
π2 4
4
π2
;
− 1 ≈ 1,21 .
Ze względu na duże tętnienia i małą sprawność energetyczną, prostownik ten jest rzadko stosowany. W celu zmniejszenia tętnień oraz zwiększenia wydatkowania energii, w obciążeniu prostownika stosuje się elementy, które magazynują energię w czasie ∆T. Na rysunku 13.3 przedstawiono prostownik jednopołówkowy z obciążeniem rezystancyjno – pojemnościowym. Przy odpowiednio dobranej wartości pojemności utrzymuje się na wyjściu napięcie o wartości zbliżonej do wartości szczytowej napięcia wejściowego. Dlatego też taki prostownik nazywamy prostownikiem szczytowym. Prąd iD w tym układzie płynie tylko w czasie ∆T doładowania pojemności. Przebiega to krócej niż przy obciążeniu rezystancyjnym. Parametry układu zależą od stałych czasowych ładowania τł i rozładowania τr. Dużą stałą czasową τr uzyskuje się przy dużych rezystancjach obciążenia. Jeżeli τł maleje, to ładowanie kondensatora odbywa się szybciej, tętnienia maleją. Składowa stała napięcia wyjściowego wzrasta. Jeżeli τr wzrasta, to rozładowanie kondensatora przebiega wolniej, tętnienia także maleją. Napięcie na kondensatorze dąży do wartości szczytowej napięcia zmiennego D
Uwe a)
iD
C
Uwy
R0 b)
Rys. 13.3 Prostownik jednopołówkowy z obciążeniem rezystancyjno – pojemnościowym. a) schemat, b) przebiegi napięć i prądu w układzie.
13.3. PROSTOWNIK DWUPOŁÓWKOWY Prostownikiem dwupołówkowym nazywamy taki prostownik, w którym po procesie prostowania pozostają części przebiegu, które są tego samego znaku i dodają się do nich – po zmianie znaku – części, które miały znak przeciwny. Prostowniki dwupołówkowe charakteryzują się lepszymi parametrami. W układach tych płynie prąd przez obciążenie R0 praktycznie
146
przez cały czas w jednym kierunku. Rozwiązanie prostowników dwupołówkowych realizuje się w dwóch wersjach: - z wyprowadzonym środkiem uzwojenia wtórnego transformatora (rys.13.4a); - z diodami w układzie Graetza (rys.13.4b). a)
b)
Rys. 13.4. Prostownik dwupołówkowy. a) układ z transformatorem, b) układ Graetza.
W układzie z transformatorem, przy dodatniej połówce wejściowego przebiegu sinusoidalnego prąd płynie przez diodę D1 i obciążenie R0, a przy ujemnej - prąd płynie przez diodę D2 i obciążenie R0. Przy połówce dodatniej napięcia na uzwojeniu wtórnym mamy sytuację, w której dioda D1 przewodzi a dioda D2 nie przewodzi. Przy połówce ujemnej napięcie dodatnie występuje na diodzie D2, która wówczas przewodzi, natomiast nie przewodzi dioda D1, która jest spolaryzowana wstecznie. W układzie mostka Graetza przy dodatniej połówce wejściowego przebiegu sinusoidalnego prąd płynie od zacisku 1 przez diodę D1, obciążenie R0 i diodę D3 do zacisku 2, natomiast przy ujemnej prąd płynie od zacisku 2 przez diodę D2, obciążenie R0 i diodę D4 do zacisku 1. W obu układach prąd płynie przez obciążenie w jednym kierunku i ma charakter pulsujący. Prostownik dwupołówkowy w układzie mostka Graetza jest najczęściej stosowanym układem prostowniczym. Podstawowe parametry charakteryzujące prostownik dwupołówkowy określane są na podstawie poniższych wzorów: ηu =
K1 =
2
π
≈ 0,64 ;
2
1 ; π 1 + 2r R0
ηP =
⋅
K2 =
1 = 0,71 ; 2
8
π
2
⋅
1 ; 2r 1+ R0 kt =
π2 8
− 1 ≈ 0,48 .
Obydwa układy mają większość parametrów identycznych. Jednakże w układzie mostkowym napięcie wsteczne na każdej diodzie jest dwukrotnie
147
mniejsze, co umożliwia zastosowanie diod o mniejszym dopuszczalnym napięciu wstecznym. Układ zapewnia też lepsze wykorzystanie mocy transformatora. Wadą jest konieczność używania czterech diod. a)
b)
Rys. 13.5. Schemat prostownika dwupołówkowego. a) z obciążeniem rezystancyjno – pojemnościowym oraz jego przebieg napięć i prądów w układzie, b) z obciążeniem rezystancyjno – indukcyjnym.
W celu poprawienia parametrów prostowników stosuje się obciążenia rezystancyjno – pojemnościowe (rys.13.5a) i rezystancyjno – indukcyjne (rys.13.5b). obciążenie rezystancyjno – indukcyjne stosuje się w prostownikach dużej mocy. Współczynnik tętnień przy tym obciążeniu wynosi: kt = gdzie:
R0 ; 3ωL 2
ω - pulsacja napięcia wejściowego.
Aby uzyskać przebieg wyjściowy o jak najmniejszych tętnieniach, należy używać cewek o jak największej indukcyjności. Cewka wraz z rezystancją obciążenia stanowi filtr dolnoprzepustowy RL, który tłumi składową zmienną napięcia wyjściowego. 13.4. DOBÓR DIOD PROSTOWNICZYCH STOSOWANYCH W PROSTOWNIKACH. Przed doborem rodzaju półprzewodnikowych diod prostowniczych do danego typu prostownika, należy najpierw określić, jaka będzie częstotliwość przebiegu wejściowego oraz wartość natężenia prądu, który będą one przewodzić. Ze względu na częstotliwość pracy diody prostownicze dzieli się na: 148
• standardowe pracujące przy częstotliwości f ≤ 400 Hz; • szybkie pracujące przy częstotliwości f ≈ 200 kHz; • Schottky’ego pracujące w układach w.cz. Ze względu na wartość prądu płynącego przez diody i moc rozpraszaną w nich, rozróżnia się diody prostownicze: • małej mocy o prądzie przewodzenia IF < 1 A (zwykle nie wymagają dodatkowego chłodzenia za pomocą radiatorów); • średniej mocy o prądzie IF = 1 ÷ 10 A (zwykle wymagają radiatorów); • dużej mocy o prądzie IF > 10 A. Diody prostownicze niekiedy łączy się szeregowo lub równolegle (rys. 13.6). a)
b)
D
R
D
R
D
D
R
D
R
D
R
R
Rys. 13.6. Łączenie diod. a) szeregowe, b) równoległe.
Szeregowe łączenie diod stosuje się wówczas, gdy chcemy uzyskać większą wartość napięcia wstecznego układu prostującego (w porównaniu z układem pojedynczych diod). Zwykle wtedy do każdej diody dołącza się równolegle rezystory o jednakowej (dużej) wartości, celem wyrównania napięć wstecznych w diodach. Równoległe łączenie diod stosuje się wówczas, gdy chcemy uzyskać większą wartość prądu przewodzenia. Ponieważ jednak charakterystyki prądowo - napięciowe diod są różne, to nie łączy się bezpośrednio równolegle samych diod, lecz układy szeregowe połączonych rezystorów i diod (rys. 13.6a). Połączenie takie stosuje się rzadko, gdyż zazwyczaj nie ma problemu z doborem diod o odpowiednim prądzie przewodzenia.
149
13.5. PROSTOWNIK TYRYSTOROWY Prostowniki tyrystorowe (rys. 13.7) są stosowane w układach zasilających wielkiej mocy, w których zmniejszenie napięcia wyjściowego odbywa się bez strat na elementach rezystancyjnych. Układ jest zasilany napięciem sinusoidalnie zmiennym. W czasie ujemnej połówki przebiegu wejściowego tyrystor nie przewodzi prądu; napięcie wyjściowe jest równe zeru. Przy dodatniej połówce natomiast przez tyrystor popłynie prąd dopiero wtedy, gdy na jego bramkę będzie podany sygnał z generatora sterującego (sygnał ten musi być zgodny w fazie z przemiennym napięciem wejściowym). Prąd przestaje płynąć przez tyrystor (i przez obciążenie) po zmianie polaryzacji napięcia wejściowego. Zmieniając położenie początku impulsu sterującego względem czasu przejścia przebiegu wejściowego przez zero, można zmieniać czas przepływu prądu przez obciążenie za jeden okres sinusoidy, czyli zmieniać wartość mocy przekazywanej do obciążenia. Aby wytłumić tętnienia napięcia wyjściowego, łączy się szeregowo rezystancję obciążenia z cewką, tworząc filtr dolnoprzepustowy RL. Prostowniki z tyrystorami są stosowane głównie w urządzeniach energetycznych. a)
b)
Rys. 13.7. Prostownik tyrystorowy. a) schemat, b) przebiegi napięć i prądu w układzie.
13.6. STABILIZATORY Stabilizatorem napięcia lub prądu stałego nazywamy układ, którego zadaniem jest utrzymywania stałej, ściśle mówiąc prawie stałej wartości napięcia lub prądu wyjściowego, przy określonych granicach zmian napięcia zasilającego, obciążenia oraz czynników zewnętrznych, np. temperatury, ciśnienia, wilgotności, czasu itd. Stabilizatory obecnie należą do najbardziej rozpowszechnionych układów elektronicznych. W połączeniu z prostownikiem i filtrem (zasilaczem sieciowym) tworzą one zasilacze stabilizowane kalibratory zarówno o charakterze lokalnym, dostarczające określone napięcia (prądy) innym układom, jak i stanowiące oddzielne
150
przyrządy będące wzorcowymi źródłami. Są często wykorzystywane jako integralne części bardziej rozbudowanych układów elektronicznych. Stabilizator napięcia powinien być praktyczną realizacją idealnego źródła napięcia, a stabilizator prądu – idealnego źródła prądu. Parametry rzeczywistych stabilizatorów różnią się od źródeł idealnych. W przybliżeniu można przyjąć, że napięcie wyjściowe Uwy stabilizatorów napięcia jest funkcją napięcia wejściowego Uwe, prądu wyjściowego (obciążenia) i temperatury T U wy = f (U we , I wy , T ) ;
Prąd wyjściowy stabilizatora Iwy stabilizatorów prądu jest funkcją napięcia wejściowego, napięcia wyjściowego i temperatury I wy = f (U we ,U wy , T ) ; Iwy
Iwe
Uwe
Stabilizator
Uwy
Rys. 13.8. Schemat stabilizatora sygnałów stałoprądowych.
Parametry stabilizatorów: • znamionowe napięcie wyjściowe – napięcie, na jakie został zaprojektowany stabilizator; • zakres regulacji napięcia wyjściowego; • zakres regulacji napięcia wejściowego – odpowiadający poprawnej pracy stabilizatora; • zakres zmian prądu wyjściowego – zakres prądu wyjściowego odpowiadający znamionowemu napięciu wyjściowemu; • współczynnik stabilizacji S – stosunek zmian napięcia wyjściowego do wywołującej ją zmiany napięcia wejściowego (stabilizacja jest tym lepsza, im mniejszy jest współczynnik stabilizacji); • rezystancja wyjściowa – stosunek zmiany napięcia wyjściowego do zmiany prądu wyjściowego;
151
• zakres stabilizacji – zakres poprawnej pracy układu, czyli zakres zmian napięcia wejściowego i odpowiadający mu zakres zmian napięcia wyjściowego. 13.7. STABILIZATOR Z DIODĄ ZENERA Najprostszym układem stabilizacji napięcia jest stabilizator z diodą Zenera. Znalazł on zastosowanie w prostych zasilaczach lub jako źródło napięcia odniesienia. Układ stabilizatora napięcia z diodą Zenera przedstawiono na rys.13. 9.
Rys.13.9. Stabilizator z diodą Zenera. a) schemat, b) zakres napięcia wyjściowego w funkcji zmian napięcia wejściowego, c) zakres zmian napięcia wyjściowego w funkcji zmian prądu obciążenia.
Napięcie wyjściowe jest napięciem na diodzie Zenera U wy = U Z = 9,1V .
Ponieważ
152
U we = IR + U Z ,
stąd
U wy = U we − IR .
Na rys. 13.9b przedstawiono charakterystykę roboczą stabilizatora przy braku obciążenia (Iwy = 0). Dla napięcia wejściowego Uwe = Uwe1 wyrysowano prostą o nachyleniu proporcjonalnym do wartości rezystancji R. Przecięcie się prostej z charakterystyką diody Zenera wyznacza punkt pracy diody (UZ1, IZ1). Napięcie wyjściowe jest równe Uwy = UZ1. Jeżeli napięcie wejściowe zwiększymy o ∆Uwe, to punkt pracy zmieni się (UZ2, IZ2). Zwiększenie wartości napięcia wejściowego powoduje wzrost prądu I oraz wzrost prądu diody i napięcia wyjściowego. Zmiana napięcia wejściowego ∆Uwe powoduje dużo mniejszą zmianę wartości napięcia wyjściowego ∆Uwy (∆Uwe >> ∆Uwy)wokół ustalonej wartości UZ. Uzyskuje się w taki sposób stabilizacje napięcia wyjściowego od zmian napięcia wejściowego. W układzie tym tętnienia napięcia wejściowego są przekazywane na wyjście jako wielokrotnie mniejsze. Analiza pracy stabilizatora pokazanego na rysunku 13.9. Przyjmujemy wartości elementów: R =200 Ω, UZ = 9,1 V. Zakładamy, iż napięcie wejściowe niestabilizowane jest równe 17 V, prąd płynący przez diodę Zenera jest równy IZ = 25 mA. Napięcie wyjściowe jest napięciem na diodzie Zenera Uwy = UZ = 9,1 V. Przez rezystor płynie prąd I=
U we − U Z = 39,5mA ; R
a przez obciążenie płynie prąd Iwy = I – IZ = 14,5 mA. Na rysunku 13.9c pokazane jest jak zmienia się punkt pracy diody Zenera wraz ze zmianami prądu obciążenia ∆Iwy w zakresie wartości ± 10 mA. W tej analizie przyjmujemy, że prąd płynący przez rezystor nie zmienia się. Jeżeli prąd obciążenia zwiększy się o 10 mA, to o tę wartość zmniejszy się prąd płynący przez diodę. Jeżeli prąd płynący przez obciążenie będzie zmniejszony o 10 mA, to o tę wartość zwiększy się prąd płynący przez diodę. Zmiana prądu obciążenia przeniesie się na diodę, a napięcie wyjściowe zmieni się w przybliżeniu o ∆I * rZ (rZ – rezystancja dynamiczna diody Zenera). Przy pomocy charakterystyki prądowo – napięciowej diody Zenera możemy wyprowadzić wzory opisujące parametry stabilizatora. Prąd płynący przez diodę w czasie stabilizacji:
153
IZ =
U wy − U Z rZ
;
Prąd i napięcie wyjściowe układu mają postać: I wy =
U wy R0
U wy − I wy R − I Z R ;
;
Z powyższych równań wyznaczamy zależność napięcia wyjściowego od napięcia wejściowego: R R R U we = U wy 1 + + − U Z ; rZ R0 rZ
Współczynnik stabilizacji ma postać: S=
R R ∆U we = 1+ + ; ∆U wy R0 rZ
(13.1)
Rezystancję wyjściową stabilizatora określa się tak samo jak w innych układach: rwy = R rZ .
Zakres poprawnej pracy stabilizatora diodowego określają skrajne położenia punktu pracy na charakterystyce. Napięcie wyjściowe jest zawsze równe w przybliżeniu napięciu Zenera UZ. Minimalna wartość prądu diody nie powinna się znajdować na zakrzywionej części charakterystyki, ponieważ nastąpiłby wzrost rezystancji dynamicznej diody. I Z min =
U we min − U Z − I wy max ; R
(13.2)
maksymalny prąd diody jest ograniczony maksymalną mocą PDmax, jaka może wydzielić się w diodzie, nie powodując jej uszkodzenia. Płynie on przy minimalnym prądzie obciążenia, ale przy maksymalnym napięciu wejściowym. PD max = I Z max (U Z + I Z max ⋅ rZ ) ; (13.3) I Z max =
U we max − (U Z + rZ I Z max ) − I wy min ; R 154
(13.4)
13.8. STABILIZATOR ZE SPRZĘŻENIEM ZWROTNYM Stabilizatory ze sprzężeniem zwrotnym mają lepsze parametry niż stabilizatory diodowe. Część napięcia wyjściowego jest porównywana z wzorcowym napięciem odniesienia – Uo. Gdy napięcia te nie są równe, wówczas ich różnica po wzmocnieniu działa na układ regulacyjny, zmieniając jego rezystancję w taki sposób, aby zmiana spadku napięcia na nim przeciwdziałała zmianie napięcia stabilizowanego. Układ regulacyjny stanowi najczęściej odpowiedni tranzystor lub zestaw tranzystorów. Może on być połączony szeregowo lub równolegle z obciążeniem. W związku z czym rozróżnia się : • stabilizatory szeregowe – rys.13.10a; • stabilizatory równoległe – rys. 13.10b. a) I
Uwe
Iwy
Układ regulujący
Układ porównująco wzmacniający
Źródło napięcia odniesienia
I
Uwy
Ro
Up
Uo b)
Układ pomiarowy
RS
Iwy IR Układ pomiarowy
Uwe
Źródło napięcia odniesienia
Układ porównująco wzmacniający
Układ regulujący
Uwy
Rys.13.10. Schematy funkcjonalne stabilizatorów o działaniu ciągłym. a) szeregowego, b) równoległego.
W stabilizatorze szeregowym układ regulujący zmienia wartość prądu płynącego przez obciążenie (I ≈ Iwy) tak, aby utrzymać na wyjściu stałą wartość napięcia Uwy. Układ porównująco – wzmacniający może być realizowany na wzmacniaczu operacyjnym. Ze względu na to, że układ jest częścią składową obwodu ujemnego sprzężenia zwrotnego, będzie dążył do wyrównania napięć Uo i UP podawanych na jego wejścia. W wyniku tego napięcie wyjściowe Uwy będzie miało stałą wartość. Jeżeli na przykład 155
Ro
napięcie wyjściowe wzrośnie o wartość ∆U, to sygnał błędu wzrośnie o wartość ∆U1 ≤ ∆U, i po wzmocnieniu tak wysteruje element regulacyjny, że wartość napięcia wyjściowego zmniejszy się o ∆U. Im większe będzie wzmocnienie tego rzeczywistego układu, z tym większą dokładnością napięcie wyjściowe będzie równe założonej (tym lepsza będzie stabilizacja napięcia wyjściowego). W stabilizatorach szeregowych napięcie wyjściowe jest stabilizowane zarówno przy zmianach napięcia wejściowego, jak i prądu obciążenia. Wadą tych stabilizatorów jest brak zabezpieczenia układu regulacyjnego przed przeciążeniem lub zwarciem na wyjściu. Zmusza to do stosowania dodatkowych elementów zabezpieczających. W stabilizatorze równoległym przy stałym napięciu Uwe wartość prądu I jest stała, a układ regulacyjny zmienia wartość prądu IR tak, aby prąd wyjściowy (Iwy ≈ I – IR) przepływający przez obciążenie Ro powodował spadek napięcia o wartości Uwy. Rezystor szeregowy RS separuje napięcie niestabilizowane Uwe od napięcia stabilizowanego Uwy. Wzrost napięcia Uwe powoduje zwiększenie prądu I oraz spadku napięcia na rezystorze RS, tak aby Uwy = const. Układ ten jest rzadziej stosowany ze względu na większą wartość mocy wydzieloną w stabilizatorze. Jedyną ich zaletą jest naturalne zabezpieczenie elementu regulacyjnego przed przeciążeniem. Do wad zaliczamy małą stabilność oraz niewielką sprawność, gdyż niezależnie od wartości prądu obciążenia pobierają one z układu zasilającego prąd znamionowy. 13.9. STABILIZATOR TRANZYSTOROWY Rozróżniamy dwa zasadnicze schematy stabilizatorów tranzystorowych: • schemat szeregowy, • schemat r ównoległy. Napięcie wyjściowe w obu układach ma taką samą wartość i jest równe UZ ± UBEP. Źródło napięcia odniesienia stanowi dioda Zenera DZ z rezystorem RB ustalającym jej punkt pracy. Tranzystor jest elementem regulacyjnym. Stabilizatory tranzystorowe charakteryzują się taką samą zależnością zmian napięcia wyjściowego od zmian napięcia wejściowego (niestabilizowanego) jak stabilizatory diodowe (patrz charakterystyka na rys. 13.9b). W układach tych znacznie ograniczono (w porównaniu ze stabilizatorem diodowym) zakres zmian położenia punktu pracy diody Zenera ∆IZ spowodowanych zmianą prądu obciążenia, uzyskując tym samym poprawę parametrów stabilizatora. Przyjmując takie same zmiany prądu Iwy, jak w
156
układzie diodowym z rys. 13.9, uzyskuje się w tym układzie mniejsze zmiany napięcia wyjściowego Uwy, ponieważ: ∆I Z ≈ ∆I B << ∆I wy . a)
b)
c)
13.11. Stabilizatory tranzystorowe. a) schemat układu szeregowego, b) schemat układu równoległego, c) zakres zmian napięcia wyjściowego w funkcji zmian prądu obciążenia.
Zbadajmy zmianę punktu pracy diody Zenera pod wpływem zmiany napięcia wyjściowego na przykładzie stabilizatora szeregowego (rys. 13.11c). Dla porównania przyjmijmy, że dioda ma taki sam punkt pracy, jaki przyjęliśmy w analizie działania układu diodowego z rys. 13.9 (tzn. 9,1 V; 25 mA). Jeżeli prąd obciążenia zwiększy się o 10 mA, to prąd bazy tranzystora zwiększy się kosztem prądu diody o β-krotnie mniejszą wartość. Gdy założymy, że β = 20, wówczas oznacza to zmianę prądu bazy i prądu diody o 0,5 mA. Jeżeli natomiast prąd obciążenia zmniejszy się o 10 mA, to prąd bazy tranzystora zmniejszy się kosztem prądu diody o β-krotnie mniejszą wartość. Zmiana prądu bazy
∆I Z =
∆I wy
157
β
.
Wobec tego można się spodziewać około β-krotnie mniejszej zmiany napięcia wyjściowego w porównaniu ze zmianą w układzie diodowym. Rozważania powyższe mają przybliżony charakter, ponieważ nie uwzględniono zmian napięcia kolektor-emiter tranzystora wraz ze zmianą prądu emitera. Dobrze jednak odzwierciedlają różnice w pracy stabilizatorów diodowych i stabilizatorów tranzystorowych. Wartość rezystancji wyjściowej tranzystorowego układu szeregowego (rys. 13. 11a) oblicza się korzystając ze spostrzeżenia, że odpowiada ona rezystancji wyjściowej wtórnika emiterowego:
rwy =
rZ + rbb
β
'
+
1 . g eb '
Współczynnik stabilizacji tego układu wynosi:
S≈
RB . rZ
Wartość rezystancji RB dobiera się ze względu na zakładaną wartość prądu Zenera IZ, płynącego przez diodę:
RB ≈
U we − U Z . IZ
W układzie równoległym (rys. 13.11b) rezystancja R ogranicza maksymalną wartość prądu obciążenia, przy której stabilizator pracuje poprawnie. Tranzystor – element regulacyjny – ustala rozpływ prądu płynącego przez rezystor R na prąd kolektora i prąd obciążenia. Jeżeli w układzie tym napięcie wejściowe wzrośnie o wartość ∆Uwe, to spowoduje wzrost prądu przepływającego przez diodę Zenera. Pociąga to za sobą zwiększenie napięcia na tej diodzie. W pewnym uproszczeniu przyrost napięcia wejściowego jest dzielnikowany na rezystorze RB i rezystancji rZ diody Zenera: rZ ∆U Z ≈ ∆U we . rZ + RB Ponieważ wartość RB >> rZ, zatem przyrost napięcia na diodzie Zenera ∆UZ << ∆Uwe. Przyrost tego napięcia jest przekazywany poprzez wtórnik emiterowy na wyjście. 158
∆U wy ≈ ∆U we
rZ ; rZ + RB
∆U we >> ∆U wy , ponieważ RB >> rZ . Układy te zmniejszają wyraźnie tętnienia napięcia wejściowego, przekazując na wyjście tylko niewielką jego część. 13.10. ZABEZPIECZENIA STABILIZATORÓW W stabilizatorach stosuje się dwie grupy zabezpieczeń: • Nadnapięciowe – służące do zabezpieczenia stabilizatora lub układu obciążającego przed pojawieniem się niepożądanego napięcia. • Nadprądowe – służące do zabezpieczenia stabilizatora lub układu obciążającego przed prądem o zbyt dużej wartości. Elementy zabezpieczeń nadnapięciowych to: kondensatory, diody. Kondensatory są włączane na wejściach i wyjściach stabilizatorów. Najczęściej stosujemy kondensatory o pojemności 0,1 ÷ 0,5 µF. Diody również włączane są na wejściu i wyjściu stabilizatora oraz równolegle do elementów regulacyjnych. Podczas normalnej pracy stabilizatora diody te są spolaryzowane w kierunku zatkania. Służą one do zabezpieczenia stabilizatora i układu regulacyjnego przed zniszczeniem wskutek odwrotnego włączenia wejściowego napięcia niestabilizowanego lub przyłączenia wyjścia do napięcia o odwrotnej polaryzacji. Przy uszkodzeniu stabilizatorów, będących elementem źródła zasilania, często zdarza się, że napięcie wejściowe stabilizatora przedostaje się na jego wyjście. Może to spowodować uszkodzenie układu zasilanego. Aby temu zapobiec stosuje się zwieracze. Na rysunku 13.12 przedstawiono schemat funkcjonalny stabilizatora szeregowego z zabezpieczeniami nadnapięciowymi. Na wyjściu stabilizatora znajduje się układ zwieracza tyrystorowego zbudowany z rezystora R, diody Zenera DZ i tyrystora TY. Jeżeli napięcie wyjściowe wzrośnie powyżej wartości UZ, to przez diodę Zenera popłynie prąd, co spowoduje załączenie tyrystora i zwarcie napięcia wyjściowego do masy.
159
Rys. 13.12. Schemat funkcjonalny stabilizatora szeregowego z zabezpieczeniami nadnapięciowymi.
Do zabezpieczeń nadprądowych stosujemy bezpiecznik topikowy, który jest umieszczony w obwodzie pierwotnym transformatora sieciowego i na wyjściu stabilizatora. Zapewnia on skuteczną ochronę przed zwarciem wyjścia stabilizatora. Natomiast nie zapewnia on skutecznej ochrony przed wzrostem prądu obciążenia nieznacznie większym od wartości nominalnej prądu bezpiecznika, ponieważ zanim zadziałałby bezpiecznik mógłby ulec uszkodzeniu.
Rys. 13.13. Schematy stabilizatorów z zabezpieczeniami nadprądowymi. a) z układem zwiększającym przeciążenie, b) z układem ograniczającym prąd obciążenia, charakterystyka tego układu, c) z układem ograniczającym prąd obciążenia „z podcięciem” wraz z charakterystyką.
Zapobiega się to stosując układ zwiększający przeciążenie bezpiecznika (rys.13.13a). Jeżeli wartość prądu obciążenia wzrośnie powyżej wartości nominalnej prądu bezpiecznika, to spadek napięcia na rezystorze RZ wywołany przepływem tego prądu wyniesie UBEP. Spowoduje to załączenie tranzystora T1, a następnie załączenie tyrystora TY i przepływ dużego prądu
160
zwarcia. W konsekwencji uzyskuje się przyśpieszone przepalenie bezpiecznika i odłączenie stabilizatora od źródła napięcia wejściowego. Podobnie działa układ ograniczający prąd obciążenia stabilizatora (rys.13.13b). Jeżeli prąd wyjściowy wzrośnie do wartości Iwymax, spowoduje to spadek napięcia na rezystorze RS do wartości UBEP. Nastąpi wówczas załączenie tranzystora T, który zmniejszy wartość prądu sterującego układ regulujący, zapewniając stałą wartość prądu obciążenia. Jeśli przy założonej wartości napięcia wyjściowego Uwy i wartości rezystancji obciążenia Ro, płynąłby prąd Iwy > Iwymax, to układ pracowałby jako stabilizator prądu wyjściowego Iwymax (patrz charakterystyka prądowo – napięciowa – rys.13.13b). Wartość rezystancji RS wyznacza się z zależności: RS =
U BEP ; I wy max
Modyfikację tego układu wraz z jego charakterystyką z podcięciem przedstawiono na rys.13.13c. Tranzystor zabezpieczający T jest sterowany różnicą spadków napięć na rezystorach R1 i RZ. Spadek napięcia na rezystorze R1 jest proporcjonalny do napięcia wyjściowego, a spadek napięcia na rezystorze RZ jest proporcjonalny do napięcia obciążenia. Tranzystor T włączy się, gdy pod wpływem wzrostu prądu wyjściowego (obciążenia) różnica napięć między bazą a emiterem zwiększy się do wartości UBEP = UB – UE. U E = U wy ;
U B = (U wy + I wy RZ )
R2 ; R1 + R2
Przewodzenie tranzystora T powoduje mniejsze wysterowanie układu regulacyjnego, czyli zmniejszenie napięcia wyjściowego. Następuje zmniejszenie napięcia na bazie tranzystora, a co za tym idzie większe wysterowanie tranzystora T, pogłębiając ten proces. Proces ten kończy się ustaleniem prądu wyjściowego Izw (zwarcia), przy Uwy = 0. Układy z podcięciem charakterystyki realizuje się w celu zabezpieczenia układu regulującego przed uszkodzeniem termicznym. W wyniku ograniczenia prądu wyjściowego, czyli po zadziałaniu zabezpieczenia, uzyskuje się zmniejszenie mocy wydzielanej w układzie. Unika się w ten sposób przegrzania, a także wydłuża się czas użytkowania stabilizatora.
161
Rozdział XIV. Przetworniki
analogowo-cyfrowe
i
cyfrowo-
analogowe. 14.1. PRZETWORNIKI C/A Przetwornik cyfrowo-analogowy (ang. Digital-to-Analog Converter) jest to układ przetwarzający dyskretny sygnał cyfrowy na równoważny mu sygnał analogowy. Przetwornik ma n wejść i jedno wyjście. Liczba wejść zależy od liczby bitów słowa podawanego na wejście przetwornika (np. dla słowa trzybitowego – trzy wejścia a1, a2, a3). Natomiast na jego wyjściu pojawia się informacja analogowa (np. w postaci napięcia). Napięcie na wyjściu przetwornika jest proporcjonalne do napięcia odniesienia oraz do liczby (n-bitowe słowo) zapisanej w kodzie dwójkowym. Wartość tego napięcia można obliczyć korzystając ze wzoru:
a a a U wy = ±U odn 11 + 22 + K + nn ; 2 2 2
w którym: Uodn – napięcie odniesienia, współczynniki a1, ..., an – bity wejściowe przyjmujące wartość 0 lub 1.
Bit a1, jest nazywany najbardziej znaczącym bitem – MSB (ang. Most Significant Bit), bit an – najmniej znaczącym bitem – LSB (ang. Least Significant Bit). Znak napięcia wyjściowego zależy od tego, czy przetwornik C/A odwraca czy nie odwraca fazy. Najważniejszymi parametrami przetwornika C/A są: • rozdzielczość – najmniejsza zmiana sygnału wyjściowego
∆U =
U odn ; 2n
• błąd bezwzględny – największa różnica między zmierzonym napięciem wyjściowym a obliczonym z powyższego wzoru; • błąd względny – stosunek błędu bezwzględnego do wartości napięcia odniesienia. Na rysunku 14.1 przedstawiono idealną i rzeczywistą charakterystykę przetwornika C/A dla słowa trzybitowego.
162
Rys. 14.1. Charakterystyka przejściowa przetwornika C/A. 1 – idealna, 2 – rzeczywista.
Najprostszą konstrukcją przetwornika C/A jest układ o przetwarzaniu prądowym. Jest to wzmacniacz sumujący zbudowany z użyciem wzmacniacza operacyjnego (rys. 14.2a). Napięcie wyjściowe układu ma postać:
U wy = −
RU odn a1 a 2 a a + 3 + K + n −1n ; + 2 R 2R 4R 2 R
Jest ono równe co do modułu spadkowi napięcia na rezystorze łączącym wyjście układu z wejściem odwracającym wzmacniacza operacyjnego. Wartość napięcia wyjściowego zależy od wartości prądu płynącego przez ten rezystor, regulowanej położeniem przełączników (kluczy). Pozycja lewa przełącznika odpowiada wartości 0 danego bitu wejściowego, natomiast pozycja prawa odpowiada wartości l. Jeżeli przełącznik jest ustawiony w lewej pozycji, to prąd płynący w tej gałęzi spływa do masy, natomiast jeżeli jest w prawej pozycji, to prąd ten dodaje się do prądu płynącego przez rezystor w pętli sprzężenia, powodując zwiększenie spadku napięcia na nim, a tym samym zwiększenie (co do modułu) wartości napięcia wyjściowego. Przez rezystory dołączone do kluczy płynie cały czas taki sam prąd, bez względu na ich pozycję.
163
Rys. 14.2. Przetwornik C/A o przetwarzaniu: a)prądowym, b) napięciowym.
Modyfikacją tego rozwiązania jest układ o przetwarzaniu napięciowym pokazany na rys. 14.2b. Działa on na podobnej zasadzie. Zmieniając położenie przełączników, ustala się wartość prądu płynącego w pętli sprzężenia zwrotnego wzmacniacza operacyjnego. Gdy przełącznik jest dołączony do źródła napięcia odniesienia, wówczas przez rezystor płynie prąd (jak w układzie z przetwarzaniem prądowym). Gdy natomiast przełącznik jest połączony z masą, przez rezystor nie płynie prąd. Wartość napięcia wyjściowego oblicza się korzystając ze wzoru obowiązującego dla układu z rys. 14.2a. Wadą tego typu przetworników jest konieczność stosowania rezystorów o znacznie różniących się wartościach, np. jeśli dla pierwszego bitu 8-bitowego słowa wejściowego rezystancja wynosi 100 Ω, to dla ostatniego – 12,8 Ω. Powoduje to, że przez rezystor o najmniejszej wartości płyną względnie duże prądy, co znacznie zmniejsza niezawodność działania układu (zwiększa jego awaryjność). Wady tej nie ma przetwornik pokazany na rys. 14.3. Składa się on z układu wtórników ( W1, W2, W3), układu sumującego (W4), źródła napięcia odniesienia oraz kluczy analogowych (P0, P1, P2) sterowanych wejściowym sygnałem cyfrowym. Ustawienie wartości (0 lub 1) bitu słowa sterującego powoduje dołączanie lub odłączanie układu sumującego od źródła napięcia Uodn. Pozycja lewa przełącznika odpowiada wartości 0 danego bitu wejściowego, natomiast pozycja prawa odpowiada wartości 1. Wzmacniacze W1, W2 i W3, pracujące jako wtórniki, dają na wyjściu napięcia równe
164
odpowiednio: połowie, jednej czwartej i jednej ósmej wartości napięcia odniesienia.
Rys. 14.3. Przetwornik C/A zbudowany z wtórników.
Omówimy działanie tego przetwornika dla trzech sygnałów wejściowych: l. Gdy b0, b1, b2 = 000, wszystkie przełączniki są połączone z masą, a zatem na wejściu układu sumującego pojawi się napięcie o wartości zero.
U wy = 0 . 2. Gdy b0, b1, b2 = 010, na wejście układu sumującego jest podawane napięcie U o wartości odn poprzez przełącznik P2 oraz napięcie o wartości zero 4 poprzez przełączniki P1 i P3. U U wy = odn . 4 3. Gdy b0, b1, b2 = 111, na wejścia układu sumującego jest podawane napięcie U U o wartości odn , poprzez przełącznik P1, napięcie o wartości odn , 2 4 U odn , poprzez poprzez przełącznik P2 oraz napięcie o wartości 8 przełącznik P3.
7 U wy = U odn . 8
165
14.2. PRZETWORNIKI A/C Przetwornik analgowo-cyfrowy (ang. Analog-to-Digital Converter) przetwarza sygnał analogowy na odpowiadający mu dyskretny sygnał cyfrowy. Jest to układ o jednym wejściu i n wyjściach. Otrzymana w wyniku przetwarzania liczba dwójkowa jest proporcjonalna do wartości analogowego sygnału wejściowego
a a a U we = U odn 11 + 22 + K + nn . 2 2 2 Charakterystykę bezpośredniego przetwornika A/C przedstawiono na rys. 14.4.
Rys. 14.4. Charakterystyka przejściowa przetwornika A/C. 1 – idealna, 2 – rzeczywista.
Przetworniki A/C charakteryzują trzy podstawowe parametry: • czas konwersji (przetwarzania) – czas, jaki upływa między podaniem sygnału wejściowego rozpoczynającego przetwarzanie a pojawieniem się na wyjściu sygnału cyfrowego; • rozdzielczość – definiowana tak jak dla przetwornika C/A
U odn ; 2n n – liczba bitów słowa wyjściowego; • błąd kwantyzacji ( ± ∆U lub LSB ) – odchyłka rzeczywistej 2 2 charakterystyki schodkowej od charakterystyki idealnej. ∆U =
166
14.3. PODSTAWOWE CZŁONY PRZETWORNIKÓW Źródła napięcia odniesienia. Stabilność napięcia odniesienia decyduje o dokładności i stabilności przetwarzania. Są to źródła zawierające diody Zenera lub tranzystory o temperaturowej kompensacji napięcia baza-emiter. Klucze analogowe. Ich liczba zależy od rozdzielczości przetwornika, tzn. od liczby bitów słowa przetwarzanego (przetworniki C/A) lub od liczby bitów słowa wyjściowego (przetworniki A/C). Od parametrów przełączników (rezystancja w stanie włączenia i wyłączenia, czas włączenia) zależy szybkość i dokładność działania układu. Istnieje wiele rozwiązań przełączników. Jedno z nich przedstawiono na rys. 14.5a. Jeżeli napięcie wejściowe jest dostatecznie małe (mniejsze od napięcia progowego), to tranzystor T1 przewodzi, a T2 jest zablokowany.
Rys. 14.5. Schematy kluczy analogowych
Napięcie wyjściowe jest wówczas równe napięciu zasilania. Natomiast, jeżeli napięcie wejściowe jest duże (większe od napięcia progowego), to tranzystor T2 przewodzi, a T1 jest zablokowany. Napięcie wyjściowe jest wówczas równe zeru (masa układu). Klucz ten może zatem służyć do przyłączania (poprzez swoje wyjście) innego układu do źródła napięcia UDD lub do masy (w zależności od wartości napięcia sterującego). Inne rozwiązanie pokazano na rys. 14.5b. Układ ten pełni funkcję klucza łączącego lub rozłączającego dwa punkty I/O w zależności od wartości napięcia sterującego. Gdy osiąga ona poziom wysoki, bramki tranzystorów T1 i T2 są tak wysterowane, że rezystancja „widziana” między tymi punktami jest rzędu dziesiątek omów. Natomiast, gdy napięcie sterujące ma poziom niski, tu rezystancja ta jest rzędu megaomów. Tranzystory T1 i T2 odgrywają rolę sterowanych rezystancji. Wzmacniacze operacyjne. W przetwornikach są one stosowane jako stopnie separujące, wzmacniające, człony dodające i odejmujące, integratory, konwertery prąd-napięcie. Komparatory (w przetwornikach A/C). Decydują one o szybkości i dokładności przetwarzania. Graniczną liczbę poziomów porównania w danym 167
zakresie napięć wejściowych determinuje zakres wzmocnienia komparatora (∆U). Układy cyfrowe (bramki logiczne, przerzutniki, liczniki, rejestry, pamięci). Układy próbkująco-pamiętające (głównie w przetwornikach A/C). Ich zadaniem jest pamiętanie wartości chwilowej napięcia wejściowego przez czas potrzebny do pomiaru tego napięcia w przetworniku A/C.
168
BIBLIOGRAFIA 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7.
Barbara Pióro: Podstawy elektroniki, część I. Warszawa 1996. Barbara Pióro: Podstawy elektroniki, część II. Warszawa 1997. Andrzej Rusek: Podstawy elektroniki, część I. Warszawa 1989. Andrzej Rusek: Podstawy elektroniki, część II. Warszawa 1989. E. Norman Lurch: Podstawy techniki elektronicznej. Warszawa 1974. Augustyn Chwaleba: Elektronika. Warszawa 1996. Jerzy Chabłowski: Elektronika w pytaniach i odpowiedziach. Warszawa 1982. 8. Laboratorium elektroniki pod red. Jana Piechy: Elementy i układy liniowe. Katowice 1979. 9. Marusak A: Urządzenia elektroniki. WSiP. Warszawa 1987. 10. Encyklopedia Elektroniki. WNT. Warszawa 1983. 11. P. Horowitz, W. Hill: Sztuka elektroniki. Warszawa WKiŁ 1995. 12. Opracowania własne – Wkłady z elektroniki.
169
