Electrónica de Potencia

GENERALIDADES

TEMA 1. INTRODUCCIÓN AL MODELADO Y ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA POTENCIA

Años 50: SCR. Años 70: Microprocesadores. Años 90: 

1.1. GENERALIDADES. 1.2. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. 1.3. DESARROLLO EN SERIE. 1.3.1. Cálculo de Armónicos. 1.3.2. Potencia.



ASIC y DSP IGBT

 

Frecuencias mayores Menor tamaño y coste de componentes reactivos

Mayores prestaciones, Menor coste, Posibilidad de emplearlos en nuevas aplicaciones. Aplicaciones Industriales: Control de Motores DC, AC (70% de la energía eléctrica consumida). Fuentes de Alimentación. Energías Renovables. El objetivo de la ELECTRONICA

DE POTENCIA es:

“Modificar, utilizando dispositivos de estado sólido, la forma de presentación de la energía eléctrica”

1.3.3. Cálculo de valores eficaces. 1.4. FORMULACIÓN SISTEMÁTICA UTILIZANDO VARIABLES DE ESTADO.

Uso de Fuentes de Alimentación, Componentes Reactivos e Interruptores. (no Resistencias) Definición de Interruptor Ideal:

Roff = , V BD= , T on on=0

Ron=0, I on on= , T off off =0

a) Interruptor Abierto

b) Interruptor Cerrado

Otras características a tener en cuenta son: coste del dispositivo y de los elementos auxiliares, potencia necesaria para controlar el dispositivo.

Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 1 de 21


GENERALIDADES

REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS CIRCUITOS DE POTENCIA

Flujo de Potencia

R=50Ω Fuente de Energía Eléctrica

Convertidor de Estado Sólido

Carga

I R=10A

=500V E =500V

V CE CE Ejemplo simple con un solo interruptor.

Circuito de Mando

Fuente de Energía

Carga

• Alterna (Mono ó Trifásica): • Red Eléctrica • Generador aislado: • Diesel • Eólico

• Alterna (Mono ó Trifásica): • Motor • Estufa • Horno • Iluminación • ...

• Continua: • Baterías • Celdas de Combustible • Paneles Solares

• Continua: • Motores

Circuito de mando • Microprocesadores/DSP • Circuitos microelectrónicos: • ASIC • FPGA

Convertidor de potencia • Interruptores • Componentes reactivos: • Transformadores • Bobinas • Condensadores


Real: Cortado Saturado

IC 1mA 9.96 Amp

VCE 499.95V 2V

VRes 50mV 498V

Valores reales Ideal: Cortado Saturado

IC 0 Amp 10 Amp

VCE 500V 0V

VRes 0mV 500V

Valores ideales Error (%): Cortado Saturado

IC 0.01 0.4

VCE 0.01 0.4

VRes 0.01 0.4

% de error sobre el valor máximo.


GENERALIDADES

REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS CIRCUITOS DE POTENCIA

Flujo de Potencia

R=50Ω Fuente de Energía Eléctrica


Carga

I R=10A

=500V E =500V

V CE CE Ejemplo simple con un solo interruptor.

Circuito de Mando

Fuente de Energía

Carga

• Alterna (Mono ó Trifásica): • Red Eléctrica • Generador aislado: • Diesel • Eólico

• Alterna (Mono ó Trifásica): • Motor • Estufa • Horno • Iluminación • ...

• Continua: • Baterías • Celdas de Combustible • Paneles Solares

• Continua: • Motores

Circuito de mando • Microprocesadores/DSP • Circuitos microelectrónicos: • ASIC • FPGA

Convertidor de potencia • Interruptores • Componentes reactivos: • Transformadores • Bobinas • Condensadores


Real: Cortado Saturado

IC 1mA 9.96 Amp

VCE 499.95V 2V

VRes 50mV 498V

Valores reales Ideal: Cortado Saturado

IC 0 Amp 10 Amp

VCE 500V 0V

VRes 0mV 500V

Valores ideales Error (%): Cortado Saturado

IC 0.01 0.4

VCE 0.01 0.4

VRes 0.01 0.4

% de error sobre el valor máximo.


REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos

i

v = L

V

L

REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos

di dt

i (t ) = i (t 0 ) +

1

L ∫

t

t 0

v(t ) dt

L

1 ξ = ivdt = L idi = Li 2 2

∫

i = C

i C

V

∫

i (t ) = i (t 0 ) +

dv

L

t

∫ v(t )dt t 0

dt

v(t ) = v(t 0 ) +

∫

1

∫

1 C

∫

t

t 0

ξ = ivdt = C vdv =

i (t )dt 1 2

Cv 2

Ecuaciones fundamentales de Bobinas y Condensadores

Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión constante




REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos

C L

v(t ) = v(t 0 ) +

1

C ∫

t

t 0

i (t )dt

t

Funcionamiento de un Condensador al aplicar una corriente constante


Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión alternada positiva y negativa



REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Ejemplo D

L

V = E sen ω t

Carga LR

L i(t)

R

Suponiendo como condición inicial i(0)=0, cuando V se hace positivo en t=0, el diodo se polariza directamente y empieza a conducir. El circuito equivalente si se supone el diodo ideal será:

Diodo Conduciendo

V = E sen ω t

Carga LR

L i(t)

R

Circuito equivalente en el primer intervalo

t Ecuación de mallas:

V = E ⋅ senω ⋅ t = R ⋅ i + L

di dt

que, para i(0) = 0 tiene una solución del tipo: Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión alternada positiva y negativa

i (t ) =

Rt   − L sen ϕ ⋅ e + sen ω ⋅ t − ϕ ( )   2 2 2  R + L ω 

E

Este circuito es válido para el análisis en tanto i (t ) ≥ 0 . Sea t 1 el instante en el que la intensidad se anula. El valor de t 1 se obtiene de resolver la ecuación i(t 1 )=0 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 9 de 21


REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Ejemplo Si t>t 1 en el circuito anterior resulta i(t 1 )<0 y el diodo debería conducir una corriente negativa. A partir de ese instante, el circuito anterior no es válido ya que el diodo se corta. El nuevo circuito equivalente es:

Diodo no Conduce

V = E sen ω t

REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Ejemplo di V = E ⋅ senω ⋅ t = R ⋅ i + L dt cuya solución para i(0) = 0 es:

Carga LR

Rt −   L   ⋅ + ⋅ − i (t ) = sen ϕ e sen ω t ϕ ( )  R 2 + L2ω 2  

E

L i(t)

R

Gráficamente:

Circuito equivalente en el segundo intervalo Este circuito es válido hasta que la tensión de la fuente se hace positiva en A partir de este instante, vuelve a ser válido el circuito del intervalo 1.

t=2 / .

El funcionamiento en régimen permanente es una sucesión de intervalos en régimen transitorio.



DESARROLLO EN SERIE. Cálculo de Armónicos Es usual que en la resolución de un circuito de potencia se obtengan expresiones muy complejas para las variables de interés, con términos exponenciales y términos senoidales de distinta fase y frecuencia. En la mayor parte de los casos nuestro interés se centrará exclusivamente en una determinada componente de frecuencia de la señal (típicamente su valor medio y su primer armónico) o en su valor eficaz (a efectos térmicos). En muchos casos, incluso, el resto de las componentes serán indeseables, debiéndose estimar su magnitud a efectos de diseño de filtros que eliminen su presencia.

DESARROLLO EN SERIE. Cálculo de Armónicos Dado que es conveniente en muchos casos conocer las componentes armónicas de una forma de onda, vamos a recordar en que consiste el desarrollo en serie de Fourier . Toda función periódica que cumple ciertas propiedades puede ser descompuesta en una suma de senos y cosenos denominada desarrollo en serie de Fourier de la función:

i ( t ) =

- Valor de pico

,

ω 0 =

1

T

T ∫

I m =

0

0 ≤ t ≤ T

i (t ) ⋅ dt ,

- Valor eficaz

1

I =

T

T

∫

0

2

i (t ) dt , También se le representa como I RMS

k =1

T T ∫

t 0 + T

2

t 0 + T

i (t ) ⋅ cos( kω 0 t ) ⋅ dt ,

k = 0,1,2K

i (t ) ⋅ sen( kω 0 t ) ⋅ dt ,

k = 1,2,3K

t 0

T ∫

Bk =

También se le representa como I AV

Para el cálculo de la corriente media empleada para dimensionar un dispositivo, se calcula el valor medio del valor absoluto de la señal.

+ ∑ ( Ak ⋅ cos(kω 0 t ) + Bk ⋅ sen( kω 0 t ))

2π 2

Ak =

Pueden distinguirse dos valores de pico (positivo y negativo) para considerar los casos de polarización directa e inversa.

- Valor Medio

2

donde:

En general, dada una señal periódica, de periodo T, se definen los siguientes parámetros que caracterizan la señal:

I p = max i (t )

A0

t 0

A0 El

término

2

es

el

valor

medio de

- Factor de forma f

=

I m

=

- Factor de pico f

=

I

=

Al

término

Ak ⋅ cos( kω 0 t ) + Bk ⋅ sen( kω 0 t ) se le denomina armónico de orden k . Al

I kp =

Ak2 + Bk2

I RMS I AV y su valor eficaz:

I p

función.

armónico de orden 1 se le denomina también componente fundamental. El módulo del armónico de orden k viene dado por:

I

la

I max I RMS

I k =

I kp 2

Empleando esta nomenclatura, el desarrollo en serie de Fourier se puede reescribir como:

i (t ) = I m + Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 15 de 21

∑ k =1

2 ⋅ I k ⋅ sen( kω 0 t − Φ k )


DESARROLLO EN SERIE. Cálculo de Armónicos

DESARROLLO EN SERIE. Potencia

En determinados casos el desarrollo en serie de la función se puede simplificar: para el caso en que la función sea par, f ( t ) desaparecen, por tanto Bk = 0 .

= f ( − t )

P =

los términos en seno

para el caso en que la función sea impar, f (t ) = − f ( −t ) los términos en coseno desaparecen, por tanto Ak

La potencia media se define como:

= 0.

para el caso de función alternada, f (t ) = − f (t + T 2) los armónicos de orden par desaparecen, por tanto, A2 k = B2 k = 0 .

Si se sustituye

I =

I m2 +

+ B12 ) 2

+

(A

2 2

+ B22 ) 2

donde

+L = I m2 + I 12 + I 22 +L

Se define la distorsión del armónico k como la relación Dk =

I k I 1

(A)

donde I k es el

valor eficaz del k -ésimo armónico.

Se define la distorsión total como: Dt =

0

i(t) por su desarrollo en serie de Fourier y la tensión por

un período de un seno, o de los productos cruzados de senos y cosenos o productos de razones trigonométricas de diferente frecuencia son nulas, quedará:

El valor eficaz de la señal vendrá dado por: 2 1

T

v ( t ) ⋅ i ( t ) ⋅ dt T ∫

2 ⋅ V ⋅ sen(ω 0 t ) , (tensión rígida) y teniendo en cuenta que las integrales en

P =

( A

1

1

∫ T

T

0

2 ⋅ V ⋅ sen(ω 0 t ) ⋅ 2 ⋅ I 1 ⋅ sen(ω 0 t − Φ1 ) dt = V ⋅ I 1 ⋅ cos Φ1

Φ1 es el ángulo de desfase entre v (t ) y el primer armónico de i(t ) .

los armónicos no contribuyen a la potencia media (real o activa). La potencia aparente, se define como el producto de los valores eficaces de la tensión y la corriente (cuyo valor como se ha visto depende de los armónicos presentes).

S = V ⋅ I

I 22 + I 32 +L I 1

= D22 + D32 +L

PF ) se define como: El factor de potencia (

Al parámetro Dt se le llama también THD (Distorsión Armónica Total). De la definición anterior y de (A), se deduce: I =

I m2 + I 12 ⋅ (1 + Dt 2 )

De la misma forma, pueden definirse magnitudes análogas para las tensiones, con la salvedad de que en el caso de la red eléctrica los armónicos en tensión no suelen ser significativos.

PF =

S

=

V ⋅ I 1 ⋅ cos Φ 1 V ⋅ I

=

I 1 I

⋅ cos Φ 1 =

I 1 I

⋅ DPF

donde DPF es el factor de potencia debido al desfase, la ecuación anterior puede reescribirse (para ondas cuyo valor medio sea cero, como es habitual en sistemas de alimentación alterna):

PF =


P

1 1 + Dt 2

⋅ DPF

la existencia de armónicos hace que disminuya el factor de potencia


DESARROLLO EN SERIE. Cálculo de valores eficaces La expresión que permite calcular el valor eficaz de una señal puede obligar a realizar complejos cálculos, por lo que en algunos casos conviene simplificarla, de forma que en un período, la señal se descompone en N intervalos de tiempo consecutivos, con tal de que no coincidan en un instante dos o más con valor no nulo.

DESARROLLO EN SERIE. Cálculo de valores eficaces Algunas formas de onda usuales y sus valores eficaces son:

I =

1

T ∫

T

0

I p

2

Onda completa senoidal:

i (t )dt

I = t

T=

En general, si se conocen los valores eficaces de cada intervalo, puede aplicarse la fórmula:

I = I 12 + I 22 + I 32 + L I N 2

I p

i(t) I 1

I 2

I 3

I 4

I 7 I 8

t

Aproximación

I 9 I 10

t 1

t 2

t 3

t 4

t 5

t 6

t 7

I = I p

t

Pulso a aproximar

I 5 I 6

t 8

t 9

t 10

t i = t N=10

I 1 + I 2 + I 3 + L + I N 2

I =

2

2

2

, con D

=

τ T

Onda senoidal recortada por ángulo de fase: I p

I = I p

N

t

t

D sen(α (1 − D )) cos(π (1 − D )) 2

+

2π

D = 1 −

En general se podría hacer una aproximación como la siguiente: I p

t

i(t)

θ α

; ( , en radianes)

Onda rectangular:

i 2(t)

T=t 1+t 2+t 3+t 4

D

T

2

i 1(t)

2

Onda senoidal recortada por nivel:

Se puede hacer por ejemplo: Si se aproxima por N intervalos cuadrados de igual duración, el valor eficaz es:

I p

I = I p D con D = τ

T

T I b I a

Onda trapezoidal: t

i 3(t)

I = D ( I + I a I b + I a )

2 3

2 b

con

D = τ

T

t 1

t 2

t 3

t 4

t

Onda triangular:

I p

i 4(t)

t 1

t 2

t 3

t 4

t

t T

I = I p

D 3

con

D = τ

T

En este caso son de utilidad las fórmulas siguientes:



T

FORMULACIÓN SISTEMÁTICA UTILIZANDO VARIABLES DE ESTADO El comportamiento de cualquier sistema dinámico puede representarse por un conjunto de ecuaciones diferenciales de la forma:

dx1 dt

dx 2 dt

= f 1 ( x1 ( t ) ,L x n ( t ) , u1 ( t ) ,Lu m (t ))

= f 2 ( x1 (t ),L x n ( t ), u1 ( t ),L um ( t ) )

M dx n dt

= f n ( x1 (t ),L x n (t ), u1 ( t ),Lum ( t ))

donde x i son las variables de estado del sistema y

ui las entradas.

Cuando las funciones f i no dependen del tiempo, el sistema se denomina invariante en el tiempo. Si f i son lineales, entonces el sistema se dice lineal. Un sistema lineal e invariante en el tiempo, se denomina LTI. Para estos últimos: •

x = A ⋅ x + B ⋅ u ; y = C ⋅ x + D ⋅ u ; donde A, B, C y D son matrices constantes e y es el vector de salidas del sistema. Los circuitos de potencia no son circuitos LTI , pero ya hemos visto que, asumiendo sus componentes como dispositivos de conmutación ideales, su análisis se reduce a una secuencia de circuitos LTI . •

Para cada intervalo resulta un sistema de ecuaciones x = A ⋅ x + B ⋅ u ; y = C ⋅ x + D ⋅ u ; con un vector de entradas u(t) conocido y un valor inicial de las variables de estado x(0) (estas últimas pueden no ser conocidas). La solución del sistema es de la forma:

x (t ) = e At ⋅ x (0) +

t

∫e 0

A ( t −τ ) )

⋅ B ⋅ u(τ ) ⋅ d τ siendo e At una integral matricial.

Al no conocer los valores iniciales de los intervalos, normalmente será necesario iterar.


INTRODUCCIÓN. Física de Semiconductores

TEMA 2. DIODO DE POTENCIA. 2.1. INTRODUCCIÓN.

ni

Concentración Intrínseca:

2.1.1. Física de semiconductores.

ni = A0 ⋅ T ⋅ e 2

2.1.2. Unión p-n. 2.2. ESTRUCTURA BÁSICA. CARACTERÍSTICA ESTÁTICA.

3

−

qE G 0 kT

Para T=300ºK, ni =1.5 1010 elect./cm3

2.3. POLARIZACIÓN INVERSA. 2.3.1. Técnicas para elevar la tensión V RRM

Concentración de Portadores Minoritarios:

p0 n0 = ni2 ; p0 + N d = n0 + N a

2.3.1.1. Biselado 2.3.1.2. Anillos de guarda 2.3.2. Características de Catalogo 2.4. POLARIZACIÓN DIRECTA. 2.5. CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS. 2.6. PÉRDIDAS EN LOS DISPOSITIVOS. 2.7. DIODO SCHOTTKY DE POTENCIA.

Tema 2. Diodo de Potencia. Transparencia 1 de 14

Minoritarios Mayoritarios

En un cristal tipo p:

Material n

ni2 p ≈ N a N a y 0

Material p

n0 ≈

ni2 N d n2 n0 ≈ i N a

p0 ≈

n0 ≈ N d p0 ≈ N a

Recombinación de Portadores Minoritarios:

d (δ n) δ n = dt τ El valor de es muy importante para conocer la velocidad de conmutación de un dispositivo bipolar y sus pérdidas en conducción. sube con la Temperatura y con las concentraciones de portadores muy altas ( n>nb 1017, Recombinación de Auger). Control de centros de recombinación: a) Impurezas de oro b) Radiación con electrones (varios MeV)

Tiempo (s)


INTRODUCCIÓN. Unión p-n D

La anchura de la capa de deplexión es: 2ε Φ c ( N A + N D ) W 0 = qN A N D Donde Φ c es el potencial de contacto de la unión p-n: kT  N A N D   Φc = ln q  ni2  Gráficamente:

Ron

N A

N D

p

n

ESTRUCTURA BÁSICA. CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DEL DIODO DE TRES CAPAS Diámetro=60 150mm = m r o m s 1 e p s 3 . E 0

Tamaños aproximados de un diodo típico de alta tensión y alt a corriente

Ánodo

W 0 : Anchura de la zona de deplexión

W 0 El campo eléctrico máximo que soporta el Silicio es teóricamente 300.000 V/cm, pero debido a impurezas e imperfecciones de la estructura cristalina, en la práctica es de 200.000 V/cm.

Fuertemente Dopado Ligeramente dopado Diodo Ideal

p+

10 m N A=1019imp/cm3

n-

d RD N D=1014imp/cm3

i D 1/Ron

250 m N D=1019imp/cm3

n+

1/Ron

Cátodo V BD

V BD V

V

v D

d RD : Es función de la tensión inversa a soportar A : Área de la sección perpendicular al plano del dibujo, es función de la corriente máxima Sección de un diodo de potencia típico mostrando su estructura de tres capas.

Efecto de la concentración de impurezas en la tensión inversa y en la caída en conducción



ESTRUCTURA BÁSICA. CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DEL DIODO DE TRES CAPAS

POLARIZACIÓN INVERSA.

La estructura de tres capas permite: + -

a) En polarización inversa: la unión formada por las capas p n al estar poco dopada soporta una tensión muy elevada. b) En polarización directa: la circulación de electrones desde la capa n+ inunda de electrones la capa n- con lo que desde el punto de vista de la caída en conducción es equivalente a un diodo muy dopado.

Area

= Potencial Externo Aplicado = - Edx

Area

= Extensión de la zona de deplexión

Area

= Conexión metálica (ánodo y cátodo)

p+

p+ E

E

i D

n-

1/Ron V BD

n E max

V 1V

v D

Curva característica estática del diodo de potencia. Máxima Velocidad Máxima Caída en Tipo de Diodo tensión de de Aplicaciones corriente conducción ruptura conmutación Rectificadores Circuitos de 30kV ~500mA ~10V ~100nS de alta tensión alta tensión Propósito Rectificadores ~5kV ~10kA 0.7 - 2.5 V ~25 S general 50 Hz Rápidos Circuitos ~3kV ~2kA 0.7 - 1.5 V <5 S (fast recovery) conmutados Diodos Rectificadores ~100V ~300A 0.2 - 0.9 V ~30nS Schottky de BT y AF ~300 V Referencias y Diodos Zener (funciona ~75 W fijación de de potencia en tensiones ruptura)

n+ x

E max

a) Diodo sin perforar b) Diodo perforado Límites de la zona de deplexión y distribución del campo eléctrico en diodos. El valor E max es la máxima intensidad de campo eléctrico que puede soportar el silicio y que ya se vio era unos 200.000 V/cm. Si suponemos espesores de las capas de los dos diodos iguales, en el caso b (perforado), el área bajo la curva de la distribución del campo eléctrico es casi el doble que en el caso a. Por tanto, la tensión inversa que se puede aplicar es prácticamente el doble. Esto es una ventaja muy importante, no solo en diodos, sino en casi todos los dispositivos de potencia que estudiaremos en este curso.

Principales características de los diodos de potencia


x


POLARIZACIÓN INVERSA. Técnicas para Mejorar V BD . Biselado

POLARIZACIÓN INVERSA. Técnicas para Mejorar V BD . Anillos de Guarda Difusión de Impurezas

ÁNODO

p +

SiO2

SiO2 SiO2

p+

Región de deplexión

R

Wdep : Anchura de la zona de deplexión

n− n+

n-

d b

V 1 V 2

biselado de los bordes de un diodo de tres capas. Ventajas del biselado: • Eliminación por ataque químico de zonas con posibles defectos en la estructura cristalina (zona del corte mecánico). • Disminución de la intensidad del campo eléctrico en las zonas más frágiles (superficie), al hacer d 2 >d 1 .

Como Wdiff R, el tiempo de fabricación es excesivamente alto y por tanto no resulta rentable.

SiO2

SiO2

(V 1 − V 2 ) (V 1 − V 2 ) > d a d b

Para un diodo de 1000V, es aprox. Wdep=100 , luego R=600 .

Unión pn. Proceso de difusión

CÁTODO

d a

Wdiff

Experimentalmente se comprueba que no se produce acumulación de líneas de campo para R 6*Wdep

p+

p+

p+

Anillo de guarda a potencial flotante

n-

n+

Unión p-n empleando anillos de guarda.



POLARIZACIÓN INVERSA. Características de Catalogo Primer subíndice

Segundo subíndice

Tercer subíndice

T=Dir. Polarizado y conduce

W=De trabajo

M=Valor Máximo

D=Dir. Polarizado y no conduce

R =Repetitivo

(AV)=Valor Medio

R =Inversamente Polarizado

S=No Repetitivo

(RMS)=Valor Eficaz

POLARIZACIÓN DIRECTA Características de catálogo en Polarización Directa: • Corriente media nominal, I FW(AV) : Valor medio de la máxima corriente

de pulsos senoidales que es capaz de soportar el dispositivo en forma continuada con la cápsula mantenida a una determinada temperatura (típicamente 100º C).

• Corriente de pico repetitivo, I FRM : Corriente máxima que puede ser

soportada cada 20ms con duración de pico 1ms.

F=Directamente Polarizado Subíndices empleados por los fabricantes de semiconductores.

• Corriente de pico único, I FSM : Corriente máxima que puede ser

soportada por una sola vez cada 10 ó más minutos siempre que la duración del pico sea inferior a 10ms.

Características de Catálogo en Polarización Inversa: • Tensión inversa de trabajo, V RWM : Máxima tensión inversa que puede

soportar de forma continuada sin peligro de avalancha.

• Tensión inversa de pico repetitivo, V RRM : Máxima tensión inversa que

puede soportar por tiempo indefinido si la duración del pico es inferior a 1ms y su frecuencia de repetición inferior a 100 Hz. • Tensión inversa de pico único, V RSM : Máxima tensión inversa que puede soportar por una sola vez cada 10 ó más minutos si la duración del pico es inferior a 10 ms. • Tensión de ruptura, V BD : Valor de la tensión capaz de provocar la avalancha aunque solo se aplique una vez por un tiempo superior a 10 ms.



CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS i D I F 0.9I F

CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS El tiempo de recuperación inversa es el mayor de los dos tiempos de conmutación y el responsable de la mayor parte de las pérdidas de conmutación. i D La carga almacenada que se di D /dt Qrr (Carga I F elimina por arrastre es: Almacenada)

Qrr Carga Almacenada

0.1I F 0.25I rr

t

t r t rr

V fr V ON

v D

t rr

1.1V ON t V R t ON

Encendido del diodo

0

0.25I rr

I rr

v D

t rr

Qrr = ∫ i f dt

t b

t a

t

≅ Qrr ⇒ t rr ≅

I rr

V ON Pico de tensión debido a Ldi D /dt L=bobina en serie con D. (t b<
t V R

Pérdidas muy elevadas al ser la corriente y la tensión muy altas

• Tensión directa, V ON . Caída de tensión del diodo en régimen permanente para

la corriente nominal.

• Tensión de recuperación directa, V fr . Tensión máxima durante el encendido. • Tiempo de recuperación directa , t ON . Tiempo para alcanzar el 110% de V ON . • Tiempo de subida, t r. Tiempo en el que la corriente pasa del 10% al 90% de su

valor directo nominal. Suele estar controlado por el circuito externo (inductivo).

• Tiempo de recuperación inversa, t rr . Tiempo que durante el apagado del

diodo, tarda la intensidad en alcanzar su valor máximo (negativo) y retornar hasta un 25% de dicho valor máximo. (Tip. 10 s para los diodos normales y 1 s para los diodos rápidos (corrientes muy altas).


I rr 2 La derivada de la corriente durante t a depende del circuito externo, y normalmente será: t a>> t b es decir: t a t rr . Si se resuelve el circuito y se conoce el valor de la derivada de i D:

di D I rr I rr se obtiene: = ≅ dt t a t rr

Apagado del diodo

Curvas de tensión y corriente del diodo durante la conmutación.

Aproximando el área bajo la corriente a un triángulo será: I rr t rr 2 Qrr

I rr ≅ 2 Qrr

di D dt

El valor de Qrr puede obtenerse del catálogo del fabricante.

Curvas de tensión y corriente del diodo durante la conmutación a corte. Los factores que influyen en el tiempo de recuperación inversa son: • I F ; cuanto mayor sea, mayor será t rr . Esto se debe a que la carga almacenada

será mayor.

• V R; cuanto mayor sea, menor será t rr . En este caso si la tensión inversa es

mayor se necesita menos tiempo para evacuar los portadores almacenados.

• di F /dt ; cuanto mayor sea, menor será t rr . No obstante, el aumento de esta

pendiente aumentará el valor de la carga almacenada Q. Esto producirá mayores pérdidas. • T ; cuanto mayor sea la temperatura, aumentarán tanto Q como t rr .


PÉRDIDAS EN LOS DISPOSITIVOS

DIODO SCHOTTKY DE POTENCIA

• Bloqueo: Se suelen despreciar. • En Conmutación. Son función de la frecuencia de trabajo. (Además de

las corrientes, tensiones y la forma como evolucionan). • En Conducción: Uso de catálogos: P D

ÁNODO

SiO2

SiO2

p+

p+

Zona de deplexión

P D

Unión Rectificadora: Zona deplexión muy estrecha situada en la soldadura: V BD muy baja

n-

=60º =120º =180º 180º

n+ Unión Óhmica: Efecto Túnel.

CÁTODO

I AV

25ºC

125ºC

T c

Curvas típicas suministradas por un fabricante para el cálculo de las pérdidas en conducción de un diodo

Diodo Schottky Diodo Normal

Diodo Schottky de potencia i D 1/RON

Las pérdidas aumentan con: • • • • •

La intensidad directa. La pendiente de la intensidad. La frecuencia de conmutación. La tensión inversa aplicada. La temperatura de la unión.

1/RON V BD

V BD V

V

v D

Característica I-V de un diodo Schottky Uso en circuitos donde se precise: • Alta velocidad • Bajas tensiones • Potencias bajas Por ej. Fuentes de alimentación conmutadas.



INTRODUCCIÓN. Características Generales del BJT

TEMA 3. TRANSISTOR BIPOLAR DE POTENCIA 3.1.

INTRODUCCIÓN

3.2.

CONSTITUCIÓN DEL BJT

El interés actual del Transistor Bipolar de Potencia ( BJT ) es muy limitado, ya que existen dispositivos de potencia con características muy superiores. Le dedicamos un tema porque es necesario conocer sus limitaciones para poder comprender el funcionamiento y limitaciones de otros dispositivos de gran importancia en la actualidad.

Saturación

Cuasi-Saturación 1/R d Ruptura Secundaria

C

I C (A)

I C

Ruptura Primaria

3.3.

FUNCIONAMIENTO DEL BJT

B

Activa

I B

3.3.1. Zona Activa

I E

Corte

3.3.2. Zona de Cuasi-Saturación 3.3.3. Zona de Saturación 3.3.4. Ganancia 3.4.

TRANSISTOR DARLINGTON

3.5.

EL TRANSISTOR EN CONMUTACIÓN

3.6.

EXCITACIÓN DEL BJT

E 0

BV SUS BV CE0 BV C B0 V CE (V)

Característica de salida ( I C frente a V CE ) del transistor NPN de potencia, para distintas corrientes de base, I B5>I B4>...I B1 y Esquema del BJT de tipo NPN . Valores máximos de V CE :

BV CB0>BV CE0>BV SUS BV SUS : Continua. BV CE0 : Para I B=0 BV CB0 : Para I E =0

Definición de Corte:

de I C= - I E +I C0 ; -I E =I C +I B ; se deduce: I C

=

α

1 − α

⋅ I B +

1 1 − α

⋅ I C 0

Posibles definiciones de corte:

3.7.

CONSIDERACIONES TÉRMICAS

3.8.

AVALANCHA SECUNDARIA

3.9.

ZONA DE OPERACIÓN SEGURA (SOA)

a) I B

b)

Tema 3. Transistor Bipolar de Potencia. Transparencia 1 de 17

= 0⇒ I C =

1 1 − α

⋅ I C 0 ≈ 10 ⋅ I C 0

I E = 0⇒ I C = I C 0

Por tanto se considera el transistor cortado cuando se aplica una tensión V BE I B = -I C = -I C0 ligeramente negativa Tema 3. Transistor Bipolar de Potencia. Transparencia 2 de 17



E n+ B

B

p n+ C Transistor Tipo Meseta (en desuso)

• La anchura de la base y su dopado serán lo menores posibles para conseguir una ganancia lo mayor posible (baja recombinación de los electrones que atraviesan la base).

B W E =10 m W B=5 20 m

B

E 1019 cm-3 n+

1016 cm-3

p

Zona de expansión 50 200 m

1014 cm-3

n-

W C =250 m

1019 cm-3

• Para conseguir BV elevada, se necesita una anchura de base grande y un dopado pequeño. 

El problema surge cuando el dopado es pequeño, pues para alojar la zona de deplexión la base debe ser muy ancha, bajando la ganancia. Es por tanto necesario encontrar unos valores intermedios de compromiso.



Este compromiso implica que los BJT de potencia tienen una ganancia típica de corriente entre 5 y 10. (muy baja).

n+

C Sección Vertical de un Transistor Bipolar de Potencia Típico Ventajas de la estructura vertical:

• Maximiza el área atravesada por la corriente: • Minimiza resistividad de las capas • Minimiza pérdidas en conducción • Minimiza la resistencia térmica.

En la práctica, los transistores bipolares de potencia no se construyen como se ve en esta figura, sino que se construyen en forma de pequeñas celdillas como la representada, conectadas en paralelo.

Los dispositivos de potencia que estudiaremos en este curso se construyen empleando una estructura vertical y en forma de pequeñas celdillas en paralelo.



CONSTITUCIÓN DEL BJT Base

FUNCIONAMIENTO DEL BJT. Zona Activa

Emisor

V bb +

n

E p

n

+

n

n

+

+

n

+

n

a v i t c A

-

n

+

Colector Sección Vertical de un Transistor Bipolar de Potencia Multiemisor de Tipo

Zona Activa: V CE Elevada

V cc B p

R n-

n+

Carga (Exceso de electrones en la Base) Unión Colector-Base (inversamente polarizada)

NPN Ventajas de la estructura multiemisor:

Distribución de la carga almacenada en la base de un transistor bipolar de potencia típico en activa.

• Reduce la focalización de la corriente debida al potencial de la base causante de la avalancha secundaria.

• Reduce el valor de R B (disminuye pérdidas y aumenta la frecuencia f T ).



C

FUNCIONAMIENTO DEL BJT. Zona de Cuasi-Saturación

V bb E

+

n

V cc B p

R n-

V bb

n+

C

Carga (Exceso de electrones en la Base)

n - ó i i s c a a u r u C t a S

FUNCIONAMIENTO DEL BJT. Zona de Saturación

Base Virtual Distribución de la carga almacenada en la base de un transistor bipolar de potencia típico, en Cuasi-Saturación.

n

E n ó i c a r u t a S

+

V cc B p

R n-

n+

C

Carga en exceso

Q2

Q1 Base Virtual

Distribución de la carga almacenada en la base de un transistor bipolar de potencia típico, en saturación.

Cuasi-Saturación:

V CE (=V CC - I C R En activa al subir I B, I C ). Simultáneamente: V jCB (=V CE - I C R d ). Donde Rd es la resistencia de la capa de expansión. El límite de la zona activa se alcanza cuando: V jCB=0 (V CE = I C R d ). Si V jCB 0 (Unión directamente polarizada): Habrá inyección de huecos desde p a n (Recombinación con electrones procedentes del emisor en n ) Desplaz. a la derecha de la unión efectiva: • Rd Disminuye • Aumento del ancho efectivo de la base. Disminuye •



FUNCIONAMIENTO DEL BJT. Ganancia

TRANSISTOR DARLINGTON T

Base

I e A

Emisor

max

log( )

n+

min garantizada

por el fabricante

p

SiO2

T

I b A

n+ T

I b B

V CE-Saturación

n-

T

I c A

I Cmax /10 Variación de

I Cmax

log( I C )

T

I c B

n+

en Función de I C

Colector Colector Base

T A

D2

=

B A+ B+ A

T B

D1 Emisor

Estructura de un Par Darlington Monolítico Montaje Darlington para Grandes Corrientes.





V cc

Colector

Colector

Z L

Z L

I C Base I B

V cc

Interruptor BJT conmutando una Carga Inductiva

V CE

I C Base I B

V BE

Interruptor BJT conmutando una Carga Inductiva

V CE

V BE I C

I L

I Bon

I C I B

I Bon

−

I B

dI B

I Boff

dt

t

t

I Boff

V CE V BE

V BE

t t=0 t don

V CE

t t=0

t s

t rv1

t rv2 t fi

t ri

t fv1

t fv2

Proceso de conmutación: Saturación

Proceso de conmutación: Corte



EL TRANSISTOR EN CONMUTACIÓN 4

I C

5

EXCITACIÓN DEL BJT Aislamiento galvánico entre circuitos de control y potencia

Potencia disipada muy alta

Fotoacoplador

Potencia disipada muy baja

1 2 3

C b

V CE

I L I B

I Bon

2

3

dI B

−

5

6

I B

dt

-V CC Circuito Típico de Excitación de Base para BJT s de Potencia

I C

4

BJT de potencia

Tierra de potencia

Tierra digital

1, 2, 3, 4, 5 y 6: instantes de tiempo Trayectorias en el plano I C -V CE durante la conmutación 1

Acoplamiento

Señal digital de control

6

I C

V CC Amplificador

I Bon 6

5

4

1

I Boff t

t

I Boff

V CE

V BE

V BE V CE

t t=0

t s

t rv1 t rv2 t fi

t t=0 t don

t ri

t fv1 t fv2



CONSIDERACIONES TÉRMICAS V control

V BE

t I C

Las pérdidas en corte suelen despreciarse al ser la corriente muy baja.

V cc

90% RC I C

10% t d t r

t s

t

t f

I B

Las pérdidas conducción pueden aproximadas por:

V CE

P on = I c ⋅ V CEsat ⋅

V BE P d

en ser

T ON

E

B

B

n+

+

-

p

e-

e-

e-

t

Las pérdidas en conmutación pueden estimarse suponiendo que la corriente y la tensión siguen una línea recta durante la conmutación:

Rc ⋅ Icmax = Vcc − V CEsat V cc (V CE Saturacion ≅ 0 )

∫

t r

0

Vcc ⋅ I cmax ⋅ (1 −

t t r

)⋅

t t r

1

⋅ dt =

6

Wcom análogamente se hace para W f :

t t r

) ⋅ I cmax ⋅

dWr = Vcc ⋅ I cmax ⋅ (1 −

t t r

)⋅

t t r t t r

B

E

B

n+

-

+

p

e-

+

e-

e-

n C

dWr = VCE ⋅ I c ⋅ dt + VBE ⋅ I B ⋅ dt ≅ VCE ⋅ I c ⋅ dt = (Vcc − Rc ⋅ I cmax ⋅

Caída de tensión

T

t

T=1/f

+

-

n

Wr =

Concentración de corriente

Caída de tensión

V BE

V cc

V CE

AVALANCHA SECUNDARIA

C

a) b) Concentración o Focalización de Corriente en un BJT . a) En la Conmutación a Saturación ( I B >0) y b) en la Conmutación a Corte ( I B <0)

⋅ dt

⋅ dt

⋅ Vcc ⋅ Icmax ⋅ tr ;

= Wr + W f =

1 6

⋅ Vcc ⋅ I cmax ⋅ (t r + t f ) ;

La potencia media disipada en el período T será por tanto:

P com =

W com T

1

= ⋅V cc ⋅ I c max ⋅ f ⋅ (t r + t f ) 6



ZONA DE OPERACIÓN SEGURA

I C I CM

f 3 f 1 f 2

Límite térmico

dc Avalancha Secundaria

V CE0 V CE a) FBSOA ( f 1
I C I CM

V BEoff <0 V BEoff =0 V CE0 V CB0 V CE b) RBSOA (Trancisiones de menos de 1 s) Zonas de Operación Segura del Transistor Bipolar


INTRODUCCIÓN. Transistor de Efecto de Campo de Señal

Fuente (S)

Contacto metálico

Puerta (G)

Drenador (D)

TEMA 4. TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE POTENCIA 4.1. INTRODUCCIÓN 4.1.1. Transistor de Efecto de Campo de Señal 4.2. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN 4.2.1. Transistor VMOS 4.2.2. Transistor D-MOS 4.2.3. Transistor Trenched-MOS 4.2.4. Evolución del Transistor MOS 4.3. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE POTENCIA 4.4. DIODO EN ANTIPARALELO 4.4.1. Conmutación en una Rama de un Puente 4.5. CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS, DINÁMICAS Y TÉRMICAS 4.6. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA

SiO2

SiO2 SiO2 n+

Canal inducido n

n+

Sustrato p

Sustrato B Transistor de Señal MOSFET de Enriquecimiento, Canal n

Tema 4. MOS. Transparencia

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INTRODUCCIÓN. Transistor de Efecto de Campo de Señal i D

TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor VMOS (Siliconix-1976)

Ruptura

Ohmica

Saturación

D

V GS

V DS

G

S

n+ e -

e-

n+

p

p

S

V GS

G

S

i D

Canal Corte

V BV V DS

b) Curva Característica V BD

a) Símbolo

n

Transistor MOS Canal N de Enriquecimiento Zonas de funcionamiento del transistor MOS:

Zona de corte, V GS
k  W  2 ⋅   ⋅ (V DS ) , 2  L 

(=parábola)

n+

D Primeros transistores MOS de potencia: Transistor en V. Derivó rápidamente a U-MOS.

2 V   W    ⋅  (V GS − V T ) ⋅ V DS − DS  , en esta 2   L  

Zona óhmica, V GS - V T >V DS , i D = k ⋅ 

zona el transistor se considera un interruptor cerrado, con una resistencia (para valores muy pequeños de V DS ): 1 R DS ( ON ) = .  W  k ⋅  (V GS − V T )  L 

Zona de ruptura, V DS > V BD.


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TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor DMOS

TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor Trenched-MOS

Sección de una celdilla elemental

S

Fuente

SiO2

G

S

G

Puerta n+

n+

n+

n+

SiO2 p

óxido de puerta n+

n+

n+

p (sustrato)

canal

n

n+ (oblea)

n+

i D

p

1019 cm-3 1016 cm-3

p

L

-

p

i D

Canal

1014 1015 cm-3

n-epitaxial

1019 cm-3

n+-oblea

D

Drenador

Sección de un Transistor DMOS de Enriquecimiento Canal n


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Transistores MOS de potencia modernos: “Transistores con Trinchera”


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TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Evolución del Transistor MOS

FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR D-MOS átomos aceptores ionizados

V GS1

electrones libres

n+ límite de la zona de deplexión p -

n

a) Para valores bajos de V GS y V DS

V GS2

Evolución en el tiempo de las generaciones de transistores MOS a partir de DMOS hasta los transistores con trinchera.

n+

límite de la zona de deplexión

p -

n

b) Para valores bajos de V DS (V GS2 > V GS1 , V GS2 < V T )


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FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR D-MOS

FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR D-MOS

V GS3

V GS 3

n+ n+

límite de la zona de inversión


p

límite de la zona de inversión límite de la zona de deplexión

p

-

n

n−

c) Para valores bajos de V DS (V GS3 > V GS2, V GS3 > V T ) e) Para valores mayores de V DS (V GS3 > V GS2, V GS3 > V T )

V GS4

n+ límite de la zona de inversión


p n

-

d) Para valores mayores de V DS (V GS4 > V T )


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DIODO EN ANTIPARALELO

DIODO EN ANTIPARALELO. Conmutación en una Rama de un Puente

G

S

T 1

E

n+

D1

B

I Diodo

V DD

I L

p

Carga inductiva

n-

C

T 2

D2

D

I Drenador

V DD

C

G

B E S

Transistor Bipolar asociado al Transistor MOS

El transistor MOS con el Diodo en Antiparalelo Conmutando una Carga Inductiva en una rama de un Puente.


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DIODO EN ANTIPARALELO. Conmutación en una Rama de un Puente

DIODO EN ANTIPARALELO. Conmutación en una Rama de un Puente D A

D B

Diodos Rápidos Añadidos al Transistor

La velocidad de subida o bajada de la tensión V GS se controla fácilmente con el valor de la resistencia de la fuente de excitación de puerta.


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Efecto de las Capacidades Parásitas en la Tensión de Puerta Carga

C GD

RG V G =0V

D

V com

Transistor MOS

C DS

G C GS

Efecto de las Capacidades Parásitas en la Tensión de Puerta

0 2 =

Cambio de tensión debido a la conmutación de otro dispositivo

G

R

S

Transistor cortado Efecto de la conmutación de otros dispositivos sobre la tensión de puerta con distintos valores de RG . El efecto de la conmutación de otros dispositivos puede provocar variaciones importantes en la tensión de puerta debido al acoplamiento capacitivo C GD –C GS . Esto tiene como consecuencias no deseadas:

0 0 2 = G

R

a) Se supere la tensión máxima que el óxido puede soportar. b) Haciendo que el transistor (que estaba cortado) conduzca. Si se produce un flanco de subida, ese flanco se transmitirá a la puerta, con lo que si se supera la tensión umbral, el MOS entra en conducción. Esto tiene el efecto de que baje la tensión V DS con lo que el efecto se compensa, cortándose de nuevo el transistor a costa de sufrir grandes pérdidas por la corriente que circula durante el transitorio. Si se produce un flanco de bajada, ese flanco se transmitirá igualmente a la puerta, permaneciendo el transistor cortado, pero con peligro de superar la tensión máxima del óxido. En ambos casos es determinante el valor de la resistencia equivalente de la fuente que excita a la puerta ( RG ) cuanto menor sea esta resistencia menos se notará este efecto. Se debe tener especial cuidado con las conexiones en el circuito de puerta, porque cualquier inductancia parásita presente dará una impedancia equivalente muy alta ante cambios bruscos.


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0 0 0 2 = D I

S G

V

m o c

V

G

R

S D

V

Efecto de la conmutación de otros dispositivos sobre la tensión de puerta con distintos valores de RG .


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CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS, DINÁMICAS Y TÉRMICAS

ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA Límite debido a R DS

R D =10

IDM=10A

D Ro =50 V i =10V

s

0.1ms

ID=5A

V DD =100V

i D

G

10

% 1 = D n o c s a d a r d a u c s a d n o a r a p , T

1ms 10ms

S

V 1 V GS C GS

SOA (DC)

100ms

a) Circuito Empleado Límite de potencia a Tc=25ºC

V 1 10V

Velocidades de subida y bajada reguladas por RG

0

0.1A 10V

t

V GS 10V

t

i D

9.85 A

IC

90%

100V

SOA (DC)

10%

0

V DS

ID es función del área del transistor IC depende de min

ID

0

t r

t f

t

Límite de potencia a Tc=25ºC

Avalancha secundaria del BJT

BVDSS o BVCE

1.5V 0

V DS

BVDSS=500V

Zona de Operación Segura (SOA) en un MOSFET de Potencia (i D y V DS en escala logarítmica)

Umbral de corte

Umbral de conducción

DC

Comparación entre las Zonas de Operación Segura de dos transistores MOSFET y BJT de Potencia construidos para las mismas tensiones máximas y de secciones análogas.

V DS

t 1000A

P=i DV DS 0

Nótese que los límites de corrientes y tensiones de dispositivos de mayores potencias que pueden encontrarse en el mercado son aproximadamente:

t

SOA BJT

100A

SOA MOS

b) Formas de Onda Resultantes 1000V 1500V

Características Dinámicas del Transistor MOSFET


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INTRODUCCIÓN. Estructura Básica del SCR Ánodo

TEMA 5. EL TIRISTOR 5.1. INTRODUCCIÓN 5.1.1. Estructura Básica. 5.1.2. Característica Estática 5.2. FUNCIONAMIENTO DEL SCR. 5.2.1. Polarización Inversa 5.2.2. Polarización Directa 5.2.3. Mecanismo de Cebado 5.2.4. Mecanismo de Bloqueo. 5.3. RELACIÓN DEL BLOQUEO DEL SCR CON SU CIRCUITO EXTERNO 5.4. CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS 5.4.1. Encendido del SCR 5.4.2. Bloqueo Dinámico del SCR 5.5. FORMAS DE PROVOCAR EL DISPARO DEL SCR 5.6. TRIAC 5.6.1. Constitución y Funcionamiento 5.6.2. Característica Estática

V AK

V AK >0

Puerta

Puerta

V AK <0

Cátodo Símbolo y circuitos equivalentes del Tiristor SCR CÁTODO (K) PUERTA (G)

n+

n+ Unión Catódica

n+ p

Capa de Control

1019 ,10 Capa Catódica

1017 imp/cm3 , 30 100

BJT Unión de Control

-

n

Capa de Bloqueo

Unión Anódica p+

Capa Anódica

1013 5 1014 , 50 1000

1017 1019 , 30 50

ÁNODO (A)

Sección Longitudinal de un SCR

Tema 5. SCR Transparencia 1 de 15


INTRODUCCIÓN. Estructura Básica del SCR

Puerta

INTRODUCCIÓN. Característica Estática del SCR

Cátodo

I A Conducción

I G2 > I G1 +

p

n

n

+

+

n

I G=0

+

n

I H V RWM

n-

Bloqueo Directo

I B0 V H

+

n p+

V B02 < V B01 < V B0 V AK

Bloqueo Inverso

Ánodo

Ruptura

Sección de un SCR para potencias muy elevadas

Característica Estática del SCR



FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Polarización Inversa A

FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Polarización Directa A

Unión Inversamente Polarizada

A

p+

p+

G

RC V AK

+

V CC

K V CC RC

n-

RC

Ánodo Puerta

V AK

V CC

n-

V CC

+

RC Unión Inversamente Polarizada

Cátodo V CC

V CC p

G

G p

h+ h+

RG n

+

n

V GG

+

e- e- e-

RG V GG

K

K

SCR polarizado Inversamente


SCR polarizado Directamente


FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Mecanismo de Cebado A

A p1

J 1

J 1

J 2

J 2

G

n2

I A = I E1

p1

J 2 p2

J 3

n2

K

V AK

I B1

T 1

n1

p2

G

p2

I A

A

n1

n1

RELACIÓN DEL BLOQUEO DEL SCR CON SU CIRCUITO EXTERNO

I C2

I C1

R

T 2

G J 3

V S

I G

K

I B2

I K = -I E2 K

I H

a) SCR Simplificado b) SCR como dos Transistores c) Circuito Equivalente I C1 = −α 1 ⋅ I E1 − I CO1

Para el transistor pnp: Y para el transistor npn: Como:

I C 2 = −α 2 ⋅ I E 2 + I CO 2

I K = − I E 2 = I A + I G

(a)

t

(b) (c) (d)

I A = I E 1

Sustituyendo (c) y (d) en (a) y (b) respectivamente, se obtiene: I C 1 = −α 1 ⋅ I A − I CO1 I C 2 = α 2 ⋅ ( I A + I G ) + I CO 2

(e) (f)

t

V AKon

Teniendo en cuenta que la suma de corrientes en T 1 es cero, se obtiene: I A + IC1 = I C 2 (g) Y, sustituyendo I C 1 e I C 2 en (g) por sus valores dados por sus respectivas expresiones (e) y (f), se obtiene: I A − α1 I A − I CO1 = α 2 ( I A + I G ) + I CO2 (h)

Circuito Simple de SCR con Bloqueo Estático. Frecuencias Bajas

Finalmente, se despeja I A en (h) y se obtiene:

I A =

I Gα 1 + I CO1 + I CO 2 1 − α1 − α 2





T 1

L1 V S 2

I L T 2

Circuito Rectificador con Bloqueo Dinámico

Formas de Onda del Circuito con Blo ueo Dinámico Tema 5. SCR Transparencia 9 de 15


CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS

FORMAS DE PROVOCAR EL DISPARO DEL SCR

I G

1. Corriente de Puerta. t

I A1 0.9I F

2. Elevada tensión Ánodo-Cátodo (V AK >V DWM ). Ruptura 3. Aplicación de tensión Ánodo-Cátodo positiva antes de que el proceso de bloqueo haya terminado ( t
0.1I F 0.25I rr t d

t

4. Elevada derivada de la tensión Ánodo-Cátodo Los fabricantes definen un valor máximo V AK

t r

V FRM

I rr V AK1

t rr

dV AK 



dt  max

t Uso de redes RC (Snubbers)

t d > t q dV F dt

t ps

< max

t

5. Temperatura elevada Normalmente no ocurre, aunque si se produce una combinación de varias causas, podría provocarse la entrada en conducción 6. Radiación luminosa Sólo se ocurre en los dispositivos especialmente construidos para funcionar de esta forma (LASCR)

Curvas de Tensión y Corriente del SCR durante la Conmutación



TRIAC. Constitución y Funcionamiento

TRIAC. Característica Estática i T

Ánodo Ánodo / T1 Puerta

V AK

Puerta Cátodo / T2

V BD

Cátodo

Combinación de dos SCR para formar un TRIAC. Símbolo del TRIAC T 1

V BD

V T1 T 2

N 4

P 1 J 1

Característica Estática del TRIAC

N 1

i G

G

J 2 vG

P 2 G

N 3

N 2 T 2

T 2 Estructura Interna del TRIAC


Característica de Puerta de un TRIAC Características generales del TRIAC: • Estructura compleja (6 capas). • Baja velocidad y poca potencia. • Uso como interruptor estático.


RESUMEN DE LAS CARACTERISTICAS DEL SCR Características mas destacadas del SCR: • Estructura de cuatro capas p-n alternadas. • Directamente polarizado tiene dos estados: cebado y bloqueado.

Inversamente polarizado estará bloqueado. • Dispositivo capaz de soportar las potencias más elevadas . Único

dispositivo capaz de soportar I>4000Amp. (V on 2 4Volt.) V>7000Volt.

y

• Control del encendido por corriente de puerta (pulso). No es posible

apagarlo desde la puerta (sí GTO tema 7). El circuito de potencia debe bajar la corriente anódica por debajo de la de mantenimiento. • Frecuencia máxima de funcionamiento baja , ya que se sacrifica la

velocidad (vida media de los portadores larga) para conseguir una caída en conducción lo menor posible. Su funcionamiento se centra en aplicaciones a frecuencia de red. • La derivada de la corriente anódica respecto al tiempo en el momento

del cebado debe limitarse para dar tiempo a la expansión del plasma en todo el cristal evitando la focalización de la corriente. • La derivada de la tensión ánodo cátodo al reaplicar tensión positiva debe

limitarse para evitar que vuelva cebarse. También se debe esperar un tiempo mínimo para reaplicar tensión positiva.


INTRODUCCIÓN Sección de una celdilla elemental Fuente

TEMA 6. TRANSISTOR BIPOLAR DE PUERTA AISLADA (IGBT)

Puerta

SiO2

óxido de puerta n+

n+

n+

p

6.1. INTRODUCCIÓN 6.2. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN Y CURVA CARACTERÍSTICA I-V 6.3. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT 6.3.1. Estado de Bloqueo 6.3.2. Estado de Conducción 6.4. EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP) 6.4.1. Efecto del Latch up 6.4.2. Métodos para Evitar el Efecto del Latch up 6.5. CARACTERÍSTICAS DE CONMUTACIÓN 6.5.1. Encendido 6.5.2. Apagado 6.6. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA 6.7. CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT

n+

canal

1019 cm-3

p

(sustrato)

1016 cm-3

L

n-

1014÷15 cm-3

W D

R D

i D

i D

n+ (oblea)

1019 cm-3

Drenador

Transistor D-MOS En un Transistor MOS para conseguir altas tensiones ( BV DSS ): •

Para un dopado N d, la máxima tensión de ruptura es: BV DSS ≈

•

La zona de deplexión tiene un espesor: W D

•

La resistividad específica es: R D ⋅ A ≈ 3 ⋅ 10

≈ 1 ⋅10

−7

−5

⋅ BV DSS

2.5 ÷ 2.7

⋅ BV DSS

1.3 ⋅1017 N D (cm) 2

(Ω ⋅ cm )

Gráficamente: ) 2

m c ( g o l BV DSS

Tema 6. IGBT Transparencia 1 de 20


INTRODUCCIÓN

TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN

Sección de una celdilla elemental Fuente

•

Puerta

• •

SiO2

•

óxido de puerta n+

n+

n+

p

canal

(sustrato)

n+

1019 cm-3

p

•

1016 cm-3

•

L

n-

•

1014÷15 cm-3

W D

R D

i D

•

Aparece en década de los 80 Entrada como MOS, Salida como BJT Velocidad intermedia (MOS-BJT) Tensiones y corrientes mucho mayores que MOS (1700V-400Amp) Geometría y dopados análogos a MOS (con una capa n- mas ancha y menos dopada) Soporta tensiones inversas (no diodo en antiparalelo). No el PT Tiristor parásito no deseado Existen versiones canal n y canal p

i D

n+ (oblea)


1019 cm-3

Fuente

Drenador

Transistor D-MOS

SiO2

En un Transistor MOS para conseguir tensiones ( BV DSS ) elevadas, R D tendrá un valor elevado al ser N D necesariamente bajo y el espesor W D grande. La caída en conducción será: i D RON Donde RON será la suma de las resistividades de las zonas atravesadas por la corriente de drenador (incluyendo la de canal). Si la BV DSS del dispositivo es mayor que 200 o 300 Voltios La resistencia de la capa n- ( R D) es mucho mayor que la del canal.

i D

Puerta

óxido de puerta

S O M n r o t s i s n a r T

n+

n+

n+

p

canal

L -

n

W D

p+

Región de arrastre del Drenador

R D

n+

1/RON

p

(sustrato)

i D

i D

n+

i D

Capa de almacenamiento Oblea

Capa de inyección Drenador

V DS a) MOS de alta tensión

b) MOS de baja tensión

V DS


Transistor IGBT


T B G I T P n e o l ó S

TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. TRANSISTOR EN TRINCHERA (TRENCHED) S

SiO2

G

n+ p

G

TRANSISTOR IGBT. CURVA CARACTERISTICA Y SIMBOLOS

S

I D

Avalancha

V GS

Saturación

n+

n+ p

n+ p

V RRM , Muy bajo si es un PT-IGBT

Canal

Corte

n-epitaxial n+-epitaxial

V DSon, Menor si es un PT-IGBT

Avalancha

Corte

BV DSS

V DS

Curva Característica Estática de un Transistor IGBT de Canal n

p+-sustrato

C

D

i C

i D

Transistores IGBT de potencia modernos: “Transistores en Trinchera” V CE

G V GE

Microfotografía de una sección de la puerta de un transistor IGBT tipo Trenched

V DS G

a)

E

V GS

S

b)

Representación Simbólica del Transistor IGBT . a) Como BJT , b) Como MOSFET



FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT


El comportamiento cortado es análogo al MOS cortado. En conducción será:

G

G

S

S n+

n+

Rarrastre

p

p

n-

Rdispersión n-

Rarrastre

n+

n+

n+ p+

n+ p+

D D

Sección Vertical de un IGBT. Transistores MOSFET y BJT Internos a la Estructura del IGBT

Sección Vertical de un IGBT. Caminos de Circulación de la Corriente en Estado de Conducción

Rarrastre

D J 1

G

V arrastre I D Rcanal

S Circuito Equivalente aproximado del IGBT .



FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT Rarrastre


G

D J 1

G

V arrastre I D Rcanal

S

I C 0.1 I D

n+

n+ p

Rdispersión

S

n

-

Circuito Equivalente aproximado del IGBT .

n+

Comparación V DS(on) MOS-IGBT para la misma BV DSS

p+

V DS(on)=V J1+ I D Rcanal +I D Rarrastre V j1=0.7 1Volt. Rcanal =Rcanal (MOS) Rarrastre (IGBT) << Rarrastre (MOS) Debido a la inyección de huecos desde p+ Esta resistencia es menor aún si es PT-IGBT , ya que para soportar la misma tensión puede ser casi la mitad de ancha. (además en los PT-IGBT la tensión V J1 es menor al estar más dopadas las capas que forman la unión) • • •

La caída total es menor en el IGBT para tensiones a partir de 600V. (1.6V para 1.200 Voltios) En el mercado existen IGBTs de 600, 1.200, 1.700, 2.200 y 3.300 Voltios Hay anunciados IGBTs de 6.500 Voltios

D Sección Vertical de un IGBT. Transistores MOSFET y BJT Internos a la Estructura del IGBT

D

J 1 J 2 J 3

G

S

Resistencia de dispersión del sustrato

Circuito Equivalente del IGBT que Contempla el Tiristor Parásito Tema 6. IGBT Transparencia 9 de 20


EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP) •

D

J 1 J 2 J 3

G

V J3
S

•

EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP). Métodos para Evitar el Efecto del Latch up

Si V J3>V el transistor npn entra en conducción y activa el SCR. Pérdida de control desde puerta =latch-up estático (I D>I Dmax ). Si se corta muy rápido, el MOS es mucho más rápido que el BJT y aumenta la fracción de la corriente que circula por el colector del p-BJT , esto aumenta momentáneamente V J3, haciendo conducir el SCR. latch-up dinámico.

Debe evitarse porque se pierde el control del dispositivo desde la puerta

Entrada en conducción del SCR parásito

G S S p, 1016

n+

n+

p, 1016

p+ ,1019

nn+ p+

Métodos para evitar el Latch-up en IGBT’s: A) El usuario: A.1) Limitar I D máxima al valor recomendado por el fabricante. A.2) Limitar la variación de V GS máxima al valor recomendado por el fabricante (ralentizando el apagado del dispositivo). B) El fabricante: En general intentará disminuir la resistencia de dispersión de sustrato del dispositivo: B.1) Hacer L lo menor posible B.2) Construir el sustrato como dos regiones de diferente dopado B.3) Eliminar una de las regiones de fuente en las celdillas.

Tema 6. IGBT T ransparencia 11 de 20

D Técnica para evitar el Latchup en los Transistores IGBT's. Modificación del Dopado y Profundidad del Sustrato


EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP) . Métodos para Evitar el Efecto del Latch up

CARACTERÍSTICAS DE CONMUTACIÓN El encendido es análogo al del MOS, en el apagado destaca la corriente de “cola”:

V GS (t)

G

V T

S

-V GG p

+

n+

i D(t)

t d(off)

Corriente de cola

p n-

t rv

n+ p

V DS (t)

+

t fi1

t fi2 V D

D

• •

Técnicas para evitar el Latchup en los Transistores IGBT's. Estructura de bypass de la Corriente de Huecos Es un procedimiento muy eficaz. Disminuye la transconductancia del dispositivo.

Formas de Onda Características de la Tensión y Corriente en el Apagado de un Transistor IGBT conmutando una carga inductiva (no comienza a bajar I d hasta que no sube completamente V d ) La corriente de cola se debe a la conmutación más lenta del BJT , debido a la carga almacenada en su base (huecos en la región n-). • • •

•


Provoca pérdidas importantes (corriente relativamente alta y tensión muy elevada) y limita la frecuencia de funcionamiento. La corriente de cola, al estar compuesta por huecos que circulan por la resistencia de dispersión, es la causa del “latch up” dinámico. Se puede acelerar la conmutación del BJT disminuyendo la vida media de los huecos en dicha capa (creando centros de recombinación). Tiene el inconveniente de producir más pérdidas en conducción. Es necesario un compromiso. En los PT-IGBT la capa n+ se puede construir con una vida media corta y la ncon una vida media larga, así el exceso de huecos en n- se difunde hacia la capa n+ dónde se recombinan (efecto sumidero), disminuyendo más rápido la corriente. Tema 6. IGBT Transparencia 14 de 20

ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA i D

10-6 s DC

a) i D

10-5s 10-4s

V DS 1000V/ s 2000V/ s

CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT I Dmax Limitada por efecto Latch-up. V GSmax Limitada por el espesor del óxido de silicio. • Se diseña para que cuando V GS = V GSmax la corriente de cortocircuito sea entre 4 a 10 veces la nominal (zona activa con V DS =V max ) y pueda soportarla durante unos 5 a 10 s. y pueda actuar una protección electrónica cortando desde puerta. es muy baja, será • V DSmax es la tensión de ruptura del transistor pnp. Como V DSmax =BV CB0 Existen en el mercado IGBT s con valores de 600, 1.200, 1.700, 2.100 y 3.300 voltios. (anunciados de 6.5 kV). • La temperatura máxima de la unión suele ser de 150ºC (con SiC se esperan valores mayores) • Existen en el mercado IGBT s encapsulados que soportan hasta 400 o 600 Amp. Se pueden conectar en • La tensión V DS apenas varía con la temperatura paralelo fácilmente Se pueden conseguir grandes corrientes con facilidad, p.ej. 1.200 o 1.600 Amperios. En la actualidad es el dispositivo mas usado para potencias entre varios kW y un par de MW, trabajando a frecuencias desde 5 kHz a 40kHz. • •

3000V/ s

b)

V DS

Área de Operación Segura SOA de un Transistor IGBT . a) SOA directamente Polarizada ( FBSOA) b) SOA Inversamente Polarizada ( RBSOA) • • • •

I Dmax , es la máxima corriente que no provoca latch up. V DSmax , es la tensión de ruptura de la unión B-C del transistor bipolar. Limitado térmicamente para corriente continua y puls os duraderos. La RBSOA se limita por la V DS / t en el momento del corte para evitar el latch-up dinámico



CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT

CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT C gd

T j constante

V DS

D

I D creciente

C ds

G

V GS

a)

I D

C gs S

T j =25ºC T j =125ºC V DS / t=0

V DS / t>0 V DS / t<0 b)

Análogo al transistor MOS Análogo al transistor BJT

Las capacidades que aparecen en los catálogos suelen ser: • C re o C miller : es la C gd . • C i, Capacidad de entrada: es la capacidad suma de C gd y C gs. (Medida manteniendo V DS a tensión constante). (Medida • C o, Capacidad de salida: es la capacidad suma de C gd y C ds. manteniendo V GS a tensión constante). 105 pF

C i

V DS

a) Efecto de V GS y la corriente de drenador sobre la caída en conducción (Pérdidas en conducción). Uso de V GS máximo (normalmente=15V). b) Efecto de la corriente de drenador sobre la derivada de la caída en conducción respecto a la temperatura. • Derivadas positivas permiten conexión en paralelo. • Para funcionamiento de dispositivos aislados es preferible una derivada negativa, ya que al subir la corriente, sube la temperatura disminuyendo la caída de potencial (suben menos las pérdidas). • En los PT-IGBT , la corriente nominal suele quedar por debajo del límite (siempre derivadas negativas) en los NPT-IGBT , se suele trabajar en zona de derivada positiva. Tema 6. IGBT T ransparencia 17 de 20

Efecto de la tensión V DS sobre las capacidades medidas en un transistor IGBT.

104 pF

C o 103 pF

102 pF 0.1 V

C re

1 V

10 V

Puede observarse que cuando está cortado son mucho menores que cuando está conduciendo

100 V

V DS (V)




Módulo Semipuente 1200V, 400Amp

Módulo con 7 IGBT’s encapsulados.1200V, 75Amp 105x45x18mm



INTRODUCCIÓN El SCR tiene una caída en conducción muy baja, pero necesita que el circuito de potencia anule su corriente anódica . Esto ha reducido su empleo a circuitos de alterna (bloqueo natural con una conmutación por ciclo).

TEMA 7. TIRISTORES DE APAGADO POR PUERTA 7.1. INTRODUCCIÓN 7.2. ESTRUCTURA Y FUNCIONAMIENTO DEL GTO 7.3. ESPECIFICACIONES DE PUERTA EN EL GTO 7.4. CONMUTACIÓN DEL GTO 7.4.1. Encendido del GTO 7.4.2. Apagado del GTO 7.5. MÁXIMA CORRIENTE ANÓDICA CONTROLABLE POR CORRIENTE DE PUERTA 7.6. OTROS DISPOSITIVOS DE APAGADO DESDE LA PUERTA. 7.6.1. Tiristor Controlado por Puerta Integrada: IGCT. 7.6.2. Tiristor Controlado por Puerta MOS: MCT 7.7. COMPARACIÓN ENTRE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA. 7.8. ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA

Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 1 de 23

Desde los primeros años del SCR los fabricantes han intentado conseguir que los SCR pudiesen cortarse desde la puerta A principios de los años 80 aparecen los primeros GTOs. Porqué no puede cortarse un SCR desde puerta? CÁTODO (K) PUERTA (G)

V GK <0

Unión Catódica

p Unión de Control

n+

n+

-

+

+

-

-

n-

Capa Catódica

+

Capa de Control Capa de Bloqueo

Unión Anódica p+

Capa Anódica ÁNODO (A)

Al aplicar una tensión negativa en la puerta (V GK <0), circula una corriente saliente por la puerta. Aparece una focalización de la corriente anódo-cátodo hacia el centro de la difusión n + catódica debido a la tensión lateral. Esta corriente polariza directamente la zona central de la unión catódica, manteniendo al SCR en conducción.


ESTRUCTURA DEL GTO

CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DEL GTO

Cátodo

Puerta

n+

Puerta

i A

n+

Puerta

BV ≈20÷30 V p

V AK n p+

n+

p+

n+

p+

Ánodo

Ánodo

Ánodo Sección de un GTO: Las principales diferencias con el SCR son: Interconexión de capas de control (más delgada) y catódicas, minimizando distancia entre puerta y centro de regiones catódicas y aumentando el perímetro de las regiones de puerta. • Ataque químico para acercar el contacto de puerta al centro de las regiones catódicas. + • Regiones n que cortocircuitan regiones anódicas: • Acelerar el apagado • Tensión inversa de ruptura muy baja •


Puerta

Puerta Cátodo

Cátodo

Característica estática y símbolos de GTO’s


FUNCIONAMIENTO DEL GTO A

A p1

J 1

J 1

J 2

J 2

G

G

p2 n2

Para conseguir cortar el GTO, con una corriente soportable por la α2 puerta, debe ser β off = α + α − 1 lo mayor posible, para ello

A I A = I E1

p1 n1

n1

FUNCIONAMIENTO DEL GTO

J 2

n2

K

I C2

I C1

p2

J 3

1

T 1

n1

p2

I B1

T 2

G J 3

I G

I B2

K

I K = -I E2 K

Al cebarlo por corriente entrante de puerta, tenemos exactamente el mismo proceso que en el SCR normal. Para bloquearlo, será necesario sacar los transistores de saturación aplicando una corriente de puerta negativa:

I B2=α1 I A-I G - ; I C2= - I B1 = (1-α1 ) I A

La no saturación de T2 ⇒ I B2< I C2 / β2 dónde β2= α2 sustituyendo las ecuaciones anteriores en la desigualdad obtenemos:

I B 2 <

I C 2 ⋅ (1 − α 2 ) α2

=

I B 2 = α 1 ⋅ I A − I G− <

(1 − α 1 ) ⋅ (1 − α 2 ) α2

/(1-α2 )

2

debe ser: α2 ≈1 (lo mayor posible) y α1 ≈0 (lo menor posible). ⇒ α2 ≈1

implica que la base de T 2 (capa de control) sea estrecha y poco dopada y que su emisor (capa catódica) esté muy dopado. Estas condiciones son las normales en los SCR .

⇒ α1 ≈0 implica

que la base de T 1 (capa de bloqueo) sea ancha y tenga una vida media de los huecos muy corta. La primera condición es normal en SCRs de alta tensión, la segunda no, porque ocasiona un aumento de las pérdidas en conducción. Para conseguir una buena ganancia βoff será necesario asumir unas pérdidas en conducción algo mayores. Los cortocircuitos anódicos evitan estas pérdidas extras, al quitar corriente de base a T 1 disminuyendo su ganancia sin tener que disminuir la vida media. Respecto a la velocidad de corte de T 1, si la vida media de los huecos es larga, el transistor se vuelve muy lento, ya que solo pueden eliminarse por recombinación al no poder difundirse hacia las capas p circundantes por estar llenas de huecos. Los cortocircuitos anódicos aceleran la conmutación de T 1 al poder extraerlos (a costa de no soportar tensión inversa).

⋅ I A ;

(1 − α 1 ) ⋅ (1 − α 2 ) ⋅ I A α2

I A − luego: I G > β , off dónde β off es la ganancia de corriente en el momento del corte y vendrá expresada por:

βoff =

α2 α1 +α2 −1



ESPECIFICACIONES DE PUERTA DEL GTO

CIRCUITO DE EXCITACIÓN DE PUERTA DEL GTO

GTO Bloqueado

GTO Conduciendo G

dI G / dt

I GM I GON

t

-

I GM

Se necesita una fuente de tensión con toma media. Formas de Onda de la Corriente de Puerta a) Para entrar en conducción, se necesita una subida rápida y valor I GM suficientes para poner en conducción todo el cristal. Si sólo entra en conducción una parte y circula toda la corriente, se puede dañar. Nótese que si sólo entra en conducción una parte bajará la tensión ánodocátodo y el resto de celdillas que forman el cristal no podrán entrar en conducción. b) Cuando se ha establecido la conducción se deja una corriente I GON de mantenimiento para asegurar que no se corta espontáneamente. (Tiene menos ganancia que el SCR). c) Para cortar el GTO se aplica una corriente I G - =I A / βoff muy grande, ya que βoff es del orden de 5 a 10. d) Esta corriente negativa se extingue al cortarse el SCR, pero debe mantenerse una tensión negativa en la puerta para evitar que pudiera entrar en conducción esporádicamente.



CONMUTACIÓN DEL GTO Carga + DLC

+

I o

D f

Turn-on snubber Lon Lon

Don

CONMUTACIÓN DEL GTO. ENCENDIDO POR CORRIENTE POSITIVA DE PUERTA

AMORTIGUADOR DE ENCENDIDO:

Limita la velocidad de subida de la corriente anódica en el encendido, evitando que I A alcance valores muy altos cuando aún no puede circular por todo el cristal (podría subir mucho debido a la recuperación inversa de D f )

I G / t, Limitada por las inductancias parásitas I G I GM

I GON

AMORTIGUADOR DE APAGADO:

Limita la velocidad de subida de la tensión anódica en el apagado, evitando que al subir V AK las corrientes por las capacidades de las uniones lo ceben de nuevo

D S

t I A : Sin amortiguador de encendido I A

t d I Ama x : Limitada por el amortiguador de encendido

Turn-off snubber

t V AK

L L S

GTO

Inductancia parásita de las conexiones

t

C S

Formas de Onda en el Encendido del GTO

Circuito para el Estudio de la Conmutación del GTO: Al no poder hacerlo funcionar sin estos componentes auxiliares, vamos a estudiar la conmutación del GTO sobre este circuito completo.



CONMUTACIÓN DEL GTO. APAGADO POR CORRIENTE NEGATIVA DE PUERTA I G

MÁXIMA CORRIENTE ANÓDICA CONTROLABLE POR CORRIENTE DE PUERTA EN UN GTO Cátodo

I GON t

I A

t s

+ Puerta n

nt Resonancia de C s y L (Pérdidas)


Puerta

Focalización de la I A debido al potencial lateral Aumento de la resistividad

⇒

Al aplicar una corriente negativa por la puerta, se produce un campo lateral, que provoca que la corriente anódica se concentre en los puntos mas alejados de las metalizaciones de puerta.

⇒

Esto hace que aumente la resistividad de la capa de control.

⇒

Para que circule la corriente I G requerida, se necesita más tensión.

⇒

Si sube I A se necesita aún más tensión -V GK .

⇒

Se podrá subir -V GK hasta la tensión de ruptura de la unión Puerta-Cátodo.

⇒

Esta ruptura definirá la máxima corriente controlable desde la puerta

t Formas de Onda en el Apagado del GTO

n+

p

t cola

V AK

Puerta


TIRISTOR CONTROLADO POR PUERTA INTEGRADA: IGCT

FUNCIONAMIENTO DEL IGCT

GTO y Diodo de la misma tensión de ruptura. Para integrarlos en la misma oblea, hay que hacer el diodo más ancho Más pérdidas

 



IGCT y Diodo de la misma tensión de ruptura. Se integran sin problemas. Se suprimen los cortocircuitos anódicos, se sustituyen por una capa anódica “transparente” a los electrones (emisor del transistor pnp muy poco eficaz 1 muy pequeña. Esto permite hacer un dispositivo PT más estrecho con menores pérdidas en conducción . Se mejora el diseño de la puerta (muy baja inductancia) 4.000 Amp/ s (con una tensión Puerta-Cátodo de sólo 20V). Apagado muy rápido menores pérdidas en conmutación.




En el IGCT, se consigue transferir TODA la corriente catódica a la puerta rápidamente, de forma que la unión catódica queda casi instantáneamente polarizada inversamente y el apagado del SCR queda reducido al corte del transistor npn No es necesario un amortiguador de apagado.



La ganancia de puerta será 1 ya que toda la corriente anódica se transfiere a la puerta. Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 14 de 23

ZONA DE OPERACIÓN SEGURA DEL IGCT

MODULO CON UN IGCT

4.500V, 3.600Amp. Diámetro Oblea: 120 mm

Ejemplo de zona de operación Segura de un IGCT. (Análoga a la de un BJT)



TIRISTOR CONTROLADO POR PUERTA MOS: MCT

COMPARACIÓN ENTRE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA

Conductor A G

G +

p

Doff

n+

Doff n S off

A

+

p

S on G

G

S on p

off-FET

S off

n

Don

on-FET

-

p

K

+

n

K

a)

b)

(a) Sección Transversal del p-MCT. (b) Circuito Equivalente

Comparación de la caída de tensión en conducción.

A

A

MOS G



G

 

K

Símbolos del MCT: a) p-MCT 



K

b)

Estructura formada por un SCR y dos transistores MOS (uno para encenderlo y otro para apagarlo) Estructura compleja, con muchos requerimientos contradictorios. Comenzaron las investigaciones en 1992, en la actualidad se han abandonado al no poder alcanzar potencias elevadas y no ser competitivo con el MOS en bajas potencias (frecuencia menor y mayor complejidad de fabricación mayor costo).


 

IGBT

Fácil de controlar Velocidad Bajo coste (V<150V) Salida lineal



Alto coste/kVA (V>300V)



 

Área de silicio /kVA Fácil de controlar No “Snubber”

Caída en conducción  f max 50kHz

SCR  



GTO

Área de silicio /kVA Tensiones y corrientes muy altas



No se apaga desde la puerta





Muy alta tensión Área de silicio /kVA

Circuito de puerta  Pérdidas en Conmutación  “Snubbers”


COMPARACIÓN ENTRE DISPOSITIVOS DE POTENCIA

ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: COOL-MOS

Evolución de la máxima potencia controlable con GTO e IGBT . (Fuente ABB) I MAX (kA) 7 6

GTO

5 4 3 2 1

1

2

log(f) 10 5 (kHz) 20 100 50 MOS

4

5

6

7 V MAX (kV)

1 3

3

IGBT Consiguen que la resistencia en conducción crezca casi linealmente con la tensión de ruptura del dispositivo en vez de crecer con una potencia 2.6. Esto los hace interesantes para tensiones altas (600 a 1500Voltios). Existen comercialmente (Infineon).

Máximas tensiones, corrientes y frecuencias alcanzables con transistores MOS , IGBT y GTO Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 19 de 23


ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: IEGT Injection Enhanced Gate Thyristor: IEGT La razón por la que la caída en conducción de un SCR o GTO es menor que en el IGBT radica en la doble inyección de portadores (desde el cátodo y desde el ánodo). En el IGBT la inyección desde la fuente es muy limitada. En el IEGT, se consigue que la capa de fuente tenga una eficiencia muy alta (optimizando los perfiles de los dopados)

ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: HiGT


Fuente


Puerta

óxido de puerta

óxido de puerta +

n

n

+

p

+

n

n+

+

n+

+

n

+

canal

p

p

(sustrato)

−

n

−

Región de arrastredel Drenador

Región de arrastre del Drenador n

n

p

canal

(sustrato)

n

Puerta

SiO 2

SiO 2

n

Fuente

+

Capa de Almacenamiento

p+ (oblea)

Capa de Inyección Drenador

a) IGBT

n+

Capa de Almacenamiento

p+ (oblea)

Capa de Inyección Drenador

b)HiGT (Hitachi)

La caída en conducción puede ser comparable a la del GTO para los dispositivos existentes de 4.500V y 1.500Amp. En investigación (Toshiba) Existen variantes (HiGT Hitachi)

El efecto es parecido al obtenido en el IEGT.



ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: COMPARACIÓN ENTRE LOS DISPOSITIVOS NUEVOS Y LOS CONSOLIDADOS

Comparación de la caída en conducción de dispositivos nuevos y consolidados


INTRODUCCIÓN

TEMA 8. LIMITACIONES DE CORRIENTE Y TENSION 8.1. INTRODUCCIÓN 8.2. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS 8.2.1. Conexión en Serie 8.2.2. Conexión en Paralelo 8.3. PROTECCIONES 8.3.1. Protección contra Sobreintensidades 8.3.2. Protección contra Sobretensiones 8.3.2.1. Protección con Redes RC 8.3.2.2. Protección con Semiconductores y Varistores de Óxido Metálico

Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 1 de 25



1er tema dedicado a aspectos prácticos en el uso de Dispositivos de Potencia.  Próximo tema: Circuitos de Disparo.  Siguiente tema: Limitaciones Térmicas.



Objetivo de este tema: No superar límites recomendados por fabricantes (Tensiones, corrientes y sus derivadas) Evitar la destrucción de los dispositivos: 

Extensión de las características de los dispositivos por dificultad o imposibilidad de encontrar los dispositivos adecuados en el mercado:  



Conexión Serie. Conexión Paralelo.

Empleo de dispositivos auxiliares para evitar que se superen los límites de los dispositivos: 

Sobreintensidades.  Empleo de Fusibles



Sobretensiones:  Redes Amortiguadoras.  Limitadores de tensión.


ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN SERIE


Al conectar en serie dos dispositivos se trata de poder realizar un convertidor en el que soporten tensiones mayores que las que soporta un solo dispositivo. deberían soportar el doble de lo que soportan cada uno de ellos.  Optimo  Problema reparto desigual de las caídas de tensión entre los dos dispositivos (aunque sean del mismo fabricante y de la misma serie).  Ejemplo con SCR Cubre los casos de bloqueo directo e inverso.

Debido a los problemas antes mencionados, se prefiere emplear resistencias iguales que eviten un desequilibrio exagerado entre las tensiones soportadas por los dispositivos, así para el caso de dos dispositivos el efecto de conectar una resistencia igual a cada dispositivo es (sólo se considera bloqueo directo, el efecto sobre el bloqueo inverso es análogo):

I A I A SCR1

SCR1

V T

V AK2 V AK1 V AK

V AK1

SCR2

Se pueden elegir R 1 y R 2 de tal forma que el par SCR 1-R 1 y el par SCR 2-R 2 tengan la curva característica compuesta muy parecida.

V AK1

R1 V T

SCR2

V AK2

R2

  

Problemas: Si en vez de dos son un número elevado es imposible ajustarlo. Al cambiar la temperatura cambian las curvas. Cada vez que se sustituya un SCR por mantenimiento hay que reajustar todas las resistencias


V AK2

V’ AK1

R2 V AK1 V AK2 V AK

Reparto de Tensiones en una Asociación Serie de Tiristores Restricciones:

Reparto de Tensiones en una Asociación Serie de Tiristores

I T

V’ AK2

R1

V AK1 V AK2

V T= V AK1+V AK2 I = I A1= I A2

SCR1

V AK1

V AK2 V T

SCR2

I A

I T



Ninguna de las tensiones anódicas deberá ser mayor que la máxima soportable por cada dispositivo (E p).



La tensión total máxima será la suma de las dos tensiones ánodo-cátodo, cuando la mayor de las dos alcance su valor máximo (E p).   

El mayor valor posible será cuando las dos tensiones ánodo-cátodo sean iguales entre sí y al valor máximo (Ep). Cuanto menor sea R más parecidas serán las dos tensiones ánodocátodo. Cuanto menor sea R tendremos más disipación de potencia en R, para n resistencias las pérdidas totales serán:

P n.(Ep)2/R


ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN SERIE I=I Amin SCR1

V AK1= Ep=I 1 R

I=I Amax SCR2 V T =E m

En las transiciones de cebado a bloqueo y viceversa pueden presentarse problemas debido a la diferencia de velocidad de cada dispositivo:

I 1 R

V AK2

Cebado: Si se retrasa uno de los dispositivos Soportará toda la tensión.  En el caso del SCR es menos grave que en otros dispositivos, ya que la tensión cae a unos pocos voltios (Debe evitarse, porque a la larga se dañará).  La solución es dar un pulso de puerta adecuado para que todos los dispositivos entren en conducción a la vez.  Debe llegar el pulso a la vez (Uso de fibras ópticas, caminos iguales).  Debe ser lo más escarpado posible.



Bloqueo: Si se adelanta un dispositivo Soportará toda la tensión entrando en ruptura.  En el caso del SCR es más grave que en otros dispositivos, ya que la tensión cae a unos pocos voltios y no se consigue que se bloquee.  Una posible solución es retrasar todos los SCR añadiendo una capacidad en paralelo:

I 2 V AK3

R

M M

I=I Amax SCRn



I 2 R

I=I Amax SCR3


I 2 V AKn

R R D C

Ecualización Estática de una asociación serie de SCR’s (Ep será la máxima tensión que soporta un dispositivo en bloqueo directo o inverso) V AK 1 > V AK 2 = V AK 3 L = V AK n I 1 > I 2

V AK 1

= I 1 ⋅ R =

E P ; Em = E p + (n − 1) ⋅ R ⋅ I 2

Como: I 2 = I 1 − I Amax resulta:

R ≤

n ⋅ E p

−

C

R D C

E m

(n − 1) ⋅ I Amax

Se ha de repetir para bloqueo directo e inverso y elegir el menor valor que resulte para R.


C M

M

Esta solución tiene el problema de que al cebar los SCR hay unas elevadas corrientes anódicas y sobre todo una elevada derivada de dicha corriente

Esta solución tiene el problema de no ser capaz de retrasar los SCR el tiempo requerido.



ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN PARALELO

La solución pasa por tener un circuito con un diodo, que al cebar permita una descarga lenta del condensador a través de R D pero al bloquear, conecte C directamente a la tensión ánodo-cátodo. El circuito completo para la conexión serie de un grupo de SCRs será por tanto:

Al conectar en paralelo dos dispositivos se trata de poder realizar un convertidor en el que soporten corrientes mayores que las que soporta un solo dispositivo.   

D

R D

Óptimo deberían soportar una corriente el doble de lo que soporta cada uno de ellos. Problema reparto desigual de las corrientes entre los dos dispositivos (aunque sean del mismo fabricante y de la misma serie). Ejemplo con SCR

I A

R S

I A1

C

I A I A1

SCR1

I A2 SCR2

V AK I A2

D

R D

R S C

V AK Reparto de Corrientes en una Asociación Paralelo de Tiristores

Ecualización Dinámica

M

Ecualización Estática

El problema se agrava cuando la derivada de la tensión ánodo-cátodo en conducción es negativa

Ecualización Estática y Dinámica de un grupo de SCRs conectados en serie.





El problema se agrava cuando la derivada de la tensión ánodo-cátodo en conducción es negativa:

I A I A

T 1

SCR1 SCR2 I’ A1

I A1

I’ A

I A2

I A

T 2

T 1+ T 1

I A2

I A

T 2 - T 2

I’ A1 I’ A I’ A2

I A1

Si los dispositivos tienen coeficiente negativo es necesario el uso de ecualización, por ejemplo empleando resistencias o bobinas acopladas:

R I A1

I’ A2

SCR1

I A I A1

R

I’ A1 V’ AK

I A2

I’ A2

I A2

SCR2 V AK

V´ AK V AK

a)

V AK V´ AK

b)

V’ AK

Uso de resistencias ecualizadoras. Problema: La Potencia crece con el cuadrado de la corriente No se puede usar para corrientes elevadas.

Conexión en paralelo de dos dispositivos de potencia: a) Con coeficiente de temperatura negativo y b) Con coeficiente positivo.    

Si por uno de los dispositivos pasa más corriente, se calentará más. Si sube la temperatura se desplaza la curva característica estática para disminuir su caída de tensión. Si tiene menor caída de tensión que los demás, circulará una corriente aún mayor. Ese incremento de corriente ocasionará un aumento de la temperatura, haciendo que el desequilibrio de corrientes sea muy grande.

Si la derivada de la tensión ánodo-cátodo en conducción es positiva el efecto es justo el contrario y se equilibran las corrientes.



ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN PARALELO Conexión de tres dispositivos en paralelo Conexión de dos dispositivos en paralelo

ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN PARALELO Aunque los dispositivos tengan coeficiente de temperatura negativo, se pueden conectar si te tienen en cuenta las siguientes recomendaciones: 



 

Si se puede elegir midiendo las caídas a corriente nominal y a Temperatura constante, se puede definir una banda de voltajes por ejemplo de 50 mVoltios y escoger los que caigan dentro de la banda. Se debe cuidar especialmente el cableado (pletinas) para que sean del mismo tamaño y no provoque caídas extra que ocasionen mayores desequilibrios. Se deben montar en una misma aleta, para tratar de igualar las temperaturas de las cápsulas. Se debe cuidar especialmente el circuito de disparo generando un pulso con una pendiente elevada y del valor adecuado al número de dispositivos conectados en paralelo. A cada dispositivo le debe llegar el pulso a la vez. 

Ánodo

Retrasos en el disparo pueden hacer que no lleguen a entrar en conducción los SCR retrasados (por tensión ánodo-cátodo muy baja), sobrecargando a los que se han adelantado. SCR Auxiliar

Módulo de Potencia

Puerta Cátodo Conexión de 2 y 3 Tiristores en Paralelo con Bobinas Ecualizadoras: 

Ventaja: No pérdida de potencia en resistencias



Desventajas: Demasiada complejidad al subir el número de dispositivos en paralelo: coste, peso y volumen.


Conjunto de Varios Tiristores en Paralelo en un mismo Encapsulado incluyendo un SCR auxiliar para el disparo. En el encapsulado de estos módulos, los fabricantes tienen en cuenta las recomendaciones anteriores, por lo que pueden usarse sin problemas.


PROTECCIONES.

PROTECCIÓN CONTRA SOBREINTENSIDADES t m : Tiempo de fusión t a : Tiempo de arco t c : Tiempo de limpieza de la falta

En este tema se va a estudiar la protección de los dispositivos, no la protección de máquinas o personas (objeto de otras asignaturas). Los dispositivos deberán protegerse contra: 



Sobreintensidades:  Posibles causas:  Sobrecargas.  Cortocircuitos.  Medidas a tomar: Al tratarse ambas causas de un mal funcionamiento, debe detenerse la operación del dispositivo, hasta que un operador repare la causa.  Fusibles.  Interruptores. Sobretensiones:  Posibles causas:  Causas externas al circuito: • Perturbaciones atmosféricas • Conexiones y desconexiones de equipos en la red.  Causas internas al circuito: • Variaciones bruscas de corrientes por bobinas.  Medidas a tomar: Al ser un funcionamiento normal del circuito, deberá evitarse que se superen los límites de tensión de cada dispositivo y sus derivadas. Por tanto, se limitará el efecto de las sobretensiones dejando el circuito en servicio.  Redes RC.  Dispositivos auxiliares limitadores de tensión.

I cc

Corriente sin el fusible

I max

Corriente sin el fusible

t a

t m

t

t c Efecto Limitador de Corriente en un Fusible Al seleccionar un fusible es necesario calcular la corriente de fallo y tener en cuenta lo siguiente: 1. El fusible debe conducir de forma continua la corriente nominal del dispositivo. 2. El valor de la energía permitida del fusible ( i 2t c) debe ser menor que la del dispositivo que se pretende proteger. 3. El fusible debe ser capaz de soportar toda la tensión una vez que se haya extinguido el arco. 4. La tensión que provoca un arco en el fusible debe ser mayor que la tensión de pico del dispositivo.



PROTECCIÓN CONTRA SOBREINTENSIDADES I (RMS)

PROTECCIÓN CONTRA SOBREINTENSIDADES

Característica del dispositivo

Rectificador

Característica del fusible

T 1

T 2

F 1 Red AC

a g r a C

F 2 T 4

10-2

10-1

1

10

t, segundos

Protección de un Grupo de Dispositivos

Protección Completa con un Fusible

Rectificador

dispositivo

I (RMS)

T 3

F 1

F 2

fusible disyuntor magnético

10-1

T 2

T 4

T 3

Red AC

F 4

disyuntor térmico 10-2

T 1

1

10

t, segundos


a g r a C

F 3

Protección Individual de los Dis ositivos Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 16 de 25

PROTECCIÓN CONTRA DERIVADA MÁXIMA DE INTENSIDAD

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES I A

Amortiguador de encendido

Ron

I A t a

dI A /dt=V R /L S

L S

t

Lon

I A

V AK

Don

t Carga almacenada V R t

V AK t

V R

t b

V P Sobretensión I A

En el encendido del SCR o GTO será: ∂ I A ∂t

=

1 Lon

⋅ V Lon

a)

b)

c)

Sobretensión Producida al Cortar un Circuito I nductivo.: a) Circuito, b) Conmutación con un Dispositivo Ideal, c) Conmutación con un Dispositivo Real

Limitación de la Derivada Máxima de la Corriente en un Dispositivo



PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. USO DE REDES RC

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. DESCONEXIÓN DE LA RED

I A t a L S

Red AC t b=0

Amortiguador de apagado I A

R C

S 1

Amortiguador

Transformador

t

V AC

V AK V P

V R

R

Lm

V o

C

t

r a o i d c i t n e r t e o v n P o e d C

a) Circuito Equivalente antes de la Desconexión de la Red Uso de un Circuito Amortiguador en la Conmutación de un Dispositivo

Circuito Resonante

Lm

R

V o

C

b) Circuito Equivalente tras la Desconexión de la Red



PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. DESCONEXIÓN DE LA CARGA Amorti guador

Convertidor de Potencia I L

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. SVS SVS : Silicon Surge Voltage Supressor: Hace el efecto de dos diodos Zener conectados en antiparalelo, entrando en conducción si se supera la tensión Límite, protegiendo los dispositivos contra sobretensiones.

S 2 L S R

V S

a g r a C

V o

C

Estructura, símbolo de circuito y fotografía de SVS Se conectarán en paralelo con el dispositivo o equipo que deba ser protegido, así para proteger a un SCR, se elegirá un SVS de forma que teniendo en cuenta las tolerancias de fabricación del SVS para la corriente máxima prevista por el SVS no se alcance la tensión V DRM o V RRM del SCR.

a) Carga Conectada

Circuito Resonante L S V S

R C

a g r a C

b) Desconexión de la Carga

Tensiones y corrientes al conectar un SVS en paralelo con un SCR.



PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. OTROS DISPOSITIVOS: Diodos de Selenio y MOVs

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES COMPARACIÓN ENTRE SVS Y MOV

Además de los SVS , se utilizan Diodos de Selenio y MOV (Metal Óxido Varistor): Los Diodos de Selenio son Diodos Zener, y por tanto protegen en un solo sentido. Son bastante antiguos y con poca capacidad de disipación de energía. Los MOV son resistencias no lineales dependientes de la tensión, de forma que a tensiones por debajo del umbral presentan una resistividad muy elevada, pero al superar su umbral tienen una resistividad mucho mas baja comportándose de forma parecida a los SVS (como dos diodos Zener en antiserie). Son dispositivos formados por un aglomerado de microgránulos de óxido de Zinc, y pequeñas cantidades de otros óxidos metálicos (Bismuto, Cobalto, Manganeso...). Estos gránulos forman uniones p-n en sus bordes, de forma que el conjunto es un numero elevado de uniones p-n en serie. Estos dispositivos pueden conectarse en serie o en paralelo si es necesario. Comparación entre estos dispositivos: V. DC (V) SVS 400-3.200 MOV 60-1400 Diodo de Selenio 35-700 Carburo de Silicio 6Cápsulas de Arcos 90-

I. Pico (A) 135-50 350 30 2000 1700

P. Pico (kW) 65-192 200 15 4000 3.4

E. Pico (Julios) 3.5-10 20 1.5 400 0.34

Vp/Vnom

<1.2 1.7 2.3 3.2 8.2



PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES Dispositivo a Proteger SVS ó MOV

R C

Uso conjunto de varistores y redes RC para proteger a un dispositivo o equipo.


INTRODUCCIÓN Flujo de Potencia

TEMA 9. CIRCUITOS DE DISPARO PARA INTERRUPTORES DE POTENCIA 9.1. INTRODUCCIÓN 9.2. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO 9.2.1. Circuitos de Control con Acoplamiento DC 9.2.1.1. Salida Unipolar 9.2.1.2. Salida Bipolar 9.2.2. Circuitos de Control con Aislamiento Eléctrico 9.2.3. Alimentación en los Circuitos de Disparo 9.2.3.1. Alimentación con circuitos de Bombeo de Carga por Condensador 9.2.3.2. Alimentación con circuitos “Bootstrap” 9.2.4. Circuitos de Puerta para SCRs 9.3. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN SERIE 9.4. PROTECCIONES DEL INTERRUPTOR DE POTENCIA INCORPORADAS EN EL CIRCUITO DE CONTROL 9.4.1. Protección contra Sobrecorriente 9.4.2. Protección contra Cortocircuitos en Montajes Tipo Puente 9.4.3. Conmutación sin Snubbers

Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 1 de 27


Fuente de Energía Eléctrica

Amplificadores de potencia Aislamiento galvánico de las señales (deseable)

Elementos de cálculo

Carga

o d n a M e d o t i u c r i C

Objeto de este tema

Esquema de un convertidor de potencia. En este tema estudiaremos circuitos amplificadores (“Drivers”) siguientes características:

con las



Toman señales procedentes de un sistema digital (5V, 3.3V...) y las amplifican a niveles adecuados para la conmutación de dispositivos de potencia.  Dependiendo de las características del dispositivo a controlar, podrán ser de baja o media potencia.  Deben generar señales adecuadas para garantizar:  La conmutación rápida con pérdidas mínimas.  La entrada en conducción segura del dispositivo, con pérdidas en conducción mínimas.  El corte seguro evitando que entre en conducción espontáneamente.  Deben incluir las protecciones adecuadas para evitar la destrucción del dispositivo que controlan:  Sobrecorriente.  Tiempos muertos en ramas de puentes.


CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Unipolares Circuito de Disparo l a t i g i d l a ñ e S

Dispositivo de Potencia

V BB

CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Unipolares

V BE (T A )

I 2 T B Comparador

R1

I 1

T A

I B ( T A )

Comparador

R2

I Bon

V BB

= −VCE

sat

=

Comparador

=

I Balmacenamiento

I 1

−

(TB ) + R1 ⋅ I 1

+ V BE

on

Carga

R1 T 1 R G T 2

M 1 C GS

b) Altas Frecuencias de Trabajo

(9-1) Circuitos de Control de Puerta de un Interruptor MOSFET o IGBT de Potencia

(9-2)

(TA )

V cc

Circuito de Disparo

C GS

V BEon (T A ) R2

M 1

a) Bajas Frecuencias de Trabajo

V BE almacenamiento

V BB

Carga

R1 R2

(a) Circuito de Control de la Corriente de Base de un BJT. (b) Formas de Onda de Tensión y Corriente durante el Corte

R2

V cc

Circuito de V BB Disparo

t s

(9-3)



Diseño del circuito disparo: 1. Se parte de una velocidad de corte deseada, a partir de la cual se estima el valor de la corriente negativa que debe circular por la base durante el tiempo de almacenamiento (corte del BJT de potencia, ecuación 9-1). 2. Conocido el valor de la corriente de base y de tensión base-emisor con el BJT en estado de conducción, se determina I 1 de la ecuación 9-2. 3. Se calcula R1 de la ecuación 9-3, suponiendo que V BB vale unos 8 Volt. Un valor pequeño de V BB disminuye las pérdidas (del orden de V BB .I 1) en el circuito de base pero, un valor excesivamente pequeño de V BB aumenta la influencia de V BEon en el circuito de base (ecuación 9-3).


En el circuito a): on=(R 1+R 2)CGS y off = R 2CGS ; Problemas:  Si se necesita conmutar a alta velocidad, deben ser ambas resistencias de valor pequeño.  Aparece una disipación de potencia importante durante toff debido al 2

pequeño valor de R 1: Poff (toff /T)(VBB /R 1). 

En el circuito b): on= off = R GCGS.  No se presenta el problema de disipación, al conducir sólo uno de los dos transistores a la vez.  Puede hacerse R G muy pequeña (incluso cero). La carga y descarga de la capacidad de puerta podrá hacerse mucho más rápido y por tanto la conmutación del dispositivo (MOS o IGBT).

Existen en el mercado numerosos CI con salida análoga a esta última, por ejemplo DS0026 ó UC1707 que pueden suministrar hasta 1Amp.


CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Bipolares

CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Bipolares

Para acelerar la conmutación al corte de transistores con puerta tipo Bipolar ó MOS puede aplicarse una tensión negativa en la puerta, así: 

En los BJT, aparece una corriente de base negativa que disminuye drásticamente el tiempo de almacenamiento.  En los MOS e IGBT se acelera la descarga de la capacidad de puerta como se observa en la siguiente figura:

Limitación de corriente en BJTs

Circuito de Disparo

V cc

V BB + R B

Comparador

C on

Tensión de Referencia

T b +

Circuito de control

A

T A

+

T b − BJT ó MOS

Divisor de tensión capacitivo

Circuito Bipolar de Control de Base de Interruptor de Potencia

V cc

Circuito de Disparo

V BB T b+ A

La tensión V cc vale 55Volt., la resistencia de puerta es de 50 Ohmios y la tensión V GS vale inicialmente +20Volt. cambiando a 0Volt. en el caso Unipolar y a –20Volt. en el caso Bipolar. El retraso que se observa entre ambos casos es de unos 35nS.

T b −

V BB

2

− I B

−V BB

2

T A

Resto del circuito de Potencia

Se puede comprobar, que gracias al divisor de tensiones capacitivo, se puede aplicar al transistor de potencia (MOS o IGBT) una tensión negativa a su entrada (al saturar el transistor T b- cuando se corta el transistor T b+ ).



CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO

CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. OPTOACOPLADORES

Fuentes de alimentación V0 auxiliares

Alimentación DC-aislada Capacidad parásita

V1

λ

Fase

Aislamiento Circuito de la señal de Base

Señal digital de control

Circuito de Control Aislamiento Circuito de la señal de Base

Neutro

Entradas de control





Necesidad de aislamiento de la Señal Lógica de Control:  

Tensiones elevadas (lineas rojas). Necesidad de protección del personal que maneja los equipos de control.  Diferentes niveles de tensión dentro del convertidor y por tanto diferentes referencias para las salidas Base-Emisor (Puerta-Fuente) de los drivers.  Se necesitan diferentes fuentes de alimentación auxiliares para los diferentes niveles de tensión. Existen diferentes métodos que se estudiarán en los próximos apartados.  El aislamiento galvánico se consigue empleando optoacopladores o transformadores de pulsos.


Referencia Digital

Referencia del interruptor de potencia

Señal de Control Optoacoplada 

Tierra

Alimentación de Potencia

Optoacoplador Salida hacia el “driver”

V2

Tierra

V BB



El fotoacoplador permite conseguir un buen aislamiento eléctrico entre el circuito de control y el de potencia. Este tipo de aislamiento ofrece como inconveniente la posibilidad de disparos espúreos en las conmutaciones del interruptor de potencia, debido a la capacidad parásita entre el LED y el fototransistor. Otro problema se debe a la diferencia de potencial entre las tierras del fotodiodo y del fototransistor que no debe superar la tensión de ruptura. Para minimizar estos dos inconvenientes se pueden usar fibras ópticas, (inmunidad al ruido EMI, aislamiento de alta tensión y evitan el efecto inductancia de los cables largos). No permiten transportar potencia, sólo señal, por lo que será necesario una fuente de alimentación auxiliar y un amplificador.




V BB

+15 V Circuito de Potencia

D A Circuito Integrado CMOS

RG

− V BB Optoacoplador

Optoacoplador

Circuito de Control de Base, con Aislamiento Optoacoplado de la Señal de Control El diodo DA sirve para evitar la saturación completa del BJT de potencia y así acelerar su conmutación.


Circuito de Control de Puerta, con Aislamiento Optoacoplado de la Señal de Control 

Este circuito es útil para hacer funcionar interruptores MOS a velocidades bajas (Los circuitos integrados digitales CMOS tienen una impedancia de salida alta).



Para velocidades mayores pueden usarse circuitos especializados con impedancia de salida mucho menor, por ejemplo IXLD4425, 3Amp y 15Volt.


CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES

CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES

Entrada al driver o señal de disparo

Q Oscilador de alta frecuencia /Q

Circuito de control

Referencia del interruptor de potencia

Referencia del circuito de control Inductancia de Magnetización

Señal digital de V c control (baja frecuencia)

Modulador

Señal de Control de Alta Frecuencia, Aislada con Transformador de Pulso 

El transformador de pulsos permite transportar una señal de cierta potencia, y a veces puede evitarse el uso de una fuente de alimentación auxiliar.



El problema es que no pueden usarse pulsos de baja frecuencia debido a la inductancia de magnetización.



Para pulsos de frecuencias superiores a la decena de kHz y con D 0.5 pueden conectarse directamente, conectándose bien a la puerta de transistores de potencia, o en circuitos análogos a los vistos sustituyendo a fotoacopladores.

V d

V o

l a a r d e v a i r r t d n E

Demodulador

Señal de Control de Baja Frecuencia Aislada con Transformador de Pulso La frecuencia del oscilador podría ser por ejemplo de 1MHz, y los diodos rectificadores serán de alta frecuencia, pero de señal.

V c Q /Q V o V d



CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES V BB

CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES Demodulador

Circuito de potencia

Modulador R p

ic

C p i p

BJT Potencia

N 1 ib

Lm

T 2

N 2 Señal Digital de Control

T 1

Circuito de disparo

Buffer

Q

R2

Oscilador

V control

Q

C 2

C 1

Buffer Schmitt-trigger

Buffer

D B

vi

RG

vo

N 3

Circuito de Base con Señal de Control Aislada mediante Uso de Transformadores de Pulso. Aplicación para Frecuencias de Trabajo Elevadas y Ciclo de Trabajo Aproximadamente Constante. Evita Fuente de Alimentación. Si T1 está conduciendo, ib sería negativa y por tanto, T2 se cortará. La corriente de magnetización por el transformador (por Lm) será transcurrido un tiempo:

V control Q Q

vi

vo

ip VBB/R p. Al cortar T1 cuando por L m circula ip, se hace circular una corriente por la base, y por tanto por el colector, de forma que al interactuar los devanados 2 y 3 será: ib=icN3/N2. Además, durante el tiempo que está cortado T1 Cp se descargará por R p. Si en estas condiciones se vuelve a saturar T1, la tensión aplicada al devanado 1 es VBB y la corriente ip por el transformador podrá ser muy alta, de forma que: ib= icN3/N2- ipN1/N2

Circuito de Puerta con Señal de Control Aislada con Transformador de Pulso. Aplicación para Bajas Frecuencias de Trabajo Si Vcontrol=1, aparece una señal de AF en el transformador, cargando una vez rectificada los condensadores C1 y C2 Vi=”0” y el CI está alimentado, al ser inversor dará una salida V o=”1” , haciendo que el MOS de potencia conduzca. Si V control=”0”, no hay tensión de AF en el transformador y C 2 se descarga por R 2 Vi=”1”, mientras que C1 se mantiene en carga (DB impide que se descargue), luego Vo=”0”. Si el circuito integrado es de bajo consumo (p.ej. 7555) se puede mantener cargado C1 hasta el próximo disparo.

Si se eligen adecuadamente las relaciones de transformación, podrá hacerse la corriente de base negativa y se cortará el transistor de potencia.



ALIMENTACIÓN EN LOS CIRCUITOS DE DISPARO

CIRCUITO DE DISPARO CON BOMBEO DE CARGA POR CONDENSADOR

V cc V cc 2

Circuito de disparo

V BB1

Circuito de bombeo de carga

Carga

D2

V cc 2

Circuito de disparo

V BB2

C 2

V CC +V BB

V BB

V CC

C 1 CD-1

D1 V BB

Osc.

V BB

V BB CD-2

Montaje Semipuente Circuito de Disparo con Bombeo de Carga por Condensador

V cc 

V BB1

V BB2

V BB3

CD-1

CD-3

CD-5

CD-2

CD-4

CD-6

V BB

Simplifica el circuito total, al evitar tres fuentes auxiliares en los puentes trifásicos.



No se ve afectado por el régimen de disparo de los interruptores de potencia.  Los transistores MOS, y demás componentes auxiliares deben trabajar a altas tensiones (aunque con corrientes bajas).  Los drivers usados para el disparo de los interruptores de la mitad superior de cada rama deben ser de alta tensión.

Esquema de un Inversor Trifásico Son necesarias dos fuentes auxiliares de alimentación para un montaje semipuente y cuatro para un puente trifásico. La complejidad y el costo es elevado, pero no hay restricciones respecto al régimen de disparo de los interruptores de potencia.



ALIMENTACIÓN EN LOS CIRCUITOS DE DISPARO D

V BB

+

V BB Driver

V BB

+

C

Driver

r e v i r D

V CC

D

D

V BB

+

C

C

Driver

Fase C

Fase B

Fase A

V BB

V BB r e v i r D

CIRCUITOS DE PUERTA PARA SCRs

r e v i r D

Tierra de Potencia G

Inversor Trifásico con Circuitos “Bootstrap” 

El circuito resultante es bastante simple, al conseguirse las tensiones requeridas con un diodo y un condensador.  Los drivers usados para el disparo de los interruptores de la mitad superior de cada rama deben ser de alta tensión.  El régimen de disparo de los interruptores debe tenerse en cuenta para que no se descarguen los condensadores.  Al iniciar el funcionamiento, deben dispararse todos los interruptores de la mitad inferior de cada rama para arrancar con los condensadores cargados.


R

K G

V

+

-

H G G

V

L G G

V




D1 15v V GK D2 RG

V control

V D

Circuito de Control de Puerta del Tiristor con Amplificación del Pulso de Corriente



CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN SERIE

PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES

ic V BB

D i g o l

RBSO

VGS=20V (máx. permitido por la tecnología) VGS=15V (recomendado)

4*iDnom

Señal de Control

Conmutación iDnom

v CE Circuito de Control en Serie con el Emisor del Interruptor de Potencia Para circuitos de disparo de BJTs puede aprovecharse que si se provoca el corte anulando IE el área de operación segura será la correspondiente al diodo C-B (no avalancha secundaria) luego será cuadrada y con un valor límite de VCE casi el doble (BVCB0 2*BVCE0). El transistor MOS empleado no necesita ser de alta tensión.


vDS

El problema que se plantea al intentar proteger contra sobrecorrientes a dispositivos tipo BJT, MOS o IGBT, es que la corriente no sube a valores lo bastante altos para que actuen a tiempo los fusibles, por ello debe realizarse la protección desde el circuito de disparo, así en los IGBTs: 

Al aplicar la tensión VGS de 15 voltios (recomendada por los fabricantes) en caso de cortocircuito la corriente se multiplica por cuatro y el circuito de control tiene entre 5 y 10 s para quitar la tensión de puerta (si la temperatura inicial es menor que 125ºC).  Si se aplicase la tensión máxima permitida por el espesor del óxido (20V), la corriente de cortocircuito subiría mucho más y el fabricante no garantiza el corte del dispositivo a tiempo.  En un cortocircuito, pueden darse dos casos: a) Cierre del interruptor cuando ya se ha producido un cortocircuito b) Se produce un cortocircuito cuando el dispositivo está conduciendo.


PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES.

PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES. b) Se produce un cortocircuito cuando está conduciendo el dispositivo (cont.)

a) Cierre del dispositivo sobre un cortocircuito

CGD iD

vDS

R G

VGS=R G*CGD*dVDS/dt+VGG

4*iDnom

VGG

iD

vDScc vDS

t

Al cerrar el IGBT sobre un cortocircuito, la tensión VDS cae ligeramente, pero se mantiene a un valor muy alto, lo que permite al circuito de control detectar el malfuncionamiento y dar orden de cortar al dispositivo.

El problema se agrava en este caso, ya que al subir la tensión de drenador, se acopla la subida a través de la capacidad Miller y se polariza la puerta con una tensión mayor, con lo cual la corriente de drenador puede subir hasta valores que impidan el corte del dispositivo. Se debe limitar la tensión de puerta a 15 voltios empleando un par de diodos Zener: CGD

b) Se produce un cortocircuito cuando está conduciendo el dispositivo

R G VGG

iD

vDS

4*iDnom

También es necesario emplear para cortar el IGBT una tensión de puerta negativa (al menos –5V, mejor –15V), porque:

iD

iDnom 

t

vDScc vDS

Al producirse un cortocircuito cuando el IGBT está conduciendo, la corriente sube hasta aproximadamente 4 veces la corriente nominal y la tensión sube hasta prácticamente el valor de corte. Se produce una subida muy rápida de la corriente y de la tensión.


Se acelera el corte disminuyendo las enormes pérdidas debidas a las elevadas tensiones y corrientes del cortocircuito.  Se asegura el corte, ya que la tensión umbral de corte disminuye en unos 10mV por cada grado de temperatura que suba la temperatura de la unión, de forma que durante un cortocircuito dicha tensión puede valer casi 2V menos que el valor que da el fabricante a 25ºC.  Debido a que la derivada de la corriente de drenador es muy alta, aparecen caídas de tensión extra en las inductancias parásitas internas y del cableado externo, la tensión que ve la puerta es menor que la esperada.


PROTECCIÓN CONTRA CORTOCIRCUITOS EN MONTAJES TIPO PUENTE

PROTECCIÓN CONTRA PULSOS DE CORTA DURACIÓN

V CC

Interr. Cerrado

Generación de retrasos V 1

Control T +

T +

Interr. Abierto

Entrada de Control

D+

t a)

Control

Control T -

V 2

T -

t

D-

b) t ∆t min

Control

V 1

a) b)

V 2

∆t min

∆t min

Eliminación de pulsos estrechos Alargamiento de pulsos estrechos

T +

Si algún pulso generado por el circuito de control (apertura o cierre) es demasiado estrecho, el circuito de disparo deberá evitar que dicho pulso llegue a la puerta del dispositivo por las siguientes razones:

T −

t c

t c

Circuito de Control con Generación de Tiempos Muertos Si está circulando corriente por T+ (I saliente de la rama), cuando se da la orden de corte a T+ debe esperarse un tiempo (tc) antes de dar orden de cierre a T- para que dé tiempo a cortarse a T+ y evitar un cortocircuito entre VCC , T+ y T-. El tiempo tc debe ser mayor que el tiempo de almacenamiento de T+. Si la corriente circula por T- (I entrante en la rama), el efecto es el mismo debiendo retrasarse el cierre de T+.




Un pulso estrecho no conseguirá que el interruptor entre en conducción o se corte totalmente por lo que las pérdidas subirán innecesariamente.  Muchos circuitos incluirán circuitos auxiliares, p. ej. amortiguadores, que necesitan de un tiempo mínimo para disipar la energía almacenada. Tiene el inconveniente de distorsionar ligeramente las formas de onda generadas.


CONMUTACIÓN SIN SNUBBERS Los circuitos auxiliares empleados como amortiguadores de encendido o de apagado, suponen una complejidad y un coste añadidos al circuito que deben evitarse si es posible. Es decir, no se usarán si el propio circuito garantiza que no se superarán los límites de derivadas de la corriente y tensión máximas ni las sobretensiones inducidas en las bobinas. 

Dispositivos con área de operación segura casi cuadrada como el IGBT son buenos candidatos.



Dispositivos cuya velocidad de conmutación pueda controlarse fácilmente como el MOS y el IGBT también son buenos candidatos, ya que haciendo que el dispositivo conmute más lento, se pueden controlar las derivadas de la corriente y tensión máximas y las sobretensiones inducidas en las bobinas. 

Al hacer que los dispositivos conmuten con tiempos de subida o bajada mayores las pérdidas de conmutación suben.  Para compensar estas pérdidas es necesario trabajar a frecuencias más bajas.


INTRODUCCIÓN

TEMA 10. CONTROL TÉRMICO DE LOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA

10.1. INTRODUCCIÓN 10.2. MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR 10.2.1. Convección. 10.2.2. Radiación. 10.2.3. Conducción. 10.2.3.1. Modelo Térmico Estático 10.2.3.2. Modelo Térmico Dinámico 10.2.3.3. Cálculo de la Temperatura de la Unión en Situaciones Transitorias 10.3. DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS 10.3.1. Radiadores 10.3.1.1. Convección Forzada 10.3.1.2. Cálculo de la Resistencia Térmica 10.3.2. Refrigeradores por líquidos

Problema a resolver: Al circular corrientes por los dispositivos y conmutar entre corte y saturación se producen unas pérdidas de potencia en forma de calor en el dispositivo. Si este calor no es extraído del interior del dispositivo, provocará una subida de la temperatura del semiconductor. La temperatura en el cristal de silicio no puede superar un valor máximo , (normalmente T jmax =125ºC), ya que: Empeoran las características funcionales del dispositivo. La vida media esperada disminuye al aumentar la temperatura.

a l a o C t 3 º c 5 e 7 p s e r a T jMax = a 2 T j =75ºC a i d d 125ºC e a r m 1 e a p s d e i a v d i 40º 50º 60º 70º 80º 90º 100º 110º 120º V Temperatura en la unión T j ºC Puede observarse que un dispositivo funcionando a 75ºC durará unas cuatro veces más que si trabaja a su temperatura máxima, por tanto es muy importante mantener la temperatura del cristal controlada, aún en las condiciones más desfavorables (Máximas disipación de potencia y temperatura del medio ambiente) ACCIONES A TOMAR:

Tema 10. Control Térmico. Transparencia 1 de 22


INTRODUCCIÓN

MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR. Convección

ACCIONES A TOMAR: Debe limitarse la potencia disipada en el dispositivo (pérdidas): Usar dispositivos con menor caída en conducción. Limitar la corriente máxima por el dispositivo. Usar técnicas que minimicen las pérdidas en conmutación. O bien facilitar la evacuación del calor generado hacia el medio ambiente (supuesto como un sumidero de calor infinito) empleando:

A

El mecanismo de convección del calor ocurre entre un sólido y el fluido con el que está en contacto. Las capas del fluido más próximas se calientan y crean un flujo (convección natural) o mediante un ventilador o bomba se establece un flujo (convección forzada)

Superficie a TS d

Flujo de aire a T a

Cápsulas adecuadas (Fabricante).

La transferencia de calor por Convección (natural, en el aire) se puede estimar por: Ejemplo de Encapsulado: IGCT

P conv=1.34 A( T)1.25/d 0.25 donde: • P conv es la potencia transferida por el mecanismo de convección desde el

disipador hacia el ambiente (W).

2

• A es el área de la superficie vertical (m ). • d es la altura vertical del área de la superficie A (m).

Radiadores.

Disipador de Aluminio Extrusionado

•

T

es el incremento de temperatura entre el fluido y la superficie

Rθ sa ,conv

Radiadores con ventilación forzada.

 d  =   1.34 A  ∆T 

Refrigeración por líquidos. (con o sin evaporación) Dos refrigeradores por agua Tema 10. Control Térmico. Transparencia 3 de 22

1/ 4

1

En algunos manuales se suele aproximar por: Disipador de Aluminio con ventilador

(ºC).

La resistencia térmica equivalente será por tanto:

P conv=h A T

Sistema Empleado h (W m-2 ºK -1 ) Gases 2-25 Convección Natural Líquidos 50-1.000 Gases 25-250 Convección Forzada Líquidos 50-20.000 Convección con Cambio Líquido+Gas (Evaporación y 2.500-100.000 de Fase Condensación) Tema 10. Control Térmico. Transparencia 4 de 22

MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR. Radiación

MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR. Conducción En un material conductor del calor, el flujo de calor va desde los puntos más calientes del material hacia los más frios.

Superficie a TS A

El mecanismo de radiación consiste en la emisión por una superficie de energía en forma de radiación electromagnética (infrarrojos), por tanto no necesita un medio material para producirse.

Según la ley de Fourier, la evacuación de calor por conducción se puede aproximar suponiendo que el material que conduce el calor presenta una resistencia térmica independiente de la temperatura y de la cantidad de calor evacuada: l A

Rθ =

•

=

Q

ambiente a T a

∆T  º C    , P D  W 

P D •

La transferencia de calor por Radiación se rige por la ley de Stefan Boltzmann:

con Q =

T 1> T 2

P rad = EA(T s4-T a4 ) T 1

T 2

donde: • P rad es la potencia transferida entre la superficie del disipador y el

ambiente (W). • E es la emisividad de la superficie del disipador. Esta constante depende del tipo de material. Para objetos oscuros, como el aluminio pintado de negro utilizado en radiadores es 0.9. 2 • A es el área de la superficie (m ). • T s es la temperatura de la superficie expresada en grados Kelvin. -8 -2 -4 • =5.67 10 W m ºK es la constante de Stefan Boltzmann La resistencia térmica equivalente será por tanto:

Rθ sa ,rad =

∆T

∆T −8

5.7 × 10 EA( T s4 − T a s )

Al instalar radiadores, se debe tener en cuenta que si se colocan próximos a otros objetos más calientes absorberán más energía que la que emitan por radiación.

y

∂Q = P D ∂t ρ θ l

Rθ =

A

donde: • • • • •

es la resistividad térmica del material (ºC m/W). l es la longitud (m). A es el área (m2 ). P D es la potencia disipada (W). R es la resistencia térmica del trozo de material (ºC/W).

Material Diamante Cobre Aluminio Estaño Grasa térmica Mica Mylar Aire en calma

(ºC*cm/W) 0.02 - 0.1 0.3 0.5 2.0 130 150 400 3000

Comparación de la Resistividad Térmica de Algunos Materiales Típicos Tema 10. Control Térmico. Transparencia 5 de 22


TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Estático

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Estático Se puede hacer una analogía con los circuitos eléctricos:

Semiconductor T j

Magnitud Eléctrica Diferencia de Potenciales Intensidad Resistencia Eléctrica

Encapsulado T c

Magnitud Térmica Diferencia de Temperaturas Potencia Resistencia Térmica

Aislamiento j

Disipador T s

P D

Temperatura Ambiente T a

a

+

R jc +

R cs +

R sa +

T j

T c

T s

T a

Circuito Equivalente Basado en Resistencias Térmicas

Modelo Multicapa de un Semiconductor Montado sobre un Disipador para analizar la Transferencia de Calor desde el Silicio hacia el Ambiente

R ja= R jc+ R cs+ R

s

c

T j = P D (R jc+ R

cs+ R sa )+

T a

dónde: sa

donde: • R jc es la resistencia térmica debido a mecanismos de transferencia de calor por conducción entre el silicio y el encapsulado del dispositivo. • R cs es la resistencia térmica debido a mecanismos de transferencia de calor por conducción entre el encapsulado del dispositivo y el disipador. • R sa es la resistencia térmica debido a mecanismos de transferencia de calor por convección y radiación entre el disipador y el ambiente. Estos mecanismos, aunque más complejos, se pueden modelar de forma aproximada mediante una resistencia térmica y serán estudiados posteriormente. Tema 10. Control Térmico. Transparencia 7 de 22

• •

T j es la temperatura de la unión del semiconductor. T a es la temperatura ambiente del medio exterior.

Estos cálculos no son exactos, debido a que las resistencias térmicas varían con: ♦ La Temperatura. ♦ Contacto térmico entre cápsula y radiador (Montaje). ♦ Dispersiones de fabricación. ♦ Efectos transitorios.


TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico Hasta ahora se ha estudiado el funcionamiento en situaciones estacionarias. Vamos a considerar otros casos: ♦ Arranque de un sistema Potencia constante pero temperatura subiendo. ♦ Funcionamiento con cargas pulsantes Potencia variable, pero la temperatura puede considerarse constante (o no).

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico T 1

P D T 1

T s

=C R

C

P D

R

La temperatura que alcanza un material al que se aplica una cantidad de calor depende de su calor específico definido como: La energía requerida para elevar la temperatura de un material un grado centígrado una unidad de masa de dicho material La masa del material hace de “almacenamiento” de energía, modificando la temperatura con una determinada dinámica. En la analogía con los circuitos eléctricos el producto masa x calor específico sería la capacidad de un condensador, ya que:

∆T = ( M ⋅ C e )∆Q = C θ ∆Q ∂T ∂Q ∂V = C θ = C θ P D ⇔ = C ⋅ I C ∂t ∂t ∂t

T s a)

b)

a) Sistema Térmico Simple Consistente en una Masa a Temperatura inicial T S a la cual se le suministra un escalón de potencia P D, estando en contacto con un Disipador a Temperatura T S . La temperatura final alcanzada es T 1. b) Modelo equivalente eléctrico utilizado para modelar comportamientos transitorios de un sistema térmico. La evolución en el tiempo de la temperatura cuando se aplica un cambio brusco (escalón) de la potencia disipada será:

T 1 (t ) − T S = P D Rθ (1 − e

− t / τ θ

)

donde:

C e M C

es el calor específico del material (W ºC-1 Kg-1) es la masa del material (Kg) es la capacidad térmica equivalente (W ºC -1)


En régimen permanente coincide con lo estudiado anteriormente para el caso estático:

T 1 (t = ∞) − T S = P D Rθ


TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico. Para una masa de cierto tamaño se tendrá una distribución continua de temperaturas. Para calcular la evolución de la temperatura se aproxima el material en varios trozos en los que se supone que la temperatura es constante:

T 5

T 4

T 3 T 2

T 1

T S

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico. Respuesta de la Temperatura de un material ante un escalón de potencia:

P D

T n

P o

T fn

aproximado por cinco trozos.

− t / τ θ

T 0n

a) Sistema térmico

P D

T n (t ) − T 0 n = P 0 Rθ (1 − e

0

0

t

t

b) Evolución de la Temperatura en el trozo n

a) Escalón de Potencia

Respuesta Transitoria de la Temperatura en el Nodo n Frente a un Cambio en escalón en la Potencia Disipada.

T 5

P D

T 2

T 3

T 4

Z

T 1

Rθ 5,4

Rθ 4,3

Rθ 3,2

Rθ 2,1

Rθ 1,S

C 5

C 4

C 3

C 2

C 1

Definimos la impedancia transitoria como:

Z θ (t ) =

T (t ) − T n 0 P 0

=

Zθ (t ) = Zθ 0 (1 − e

−t / τ θ

Z 0

∆T (t ) P 0

0

T S

b) Modelo Eléctrico Equivalente La temperatura final en un nodo debe coincidir con la obtenida con el modelo estático Tema 10. Control Térmico. Transparencia 11 d e 22

)


t

)

Cálculo de la Temperatura de la Unión en Situaciones Transitorias


Los fabricantes suelen dar curvas en las que se representa la impedancia térmica transitoria para un dispositivo al que se aplica una potencia disipada tipo escalón o ondas cuadradas periódicas, por ejemplo:

10 a i r ) o t i / s W n C a r C T J h t a Z c i a m l r u é 1 T s p a á i c C n n a ó d e i n p U m I

) ) = t ( Z / ) t ( Z ( g o l

º (

0.1

D=

Impedancia Térmica Transitoria de un Dispositivo (incluyendo la curva asintótica).

Impedancia Térmica Transitoria

0.5

Asíntotas

0.2 0.1

lo t/ Para formas de ondas diferentes de escalones y ondas cuadradas, se puede aproximar por ondas de duraciones comparables que inyecten la misma energía (área) que la onda cuadrada, así por ejemplo:

0.05

P D

0.02

Pulso único, T=

0.01

t 1

Notas:

0.01

En otros casos, los fabricantes dan únicamente una curva que representa la impedancia térmica transitoria para una potencia disipada tipo escalón:

10-5

T

T j

1- D=t 1 /T 2-T jMax =T C+P Z thJC DMax 10-4

10-3

10-2

10-1

1

10

t 1 (seg) Curvas de la Impedancia Térmica Transitoria del transistor MOSFET IRF 330 donde la Impedancia Térmica Transitoria está parametrizada en función del ciclo de trabajo del MOSFET Puede observarse que para valores altos de D y bajos de t 1 (=altas frecuencias), las curvas se vuelven horizontales, es decir, la inercia térmica hace que la temperatura de la unión no varíe y por tanto estas curvas no sirven. En general, para frecuencias mayores de 3kHz es suficiente trabajar con la característica estática.

0.318T

a i c n e t o P

) 1 t ( u 0 P

t P 0

T j

0.318T

t

t 0.09T

0.41T T/2

) 2 t ( u 0 P -

P 0 t 1=0.09T

Se hace equivalente un arco de senoide a una onda cuadrada de la misma amplitud y duración 0.318T Tema 10. Control Térmico. Transparencia 13 d e 22

P 0

T j t

t 2=0.41T

El pulso se descompone en dos escalones: P(t)= P 0u(t 1 )- P 0u(t 2 )=P 0( u(t 1 )-u(t 2 ) ) y la temperatura puede calcularse de: T j (t)=T j0+P 0(Z (t 1 )- Z (t 2 )) Tema 10. Control Térmico. Transparencia 14 de 22


Para otras formas de ondas, se puede hacer la siguiente aproximación:

Para otros tipos de pulsos se puede generalizar:

P(t)

P 5

t 2

t 3

P 3

P m

P 1 t 4

t 5

t 6

t m

P 1

t

Pulso a aproximar

P 6

P(t)

P 3

t 1


P 4

P 7

P 5

O

P m

t j0 t 1

t 2

Aproximación

P 8

t

P 2 t 3

t 4

t 7

t 6

t 5

t 8

...

T j (t)

t m

t

Temperatura

T j (t) t j0

t j0 t Temperatura de la Unión con Pulsos de Potencia Rectangulares Llamando Zn=Z(t=tn) y teniendo en cuenta que P 2=P4=P6=...=0, se puede escribir que la temperatura después del pulso m es:

T j (t ) = T j 0 + P 1 ( Z 1 − Z 2 ) + P 3 ( Z 3 − Z 4 ) + P 5 ( Z 5 − Z 6 ) + ...... =

= T J 0 +

t

Aproximación de un Pulso de Potencia mediante Pulsos Rectangulares

m

∑ P ( Z

n n =1, 3, 5....

n

− Z n +1 )

T j (t ) = T j 0 + Z 1 P 1 + Z 2 ( P 2 − P 1 ) + Z 3 ( P 3 − P 2 ) + ...... = m

∑ Z ( P − P

= T j 0 +

n

)

ya que la secuencia de pulsos P i se puede descomponer en una secuencia de pulsos de tipo escalón: o s l u P

) 1 t ( u ) 0 P 1 P (

P 1

P 0

t

) 0 t ( u 0 P

Tema 10. Control Térmico. Transparencia 15 d e 22

n −1

n

n =1, 2....

P 0 t P 1-P 0 t 0

t

t 1 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 16 de 22

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. PRACTICOS. Radiadores

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. PRACTICOS. Convección Forzada

P D

d

T j

R jc

Definida por el fabricante, puede haber varios tipos de cápsula para un mismo dispositivo

H

T c

R cs

Depende del encapsulado, disipador y de la forma como se conecten.

T s

R

sa

T a

Elegida (de un catálogo de fabricantes de disipadores) por el diseñador del convertidor

La resistencia R cs depende mucho de la forma como se conecten la cápsula y el disipador, le afecta especialmente el acabado superficial de ambos: Cápsula Disipador Cápsula Disipador

Superficies Rugosas típico: 1.6 m

Uso de materiales intermedios “blandos” que llenen los huecos, por ejemplo: • Mica • Grasa de Silicona

Superficies Pandeadas típico: 0.1%

Uso de tornillos que acerquen las superficies por presión

Tipos de Superficies (secciones): Las secciones de tipo corrugadas corrugadas se se usan en aplicaciones de convección natural Recta Serrada Corrugada porque son mas delgadas y permiten una separación mayor entre láminas. Las secciones de tipo serradas serradas se se usan en H aplicaciones de convección forzada, ya que aumentan la turbulencia del flujo y por tanto el flujo de calor entre el disipador y el fluido. d d d Las secciones rectas rectas no no se recomiendan en aplicaciones de gran potencia debido a 100% 102% 107% su menor capacidad de transferencia de Áreas relativas para calor. tamaños iguales

ntrada de aire

Salida 1

Salida

Salida 2

Entrada de aire en el centro Flu o 1 = Flu o 2 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 17 d e 22

En el segundo caso, al ser la superficie atravesada por el flujo de aire el doble, las pérdidas de presión son la mitad y por tanto se necesita un esfuerzo menor (ventilador de menos potencia) para conseguir el mismo flujo. O bien con el mismo ventilador se puede conseguir una velocidad del aire mayor, bajando la resistencia térmica equivalente. Tema 10. Control Térmico. Transparencia 18 de 22

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Convección Forzada

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. PRACTICOS. Cálculo de la Resistencia Térmica

Curvas dadas por un fabricante: 100

) a º C 90 l e ( e d t a n 80 r i e u t b 70 a m r e a 60 p l a m e o 50 T t c e e p 40 d s o e t r n i e 30 e c i m f e r 20 r c e p 10 n u I S 0

Convección Natural

A1

a)

b)

A2

(a) Ejemplo de Disipador. b) Definición de las Áreas Usadas para Calcular la Resistencia Térmica en el Disipador de la Figura por Convección y Radiacción.

Acon=2 A2 + n A1 0

25

50

75

100

125

150

175

200

225

250

Potencia Disipada (W) 1.0 0.9

donde: • A1 es la superficie frontal del disipador. • A2 es la superficie lateral del disipador. dis ipador. • n es el número de superficies laterales generadas por las aletas que

componen el disipador. En el caso del disipador de la fi gura n=16 .

Convección Forzada

0.8 0.7

Rθ sa ,conv =

) 0.6 W / 0.5 C º (

1

d 1/ 4

1.34 Acon F red ∆T 1/ 4

donde d es es el lado vertical de las superficies A1 o A2.

0.4 A S

1

R 0.3 0.2

F red red

0.1

F red en Función de la Distancia en mm red en entre Aletas del Disipador, para Distancias Menores que 25 mm

0 0

100

200

300

400

500

600

700

800

900

1000

Velocidad del Aire (ft/min) Características de la Resistencia Térmica de dos disipadores comerciales (azul y rojo) con convección natural y forzada. Tema 10. Control Térmico. Transparencia 19 d e 22

0.1 5 mm 25mm Distancia entre aletas del disipador Tema 10. Control Térmico. Transparencia 20 de 22

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. PRACTICOS. Cálculo de la Resistencia Térmica

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. PRACTICOS. Refrigeradores por líquidos Superficie de contacto con la cápsula del dispositivo a refrigerar

Normalmente se empleará un circuito cerrado, y se forzará mediante una bomba la circulación del líquido.

A2

A1

Para calcular la resistencia térmica debida a la radiación:

Arad =2 A1 + 2 A2

Mediante estos dispositivos, se puede evacuar una gran cantidad de calor con un tamaño de disipador mucho más reducido si se compara con los refrigerados por aire.

Entrada de Líquido

Suele utilizarse como líquido refrigerante agua (a veces con aditivos).

Salida de Líquido

donde: • A1 es la superficie frontal del disipador. di sipador. • A2 es la superficie lateral del disipador. di sipador.

Rθ sa ,rad =

∆T

El circuito completo será:

Refrigerador por líquido

Protección por presión baja

5.7 × 10 −8 EArad (Ts4 − T a s )

La Resistencia Térmica del Disipador Disipador será la resistencia equivalente a conectar en paralelo las dos resistencias térmicas calculadas anteriormente:

Rθ sa =

Protección por caudal bajo

Rθ sa ,rad Rθ sa ,con Rθ sa ,rad + Rθ sa ,con


Enfriador del líquido por aire forzado

Bomba Depósito


DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Refrigeradores por líquidos Como se vio al estudiar el mecanismo de convección, si se utiliza un sistema que incluya un líquido que se evapora y condensa, el coeficiente h que define la cantidad de calor que se evacua por convección, alcanza un valor muy alto. Flujo de calor

Condensación

Retorno del líquido condensado El vapor sube

Evaporación

Flujo de calor desde el dispositivo a refrigerar


INTRODUCCIÓN En este tema se estudiará el diseño de inductores y transformadores así como la selección de condensadores.

TEMA 11. COMPONENTES REACTIVOS. CONSIDERACIONES PRÁCTICAS 11.1. INTRODUCCIÓN 11.2. DISEÑO DE INDUCTORES 11.2.1. Tipos de Núcleo Magnético 11.2.2. Carrete 11.2.3. Conductores 11.2.4. Entrehierro 11.3. DISEÑO DE TRANSFORMADORES 11.3.1. Núcleo Magnético 11.3.2. Conductores 11.4. SELECCIÓN DE CONDENSADORES 11.4.1. Electrolíticos 11.4.2. Plásticos y Cerámicos

  

 

En los años iniciales de la electrotecnia se empleaban para la fabricación de inductores y transformadores núcleos de acero y sus aleaciones. En los circuitos electrónicos modernos trabajando a altas frecuencias esto ocasionaría demasiadas pérdidas “eddy”. Uso de láminas o polvos sinterizados de acero inicialmente y a partir de los años 30-40 se comenzaron a usar ferritas, especialmente a partir de los años 50 con la introducción de los televisores. Las ferritas están formadas por óxidos magnéticos con alta resistividad eléctrica y buenas características magnéticas. Se emplean dos grandes grupos: • Ferritas de Manganeso-Zinc (MnZn), formadas por una mezcla de óxidos de hierro, manganeso y zinc (Fe 2O3 + MnO + ZnO). • Ferritas de Niquel-Zinc (NiZn), formadas por una mezcla de óxidos de hierro, niquel y zinc. • Las ferritas de NiZn tienen una resistividad muy alta por lo que se usan para frecuencias muy elevadas (desde 1 2 MHz a varios cientos de MHz) mientras que las MnZn se emplean hasta 2MHz. • La permeabilidad magnética de las ferritas MnZn es del orden de 100 veces mayor que en las NiZn.

Las características principales de las ferritas se pueden resumir: • Alta resistividad

• Gran variedad de formas de

• Amplio rango de frecuencias de •

trabajo • Bajas

pérdidas con alta permeabilidad • Alta estabilidad con el tiempo y la temperatura • Amplia selección de materiales

Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 1 de 13

• • •

núcleos Bajos coste y peso Baja conductividad térmica Fragilidad y poca resistencia mecánica Saturan a bajas densidades de flujo


INTRODUCCIÓN

DISEÑO DE INDUCTORES

Las unidades empleadas en electromagnetismo son (SM=Sistema Métrico, UC=Uso cotidiano): Simb. SM H

Unidad SM Inductancia Henrio Amperio/ Intensidad de campo magnético A/m metro Flujo Magnético Wb Weber Densidad de Flujo Magnético/ T Tesla Inducción Magnética Henrio/ Permeabilidad H/m metro Magnitud

Carga eléctrica

C

Culombio

Simb. Unidad Factor UC UC Convers L Henrios 1 Oe

Oersted

79.58

Mx

Maxwell

1 10 8

g

Gauss

1 104

--

4 10-7

Carga por masa

10

EM

B B p

a)

’

Con Gap Con Gap

t

Definición de Densidad de Flujo Máximo AC. a) Flujo Bipolar. b) Flujo Unipolar

∆ B =

E ⋅ 108 k ⋅ Ac ⋅ N ⋅ f

B es el incremento de densidad de flujo máximo AC expresado en gauss y es igual a la diferencia entre el valor de pico de la densidad de flujo y su valor medio. k es una constante que es igual a 4.44 para onda senoidal y 4 para onda

H (oersted)

µ

b)

0

Aire, Entrehierro=Gap (g) B: Densidad de flujo magnético H: Intensidad de campo magnético permeabilidad

B p

B AV ) m m ( g

B (gauss)

t

0 B

Núcleo magnético

Sección de un núcleo magnético

Para el diseño de un inductor debe conocerse (del circuito dónde se conecta): • La inductancia, L. • La corriente de pico, I p. • La corriente eficaz, I RMS. • La frecuencia, f

Sin SinGap Gap

Curva característica B-H de un núcleo de ferrita

cuadrada.

E es la tensión eficaz en voltios. Ac es la sección transversal efectiva del núcleo en cm2 y es aproximadamente igual a la sección de la columna central.

N es el número de espiras que abrazan al núcleo. f es la frecuencia en Hz.



DISEÑO DE INDUCTORES Las pérdidas en un núcleo de ferrita pueden estimarse (según los fabricantes):

DISEÑO DE INDUCTORES. Tipos de núcleos magnéticos mas usados

P = k f a ∆ B b

P es la pérdida de potencia en mW/cm3. B es la densidad de flujo máximo AC en gauss. k , a y b son constantes dadas por los fabricantes para cada tipo de material magnético.

a) POT

b) RM

c) UU

d) Toroidal

e) EI

f) EE

g) EC

h) EPC

Estas pérdidas se limitan típicamente a unos 10 mW/cm3 para núcleos de baja potencia. Para los núcleos de mayor potencia: P

. ∆t = 0833

A

t es el incremento de temperatura respecto de la temperatura ambiente ( ºC ). P es la potencia disipada (mW ). A es el área total de la superficie exterior del núcleo (cm2).



DISEÑO DE INDUCTORES

DISEÑO DE INDUCTORES Área de ventana ( Aw=l w hw ) Espacio para alojar los devanados

Sección

Carrete l w

Columna interior Gap

g

Vista Externa del Núcleo POT con Ranuras Laterales y Entrehierro (Gap) Área de ventana ( Aw=l w hw )

Conductores N espiras hw Gap ( g ) Sección Transversal de los Núcleos POT, Cuadrados y en E Para la selección del núcleo se emplea la fórmula que da la característica producto de áreas. (se deducirá posteriormente)

l w

g

hw

Gap ( g )

Sección Transversal de los Núcleos POT, Cuadrados, y en E

Aw Ac =

Lmax I p I rms k cu JBmax

Aw Área de ventana. Ac Sección media transversal del circuito magnético. Lmax Inductancia máxima que puede obtenerse con el núcleo (se deducirá posteriormente). K cu Coeficiente de empaquetamiento del cobre (valores típicos comprendidos entre 0.6 y 0.8). J Densidad de corriente. Carrete Es la base sobre la que se asienta el solenoide o bobina de cobre. Está caracterizado por el área de ventana Aw y se define como el producto de la altura de ventana hw por el ancho de ventana l w. Conductores A partir de la corriente eficaz I rms, y una densidad de corriente aceptable (para cobre se suele fijar en 450 A/cm2) puede determinarse la sección del conductor: Si se define N como el número máximo de espiras de cobre de sección efectiva A’ cu (incluyendo la superficie de aislante que normalmente es barniz) que pueden ser alojadas en un núcleo de área de ventana Aw, se cumple:

Acu =

I rms

' = Aw k cu NAcu

En la práctica: A’ cu Acu Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 7 de 13

J


DISEÑO DE TRANSFORMADORES

DISEÑO DE TRANSFORMADORES

Para el diseño de los transformadores se puede proceder de forma análoga al diseño de los S inductores. Para ello se deducirá una expresión A A = c w análoga para el producto de áreas escrita en función 2 fBmax Jk cu de la potencia aparente del transformador. (se deducirá posteriormente): La relación entre la tensión aplicada V 1 en el primario de un transformador y el flujo que aparece es: d φ V 1 = N 1 , que en el caso de ondas dt t cuadradas es: V 1 = N 1

El número de espiras en el primario es:

0

t

max

1/f Tensión y Flujo en un Transformador

N 1 =

V 1 4 f φ max

=

V 1 4 fAc ∆ B

(C)

y en el secundario: N 2=N 1 /a , donde a es la relación de transformación.

Conductores Suponiendo despreciable la corriente de magnetización, la fuerza magnetomotriz primaria es igual a la secundaria:

ℑ = N 1 I 1 = N 2 I 2

Si J es la densidad de corriente máxima que admiten los conductores, en ambos devanados será ( Acu=Sección de los conductores):

I 1=Acu1 J

De las expresiones anteriores, si se supone el mismo tipo de conductores en primario y secundario:

N 1 Acu1=N 2 Acu2

El área de ventana se reparte entre los dos devanados:

De la fórmula anterior ( Awk cu =2N 1 Acu1=2N 2 Acu2) se deduce:

Acu 2 = I 1 max =

De las fórmulas anteriores y de I 1=Acu1 J I 2=Acu2 J se pueden calcular las corrientes máximas por los devanados: I

2 max

Para demostrar la fórmula del producto de áreas, se puede despejar V 1 de la ecuación (C) obteniendo:

2 f

max

-

2φ max = 4 N 1 f φ max 1

Acu1 =

Aw k cu 2 N 1 Aw k cu 2 N 2

JAw k cu

=

2 N 1 JAw k cu 2 N 2

V 1 = 4 fN 1 Ac ∆B

Si la ecuación anerior se multiplica por el valor de la corriente I 1max del primario (D) se obtiene la S potencia aparente máxima (para la que hay que 1 dimensionar el transformador):

= 2 fAc ∆ BJAwk cu

Reorganizando los términos de la ecuación anterior s e A A c w obtiene la ecuación que da el producto de áreas:

=

S 1 2 f ∆ BJk cu

I 2=Acu2 J

Awk cu= N 1 Acu1+N 2 Acu2= 2N 1 Acu1=2N 2 Acu2


(D)


SELECCIÓN DE CONDENSADORES       

Capacidad. Tensión máxima. Corriente eficaz. Frecuencia. Resistencia Serie Equivalente (ESR). Autoinducción Serie Equivalente (ESL). Volumen (tamaño).

En electrónica de potencia se utilizan fundamentalmente tres tipos: 



Electrolíticos. • Alta capacidad. • Altas ESR y ERL (Fuertes pérdidas I 2R). • Tensión máxima de unos 450 500 V. Necesidad de conexión serie. • Tienen polaridad (peligro de explosión si se cambia la polaridad). Plásticos y Cerámicos. • Muy baja capacidad. • Muy bajas ESR y ERL. • Tensiones máximas muy elevadas. • No tienen polaridad.

El uso principal de los condensadores electrolíticos es para mantener en determinados nudos una tensión constante. Si se requiere que el condensador suministre altas corrientes con cambios bruscos, es necesario conectar en serie con el condensador electrolítico un condensador plástico o cerámico que pueda suministrar instantáneamente la corriente solicitada, que el electrolítico no puede dar debido a su ESL. Los condensadores plásticos y cerámicos suelen emplearse además para realizar circuitos resonantes o amortiguadores, en los que se requieren valores pequeños de las capacidades.


INTRODUCCIÓN

TEMA 12. RECTIFICADORES NO CONTROLADOS 12.1.INTRODUCCIÓN 12.2.RECTIFICADOR MONOFÁSICO 12.2.1. Rectificador Media Onda 12.2.2. Puente Completo 12.2.2.1. Conmutación Instantánea 12.2.2.2. Conmutación no Instantánea 12.2.2.3. Carga Tipo Tensión Constante 12.2.3. Conexión en Redes Trifásicas. Corrientes por el Neutro 12.3.RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS 12.3.1. Montajes Simples 12.3.2. Conexión Serie 12.3.2.1. Conexión en Fase 12.3.2.2. Conexión en Oposición de Fases 12.3.3. Conexión Puente Completo 12.3.4. Conexión Paralelo 12.3.5. Tensiones y Corrientes Rectificadas 12.3.5.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada 12.3.5.2. Valor Eficaz V RMS 12.3.5.3. Factor de Ondulación 12.3.5.4. Desarrollo en Serie 12.3.5.5. Factor de Potencia del Secundario 12.3.5.6. Corriente Para Carga Altamente Inductiva

Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 1 de 32

AC, 1

AC,3

DC

DC

AC, 1

AC, 3

DC

DC

Símbolos de Convertidores AC/DC Entrada AC, monofásica o polifásica. Salida DC no controlada, su valor depende de: La tensión de entrada La corriente por la carga Topología del convertidor Flujo de potencia desde la entrada a la salida Aplicaciones: Pueden usarse en aplicaciones con las siguientes características: De coste mínimo No sensibles al valor de la tensión de salida No problema con el factor de potencia Algunos ejemplos: Entrada de fuentes de alimentación Alimentación de motores DC


RECTIFICADOR MONOFÁSICO

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda + a g r a C

+

D a g r a C

V S

i R

R

V R

t

a)

b) Rectificador no Controlado con Carga Resistiva

+ Primer intervalo:

a g r a C

c)

-

Diferentes Topologías de Rectificadores: a) Media Onda, b) Onda Completa con Transformador de Toma Media, c) Onda Completa con Puente de Diodos


Segundo intervalo:

V R=V S I R=V S /R V AK =0

V R=0 I R=0 V AK = V S

Tensión media en la carga:

V R ( AV ) =

1

2π ∫

π

0

2V S sen(ω t ) d ω t =

2V S π

Tensión eficaz en la carga:

V R ( RMS ) =

V S 2


RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda V S = V L + V R ; V L = L ⋅

D i R

R

V R

di =

V S L

V L

∫

i ( t 2 )

di =

1 L 1

di

Area A

; dt

⋅ V L ⋅ dt

D Area B

t 2

⋅ ∫ V L ⋅ dt = 0 ⇒

L t 0 0 = Area( A) − Area( B ) i ( t 0 )

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda

i L L

V L

V S

t

E Area A Primer Intervalo

Area B

t

t

Primer Intervalo

Formas de Onda en un Rectificador con Carga Resistiva-Inductiva

Formas de Onda en un Rectificador con Carga Inductiva y Fuerza Contraelectromotriz (Cargador de Baterías o Motor DC).



RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda D

D i R

R

V R

L

V L

i L

L

V L

V S

V S

E

Area A

Area A

Area B

Area B

t

t 1er Intervalo

1er Intervalo

2o Interv

2o Intervalo

Formas de Onda en un Rectificador con Carga Resistiva-Inductiva y Diodo de Libre Circulación


Formas de Onda en un Rectificador con Carga Inductiva y Fuerza Contraelectromotriz (Cargador de Baterías o Motor DC) y Diodo de Libre Circulación.


RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo Inductancia parásita

Puente Rectificador

V S

i d

L S D1

D3

D1 a g r a C

D4

i d

Puente Rectificador

+

i S

D2

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo Conmutación Instantánea

V d

i S

a g r a C

V S D4

D2

-

Rectificador en Puente Completo Monofásico

+

D3

-

Rectificador en Puente Completo Monofásico con conmutación ideal y carga resistiva:

Se estudiarán los siguientes casos: Puente Rectificador

i d

Para LS despreciable. Con carga resistiva Con carga fuertemente inductiva. Teniendo en cuenta el efecto de LS.

V d

i S

D1

V S

+

D3

a g r a C

V S >0 V S

Con carga fuertemente inductiva.

D2

D4

V d = V S

-

a) V s>0 Puente Rectificador

i S

V S

D1

D3

i d + a g r a C

V S <0 D2

V S

D4

V d = -V S

-

a) V s<0 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 9 de 32


RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo Conmutación Instantánea

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo Conmutación Instantánea L S =0; I S es una onda cuadrada

V S

V S

L S =0; I S no contiene armónicos

iS t

1

T 2

 T  ∫0    2 

2V S sen(ω t ) dt =

V d 0 =

4 2V S

2 2

=

I S 1 =

I d

V d 0 =

ω T

iS

π

V S = 0.9V S

V d id

I d 0 =

V d 0 R

= 0.9

I d = 0.9 I d ;

Los armónicos de la corriente están en fase con la tensión.

V d id

π

0 (h par )  I Sh =  I S 1  h (h impar )

t

I d

2 2

V S

I d

R

t

V d 0 = 0.9V s I d 0 = I d

t Formas de Onda de un Rectificador Monofásico Puente no Controlado para Carga Fuertemente Inductiva Formas de Onda de un Rectificador Monofásico Puente no Controlado para Carga Resistiva

La distorsión total de la corriente de línea I S será:

%THD = 100

I S 2 − I S 21 I S 1

, como I S =I d , I S 1 =

1− ( %THD = 100

2

π

PF = Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 11 de 32

π

I d

2)2

π

2

2 2

= 48.43% 2

 DPF = 1 ⇒  1 + THD  PF = 0.875 DPF

2


RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conmutación no Instantánea Inductancia parásita

V S

i d

Puente Rectificador

L S D1

+

D3

i S

V S a g r a C

D4

Conducen los cuatro diodos

L S

i S

D2

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conmutación no Instantánea

V d

-

Circuito Equivalente Usado para el Estudio de la Conmutación no Instantánea: La fuente y la bobina forman una malla con los cuatro diodos conduciendo. La ecuación que rige el funcionamiento de este circuito es:

V S = 2V S sen(ω t ) = LS

a) Circuito

diS

(0 ≤ ω t ≤ µ )

dt

2V S sen(ω t ) ⋅ d (ω t ) = ω LS di S

Aµ =

∫

µ

0

2V S sen(ω t ) ⋅ d (ω t ) = ω LS

Aµ =

t

(0 ≤ ω t ≤ µ ) I d

∫

− I d

di S = 2ω LS I d

2V S (1 − cos µ ) = 2ω LS I d ;

El valor medio de la pérdida de tensión debida a la conmutación no instantánea será: A

/

luego la tensión en el rectificador será:

b) Formas de Onda Puente Rectificador Monofásico con Conmutación no Instantánea


V d = V d 0 −

Aµ π

= 0.9V S −

2ω LS I d π


RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Carga Tensión Constante

Inductancia de Línea y Transformador

V L Puente Rectificador

L S D1 V S

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Carga Tensión Constante

D3

I d +

Carga

t

i S

V d D2

D4

Puente Rectificador Monofásico con Carga a Tensión Constante (Carga capacitiva, Motor DC o Batería)

-

a) Circuito

 V d    2V ; θ p = π − θ 1 S  

θ 1 = ar sen

La ecuación que rige el funcionamiento del circuito es:

V L = LS

V L

dI d dt

= 2V S sen(ω t ) − V d ;

integrando esta ecuación, se obtiene:

∫

i

ω L S dI S = 0

i S (t ) = El ángulo

Puente Rectificador Monofásico con Carga a Tensión Constante (Carga capacitiva, Motor DC o Batería)

θ

θ 1

2 en

2V S 2 − V d 2 ω LS

−

2V S ω LS

cos(ω t ) − V d

t − t 1 LS

;

el que se anula la corriente, se calcula de:

∫ ( θ 2

θ 1

)

2V S sen(ω t ) − V d d (ω t ) = 0

y el valor medio de la corriente por la carga de:

I d =


)

2V S sen(ω t ) − V d d (ω t )

ω LS iS (t ) = 2V S (cos(θ 1 ) − cos(ω t ) ) − V d (ω t − θ 1 )

t

b) Formas de Onda

∫(

1

θ 2

π ∫

θ 1

iS (t ) d (ω t )


RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conexión en redes trifásicas. Corrientes por el neutro.

RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Montajes Simples

i R U R i N =i R+i S +i T N

U T

U S i S

1 . t c e R 2 . t c e R

i T

N

N 3 . t c e R

+

-

a) Montaje Simple Polianódico

Conexión de tres rectificadores idénticos en una red trifásica.

i R =

∞

∑

2 I S 1 sen (ω t − Φ1 ) +

2 I Sh sen (hω t − Φ h ),

2 I S 1 sen (ω t − Φ1 − 120 º ) +

∞

k = 1, 2, 3 L

∑

2 I Sh sen (hω t − Φ h − 120º h )

h = 2 k +1

iT =

2 I S 1 sen (ω t − Φ1 − 240º ) +

∞

∑

2 I Sh sen (hω t − Φ h − 240º h )

h = 2 k +1

La corriente por el neutro es:

i N = i R + i S + iT

En esta suma todos los armónicos no triples suman cero, luego la corriente por el neutro será: ∞

i N = 3

∑

2 I Sh sen (hω t − Φ h ),

k = 1, 2, 3 L

h =3( 2 k −1)

I N = 3

∞

∑ I

2 Sh h =3( 2 k −1)

≈ 3 I S 3

- V <0 d

+

b) Montaje Simple Policatódico

V d

h = 2 k +1

iS =

V d >0

s e j a t n o m s o l e d s a d n o e d s a m r o F

o c i d ó n a i l o P

o c i d ó t a c i l o P

t

t V d

Esta última aproximación se puede hacer si el tercer armónico es mucho mayor que los demás armónicos triples.



RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Conexión Serie en fase -

RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Conexión Serie en oposición de fases

-

u1

U c=u1+u2

S

T

u1

Comparación con un solo rectificador:

+

U c

u2

+

R

U c=u1-u2 +

Tensión de pico doble. Frecuencia de rizado igual. Tensión de rizado doble.

R’

S’

T’

u2

+

U c

Comparación con un solo rectificador: Tensión de pico menor que el doble (en trifásica 3 ). Frecuencia de rizado doble. Tensión de rizado menor.

+

+

-

V d

U c

t U c

t

Conexión en Fase de dos Rectificadores Polianódicos idénticos



RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Puente Trifásico. Armónicos

RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS

T S

+

R S T

L S a g r a C

U c

Conmutación no instantánea en un puente trifásico

T S /6

t

Armónico Armón 0 1 2 3 4

Valor Armón Valor Armón Valor Armón 0 5 0.220 10 0 15 1.102 6 0 11 0.100 16 0 7 0.157 12 0 17 0 8 0 13 0.084 18 0 9 0 14 0 19 Armónicos de la corriente I R (normalizada con I d d )

Valor 0 0 0.064 0 0.0584



RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Conexión en paralelo

TENSIÓN RECTIFICADA. Valor Medio de la Tensión Rectificada en un Montaje Simple

Rectificador A

R

S

+

+

u1

U c= u1 = u2

T

-

+

u1 R

S

T

S’

T’

+

-

R’

t

-

-

R’

S’

U c=( u1+ u2 )/2

+

-

-

V d

T’

u2

u2

+

+

De la figura, puede deducirse que:

Vm = V M ⋅ cos

Rectificador B

Conexión Paralelo de dos Rectificadores Trifásicos en Oposición de Fase

Rectificador Hexafásico T S

π m

La tensión de salida estará formada por una serie de arcos arcos que se repiten periódicamente:

u = V M ⋅ cos ω t para

T S

El valor medio

- π m

< ω t <

π m

.

V 0 se obtiene integrando entre los límites anteriores: π

m π 1 m V o = V M ⋅ cosω t ⋅ dω t = ⋅V M [senω t ]−π m = m 2π  2π  −π   m m  

∫

=

Sólo conduce un diodo en cada instante

Conducen un diodo de cada rectificador en cada instante


− π   π ⋅V M sen − sen 2π m   m m

V o =

m π

⋅ V M ⋅ sen

π m


TENSIÓN RECTIFICADA. Valor Medio de la Tensión Rectificada en un Puente V f V f

/2 /2

V c

V f2 V f1

2 /m

V f

TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple

En el triángulo isósceles, el lado mayor es la tensión compuesta Vc (tensión fase-fase) y los lados iguales son las tensiones de fase Vf . Al dividirlo por la bisectriz, quedan dos triángulos rectángulos, de dónde se calcula:

t

Vc/2=Vf sen( /2)

V fm

dónde =(2 /m) trunc(m/2) Para calcular la tensión media en un puente, se puede aplicar la fórmula deducida para un montaje simple, pero teniendo en cuenta que la tensión de pico será la tensión compuesta y que la frecuencia de rizado será el doble:

m   π V M = V c = 2V f sen ⋅ trunc( )  2   m V o =

=

2m π

⋅V c ⋅ sen(

π 2m

π

2 RMS

V

)=

 π 2m  π  m    ⋅  2 sen ⋅ trunc   ⋅V f  ⋅ sen( ) = π  m 2 2 m     

=4

 π π  m   ⋅ sen ⋅ trunc   ⋅ sen( ) ⋅V f π 2m  2    m m

En el caso trifásico trifásico:: m=3,

V o =

3 3 π

m 1 V M 2 ⋅ cos 2 ω t ⋅ dω t = =  2π  −π

∫

  m  m   1  π π  1  2π m 2π  = ⋅ V M 2   +  +  sen + sen  = 2π m m   2  m m  4  2π  1 m = V M 2  + ⋅ sen  2 4 π m 

Montajes: -Puente -Simple

Valor Eficaz (V ) . Montaje Simple: RMS

V RMS = V M ⋅

1 2

V f = 1.652V f


Para el caso trifásico trifásico::

+

m 4π

⋅ sen

2π m

V RMS (m=3)=1.189V S


TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple. Factor de Ondulación. Desarrollo en Serie. Factor de Potencia del Secundario

TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple. Factor de Potencia del Secundario Factor de Potencia Secundario: También se le denomina factor de utilización del transformador P d TUF = S s La potencia activa suministrada por el rectificador es: P d

=

1

T

v T ∫

d

⋅ id ⋅ dt ,

o

t

donde

v d e i d

son la tensión y la corriente a la salida del rectificador.

S s es la potencia aparente total del secundario del transformador. Veamos cuanto vale TUF para el caso de carga altamente inductiva. Si suponemos que id es constante durante todo el periodo y de valor I d , Pd = V0 ⋅ I d donde V 0 es el valor medio de la tensión rectificada.

Factor de Ondulación. Montaje Simple:

La corriente que circula por el devanado secundario es igual a la que circula El factor de ondulación se define como la mitad del valor de pico-pico, dividido por el valor medio.

K m =

V M − V m 2V o

=

V M − V M ⋅ cos

π π

1 − cos

π

m = m ⋅ π 2m π 2 ⋅ V M ⋅ sen sen π m m

por cada diodo. Esta corriente es igual a

I s2 =



dónde

∞

∑ k =1

 − 2 ⋅ (−1) k ⋅ cos (k ⋅ m ⋅ ω ⋅ t ) 2 2 k ⋅ m − 1 

V 0 es el valor medio de la tensión rectificada.


1 m

⋅ I d 2

m TUF =



m

y es nula

 I d    m 

I s = 

Luego:

Desarrollo en Serie. Montaje Simple:

u(t) = V o ⋅ 1 +

T

durante el resto del período T, por tanto:

m

Para el caso trifásico: K 3=0.302

I d durante el tiempo

P d S s

=

Vo ⋅ I d m ⋅ V s ⋅ I s

Para el caso trifásico:

=

π

⋅ V s ⋅ 2 ⋅ sen m ⋅ V s ⋅

π m

⋅ I d

I d

2m

=

π

⋅ sen

π m

m

TUF (m = 3) =

6 π

⋅ sen

π 3

= 0.675


TENSIÓN RECTIFICADA. Factor de Ondulación. . Factor de Potencia del Secundario. Desarrollo en Serie

CORRIENTE PARA CARGA ALTAMENTE INDUCTIVA. Puente Trifásico

Gráficamente:

t

Corriente por la fase S

m= Número de fases Factor de potencia del Secundario (TUF) y Factor de Ondulación (Km) en función del número de fases (m) del rectificador.

El valor eficaz de la corriente de una fase es: I S 0,3

0,25

3 0,2

6 9 12

0,15

Para m=3:

0,1

 2  I S = I d 3   I d 6  I S 1 = π  I S 1   I Sh = h 

=

2 m

⋅ I d

(h = 5,7,11L)

0,05

Al estar los armónicos en fase, DPF=1. 0 1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15

El factor de potencia es: 16

17

18

19

20

21

22

23

24

25

26

27 12

9

6

PF =

I S 1 DPF I S

=

3 π

= 0.955

3



INTRODUCCIÓN Flujo de Potencia

TEMA 13. RECTIFICADORES CONTROLADOS

13.1.INTRODUCCIÓN 13.2.RECTIFICADOR MONOFÁSICO 13.2.1. Rectificador de Media Onda 13.2.1.1. Estudio para diferentes tipos de cargas 13.2.1.2. Diodo de Libre Circulación 13.2.2. Rectificador Puente Monofásico 13.2.2.1. Conmutación Ideal 13.2.2.2. Valor Medio de la Tensión Rectificada 13.2.2.3. Efecto de α sobre la Componente Fundamental de I S 13.2.2.4. Conmutación no Instantánea 13.2.3. Sincronización del Circuito de Disparo 13.3.RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES 13.3.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada 13.3.2. Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador 13.3.3. Influencia de la Naturaleza de la Carga 13.3.4. Conmutación no Instantánea 13.4.RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO 13.4.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada 13.4.2. Conmutación no Instantánea 13.5.RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS 13.5.1. Puente Monofásico 13.5.2. Puente Polifásico

Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 1 de 30

AC, Mono o Polifásica

+

I d V d

V d

DC (+-)

Flujo de Potencia I d Flujo de Potencia

Símbolos de Rectificadores Controlados Este tipo de convertidores en la actualidad es casi la única aplicación de los SCR, ya que son circuitos que requieren control de ángulo de fase y los dispositivos se bloquean naturalmente. Existen rectificadores controlados monofásicos y polifásicos, diseñados para potencias muy elevadas.


RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. Carga Resistiva

RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. Carga Resistiva e Inductiva L

V S

i(t)

R

 

U d

V S

U d

i(t) R

U R

El área gris es la integral de V L. Las dos áreas deben ser iguales

di/dt muy alta. Armónicos de alta frecuencia

Tensiones negativas aplicadas a la carga

Carga Resistiva


Carga Resistiva e Inductiva


RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. Carga Inductiva y Fuente de Tensión

RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. Carga Resistiva e Inductiva y Diodo de Libre Circulación L

L i(t)

V S

R

i(t)

U d

V S

U d

U R

E

V L V L V L

αmax = π-αmin

V L 1er Int 2º Intervalo

αmin=

1er Intervalo

E

arsen( 2V ) S

Carga Resistiva e Inductiva con Diodo de libre circulación

Carga Inductiva y Fuente de Tensión



RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. Carga Inductiva, Fuente de Tensión y Diodo de Libre Circulación

RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO Conmutación Ideal Puente Rectificador

L

+ i S

i(t)

V S

i d

U d

a g r a C

V S

E

V d

V L

di/dt constante

i S

V L

=0 In. 1

In. 1

In. 2 In. 3

i S

Carga inductiva y fuente de alimentación con Diodo de libre circulación

Puente Monofásico Controlado



RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO. Valor Medio de la Tensión Rectificada Período de integración

RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO. Efecto de sobre la Componente Fundamental de I S Desarrollando en serie de Fourier se obtiene para la componente fundamental de la corriente por la línea ( I S ):

I S 1 = 0.9 ⋅ I d (Valor eficaz) I S 1 M = 0.9 ⋅ 2 ⋅ I d = 1.27 ⋅ I d (Valor de pico) Primer armónico de la corriente por la línea

V d α =

1

π +α

∫ π

α

2V S ⋅ sin(ω t ) ⋅ d (ω t ) =

2 2 π

⋅ V S ⋅ cos α =

V d α = 0.9 ⋅ V S cosα Para distintos valores de :

n ó i s n e T a l e d o i d e M r o l a V

α

 1 T  vd dt  = 0.9 ⋅ I d ⋅ V S ⋅ cos α ∫ 0  T 

P = I d 

Puente Monofásico Controlado Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 9 de 30


RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO. Conmutación no Instantánea Inductancia parásita

Puente Rectificador L S

SINCRONIZACIÓN DEL CIRCUITO DE DISPARO Sincronización del disparo con el paso por cero de V S .

i d

Detector de Paso por cero

+ a:1

V S

a g r a C

i S

V d

1

V S

-

diferenciador RC

3 Retraso ( )

2

V S /a

1

t

2 t

3 ω t=α

Puente Monofásico con conmutación no instantánea

4

t ω t=α

t



4

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Valor Medio de la Tensión Rectificada Área A

u1 u2

+

um 2π /m

α

π

U α =

2π /m

A 1 = 2π 2π m

U α =

m

m +α

∫

π

2π     U M ⋅ cos ω t -  − U M ⋅ cosω t  d ω t =   m

m

U M ⋅ m   π π   π   π  sen α −  − sen −  − sen + α  + sen  =  m   m  2π   m  m

U α =

U M ⋅ m  π π   π   2 sen + sen α −  − sen + α     m   2π  m m  1

1

Aplicando sen p − sen q = 2 cos 2 ( p + q ) ⋅ sen 2 ( p − q ) , resulta: U α =

U M ⋅ m  2π

m π π  π  2 sen m + 2 cosα ⋅ sen - m  = U M ⋅ π ⋅ sen m (1 − cosα ) =    

U α = U ov (1 − cosα )

La tensión media a la salida del rectificador controlado será:

α

U o = Uov − U α = U ov ⋅ cos α La Tensión Eficaz: U rms = U M Los Armónicos: U ok Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 13 de 30

= U o ⋅

1

2

+

m 4π

⋅ sen

2 k ⋅m −1 2

2

2π m

⋅ cosα

⋅ 1 + k 2 ⋅ m 2 ⋅ tg 2 α


RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Valor Medio de la Tensión Rectificada

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Armónicos de la Tensión Rectificada

V o /V M

0,25

0,2

m 0,15

Tensión media rectificada en función del ángulo de disparo número de fases m

y del 0,1

1 3 5

V RMS /V M

7 9 1 1

3 1

5 1

Núm. armónico

0,05 7 1

9 1

1 2

3 2

5 2

0 7 2

º º 0 9 º 0 2 0 3 6

Alfa

Armónicos de la tensión rectificada en un rectificador trifásico en función del ángulo de disparo m

Tensión eficaz rectificada en función del ángulo de disparo número de fases m

y del



RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador

α =0º;

U o=257V

α =30º;

U o=222V

t

α =60º;

Según el valor de

0 < α < π

−

π

α =

π

2

π

2 π

2

m

π

m

U o=0V

−

m π

2

⇒ U d siempre > 0 ⇒ U o > 0 α =120º;

⇒ U d <> 0

U o=-129V

α =150º;

U o=-222V

⇒ U o > 0

⇒ U d = 0

2

π

α =90º;

: π

< α <

< α < +

2

U o=129V

π

2

+

π

m

⇒ U d <> 0

⇒ U o < 0

< α < π ⇒ U d siempre < 0 ⇒ U o < 0 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 17 de 30

α =180º;

U o=-257V


RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Influencia de la Naturaleza de la Carga

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Conmutación no Instantánea i 1 u1

U c =u1 -u2

L S

+

i c

u2

i 2

U o = Uov − Uα = U ov ⋅ cos α No es válida en el caso de cargas Resistivas o con diodos de libre circulación, ya que no se podrán aplicar tensiones negativas a la carga, en este caso, solo será aplicable si como vimos antes está en el intervalo:

0 < α <

π

2

−

π

m

⇒ U d siempre > 0

i c

U c =u1 -u2

L S

Tensión no aplicada

La fórmula antes calculada:

L S U d

um

α

2L S

i d =i 1 +i 2

α

b)

a)

a) Corrientes durante la conmutación no instantánea. b) Circuito equivalente.

uc = u2 − u1 ; uc = 2 ⋅ U c ⋅ senω t ; U c = 2 ⋅ sen 2 L s ⋅ ic =

2 ⋅ U c 2ω ⋅ Ls

dic dt

π

m

⋅U f

= 2 ⋅ U c ⋅ sen ω t

ω t

∫ sen ω t ⋅ dω t = ˆI (cosα − cosω t ) c

α

Dónde Iˆc =

2 ⋅ U c 2ω ⋅ Ls

i1 = I d − i2 = I d − ic , para ω t = α + µ ,

i1 (ω t = α + µ ) = 0 .

Como: ic (α + µ ) = I d será:

ˆc ⋅ (cosα − cos(α + µ )) ic (α + µ ) = I d = I cos(α + µ ) = cosα −


I d ˆc I


RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Conmutación no Instantánea

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Conmutación no Instantánea i 1

i c=Î C( cos -cos t) u1

i Î C i 1

i 2 I d

U c =u1 -u2

i 2

u2

Î C cos

L S

+

i c i d =i 1 +i 2

L S U d =(u1 +u2 )/2

um

L S

t Circuito equivalente durante la conmutación no instantánea. C u2 u1 u3

0

A

Representación gráfica de la ecuación que rige la conmutación no instantánea de un rectificador polifásico:

ic =

2 ⋅ U c 2ω ⋅ L s

ω t

∫

α

sen ω t ⋅ dω t = ˆI c (cos α − cos ω t )

Válida para: α ≤ ω t ≤ α + µ

B

α

u1+u2

µ

2

de la figura, se deduce que las áreas A y B son iguales y que:

A + B + C = U α + 2U x donde: U α = U ov ⋅ (1 − cosα )

[

Área C

]

U α + 2U x = U ov 1 − cos(α + µ )

Áreas A+B+C

2U x = U ov [cosα − cos(α + µ )] U o = U ov − U α − U x =

 

U o = U ov 1 − (1 − cosα ) −

U o =


1 2

1 2

(cosα − cos(α + µ )) = 

U ov [cos α + cos(α + µ )]


RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO

RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO Valor Medio de la Tensión Rectificada

+ R S T

U d

a g r U d a C

Puente Trifásico ω t=2π

α +

1 U d =  2π 

   2m 

π

α +

m

∫

U c d (ω t ) =

α

U c = 2U M sen(

π

m

α +

U d =

m π

Tensiones en un Puente Rectificador Trifásico con Ángulo de Disparo

U d =

2U M sen(

4m π

Si m=3, U d =


π

m

)

U M sen(

3 3 π

m π

π

m

∫U d (ω t ) c

α

) cos(ω t −

π

2m

)

π

m

∫

cos(ω t −

α

π

m

) sen(

π

2m

π

2m

) d (ω t )

) cos(α )

U M cos(α ) = 1.65 U M cos(α )


RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador

RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO Conmutación no Instantánea +

U o

R S T

L S a g r U d a C

α =45º;

U o=363V A

B

C

U o

α =90º;

U o=0V

Igual que en el caso del rectificador simple será:

U o

U o =

1 2

U ov [cos α + cos(α + µ )]

Para el puente trifásico será: α =112º;

U o=-192V

U ov =


3 3 π

U M cos(α ) = 1.65 U M cos(α )


COMPARACIÓN ENTRE RECTIFICADORES Conmutación no Instantánea

RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS Puente Monofásico Puente Rectificador

V o /V M

T 1

I d

+

T 2

i S Rectificador Trifásico Simple

V S D1

D2

Puente Rectificador T 1

V d

a g r a C

V d

I d

D1

+

i S V S

Vo/VM T 2

a g r a C

D2

-

Rectificador Trifásico Puente

Tensión media rectificada en un rectificador trifásico en función del ángulo de disparo y de la duración de la conmutación no instantánea


Puente Monofásico Semi-controlado


RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS Puente Monofásico iS

+

T 1

+ V S /2

T 2

R S T

I d

a g r a C

D1

0

RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS Puente Polifásico

a g r U d a C

U d

-

V S /2

T α

D2 D2 T 2

D2 T 1

D1 T 1

D1 T 2

D2 T 2

D2 T 1

-V S /2

Lim, Si

se supera, se anula en algún instante U d ω t=2π

V S /2

Puente Monofásico Semi-controlado

α >α Lim

Tensiones en un Puente Rectificador Trifásico semicontrolado con Ángulo de Disparo Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 29 de 30


INTRODUCCIÓN Fuente DC:

TEMA 14. CONVERTIDORES CONMUTADOS CC-CC. TOPOLOGÍAS BÁSICAS CON UN SOLO INTERRUPTOR SIN AISLAMIENTO GALVÁNICO 14.1 INTRODUCCIÓN 14.2 CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC 14.3 CONVERTIDOR REDUCTOR 14.3.1 Modo de Conducción Continua 14.3.2 Modo de Conducción Discontinua 14.3.2.1 Modo de Conducción Discontinua con V d Constante 14.3.2.2 Modo de Conducción Discontinua con V o Constante 14.3.3 Rizado de la tensión de salida 14.3.4 Pérdidas en el Condensador 14.4 CONVERTIDOR ELEVADOR 14.4.1 Modo de Conducción Continua 14.4.2 Modo de Conducción Discontinua 14.4.3 Rizado de la tensión de salida 14.4.4 Efecto de componentes no ideales 14.5 CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR 14.5.1 Modo de Conducción Continua 14.5.2 Modo de Conducción Discontinua 14.5.3 Rizado de la tensión de salida 14.5.4 Efecto de componentes no ideales 14.6 CONVERTIDOR DE CÚK 14.6.1 Modo de Conducción Continua 14.6.2 Límite entre Modos de Conducción

Tema 14. Convertidores DC/DC I.

1 de 37

-Batería-FC -Panel Solar Red Electrica (Monofásica o Trifásica)

Rectificador no Controlado

Convertidor CC/CC

Tensión no regulada

Condensador de Filtrado

Tensión no regulada V d

Tensión V regulada o

Controlador de la Tensión Aplicada a la Carga

Carga

Consigna de Tensión

Diagrama de Bloques Típico de un Convertidor CA-CC Uso en fuentes de alimentación reguladas, control de motores DC y fuentes de energía alternativas. Topologías básicas con un solo interruptor de convertidores conmutados: (Simples, en el próximo tema otras más complejas y con aislamiento galvánico)

• • • •

Convertidor reductor (Buck). Convertidor elevador (Boost). Convertidor reductor-elevador (Buck-Boost). Convertidor de Cúk .

Se supondrán las siguientes hipótesis:

• • • • •

Funcionamiento en régimen permanente. Los dispositivos semiconductores serán considerados como interruptores ideales. Las pérdidas en los elementos inductivos y capacitivos serán despreciadas. La alimentación continua se supondrá contante en el tiempo. La etapa de salida del convertidor estará compuesta por un filtro paso bajo y la carga ( R). Cuando la carga es un motor DC, será necesario hacer otro tipo de modelado, (Tensión DC en serie con las L y R del devanado del motor). Tema 14. Convertidores DC/DC I

2 de 37

CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC

CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC

io

Vst

Amplificador de error

Comparador

Voref

Vd

Vcontrol

vo(t)

R

Vo

Señal de Disparo

Controlador PI Diagrama de bloques de un controlador PWM

T S t on

^

vst vcont

V st

vcont vcont >vst

vcont
a) D=0.3

b) D=0.8

Para T S

= t on + t off ,

se define: D =

t on

vo(t)

T S

El valor medio Vo aplicado a la carga R será:

V o

=

T S

1 T S

ton

1

1

Generación de la Modulación por Anchura de Pulsos (PWM). Diagrama de Bloques y Estrategia de Comparación de Señales

T S

∫ v (t )dt = T ∫ V dt + T ∫ 0 dt o

d

s 0

0

V o

=

V o

V d

1 T S

(V ⋅ t d

= V d ⋅

on

t on T S

S t on

+ 0 ⋅ t off )

Aplicando semejanza de triángulos:

= D ⋅V d


Luego:

3 de 37

V o = D ⋅ V d =

D =

t on T S

=

vcontrol ˆSt , V

V d ⋅v = k ⋅ vcontrol ˆSt control V Tema 14. Convertidores DC/DC I

4 de 37

CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC. Filtrado de los armónicos de la tensión de salida

CONVERTIDOR REDUCTOR i L

i o

i L L

L V d

V i

C

R

V o =vo (t)

V o

C

Filtro

Filtro LC Si C es de un valor adecuado, será:

i L

Función de transferencia del filtro ( L=1mH, C=1mF ⇒ f r =159Hz ) ) B d ( n ó i c a u n e t A

vo(t) ≈ V o i o

L

f=1MHz

V d

f=3MHz

C

R

V o =vo (t)

DC Armónicos para D=0.5, f s=1MHz

Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción)

i L

f r =159Hz

i o

L

log10(f)

Empleo de un filtro LC para eliminar las frecuencias no deseadas en el convertidor.

V d

C

R

V o =vo (t)

La frecuencia de resonancia del filtro LC es:

ω r =

1 LC

= 2π f r ⇒

f r =

1 2π LC

Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción)

,

para L=1mH, C=1000µF resulta: f r=159Hz


5 de 37

Tema 14. Convertidores DC/DC I

6 de 37

CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Continua i L

CONVERTIDOR REDUCTOR. Armónicos.

i L

i o

L

i o 0.7

L

v L V d

C

V o

R

1

2

3

5

6

7

4

Armónico:

v L C

V o

R

0.6

0.5

0.4

b)

a)

0.3

0.2

V L

=

V d

− V o

0.1

0 0.1

I c>0

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

D

Armónicos de una onda cuadrada en función de D

V L

= −V o

I c<0

0.7

Armónico: 0.6

1

2

3

5

6

7

4

0.5

Análisis del Convertidor Reductor por Intervalos. (a) Intervalo de Conducción. (b) Intervalo de no Conducción TS

ton

T S

0

d

0

0

Si se desprecian las pérdidas:

0.2

0

t on

(V d − V o )t on = V o (T S − t on ) ⇒ Pot = V o I o

0.3

∫ v (t )dt = ∫ (V − V )dt + ∫ (− V )dt = 0 L

0.4

0.1

V o V d

=

t on T S

=D

= V d I d ⇒

0 0.1

I o I d


=

1 D

7 de 37

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

D

Armónicos de una onda triangular en función de D

Tema 14. Convertidores DC/DC I

8 de 37

CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Discontinua con V d Constante

CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Discontinua con V d Constante intervalo 1

int. 2

int. 3

Intervalo de conducción

Límite entre Modo de Conducción Continua y Discontinua: (V d constante y V o regulable con D), V o= DV d

1

Inter.

I L

2

3

Si No No

Diodo No Si No DLimTS

En el límite del modo continuo a discontinuo:

(V d

− V o )DT S + ( − V o )∆ 1T S = 0 ⇒

La corriente media por L ( I LB=I o, ya que en régimen permanente V c=V o=cte) es:

I LB I LB

1

t on

2 T S V d

2 L

= i L,pico = =

2 L

I max

(V d − V o ) =

I L

= I o =

D( 1 − D)

= i L,pico =

=

V o L

D D + ∆ 1

donde D + ∆ 1

< 1.0

∆1T S

 1 i (D + ∆ ) ⋅ T  = i  L,pico 1 S  L,pico 

T S  2

D + ∆1 2

Area del triángulo

Su valor Máximo (para D = 0.5 ):

I LB,max Luego: I LB

1

V o V d

=

I o

T S V d

=

V o L

∆ 1T S

( D + ∆ 1 ) 2

= 4 D ⋅ I LB,max ∆ 1

8 L

= 4 I LB,max D( 1 − D)

Zonas I o - D de funcionamiento en modo conducción continua y conducción discontinua Tema 14. Convertidores DC/DC I.

9 de 37

V o V d

⇒

∆1 =

I o 4 I LB,max D

D 2

= D 2

1 I o  +   I  4  LB,max  Tema 14. Convertidores DC/DC I.

10 de 37

CONVERTIDOR REDUCTOR. Relación de transformación con V d Constante

CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Discontinua con V o Constante

Ejemplo, control de motores DC : Se genera una tensión de salida variable V o que se aplica al motor DC a partir de una tensión de entrada sustancialmente constante V d.

Ejemplo: fuente de alimentación con V o constante, a partir de V d no regulada Si Vo es constante Vd=Vo/D, en el límite:

V o V d

D

= D

2

2

1  I o

+  I  4  LB,max 

=

=

T S V o

Sea: I LB,max Zona de conducción

V o

1

I LB

2

i L,pico

2 L

=

DT S 2 L

(V d − V o )

, (Para D = 0)

=

T S V o 2 L

( 1 − D) ;

⇒ I LB = ( 1 − D)I LB,max

discontinua

En conducción discontinua:

V d

V o V d i L , pico

=

V o L

=

 V  ⇒ ∆ 1 = D ⋅  d − 1 D + ∆ 1  V o  D

= i L , pico

D + ∆1

I o

⇒

 V  DV = I LB,max ∆1 ( D + ∆1 ) = I LB,max D d − 1 d  V o  V o

2

=

V o

∆1T S ;

2 L

T S ⋅ ∆1 ( D + ∆1 )

Como: I o

I LB ,max

I LB,max

=

T S V o 2 L

I o

Despejando D, se obtiene: Relación de transformación de un convertidor reductor, en Modos Continuo y Discontinuo con V d Constante


11 de 37

 I o  V o  I LB,max    D = V d  1 − V o   V d  

1

2


12 de 37

CONVERTIDOR REDUCTOR. Relación de transformación con V o Constante

 I o  V o  I LB,max    D = V d  1 − V o    V d  

1

CONVERTIDOR REDUCTOR. Rizado de Tensión a la salida

2

D

Zona de conducción discontinua

ton

I o I LB

, max

Suponiendo variaciones de V o pequeñas (p.ej. 1% de V o), y se puede suponer que todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de salida C :

∆V o =

∆Q C

=

1  1 ∆ I L T S 



C  2 2

∆ I L =

∆V o =

T S V o 8C L

V o L



2  ; (Area del triángulo sombreada)

(1 − D )T S ;

∆V o

(1 − D )T S ⇒ Dónde: f s

V o

=

1 T S

=

(Durante t off )

T S (1 − D )

y f c

8 LC

=

=

π

2

2

 f c    f s 

2

(1 − D )

1 2π LC

Es decir, el rizado de la tensión de salida se puede acotar eligiendo el valor de C Tema 14. Convertidores DC/DC I.

13 de 37


14 de 37

CONVERTIDOR REDUCTOR. Pérdidas en el Condensador

CONVERTIDOR ELEVADOR i L

i o

L

v L Vd

IC

IC,pico

C

R

V o =vo(t)

Convertidor Conmutado Elevador

0

i L

i o

L

v L Vd

C

R

V o =vo(t)

ton

Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción) i L

Suponiendo como en el caso anterior variaciones de V o pequeñas (p.ej. 1% de V o), se puede suponer que todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de salida C :

i o

L

v L Vd

C

R

V o =vo(t)

La corriente de pico por el condensador será (Calculándola durante t off ):

I C , Pico

1

V o

2

2 L

= ∆ I L =

(1 − D )T S ; Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción)

El valor eficaz de la corriente por el condensador será (onda triangular):

I C ( RMS )

=

I C , Pico 3

=

V o (1 − D )T S 2 3 L

Las pérdidas en el condensador se obtienen al multiplicar dicha corriente al cuadrado por la resistencia equivalente serie del condensador ( ESR). Los condensadores de salida deben elegirse con una ESR lo menor posible. Tema 14. Convertidores DC/DC I.

15 de 37


16 de 37

CONVERTIDOR ELEVADOR Modo de Conducción Continua i L

CONVERTIDOR ELEVADOR Límite entre modos de Conducción

i L

i o

i o

v L

v L Vd

C

Vd

V o

R

C

a)

R

V o

b)

I L=I d

ton=DLimTS En el Límite:

I LB

Como:

Modo de Conducción Continua. (a) Intervalo de Conducción. (b) Intervalo de no Conducción

V d t on

+ (V d − V o )t off = 0 ⇒ V o V d

=

T S t off

I o I d

=

1

Haciendo: I LB,max


17 de 37

=

=

T S V o 8 L I LB

Resulta:

1 − D

2

i L,pico

T S V 0 2 L

D(1 − D )

= 1 − D , será: I oB =

V d D + (V d − V o ) ⋅ ( 1-D) = 0

=

1

I oB

=

T S V o 2 L

I oB,max e

D (1 − D )

=

2

2 T S V o 27 L

= 4 D( 1 − D)I LB,max 27 D( 1 − D)2 I oB,max 4 Tema 14. Convertidores DC/DC I.

18 de 37

CONVERTIDOR ELEVADOR Modo de Conducción Discontinua

CONVERTIDOR ELEVADOR Relación de transformación con V d Constante

 4 V o  V o  I o   D =   27 V d  V d − 1  I oB,max   

1

2

Zona de conducción discontinua

DTS

V d DT S + (V d − V o )∆1T S = 0 ⇒

V o V d

=

∆1 + D ∆1

El valor medio de la corriente por la bobina (=corriente por la fuente), resulta aplicando:

=

T S V 0 L I d

área del triángulo:

I o Si no hay pérdidas:

i L,pico

I d

=

∆1 ∆ 1 + D

=

Relación de transformación de un convertidor elevador, En modos de funcionamiento continuo y discontinuo

D(1 − D ) y calculando el V d 2 L

DT S (D + ∆ 1 )

y resulta:

I o

 T V  =  S d  D∆1  2 L 

De las expresiones anteriores, se obtiene:

 4 V o  V o  I o   D =   27 V d  V d − 1  I oB,max   

1

2


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20 de 37

CONVERTIDOR ELEVADOR Rizado de la tensión de salida

CONVERTIDOR ELEVADOR Efecto de componentes no ideales

Ideal: 1/(1-D)

V o /V d

Real

t on 1 0 0

1 D

Relación de transformación teniendo en cuenta las pérdidas en los elementos reales (L, Interruptor, Diodo y Condensador)


∆V o =

∆Q C

=

I o DT S

∆V o V o

C

=

=

DT S RC

V o DT S RC

=

; (Area del rectángulo sombreada)

DT S τ

Dónde:

τ

= RC


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22 de 37

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Continua L

L Vd

Vd

v L

i L

C

R

V o =vo

v L

L i L C

R

Vd

V o

v L

i L C

i o

i o

V o

R i o

a)

b)

Convertidor Reductor-Elevador

L Vd

v L

i L

C

R

V o =vo

i o Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción)

t on

L Vd

v L

i L

C

R

V o =vo

i o Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción)

Formas de Onda del Convertidor Reductor-Elevador para Modo de Conducción Continua: D=0.4 (a) Intervalo de Conducción. (b) Intervalo de no Conducción

V d DT S + (− V o )(1 − D )T S I o I d


23 de 37

=

=0⇒

V o V d

=

D 1 − D

1 − D D


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CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Continua

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Límite entre Modos de conducción Formas de Onda del Convertidor Reductor-Elevador en el límite entre los modos de Conducción Continua y Discontinua: D=0.4

L Vd

v L

L i L C

R

V o

Vd

v L

i L C

i o

R

V o

i o

a)

b)

t on

En el Límite:

t on

I LB

Formas de Onda del Convertidor Reductor-Elevador para Modo de Conducción Continua: D=0.6

1

T S V d

2

2 L

= i L,pico =

D

⇒ I LB =

T S V o 2 L

(1 − D ) ,

 I o 1 − D   I = D  ⇒ I = I (1 − D) ⇒ I = T S V o (1 − D )2  d  o L oB 2 L  I = I + I   L d o  Definiendo:

I LB,max

I LB Tema 14. Convertidores DC/DC I.

25 de 37

=

T S V o 2 L

e

I oB,max

= (1 − D )I LB,max

e

=

I oB

T S V o 2 L

, resulta:

= (1 − D )2 I oB,max


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CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Discontinua

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Discontinua

Regulador elevador-reductor: Modo de Conducción Discontinua D=0.4

Regulador elevador-reductor: Modo de Conducción Discontinua D=0.6

T S t on=DT S

1T S

V d DT S + (− V o )∆ 1T S I L

=

=0⇒

V o V d

t on

=

D

∆1

⇒

I o I d

=

∆ 1 D

V d

DT S (D + ∆1 ) 2 L 1

V o  I o  2   D = V d  I oB ,max 


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CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Relación de transformación con V d Constante

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Rizado de la tensión de salida

1

 I o  2   D = V d  I oB ,max  V o

t on Zona de conducción discontinua


∆V o = Relación de transformación de un convertidor reductor-elevador, en modos de funcionamiento continuo y discontinuo

∆Q C

=

∆V o V o


29 de 37

I o DT S C

=

=

DT S RC

V o DT S ; (Area del rectángulo sombreada)

RC

=

DT S τ

Dónde:

τ

= RC


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CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR Efecto de componentes no ideales

CONVERTIDOR DE CÚK C 1

i L1

i L2

L1

L2

v L1

Ideal: D/(1-D)

V o /V d

v L2

C 2

Vd

R

V o

i o En régimen permanente, los valores medios de las tensiones en las bobinas es

Real

cero, luego será:

i L1 L1

v L1

0 0

1 D

V C 1

= V d + V o ,

si

C es suficientemente grande, V C1 se

puede considerar constante. C 1 i L2 L2

v L2

C 2

Vd

R

Relación de transformación teniendo en cuenta las pérdidas en los elementos reales (L, Interruptor, Diodo y Condensador)

V o

i o

Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción) C 1 i L1 i L2 L1 L2

v L1 Vd

v L2

C 2 R

V o

i o

Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción)


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32 de 37

CONVERTIDOR DE CÚK i L1 L1

i L2

C 1

Convertidor de Cúk: Modo de conducción Continua. D=0.33

L2

v L1

v L2

vC1

Vd

CONVERTIDOR DE CÚK. Modo de Conducción Continua

C 2 V o

R i o a) i L1

i L2

L1

L2

v L1

v L2

vC1

Vd

C 2 V o

R i o b)

Circuitos equivalentes en el funcionamiento por intervalos del Convertidor Cúk. (a) Intervalo de no Conducción. (b) Intervalo de Conducción

V C 1

L1:

V d DT S + (V d − V C 1 )(1 − D )T S = 0 ⇒

L2:

(V C 1 − V o ) DT S + (− V o )(1 − D )T S = 0 ⇒

donde

I L1 = I d I L 2

= I o

Luego:

V o V d

=

D 1 − D

V d

y

=

a) Tensión y Corriente por L1

1 1 − D

V C 1 V o I o I d

= =

1 D 1 − D D

b) Tensión y Corriente por L2 Tema 14. Convertidores DC/DC I.

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34 de 37

CONVERTIDOR DE CÚK. Modo de Conducción Continua

CONVERTIDOR DE CÚK. Límite entre Modos de Conducción

Convertidor de Cúk: Modo de conducción Continua. D=0.66

Convertidor de Cúk: Límite conducción Continua-Discontinua. D=0.66




b) Tensión y Corriente por L2


35 de 37


36 de 37

COMPARACIÓN ENTRE CONVERTIDORES I d

i L

i d

i o

L

I C

i C C

V d

V o

R

0

Convertidor Reductor: V o=DV d; I o=I L=I d /D I d

i d

i L

i o

L

v L

i C

Vd

I C

R

V o

R

V o

C

0

I d=I Convertidor Elevador: V o=V d /(1-D); L=I o /(1-D) I d

i d L Vd

I C

v L

i L

0

C

i C

i o

Convertidor Reductor-Elevador: V o=V d D/(1-D); I d= I o D/(1-D); I L=I o /(1-D) i L1

I d

L1

i d

I C

C 1

i L2 L2

v L1

v L2

C 2

Vd

R

i C

0

i o

I d = I L1=I o D/(1-D); I L2=I o Convertidor de Cùk: V o=V d D/(1-D);


37 de 37

V o

INTRODUCCIÓN

TEMA 15. CONVERTIDORES DC/DC II



Objetivo: Estudio de los circuitos más usados en las fuentes de alimentación reguladas (de amplio uso en la alimentación de equipos electrónicos).



Características:

V o constante (dentro de un rango de tensiones de entrada y corrientes de salida. ♦ Aislamiento galvánico entre entrada y salida, sin emplear transformadores de 50Hz. ♦ Permitir si se precisa más de una tensión de salida aisladas entre sí. ♦ Regulación de la tensión de salida a un valor

15.1 INTRODUCCIÓN 15.2 CONVERTIDOR PUENTE 15.2.1 Estrategias de Control 15.2.1.1 Control Bipolar 15.2.1.2 Control Unipolar 15.3 CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO 15.3.1 Convertidor Flyback 15.3.2 Convertidor Forward 15.3.3 Convertidor Puente 15.4 CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES

Tema 15. Convertidores DC/DC II.

1 de 39



En este tema sólo se va a analizar el funcionamiento en modo de conducción continua (en las fuentes de alimentación L suele ser de un valor bastante grande).



Se va a suponer que Vo es constante (C se supone de un valor elevado).

Tema 15. Convertidores DC/DC II. 2 de 39

CONVERTIDOR PUENTE id + S 3

S 1

CONVERTIDOR PUENTE

Donde cada interruptor es en realidad:

Potencia positiva o negativa

io

V d

S 1

io

A

Carga

S 2

Vo = V A − V B

Generación del Retraso

B S 4

S i

Di V o

-

R

A

B B

S i ≡ IGBT o MOS Esquema del convertidor Puente

id

(4 cuadrantes)

C

S 2

id

+

+ S 1

V d

D1

io V d

A

S 2

io

A

Carga Corriente Inversa del Diodo

S 2

a)

D1

A

Carga D2

-

a) S 1

D2

B

S 1

b)

Convertidor Puente, problemas en el disparo de los interruptores: a) No se pueden cerrar simultáneamente los dos interruptores de una rama. Por tanto, si estaba conduciendo S 1 hay que esperar un tiempo mayor que el que necesita S 2 para cortarse antes de dar la orden de cierre a S 1. ⇒ Empleo de tiempos muertos en el disparo de los interruptores. b) Cuando está conduciendo D2 hay que controlar la velocidad de entrada en conducción de S 1 (controlando la velocidad de subida de V GS1) de forma que la corriente de recuperación inversa de D2 no suba excesivamente.

S 2 t c

t c

t c b)

Generación de Tiempos Muertos: a) Circuito Simple para Generarlos. b) Formas de Ondas

Los dos casos presentados son solo ejemplos, por simetría se pueden encontrar otros ejemplos.


3 de 39


CONVERTIDOR PUENTE

CONVERTIDOR PUENTE i O

Puede estar abierto o cerrado

S 1 V d

Conducen D1 y D4

i O<0 V O=V d S 4

Puede estar abierto o cerrado

i O

⇒ V A =V d

D4

Conducen S 2 y D4

S 2 D2

Luego:

D4

S3 0 0 1 0 0 1 0 0 1

io>0 S4 0 1 0 0 1 0 0 1 0

VO Conduce -Vd D2 D3 0 D2 S4 -Vd D2 D3 -Vd D2 D3 0 D2 S4 -Vd D2 D3 0 S 1 D3 Vd S1 S4 0 S 1 D3

S1 0 0 0 0 0 0 1 1 1

S2 0 0 0 1 1 1 0 0 0

V A =

io<0 S4 VO Conduce 0 Vd D1 D4 1 Vd D1 D4 0 0 D1 S3 0 0 S2 D4 1 0 S2 D4 0 -Vd S2 S3 0 Vd D1 D4 1 Vd D1 D4 0 0 D1 S3


T S

= V d ⋅ D A

En la rama B se puede obtener de la misma forma: V B Luego:

S3 0 0 1 0 0 1 0 0 1

Vd ⋅ t onA + 0 ⋅ t offA

 

Dónde: D A es el “Duty cycle” de la rama A.

Estados Posibles S2 0 0 0 1 1 1 0 0 0

> 0 e io < 0

Si S1 = on (S 2 = off ) ⇒ V A = Vd  Si S1 = off (S 2 = on ) ⇒ V A = 0

Circulación de Corriente por dos Diodos aplicando una tensión nula. (Si i o>0, la corriente circularía por D2 y S 4).

S1 0 0 0 0 0 0 1 1 1

⇒ V A =V d

Tensión V A con S1 Cerrado ( S 2 Abierto) en los casos io

B

A

i O<0 V O=0 S 4

A

A

Circulación de Corriente por dos Diodos, se devuelve energía. (Si i o>0, se devuelve energía a la batería por los otros dos diodos).

S 1

i o<0

V d

B

A

S 2

V d

i o>0

V d

D1

5 de 39

= Vd ⋅ DB

V o=V A-V B=V d(D A-D B )

Si los dos interruptores están abiertos:

V A=V d si i o<0 V A=0 si i o>0

⇒

No se puede controlar con

D A la tensión de la rama


CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar


id

id

+

Filtro LC

+

S 3

S 1

S 1

io

V d

A S 2

V d

B

Carga

B S 4

S 2

N

-

L

A V o (t ) = V A − V B

S 4

V o=V AN -V BN

S 3

io

C V o

c a r g a

N Convertidor Puente alimentando una carga de continua con filtro LC

V control + V tri

)

)

2 V tri

=

t on T S

= D ⇒

V control = V tri ( 2 D-1 ) 1 [V d ⋅ t on − V d (T S − t on )] V o = T S

)

V d

V d T s

2V tri

 V  V o =  )d  ⋅V control = k ⋅V control  V tri  V d

t off

t on

V d

Convertidor Puente: Control Bipolar

T s

2V tri

t off


7 de 39

t on


CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar Vo>0, Io>0 (S1,S4) S1

D1

S3


Vo>0, Io<0 (D1,D4) D3

S1

D1

Io

S3

D3

Io

Vd

Vd S2

D2

Vo

S4

S2

D4

D2

Vo

S4

D4

Vd

Vo<0, Io>0 (D2,D3) S1

D1

S3

Vo<0, Io<0 (S2,S3) D3

S1

D1

Io

-Vd

S3

D3

Io

Vd

Vd S2

D2

Vo

S4

D4

S2

D2

Vo

S4

D4

Vd

Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con control bipolar

Dispositivos conduciendo: I o siempre positiva


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10 de 39

CONVERTIDOR PUENTE Control Bipolar


.

Vd

Vd

Dispositivos conduciendo: Io media negativa, pero Io(t) cambia de signo Dispositivos conduciendo: Io media positiva, pero Io(t) cambia de signo


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CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar

V d

V o=V an-V bn

V d

V an se genera comparando V tri con V con V bn se genera comparando V tri con -V con

Vd

2V tri

T s

Convertidor Puente: Control Unipolar

 ) )  V cont + V tri − V tri + V cont V cont = ) ) T S  ⇒ D A − D B = 2V tri V tri  t' on D B= =  ˆtri T S 2 V  V o = V d ⋅ D A − V d ⋅ D B =  V d  ⇒ = V ) ⋅ V cont = k ⋅ V cont o V o = V d (D A − D B )  V D A =

Dispositivos conduciendo: I o siempre negativa

t on

=

ˆtri V cont + V ˆtri 2 V ˆtri − V cont V

tri

La tensión de salida es igual que en el control Bipolar, pero la frecuencia del rizado en la tensión de salida es doble ⇒ Componentes del filtro más baratos. Tema 15. Convertidores DC/DC II.

13 de 39


14 de 39

CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar Vo>0, Io>0 (S1,S4) S1

D1

S3


Vo>0, Io<0 (D1,D4) D3

S1

D1

Io

S3

D3

Io

Vd

Vd S2

D2

Vo

S4

S2

D4

Vo<0, Io>0 (D2,D3) S1

D1

S3

D2

Vo

S4

D4

Vo<0, Io<0 (S2,S3) D3

S1

D1

Io

S3

D3

S4

D4

Io

Vd

Vd S2

D2

Vo

S4

S2

D4

Vo=0, Io>0 (S1,D3)

D2

Vo

Vo=0, Io<0 (D1,S3) Vd

S1

D1

S3

D3

S1

D1

S3

D3

S2

Vo=0 D2 S4

D4

Io

Io

Vd

Vd Vo=0 S2

D2

S4

D4

Vo=0, Io>0 (D2,S4) S1

D1

S3

Vo=0, Io<0 (S2,D4) D3

S1

Io

D1

S3

D3

Io

Vd

Vd Vo=0 S2

D2

S4

D4

S2

Vo=0 D2 S4

D4

Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con control unipolar. Corriente media negativa pero con valores positivos y negativos. Tensión de salida positiva

Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con control unipolar


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16 de 39


CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar Ts

Vd

Ts

Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con control unipolar. Corriente siempre negativa. Tensión de salida negativa


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CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO Tensión DC no regulada

Tensión DC regulada

Rectif. + Filtro

Controlador

Potencia

Transf. AF Filtro EMI

CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO

Rectif.+ Filtro

Convertidor DC/DC

Potencia

V o

Filtro EMI

Rectif. + Filtro

Convertidor DC/DC

Entrada RED 50 ÷ 60 H z

Entrada RED 50 ÷ 60 H z Transf. AF Controladores PWM

Tierra 1

Transf. AF con varios devanados secundarios

Realimentación

Drivers Puertas

Tensión DC regulada

Amplificador de error

Rectif.+ Filtro

V o1

Rectif.+ Filtro

V o2

Rectif.+ Filtro

V on

V Ref.

Tierra 2

Esquema General de una Fuente de Alimentación multisalida

Aislamiento Galvánico

Esquema General de una Fuente de Alimentación Objetivos:

• Aislamiento galvánico entre Red y V o . • Evitar la transformación de 50/60 Hz por ser muy pesado y costoso el transformador.

V o • Tener una mayor relación de transformación V que la que permite D, al i

N 2 multiplicar por

N 1 .


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C s a D d s l a e n u o g i e s r n o e T n

CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO i1

L d 2

Transformador Ideal

CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Flyback + V d S

Convertidor Reductor-Elevador

+ V d L

R

C

+

L d 1 Lm

V 1

V 2

i2

L

R

C

S

+

N 1 ÷ N 2 + V d

Circuito Equivalente de un Transformador

L

Se desprecian las pérdidas debidas a las resistencias de los devanados y núcleos

V 1 Relación de transformación:

N 1

=

i1 N 2

=

L

R

S

C

+

R

S

V 2 N 2

Convertidor Flyback

Igualdad de potencias: P = V 1 ⋅ i1 = V 2 ⋅ i 2 Relación de corrientes:

+ V d

+ C

V d

i2

N 2

N 1

C

R

N 1 S

Inductancias de dispersión:

Ld 1 ,

Ld 2 : Tan pequeñas como sea

posible (fuerte acoplamiento magnético entre primario y secundario). Ya que la energía que almacenan la deben absorber los interruptores. Inductancia de magnetización: Lm

: Tan grande como sea posible

Origen del Convertidor Flyback desde el Convertidor ReductorElevador

(excepto en el convertidor Flyback), ya que las corrientes de magnetización se suman a las de los devanados para formar las corrientes por los interruptores y aumentan las pérdidas.


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CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Flyback

id = im = iSW Lm

io

id = 0

i=0 i m V 1 = V d

V d

N 2 N 1

V d

CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Flyback id = im = iSW

V o

R C

Lm

im=i L V 1

io

id = 0

i=0

= V d

V d

V d

N 2 N 1

R

V o

C

N 1 : N 2

N 1 : N 2

Circuito Equivalente del Convertidor Flyback con el Interruptor Cerrado

i D

−

N 1 N 2

V o

im

I o

C

Circuito Equivalente del Convertidor Flyback con el Interruptor Cerrado

V o

i L(t) = iSW (t) = I Lmin +

N 1 : N 2

V d Lm

⋅t

Circuito Equivalente del Convertidor Flyback con el Interruptor Abierto

I Lmax = I Lmin + Integrando en un ciclo la tensión aplicada a la inductancia de magnetización:

V d DT S −

N 1 N 2 V o

V d

( 0
V d ⋅ DT S Lm

V o (1 − D)T S = 0 ⇒

=

N 2

D

N 1 1 − D


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CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Flyback i D

−

N 1 N 2

V o


I o

V o

im

C

N 1 : N 2

Circuito equivalente del convertidor Flyback con el interruptor abierto i L (t ) = I Lmax −

V d D (t − DT S ) 1 − D

I Dmax = I Lmax i D (t ) = i L (t )

N 1 N 2

⇒ I Lmin = I Lmax −

Lm

= I Dmax −

N 1 N 2

; I Dmin = I Lmin

V d D

N 1

I Dmin = I Dmax−

V o  N 1 

Lm

N 1 N 2

t = I Dmax −

(1 − D ) Lm N 2

V d DT S

V o  N 1 

2

  t Lm  N 2 

2

ton

  (1 − D )T S Lm  N 2 

Como el valor medio de i D es I o , se puede calcular I Dmax I o =

2 1   I (1 − D)T − V o T S (1 − D) Dmax S T S  2 L m





I o = (1 − D ) I Dmax −

 

I Dmax = I Dmin =

I o 1 − D I o 1 − D

 N 1     N 2 

 =  

2

2 V o (1 − D )T S  N 1  

2 L m

+

V o (1 − D )T S  N 1 

−

V o (1 − D )T S  N 1 

2 L m

2 L m

Convertidor Flyback: Funcionamiento para D=0.4 y a=0.5

  ⇒  N 2   2

   N 2  2

   N 2 

El voltaje aplicado al interruptor cuando está abierto: VSW = V d +

N 1 N 2

⋅ V o =

V d 1 − D


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CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Forward V L

D1

L

V 2 V 1 V d

N 1

io i L V o

C

D2

N 2

Convertidor Forward Ideal Si el transformador ideal, cuando el interruptor está cerrado:

V 1 = V d ;

ton

V L = V d ⋅

N 2 N 1

V2 =

− V o

N 2 N 1

⋅ V d

(0 < t < t on )

Esta tensión debe ser positiva (es un reductor visto desde V 2 ) luego en este intervalo

i L aumenta.

i L circula por D2 y < t < TS ) ⇒ i L disminuye.

Cuando el interruptor se abre,

V L = −Vo Convertidor Flyback: Funcionamiento para D=0.6 y a=0.5

(t on

Igualando la integral de

V L dt en los dos períodos queda:

 N 2  V d ⋅ − V o  ⋅ t on = V o ⋅ (T S − t on )  N 1   N 2  V d ⋅ − V o  ⋅ D = V o ⋅ (1 − D ) N 1   Tema 15. Convertidores DC/DC II.

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V o V d

=

N 2 N 1


⋅ D

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CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Forward


Funcionamiento del convertidor Forward Con el interruptor cerrado:

V1 = V d

(0 < t < t on ) ,

im sube linealmente desde cero a I Lmmax .

Cuando se abre el interruptor

i1 = −i m

N 1 ⋅ i1 + N 3 ⋅ i3 = N 2 ⋅ i2 , como hay un diodo D1 , i2 = 0 ⇒ la N 1 ⋅i corriente i 3 = N 3 m fluirá a través del devanado auxiliar, devolviendo energía a la batería. Durante t m, la tensión aplicada al primario y a Lm es:

V 1 = −

N 1 N 3

⋅ Vd

(t on < t < t on + t m )

Vd ⋅ t on =

t m se puede calcular de: t m T S

=

N 3 N 1

N 1 N 3

m

⋅ Vd ⋅ ( t m ) ton

⋅D

Se tiene que cumplir que:

t m < t off ⇒

t m T S

< 1 − D luego : (1 - D max ) = Dmax =

1+

1 N 3

N 3 N 1

⋅ Dmax

Convertidor Forward: Funcionamiento para D=0.4

N 1


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CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Puente

T 1 V d

D1 T 3

D3

D1

N 2

A

V 1 B

T 2

i D1

D2

T 4

i Lm

V L

Vo1 i L

Lm N 1

D4

L

R C

N 2 i D2 D2

Convertidor Puente con transformador

m

ton

Convertidor Forward: Funcionamiento para D=Dmax


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V o

CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Puente T 1 V d

A

T 2

i o=i L(N 2 /N 1 ) V 1=V d i Lm +i Lm B D2

i D1= i L

D3

D1 T 3

T 4

V d

A

T 2

D1 T 3

D2

T 4

T 1

i L

N 2

N 1

R C

V o V d

D3

N 2

L

N 2

V 1=-V d i Lm

T 4

i L

R C

T 1

V o V d

D1 T 3

D3

i 1=0

V L =

i L Vo1=0

R C

V o

N 2

i o=- i Lm

V 1=V d i Lm

T 2 y T 3 conduciendo

D2

D1

T 4

D4

L

V L

i L Vo1=0

Lm

B

T 2

i D1=i L /2 N 2

A

Vo1=V d( N 2 /N 1 )

R C

V o

N 2 i D2=i L /2 D2

Funcionamiento del Convertidor Puente: D1 y D4 conduciendo

N

2 ⋅ V  ⇒ V 01 = T2 − T3 ⇒ V1 = −Vd  N 1 d

La tensión en la bobina es:

V L

Funcionamiento del Convertidor Puente: D2 y D3 conduciendo

i D2= i L D2

T1 − T4 ⇒ V1 = +Vd 

L

i D2=i L /2 D2

D4

N 1 D4

D1

Lm N 1

D2

i D1=i L /2

V L

Lm N 1

i 1=0

N 2

i o= i Lm

T 2

D1

D3

A

Vo1=V d (N 2 /N 1 )

T 1 y T 4 conduciendo

i D1=0

D1 T 3

B

i D2=0 D2

Funcionamiento del Convertidor Puente:

Si conducen:

V L

Lm

D4

i o=i L(N 2 /N 1 ) V 1=-V d i Lm +i Lm B

L

N 2

Funcionamiento del Convertidor Puente:

T 1

D1


N 2 N 1

 N 2  V N  ⋅V d − V o  ⋅ D ⋅ T S = V o ⋅ T S ⋅ (0.5 − D) ⇒ o = 2 2 ⋅ D V d N 1  N 1 

⋅ Vd − V o


La relación de transformación se obtiene de integrar la tensión en la bobina en medio ciclo (ya que el otro medio es idéntico):

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CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES EAOUT 2 ERROR AMP

EAINV 1

PWM COMPARATOR

1.5V

PWM LATCH SD R

RAMP 7 OSCILLATOR CT

CURRENT LIMIT COMPARATOR

5 OUT

CLK

VCC-0.43V

CS 3

REFERENCE & UVLO

SLEEP COMPARATOR

SLEEP

2.2V

VCC

VCC 4

UVLO

8 3V REF

3V REF

GND 6

Diagrama de bloques del controlador UC1573 VIN +12V IN

SLEEP

RSLEEP 1MEG

MSLEEP RCS

RVSENSE1 91k

RSLEEP 24k CVCC 10 F C 3VREF 100nF

4 VCC

CS 3

8 3VREF

ton/2

CRAMP 680pF

ton/2

UC 1573

CBULK 10 F

7 RAMP 1 EAINV

RCOMP CCOMP

OUT 5 2 EAOUT

RVSENSE2 39k GND

MSWITCH LBUCK

VOUT

6 GND DBUCK

COUT 100 F

GND

+5V OUT

Realización de un Convertidor Reductor con el controlador UC1573

Funcionamiento del convertidor Puente para D=0.3 Tema 15. Convertidores DC/DC II.

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CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES POL

REF

MIN OFF-TIME GENERATOR

1.25V R EF

POLARITY START-UP

TRIG

Q

ERROR AM P

LX

F/F S

FB

Q R

START-UP CO MPAR AT OR

ISET

T RIG MAX O N-T IME G E N E R A T OR Q s)

1V

SHD N CO NT ROL

VCC

GND

Diagrama de bloques del controlador MAX629 VIN +0.8V TO +24V

Conectar si se usa una sola fuente C1

CC +2.7V TO +5.5V

F

35V L1 47 H

C3 0. 1 F

D1 SHDN

ISET

FB

R1 576k 1% R2 31.6k 1%

POL

REF

+24V

LX

MAX 629

C4

VOUT

MBR0540L

VCC

CF 150pF

C2 10 F

35V

Realimentación de la tensión VOUT

GND

0.1 F

Convertidor Elevador realizado con el controlador MAX629


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INTRODUCCIÓN Símbolos para la Representación de Convertidores CC/CA (Inversores)

CA

CC

TEMA 16. CONVERTIDORES CC/AC. 16.1. INTRODUCCIÓN 16.1.1. Armónicos 16.1.2. Conexión de un Convertidor CC/AC 16.1.3. Clasificación 16.2. INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL 16.3. INVERSOR MONOFÁSICO EN PUENTE COMPLETO 16.4. INVERSOR TRIFÁSICO 16.4.1. Tensión en el Neutro 16.4.2. Armónicos 16.4.3. Espacio de Estados 16.5. OTROS INVERSORES 16.5.1. Inversor con Fuente de Corriente 16.5.2. Inversores de tres niveles 16.5.3. Inversores Multinivel

(a) Inversor Monofásico.

CA

CC

(b) Inversor Trifásico

APLICACIONES:

• Actuadores para motores de corriente alterna. Permite variar la tensión y la frecuencia de estos motores.

• Fuentes de alimentación ininterrumpida (UPS). Genera una tensión senoidal a partir de una batería con el fin de sustituir a la red cuando se ha producido un corte en el suministro eléctrico. • Generación fotovoltáica. Genera la tensión senoidal de 50Hz a partir de una tensión continua producida por una serie de paneles fotovoltaicos. En este tema, se considerará únicamente el funcionamiento a bajas frecuencias, es decir: los interruptores conmutando a la frecuencia de la red.

Tema 16. Inversores I.

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INTRODUCCIÓN

INTRODUCCIÓN. Armónicos

+V d /2 V d /2

1 0

0

Armónicos para D=0.5

i A

A

S A

V d /2

V Z Z -V d /2 Circuito Inversor Simple

S A Posición 1

Posición 0

Posición 0

t

V z V d 2 0 V − d 2

Armónicos de ondas cuadrada y triangular t

i A 0

−

Armónico fundamental

Carga resistiva de valor R

V d 2 R

t

V d 2 R

i A

Carga inductiva de valor L

Vd T 2 L 0

−

Vd T 2 L

t 0

t 1 T

t T

Formas de Onda de un Circuito Inversor Simple


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0.5

0.5

D

Armónico núm.

D

D

Armónicos en una Onda Cuadrada de amplitud

1

± en función de D 2


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Armónicos 0 a 5 de una Onda Cuadrada de amplitud ±

1 2

en función de D


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INTRODUCCIÓN. Conexión de un Convertidor CC/AC

INTRODUCCIÓN. Conexión de un Convertidor CC/AC

Flujo de Potencia

I,P Elementos metálicos aislados del circuito de potencia FILTRO DE RED

CONVERT.

BOBINA O

CA/CC

CONDENSAD.

INVERSOR

FILTRO DE CARGA

V C

CARGA

a) s1 ( t )

RED +

Batería

-

s2 ( t )

I,P

sn ( t ) l o r t n o C

V C

Diagrama de Bloques del Sistema Inversor

b) Circuito de Alimentación de Inversores. (a) Alimentación Mediante un Rectificador Controlado. (b) Alimentación Mediante Otro Inversor

L

R

V AC

Modelo por Fase de la Carga del Inversor


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INTRODUCCIÓN. Clasificación

INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL

• Inversores con fuente de corriente (CSI). • Inversores con fuente de tensión (VSI).

V d /2

T A+

D A+ i A

T A-

D A-

0

I L

V d /2 V C

Inversor en Medio Puente (a)

(b)

Inversores con: (a) Fuente de Tensión (VSI). (b) Fuente de Corriente (CSI)

• Inversores de baja frecuencia (onda cuadrada). • Inversores de alta frecuencia (modulación por anchura de pulsos). • • • • •

• t 0 , instante de tiempo en el que se abre el interruptor T A+ . • t 0+ t 0 instante de tiempo en el que se cierra el interruptor T A- . • t 1, instante de tiempo en el que se abre en interruptor T A-. • t 1+ t 1 instante de tiempo en el que se cierra el interruptor T A+. • t 0 y t 1 son los tiempos muertos (generalmente coinciden).

Inversores de transistores bipolares. Inversores de MOSFET’s. Inversores de IGBT’s. Inversores de tiristores. Inversores de GTO’s.

T A+ t1 + ∆t 1 T A− t 0

• Inversores no resonantes. • Inversores resonantes.

V A

t 0 + ∆t 0

t 1

t

V d 2 0

• • • •

Medio puente o batería con toma media. Transformador con toma medio o Push-Pull. Puente completo monofásico. Puente trifásico.


−

t

V d 2

Formas de Onda del Inversor Medio Puente con Carga Resistiva

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INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL V d 2

T A+

O

D A+

T A−

T A+

O

A

V d 2

V d 2

i A (t 0 )

D A−

T A−

a)

V d 2 O

T A+

T A−

V d 2

D A+ i (t ) A 1

T A+

O

D A− Z

c)

D A− Z

b)

A

V d 2

D A+ i ( t + ∆t ) A 0 0

A

V d 2

Z


D A+

i A (t1 + ∆t 1 )

A

V d 2

T A−

D A−

t

Z

d)

Circuitos Equivalentes durante los Intervalos de Funcionamiento del Inversor en Medio Puente


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Formas de Onda de Tensión y Corriente de un Inversor Medio Puente con Carga Inductiva considerando tiempos muertos y tiempos de almacenamiento de los interruptores


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INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL V d 2

1 0

0

i A

V pulso

i A

S A V z

−

V d 2 a)

t

b)

Circuitos Simplificados del Inversor en Medio Puente: a) Como Conmutador. b) Como Fuente de Onda Cuadrada

Efecto de los Tiempos Muertos en la Pérdida de Tensión en la Carga cuando la corriente no cambia de signo

∆V A = −V d

t c − t alm T S

sig (i A )


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INVERSOR MONOFÁSICO. PUENTE COMPLETO

V d 2

T A+

D A+

i A

A

O V d 2

T B+

D B+

O D B−

T B−

Inversor Monofásico en Puente Completo

V d 2

s A

O

V Z

i A

A

Z

V d 2

i B

B

D A−

T A−

INVERSOR TRIFÁSICO

T A+

A V d 2

T A−

D A+

i A

D A−

T B+

D B+

i B

B T B−

D B−

T C +

DC +

iC

C T C −

DC −

Inversor puente trifásico

s B B

V d 2

Circuito Equivalente del Inversor Monofásico en Puente Completo

Estado

Interruptor Interruptor

Tensión en la carga

S A

S B

0

0

0

0

1

0

1

2

1

0

-V d V d

3

1

1

0

Resumen de los Estados de un Inversor Monofásico en Puente Completo


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INVERSOR TRIFÁSICO

V d /2

i B

i A

0 S A

INVERSOR TRIFÁSICO. Tensión en el Neutro

A

S B

i C

B

S C

C

V d /2

t Tensiones en las tres ramas del inversor. Determinación de la tensión del neutro de la carga: V d 2

V A0 Z V BN

V AN

Z V CN

Z

V d 2

Z

Z

Z

N

V N0

N

Z

Z

−

V − d 2

Z

V d 2

Circuito Equivalente del Inversor Trifásico (a)

Circuitos Equivalentes para Determinar la Tensión del Neutro de la carga Estados: Z 2 Vd − Z Vd = Vd − Vd = − Vd S1, S3 y S5 a) V NO = 3 3 Z 2 2 6 3 6 2 Z 2

Interruptores Estado

S A S B S C

S0

0

0

0

S1

1

0

0

S2

1

1

0

S3

0

1

0

S4

0

1

1

S5

0

0

1

S6

1

0

1

S7

1

1

1

(b)

Z Z V d V V V V − 2 d = d − d = d b) V NO = 3 3 2 2 3 6 6 Z Z 2 2

S2, S4 y S6

Luego:

t y las tensiones aplicadas a la carga por fase son:

V AN = V AO − V NO ; V BN = V BO − V NO ; VCN = VCO − V NO

Estados de un Inversor Trifásico.


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INVERSOR TRIFÁSICO. Armónicos

INVERSOR TRIFÁSICO. Armónicos

e s a f e s a f s e n o i s n e T

t

a í y r e e t s a a b F a e l r e t n d e o s i e d n e o m i s o n t e n T u P

Tensiones en un puente trifásico

En las tensiones faseneutro desaparecen los armónicos triples Componente Fundamental


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INVERSOR TRIFÁSICO. Espacio de Estados Interruptores Estado

S0 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7

OTROS INVERSORES. Inversor con Fuente de Corriente

Tensiones/V d

S A S B S C V AN V BN V CN 0 1 1 0 0 0 1 1

0 0 1 1 1 0 0 1

0 0 0 0 1 1 1 1

L

0 0 0 2/3 -1/3 -1/3 1/3 1/3 -2/3 -1/3 2/3 -1/3 -2/3 1/3 1/3 -1/3 -1/3 2/3 1/3 -2/3 1/3 0 0 0

T B−

D A+

D B−

A

I

t S2

S3

R

=

2V d 3

Conversión de coordenadas del espacio tridimensional al plano (proyección):

1  −  V A  2 ⋅ V   B 3   − V  2   C 

i A

i B

B

T A−

T B+

D A −

D B+

jIm

Estados de un Inversor Trifásico.

1  1 − Re 2  2 Im = 3  3   0 2 

T A+

Inversor en Puente Completo con Fuente de Corriente. Los diodos son necesarios si los interruptores no soportan tensiones inversas. Nota: En este montaje pueden cerrarse simultáneamente los dos interruptores de una rama, pero no se pueden dejar abiertos a la vez los dos de la parte de arriba (o de abajo) de ambas ramas.

S1

S4

Re

S0, S7 S6

S5

I

A B

V A =

Por ejemplo, para S1:

Re =

2V d 3

;

para S5: V A = −

Re = −

V d 3

;

2V d 3

; V B = −

V d 3

; V C = −

Im = 0 , cuyo módulo es:

V d 3

; V B = −

Im = −

V d 3

V d 3

; V C =

Z

V d 3

, resulta:

2V d

2V d 3

, cuyo módulo es:

Modelo Equivalente del Inversor Monofásico con Fuente de Corriente

3

Su uso principal es para grandes potencias con SCR (tendencia a desuso). Tienen una ventaja, ya que pueden devolver energía a la red si la fuente de corriente se construye con una bobina y un rectificador controlado.

, resulta:

2V d 3


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OTROS INVERSORES. Inversor con Fuente de Corriente

OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles

L

T A+

T B+

D A+

D B+

T C +

DC +

D2

T 3

D3

V

T 1

T 2

T 3

D1

D2

D3

I

D4

T 4

i A

B

i B

C

D4

T 5

D5

T

D6

D B−

T C −

DC −

6

V d

Inversor Trifásico con Fuente de Corriente

2

T − A

I

T 2

O

D

D

D1 A

T 6

T

T 4

T 1

C

B

A

d

2

D A−

T B−

Inversor Trifásico de Tres Niveles

A B

C

Z

Z

Z

Modelo Equivalente del Inversor Trifásico con Fuente de Corriente


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24 de 35

i


OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles S1

V d /2

i B

i A

0 S A

A

S B

B

C

V d /2

V BN

Z V CN

Z

V N0

Circuito Equivalente del Inversor Trifásico de tres niveles

La tensión V N0 se puede calcular aplicando el Teorema de Superposición:

 Z   Z   Z   2  + V  2  + V  2   Z + Z  B 0  Z + Z  C 0  Z + Z  = 2  2  2     (V A0 + V B 0 + V C 0 )

V N 0 = V A0 V N 0 =

3

Las tensiones V A0 ,V B0 y V C0 pueden tomar los valores: +V d /2 , -V d /2 y 0. Luego los posibles valores de V N0 serán:

0,

V d /6 , V d /3 y

S4

S5

S6

S7

S8

S9 S10 S11 S12

a í y r e e t s a a F b a e l r e t n d e o s i e d n e o m i s o n e t n T u P

V A0 V AN

S3

o r t u e n e s a f s e n o i s n e T

i C S C

S2

V d /2

S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 S9 S10 S11 S12

VAN 1/2 2/3 1/2 1/3 0 -1/3 -1/2 -2/3 -1/2 -1/3 0 1/3

VBN -1/2 -1/3 0 1/3 1/2 2/3 1/2 1/3 0 -1/3 -1/2 -2/3

VCN 0 -1/3 -1/2 -2/3 -1/2 -1/3 0 1/3 1/2 2/3 1/2 1/3

VN0 0 -1/6 0 1/6 0 -1/6 0 1/6 0 -1/6 0 1/6

SA + + + + 0 0 +

SB 0 + + + + + 0 -

Tensiones y estados en un inversor de tres niveles Tema 16. Inversores I.

27 de 35


28 de 35

SC 0 0 + + + + +


OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles 0.8

S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 S9 S10 S11 S12

VAN 1/2 2/3 1/2 1/3 0 -1/3 -1/2 -2/3 -1/2 -1/3 0 1/3

VBN -1/2 -1/3 0 1/3 1/2 2/3 1/2 1/3 0 -1/3 -1/2 -2/3

VCN 0 -1/3 -1/2 -2/3 -1/2 -1/3 0 1/3 1/2 2/3 1/2 1/3

SA + + + + 0 0 +

SB 0 + + + + + 0 -

SC 0 0 + + + + +

2 Niveles

3 Niveles

0.6

0.4

0.2

0 0

0.125

0.25

0.375

0.5

0.625

0.75

0.875

0.2

0.4

0.6

0.8

Estados en un inversor de tres niveles

Comparación de las tensiones de fase y sus armónicos entre un inversor convencional de dos niveles y otro de tres niveles

jIm S6

S5

S4 Componente Fundamental

S3

S7

S2

S8

Re S9

S1 S10

S11

S12 Tema 16. Inversores I.

t

29 de 35


30 de 35

OTROS INVERSORES. Inversores Inversores de tres niveles

OTROS INVERSORES. Inversores Inversores Multinivel D1 T1+

+

D+

Im

Vd /5

D2 D+

D+

Vd

T2+

+

T3+

D3 +

D+

D+

D+

/5

k= T1+ s e T2+ r o t p T3+ u T4+ r r e T5+ t n i e T1 d T2 o d T3 a t s E T4T5-

D4 T4+

Re

D+

D+

D+

+

D+

D5 +

T5+

Vo

Vd /5

D1

T1-

Estados (27) en un inversor trifásico de tres niveles ESTADO VA0 VB0 VC0 VN0 VAN VBN VCN S0 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 S9 S10 S11 S12 S13 S14 S15 S16 S17 S18 S19 S20 S21 S22 S23 S24 S25 S26

-0,5 -0,5 -0,5 -0,5 -0,5 -0,5 -0,5 -0,5 -0,5 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5

-0,5 -0,5 -0,5 0 0 0 0,5 0,5 0,5 -0,5 -0,5 -0,5 0 0 0 0,5 0,5 0,5 -0,5 -0,5 -0,5 0 0 0 0,5 0,5 0,5

-0,5 0 0,5 -0,5 0 0,5 -0,5 0 0,5 -0,5 0 0,5 -0,5 0 0,5 -0,5 0 0,5 -0,5 0 0,5 -0,5 0 0,5 -0,5 0 0,5

-0,50 -0,33 -0,17 -0,33 -0,17 0,00 -0,17 0,00 0,17 -0,33 -0,17 0,00 -0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,33 -0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,33 0,17 0,33 0,50

0,00 -0,17 -0,33 -0,17 -0,33 -0,50 -0,33 -0,50 -0,67 0,33 0,17 0,00 0,17 0,00 -0,17 0,00 -0,17 -0,33 0,67 0,50 0,33 0,50 0,33 0,17 0,33 0,17 0,00

0,00 -0,17 -0,33 0,33 0,17 0,00 0,67 0,50 0,33 -0,17 -0,33 -0,50 0,17 0,00 -0,17 0,50 0,33 0,17 -0,33 -0,50 -0,67 0,00 -0,17 -0,33 0,33 0,17 0,00

D-

D-

D-

DD2

T2-

=

0,00 S13,S26 0,33 S14 0,67 -0,17 S16 0,17 S17 0,50 -0,33 0,00 0,33 -0,17 S22 0,17 S23 0,50 -0,33 S25 0,00 S0,S26 0,33 S1 -0,50 -0,17 S3 0,17 S4 -0,33 0,00 0,33 -0,50 -0,17 S9 0,17 S10 -0,67 -0,33 S12 0,00 S0,S13

Tema 16. Inversores Inversores I.

-

31 de 35

-

1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0

Tensión de Salida Vo=k*Vd 4/5 3/5 2/5 1/5 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1

Vd D-

/5

D-

DD3 -

T3-

D-

DD4

T4-

-

Vd D-

/5

D5 -

T5-

V

4/5V

Inversor de 6 niveles. Tensión entre una rama y el terminal negativo de la batería

3/5V 1/2V 2/5V

1/5V

0

0

0 .0 .00 2

0 .0 04

0. 0 00 06

0 .0 .00 8

0. 01

0. 01 2

0 .0 14

0. 0 01 16

0 .01 8

0. 02


32 de 35

OTROS INVERSORES. Inversores Inversores Multinivel

OTROS INVERSORES. Inversores Inversores Multinivel 2

Componente Fundamental

V d d

3

4

5

6

7

Niveles

4/5 V d d 3/5 V d d 2/5 V d d 1/5 V d d 0 -1/5 V d d -2/5 V d d -3/5 V d d -4/5 V d d -V d d

t

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10 11 12 1 3 14 15 1 6 17 18 1 9 2 0 21 2 2 2 3 2 4 2 5 26 2 7 2 8 2 9 30 3 1

Armónicos Armónicos y Distorsión Armónica Total de V A0 en inversores Multinivel

V d d

4/5 V d d

3/5 V d d 1/2 V d d 2/5 V d d

1/5 V d d

0

t 3

Inversor de seis niveles: tensiones fase-neutro y fase-fase Tema 16. Inversores Inversores I.

33 de 35

5

7

9

11

13

15

Número de Niveles Tema 16. Inversores I.

34 de 35

OTROS INVERSORES. Inversores Inversores Multinivel 0,35

3 0,3

5

7

9

Armónicos

0,25

0,2

0,15

0,1

0,05

0

2

3

4

5

6

7

Armónicos 3, 5, 7 y 9 en inversores de diferentes niveles de tensión

V d d 2 Niveles 3 Niveles 4 Niveles 5 Niveles 6 Niveles 7 Niveles V d d /2

0

t Tensiones de salida en inversores multinivel Tema 16. Inversores Inversores I.

35 de 35

INTRODUCCIÓN TEMA 17. CONVERTIDORES CC/CA CON SALIDA SINUSOIDAL

17.1 INTRODUCCIÓN 17.2 ESTUDIO DE UNA UNA RAMA DE UN PUENTE PUENTE INVERSOR INVERSOR 17.2.1 Modulación Senoidal Senoidal PWM 17.2.1.1 Armónicos 17.2.2 Sobremodulación 17.2.2.1 Armónicos 17.2.3 Generación de Señales PWM con Microprocesadores 17.3 INVERSOR MEDIO MEDIO PUENTE. 17.4 INVERSOR PUENTE PUENTE COMPLETO. 17.4.1 Modulación Bipolar 17.4.2 Modulación Unipolar 17.4.3 Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar 17.4.4 Efecto de Tiempos Muertos Muertos 17.5 PUENTE TRIFÁSICO TRIFÁSICO 17.5.1 Generación de Señales PWM Trifásicas 17.5.2 Modulación “Space Vector” 17.5.3 PWM Modificado 17.5.3.1 Extensión del Indice Indice de Modulación 17.5.3.2 Cancelación de Armónicos 17.5.4 Control de Corriente

Tema 17. 17. Inversores Inversores II.

1 de 28

conmutando a bajas frecuencias: frecuencias: ♦ Tema anterior: Inversores conmutando ♦ ♦ ♦ ♦

Formas de ondas cuadradas a frecuencia de red. Generación de armónicos de baja frecuencia. Alto coste de elementos reactivos para filtrado. No es posible controlar la amplitud de las tensiones alternas generadas (en trifásica). ♦ Normalmente empleados en potencias muy elevadas (Empleo de convertidores multinivel). ♦ Este tema: Inversores conmutando a altas frecuencias: ♦ Formas de ondas cuadradas de frecuencia mucho mayor que la de ♦ ♦ ♦ ♦ ♦

la red. Generación de armónicos de alta frecuencia. Menor coste de elementos reactivos para filtrado. f iltrado. Control de la amplitud de las tensiones alternas generadas. Posibilidad de controlar las corrientes aplicadas a la carga. Empleados en potencias más bajas: ♦ Control de velocidad de motores AC. ♦ Fuentes de alimentación ininterrumpidas (UPS). ♦ Conexión a red de sistemas de energías renovables.

Tema 17. Inversores Inversores II.

2 de 28

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM V d

2

V d

2

D A +

T A +

0

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM t s = 1 f s

io

V tri $

A D A − V AN

T A −

V cont

N

Rama de un Puente Inversor

− V tri $

t s = 1 f s

+ V d

V tri $

V AO

2

V cont

− V d

− V tri $

2

+ V d

V AO

2

Formas de onda en una rama de un Puente Inversor

f s=1/t s : Frecuencia de modulación (frecuencia de la onda triangular que será constante).

f 1 : Frecuencia de la señal de control (puede ser variable).

− V d

ˆcont : Máximo de la señal de control. V ˆtri : Máximo de la señal triangular (constante). V

2

Formas de onda en una rama de un Puente Inversor

1 si Vcontrol > V tri ⇒ T A + (on) ⇒ V AO = + V d 2 1 si Vcontrol < V tri ⇒ T A − (on) ⇒ V AO = − V d 2 Tema 17. Inversores II.

ma =

m f =

3 de 28

ˆcont V ˆtri V f s f 1

: Índice de modulación (podría ser >1)

: Relación de frecuencias.

Tema 17. Inversores II.

4 de 28

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Armónicos

Si ma < 1 , La amplitud de la componente fundamental de V AO se puede obtener de: Si

t s V tri

t on V a,cont ˆ 2V tri

0

t

Si m f es grande, durante el tiempo t s la señal de control no variará, y el valor medio ciclo a ciclo irá coincidiendo con el valor de la senoide V a,cont ya que por semejanza de triángulos:

ˆ +V 2t −t V a,cont t on V tri a,cont = ⇒ on s = ˆ ˆ t s t s 2V V

ˆ V tri

tri

V a

V AO =

V A0 0

tri

V d ⎛ t on t s − t on ⎞ V d ⎛ 2t on − t s ⎞

⎜ − ⎟= ⎜ ⎟ t s ⎠⎟ 2 ⎜⎝ t s ⎠⎟ 2 ⎜⎝ t s

t

V AO =

V a,cont V d ⋅ ˆ 2 V

ˆ ) (si V control ≤ V tri

tri

Si: f 1 =

ˆ V t = V control ⋅ sen (ω 1 ⋅ ) 2π , será: control 1

(V AO )1 =

ˆ ˆ ) (V V control ≤ tri

ˆ V V V control ⋅ sen(ω 1 ⋅ t ) ⋅ d = ma ⋅ d ⋅ sen (ω 1 ⋅ t ) ˆ 2 V 2

(ma ≤ 1)

tri

es decir,

(V ˆ ) = m AO

a

⎛ V ⎞ ⋅ ⎜ d ⎟ ⎝ 2 ⎠ para m a 1 Tema 17. Inversores II.

m a<1:

Los armónicos aparecen en forma de bandas laterales, alrededor de:

m f f 1 , 2 m f f 1 , 3 m f f 1 ...

m a h 1 (Fund.)

m f m f 2 m f 4 2m f 1 2m f 3 2m f 5 3m f 3m f 2 3m f 4 3m f 6 4m f 1 4m f 3 4m f 5 4m f 7

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

0.2 1.242 0.016

0.4 1.15 0.061

0.6 1.006 0.131

0.8 0.818 0.220

0.190

0.326 0.024

0.370 0.071

0.335 0.044

0.123 0.139 0.012

0.083 0.203 0.047

0.163 0.012

0.157 0.070

0.008 0.132 0.034

0.314 0.139 0.013 0.171 0.176 0.104 0.016 0.105 0.115 0.084 0.017

1.0 0.601 0.318 0.018 0.181 0.212 0.033 0.113 0.062 0.157 0.044 0.068 0.009 0.119 0.050


6 de 28

Amplitudes de los Armónicos

5 de 28



1,4

1,4

ma=0.2

25

0.2

1,2

0.4

0.6

0.8

1.0

1,2

1

1

0,8

0,8

0,6

0,6

0,4 0,2

75 1

0,4

49 51

99101 73 77

23 27

97

0

0,2

103

0

1 . 0

1

1

Amplitudes de los primeros armónicos para m a entre 0.2 y 1.0, para m f =25

ma=1.0

0.9

0 . 2

0.8

m f =25 0,6

0.7 25

h

0.6 0.5 0.4

23 27

0.3 47 53 4951

0.2 0.1

21

29

45

71

75 73

55

69

0

79 77 81

101 105 99 107 97 103

95 93

1 21 23 25 27 29

m a

0,2

0,4

0,8

1

0,2

0,4

0,6

0,8

0,016 1,242 0,016

0,061 1,15 0,061

0,131 1,006 0,131

0,22 0,818 0,22

1 0,018 0,318 0,601 0,318 0,018

Armónicos para mf =25 Tema 17. Inversores II.

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ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Sobremodulación

Si ma < 1 :

La ventaja de ma ≤ 1 es que se tiene una relación lineal entre V control y la tensión de salida, y además los armónicos que aparecen son de alta frecuencia (para m f

Si m f es un número entero impar, entonces será: 1 π ) (Función impar: Simetría f (−t ) = − f (t ) y también f (−t ) = − f (t + 2 ω de media onda respecto al origen)

alto). Para ma > 1 se habla de sobremodulación, el problema es que aparecen armónicos de bajas frecuencias.

(V )

AO 1

Esto implica que solo habrá armónicos impares y coeficientes de tipo seno. (en fase con la señal).

Para m f =15 onda cuadrada

$

V d

sobremodulación

lineal

2

4

Al elegir f s se debe tener en cuenta que:

, = 1278

π

- Cuanto mayor sea m f más fácil será filtrar los armónicos que aparecen.

1

- Pero si m f sube, f s también y, por tanto, las pérdidas de conmutación. - Para la mayoría de las aplicaciones se elige f s <6 kHz (Altas potencias) ó f s >20 kHz (para evitar el ruido audible en lo posible en bajas potencias). - Sincronización para pequeños valores de m f (por ejemplo < 21) m f debe ser un entero impar, sino aparecen subarmónicos. Esto implica que f s debe modificarse al variar f 1: f s = m f f 1. Para valores altos de m f esto no suele ser problema, ya que los subarmónicos son de amplitud muy pequeña y se habla de PWM asíncrono ( m f no entero). Debe tenerse en cuenta que los subarmónicos de muy baja frecuencia (aunque tengan una amplitud pequeña) pueden ocasionar grandes corrientes en cargas inductivas.

m a

3,24

1

Tensión de salida normalizada en función de m a para m f =15 Si m f =15, para m a>3,24, será (onda cuadrada): y

(Vˆ )

AO h

=

ˆ V AO h

1

(V ) $

AO 1

=

⎛ V ⎞ , = 1278 ⋅ ⎜ d ⎟ ⎝ 2 ⎠ 2

4 Vd

⋅

π

h= 3, 5, 7….

Al tratarse de una onda cuadrada no se puede controlar (V AO )1 salvo variando V d .


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ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Sobremodulación

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Sobremodulación. Armónicos

t

Comparación entre ma=0.8 y ma=1.5 para ms=35 Armónico

Comparación entre ma=0.8 y ma=1.5 (sobremodulación) para m s=35

t


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ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Generación de Señales PWM con Microprocesadores

INVERSOR MEDIO PUENTE

C

V a

V tri

0

0

V d

t

C V a 0

T A+

D A+

T A-

D A-

Z V d /2

Configuración en Medio Puente t

T 1

T 0

V d /2

T 0 ,T 1= Instantes de Muestreo

V a

V tri 0

t

T 3

T 1 0

T 2 T 0

Los condensadores consiguen un punto medio equivalente a tener una batería con toma media. Las formas de onda son exactamente las mismas que las que se acaban de estudiar.

V a t

T 0 ,T 1 ...= Instantes de Muestreo

Generación de Señales PWM con microprocesadores Tema 17. Inversores II.

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INVERSOR PUENTE COMPLETO

INVERSOR PUENTE COMPLETO. Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar 1.5

T A+

D A+

T B+

Vsal Bipolar

1

V d /2

B

Z

0 V d /2

Vsin

D B+

i o T A-

0.5

D A-

V o= V A0 –V B0

D B-

T B-

0

N -0.5

Configuración en Puente Completo Monofásico Son posibles las dos estrategias de disparo explicadas al estudiar los convertidores DC/DC: a) Bipolar: Se dispara T A + y TB − y a continuación T A − y TB + . Las tensiones V AO y VBO son idénticas a las explicadas para una rama simple, solo que V BO (t ) = −V AO (t ) , luego: V AB (t ) = V AO (t ) − V BO (t ) = 2V AO (t ) , es decir, tendremos el doble de tensión. V01 = ma ⋅ V d (m a ≤ 1)

-1

-1.5 1.5

Vsin

Vsal Un ip olar

1

0.5

$

Vd < V01 <

4

$

π

Vd ( ma > 1)

0

Lo explicado anteriormente respecto a los armónicos es válido. -0.5

b) Unipolar: En este caso: ⎧ Si V control > V tri T A + on (V AN = V d ) ⎪ Si V T A − on (V AN = 0 ) ⎪ control < V tri ⎨ ⎪Si (-V control ) > V tri T B + on (V BN = V d ) ⎪⎩ Si (-V control ) < V tri T B − on (V BN = 0 )


-1

-1.5

Comparación entre modulación Bipolar y Unipolar en un puente monofásico. Para m a=0.8 y m f =22 15 de 28


16 de 28

INVERSOR PUENTE COMPLETO. Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar

INVERSOR PUENTE COMPLETO. Efecto de Tiempos Muertos

0.9

Bipolar

Unipolar

0.8

0.7

0.6

0.5

0.4

0.3

0.2

0.1

t

0 1

4

7

10

13

16

19

22

25

28

31

34

37

40

43

46

49

52

55

58

61

64

67

70

73

armónico

Comparación entre modulación Bipolar y Unipolar en un puente monofásico. Para m a=0.8 y m f =22 Interr. ON T A+T BT A-T B+ T A+T B+ T A-T B-

V AN V d 0 V d 0

V BN 0 V d V d 0

V o =V AN –V BN V d -V d 0 0

∆V A = −V d

t c − t alm T S

sig (i A )

V(i<0) V o(t)

Real

V(i>0)

Estados Posibles de los interruptores en un Convertidor Puente Monofásico Como se vio al estudiar los convertidores DC/DC, la frecuencia de conmutación efectiva para V o es 2f s, ya que se producen 4 conmutaciones en el periodo de una onda triangular con lo que se consigue alejar los armónicos de m f a 2m f 1 (si m f es entero par). Nótese que para la modulación unipolar, se escoge m f par, ya que en este caso el primer armónico de las tensiones V A y V B están desfasadas 180º. Luego la diferencia de fases AB = 180º m f =0º y por tanto desaparecen todos los armónicos pares. Tema 17. Inversores II.

Efecto de los Tiempos Muertos en la Tensión de salida cuando la corriente cambia de signo

17 de 28

Ideal

0

t

V(i<0)

i o(t) 0

I>0 I<0

Efecto de los Tiempos Muertos en la Tensión de Salida

I>0 I<0

t


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PUENTE TRIFÁSICO

N 1

V d /2

V d /2

T A+

D A+

T B+ i A

T A-

V AN 1 = ma ⋅ $

V LL1RMS =

3 2

D B+

Vd

2

⋅ ma ⋅

2

T C-

V cont

Va

DC+ iC

C

D B-

con m a = V d

T C+ i B

B T B-

D A-

PUENTE TRIFÁSICO. Generación de Señales PWM Trifásicas

Vtri Vb

DC-

0

t Vc

$

V T $

= 0,612 ⋅ ma ⋅ V d Va

0

Formas de ondas

V tri

V control,A

t

V control,B

V control,C

Vb

0

t Vc

0 t

0

t S0

S1

S2

S7

S2

S1

S0

Generación de señales trifásicas PWM Generación de las Señales de Control para un Puente Trifásico


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PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector”


*

Para conseguir el vector S , se puede conmutar entre los adyacentes S1, S2 y S0 (o S7). Los tiempos de duración de cada estado se pueden obtener de:

jIm

( D1 S 1 + D2 S 2 ) = S

S4

S*

⎛

D1 = ma ⎜⎜ cos α −

Re

⎝

D2 = ma

S0, S7 S6

1

2 3

3

Re

⎞

sen α ⎟⎟

⎠

S0, S7

En cada ciclo la secuencia de estados y sus duraciones son:

D0 = 1 − D1 − D2

Dónde m a es el índice de modulación *

S

S i

S0 -- t0 /2

S1 +-t1 /2

En cada ciclo la secuencia de estados y sus duraciones ( ti=Di *t s) son:

-- t0 /2

Ciclos impares S1 S2

+-t1

++ t 2

S7

S7

+++ +++ t0 /2 t0 /2

Ciclos pares S2 S1

++t1

S6

S5

sen α

de amplitud =

S1

S4

La solución del sistema de ecuaciones es:

S1

S0

S2

dónde Di es la fracción del tiempo de muestreo que se aplica el vector i. S*

S5

jIm

S3

*

S2

S3

Una variante consiste en:

+- t 2

S0

--t0 /2

De esta forma el número de conmutaciones se minimiza (sólo hay una conmutación de rama en cada transición)


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S2 ++t 2

S1 +-t1 /2

S0 --t0 /2

S2 ++t 2 /2

S7 +++ t0 /2

O bien

S7 +++ t0 /2

S2 ++t 2 /2

S1 +-t1

De esta forma el número de conmutaciones se minimiza, ya que ahora el número de conmutaciones por ciclo es 4 (antes eran 6) . Esto permite subir la frecuencia de conmutación (*3/2) con las mismas pérdidas.


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PUENTE TRIFÁSICO. PWM Modificado. Extensión del Indice de Modulación

t t

Modulación SV con ma=0.8, mf=35*1.5 Tensiones de Fase y Línea al añadir un Tercer Armónico de amplitud ¼ de la fundamental. La tensión línea-línea que se consigue es 1.124*V LL (Valor máximo posible con esta estrategia)

Armónico

Comparación entre modulación PWM y SV Tema 17. Inversores II.

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PUENTE TRIFÁSICO. PWM Modificado. Extensión del Indice de Modulación

PUENTE TRIFÁSICO. Cancelación de Armónicos

Otra posibilidad es (para 0.9*V d /2):

t

t

a) Vo=0.8Vd /2

El valor máximo alcanzable es 1.156*V d /2 t

b) Vo=0.2Vd /2 • Precalculando 1, 2 y 3 se controla la amplitud de la señal. • Simetría respecto al origen: No armónicos pares. • Con tres cortes por semiciclo: • 7 Conmutaciones. • Se eliminan los armónicos 5 y 7. • El tercer armónico y sus múltiplos se cancelan en los inversores

t

trifásicos.

• Es necesario comparar con otras estrategias (m f =7) Tema 17. Inversores II.

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Electrónica de Potencia

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