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INTRODUCCIÓN La tarea de la electrónica de potencia es controlar el flujo de potencia por medio de la conformación de los voltajes de la red pública utilizando dispositivos semiconductores de potencia. En los últimos años, el campo de la electrónica de potencia ha experimentado un gran crecimiento debido a la confluencia de varios factores. Ha habido avances revolucionarios en los métodos de fabricación en la microelectrónica, lo cual ha permitido el desarrollo de circuitos integrados lineales y procesadores digitales de señales los cuales son usados como controladores en sistemas de electrónica de potencia. Adicionalmente, estos avances en la tecnología de fabricación han hecho posible un mejoramiento significativo de las especificaciones de corriente y voltaje de los dispositivos semiconductores, a la vez que se ha incrementado su velocidad de conmutación. También ha habido una expansión significativa del mercado relacionado con la electrónica de potencia. Esta demanda expandida del mercado tiene varias dimensiones. Hay un incremento en la demanda de controles de velocidad variable para motores de compresores y bombas utilizados en el control de procesos. Por otra parte los robots utilizados en la fábricas automatizadas son controlados por servo motores con los servo controles apropiados. Debe notarse que la disponibilidad de computadores apropiados para los procesos es un factor de significativa importancia en la factibilidad para controlar un proceso o automatizar una industria. Los avances en la tecnología de fabricación de la microelectrónica han llevado al desarrollo de computadoras, sistemas de comunicación y electrónica de consumo, sistemas que requieren fuentes de alimentación reguladas y con frecuencia fuentes de poder ininterrumpidas (UPS). Si se considera el aumento constante del costo de la la energía eléctrica, es evidente la casi obligatoriedad obligatoriedad del uso eficiente de dicha energía. Por esto, los sistemas de electrónica de potencia ofrecen un mejor costo-efectivo para el usuario. En los sistemas electrónicos lineales, los dispositivos semiconductores son utilizados en su región de operación lineal (activa), donde se comportan como una Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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resistencia variable.
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De esta manera estos dispositivos tienen tienen una baja eficiencia
energética, la cual puede ser tolerada debido a que los niveles de potencia son usualmente bajos, estando en el orden de unas pocas poc as decenas de vatios. En las aplicaciones de electrónica de potencia, la potencia es convertida de forma controlada, en un rango que va desde unos pocos vatios v atios hasta varios cientos de megavatios. Por lo tanto, y en contraste con los sistemas electrónicos lineales, los dispositivos semiconductores en los sistemas de electrónica de potencia operan como interruptores, estando completamente encendidos o completamente apagados, lo cual da como resultado una eficiencia energética sustancialmente elevada. Este aumento en la eficiencia es extremadamente importante debido al costo de la energía gastada y a la dificultad de remover el calor generado por dicha energía.
Aplicaciones de la electrónica de potencia Tipo de aplicación Residencial
Comercial
Industrial
Detalle Refrigeración y congelación Calefacción Acondicionamiento de aire Cocina Iluminación Electrónica (computadores personales, otros equipos de entretenimiento) Calefacción, ventilación y Acondicionamiento de aire Refrigeración central Iluminación Equipo de oficina y computadoras Fuentes ininterrumpidas de energía – UPS UPS Elevadores Bombas Compresores Secadores y ventiladores Máquinas de herramientas Hornos de arco y hornos de inducción Iluminación Láser industrial Calentamiento por inducción Soldadura
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Transporte
Redes eléctricas
Aeroespacial Telecomunicaciones
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Control de tracción de vehículos eléctricos Cargadores de baterías para vehículos eléctricos Locomotoras eléctricas Metros Tranvía Electrónica automotriz incluyendo el control del motor Transmisión en alto voltaje DC (HVDC) Generación estática de potencia reactiva Fuentes alternas de energía (fotovoltaicas, eólicas) Sistemas de almacenamiento de energía Sistemas de alimentación de energía para naves espaciales Sistemas de alimentación para satélites Sistemas de alimentación para aviones Cargadores de baterías Fuentes de energía
1. 1 CLASIFICACIÓN DE LOS CONVERTIDORES DE ELECTRÓNICA DE POTENCIA. Los sistemas en electrónica de potencia consisten de uno o más convertidores, los cuales utilizan dispositivos semiconductores de potencia controlados por circuitos integrados. Los convertidores son los módulos módulos básicos en electrónica de potencia. De manera general, un convertidor electrónico de potencia controla y conforma una entrada eléctrica de magnitud V i, frecuencia f i y número de fases mi, en una salida eléctrica de magnitud V o, frecuencia f o y número de fases m o. El flujo de potencia en el convertidor puede ser reversible, intercambiando de esta manera los roles de entrada y salida. Específicamente, un convertidor DC-DC convierte un nivel de voltaje DC DC en otro. Un convertidor AC-DC tiene una acción rectificadora si el flujo de potencia es del lado AC al DC, y tiene acción inversora en caso contrario. Hay muchas maneras de clasificar los convertidores utilizados en electrónica de potencia. Estas formas incluyen la clasificación mediante el tipo de dispositivo utilizado, mediante la función del convertidor, por la forma en que es conmutado en dispositivo de
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potencia y así. Desafortunadamente, no es posible tener categorías estrictamente definidas debido a que siempre hay excepciones. Si se considera la forma en que se conmutan los dispositivos de potencia en el convertidor, se tienen dos opciones: 1. Convertidores de frecuencia de línea, donde el voltaje de la red pública presente en uno de los lados del convertidor facilita el apagado de los dispositivos semiconductores de potencia. Adicionalmente, los dispositivos son disparados y bloqueados a la frecuencia de la línea, 50 ó 60 Hz. 2. Convertidores conmutados, donde el interruptor controlado presente en el convertidor es conmutado a frecuencias altas comparadas con la frecuencia de la línea. A pesar de que el dispositivo de potencia es conmutado a una alta frecuencia, la salida del convertidor puede ser DC o de una frecuencia comparable a la frecuencia de la línea.
ALGUNAS APLICACIONES
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INTERRUPTORES ELECTRÓNICOS ELECTRÓNICOS DE POTENCIA El incremento de las capacidades, facilidad de control y costo reducido de los dispositivos semiconductores de potencia modernos comparados a los existentes hace algunos años atrás, ha hecho que los convertidores aparezcan en un gran número de aplicaciones y ha abierto las puertas para la creación de nuevas topologías para las aplicaciones de electrónica de potencia. Con miras a entender la viabilidad viabilidad de las nuevas topologías y aplicaciones, es esencial que las características de los dispositivos de potencia disponibles sean puestas en perspectiva. Con este fin se presentará un resumen de las características de los dispositivos de potencia, como voltaje, corriente, velocidad de conmutación, entre otras. La realización del análisis de los convertidores de potencia se hace mucho más fácil si se pueden considerar los dispositivos semiconductores de potencia como interruptores ideales. Con este enfoque se le resta atención a los detalles de operación de los dispositivos, con lo cual se facilita la observación de la operación básica del circuito. De esta forma, las características importantes del convertidor pueden ser entendidas con más claridad. Los dispositivos semiconductores de potencia actuales pueden ser clasificados en tres grupos de acuerdo a su grado de controlabilidad. Estos grupos son: 1. Diodos (rectificadores): el disparo y el bloqueo está determinado por el circuito de potencia. 2. Tiristores : son disparados por una señal de control pero su bloqueo depende del circuito de potencia. Sólo se exceptúa el GTO. 3. Interruptores Interruptores controlables controlables : el disparo y el bloqueo se da mediante señales de control. (Transistores de potencia y GTO)
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2.1 DIODOS En la figura 2.1 se muestra el símbolo del diodo sus características i-v en estado estable. Cuando el diodo es polarizado en directa, éste conduce presentando una pequeña caída de voltaje, la cual está en el orden de 1V y depende en cierto grado de la corriente que atraviesa el dispositivo y de la temperatura temperatura de su juntura. Cuando el diodo es polarizado en reversa, sólo se presenta una pequeña corriente de fuga, la cual es de valor despreciable y fluye por el dispositivo hasta que se alcance el voltaje de ruptura inverso. En operación normal el voltaje de ruptura inverso no debe ser alcanzado porque se compromete al dispositivo.
Figura 2.1 Diodos. a) Símbolo, b) Característica Característica i-v, c) Característica idealizada idealizada
Durante el proceso de disparo los diodos pueden ser considerados normalmente como interruptores ideales ya que su velocidad de conmutación es mucho mayor a la velocidad de cambio se las variables eléctricas en los circuitos circuitos de potencia. Sin embargo, durante el bloqueo la corriente del diodo se invierte durante un tiempo conocido como tiempo de recuperación reversa trr, como se indica en la figura 2.2. Durante este tiempo la corriente también alcanza un valor máximo conocido como corriente de recuperación reversa Irr. Este proceso puede provocar sobrevoltajes en circuitos de características inductivas. En los circuitos en que este proceso no afecte la operación del convertidor, el diodo puede ser considerado por completo como un interruptor ideal.
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Figura 2.2
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Fenómeno de recuperación de un diodo de potencia. Los parámetros que definen este fenómeno son I rr y t rr rr y rr .
Dependiendo de los requerimientos de la aplicación, pueden ser utilizados tres tipos de diodos: Diodos Schottky, Diodos de recuperación rápida, Diodos de frecuencia fr ecuencia de línea.
2.1.1 ESTRUCTURA BÁSICA La realización práctica de un diodo para aplicaciones de potencia se muestra en la figura 2.3. Esta estructura consiste de un sustrato tipo n altamente dopado, seguido de una capa ligeramente dopada de un grosor determinado. Finalmente, la unión pn se forma por la difusión en la capa tipo p altamente dopada, la cual forma el ánodo del diodo. El área de la sección transversal depende de la corriente para la cual es diseñado el dispositivo. Para diodos que puedan manejar varios miles de amperios, esta área puede ser de varios centímetros cuadrados. La región n-, conocida también como región de deriva, es una parte esencial en la estructura, la cual no está presente en los los diodos de señal. Esta región debe ser más gruesa para diodos con voltajes reversos de gran valor, por lo cual el voltaje inverso pico que puede manejar el dispositivo depende del grosor de d e esta capa.
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Figura 2.3 Sección transversal de la estructura vertical vertical de un diodo de potencia.
2.1.2 DIODOS SCHOTTKY Un diodo schottky se forma al poner una delgada lámina de metal directamente sobre un semiconductor. En la figura 2.4 se muestra el diagrama de un diodo schottky, en el cual el metal corresponde al electrodo positivo y el semiconductor al electrodo negativo. Debido a que la unión rectificadora se forma entre un metal y un semiconductor y no entre dos semiconductores, la caída en directa es mucho menor que en un diodo normal, típicamente entre 0.3 y 0.4V. Este diodo es apropiado para reducir las pérdidas en conducción y aumentar la eficiencia total de un convertidor, lo cual sería apropiado para sistemas autónomos que deban utilizar la energía de forma eficiente. El voltaje de ruptura para estos diodos normalmente está en el rango ran go de 100 a 200V. La unión rectificadora se forma debido a que los electrones en el metal poseen un nivel de energía absoluto menor que los electrones en el semiconductor, semicondu ctor, por lo cual al entrar en contacto por primera vez se genera un flujo neto de electrones creando una región de agotamiento. El alto nivel nivel de contaminación contaminación de la región región n+ inferior genera genera un campo eléctrico de gran valor que facilita el flujo de electrones, por lo cual este contacto se denomina contacto óhmico.
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Figura 2.4
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Diodo Schottky. Sección transversal de su estructura vertical. Observe que el ánodo está formado por la lámina de aluminio.
A continuación se mostrarán algunas características del diodo schottky
100BGQ100J de International Rectifier. Este diodo soporta una corriente promedio máxima de 100A, un voltaje inverso de 100V y tiene un voltaje en conducción de 0.74V para 100A. Su rango de temperatura en operación ope ración es de – 55 55 a 175°C para la juntura.
Máximos absolutos y Descripción
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Además de las características eléctricas que se definen en la tabla anterior, las cuales son válidas para un punto de operación específico, es importante conocer y manejar algunas de las gráficas que vienen en la data de fabricante. Con la ayuda de estas curvas se puede tener un valor más exacto del parámetro en cuestión. Una de las curvas importantes es la que muestra la temperatura permitida en el encapsulado en función de la corriente que maneja el dispositivo. En la curva de la derecha se muestra como la temperatura permitida para el encapsulado decrece d ecrece desde 175°C para una corriente de 0 A hasta 120°C para una corriente de 140 A DC
Otra curva importante en la data de fabricante muestra la potencia promedio disipada por el dispositivo en función
de
la
corriente
promedio
manejada por el mismo. Nótese que esta potencia depende también del ciclo de trabajo bajo el cual está operando el convertidor en cuestión.
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En las siguientes curvas se muestra como varía la corriente reversa del diodo en función de la temperatura de la juntura. Obsérvese que para un voltaje reverso de 20V y una temperatura de juntura de 25°C la corriente reversa es de aproximadamente 1A, pero para una temperatura de juntura de 175°C la corriente ya es de 50mA.
Una de las curvas más importantes es la que muestra la caída de voltaje en directa en función de la corriente que maneja el diodo. Esta curva muestra que para corrientes de 1A y temperatura de juntura de 125°C la caída en el diodo diodo es de apenas 0.25V, muy inferior a un diodo normal. Para una corriente de 100A la caída en el diodo alcanza alcanza los 0.75V. Esto contribuye mucho a reducir las pérdidas por conducción. Nótese que para temperaturas mayores, donde la conductividad del semiconductor es mayor, la caída de potencial del diodo es aún menor. Esto es cierto para los otros diodos.
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Especificaciones térmicas
Las resistencias térmicas definen la facilidad con que el dispositivo puede deshacerse del calor generado en la juntura por la disipación disipación de potencia. En el siguiente capítulo capítulo se revisará el cálculo de la potencia disipada en los dispositivos semiconductores de potencia, así como el cálculo del disipador de calor y los métodos de reducción de estrés.
2.1.3 DIODO DE FRECUENCIA DE LÍNEA O DIODO ESTÁNDAR. Estos diodos son diseñados para que su caída de voltaje en directa durante la conducción sea lo más bajo posible, con el propósito de disminuir las pérdidas durante la conducción, pero como una consecuencia directa se tiene un valor elevado del tiempo de recuperación reversa t rr, los cuales son aceptables para diodos de frecuencia de línea. Estos diodos están disponibles con especificaciones de voltaje inverso pico de varios kilovolts y especificaciones de corriente de varios kiloamperes. Además, estos diodos pueden ser conectados en serie o en paralelo para satisfacer los requerimientos de corriente y voltaje del convertidor. Nótese, que la principal aplicación de estos diodos son los circuitos rectificadores, los cales normalmente operan a 50 ó 60 Hz. Las características eléctricas tienen un formato similar s imilar a las mostradas para el diodo schottky, sin embargo también puede encontrarse información sobre el parámetro I 2 t relacionado con la energía que deben manejar los fusibles utilizados para la protección del dispositivo. A continuación se muestran las características eléctricas para el diodo
SD200N de International Rectifier. El diodo mostrado es un diodo de 200 A y 2400 V, sin embargo puede manejar una corriente de 314 Arms y una corriente no repetitiva de
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4920 A. Nótese que para estos niveles de corriente ya no se utilizan los encapsulados de plástico.
En esta curva se aprecia la dependencia del la caída de voltaje en el diodo estándar de la corriente dispositivo.
que
maneja
el
En este caso se
hace referencia a la corriente instantánea.
Otro diodo al que hacemos referencia es el SD6000C, que puede manejar hasta 6690 A, el cual es un valor valor bastante elevado. Las características principales de este diodo se muestran en la siguiente tabla, junto al encapsulado del mismo.
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En esta última gráfica se presenta la dependencia dep endencia que existe entre la caída de voltaje en directa y la la corriente maneja por el diodo. Observe como la caída llega a alcanzar valores de hasta 3V para corrientes instantáneas superiores a los 30000 A.
2.1.4 DIODO DE RECUPERACIÓN RÁPIDA Estos diodos son diseñados para ser utilizados en circuitos de alta frecuencia en combinación con interruptores controlables, donde sea necesario tener un tiempo de recuperación reversa muy muy pequeño. Para niveles de corriente de algunos cientos de amperios y de voltaje de algunos cientos de volts, estos diodos tienen tiempos de recuperación menores a algunos microsegundos. Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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A continuación se presentarán datos de fabricante del diodo de recuperación rápida
30EPF fabricado por International Rectifier. Los datos que se refieren a los valores máximos y especificaciones eléctricas no difieren en su significado de los presentados en las hojas de especificaciones de los otros diodos, sin embargo, los parámetros asociados con la recuperación del diodo si son especialmente resaltados en este diodo, por lo tanto se muestran a continuación.
Parámetros de recuperación del diodo.
Obsérvese de la tabla anterior que el tiempo de recuperación de este diodo es de 160ns para una corriente de 20 A y una temperatura de 25°C. De igual forma puede observarse que la corriente máxima de recuperación es de 10A, o sea, la mitad de la corriente circulante por el diodo.
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En las curvas anteriores se muestra la relación existente entre los parámetros de recuperación (tiempo y corriente de recuperación reversa) y la velocidad de caída de la corriente (di/dt) para diferentes valores de corriente en el diodo. Obsérvese que para corrientes pequeñas, debido a que la carga almacenada en el diodo se comporta de forma más o menos constante, cuando el tiempo de recuperación disminuye el valor de corriente de recuperación necesario aumenta. En la figura contigua se muestra la forma cómo el número de parte guarda relación
con
las
características
del
dispositivo. Cabe mencionar que aunque los parámetros definidos en el número de parte son típicamente los mismos, cada fabricante genera su propio código, motivo por el cual es necesario verificar la referencia de cada uno antes de hacer la interpretación de los códigos.
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Adicionalmente a lo antes expresado, cuando se trata de diodos de recuperación rápida cada fabricante puede tener subcategorías, como en el caso de International Rectifier, quienes también fabrican los diodos llamados “Hyperfast “Hyperfast Rectifier”. Uno de estos diodos es el 30ETH06, del cual sólo se presentarán algunos parámetros relacionados con sus características de recuperación.
Cuando se comparan estos parámetros con los del diodo anterior, se nota inmediatamente la diferencia. Para una corriente mayor, en este caso 30 A, el tiempo tiempo de recuperación es de 77ns. Obsérvese que el aumento de la temperatura de la juntura degrada el desempeño del diodo, ya que para temperaturas mayores el diodo como buen semiconductor presenta una mayor conductividad y es más difícil su recuperación. Obsérvese también que la corriente de recuperación reversa es de valor inferior a las presentadas por el diodo anterior.
2.2 OTRAS PRESENTACIONES PARA LOS RECTIFICADORES En aplicaciones de electrónica de potencia muchas veces estos dispositivos se utilizan en arreglos o circuitos conocidos, por este motivo los fabricantes ofrecen paquetes con dos, cuatro o seis diodos, diodos, que vienen conectados de una forma específica. Esto facilita el proceso de montaje, disminuye ruidos e interferencias inter ferencias y mejora la fiabilidad del circuito, aunque puede incrementar los costos de reparación.
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A continuación se presenta un resumen de las especificaciones del paquete
MTP-3 phase de International Rectifier. Especificaciones Pequeño Vf Bajo perfil Montaje directo en disipador de calor Baja resistencia termica
Aplicaciones Soldadura UPS Fuente conmutadas Controles para motores
Encapsulado
Diagrama
Como se aprecia, este dispositivo es útil para convertidores AC-DC, ya que el rectificador trifásico está totalmente armado y no hay necesidad de hacer ninguna conexión. El mismo cuenta con las tres terminales para las líneas líneas de entrada de corriente alterna, y presenta duplicadas las terminales de salida donde ha de conectarse el capacitor de filtro. A continuación se muestra muestra la descripción del código código para este dispositivo, con la la cual se puede definir la capacidad de corriente y de voltaje que se requiere para el mismo.
2.3 TRANSISTORES DE POTENCIA Entre los transistores de potencia utilizados en electrónica de potencia están el BJT de potencia, el Darlington Darlington de potencia, el MOSFET de potencia y el IGBT. Todos ellos tienen características diferentes y aplicaciones diferentes, siendo el BJT el de menos Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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aplicación debido a su poca ganancia de corriente y complejidad en el control del circuito de la base. De cualquier forma, el estudio de estos transistores se iniciará con el BJT de potencia, presentando su estructura y curvas características. car acterísticas. Posteriormente se continuará con los otros transistores en el mismo orden en que se mencionaron.
2.3.1 TRANSISTOR BIPOLAR DE POTENCIA En la figura 2.5 se muestra la estructura básica de un BJT de potencia así como un isométrico de la misma. Inmediatamente se pueden mencionar tres características que diferencian su estructura de la estructura de un transistor de señal, estas son: 1. Estructura Estructura vertical . Maximiza el área de la sección transversal a través de la cual fluye la corriente del transistor y minimiza la resistencia térmica del transistor. 2. Capa semiconductora n- . Esta región de característica principalmente resistiva le permite al transistor soportar mayores voltajes. De decenas decen as a cientos de µ m. 3. Unión base-emisor entrelazada . Con esto se aumenta el área de contracto entre la base y el emisor y evitando la acumulación de corriente y disminuyendo el riesgo de falla por segunda ruptura.
Figura 2.5. Estructura básica e isométrico isométrico de un BJT de potencia.
Esta nueva estructura permite que estos transistores puedan comportarse de forma algo diferente a los transistores de señal, hecho que queda de manifiesto al observar su Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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característica de salida, donde aparece una nueva región llamada “región de cuasisaturación”. Debido a que el objetivo principal del uso de los transistores en electrónica
de potencia es hacerlos operar como interruptores, los mismos no operan en forma permanente en la región de activa, sólo la atraviesan para pasar del estado de corte a la saturación y viceversa. Cuando se analiza la operación de un convertidor sólo se estudian los circuitos cuando el transistor está conduciendo y cuando el transistor está abierto, o sea, se desprecian los estados intermedios. Para que esta aproximación tenga sentido, las conmutaciones deben ser lo más rápidas posibles, por lo tanto, en lugar de someter al transistor a una saturación dura, se utiliza el estado de cuasi-saturación, en donde la caída de voltaje a través del transistor es casi la misma, sin embargo, la cantidad de carga acumulada en su interior es muy inferior. inferior. Esto permite que el transistor pueda abandonar con facilidad este estado y emigrar hacia el estado de corte.
Figura 2.6. Curvas características características de salida para un BJT de potencia. potencia.
De cualquier forma como el BJT de potencia es un dispositivo controlado por corriente, por lo cual su velocidad de conmutación no es muy alta y sólo puede ser operado
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a bajas frecuencias (menores a 5kHz). Estos transistores tienen ganancias de corriente que no superan las 10 unidades, motivo por el cual el circuito de comando de la base debe ser un circuito robusto y con cierta capacidad de manejo de corriente. Con el propósito de poder utilizar los BJT de potencia en los convertidores de potencia se fabrican los transistores transistor es Darlington. Los Darlington utilizados, cuyo cu yo circuito es similar al mostrado en la figura 2.7, pueden ser de dos o tres etapas. Obsérvese la presencia del diodo D1, el cual permite extraer la carga acumulada en transistor principal (M).
Con este arreglo se pueden lograr ganancias superiores a las 100 unidades,
disminuyendo la robustez necesaria para el circuito de comando de la base. La ganancia del Darlington está defina por la siguiente fórmula: M D M D
(2.1)
Figura 2.7. Circuito para un Darlington Darlington de potencia potencia de 2 etapas. El diodo D2 es útil para aplicaciones en convertidores de puente H.
La fabricación de los transistores Darlington no difiere mucho de la fabricación de los BJT de potencia. Obsérvese en la figura 2.8, que la región del colector, formada por las capas n+ y n-, es similar a la del BJT. La diferencia radica en la región de la base en donde se hace una perforación y se coloca óxido de silicio como aislante, consiguiendo así tener dos bases. Luego se hace la metalización del emisor de transistor D a la base del transistor M, y está listo el dispositivo.
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Figura 2.8 Estructura interna de un Darlington Darlington de potencia.
2.3.2 MOSFET DE POTENCIA Los MOSFET de potencia son dispositivos útiles en aplicaciones de bajo voltaje y elevada corriente, aunque claro está, pueden ser utilizados para valores no tan elevados de corriente. La estructura de estos dispositivos puede observarse en la figura 2.9, donde se puede apreciar apr eciar el diodo intrínseco dentro de la estructura est ructura del d el mismo. Este diodo es muy mu y útil cuando el transistor se utiliza para el control de cargas inductivas. El control de los MOSFET es mucho más fácil que el control de los BJT de potencia, ya que éstos son controlados por voltaje y no es necesario mantener mantener una corriente para que se mantengan en conducción. Sin embargo, es bueno saber sab er que los MOSFET de potencia poseen una capacitancia de entrada que debe ser cargada carg ada y descargada con cada conmutación, motivo por el cual estos dispositivos no deben ser conectados directamente a un circuito integrado. La forma apropiada, es comandar la compuerta de estos dispositivo con un arreglo push-pull que trabaje entre +15V y – 5V. 5V.
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Figura 2.9 Símbolo y Estructura básica del MOSFET de potencia. Observe que las tres tres características mencionadas para los transistores de potencia están presentes en esta estructura.
Otro aspecto importante a considerar, es que en electrónica de potencia sólo se utilizan los MOSFET de enriquecimiento, ya que éstos no conducen si no se aplica en su compuerta un voltaje que supere el voltaje de umbral. En el caso de los MOSFET de vaciamiento, sería necesario fijar un voltaje negativo en su compuerta para bloquear el dispositivo, lo cual complicaría grandemente el control. La curva característica característica genérica de estos dispositivos se muestra en la figura 2.10.
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Figura 2.10 Curva característica de salida y transconductancia para un MOSFET canal N.
Las características para un MOSFET canal p son similares a las mostradas en la figura 2.10, y su control de compuerta debe también ser invertido. La desventaja de los MOSFET de potencia radica en que se comportan básicamente como un elemento resistivo, por lo tanto, la potencia disipada en su juntura depende del cuadrado de la corriente que estén manejando y del valor de su resistencia. El problema surge debido a que el proceso de fabricación implica que para MOSFET que soporten elevados voltajes, los valores de su resistencia de encendido se ven multiplicados, siendo que un MOSFET de 40V puede tener una resistencia de encendido de sólo 3m, mientras que MOSFET de 1000V pueden tener resistencias superiores a los 2. La potencia de encendido de estos dispositivos está dada por: 2 PON R DS ON I D
(2.2)
De lo anterior se desprende que para aplicaciones de bajo voltaje, como sistemas automotrices, las pérdidas por conducción en estos dispositivos será menor que en un BJT Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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o Darlington de potencia. Sin embargo, para elevados valores de voltajes las pérdidas se harían inmanejables, por lo tanto, no se consiguen MOSFET de potencia para altos voltajes y corrientes.
Hojas de datos A continuación se presenta los datos principales del MOSFET IRF2204 de International Rectifier. Este dispositivo soporta un voltaje máximo entre drenaje y fuente de 40V y puede manejar una corriente promedio de 210 A, con una resistencia de encendido de 3.6m.
Máximos absolutos
De los valores máximos absolutos se debe destacar la corriente máxima y la potencia máxima del dispositivo, así como los rangos de temperatura de juntura y almacenaje. En el caso de los MOSFET es común ver que la temperatura máxima de la juntura alcanza los 175°C. Adicionalmente puede observarse el Factor F actor de degradación de
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la potencia, que define la disminución en la capacidad de manejo de potencia del dispositivo por cada °C de aumento de la temperatura de la carcasa (sobre los 25°C).
Características térmicas
En la tabla anterior se muestran los valores de resistencia térmica, que definen la facilidad con que el dispositivo puede eliminar el calor generado en la juntura. Los dos primeros valores sirven para p ara el cálculo de la resistencia res istencia térmica del disipador de calor. El último valor es útil si el dispositivo se utiliza sin disipador de calor. Sin embargo, nótese que con un valor tan elevado (62°C/W), la potencia que puede manejar el dispositivo, suponiendo que la temperatura ambiente sea de 25°C, se ve limitada a menos de 2.5W .
Características eléctricas (@25°C) – Tiempos Tiempos de conmutación.
En la tabla anterior se muestran los valores para los tiempos de conmutación para un punto de operación específico, lo que deja en evidencia que los tiempos de conmutación conmutació n no son parámetros constantes para el dispositivo. En este caso los retardos t (t d ) están relacionados principalmente con la carga y descarga de la capacitancia de entrada. El tiempo de subida ( t t r) en este caso alcanza los 140ns y el tiempo de caída ( t t f ) los 110ns.
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Características del diodo intrínseco.
Otro punto nuevo en las especificaciones de los MOSFET, se refiere a las especificaciones de las características del diodo intrínseco. Observe que en este caso el diodo presenta un voltaje en conducción de 1.3V y tiene un tiempo de recuperación reversa típico de 68ns para una corriente de 130 A. Dentro de las curvas presentadas en la hoja de especificación se debe prestar principal atención a la curva que muestra la dependencia de la resistencia de encendido RDS(on), con la temperatura de la juntura, ya que la potencia disipada por el dispositivo depende directamente de este valor.
Esta
curva se muestra en la figura adjunta. Observe que la resistencia de encendido está normalizada a 25°C, valor para el cual el factor obtenido de la curva es 1. Sin embargo, para la temperatura máxima el factor obtenido llega a 2.1, con lo cual la potencia disipada se habrá duplicado.
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En esta figura se muestra el Área de Operación Segura en polarización directa. Como se observa, este área está limitado por el tiempo de operación del transistor (ciclo de trabajo), por el voltaje VDS y por la corriente ID. También se observa otra área limitada por el valor de R DS DS, o sea, las pérdidas se vuelven inmanejables.
Es importante
señalar que este dispositivo no presenta segunda ruptura. A continuación se presentan los parámetros principales para otros MOSFET de potencia IRF3413, IRFP360 e IRFPG50, con el propósito de puedan ser comparados y verificar la dependencia de la resistencia de encendido con el voltaje máximo del dispositivo.
IRF3415
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IRFP360
IRFPG50
Para los MOSFETs mostrados complete la siguiente tabla e intente establecer la relación de correspondencia entre los diferentes parámetros mostrados en la tabla VDSS
ID
RDS(ON)
tr
tf
IRF2204 IRF3415 IRFP360 IRFPG50
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También debe aclararse que aunque los tiempos de cambio para la corriente y el voltaje durante la conmutación sean diferentes, en las datas de fabricante sólo se definen los tiempos para las corrientes, por lo tanto, si se requieren los tiempos para los voltajes deberán aproximarse a los tiempos de las corrientes. Como punto final debe acotarse que los MOSFET de potencia pueden operar a frecuencias tan altas como 100KHz, esto claro, dependiendo de la carga y el circuito de comando de la compuerta. Por ejemplo, para el último dispositivo la suma de los tiempos de conmutación es de 220ns. Si se considera que este tiempo tiempo no debería ser mayor al 5% del período, entonces el período mínimo sería de 4.4s, lo que da como resultado una frecuencia máxima de 225kHz.
2.3.3 TRANSISTOR BIPOLAR DE COMPUERTA AISLADA – IGBT. IGBT. El desarrollo de este dispositivo tuvo como principal objetivo reunir las ventajas del BJT de potencia y del MOSFET MOSFET de potencia en un solo dispositivo. O sea, el dispositivo debería tener características de entrada similares a las del MOSFET de potencia (controlado por voltaje) y características de salida similares al BJT de potencia (voltaje de salida prácticamente constante). En la figura 2.11 se muestran las características del IGBT así como los símbolos utilizados para representarlos. Existe quizás algo de desacuerdo en la representación de este dispositivo, porque en ocasiones se representa por un símbolo muy semejante al de un MOSFET y en otros casos se le representa con un símbolo muy semejante a un BTJ. Es más, no está claro si los terminales de salida se denominan emisor y colector (por el BJT) o si se denominan drenaje y fuente (por el MOSFET). Los voltajes utilizados para el control de la compuerta de un IGBT son básicamente los mismos que los utilizados con los MOSFET (+15V y – 5V). 5V). Ya que este dispositivo presenta características cara cterísticas capacitivas muy similares a los MOSFET´s de potencia, tampoco Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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debe conectarse directamente a un circuito integrado, sino que debe utilizarse un circuito de comando como interfaz.
(d)
Figura 2.11
Símbolo y curvas características para un IGBT. IGBT. Se puede observar que se presentan dos símbolos, y es que en la literatura suelen aparecer ambos. ambos. Quizá la ambigüedad esté relacionada relacionada con los orígenes mismos mismos del transistor. De la misma forma, en ocasiones se nombras los terminales de salida como drenajefuente y a veces como colector-emisor.
En la figura 2.12 se muestra la estructura básica y el isométrico del IGBT, la cual es bastante similar a la del MOSFET de potencia. La principal diferencia es la presencia de la capa p+, la cual forma el drenaje del IGBT. La compuerta y la fuente del IGBT se encuentran integradas en una estructura geométrica similar a la del MOSFET de potencia. También puede observarse que la estructura presenta un SCR parásito, sin embargo, la
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operación de dicho elemento no es deseable, ya que este es un dispositivo no-controlable del todo.
Figura 2.12
Sección transversal transversal de la estructura vertical vertical de un IGBT, junto con una vista vista isométrica del mismo.
En cuanto a los tiempos de conmutación los IGBT, debido a su estructura más compleja, presentan un fenómeno que es ajeno a los MOSFET de potencia, éste es una cola de corriente al momento del bloqueo. Dicha cola hace que los tiempos de caída de la corriente se catapulten y resulten mucho mayores a los tiempos tiempos de los MOSFET´s. En la figura 2.13 se muestra dicho fenómeno.
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Figura 2.13 Comparación entre el bloqueo del MOSFET y el el IGBT.
Hojas de datos Las hojas de datos de los IGBT no aportan elementos nuevos a nuestro análisis, pero debe mencionarse que a pesar de que los IGBT no poseen un diodo en antiparalelo como los MOSFET, algunos fabricantes le añaden este dispositivo para facilitar su uso en el control de velocidad para motores eléctricos. A continuación se presentarán algunos de los parámetros del IGBT IRG4P254S
de International Rectifier, el cual es un dispositivo de 250V y 55A, corriente para la que presenta una caída de voltaje entre drenaje-fuente de 1.32V.
Máximos absolutos De los valores máximos del dispositivo se puede resaltar la degradación de la potencia disipada con el aumento de temperatura, también observe que la temperatura máxima de la juntura sólo llega a 150°C.
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Resistencia térmica
Características eléctricas @25°C
Características de conmutación @25°C
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Obsérvese que a diferencia de los MOSFET, en el caso de los IGBT, el tiempo de caída de la corriente es muy superior al tiempo tiempo de subida de la misma. En este caso tr=44ns y tf=510ns, para una corriente corr iente de colector de 55A y una temperatura de juntura de 25°C, la cual es una condición bastante difícil de obtener. También se muestran estos mismos datos para una temperatura de juntura de 150°C. Con relación a las curvas, si hay varias curvas que debemos analizar las cuales muestran la dependencia o relación entre ciertos parámetros vitales del IGBT. Una de estas curvas que se muestra adjunta y define la relación entre la corriente de colector y el voltaje colector emisor. Puede observarse que aunque la corriente, en este caso, aumente desde 1 hasta 100A, el voltaje colectoremisor sólo ha aumentado 0.6 a 2V. Esta misma condición en un MOSFET de potencia haría que su voltaje se incrementase 100 veces. Otra curva de interés muestra la relación entre la corriente de colector y el voltaje compuerta-emisor que es necesario para obtener el nivel de conducción requerido. Obsérvese que con un voltaje de 9V se puede polarizar al dispositivo con el campo suficiente como para que éste conduzca más de 100 A. Por esta razón, los circuitos de comando de los MOSFET e IGBT utilizan un voltaje de 15V para operar.
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En esta última curva se observa que el voltaje de encendido entre colector y emisor depende principalmente de la corriente de colector y que el efecto de la temperatura sólo es algo apreciable para la corriente de 110 A. En el caso de la corriente de 55 A, no es perceptible el efecto de la temperatura.
En el caso de los IGBT las características no cambian notablemente con el cambio de sus características máximas, motivo por el cual no se presentarán hojas de fabricante adicionales.
PREGUNTAS: 1. Por qué el semiconductor en contacto con los terminales principales de los dispositivos de potencia está altamente dopado? 2. Qué potencia puede disipar el MOSFET IRF2204 cuando la temperatura del encapsulado es de 100°C? 3. Para qué el fabricante provee el valor de la resistencia térmica entre juntura y ambiente? 4. Por qué los BJT de potencia no son utilizados en circuitos de medias potencias? 5. Por qué un MOSFET de potencia a pesar de ser controlado por voltaje no puede ser se r manejado directamente por un circuito integrado. 6. Explique con sus palabras y haciendo referencia al diagrama de la estructura del MOSFET de potencia, por qué la resistencia de encendido aumenta con el voltaje máximo que pueden soportar. 7. Por qué es necesario aplicar un voltaje negativo a la base de los BJT de potencia cuando se quiere apagarlos, en circuitos de electrónica de potencia. 8. Por qué la barrera de potencial en un diodo Schottky es menor que en un diodo estándar? 9. Para qué aplicaciones se prefiere un IGBT en lugar de un MOSFET y por qué? 10. Cuál es el valor del voltaje de encendido en un IRG4P254S que conduce 50A, y diga si este valor depende de la temperatura de juntura. 11. Dibuje el diagrama de un Darlington de tres etapas, considerando la necesidad de retirar la carga acumulada en la base de los transistores. Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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12. Dibuje el diagrama de un circuito de antisaturación para un BJT que no permita que el voltaje de colector-emisor disminuya por debajo de 2.1V. 13. Por qué razón la ganancia de corriente en los BJT de potencia presenta valores tan bajos? (entre 5 y 10 unidades). Su respuesta debe relacionarse con la estructura física del dispositivo. 14. A qué se debe que los MOSFET de potencia presenten una eleva resistencia de encendido R DS-ON DS-ON, cuando son diseñados para soportar altos voltajes. 15. Qué es el fenómeno de segunda ruptura, cuando puede presentarse y que puede hacerse para evitarlo. 16. Para qué condiciones de aplicación se haría necesario utilizar un GTO en lugar de un IGBT. 17. Para un IGBT con la curva de Ic vs Vge igual a la presentada en la página 35, que maneja una corriente de carga de 37A, cuanta corriente pasará por este dispositivo si el voltaje de entrada (Vge) es de 7.5V para una temperatura de juntura de 150°C.
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CÁLCULO DE PÉRDIDAS Y CIRCUITOS DE AYUDA A LA CONMUTACIÓN En este capítulo se presentará el procedimiento para el cálculo de las pérdidas de potencia en un transistor, paso esencial para el cálculo del disipador de calor apropiado para que la juntura del dispositivo no sobrepase el máximo especificado, ya que de ser así, la vida útil del dispositivo se ve comprometida. También se analizarán los circuitos circuitos de ayuda a la conmutación (“snubber”), para el disparo y para el bloqueo, los cuales tienen
como función reducir las pérdidas en los transistores, modificando la trayectoria de la conmutación, y además reducen los estrés de voltaje y corriente sobre el transistor, los que pueden llevarlo a una falla por segunda ruptura. rup tura.
3.1 PÉRDIDAS EN UN TRANSISTOR DE POTENCIA Cuando se analiza la disipación de potencia en un dispositivo semiconductor debe tenerse presente que ésta tiene dos orígenes, uno se debe a las pérdidas asociadas a la conducción de corriente, y el otro se debe al proceso de conmutación. Aunque el proceso de conmutación toma sólo una pequeña parte del período de la señal, es crítico porque en él se presentan al mismo tiempo elevados valores de voltaje y corriente. Además, este fenómeno se repite muchas veces en un segundo, en aplicaciones típicas, se puede estar trabajando a una frecuencia de conmutación de 30kHz.
3.1.1 PÉRDIDAS POR CONDUCCIÓN Las pérdidas por conducción se generan cuando el interruptor se encuentra en su estado ON. Sin embargo, en la mayoría mayoría de las aplicaciones los interruptores se controlan con el método de PWM, o sea, la frecuencia y por tanto el período se mantienen constantes y el intervalo en que el transistor está conduciendo varía, generando así el parámetro conocido como ciclo de trabajo ( D D).
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Si se considera que durante la conducción el transistor maneja la corriente de la carga y presenta entre sus terminales el voltaje de encendido, se puede definir la potencia disipada como la multiplicación multiplicación de estos parámetros por el ciclo de trabajo. Al aplicar este concepto a los transistores estudiados se llega a las siguientes ecuaciones.
a. BJT de potencia e IGBT PON V CE ON I O D
(3.1)
PON R DS ON I O2 D
(3.2)
b. MOSFET de potencia
De las ecuaciones anteriores se desprende que si el valor de la resistencia de encendido del MOSFET es pequeño, sus pérdidas serán menores que las generadas por el BJT o IGBT cuando se maneje la misma corriente, caso contrario serán mucho mayores, ya que sus pérdidas dependen del cuadrado de la corriente.
NOTA: Es importante hacer énfasis que en el cálculo de la potencia debe utilizarse la corriente de la carga y no la corriente máxima que puede manejar el transistor. 3.1.2 PÉRDIDAS POR CONMUTACIÓN Las pérdidas por conmutación son algo más complejas que las pérdidas por conducción, ya que las mismas dependen del tipo de carga que esté manejando el transistor. En la mayoría de las aplicaciones de electrónica de potencia, los transistores tienen como objetivo manejar una carga con características inductivas, pero puede darse el caso de que la carga se presente como una resistencia pura. En este folleto nos enfocaremos al caso inductivo que es presentado en la figura 3.1. Como se puede apreciar en primera pr imera instancia, en el circuito se presenta un diodo en antiparalelo con la carga inductiva, representada por una fuente de corriente Io. Este diodo es de suma importancia y no debe ser olvidado bajo ninguna circunstancia, ya que el mismo permite que la corriente de la carga tenga un camino alterno para su circulación circul ación cuando el Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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transistor de potencia es apagado. De no estar presente o haberse dañado, el efecto inductivo de la carga hará que ésta incremente su voltaje hasta donde sea necesario, con el fin de mantener la continuidad en el flujo de corriente. Este elevado voltaje someterá al transistor de potencia a un estrés excesivo que seguramente terminara con su destrucción.
Figura 3.1
Circuito y formas de onda para la conmutación de cargas inductivas por un transistor de potencia.
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Analizando las curvas, podemos ver que para el caso inductivo, la corriente y el voltaje en el transistor no evolucionan a la vez, como sucede en el caso resistivo, y esto se debe exclusivamente al diodo colocado en antiparalelo con la carga. Nótese también que existen tiempos tdON y tdOFF, los cuales están relacionados con la colocación y remoción de la carga del transistor. Por otra parte, los tiempos asociados con la la subida y caída del voltaje y la corriente no son iguales, sin embargo, en las hojas de especificaciones no se dan los valores para ambas variables, sólo se definen los relacionados a la corriente. Como se aprecia en la figura 3.1, la energía asociada a cada conmutación depende de los valores de corriente y voltaje de la carga y de los tiempos de conmutación. Sin embargo, como nuestro interés es el cálculo de la potencia, estos valores deben sumarse y multiplicarse por la frecuencia de conmutación, dando como resultado la siguiente ecuación:
PS 12 V O I O f S t ri t fv t rv t fi
(3.3)
Cuando se considera que las hojas de datos no presentan todos los parámetros necesarios, se hace obligatorio aproximar los tiempos de conmutación de corriente corr iente y voltaje a los presentados en la hoja de especificación y obtener la siguiente ecuación.
PS V O I O f S t r t f
(3.4)
3.1.3 CÁLCULO DEL DISIPADOR DE CALOR Para el cálculo del disipador de calor debe obtenerse la potencia total (PTOT), que es simplemente la suma de la potencia disipada por conducción y la potencia disipada por conmutación. Debe considerarse también la temperatura máxima de la juntura del transistor y el rango de variación de la temperatura ambiente. En el caso de la resistencia térmica entre la juntura y el encapsulado, su valor se ve definido por el fabricante, pero en el caso de la resistencia térmica entre el encapsulado y el disipador, la misma depende del
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tipo de montaje y el fabricante sólo da un valor de referencia para un tipo de montaje específico. Con todos los datos definidos se puede obtener el valor de la resistencia térmica del disipador ( R R SA SA) de calor con la siguiente ecuación:
T j T a PTOT R JC R CS R SA
(3.5)
Es importante saber qué criterio utilizar al definir el valor de la temperatura de juntura, ya que por cada 10°C por p or debajo de la temperatura máxima la fiabilidad a largo plazo del dispositivo se duplica. Lo contrario pasa cuando el dispositivo opera normalmente por encima de la temperatura máxima especificada, siempre y cuando no se superen los 230°C, valor para el cual el silicio normalmente falla. En la figura 3.2 se muestra la diferencia en las caídas de voltajes para diferentes dispositivos, entre ellos MOSFET de diferentes voltajes y un IGBT. Ya que las pérdidas por conducción están definidas por la multiplicación de corriente y voltaje, los dispositivos que presenten mayor voltaje en las curvas, presentarán mayores pérdidas.
Figura 3.2
Comparación entre la caída de voltaje y la corriente manejada por diferentes dispositivos.
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3.2 CIRCUITOS DE AYUDA A LA CONMUTACIÓN Como se ha demostrado, las pérdidas por conmutación dependen directamente de la frecuencia de conmutación. En la figura 3.3 se muestra de forma más real el proceso de conmutación en un transistor de potencia. En la misma puede apreciarse el efecto inductivo de los cables, conectores y patas de dispositivos, así como de la corriente de recuperación reversa del diodo. En la parte b de la figura 3.3, se observa que durante la conmutación, tanto en el disparo como en el bloqueo, se presentan elevados valores de voltaje y corriente al mismo tiempo, los que someten a los dispositivos a una situación de estrés que podría causar su falla por el fenómeno conocido como segunda ruptura. Si se define el voltaje colectorcolectoremisor para el circuito de la figura 3.3a se tendrá la siguiente ecuación: vCE V d L
diC dt
(3.6)
Lo conveniente para la reducción de las pérdidas por conmutación es el uso de circuitos conocidos como circuitos de ayuda a la conmutación conmutación o “snubber”. Estos circuitos se diseñan tanto para el bloqueo como para el disparo de los transistores. En el caso del bloqueo el propósito es disminuir la velocidad con que aumenta el voltaje colectoremisor, en el caso del disparo la intención es reducir reduc ir la velocidad de aumento de la corriente a la vez que se reduce el voltaje sobre el transistor de potencia.
La segunda ruptura es un fenómeno asociado a los BJT y a algunos otros dispositivos de portadores minoritarios durante el cual el voltaje colector-emisor decae mientras se manejan valores elevados de corriente. El problema es que el manejo manejo de corriente se da en áreas localizadas llegando a producirse filamentos de corrientes los cuales elevan la disipación de potencia y la temperatura del semiconductor en estas regiones, llevándolo a su destrucción si el fenómeno no termina prontamente.
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Figura 3.3 Conmutación de carga inductiva. a) a) Circuito equivalente, equivalente, b) Trayectoria Trayectoria de corriente y voltaje, c) Formas de onda en función del tiempo.
3.2.1 SNUBBER DE BLOQUEO Para mejorar la evolución de las variables de voltaje y corriente durante el bloqueo se utiliza el circuito mostrado en la figura 3.4. La idea inicial es colocar un capacitor en paralelo con el transistor de potencia y así reducir el dv/dt a la hora del bloqueo. El voltaje en el capacitor del snubber sigue la siguiente ecuación: vCS
2
I Ot
2C S t fi
(3.7)
Esto funciona adecuadamente para el fin deseado, pero al inicio del siguiente período el capacitor se descargará sobre el transistor provocando un pico de corriente que qu e no es deseable. Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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Figura 3.4
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Circuito de ayuda a la conmutación durante el bloqueo. a) Diagrama esquemático, b) Circuito equivalente durante el transitorio. transitorio. c) Formas de onda de voltaje y corriente corriente el bloqueo. CS1 es el valor para el cual la corriente de colector se anula en el mismo instante en que el voltaje colector-emisor llega a su máximo.
Para evitar esto, se coloca una resistencia en serie con el capacitor, pero sólo una resistencia aumentaría mucho la constante de tiempo durante el bloqueo, y la frecuencia de conmutación podría verse afectada. Para tener dos constantes de tiempo diferentes se coloca un diodo en paralelo con la resistencia, lo cual permite que el capacitor se cargue a través del diodo durante el bloqueo y se descargue a través de la resistencia durante el disparo. El valor del capacitor CS1 puede determinarse a través de la siguiente ecuación.
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C S 1
I Ot fi
2V d
(3.8)
El valor de la resistencia serie, así como su potencia, pueden ser calculados por las siguientes ecuaciones V d RS
P R
0.2 I O
C S V d 2
2
f S
(3.9)
(3.10)
No es estrictamente necesario que el capacitor utilizado sea igual a CS1, su valor puede ser mayor o menor, un valor mayor reduce las pérdidas por conmutación pero alarga este proceso. Un valor menor tiene menos efecto sobre la reducción de las pérdidas por conmutación. Adicionalmente, existe una potencia disipada en el resistor Rs, la cual disminuye la eficiencia global del circuito. Por esta razón debe definirse con claridad cual es el objetivo del snubber, considerando que es conveniente mantener el transistor lo más frío posible. En la figura 3.5 se muestra un gráfico que modela las pérdidas en el transistor y en el resistor utilizado en el snubber en en función del tamaño del capacitor Cs. Obsérvese que las pérdidas totales tienen un mínimo para un valor cercano a 0.5CS1, para obtener el valor exacto debe derivarse la expresión para las perdidas totales con respecto a CS e igualar este valor a cero.
3.2.2 SNUBBER DE DISPARO Para mejorar las condiciones durante el disparo se coloca un inductor en serie con el transistor de potencia, sin embargo, este inductor puede también tener un efecto adverso sobre el transistor durante el bloqueo del mismo, por lo tanto, es necesario poner un diodo
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en antiparalelo con el mismo. También es necesario el uso de un resistor en serie para eliminar la energía que se ha almacenado en el inductor, ya que de no hacerse así, no se tendrá protección durante el siguiente disparo. El circuito y las curvas relacionadas se presentan en la figura 3.6.
Figura 3.5. Disipación de energía durante el bloqueo en un BJT de potencia.
Las fórmulas apropiadas para el cálculo de los elementos del snubber son las siguientes: V CE
LS I O t ri
V CE ,max R LS I O P R
(3.11) (3.12)
2
LS I O
2
f S
(3.13)
El valor de VCE está definido por la disminución en el voltaje colector debida a la caída de voltaje en el inductor Ls. Ls. El valor de VCE-max se refiere a la sobretensión que se generará al final del período de bloqueo debido al inductor Ls. Ls. Este valor no debería ser superior a un 10% del valor de la fuente. Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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Figura 3.6
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Ayuda a la conmutación durante el disparo. a) circuito en serie con el transistor de potencia, b) circuito en serie con el diodo de recirculación, c) Formas de onda de voltaje y corriente para valores pequeños de Ls, d) Formas de onda de voltaje y corriente para valores grandes de Ls.
3.3 TERMOGRAFÍA INFRARROJA La termografía infrarroja es una técnica de análisis térmico que permite hacer un análisis bidimensional en tiempo real de la temperatura temperatura superficial de un objeto. Esta técnica tuvo sus orígenes cuando un experimento de William Herschel, un astrónomo y músico germano-británico descubrió mediante un sencillo esperimento que las diferentes longitudes de onda de la luz visibles transmitía cantidades de energía diferente, inclusive
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que en la región que parecía no tener luz visible había más energía que en la región roja del especro. La termografía ha evolucionado por decenas de años desde las primeras cámaras que necesitaban enfriamiento del sensor infrarrojo a temperturas por debajo de -100°C, hasta las cámaras actuales que no requieren refrigeración en absoluto. En la actualidad se pueden encontrar cámaras muy económicas que sirven para realizar inspecciones sencillas (por menos de B/. 2,000.00) hasta cámaras que permiten ver fugas de hidrocarburos en estaciones petroleras (por encima de B/. 100,000.00). Aunque existen muchos fabricantes de equipos infrarrojos, la mayoría se queda en la fabricación de equipos de gama baja o media.
Al momento de seleccionar una cámara infrarroja se deben tener en cuenta algunos de los siguientes parámetos:
Resolución del sensor. Un valor bueno en la actualidad sería 320x240 pixeles
Rango de temperatura: depende de las aplicaciones (Ej. 650°C)
Sensibilidad térmica: capacidad de diferenciar temperaturas cercanas (Ej. 50mK)
Enfoque óptico:fijo, manual, automático o contínuo
Video: capacidad de grabar video radiométrico (con información de temperatura)
Campo de visión: influye sobre la calidad de las imágenes (Ej. 24°x19°)
Frecuencia: No tiene que ver con la red eléctrica, sino con la velocidad de trabajo de la cámara. Una cámara de 9Hz puede ser algo lenta.
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Otras características: algunos fabricantes como FLIR incorporan otras características que podrían ser útiles, como lo son las tecnologías, MSX, Ultramax, y bloques ópticos giratorios.
La termografía infrarroja nos permite analizar componentes de defirentes sistemas y encontrar anomalías en etapas insipientes o avanzadas, pero que pueden ser atendidas antes de que se de una falla. A nivel de los centros de investigación, también se utilizan cámaras infrarrojas con características especiales, tales como resolución de 1024x768 pixeles, sensibilidad de 20mK y rango de temperatura de -40 a 2000°C. para proyectos de investigación
Imagnes tomadas de Flir Systems, cámara T1K Las cámaras termográficas pueden ser utilizadas para muchas aplicaciones, entre ellas tenemos:
Sistemas eléctricos en baja, media y alta tensión
Componentes electrónicos
Componentes mecánicos (cajas reductoras, compresores, bombas)
Sistemas térmicos: hornos, calderas, ductos y tuberías
Problemas de humedad y filtraciones
Detección de cáncer y otras lesiones
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Para el buen uso de estos equipos hay que tener algunos cuidados, ya que por tratarse de imágenes se pueden cometer algunos errores al aplicar la lógica. A continuación algunos datos que debe considerar para que pueda medir la temperatura del encapsulado y del disipador sin mayores problemas. 1. La cámara debe estar configurada adecuadamente con los parámetros más importantes: emisividad, temperatura reflejada y distancia. 2. Mientras mayor la emisividad mejor se puede realizar la termografía, pero su valor debe ser el correcto y depende del objeto. Para el transistor se puede utilizar utilizar 0.95 pero el disipador es diferente. Si el aluminio está pintado también puede intentar con un valor elevado como 0.9, pero si está sin pintar podría trabajar con 0.7. 3. La temperatura reflejada debe ser medida con un procedimiento específico, utilizando un trozo de papel de aluminio arrugado. arrugado. Pero si se encuentra en un salón de laboratorio puede utilizar un valor aproximado de 25°C. 4. Si la cámara le pide la distancia del objeto debe poner la distancia correcta, probablemente 1 metro. 5. Cuando tome la imagen los colores más claros indican los puntos más calientes en la mayoría de los casos. Esto depende de la paleta de color seleccionada. Algunas cámaras tienen las paletas hierro, lava y arcoíris. 6. Asegurese de que el objeto está bien enfocado y luego tome la imagen. 7. Transfiera su imagen a un software de análisis. La facultad de Ingeniería Eléctrica cuenta con dos cámaras flir. Existe un software gratuito que puede descargar de la página www.flir.com,, FLIRTOOLS. www.flir.com 8. Utilizando las herramientas de análisis como puntos, líneas y áreas
podemos
comportamiento
evaluar térmico
el del
componente
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PROBLEMAS RESUELTOS
Se utiliza un MOSFET de potencia para controlar una carga de 24V/100 A, la cual puede conmutarse a 2.5kHz (modo económico) o a 25kHz (modo silencioso). La relación cíclica para el control de la carga puede variar entre 0.2 y 0.75 y la temperatura temperatura ambiente varía entre 23 y 42ºC. ¿Determine el valor máximo de la resistencia térmica del disipador de calor?
PROBLEMA 1:
Para seleccionar el MOSFET a utilizar en nuestra aplicación se consulta la DATA de fabricante del dispositivo, y se debe verificar que su VDSS(Voltaje máximo que soporta entre drenaje- fuente) sea mayor que el voltaje requerido por la carga. De igual forma la I D (Corriente de drenaje promedio que soporta el dispositivo) sea mayor que la corriente que requiere la carga. Tomando en cuenta éstas disposiciones seleccionamos el MOSFET IRF2204, ya que el mismo soporta 40V y 210A. De la la data del fabricante anotamos los siguientes valores valo res que son necesarios para la solución del problema: Solución :
RDS(on) = 3.6mΩ @ 25 ºC RθJC = 0.45 ºC/W tr = 140 ns
TJmax = 175 ºC RθCS = 0.50 ºC/W tf = = 110 ns
Como nuestro objetivo es calcular el valor máximo de la resistencia térmica del disipador de calor R θSA de la ecuación T J T a PT R JC R CS R SA , resulta evidente que el primer paso es calcular la P T ya que todos otros valores en la ecuación son dados por el problema o están en la data del dispositivo. PT Pon PS
Al calcular PT es importante tener en cuenta que deseamos calcular la máxima RθSA( tamaño mínimo mínimo del disipador) por lo lo cual debemos diseñar diseñar para para las peores condiciones de operación dadas en el problema. Esto es más alta frecuencia de operación, más tiempo de encendido (ciclo de trabajo, D, mayor) y temperatura ambiente más elevada.
Potencia Disipada durante la conducción Pon R DS ( on) I O D 2
3
100 0.75 1.75 Pon 3.6 10 100 2
Pon 47.25W
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Electrónica Electrónica Potencia Potencia y Aplicaciones Aplicaciones
Pérdidas y Snubbers
Aunque la T Jmax del dispositivo es de 175ºC hemos decidido diseñar el disipador de tal manera que se aumente su fiabilidad y se introduzca un factor de seguridad para corregir cualquier factor adverso en las aproximaciones realizadas realizadas para el cálculo cálculo de la potencia. Por lo tanto, supondremos una nueva T J =140 ºC para éste diseño, la cual introduce un factor de 1.75 que corrige corrige el valor de la resistencia de encendido. Estos valores se obtienen de la siguiente siguiente curva. Vale la pena resaltar que el valor de 140°C no obedece a un criterio específico, ni es producto de la aplicación de una fórmula matemática, su propósito es reducir el estrés térmico del transistor y aumentar su fiabilidad a largo plazo.
Potencia disipada por conmutación PS V O I O f S t r t f
3 PS 24100 100 25 10 110 110 10
9
9 140 10 140
PS 15W
Potencia Total PT Pon PS PT 47.25W 15W
PT 62.25W
Resistencia térmica del disipador R SA
T J T a
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PT
R JC R CS
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Pérdidas y Snubbers Snubbers
R SA
140 42
0.45 0.5 62.25 R SA 0.62C / W
Se controla una carga inductiva de 90V y 30A con un MOSFET. El ciclo de trabajo trabajo varía entre 0.1 y 0.90 y la frecuencia de operación puede ser de 8kHz ó 30kHz. Encuentre el valor de la resistencia resistencia térmica del disipador de calor. La temperatura ambiente varía entre 30 y 42ºC.
PROBLEMA 2:
Para satisfacer los requerimientos de corriente y voltaje de la carga inductiva el MOSFET adecuado es el IRF3415. IRF3415. Solución:
VDSS = 150V ID = 43 A De la data del fabricante tenemos RDS(on) = 0.042 Ω @ 25 ºC RθJC = 0.75 ºC/W tr = 55 ns
TJmax = 175 ºC RθCS = 0.50 ºC/W tf = = 69 ns
De las condiciones dadas en el problema utilizaremos aquellos valores que sometan al dispositivo a las peores condiciones de operación. T
R
P
R
T
R
+
JMax
JC
CS
SA
=175 grados
=0.75 Grados/watt
=0.5 Grados/watt
= ? T =42 grados a
Figura 1. Analogía entre la R, V e I de un circuito Eléctrico con Rθ , T y PT para el cálculo del disipador Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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Pérdidas y Snubbers
Pérdidas por Conducción Pon R DS ( on) I O D 2
Pon 0.042 042 30 0.9 2.6 2
Pon 88.45W
El factor 2.6 se obtiene de la curva normalizada RDSON VS. T J , , a una temperatura de 175 ºC.
Pérdidas por conmutación
PS V O I O f S t r t f
PS 9030 30 10
3
55 10
9
69 10 9
PS 10.04W
Potencia Total PT Pon PS PT 88.45W 10.04W
PT 98.49W
Resistencia térmica del disipador R SA
R SA
T J T a PT
R JC R CS
175 42
R SA
0.75 0.5 98.49 0.1004 C / W
RθSA que acabamos de calcular es el valor máximo que da el tamaño mínimo del disipador. Si RθSA hubiera sido negativa se tendría que bajar la Ta o disminuir la frecuencia de operación. Si aun así sigue negativa se procede a cambiar el transistor. PROBLEMA 3: Se desea conmutar una carga de 180 VDC y 37A a una frecuencia
de 10kHz. El ciclo de trabajo puede ser ajustado entre entre 0.1 y 0.9. La temperatura ambiente oscila entre 27 y 42 ºC. a) Determine el tamaño mínimo del disipador de calor. b) Diseñe el snubber de bloqueo si CS=CS1. c) Calcule Nuevamente el disipador de calor. d) Diseñe el snubber de disparo si: ΔV CE CE=0.45Vd ΔV Cemáx Cemáx = 0.12Vd e) Calcule el nuevo Disipador Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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Pérdidas y Snubbers Snubbers
Como primer paso verificamos los requerimientos de la carga para luego seleccionar el dispositivo dispositivo que vamos a utilizar. utilizar. Para las condiciones de la carga de corriente, voltaje y frecuencia el dispositivo indicado para este problema es un IGBT IRG 4P254S
Solución:
VCES = 250V IC = 55 A De la hoja de datos VCE(on) = 1.32V @ 55A RθJC = 0.64 ºC/W tr = 45 ns @ 150ºC
TJmax = 150 ºC RθCS = 0.24 ºC/W tf = = 940 ns @ 150ºC
a) Cálculo del disipador de calor Pon V CE ( on) I O D
Pon 1.32 37 0.9 Pon 43.956W PS V O I O f S t r t f
3 PS 180 180 37 10 10 45 10
9 940 10 940
9
PS 65.60W
PT 43.956 956W 65.60W
PT 109 109 .557 557W R SA R SA
T J T a PT
R JC R CS
150 42 109.557
0.64 0.24
R SA 0.1057 C / W
b) Diseñe el snubber de bloqueo si CS=CS1
C S 1 C S 1
Parámetros del Snubber I ot f
RS
2V d
37 * 940 10 9
RS
2 *180 8
V d
0.2 I o 180 0.2 * 37
RS 24.32
C S 1 9.66 10 F
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P RS
1 2
C S V d f S 2
Pérdidas y Snubbers
1 2
96.6 10 180 10 10 9
2
3
P RS 15.65W
Potencia disipada por el IGBT con el snubber de bloqueo PQ
372 940 10 9 10 103 2
2 2
I o t f f s
24C S 1
24 9.66 10
8
PQ 5.22W
Debemos recordar que las pérdidas de conmutación, sin la utilización de Snubbers, están compuestas por las pérdidas en el disparo y el bloqueo del dispositivo, esto es es PS Pdisparo Pbloqueo , por ende
Pdisparo Pbloqueo
PS 2
.
Al colocar el snubber de bloqueo las pérdidas pé rdidas de potencia en el bloqueo cambian, se reducen y están terminadas por PQ. Las pérdidas en el encendido siguen siendo
Pdisparo
PS
2
ya que
no hay snubber de disparo Ahora el valor de PT queda definido por PT PON
Ps 2
PQ
65.60 5.22 2 PT 81.976 976W
PT 43.956
c) Nuevo Disipador de Calor 976W Éste disipado se calcula utilizando PT 81.976 R SA R SA
T J T a PT
150 42 81.976
R JC R CS 0.64 0.24
R SA 0.437C / W
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Pérdidas y Snubbers Snubbers
d) Diseñe el Snubber de Disparo ΔV CE CE =0.45Vd ΔV CE CE máx =
LS I O
V CE
t r
V CE t r
Ls
, entonces
0.12Vd
I o
0.4518045 10 9 37
L s 98 .51nH
V CE max R LS I o , de aquí que R LS
V CE max
I o
0.12 180 37
R LS 0.58 P R
L S I o2 2
f s
98.51 10
9
372
2
10 10 3
P R 0.67W
V CE CE = 180V ΔV CE CE =
I O = 37A
81V
99 V
tr = 45ns
e) Calcule el nuevo disipador ic PQ PQ
I o t r
1 T S
t
t r
0
V CE
I O
V CE I O t r 2 T S t r
2
t r
tdt V CE I O t r
2
f S
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Pérdidas y Snubbers
824W PQ 0.824
Para el cálculo de la nueva P T debemos considerar los efectos de ambos Snubbers. PT PON PQdisparo PQbloqueo PT 43.956 956 0.824 824 5.22 50W
Dis aro
on
R SA R SA
T J T a PT
150 42 50.00
Blo ueo
R JC R CS 0.64 0.24
R SA 1.28C / W
PROBLEMAS PROPUESTOS
PROBLEMA 1: Se utiliza un MOSFET para conmutar una carga de 24 V y 100A a una frecuencia frecuencia de 50kHz. Calcule la potencia potencia total disipada por por el transistor. El ciclo de trabajo varía entre 0.2 y 0.8.
Pérdidas por Conducción Pon 60.48W
Pérdidas por conmutación PS 30W
Potencia Total PT 90.48W
PROBLEMA 2: Se utiliza un MOSFET IRF3415 para controlar controlar una carga de 120 V y 33 A. Para controlar la potencia de salida, el ciclo de trabajo del MOSFET puede ajustarse entre 0.1 y 0.5 y el usuario usuario puede elegir entre trabajar en modo económico (f s = 5 kHz) o modo silencioso (f s = 40 kHz). La temperatura ambiente en el lugar donde se instalará el control varía entre 28 y 38 ºC. Debe considerarse como objetivo de diseño que la fiabilidad del dispositivo a largo plazo se doble .
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Pérdidas y Snubbers Snubbers
a) Calcule la potencia total disipada por el transistor. b) Calcule el tamaño mínimo para el disipador de calor. c) Calcule los circuitos de ayuda a la conmutación (snubber) para el disparo y el bloqueo, bloqueo, asumiendo que Δ V CE CE = 0.6Vd y que ΔV CEmáx CEmáx = 0.1Vd d) Tamaño mínimo del disipador de calor considerando los snubber. e) Determine cual debe ser el disipador a utilizar de la figura mostrada a continuación.
a.) Pon 54.88 W PS 19.64 W
PT 54.88 19.64 74.52 W
b.)
Disipador de calor R SA 0.454C / W
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c.)
Pérdidas y Snubbers
Snubber de Bloqueo C S 1 9.487 nF
RS 18.18
732 W P RS 2.732
PQ 0. 9108 W
Snubber de Disparo Ls 120 nH R LS 0 .3636
P R 2. 6136 W
d.)
Nuevo Disipador 742 W PQ 1.742 R SA 0.957C / W
e) Selección del disipador de calor. Para seleccionar el disipador solo observe la figura y escoja el disipador con una resistencia térmica ligeramente menor a la obtenida en nuestros cálculos. voltaje en el capacitor del snubber de PROBLEMA 3: La ecuación 3.7 que define el voltaje bloqueo también define el voltaje entre colector y emisor, por qué?
PROBLEMA 4: En la figura 3.3 se observa un pico de corriente en la corriente de colector durante el disparo, a que se debe éste.
PROBLEMA 5: Explique por qué el sobrevoltaje que ocurre durante el apagado obedece a la ecuación 3.12.
PROBLEMA 6: Cuanto es la corriente máxima que envía el capacitor del snubber de bloqueo (Cs) hacia el transistor durante el disparo? Exprese su respuesta con relación a Io.
PROBLEMA 7: En la figura de los disipadores falta el número 4, sería apropiado hacer una interpolación entre los valores adyacentes?
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Tiristores
TIRISTORES Los tiristores son dispositivos que se diferencian de los transistores principalmente por tener cuatro capas básicas en su estructura interna. Estos dispositivos también funcionan de forma diferente, generalmente el diseñador puede controlar su disparo a través de una señal electrónica de bajo nivel, pero su bloqueo está determinado por las corrientes y voltajes en el circuito de potencia. Entre los tiristores más utilizados están el SCR o rectificador controlado de silicio, el TRIAC o triodo de corriente alterna y el GTO o tiristor de apagado por compuerta. Estos dispositivos tienen diferentes aplicaciones y rangos de trabajo para par a la corriente y el voltaje que pueden manejar. El objetivo de todos estos dispositivos es controlar la cantidad de energía que le llega una carga en un tiempo determinado, aunque ocasionalmente se puedan utilizar sólo como interruptores para activar o desactivar una carga determinada. En los convertidores de electrónica de potencia muy poco se utilizan los TRIAC, los cuales son más utilizados en circuitos analógicos para controlar la energía que le llega a una carga en un proceso industrial. El SCR es el dispositivo más utilizado en los convertidores de electrónica de potencia, básicamente en los rectificadores trifásicos controlados. Este es el dispositivo con mayor capacidad de manejo de corriente y voltaje que se puede conseguir. En el caso de que se requiera un interruptor controlable tanto en el disparo como en el bloqueo puede utilizarse utilizarse un GTO. Este es el único tiristor que permite al diseñador controlar el momento del bloqueo. Sin embargo, este dispositivo requiere un circuito de comando muy robusto, pero es una alternativa cuando los valores de voltaje y corriente no pueden ser manejados por ninguno de d e los transistores vistos anteriormente.
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Tiristores
4.1 RECTIFICADOR CONTROLADO DE SILICIO – SCR SCR Los SCR fueron inventados a finales de la década del 50 por General Electric y desde entonces han sido utilizados en una infinidad de aplicaciones, en donde se hacía necesario el control de la energía proporcionada a una carga eléctrica. El símbolo y la curva característica de salida para un SCR típico se muestran en la figura 4.1. El terminal de disparo definido como compuerta se identifica por la letra G. Éste es un dispositivo bidireccional en voltaje y unidireccional en corriente, la cual sólo puede circular de ánodo (A) a cátodo (C), aunque también presenta el fenómeno de recuperación reversa visto en los diodos. Este dispositivo normalmente se dispara mediante un pulso de corriente de puerta de magnitud y duración apropiadas. Para esto debe conseguirse la aplicación de un voltaje determinado entre el terminal de compuerta y el terminal de cátodo. Aunque no sea el propósito del diseñador, el dispositivo se disparará si el voltaje entre ánodo y cátodo supera el valor VBO, para lo cual no se requiere corriente de compuerta. En este caso la corriente por el dispositivo depende sólo de la carga. También puede dispararse dispar arse el dispositivo si el voltaje aplicado entre ánodo y cátodo aumenta a una mayor velocidad que la permitida por el fabricante (dV/dt). Después que el dispositivo comienza a conducir se mantendrá en este estado mientras que su corriente no caiga por debajo de un valor denominado corriente de mantenimiento (IH). Debido a esto, los SCR son muy utilizados en circuitos de corriente alterna, porque al final de cada semiciclo la corriente se extingue y el voltaje en el dispositivo se invierte llevándolo al estado de corte. Al principio del próximo próximo semiciclo positivo debe aplicarse nuevamente un pulso pu lso de disparo con un retado igual o diferente al usado en el ciclo anterior. En circuitos de corriente directa debe haber un circuito circuito auxiliar para poner en corto o invertir la polaridad del voltaje aplicado al dispositivo. Esta condición hace que los SCR sean menos utilizados en circuitos de corriente directa.
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Tiristores
Figura 4.1. Símbolo del SCR y curva característica de salida.
Es importante señalar que al adquirir un SCR su voltaje VDRM o VBO debe ser mayor al voltaje máximo de la aplicación. aplicación. Por ejemplo, si se utilizará el SCR en un circuito de 120Vrms, se debe considerar que el voltaje máximo es de 169.7V, 169. 7V, por lo que el SCR debe ser por lo menos de 200V. En la figura 4.2 se muestra un diagrama de la estructura interna del un SCR, puede notarse su construcción vertical de ánodo a cátodo
Figura 4.2 Sección transversal vertical de un SCR.
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En términos de sus dimensiones laterales los tiristores están entre los semiconductores más grandes fabricados en la actualidad. Su sección transversal se parece a la del BJT de potencia, aún considerando el grosor y la densidad de impurezas de sus capas. La región n- actúa igual que en el transistor, permitiéndole al SCR soportar grandes voltajes cuando está apagado. La capa p en el ánodo del SCR es la que hace que el mismo se comporte de forma diferente al BJT de potencia. Con los SCR se da un fenómeno parecido al que se presenta en los diodos con el tiempo de recuperación reversa. Al apagar el dispositivo polarizándole polarizándole inversamente, se genera una corriente de recuperación reversa Irr, durante un tiempo identificado como trr. Esto obliga al diseñador a no aplicar un voltaje directo hasta que no haya transcurrido un tiempo conocido como tiempo de recobro ( tq tq), caso contrario el dispositivo volverá a conducir.
Figura 4.3 Circuito resistivo para el disparo de de SCR.
Con el circuito anterior se puede variar el momento en que se aplican los valores de corriente y voltaje de compuerta necesarios para la conducción del SCR (IGT, V GT). Esto se consigue mediante la variación de R2. El tiempo transcurrido desde el cruce por cero de la señal de voltaje de corriente alterna y el momento en que se da la corriente necesaria para la conducción, se conoce como ángulo de disparo y normalmente se denota con la letra griega . Para el circuito
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mostrado en la figura figura 4.3,
Tiristores
sólo puede ser aumentado hasta un límite de 90°, más allá de
este valor no se tiene control sobre el ángulo de disparo.
Pregunta: Explique por que razón no se pueden conseguir ángulos de disparo mayores con este circuito.
Figura 4.4.
Ángulos de disparo diferentes para el circuito de disparo anterior. El valor de R 2 para el caso a) es mayor que el valor utilizado para el caso b).
Si se desean ángulos de disparo mayores a 90° se deberá utilizar un circuito como el de la figura 4.5, donde se utiliza un capacitor para retrasar la subida del voltaje aplicado a la compuerta del dispositivo, y la corriente de compuerta es controlada por el resistor R3. En la figura 4.5 b se consigue un mayor retraso debido al doble RC. En la práctica estos circuitos no se analizan en detalle sino de forma aproximada. Por ejemplo, para el cálculo de la primera constante de tiempo R 1C, se utiliza un valor pequeño, en el caso de una señal de 60Hz, puede estar entre 1 y 2ms. Para la segunda constante de tiempo (R 1+R 2)C se utiliza un valor mayor que el período de la señal en cuestión, por ejemplo 20ms. Para el caso de la tercera constante de tiempo R 3C2 se utiliza un valor algo superior a la primera constante de tiempo, tal vez, 4ms. Con estos valores se procede a armar el circuito y de forma empírica se hacen los ajustes necesarios. Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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Figura 4.5
Tiristores
Circuitos de control control de compuerta para para SCR, con los cuales se pueden conseguir ángulos mayores que 90°.
En la figura 4.6 se muestra un circuito con dos SCR, el cual permite utilizar ambos semiciclos de la señal de voltaje de corriente corriente alterna. En la parte b) se observa la forma de onda rectificada y el ángulo de disparo. disparo. En esta figura no se hace énfasis en el circuito de control del ángulo de disparo, pero este puede ser similar a los mostrados anteriormente o puede ser algo más complejo, inclusive puede ser una señal generada por un microcontrolador y aplicada al SCR a través de un optoacoplador.
NOTA: La mayoría de los circuitos de control para los SCR y TRIAC permite el control del ángulo de disparo entre 30 y 150°, lo que a primera vista puede parecer el resultado de un control con poca precisión, al pensar que no se tiene control sobre un tercio de la señal total (180°). Ahora bien, si se piensa en el objetivo del circuito, que es controlar la potencia aplicada a la carga y se recuerda que la potencia es función del cuadrado del voltaje, se tendrá una situación muy particular. La onda de voltaje es senoidal y si se grafica el seno2 se tendrá que la potencia aplicada a la carga es proporcional al área bajo esta curva. Durante los primeros 30 y los últimos 30 grados de la señal seno2, el área bajo la curva es realmente mínima, menor al 5%, por lo tanto
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Tiristores
no existe un gran desperdicio de energía al no hacer uso de estos ángulos de conducción.
Figura 4.6
Control de potencia rectificada de onda completa, usando dos dos SCR SCR y un transformador con derivación central.
Hojas de datos A continuación se presentará información sobre el SCR 50RIA de International
Rectifier, el cual puede manejar hasta 50 A y tiene un tiempo de bloqueo de 110s soportando un amplio rango de voltajes, dependiendo del dispositivo.
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Tiristores
Entre las principales características de disparo relacionadas a la compuerta tenemos las relacionada con las corriente IGT y el voltaje VGT.
En las curvas adjuntas se muestra la relación entre la corriente de ánodo y el voltaje ánodo-cátodo. Como puede verse el voltaje aumenta de forma lineal hasta aproximadamente los 100A. Sin embargo, debe recordarse que éste es un dispositivo de 50 A, valor para el cual la caída de voltaje es de sólo 1.3V. Tampoco debe olvidarse que este dispositivo puede llegar a conducir más de 1000 A de forma momentánea.
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Tiristores
A continuación se presentarán resúmenes de hojas de datos para que el lector pueda comparar los parámetros de SCR´s de diferentes capacidades.
ST180C Características Compuerta con amplificación central Encapsulado metálico con aislante cerámico Aplicaciones Control de motores DC Fuentes de energía DC Controladores AC
ST3230C Características Enfriamiento de doble lado Alta capacidad contra transitorios Libre de fatiga Aplicaciones típicas Control de motores DC Fuentes de energía DC Controladores AC
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4.2 TIRISTOR DE APAGADO POR COMPUERTA - GTO En varios aspectos, los tiristores están cerca de ser los interruptores ideales para usarse en las aplicaciones de electrónica de potencia. Ellos pueden bloquear altos voltajes (varios miles de volts) cuando están apagados y pueden conducir grandes corrientes (varios miles de amperes) cuando están encendidos, con una caída de voltaje de sólo unos cuantos volts. Además, una de sus mejores características es que pueden ser disparados con una pequeña corriente que se aplica a su terminal de compuerta. co mpuerta. Sin embargo, los tiristores tienen una seria deficiencia, la cual impide su uso como interruptores controlables; esta es la incapacidad de bloquear al dispositivo mediante la aplicación de una señal de control en su terminal de compuerta. La inclusión de esta capacidad en un tiristor requiere de algunas modificaciones al dispositivo y de algunos compromisos que deben cumplirse para la operación del mismo.
Figura 4.7 Sección transversal vertical vertical y vista en perspectiva de un GTO.
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El GTO mantiene la estructura básica de cuatro capas y los perfiles de dopaje del SCR, pero presenta tres diferencias fundamentales.
Primero, la estructura cátodo-
compuerta está altamente interdigitalizada, donde se usan varios tipos de formas geométricas entre el cátodo y la compuerta, con el fin de maximizar la periferia del cátodo y minimizar la distancia de la compuerta al centro de la región del cátodo. Segundo, la región del cátodo normalmente termina en islas, que en el momento del encapsulado hacen contacto con el metal del disipador de calor, creando así la conexión con el mundo exterior. Tercero, la mayor diferencia aparece en la región del ánodo. A intervalos reguladores, regiones de material semiconductor n+ penetran en la región de cátodo p+. Las regiones n+ hacen contacto directo con el metal del ánodo, por lo cual se llaman ánodo en corto corto. Estas estructuras tienen como propósito incrementar la velocidad de apagado del GTO. Las curvas características del GTO son muy similares a las del SCR en polarización directa, sin embargo, en polarización inversa los GTO prácticamente no poseen capacidad de bloqueo de voltaje, gracias a la estructura conocida como ánodo en corto. La capacidad de bloqueo de los GTO se define por po r la unión J3 y está limitada a 20 ó 30V, por este motivo algunos GTO se fabrican sin la estructura conocida como ánodo en en corto. Si es necesario aumentar la capacidad del bloqueo del circuito, puede usarse un diodo en serie con el GTO, con lo cual se cubre su deficiencia.
4.2.1 CONMUTACIÓN DEL GTO. Los GTO son muy útiles cuando los otros interruptores controlables no pueden manejar la potencia requerida por la carga, sin embargo embar go el utilizarlos no es lo más fácil que pueda encontrarse en electrónica de potencia. Estos dispositivos tienen amplificaciones de corriente diferentes para el disparo y el bloqueo, siendo mucho más sensibles a la hora del disparo, y presentando límites en las corrientes que pueden ser bloqueadas.
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Tiristores
En la Figura 4.8 se presenta un circuito para el disparo de un GTO en el que puede observarse la complejidad de los requerimientos. requerimientos. Este circuito se puede describir de la siguiente manera: 1. Se necesita de un pulso elevado de corriente para disparar el dispositivo, disp ositivo, por lo cual se manda un pulso de corriente a la base de TG2 y TG1. 2. Luego de disparado el dispositivo debe mantenerse un cierto nivel de corriente en la compuerta, con si fuera un BJT. El problema reside en en que si la corriente de ánodo disminuye demasiado debido a la carga, algunas de las islas del cátodo dejarán de conducir, sin embargo, si la carga aumenta repentinamente, las islas que quedaron conduciendo manejarán toda la carga, lo que puede exceder sus especificaciones, destruyendo el dispositivo. 3. Para el bloqueo se utiliza un MOSFET de potencia. Debido a que la ganancia de bloqueo es menor (típicamente 5 o menos), la corriente necesaria para el bloqueo será mucho mayor que la corriente necesaria para el disparo. Utilizando un MOSFET de potencia se tendrán menos pérdidas ya que se trabaja a voltajes reducidos. Debido a la complejidad necesaria para el control de la compuerta, este dispositivo es utilizado casi exclusivamente para niveles de medias potencias. También es importante aclarar que debe utilizarse snubber de bloqueo con los GTO, tal como se muestra en la figura 4.8.
4.3 TRIODO DE CORRIENTE ALTERNA - TRIAC Los TRIAC´s son dispositivos semiconductores diseñados para el control de la energía que se le suministra a una carga determinada para la realización de un trabajo. Este control se logra, en principio, de la misma forma como se hace con los SCR, con la salvedad de que el dispositivo de control de compuerta debe generar pulsos de disparo tanto en el semiciclo positivo como en el negativo.
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Figura 4.8
Tiristores
Circuito de control de la compuerta para un Tiristor de bloqueo por compuerta – GTO. GTO.
Estos dispositivos son bidireccionales en corriente y en voltaje y su curva característica es la mostrada en la figura 4.9. Para este dispositivo los parámetros en directa y en reversa tienen tienen básicamente las mismas funciones y características. Si se supera el voltaje VDRM o el voltaje VRRM el dispositivo entrará en conducción. Si la corriente de ánodo disminuye por debajo de la corriente de mantenimiento IH el dispositivo se apagará. A diferencia de los SCR, si el voltaje entre los terminales principales MT2 y MT1 es negativo y sobre pasa el valor de VRRM el dispositivo no se destruirá.
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Figura 4.9 Curva característica I-V para el TRIAC. TRIAC.
A diferencia del SCR, el TRIAC soporta corrientes de compuerta negativas, sin embargo, estas corrientes negativas no tienen el objetivo, como en el caso del GTO, de apagar el dispositivo. Tanto las corrientes positivas como las negativas en la compuerta, tienen el mismo propósito, disparar disparar al TRIAC. Las polaridades entre los terminales terminales principales y entre la compuerta y terminal principal 1 pueden ser dependientes depend ientes o no, esto guarda estrecha relación con el tipo de circuito utilizado para el control de la compuerta. En la figura 4.10 se muestran los cuatro posibles cuadrantes de disparo para el TRIAC, pero debido a que la estructura semiconductora del TRIAC no es totalmente simétrica, estos cuadrantes no tienen la misma sensibilidad. El primer cuadrante es el más sensible de todos, mientras que la sensibilidad del segundo y tercer cuadrante es muy similar y el cuarto cuadrante es el menos sensible. Para evitar que la sensibilidad de disparo para el semiciclo positivo y negativo sea diferente se prefiere utilizar una fuente de voltaje negativo, cuando la polaridad de la corriente de disparo no depende de la polaridad de los terminales principales, o sea, cuando la fuente de disparo es independiente.
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Figura 4.10 4.10
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Cuadrantes de disparo para el TRIAC. TRIAC. El primer cuadrante es el más sensible y el cuarto es el menos sensible.
Hojas de datos A continuación se presentan algunas de las características del TRIAC MAC16D
de Motorola. Además de los valores máximos se presentan sus características de compuerta (IGT, V GT) en función de la temperatura de juntura. Este es un dispositivo con capacidad para manejar una corriente rms de 16A y una corriente máxima no-repetitiva de 150A durante un ciclo completo de una señal de 60Hz. Se puede obtener para 400, 600 y 800V. La potencia promedio disipada por la compuerta es de 0.5W y en rango de operación de la temperatura de la juntura está definido por – 40 40 y 125°C. En las características de disparo mostradas se observa que para el primer cuadrante sólo se requieren 16mA, mientras que para el segundo cuadrante se requieren 18mA y para el tercer cuadrante 22mA. Para este dispositivo la corriente corriente de mantenimiento es de 20mA.
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En las siguientes curvas se muestra como la temperatura de la juntura afecta los parámetros de disparo (VGT, IGT). Al aumentar la la temperatura se requiere menos voltaje y menos corriente de compuerta.
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En la curva adjunta se observa como la corriente de mantenimiento también se ve afectada por la temperatura de juntura. Puede observarse también que la corriente de mantenimiento no es la misma para ambos semiciclos,
necesitándose
menos
corriente en el semiciclo negativo.
En la figura 4.11c se muestra el efecto resultante de disparar el TRIAC con un circuito RC, el cual trabaja normalmente en el primer y tercer cuadrante, los cuales tienen sensibilidad diferente. Al tener el primer cuadrante mayor sensibilidad su ángulo de disparo es menor. Esto puede ocasionar un parpadeo en la carga y esta es de tipo lumínica. Para mejorar esto se pueden utilizar algunos dispositivos, conocidos como dispositivo de transición conductiva.
4.4 DISPOSITIVOS DE TRANSICIÓN TRANSICIÓN CONDUCTIVA UTILIZADOS PARA EL DISPARO DE TIRISTORES Cuando se utilizan circuitos análogos para el disparo de tiristores el objetivo es generar un retardo para obtener el ángulo de disparo deseado. Este retardo se puede generar mediante una red RC como se a mostrado, o mediante un circuito algo más complejo llamado oscilador de relajación. Para la construcción de estos osciladores se utilizan normalmente dos pequeños transistores; el Transistor de Unijuntura y el Transistor de Unijuntura Programable. En los próximos puntos se analizarán estos dispositivos, así como algunos circuitos de aplicación.
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Figura 4.11
Tiristores
Disparo de un TRIAC. TRIAC. A)Ángulo A)Ángulo de disparo de 30° y ángulo de conducción conducción de 150°, b)Ángulo de disparo de 120° y ángulo de conducción de 60°, c)Ángulos de disparo diferente, ocurre normalmente cuando se utiliza un arreglo RC para el disparo del TRIAC.
4.4.1 TRANSISTOR DE UNIJUNTURA - UJT El transistor de unijuntura es un dispositivo de tres terminales denominados base 1 (B1), base 2 (B2) y emisor (E), y se utiliza típicamente en un circuito llamado oscilador de relajación relajación , cuyo objetivo es el disparo de tirstores, tales como SCR y TRIAC.
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Tiristores
Operativamente los terminales del UJT no tienen ninguna relación con los terminales de un transistor bipolar. El símbolo, modelo y curva característica del UJT se muestran en la figura 4.12. En el modelo se puede observar que no existe ninguna juntura entre B2 y B1, por lo tanto el semiconductor se comporta de forma resistiva entre estos terminales. terminales. El valor de esta resistencia comúnmente oscila entre 6 y 10k . El funcionamiento de este dispositivo es el siguiente: cuando se aplica un voltaje entre las bases se define un voltaje en el cátodo del diodo el cual podría ser calculado por divisor de voltaje, si se conoce el valor de ambas resistencias. Mientras el voltaje en el emisor (el ánodo del diodo) sea menor que el voltaje en el cátodo, el dispositivo no conducirá. Cuando el voltaje en el emisor sea mayor que el voltaje voltaje en el cátodo más el voltaje de umbral del diodo (0.6V típicamente), el dispositivo comenzará a conducir; a este voltaje se le conoce como voltaje pico (Vp). Los portadores de carga que ingresan a la región de la base 1, disminuirán su resistencia eléctrica y el voltaje en el dispositivo caerá rápidamente hasta llegar al valor conocido como voltaje valle (Vv). En este momento si la corriente que atraviesa el emisor es mayor que la corriente valle Iv, el dispositivo continuará conduciendo, si la corriente es menor el dispositivo se apagará. A partir del modelo del UJT, se puede definir la relación intrínseca en función de sus resistencia internas. A partir de este valor se puede definir el valor del voltaje pico para el cual el dispositivo conducirá. V EB1 V D
r B1 r B1 r B 2
r B1 r B1 r B 2
V B 2 B1
r B1 r BB
V P V S V D
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(4.1)
(4.2)
(4.3)
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Figura 4.12. Símbolo, modelo y curva característica del UJT.
A continuación se muestran las características principales del UJT NTE6400, donde se puede observar su relación intrínseca, su resistencia de interbase y los valores de las corrientes de pico y valle. Obsérvese que para la corriente pico sólo se muestra el valor máximo, esto se debe a que esta corriente se utiliza para el cálculo de la resistencia máxima que puede utilizarse en el emisor para un oscilador de relajación. relajación. Nótese también que para la corriente de valle sólo se define el valor mínimo utilizado para el cálculo del valor mínimo de la resistencia de emisor. Otros valores podrían llevar a definir rangos para Re, para los cuales el dispositivo puede muy bien dejar de oscilar. os cilar.
NTE6400
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Oscilador de relajación En la figura 4.13 se muestra el circuito y las formas de onda de un oscilador de relajación con UJT. La salida de este circuito está en la base 1, punto que puede ser utilizado para el disparo de un SCR o TRIAC. En este circuito el capacitor se cargará de la fuente DC a través de la resistencia R E. Cuando el voltaje de emisor alcance el valor de Vp el dispositivo empezará a conducir, siempre que la corriente que pasa por R E sea mayor que la corriente pico, caso contrario el capacitor continuará cargándose hasta llegar a VS y el circuito no oscilará. De lo anterior se desprende que R E tiene un valor máximo que está definido por VP, IP y VS, esta relación puede observarse en la siguiente ecuación. R E _ max
V S V P I P
(4.4)
Cuando el UJT conduce, su voltaje decae rápidamente hasta alcanzar el valor de VV.
Es en esta etapa de la operación del circuito que el capacitor se descarga,
produciéndose un pico de corriente en el emisor. Dependiendo de la carga acumulada en el capacitor el proceso de descarga durará más o menos, pero siempre será mucho menor que el período de carga, debido precisamente a su constante de tiempo. El valor del voltaje en la resistencia R 1 subirá rápidamente hasta un valor cercano a VP-VV, y decaerá con la velocidad que lo haga el voltaje en el capacitor. Cuando la carga del capacitor se agota, la corriente del emisor será igual a la corriente que atraviesa la resistencia R E, si ésta es menor que la corriente de valle el transistor se apagará, si es mayor que la corriente de valle el transistor continuará conduciendo. Para que el circuito oscile es necesario que el transistor se apague al llegar al voltaje de valle, es por esto que la resistencia de emisor también tiene un límite inferior el cual está definido por la siguiente ecuación.
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R E _ min
V S V V I V
(4.5)
Para definir el valor de R 1 debe considerarse la forma de onda del voltaje en esta resistencia, en la cual se generan picos de voltaje en el momento que el UJT conduce, y permanece un voltaje residual cuando el mismo está apagado. Los tiristores sólo deben ser disparados por los picos de voltaje y nunca por señales de ruido que se sumen al voltaje residual. Por esta razón el voltaje residual debe mantenerse alrededor de 0.3V, algo alejado del voltaje de disparo de los tiristores (0.6V). Si se considera que los voltajes típicos típicos en estos circuitos, así como los valores de resistencia interbase, se tendrá como resultado una corriente en R 1 cercana a los 3mA. Para que el voltaje voltaje en R 1 no supere los 0.3V, dicha resistencia no debe superar los 100. En la figura 4.13 se observa un oscilador de relajación con UJT utilizado para el comando del la la compuerta de un SCR. Debe considerarse que aunque el SCR es bidireccional en voltaje, el UJT no n o funciona para voltajes negativos, motivo por el cual se utiliza un diodo zener.
Ejemplo de aplicación El funcionamiento del circuito de la figura 4.13 puede describirse de la siguiente forma: 1. Durante el semiciclo positivo el voltaje de entrada aumenta rápidamente hasta alcanzar el valor del voltaje zener. 2. En este momento el zener fija el voltaje para el circuito de oscilación y la resistencia Rd soporta el voltaje excedente. 3. El capacitor CE se carga a través de las resistencia de emisor, esta carga durará más o menos, dependiendo de los valores fijados en las resistencias. 4. Cuando el voltaje en el capacitor alcance el valor de Vp el UJT conducirá y el capacitor se descargará a través del UJT. 5. Durante la descarga del capacitor se presentará un pico de voltaje en R 1. Dicho voltaje será utilizado para el disparo del SCR.
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6. La variación del resistor R EV EV cambiará la constante de tiempo de carga del capacitor, cambiando así el ángulo de disparo del SCR y la potencia que le llega a la carga en cada semiciclo. 7. Una vez disparado el SCR, el voltaje aplicado al oscilador de relajación caerá a un par de volts, el voltaje de conducción del SCR, y el circuito no volverá a oscilar. 8. Durante el semiciclo negativo, el zener conducirá, aplicando un voltaje de aproximadamente – 0.7V 0.7V al oscilador de relajación, por lo tanto, este circuito no funcionará durante este intervalo de tiempo.
Figura 4.13
Uso de un oscilador de relajación con UJT para el disparo de un SCR en los semiciclos positivos.
4.4.2 TRANSISTOR DE UNIJUNTURA PROGRAMABLE - PUT El transistor de unijuntura programable es un dispositivo más versátil que el UJT ya que sus parámetros no dependen exclusivamente del fabricante y de la temperatura de operación. El diseñador puede definir la corriente pico, la corriente valle y el voltaje voltaje pico del dispositivo mediante la selección apropiada de la resistencia equivalente vista desde su compuerta. Esta versatilidad también hace que el PUT sea un dispositivo algo más difícil
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de utilizar, ya que si no se cuenta con las curvas del fabricante es muy probable que no se pueda definir el rango correcto de valores v alores de R E para los cuales el dispositivo oscila. En la figura 4.14 se muestra el símbolo del dispositivo, así como su curva característica, la cual no difiere mucho de la curva del UJT. En la figura 4.15 se presenta un oscilador de relajación con PUT, para este caso c aso la resistencia equivalente será el paralelo de 16k y 27k, o sea 10k . El voltaje equivalente o Vs se puede obtener del divisor de voltaje, siempre y cuando se conozca el voltaje de la fuente. Suponga que la fuente es de 10V, entonces Vs será igual a 6.28V.
Figura 4.14 PUT. a) Símbolo Símbolo y circuito equivalente equivalente de compuerta. b)Curva característica.
Figura 4.15 4.15
Oscilador de relajación con PUT. El voltaje de salida puede ser utilizado para el disparo de un SCR o TRIAC.
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La ventaja del oscilador de relajación con PUT, mostrado en la figura 4.15, con relación al oscilador con UJT es su inmunidad al ruido. Esto se debe a que antes de que el dispositivo conduzca, la corriente que lo atraviesa es aproximadamente cero, y el voltaje residual en el resistor de 20 es prácticamente cero. A continuación se presentan algunos datos de la hoja de especificaciones del PUT cátodo y 2N6027 de Motorola. Este dispositivo puede soportar hasta 40V entre ánodo y cátodo puede manejar una corriente promedio de 150mA en el ánodo. Su disipación de potencia es de 300mW y decrece a razón de 4mW por cada grado centígrado de aumento en la temperatura del encapsulado.
PUT 2N6027
En las curvas siguientes se tiene la información necesaria para la programación de la corriente de valle, así como el efecto que tiene la temperatura ambiente sobre dicha corriente.
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A continuación se presentan las curvas para la programación de la corriente pico, como también el efecto de la temperatura sobre este parámetro. Nótese que tanto para la corriente valle como para la corriente pico, las curvas están dadas para ciertos valores de R G, por lo cual debe tratarse de que la resistencia equivalente este cercana a los valores definidos en las curvas.
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4.5 PROTECCIÓN CONTRA SOBREVOLTAJES SOBREVOLTAJES TRANSITORIOS En las siguientes páginas se presenta una descripción breve de los sobrevoltajes transitorios de corta duración, atendiendo a su causa, efectos y maneras de protegernos contra estos fenómenos eléctricos. En primera instancia debemos aclarar que los sobrevoltajes a los que nos referimos en este punto son variaciones bruscas de la onda de tensión de corta duración (microsegundos) con una magnitud mayor a dos veces el valor rms de la señal. Estas variaciones pueden ser generadas por fuentes naturales como las descargas eléctricas directas o indirectas, o fuentes artificiales como cortocircuitos, daño de transformadores o hasta la conmutación de cargas de gran tamaño. También es importante dejar claro que dispositivos como UPS y reguladores de voltaje no pueden proteger a nuestras cargas sensibles de este tipo de fenómeno. Por lo tanto, las cargas cargas que tienen un costo elevado por sí solas o las cargas que tienen un impacto directo en nuestra producción, ya que su pérdida implica necesariamente la pérdida de horas de producción, deben ser protegidas contra este tipo de eventos. Existen diferentes tecnologías para la protección contra los sobrevoltajes transitorios como son los Varistores de óxido metálicos (MOV), los Gas filled Arresters, o los diodos supresores de transientes.
Los primeros representan la tecnología más
desarrollada y común hoy en día, los segundos son los que pueden absorber más energía y los últimos los que reaccionan ante voltajes menores. Estadísticamente podemos hablar de que existen una 2000 tormentas simultaneas en el planeta y caen cerca de 100 rayos por segundos, lo que nos lleva a 4000 tormentas y 9 millones de rayos cada día, matando alrededor de 1000 personas cada año. Otro motivo de preocupación es que Panamá tiene un clima que hace propicia la formación de tormentas eléctricas, y aunque no existen estadísticas oficiales de afectaciones se sabe que las descargas eléctricas han causados muchas pérdidas directas e indirectas a industrias y comercios y también en el sector residencial.
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Como se dijo anteriormente la tecnología más utilizada son los Varistores de óxido metálico y su tamaña define la cantidad de energía que pueden absorber, definiéndose normalmente en kiloampers (kA). Otro parámetro importante es el voltaje de operación, o sea, indicar si se van a utilizar en un sistema de 120/208V o 277/480V. El tipo de sistema también es importante, principalmente
cuando
se
compran
soluciones
comerciales como los provistos por la marca APT (Advance Protection Pr otection Technologies INC). La forma en que estos dispositivos operan es bastante sencilla, lo que hacen es que al presentarse un voltaje mayor al umbral de activación, su resistencia disminuye drásticamente por lo que prácticamente entran en corto. Esto provee un camino de baja impedancia hacia tierra, para el evento de alta energía que provoca el sobrevoltaje. Lo anterior quiere decir que de nada nos sirven los supresores supr esores de sobrevoltajes si la instalación no tienen un sistema de aterrizaje apropiado. Por último, en la actualidad los supresores se definen como supresores de tipo 1, tipo 2 y tipo 3, como se muestra en la siguiente imagen, siendo el tipo 1 el supresor que puede ser colocado en cualquier parte de la instalación sin peligro alguno. Como se muestra, la idea es hacer una coordinación entre los diferentes tipos de supresores para reducir paso a paso el evento de sobrevoltaje hasta niveles manejables por los equipos.
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PROBLEMAS RESUELTOS: Para el circuito mostrado: a.) Calcule el valor de R2 que causará un retardo de disparo de 90°. b.) Si R2 = 2.5 kΩ, calcule el ángulo de conducción y el ángulo de retardo de disparo.
PROBLEMA PROBLEMA 1:
Rcarga
R1 1k
+
SCR1 SCR
115 Vrms 60Hz
R2
I
=35mA GT
-
Solución a)
V S 115 115 2sen(90) 162 162 .63 V a 90
IGT = 35mA
Cuando α=90°
R1 R2
162.63 35 10
3
4.65 k
R2 4.65 1 3.65 k b)
R1 R2 2.5 1 3.5 k Rtotal V S Rtotal * I GT 3.535 122 122 .5 V
V S 115 115 2 sin
122.5 48.87 115 * 2 180 180 48.87 131 131 .13
sin 1 condución
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PROBLEMA PROBLEMA 2:
El siguiente circuito de control es usado con una fuente conmutada de voltaje CD de 60 V. La IGT del SCR es 10 mA. a.) Si la fuente de CD es encendida repentinamente, para los valores mostrados en el esquema de circuito. ¿Cuánto tiempo transcurre antes del disparo del SCR? b.) ¿Qué valor de C causará un retardo de tiempo de 70 ms entre el cierre del interruptor y el disparo del SCR. Rcarga
S1
R1 1k R2
+
2.5k
R3 1k
60V
D1
SCR1 SCR
C 0.5uF
Solución: 1 R1 R2 C 3.5 10 0.5 10
a.)
3
V C I GT R3 V D V GT 1 10 10 10 3
6
3
1.75 ms
0.7 0.6 11.3 V
Utilizando la ecuación de carga del capacitor podemos calcular el tiempo de disparo del SCR t V C V S 1 t 1.7510 11.3 60 1 De aquí, resolviendo para t tenemos que 3
t 0.365 mseg
b.) Para resolver este apartado recurrimos nuevamente nueva mente a la ecuación de carga del capacitor. Con esto encontraremos la constante de tiempo necesaria para que el disparo del SCR ocurra en 70 ms y a partir de aquí el valor de la capacitancia necesaria para dicha constante de tiempo 7010 11.3 60 1
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70103
1 0.1883
7010 ln 0.811667 ln 70 10 3 0.208665
3
C
335.5 ms
R1 R2
335.5 10 3.5 10
3
95.86 F
3
Vrms, 60 Hz. PROBLEMA PROBLEMA 3: Para el circuito mostrado la fuente de voltaje es de 220 Vrms, El resistor de carga es de 16 Ω. Ignore el VT del SCR. Rcarga 16
R1
Fuente de
R2
Voltaje
C
a.) ¿Cuánta potencia es proporcionada a la carga si el ángulo de retardo de disparo = 0° ? b.) ¿Cuánto si el ángulo de retardo de disparo = 90° ? c.) Si el ángulo de retardo de disparo = 135°, ¿Será menor que la mitad o mayor que la mitad de la cantidad proporcionada para un ángulo de retardo de disparo de 90°? Explique. Para calcular la potencia disipada por la carga para los diferentes ángulos de disparo haremos uso de la ecuación de la potencia instantánea por medio de la integral del cuadrado del voltaje
Solución:
P
1
T
2
1
V d R 2
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donde:
2 V 220 2 * sin( )
2
220 2 sin 2 2 * 220
T 2 , reemplazando en la integral de potencia nos queda
P
220
2
16
2
1
sin d 2
Resolviendo dicha integral tenemos que P 481 481 .44sin cos , evaluado de θ1 a θ2
a.) b.) c.)
Para un ángulo de retardo de disparo de 0°, θ1 = 0 a θ2 = π.
P 481 481 .44 1512 .5 W Para un ángulo de retardo de disparo de 90 grados, θ1 = π/2 a θ2 =π. P 481 481 .44 / 2 756 756 .25 W Con un ángulo de retardo de disparo de 135° , θ1 = 3π/4 a θ2 =π.
P 481.44sin cos sin
3
cos
3
3
4 4 4 3 P 481.440 0.5 481.44 * 0.2854 137.4 W 4
Como era de esperarse la cantidad de potencia suministrada a la carga con un ángulo de retardo de disparo de 135 grados es menor que la mitad producida por un ángulo de retardo de disparo de 90 grados. Esto se debe a que ya sea dentro de los primeros o últimos 90 grados de un semiciclo de una onda senoidal la señal no es lineal, por tanto el rango de las amplitudes de voltaje son menores después de los 135 grados dando como resultado una menor potencia entregada a la carga
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En
PROBLEMA PROBLEMA 4:
el
Tiristores
siguiente
Rcarga
circuito: R1 a)Si C = 0.47μF , encuentre los tamaños adecuados de R1 y R2 para un rango amplio de ajuste del ángulo de retardo Fuente de R2 Voltaje de disparo. R3 b)Si R1= 4.7kΩ y R 2 =100kΩ, escoja un tamaño aproximado de C que permita C que el ángulo de retardo de disparo sea ajustado muy tarde. Solución: Para éste tipo de circuito se ha establecido que la constante de tiempo 1 R1 R2 C de estar entre 1 y 30 ms para un amplio rango de ajuste del ángulo de retardo de disparo. Basándonos en este enunciado de la la teoría para circuitos de disparo RC para SCR se calculan los valores deseados. Si C = 0.47μF, entonces la constante de tiempo tiempo mínima está determinara por R 1 y Seleccionando τmin = 2 ms , tenemos que :
R1
2 10
3
0.47 10
6
C.
4255
Cuando la red de disparo ofrece su mayor resistencia entonces la constante cons tante de tiempo es la máxima permisible para el disparo del SCR. Por ende asignamos τ max = 28 ms. R2
28 10 3
R1 55.32 k 0.47 10 6 Si R1= 4.7kΩ y R 2 =100kΩ y se requiere que el ángulo de retardo de disparo sea ajustado muy tarde seleccionamos nuevamente τ max = 28 ms. 28 10 3 C 0.267 F 104.7 10 3
Dado el siguiente circuito encuentre:
PROBLEMA PROBLEMA 5:
a. b. c. d.
vC t
R F
120
El valor del ángulo de disparo mínimo?
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Tiristores
Carga Rd R2 25k
5k
R4 1k PNP
24v
D2
60 Hz
RF
n=0.58 . T2
C1 0.5uF
8k
SCR1 SCR
.
Solución:
a. Debemos recordar que
iC C
dvC dt
de aquí que
dvc dt
ic C
, entonces
vc I c . t C
Con esto vemos que es necesario calcular IC. Es importante importante notar que estamos asumiendo que IB = 0 y que IC ≈ IE V B
24 8 13
14.77 V
V E V B V EB 14.77 0.7 15.47 V V R 2 24 V E 24 15.47 8.53 V I E
V R 2 R2
8.53 2.5 10
3
3.412 mA I C
vc I c 3.41 10 3 6.82 V ms t C 0.5 10 6
b. Calcule el ángulo de disparo V p V B 2 B1 0.6 V p 0.58 24 0.6 14.52 V
vc V P t t t
14.52 6.82
VP 6.82
2.13 ms
180 2.13 10 3 8.33 10
3
1 ms
t
,
α
8.33 ms equivale al T/2 de una onda de 60 Hz
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Tiristores
c. RF
120
46
? 180 8.33 ms 120 t
t
8.33 120 180
5.55 ms
vc V P t t
** I c C
vc 0.5 10 6 2.616 V ms 1.308 mA I E t
V R 2 R2 I E 2.5 10 1.308 10 3
3
3.27 V
V RF V Z V R 2 V EB 24 - 3.27 - 0.7 20.03 V I RF I 5 k
24 V RF
RF
5k
V RF I RF
3.97 5 10
3
794 A
20.03 0.794 10 3
RF 25.2 k
PROBLEMAS PROPUESTOS PROBLEMA PROBLEMA 1
En el circuito de la figura 4.15 se mide el voltaje en el capacitor Cc con un osciloscopio para observar la forma de onda, o sea, la carga y descarga del capacitor, sin embargo, embar go, sólo se observa un valor constante de 12V, que es el mismo valor de alimentación VB. a) Qué sucedió con el PUT y que habría que hacer para que el circuito pueda oscilar. b) Conteste la pregunta anterior si el voltaje visto en el osciloscopio fuera igual al voltaje de valle. PROBLEMA PROBLEMA 2
El siguiente circuito tiene como función autorregular el voltaje que se le aplica al foco de manera que la iluminación se mantenga constante aunque se presente variaciones en el voltaje de alimentación. Indique como este circuito regula el voltaje aplicado aplicado a la lámpara partiendo de un supuesto aumento en el voltaje de alimentación de CA:
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PROBLEMA PROBLEMA 3
Para el siguiente circuito responda lo siguiente: a. Qué dispositivo es el encargado de limitar la corriente que le llega a la carga. b. Por qué el transformador de pulsos muestra la polaridad indicada. c. En que cuadrantes es disparado el TRIAC d. Son iguales los ángulos de disparo en los semiciclos positivo y negativo, por qué? e. Cuál es la función de R2. f. Si se retira el SUS se puede garantizar que los ángulos de disparo en ambos semiciclos sean iguales?
PROBLEMA PROBLEMA 4
Utilice el circuito mostrado abajo para diseñar un generador de diente de sierra con un voltaje máximo de 10V y una frecuencia de 10Hz. Además: a. Determine la amplitud máxima que puede ser generada con este circuito. b. Por qué la carga del capacitor no es de tipo exponencial, sino lineal? c. Cómo nos aseguramos de que el circuito en realidad está oscilando? NOTA: Puede cambiar el valor de los elementos excepto el de las resistencias del transistor. Utilice las curvas para el PUT presentadas en este folleto.
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PROBLEMA PROBLEMA 5
Cuál es el error en el circuito del último problema de los problemas resueltos? PROBLEMA PROBLEMA 6
El circuito siguiente muestra señales en un oscilador de relajación con UJT el cual se alimenta de una fuente de 20V. a. Determine los parámetros del UJT(Vv, Vp, ) b. Dibuje el circuito del oscilador. C=0.1nF.
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PROBLEMA PROBLEMA 7
Encuentre el valor y la potencia del resistor que determina la corriente en el emisor para la activación de un MOC3011. La resistencia se encuentra en serie con el diodo emisor y con un transistor que trabaja en las regiones de saturación y corte (VCEON=0.2V). Escoja el voltaje de alimentación según los datos de la hoja de especificaciones. PROBLEMA PROBLEMA 8
Investigue el diagrama de potencia de un arrancador suave para motores de corriente alterna y explique cómo piensa usted que funciona?
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CIRCUITOS RECTIFICADORES Los circuitos rectificadores o convertidores AC-DC están presentes en todas las aplicaciones electrónicas que toman energía de la red de alimentación pública y tienen circuitos electrónicos. Existen muchos circuitos utilizados utilizados para la rectificación de la corriente alterna, pero el objetivo de este capítulo es el estudio de estos circuitos para determinar su voltaje de salida y cómo estos circuitos afectan la calidad de la energía disponible en la red pública. Dependiendo del tipo de dispositivo utilizado, los rectificadores pueden ser no-controlados o controlados, esto es, si están compuestos por diodos o por SCR´s. En ambos casos el factor de potencia y la distorsión armónica total de la línea se ven afectados, motivo por el cual se presentarán algunos criterios relacionados con este fenómeno.
5.1 RECTIFICADORES NO-CONTROLADOS En la figura 5.1 se muestra el circuito de un rectificador monofásico no-controlado y las formas de onda de voltaje para cada semiciclo, indicando también los diodos que conducen en cada semiciclo. En el circuito de la figura figura 5.2 se muestran las formas de onda para el rectificador monofásico, pero en este es te caso considerando el capacitor de filtro f iltro Cd. Este análisis supone que el capacitor es lo suficientemente grande para que el voltaje de salida no muestre una variación perceptible. Obsérvese que la corriente id sólo comienza a fluir después de que el voltaje de entrada a superado el valor del voltaje de salida, o sea, después que los diodos del circuito han sido polarizados directamente. Mientras que el voltaje de la fuente de entrada Vs sea mayor que el voltaje de salida, habrá una acumulación de energía en el inductor Ls, al hacerse menor el voltaje de la fuente, el inductor se ve forzado a mantener el flujo de corriente, y para ello genera el voltaje necesario para p ara polarizar directamente los diodos del
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rectificador. Este proceso continúa hasta que la energía contenida en el inductor se extingue ( b)
Figura 5.1. Rectificador monofásico monofásico a diodos. diodos. a) circuito, b)formas de onda onda sin el capacitor de filtro Cd.
En la figura 5.2b se muestra la característica de salida para el circuito rectificador en función del parámetro LS I d , donde I d es es equivalente a la corriente de carga. Obsérvese que si la corriente de carga se hace cero, el valor del voltaje de salida alcanzará su s u máximo, 2V S
Figura 5.2. Rectificador monofásico. monofásico. A)formas de onda, onda, b) característica.
5.1.1 PARÁMETROS DE CALIDAD DE ENERGÍA A continuación se presentan los parámetros más importantes relacionados con la calidad de la energía de la red pública al utilizar un circuito rectificador. Estos parámetros
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son el factor de potencia ( PF PF), la corriente de distorsión ( I I DIS), la distorsión armónica
total (THD), el factor de cresta y el factor de forma. También se presentarán algunos otros aspectos relacionados con la medición de dichos parámetros. En la figura 5.3 se muestran las formas de onda de corriente y voltaje en un rectificador monofásico. La corriente iS viene a ser la corriente total, mientras que la corriente iS1 es la corriente fundamental asociada. También puede observarse el valor el ángulo de desfase 1, entre el voltaje de entrada vS y la corriente fundamental.
Figura 5.3 Formas de onda de corriente y voltaje en un rectificador monofásico. monofásico.
Definiciones básicas Mediante el análisis de Fourier, la corriente de línea puede ser expresada en términos de la corriente fundamental más los los otros componentes armónicos. Si se asume que el voltaje de entrada es una senoide pura, entonces sólo la componente fundamental de la corriente contribuye al flujo de potencia real, tal como se muestra en la siguiente ecuación. P V S I S 1 cos 1
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(5.1)
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donde 1 es el ángulo entre la fundamental de la corriente de entrada y el voltaje de entrada. La potencia aparente en este circuito puede ser calculada de la siguiente forma. S V S I S
(5.2)
Por lo tanto, el factor de potencia se puede calcular como: power power _ factor _ PF
PF
V S I S 1 cos 1 V S I S
I S 1
P S
. cos 1
I S
(5.3)
(5.4)
Si se considera el factor de potencia de desplazamiento ( DPF DPF ) como el coseno del ángulo, entonces el factor de potencia queda definido como. PF
I S 1 I S
. DPF
(5.5)
El valor rms de la corriente de línea puede pued e ser calculado por medio de la raíz raí z media cuadrática de la forma de onda de iS utilizando la siguiente ecuación. 1
1 T 2 I S i s2 t . dt T 0
(5.6)
ó 1
2 2 2 I S I S 1 I sh h2
(5.7)
El valor rms de la componente de distorsión está dado por: 1
I dis I S I S 1 2
2
1
2
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2 2 I sh h 2
(5.8)
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Para cuantificar la distorsión existente en la forma de onda de corriente se utiliza la corriente de distorsión y la corriente fundamental según lo indica la siguiente relación. %THD 100
I dis I S 1
(5.9)
En muchas aplicaciones es importante conocer el valor pico de la corriente iS, o sea, Is,pico. El valor ideal ideal para el factor de cresta sería 2 . Factor _ de _ cresta
I s , pico I S
(5.10)
Se puede definir otra cantidad llama Factor de forma, la cual relaciona la corriente rms de la entrada con la corriente directa de la salida. Factor _ de _ Forma
Figura 5.4
I S I d
(5.11)
Normalización del factor de potencia y el factor de potencia de desplazamiento en función de LS, Id y VS.
En las figuras 5.4 y 5.5 se muestran curvas desarrolladas para los rectificadores monofásicos, donde se muestra la relación de los factores mencionados con un parámetro
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normalizado, el cual permite utilizar dichas curvas para muchas condiciones de operación diferentes.
Figura 5.5 Factor de cresta, Factor de Forma y Ganancia Ganancia del rectificador
5.1.2 CIRCUITO DOBLADOR DE VOLTAJE. Antes de aparecer los circuitos autorregulados, existía una opción muy práctica para aplicaciones que podrían ser utilizadas en redes públicas con diferentes niveles de voltaje. Este circuito se conoce como doblador d oblador de voltaje, y le daba al usuario la opción o pción de conectar el equipo a redes de alimentación alimentación de 115Vrms o 230Vrms. Dicho circuito se muestra en la figura 5.6 y los modos de operación se identifican por flechas de diferente color. El objetivo de este circuito es hacer que el voltaje a la salida del rectificador sea siempre el mismo, aproximadamente 300VDC.
Cuando el circuito circuito opera de una
alimentación de 230Vrms, el interruptor debe abrirse para que trabaje como rectificador normal quedando C1 y C2 en serie. En cada semiciclo la corriente pasa por ambos capacitores cargándolos al mismo tiempo. En caso de que el voltaje de entrada sea de 115Vrms, el interruptor debe estar cerrado para que el capacitor C1 se cargue durante el semiciclo positivo y el capacitor C 2 se cargue durante el semiciclo negativo. En la la Ing. Abdiel Bolaños Bolaños
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actualidad este circuito puede ser encontrado en la mayoría de las fuentes conmutadas utilizadas para computadoras personales.
a)
Figura 5.6
b)
Circuito doblador de voltaje. A) Circuito operando con un voltaje de entrada de 230Vrms, interruptor abierto, b) Circuito operando con un voltaje de entrada de 115Vrms, interruptor cerrado. La línea roja representa la circulación de corriente durante el semiciclo positivo y la línea azul durante el semiciclo negativo.
5.1.3 RECTIFICADORES TRIFÁSICOS En aplicaciones industriales, donde comúnmente se dispone de alimentación trifásica, es preferible utilizar rectificadores trifásicos en lugar que rectificadores monofásicos, debido a que los primeros ocasionan un menor rizado en la corriente de entrada y tienen una mayor capacidad de manejo de potencia. potencia. En la figura 5.7 se muestra el circuito para un rectificador trifásico, el cual sólo consta de d e 6 diodos, por lo tanto es más efectivo que un rectificador monofásico, el cual necesita de 4 diodos. Este circuito también se conoce como rectificador de seis pulsos, eso se debe de be a que para un período de la señal de entrada, se presentarán pres entarán seis s eis picos de voltaje en la señal de salida. Esta característica se puede apreciar en la figura 5.8, donde se muestra que cada diodo conduce por 120° y que cada pareja de diodos conduce por 60°. La corriente de entrada para este rectificador puede ser continua o discontinua, lo que depende básicamente del valor del inductor Ld, ubicando entre el rectificador y el capacitor de filtro, Cd. El valor
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mínimo de este inductor, necesario para garantizar una corriente continua, está definido por la siguiente ecuación: Ld ,min
0.013V LL
I d
(5.12)
Figura 5.7 Rectificador trifásico trifásico o rectificador de seis pulsos.
Figura 5.8. Formas de onda para un rectificador trifásico sin capacitor de filtro ni corriente de carga.
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Si existe una corriente fluyendo en forma continua a través del rectificador, su voltaje de salida se mantendrá constante y estará definido por la ecuación: V d
Ad
/ 3
3 2
V LL 1.35V LL
(5.13)
La ventaja de este rectificador es que su factor de potencia puede ser controlado mediante el valor del inductor Ld, tal como se muestra en la figura 5.9. Obsérvese que si el valor del inductor es igual a Ld,min, el factor de potencia estará próximo a 0.8, valor muy superior al obtenido normalmente de un rectificador monofásico (0.7). Si el valor de este inductor se eleva a dos veces el valor de Ld,min, el factor de potencia esperado está en el orden de 0.9.
Figura 5.9 5.9 Efecto de Ld sobre el factor de potencia.
5.2 RECTIFICADORES CONTROLADOS Los rectificadores no-controlados vienen a ser un caso particular de los rectificadores controlados, ya que los rectificadores controlados pueden operar bajo con ángulos de disparo diferentes, lo que les permite no sólo variar el voltaje de salida, sino
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obtener un voltaje de salida negativo, con lo cual se puede transferir energía de la parte DC a la parte AC, convirtiendo al circuito en un inversor. Es importante aclarar que estos circuitos pueden trabajar en modo inversor, si y sólo si, existe una fuente de energía de corriente alterna. alterna. Estos circuitos tampoco pueden invertir el sentido de circulación de la corriente ya que están compuestos por SCR´s, los cuales son unidireccionales en corriente. En la figura 5.10 se muestra el concepto básico del rectificador controlado cuando su carga de salida es una fuente de voltaje de corriente directa. En esta figura se observa que el inicio de la conducción depende de dos factores; uno de ellos es que el voltaje de entrada sea mayor que el voltaje de salida, dada esta condición hará falta el pulso de corriente de compuerta. Dependiendo de la energía almacenada en el inductor L, la corriente del rectificador se extinguirá antes o después, al alcanzar el ángulo 4.
Figura 5.10. Circuito equivalente equivalente y formas de onda para un rectificador controlado con una fuente de voltaje como carga. carga. Caso más próximo a la realidad.
En la figura 5.11 se muestra el circuito de un rectificador trifásico controlado. Aunque es posible construir un rectificador monofásico controlado, estos circuitos no se encuentran en la práctica. El esquema simplificado para el control de estos rectificadores se muestra en la figura 5.12, donde se compara una señal diente de sierra con una señal de referencia. La señal diente de sierra debe estar en sincronismo con la señal senoidal de entrada, por lo cual es necesario tomar una muestra de ésta para su generación. En el
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momento en que la señal diente de sierra se hace mayor que la señal de referencia se genera un pulso de corriente para el SCR respectivo.
Figura 5.11 Circuito del rectificador rectificador trifásico controlado. controlado.
De la figura 5.12 se puede derivar una expresión para el ángulo de disparo en función de las variables de control. 180.
vcontrol V st
(5.14)
ˆ
El voltaje del lado DC del rectificador queda entonces definido por el ángulo de disparo y el valor del voltaje de línea. V d
3 2
V LL cos 1.35V LL cos
(5.15)
Si se considera el efecto del inductor de la fuente (Ls≠0), el cual puede deberse al inductor visto desde el secundario del transformador, el voltaje DC queda definido como: V d
3 2
V LL cos
3 LS
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I d
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Obsérvese que el voltaje DC resultante, al considerar el efecto de Ls, se s e ve también afectado por la corriente de carga, pero también debe considerarse que su efecto en el voltaje de salida es mínimo.
Figura 5.12
Estrategia para el control de la compuerta compuerta de los SCR del rectificador controlado.
Otra consecuencia de considerar el efecto de Ls en la operación del rectificador, es el ángulo de conmutación. Este ángulo de conmutación surge como resultado de los tiempos de conmutación de los SCR´s y del valor de la inductancia de la fuente. A mayor valor de la inductancia de la fuente y mayor valor de la corriente de carga, mayor retardo en la conmutación de los SCR´s. En la siguiente ecuación se define la relación entre estos parámetros. cos( u ) cos
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2 LS 2V LL
I d
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Operación en Modo Inversor La operación en modo inversor no es el objetivo de este folleto, pero si estimamos necesario definir las condiciones para que un rectificador pueda transferir energía el lado de corriente directa al lado de corriente alterna. Estas condiciones son: 1. Qué exista una fuente de corriente alterna. 2. Qué la fuente de corriente directa tenga polaridad invertida 3. Qué el ángulo de disparo para los SCR´s sea mayor de 90°.
Ejemplo: Un rectificador trifásico controlado se utiliza en modo inversor. El valor del voltaje de entrada es de 460V a 60Hz, el valor de la fuente de corriente directa es de 550V, y la inductancia de la fuente es de 0.5mH. La potencia entregada por llaa fuente DC es de 55kW. Calcule el ángulo de disparo (), el ángulo de conmutación (u) y el ángulo de conducción ().
Solución: 55 x10 3 100 A I d E 550 P
3 377 0.5 x10 3 100 E 550 V d 1.35 460 cos ángulo de disparo =149° =149° cos u cos 149
2 377 0.5 x10 2 460
3
100
+u=156° +u=156° u=7° o 0.324ms = 180° - ( +u) +u) = 24° =
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5.3 MEDICIONES. Básicamente, hay disponibles dos clases de medidores de tipo pinzas: los de “ respuesta promedio” ”. Las unidades que trabajan con una promedio” y los de “ rms verdadero verdadero”.
respuesta promedio son ampliamente utilizadas y normalmente son de menor costo. Estas unidades proporcionan una lectura correcta para cargas lineales, tales como: motores de inducción estándar, calentadores resistivos, y luces incandescentes. Pero cuando se trata de cargas no-lineales, las cuales normalmente contienen semiconductores, los medidores de respuesta promedio, típicamente leen un valor inferior al verdadero. Los peores casos cuando se trata de cargas no-lineales incluyen, controles de velocidad ajustable para pequeños motores (5Hp o menos) conectados 480V entre dos fases, calentadores controlados con electrónica de potencia conectados a una fase de 240V, o computadoras conectadas a 120V.
5.3.1 QUÉ ES RMS VERDADERO? El término rms significa raíz media cuadrática, y se deriva de una fórmula matemática que calcula el valor efectivo (o valor de calentamiento) de cualquier forma de onda de corriente alterna. alterna. En términos eléctricos, el valor rms de una señal de corriente alterna es equivalente al valor del calentamiento de corriente directa dire cta de una forma de onda particular; voltaje o corriente. Por ejemplo: si un elemento resistivo r esistivo de calefacción en un horno eléctrico es especificado como de 15kW a 240Vrms ac, entonces obtendríamos la misma cantidad de calor si se le aplicasen 240V de corriente directa en lugar de corriente alterna. Algunos componentes de un sistema de potencia eléctrico tales como: fusibles, barras, conductores y elementos térmicos de un circuito ramal son especificados mediante la corriente rms porque su principal limitación es la cantidad de calor que pueden manejar. Por ejemplo: si se está verificando si un determinado circuito está sobre cargado, se debe
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medir su corriente rms y entonces comparar este valor con el valor especificado en el dispositivo en cuestión. Si el medidor de corriente especifica en sus características que responde al valor rms-verdadero de la corriente, esto significa que internamente el circuito calcula el calor generado utilizando la fórmula para valores rms.
Este método dará el valor del
calentamiento correcto de acuerdo a la forma de onda de la corriente. Ciertos medidores de bajo costo que no traen incorporado el circuito para el cálculo de valor rms-verdadero, utilizan un atajo atajo para el cálculo del valor rms. Estos medidores son especificados para responder al valor promedio rms de la señal. En este caso los medidores capturan el valor promedio de una forma de onda ac rectificada y escalan este valor por 1.1 para obtener el valor rms. En otras palabras, el valor desplegado no es rmsverdadero, pero es un valor calculado bajo la premisa de que la señal medida es perfectamente senoidal. Este método puede llevar a errores hasta del 40% cuando la señal medida ha sido distorsionada por cargas no-lineales tales como: computadoras o controles de velocidad ajustable para motores. La tabla siguiente da algunos ejemplos de la manera en que los tipos diferentes de medidores responden a formas de onda diferentes.
Tipo de multímetro
Respuesta a una señal senoidal
Repuesta a una señal cuadrada
Correcta
10% mayor
40% menor
5-30% menor
Correcta
Correcta
Correcta Cor recta
Correcta
Respuesta promedio RMSverdadero
Respuesta a un Respuesta a un rectificador rectificador monofásico trifásico
Figura 5.11 Respuestas a diferentes tipos de formas formas de onda para amperímetros de tipo rmspromedio y rms-verdadero.
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Como se muestra en la tabla anterior la diferencia difer encia entre el valor de corriente medido por un amperímetro de valor rms-promedio y uno de valor rms-verdadero varía según s egún el tipo de carga, y también es función de la demanda de corriente en el momento de la lectura. En la figura 5.12 se muestra cómo al medir un mismo ramal con medidores de diferente tipo se obtienen lecturas totalmente diferentes. El medidor de valor rms-promedio lee aproximadamente 32% del valor correcto en esta ocasión.
Figura 5.12 Medición de un mismo ramal con un amperímetro amperímetro rms-promedio (izq) y uno rms-verdadero (der). Observe que la diferencia es de un 32%.
Existen muchos tipos de amperímetros para la medición de corriente y voltaje rmsverdadero, aunque normalmente la distorsión en el voltaje es mínima, para la medición de corrientes si deben utilizarse instrumentos TRUE-RMS. Marcas como FLUKE cuentan con una gran variedad de instrumentos como el Fluke 41B, además de analizadores de calidad de energía como las serie 434 y 435. Otras marcas menos conocidas como la marca eslovena METREL está en el mercado desde 1950 y provee equipos clase A, como el 2892 el cual cuesta casi la mitad de lo que cuestan otros equipos pero cuenta con una gran variedad de funciones, incluyendo comunicación remota y una memoria que puede expandirse hasta 64GBytes.
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Figura 5.13. Algunos equipos como el Metrel 2892 le permiten al usuario la conexión remota al instrumento a través de un puerto IP. IP. Con esta función se puede observar y controlar el equipo, pudiendo hasta descargar la data registrada.
Algunas funciones interesantes a obserar en un equipo de calidad de energía antes de su selección serían:
Capacidad de registro, al menos memoria de 8GB extraíble
Pinzas de corriente flexibles y multirango
Posibilidad de conexión a internet a través de puerto IP
Equipo clase A, para hacer mediciones en la entrada de servicio
Posibilidad de actualizar software y firmware
Opción para reloj GPS, para sincronizar varios equipos
Otra característica interesante sería la posibilidad de utilizarse como osciloscopio y grabar formas de onda y eventos transitorios como corrientes de arranque.
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Figura 5.14. Cómo medir los parámetros parámetros relacionados con la energía energía en una carga trifásica en estrella. Observe como debe calcularse calcularse la energía total.
Además de la forma correcta de medir la energía, incluyendo voltaje y corriente y sus componentes armónicos, deben tenerse presente algunos símbolos internacionales sobre seguridad y los lineamientos de seguridad para la medición de tensión y corriente. Estas directrices pueden observase en la figura 5.15.
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Símbolos Símbolos internacionales internacionales d e seguridad
Figura 5.15. Seguridad. Símbolos y lineamientos básicos para la medición de voltaje y corriente.
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PROBLEMAS 1. Para un rectificador no controlado con una corriente de carga de 60A y un voltaje de alimentación de 120Vrms, con una inductancia de fuente de 0.1mH, determine: a. El factor de potencia y el desplazamiento del factor de potencia. b. El Factor de cresta y el factor de forma. c. La corriente pico en los diodos y la corriente rms. d. La distorsión armónica total. e. Si midiese la corriente de entrada con un amperímetro de valor promedio, ¿cuál sería probablemente el valor leído? 2. Para un rectificador trifásico con un voltaje de alimentación de 208Vrms, determine los valores del ángulo de disparo(en grados) y de conmutación(en microsegundos), si el voltaje de salida debe ser de 250V para una corriente de 45A. El valor de la inductancia de la fuente es de 0.58mH. 3. Los valores de las corrientes y voltajes medidos en el secundario de un transformador son los mostrados en la siguiente tabla. Calcule: a. La corriente de distorsión b. El %THD de corriente c. El voltaje de distorsión d. El %THD de voltaje e. Cuál es el valor de la corriente en el neutro. Armónico(h) 1 3 5 7 9 11 13 15 17 19 21 23 Vrms (V) 277 12 10 7 5 2 1.5 Irms (A) 67 12 21 18 9 14 12.5 6 8 7.5 4 2 4. Un control de velocidad para un motor de corriente alterna está compuesto por un rectificador (a la la entrada) un capacitor y un inversor (a la salida). Responda lo siguiente: a. Qué tipo de amperímetro debe utilizarse para medir la corriente corri ente de entrada? b. Si la corriente rms real en cada fase es de 121.5A, qué valor debe esperarse si se mide con un amperímetro de valor promedio. 5. Cuáles son las condiciones necesarias para que un rectificador trifásico controlado trabaje en modo inversor? 6. Para un rectificador trifásico de 230Vrms que alimenta una carga de 36A, cuál debe ser el valor del inductor DC para que el factor de potencia sea igual a 0.9. 7. Por qué un amperímetro de valor promedio, no puede leer el valor correcto de la corriente rms cuando hay distorsión en la forma de onda de la misma.
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Convertidores Convertidores DC-DC DC-DC
8. Si se utiliza el rectificador controlado como el circuito circu ito de potencia de un arrancador suave para motores AC, qué opción estima usted más conveniente y por qué? a. Se mantengan operando los SCR con un ángulo de disparo muy cercano a 0°. b. Se dejen de usar los SCR y se utilice un contactor como bypass para entregar en tregar potencia al motor. 9. Para la siguiente figura las líneas verde, roja y azul, representan las corrientes del tercer, quinto y séptimo armónico. Diga si las cargas en este circuito son predominantemente monofásicas o trifásicas 88
72
56
) A (
N 1 L 1 H %
40
24
8
-8 20:59
21:00
21:01
21:02
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21:03
21:04
21:05
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