ORTALAMA AKIM YÖNTEM YÖNTEMYLE DENETLENEN DA/DA YÜKSELT YÜKSELTC DÖNÜŞ DÖNÜŞTÜRÜCÜ LE GÜÇ KATSAYISININ DÜZELT DÜZELTLMES LMES
Erdinç SEV SEVND NDRC
YÜKSEK L LSANS TEZ TEZ ELEKTR ELEKTRK-ELEKTRON K-ELEKTRONK MÜHEND MÜHENDSLĞ SLĞ
GAZ GAZ ÜN ÜNVERS VERSTES TES FEN B BLMLER MLER ENST ENSTTÜSÜ
NSAN 2008 ANKARA
ii
Erdinç
SEV SEVND NDRC
tarafından
hazırlanan
ORTALAMA
AKIM
YÖNTEM YÖNTEMYLE DENETLENEN DA/DA YÜKSELT YÜKSELTC DÖNÜŞ DÖNÜŞTÜRÜCÜ LE GÜÇ KATSAYISININ DÜZELT DÜZELTLMES LMES adlı bu tezin Yüksek Lisans tezi olarak uygun olduğ olduğunu onaylarım.
Doç.Dr. res SKENDER
…………………..
Tez Danış Danışmanı, Elektrik-Elektronik Mühendisliğ Mühendisliği Anabilim Dalı
Bu çalış çalışma, jurimiz tarafından oy birliğ birli ği ile Elektrik-Elektronik Mühendisliğ Mühendisliği Anabilim Dalında Yüksek Lisans tezi olarak kabul edilmiş edilmiştir. Doç. Dr. Osman GÜRDAL
…………………. ………………….
Aydınlatma ve Tesisat Eğ Eğitimi Anabilim Dalı, Gazi Üniversitesi Doç. Dr. res SKENDER
………………….
Elektrik-Elektronik Müh. Anabilim Dalı, Gazi Üniversitesi Yrd. Doç. Dr. M. Timur AYDEM AYDEMR
………………….
Elektrik-Elektronik Müh. Anabilim Dalı, Gazi Üniversitesi
Tarih: 28/04/2008 Bu tez ile G.Ü. Fen Bilimleri Enstitüsü Yönetim Kurulu Yüksek Lisans derecesini onamış onamıştır. Prof. Dr. Nermin ERTAN Fen Bilimleri Enstitüsü Müdürü
………….………………….
ii
Erdinç
SEV SEVND NDRC
tarafından
hazırlanan
ORTALAMA
AKIM
YÖNTEM YÖNTEMYLE DENETLENEN DA/DA YÜKSELT YÜKSELTC DÖNÜŞ DÖNÜŞTÜRÜCÜ LE GÜÇ KATSAYISININ DÜZELT DÜZELTLMES LMES adlı bu tezin Yüksek Lisans tezi olarak uygun olduğ olduğunu onaylarım.
Doç.Dr. res SKENDER
…………………..
Tez Danış Danışmanı, Elektrik-Elektronik Mühendisliğ Mühendisliği Anabilim Dalı
Bu çalış çalışma, jurimiz tarafından oy birliğ birli ği ile Elektrik-Elektronik Mühendisliğ Mühendisliği Anabilim Dalında Yüksek Lisans tezi olarak kabul edilmiş edilmiştir. Doç. Dr. Osman GÜRDAL
…………………. ………………….
Aydınlatma ve Tesisat Eğ Eğitimi Anabilim Dalı, Gazi Üniversitesi Doç. Dr. res SKENDER
………………….
Elektrik-Elektronik Müh. Anabilim Dalı, Gazi Üniversitesi Yrd. Doç. Dr. M. Timur AYDEM AYDEMR
………………….
Elektrik-Elektronik Müh. Anabilim Dalı, Gazi Üniversitesi
Tarih: 28/04/2008 Bu tez ile G.Ü. Fen Bilimleri Enstitüsü Yönetim Kurulu Yüksek Lisans derecesini onamış onamıştır. Prof. Dr. Nermin ERTAN Fen Bilimleri Enstitüsü Müdürü
………….………………….
iii
TEZ B BLD LDRM Tez içindeki bütün bilgilerin etik davranış davranı ş ve akademik kurallar çerçevesinde elde edilerek sunulduğ sunulduğunu, ayrıca tez yazım kurallarına uygun olarak hazırlanan bu çalış çalışmada orijinal olmayan her türlü kaynağ kayna ğa eksiksiz atıf yapıldığ yapıldığını bildiririm.
Erdinç SEV SEVND NDRC
iv
ORTALAMA AKIM YÖNTEMYLE DENETLENEN DA/DA YÜKSELTC DÖNÜŞTÜRÜCÜ LE GÜÇ KATSAYISININ DÜZELTLMES (Yüksek Lisans Tezi)
Erdinç SEVNDRC GAZ ÜNVERSTES FEN BLMLER ENSTTÜSÜ Nisan 2008 ÖZET Bu çalışmada, doğrusal olmayan yüklerin ve çeviricilerin, giriş güç faktörü ve toplam harmonik bozulma üzerindeki etkileri incelenmiş ve aa sistemlerin güç kalitesini iyileştirmede, güç faktörü düzeltme tekniklerinin kullanımı araştırılmıştır. Bu araştırmada, 200 Wattlık yükü besleyen ve sürekli iletim kipinde çalışan akım kontrollü tek fazlı yükselten ön regülatör devresi kullanılmıştır. Önerilen denetleme yönteminin Matlab/Simulink programında benzetimi gerçekleştirilmiş, UC3854N ticari tümleşik devre kullanılarak 210 wattlık deneysel devresi yapılmıştır. Deneysel sonuçlar benzetim sonuçlarını doğrulamış ve önerilen devrenin giriş güç faktörü ve giriş akımının toplam harmonik bozulmasını nasıl iyileştirdiğini göstermiştir.
Bilim Kodu Anahtar Kelimeler Sayfa Adedi Tez Yöneticisi
: 905.1.035 : Güç katsayısı, harmonik akımlar, ortalama akım kipi : 79 : Doç. Dr. res SKENDER
v
POWER FACTOR CORRECTION WITH AVERAGE CURRENT MODE CONTROLLED DC/DC BOOST CONVERTER (M.Sc. Thesis)
Erdinç SEVNDRC GAZ UNIVERSITY INSTITUTE OF SCIENCE AND TECHNOLOGY April 2008 ABSTRACT In this study, the effects of nonlinear loads and converters on the input power and total harmonic distortion factors are analyzed and the use of power factor correction techniques to impove power quality of ac systems is investigated. The circuit used in this investigation is a current controlled single-phase boost preregulator operating in continuous conduction mode and supplying a 200 W load. The simulation of the proposed control circuit is realized using Matlab/Simulink program and 210 watt prototype circuit is developed by using UC 3854N commercial IC. The experimental results confirm the simulation results and show how the proposed circuit improves the input power and the input current total harmonic distortion factors.
Science Code Key Words Page Number Adviser
: 905.1.035 : Power factor, harmonic currents, average current mode : 79 : Assist. Prof. Dr. res SKENDER
vi
TEŞEKKÜR Çalışmalarım
boyunca,
değerli
yardım
ve
katkılarıyla
zaman
mefhumu
gözetmeksizin beni yönlendiren ve sonuca ulaşmadaki azim ve kararlılığımı artıran yaklaşımları ile beni destekleyen Sayın Danışmanım Doç. Dr. res SKENDER’e, değerli hocalarıma ve arkadaşlarıma teşekkürlerimi sunmayı bir borç bilirim. Aileme çalışmalarım boyunca bana sağlamış oldukları maddi ve manevi destekleri için, çok teşekkür ederim.
vii
ÇNDEKLER Sayfa ÖZET ..................................................................................................................... iv ABSTRACT .............................................................................................................v TEŞEKKÜR........................................................................................................... vi ÇNDEKLER...................................................................................................... vii ÇZELGELERN LSTES ..................................................................................... ix ŞEKLLERN LSTES ............................................................................................x RESMLERN LSTES ....................................................................................... xiii SMGELER VE KISALTMALAR ........................................................................xiv 1. GRŞ ...................................................................................................................1 2. GÜÇ KATSAYISI VE GENEL TANIMLAR .......................................................5 2.1. Tanımlar........................................................................................................5 2.2. Harmonikler..................................................................................................9 2.3. Harmonik Standartları .................................................................................10 2.4. Harmonik Sayısı..........................................................................................11 3. AKTF GÜÇ KATSAYISI DÜZELTME............................................................15 3.1. Da-Da Çeviriciler........................................................................................16 3.2. Yükselten Çevirici.......................................................................................18 3.2.1. Sürekli iletim modu ...........................................................................20 3.2.2. Sürekli ve kesikli iletimler arasındaki sınır.........................................21 3.2.3. Kesikli iletim modu ...........................................................................23 3.2.4. Kritik iletim modu .............................................................................26 3.3. Denetim Yöntemleri ....................................................................................29
viii
Sayfa 3.3.1. Ortalama akım kipinde denetim .................... ......... .................... .................. .................... ................... ........29 29 3.3.2. Tepe akım kipinde denetim................................................................29 3.3.3. GKD devrelerinde yumuş yumu şak anahtarlamanın kullanılması..................33 4. ORTALAMA AKIM K KPNDE DENET DENETM........................................ M........................................................3 ................355 5. BENZET BENZETM MODEL MODEL VE SONUÇLARI......................... SONUÇLARI....................................... .............................. ....................38 ....38 6. DENEYSEL DENEYSEL UYGULAMA UYGULAMA .............................. .............................................. .............................. .............................. ....................45 ....45 6.1. Güç Kısmı Tasarımı Tasarımı ................................ .............................................. .............................. ................................. ......................46 .....46 6.2. ndüktör ndüktör Seçimi....................................... Seçimi..................................................... .............................. ................................. ......................47 .....47 6.3. Çıkış Çıkış Kapasitörü.................... Kapasitörü................................... ............................... ................................ .............................. .......................48 .........48 6.4. Anahtar Anahtar ve Diyot Diyot ................................ .............................................. .............................. ................................ ...........................49 ...........49 6.5. Akım Algılama...................... Algılama..................................... ............................... ................................ .............................. .......................49 .........49 6.6. Tepe Akım Sınırı Sınırı ................................ .............................................. .............................. ................................ ...........................50 ...........50 6.7. leri Besleme Besleme Gerilimi Gerilimi ............................. ........................................... ............................... ................................. .....................51 .....51 6.8. Çarpıcı Giriş Giri ş Akımı............... Akımı .............................. ............................... ................................ .............................. .......................52 .........52 6.9. Osilatör Osilatör Frekansı Frekansı ................................ .............................................. .............................. ................................ ...........................53 ...........53 6.10. Gerilim Hata Yükselteci Kompanzasyonu ................... ......... ..................... ...................... ................... ........55 55 7. SONUÇ VE ÖNER ÖNERLER ................................ .............................................. .............................. ................................. ......................64 .....64 KAYNAKLAR....................... KAYNAKLAR..................................... .............................. ................................ .............................. .............................. ....................66 ....66 EKLER EKLER ............................. ........................................... ............................... ................................. ................................ .............................. .......................68 .........68 EK-1 UC 3854 Veri kitabı kitabı ............................... ............................................... ................................ .............................. .......................69 .........69 ÖZGEÇMŞ ÖZGEÇMŞ............. ............................. ................................. ................................. .............................. .............................. ................................7 ................799
ix
ÇZELGELER ZELGELERN L LSTES STES Çizelge
Sayfa
Çizelge 2.1. A B ve ve D Sınıfı cihazlar için harmonik harmonik akım sınırları ................... ......... ................. .......10 10 Çizelge 2.2. C sınıfı harmonik akımları...................................................................11
x
ŞEK EKLLER LLERN L LSTES STES Şekil
Sayfa
Şekil 1.1. 1.1. Paralel aktif filtrenin blok diyagramı ................... ......... .................... ................... ................... ...................2 .........2 Şekil 2.1. Tam dalga doğ doğrultucu............... rultucu............................... ............................... ............................... ................................ ..................5 ..5 Şekil 2.2. deal sinüsoidal iş işaretlerin güç vektörleri...................................................6 Şekil 2.3. Sinüsoidal olmayan iş işaretlerde güç vektörleri............................................8 Şekil 2.4. Güç katsayısı düzeltme kullanmayan tipik anahtarlamalı kip güç .............. kaynağ kaynağının giriş giriş karakteristiğ karakteristiği............................ i............................................ ................................. ......................11 .....11 Şekil 2.5. Şekil 2.4’deki dalga şeklinin harmonik içeriğ içeriği.........................................12 Şekil 2.6. Güç katsayısı düzeltmeli güç kaynağ kaynağının giriş giriş karakteristikleri................13 Şekil 2.7. Değ Değişik güç katsayısı düzeltme tiplerine (GKD’siz, pasif, aktif) göre bilgisayar güç kaynaklarının giriş giri ş karakteristikleri………………… karakteristikleri………………… 14 Şekil 3.1. ki aş aşamalı aa-da aa-da çevirici..................... çevirici................................... ............................... ................................. .....................15 .....15 Şekil 3.2. 3.2. Yükselten Yükselten ve ve flyback flyback çeviricilerin güç güç kısmı kısmı .................. ........ .................... ................... ...............16 ......16 Şekil 3.3. Bir da-da çevirici.....................................................................................17 Şekil 3.4. Darbe geniş genişlik modülatörü a) blok diyagramı, b) karş kar şılaş ılaştırma işaretleri aretleri .............................. .............................................. .............................. .............................. ................................. ......................18 .....18 Şekil 3.5. Aktif Aktif güç katsayısı katsayısı düzeltme devresinin devresinin blok diyagramı diyagramı ................... ......... ................. .......19 19 Şekil 3.6. Yükselten da-da çevirici..........................................................................20 Şekil 3.7. Sürekli Sürekli iletim modu modu a) anahtar anahtar açık, b) anahtar kapalı ..................... .......... ................... ........21 21 Şekil 3.8. Sürekli-kesikli iletim sınırlarında yükselten da-da da -da çevirici a) akım dalga şekli, b) IOB’nin görev görev çarpanı D’ye D’ye göre göre çizimi ................ ......... .......22 22 Şekil 3.9. Yükselten çevirici dalga şekilleri a) sürekli-kesikli iletim sınırında, b) kesikli iletimde................................24 Şekil 3.10. Vo’ı sabit tutan yükselten çevirici karakteristikleri.................................25
xi
Şekil
Sayfa
Şekil 3.11. Yükselten GKD çevirici ve KK yükselten GKD çeviricisinin işlevsel dalga şekilleri...........................................................................27 Şekil 3.12. Modüler güç devrelerinin paralel bağlanması ........................................28 Şekil 3.13. Ortalama akım kipli yükselten GKD devresi..........................................29 Şekil 3.14. Giriş akımı iL’nin doğrudan programlanmasını gösteren GKD yükselten çevirici şeması .......................................................................30 Şekil 3.15. GKD yükselten çeviricide giriş akımı dalga şeklinin programlanması....31 Şekil 3.16. Tepe akım kip denetimli yükselten güç katsayısı ön regülatörü a) devre diyagramı, b) dalga şekilleri .....................................................32 Şekil 3.17. Ortalama akım kip denetimli yükselten güç katsayısı ön regülatörü .......32 Şekil 3.18. Sürekli iletim akım kipinde geleneksel DGM denetim devresi...............34 Şekil 4.1. Kompansatörlü hata yükselteci................................................................35 Şekil 5.1. Standart doğrultucu devresi .....................................................................38 Şekil 5.2. Standart doğrultucu benzetimi, gerilim ve akım dalga şekilleri................38 Şekil 5.3. Standart doğrultucu devresinde seri indüktör...........................................39 Şekil 5.4. ndüktörlü devrede gerilim ve akım dalga şekilleri ..................................39 Şekil 5.5. Yükselten GKD benzetim devresi............................................................40 Şekil 5.6. Yükselten GKD benzetim devresi gerilim ve akım dalga şekilleri............41 Şekil 5.7. Benzetim devresinde detaylı gerilim ve akım dalga şekilleri....................41 Şekil 5.8. Doğrultucu çıkış gerilimi ile benzetim devresinin Vo çıkışı.....................42 Şekil 5.9. ndüktör akımı ve detayı..........................................................................43 Şekil 5.10. Üretilen anahtarlama işareti dalga şekli ve detayı ..................................44 Şekil 5.11. Giriş akımına göre THB ve akım harmonikleri......................................44 Şekil 6.1. UC3854 blok diyagramı ..........................................................................46
xii
Şekil
Sayfa
Şekil 6.2. 210W’lık güç katsayısı ön regülatörünün şeması.....................................47 Şekil 6.3. 210W’lık güç katsayısı ön regülatöründe kullanılan elemanlar ................58 Şekil 6.4. Uygulama devresinde giriş gerilimi ve akımı...........................................59 Şekil 6.5. Uygulama devresinde giriş voltajı ve indüktör akımı...............................59 Şekil 6.6. Uygulama devresinde indüktör akımı detayı............................................60 Şekil 6.7. Uygulama devresinde doğrultucu çıkış gerilimi.......................................60 Şekil 6.8. Uygulama devresinde anahtar üzerindeki gerilim ve anahtar kapı işareti...................................................................................61 Şekil 6.9. Uygulama devresinde P, Q, S güçleri, GK değerleri ................................61 Şekil 6.10. Uygulama devresinde giriş akımı ve gerilimi harmonikleri ve THB.......62 Şekil 6.11. Uygulama devresinde çıkış gerilimi ve akımı ........................................62
xiii
RESMLERN LSTES Resim
Sayfa
Resim 1.1. Yükselten ön regülatörün 210W’lık uygulama devresi resmi .................57
xiv
SMGELER VE KISALTMALAR Bu çalışmada kullanılmış olan bazı simgeler ve kısaltmalar, açıklamaları ile birlikte aşağıda sunulmuştur.
Simgeler
Açıklama
aa
Alternatif Akım
da
Doğru Akım
φ
Faz farkı
φ1
Yer Değiştirme Açısı
Kd
Bozulma Faktörü
Kısaltmalar
Açıklama
kik
Kritik letim kipi
dgm
Darbe Genlik Modülasyonu
emg
Elektromanyetik Girişim
gkd
Güç katsayısı düzeltme
IEC
Uluslar arası Elektroteknik Komisyonu
IEEE
Institute of Electrical Electronics Engineering
igkç
yileştirilmiş Güç kaliteli çeviriciler
nlc
Doğrusal olmayan denetim stratejisi
thb
Toplam Harmonik Bozulma
TS
Türk Standartları
TSE
Türk Standartları Enstitüsü
1
1. GRŞ Günümüzde elektrikli sistemlerin sayısında ve çeşitliliğindeki hızlı artışa bağlı olarak, elektrik enerjisine olan ihtiyaç da artmaktadır. Bu nedenle; teknolojik gelişmeler paralelinde ulusal ve uluslar arası alanlarda elektrik enerjisinin daha verimli kullanılması için alınabilecek tedbirler belirlenmekte ve yasal düzenlemeler ortaya konmaktadır. Elektrik enerjisi üretildiği anda tüketilmesi gereken bir enerji olduğundan, elektrik enerjisinin yüksek verimlilikte kullanılması; elektrik üretim ve dağıtımında yer alan tüm sistemlerin etkin biçimde kullanılmasını ve böylece maliyetlerinin uygun seviyede tutulmasını, bunun sonucunda da tüketicinin elektrik enerjisinden daha ucuza faydalanmasını sağlamaktadır. Sanayide sarfedilen elektrik, bir girdi kalemi olarak üretilen ürün maliyetlerine yansıtıldığından, kullanılan elektriğin maliyetinin düşük olması, ülke sanayisinin gelişmesinde uygun ortamın sağlanmasında da önemli bir unsur olarak karşımıza çıkmaktadır. Ucuz elektrik enerjisi için, yenilenebilir enerji kaynaklarının kullanımı gibi çeşitli yöntemlerin araştırılmasının yanında, en ucuz enerjinin tasarruf edilen enerji olduğu ana fikrinden yola çıkılarak, elektrik sarfiyatında verimliliğin ve tasarrufun ön planda tutulması gerekmektedir. Elektrik şebekesine bağlı olan her tip sistemin, almış oldukları giriş enerjisi verimlilikleri güç katsayısı (GK) ile ifade edilmektedir. rili ufaklı her tip elektrikli sistemde güç katsayısının ideal değeri olan 1’e yakın olması önem arz etmektedir. Evlerde ve bürolarda bulunan şebekelere bağlanan küçük cihaz aileleri; Floresan lambalar, akkor lambalar, küçük motorlar, bilgisayarlar, bilgisayar terminalleri, yazıcılar, televizyonlar vb.. kapsar. Bunlardan geleneksel olarak, küçük elektronik donanımlar, darbeli ve sinüsoidal olmayan akım çekmektedirler. Bu tip cihazların herbirinin gücü 200W’ı geçmese bile genel toplamdaki etkileri ci ddi olabilir [1]. Elektronik sistemlerin, şebekede oluşturacağı harmonikleri kompanze etmek ve güç katsayısını iyileştirmek amacıyla geliştirilen yöntemlerden bir tanesi, aktif güç filtrelerinin kullanımıdır. Şekil 1.1’de paralel aktif filtrenin blok diyagramı görülmektedir. Aktif filtrelerde kompanzasyon stratejisi önemli bir husus olup, aktif
2
filtrelerin performansını iyileştirmek için çeşitli stratejiler önerilmiştir. Genelde yük kompanzasyonunda iki esas üzerinde durulur. Bunlardan birincisi kompanzasyonun amacı yani yük akımının hangi bileşenlerinin istenmeyen olduğunun ve kompanze edilmesinin gerektiğinin belirlenmesi, ikincisi ise kompanzasyon tekniği yani bu istenmeyen bileşenlerin nasıl algılanacağı ve kompanze edileceğidir [2].
Şekil 1.1. Paralel aktif filtrenin blok diyagramı Elektronik sistemlerde geleneksel olarak kullanılan ve doğrultucular olarak da bilinen aa-da çeviriciler, diyotlar ve tristörler ile denetimsiz ya da denetimli olarak tasarlanırlar. Bunlar, gerilim bozulmasına neden olan akım harmonikleri, giriş şebekesinde düşük güç katsayısı, düşük verim ve büyük aa-da filtrelerin kullanımını gerektirmesi gibi çeşitli dezavantajlara sahiptir. Güç kalitesini iyileştirmek için pasif filtreler, aktif filtreler ve hibrid filtreler geleneksel aa-da çeviricilerle birlikte kullanılmaktadır. Bununla birlikte bu filtreler biraz maliyetli ve boyutludurlar. Ayrıca toplam verimi düşüren ciddi kayıplar oluşturmaktadırlar. Bazı durumlarda aktif filtrede kullanılan çeviricinin gücü, yükün çektiği güce yakındır. Bu gözlemler altında daha küçük boyutlu, daha yüksek verimli ve iyi kontrol edilmiş regüleli doğru akım sağlayan bir çeviricinin aa-da çevrim sistemine eklenmesi daha iyi bir seçenek olarak karşımıza çıkmıştır. yileştirilmiş güç kalitesine sahip çeviriciler (GKÇ)’ler geniş bir alandaki uygulamalarda birkaç yüz kilowata kadar güçlerde, iyi kalitede regüleli da çıkışı, azaltılmış harmonik akımlar, yüksek güç katsayısı ve düşük elektromanyetik girişim
3
(EMG)
sağlamaktadırlar.
Farklı
uygulamalar
için
çok
çeşitli
GKÇ’ler
geliştirilmiştir. Düşük güç uygulamalarında yüksek anahtarlama hızları ve düşük kayıpları nedeniyle MOSFET’ler, orta güç uygulamalarında darbe genişlik modülasyonu (DGM) teknolojisi ile IGBT’ler, yüksek güç uygulamalarında kendiliğinden komutasyonu ve ters gerilim bloklama kapasitesi sebebiyle GTO’lar birkaç kilohertzlik anahtarlama frekansında kullanılmaktadır. Birçok üretici; GKÇ’ler için maliyet etkin ve komple bir çözüm sunmak üzere, akıllı güç modülleri geliştirmektedir. Bununla birlikte, mikroelektronikteki gelişmeler de GKÇ’lerin gelişmesine katkıda bulunmakta olup, üreticiler, çeviricilerin kontrolü için etkin ve kompakt özelliklere sahip tümleşik devreler üretmektedirler. Ayrıca; yüksek hızda ve yüksek doğrulukta çalışan mikrokontrolcüler ve dijital işaret işleyiciler düşük fiyatla piyasada bulunabilmektedir. Hızlı çalışan yazılımlarla, donanımsal yapıyı azaltan, doğrudan DGM çıkışı vermek üzere geliştirilmiş birçok işlemci bulunmaktadır. Geleneksel oransal integral (PI) kontrolcülerden başlayarak, kayan kip, fuzzy lojik ve nöral ağ temelli kontrolcüler bu çeviricilerin kontrolünde kullanılmaktadır [3]. Da-da çeviriciler doğrusal ve anahtarlamalı olmak üzere iki temel sınıfta incelenebilir. Doğrusal bir da-da çeviricide çıkış gerilimi; giriş geriliminin fazlasının, seri bir transistör üzerine düşürülmesiyle regüle edilir. Bu regülatörlerin teorik olarak sıfır olan çok küçük çıkış dalgacıkları, geniş tutma süreleri (tipik olarak 1-2 ms) ve hızlı cevapları vardır. Bu tip çeviricilerin dezavantajı düşük verime sahip olmaları, giriş ve çıkış arasında elektriksel yalıtımın bulunmaması, büyük boyut ve ağırlıkta olmaları ve genelde sadece tek bir çıkış üretmeleridir. Diğer taraftan bunlar, çok küçük regüleli güç kaynaklarında ve bazı özel uygulamalarda halen kullanılmaktadır. Üç terminalli doğrusal regülatör tümleşik devreleri halen piyasada mevcuttur ve kullanımları kolay olup, kısa devre koruması gibi özelliklere de sahiptirler.
4
Anahtarlamalı da-da çeviricilerde ise doğru akım kaynak giriş gerilimini çıkışa bağlamak ya da bağlantıyı kesmek üzere anahtarlar kullanılır. Anahtarların açık ve kapalı durumlarında çalışması güç çevrimindeki verimi yükseltir, soğutucuların boyut ve ağırlığını düşürür. Hızlı anahtarların, yüksek frekanslı indüktörler ile kapasitörlerin ve hızlı tümleşik devrelerin yaygınlaşması ile anahtarlamalı güç çeviricileri popüler hale gelmiştir [4]. Uygulamanın ihtiyacına göre da-da çeviriciler (yükselten, düşüren, flyback vb.) güç katsayısı düzeltme amacıyla kullanılmaktadır. Bunlardan 200W ve üzeri uygulamalarda yaygın olarak yükselten çeviriciler ve ortalama akım kipinde denetleme yöntemi kullanılmaktadır. Bu çalışmada ortalama akım kipinde denetlenen yükselten ön regülatör incelenmiş, pratik ve deneysel uygulamalar gerçekleştirilmiştir. Çalışmanın ilerleyen bölümleri şu şekilde yapılandırılmıştır. Bölüm 2’de güç katsayısı ile ilgili genel tanımlamalar yapılmış, harmonikler ve harmonik akımların oluşmasının nedenleri anlatılmış, harmonik standartları verilmiştir. Bölüm 3’te aktif güç katsayısı düzeltme ile ilgili bilgiler verilmiş aktif güç katsayısı düzeltilmesinde kullanılan denetleme yöntemleri anlatılmıştır. Bölüm 4’te ortalama akım kipli denetim yöntemi anlatılmıştır. Bölüm 5’te öngörülen etkin dalga biçimlendirici devrenin Matlab/Simulink benzetim modeli oluşturulmuştur. Bölüm 6’da deneysel devre tasarımı anlatılmış ve sonuçlar gösterilmiştir. Bölüm 7’de elde edilen sonuçlar tartışılmış ve ileri çalışmalar için öneriler verilmiştir.
5
2. GÜÇ KATSAYISI VE GENEL TANIMLAR 2.1. Tanımlar Bilindiği üzere güç katsayısı, ideal sinüsoidal dalga şekillerinde akım ile gerilim arasındaki faz farkının kosinüsüdür. Ancak bu geleneksel tanım sinüsoidal olmayan akım veya gerilim işaretlerinin var olduğu durumlarda geçerliliğini kaybeder. Birçok harici güç kaynağı sinüsoidal olmayan akım çeker. Harici güç kaynaklarının birçoğunda giriş kısmı bir köprü doğrultucu ve giriş filtre kapasitöründen oluşmuştur. Bu giriş kısmı, daha çok bir tepe işareti algılayıcısı olarak görev yapar ve sadece anlık aa gerilim değerinin, kapasitör üzerindeki şarj geriliminden fazla olduğu durumlarda, kapasitörü şarj etmek üzere bir akım akışı gerçekleşir. Şekil 2.1 bu durumu göstermektedir.
Şekil 2.1. Tam dalga doğrultucu Tek fazlı harici kaynaklar yarım saykılın sadece küçük bir kesiminde akım çekerler. Bu akım tepeleri arasında ise; yükün ihtiyacı olan enerji, giriş kapasitöründen sağlanır. Faz gecikmesi φ ve ayrıca bu tip bir darbeli akım dalgası, gereksiz ekstra etkin (rms) akımları üreterek şebekede mevcut gerçek gücü bozar. Bu nedenle GK değeri hem faz gecikmesi φ ve hem de giriş akımının harmonik içeriğinden şebekenin ne kadar bozulduğunun ölçüsüdür. GK =
P Gerçek Güç = S Görünür Güç
(2.1)
6
deal sinüsoidal gerilim ve akım dalga şekillerinde şayet gerilim ve akım dalga şekilleri arasında bir faz farkı φ varsa; toplam görünür güç iki bileşenden oluşmuş gibi modellenebilir. Bir tanesi giriş gerilimi ile aynı fazda diğeri ise giriş gerilimi ile 90 derece faz farkına sahiptir. Şekil 2.2’de bu durum gösterilmektedir. Böylece tanıma göre; GK =
P = cos ϕ S
(2.2)
Şekil 2.2. deal sinüsoidal işaretlerin güç vektörleri Burada P gerçek güç, Q reaktif güç, S ise toplam görünür güçtür. A şağıdaki gibi ifade edilebilir. P = Vetkin .I etkin . cos ϕ
(2.3)
Q = Vetkin .I etkin . sin ϕ
(2.4)
S = Vetkin .I etkin
(2.5)
Şebeke gerilimi ideal sinüsoidal kabul edilirse; gerilimin etkin değeri; Vetkin =
VTEPE 2
(2.6)
Şayet akım herhangi bir sebepten ötürü; peryodik ancak sinüsoidal olmayan dalga şekline bozulursa (Bkz. Şekil 2.1); fourier dönüşümü ile akımın toplam etkin değeri Eş. 2.7 ile bulunur.
7
I etkin ( toplam) = I 2o + I12etkin + I 22 etkin + ....... + I 2netkin
(2.7)
Burada Io akımın doğru akım bileşeni, I1etkin etkin akımının temel bileşeni ve I2etkin……Inetkin harmoniklerdir. Saf aa işaret için Io =0’dır. Daha önce bahsedildiği üzere etkin akımın temel bileşeninin giriş gerilimi ile aynı fazdaki bileşeni I1etkinP ve 90 derece faz farkına sahip I1etkinQ bileşeni ile, toplam etkin akımı Eş. 2.8’deki gibi modellenebilir. ∞
I etkin ( toplam ) = I 2o + I12etkinP + I12etkinQ + ∑ I 2netkin
(2.8)
n=2
Böylece gerçek güç; etkin gerilim ile aynı fazdaki akım bileşenin çarpımı ile aşağıdaki gibi ifade edilir. P = Vetkin .I1etkinP
(2.9)
φ1 giriş gerilimi ile temel akımın aynı fazdaki bileşeni arasındaki yer değiştirme açısı olarak alınırsa; I1etkinP = I1etkin . cos ϕ1
(2.10)
Böylece; P = Vetkin .I etkin . cos ϕ1
(2.11)
Toplam görünür güç; S = Vetkin .I etkin ( toplam )
(2.12)
Böylece güç katsayısı Eş. 2.13’deki gibi hesaplanabilir. GK =
P I1etkin . cos ϕ1 = S I etkin ( toplam )
I1etkin ile I1etkin Toplam arasındaki faz açısı θ ise;
(2.13)
8
cos θ =
I1etkin I etkin ( toplam)
(2.14)
θ akımın harmonik içeriği ile ilgilidir; Ietkin(toplam)‘ın harmonik içeriği sıfıra yaklaşıyorsa cosθ, 1’e yaklaşır. Sonuç olarak; güç katsayısı Eş. 2.15’deki gibi ifade edilebilir. GK = cos θ. cos ϕ1
(2.15)
Böylece güç katsayısı gösterimi;
Şekil 2.3. Sinüsoidal olmayan işaretlerde güç vektörleri Burada φ1 gerilimle akımın temel bileşeni arasındaki faz farkıdır. θ ise akımın harmonik içeriği sebebiyle oluşan bozulma açısıdır. Hem reaktif Q ve hem de bozulma D güçleri ekstra etkin akımları üretir ve bu da ekstra kayıplara neden olarak şebekenin verimliliğini azaltır. GK’nın iyileştirilmesi her iki faktörün iyileştirilmesi anlamına gelir. Yani; φ1
0 , cos φ11, I ve V arasındaki faz farkının azaltılması,
θ0, cos θ1, I’nın harmonik içeriğinin azaltılması [5]. θ açısı modellemede kolaylık olması açısından burada gösterilmiştir.
9
P = Vetkin .I etkin . cos ϕ1
(2.16)
Q = Vetkin .I etkin . sin ϕ1
(2.17)
S1 = Vetkin .I etkin
(2.18)
∞
D = Vetkin .
∑I
2 netkin
(2.19)
n =2
S = Vetkin .I etkin ( toplam )
(2.20)
2.2. Harmonikler Avrupa Birliği Ocak 2001’den itibaren IEC 61000-3-2 standardını özümsemiştir. Ne yazık ki birçok güç kaynağı üreticisi bu standardı karşılamak üzere giriş devresine küçük bir indüktör koyarak kolay ve ekonomik bir çözüm bulmu şlardır. Böylece; indüktör ile giriş akım dalga şekli değiştirilmiş olur. Bu şekilde standardın karşılanması, standardın gerçek amacından uzaktır. Eklenen indüktör, cihaz tarafından üretilen harmonikleri azaltsa da bu azalma ciddi miktarlara ulaşmaz. Bu tip binlerce cihazın şebekeye bağlandığı düşünüldüğünde, yükler üzerinden dolaşarak iletim hatları üzerinden üretici kaynağa geri dönen net harmonik akımlar, tehlikeli boyutlara ulaşabilir. Herbir cihazda kullanılan pasif GKD amaçlı indüktörler, üreticinin standardı karşılamada başarılı olduğunu gösterse de küresel anlamda problemi çözmekten uzaktır. Günümüzde problemin tek çözümü her bir cihaza bir aktif GKD’nin konulması olarak gözükmektedir. Ancak bu da ilave maliyet getirmekte olup, aktif GKD devresinden gelen ilave bileşenler sebebiyle eleman sayısının artmasına bağlı olarak, maliyet artmakta ve güvenilirlik azalmaktadır. Ayrıca birçok düşük güçlü donanım, ekonomik sebeplerden ötürü bir aktif GKD kullanımını kaldıramaz [1].
10
2.3. Harmonik Standartları Ülkemizde Türk Standartları Enstitüsü tarafından genel elektrik şebeke sistemi içine enjekte edilen harmonik akımların sınırlarını kapsayan ve her faz için en yüksek 16 ampere kadar geçerli olan 2003 tarihli TS EN 61000-3-2 numaralı standart mevcuttur. Uluslar arası Elektroteknik Komisyonu (IEC) kuruluşunun belirlediği IEC61000-3-2 standardına göre cihazların sınıflandırmaları yapılmış ve bu sınıflandırmaya göre izin verilen en yüksek harmonik akım de ğerleri belirlenmiştir. Çizelge 2.1 ve Çizelge 2.2’de bu sınıflandırmaya göre belirlenen harmonik akım sınırları gösterilmiştir. Çizelge 2.1. A B ve D Sınıfı cihazlar için harmonik akım sınırları Harmonik Derecesi (h)
A sınıfı
B Sınıfı
D Sınıfı
D Sınıfı
(A)
(B)
(75
(P>600W)
(A)
(A)
Tek Harmonikler 3
2,3
3,45
3,4
2,3
5
1,14
1,71
1,9
1,14
7
0,77
1,155
1
0,77
9
0,4
0,6
0,5
0,4
11
0,33
0,495
0,35
0,33
13
0,21
0,315
0,296
0,21
15≤h≤39
2.25/h
3,375/h
3,85/h
2,25/h
Çift Harmonikler 2
1,08
1,62
-
-
4
0,43
0,645
-
-
6
0,3
0,45
-
-
8≤h≤40
1,84/n
2,76/h
-
-
Çizelge 2.1’de P cihazın gücünü göstermektedir ve h ise harmonik derecedir. D sınıfı cihazlarda, cihazın harmonik akımlarının büyüklükleri cihaz gücüne göre farklılık
11
göstermektedir. Yapılan sıfırlandırmada, A sınıfına dengeli 3 fazlı cihazlar, ev tipi cihazlar, ses sistemleri ve belirtilmeyen diğer cihazlar girmektedir. B sınıfına taşınabilir güç sistemleri girmektedir. C sınıfına tungsten lambalar için ışık seviyesi ayarlanabilen cihazlar hariç diğer aydınlatma sistemleri girmektedir. D sınıfına ise 600W’ın altındaki tek fazlı cihazlar, bilgisayarlar, bilgisayar monitörleri ve televizyon alıcıları girmektedir [6]. Çizelge 2.2. C sınıfı harmonik akımları C sınıfı En yüksek harmonik akımı Harmonik derecesi
(Temel harmoniğin yüzdesine göre)
2
2
3
Güç katsayısının 30 katı
5
10
7
7
9
5
11≤h≤39
3
2.4. Harmonik Sayısı Şekil 2.4’deki akım dalga şeklinin harmonik içeriği Şekil 2.5’de verilmiştir. Temel dalga, %100 genlikle gösterilmiştir ve sonrasında daha yüksek harmonikler temel genliğe olan yüzde oranları ile birlikte belirtilmiştir. Tek harmoniklerin daha görünür olduğuna dikkat edilmelidir.
Şekil 2.4. Güç katsayısı düzeltme kullanmayan tipik anahtarlamalı kip güç kaynağının giriş karakteristiği
12
Şekil 2.5. Şekil 2.4’deki dalga şeklinin harmonik içeriği Yüksek güç katsayısı ile harmoniklerin düşük olması doğru orantılıdır. Bununla birlikte bunların arasında doğrudan bir ilgileşim yoktur, Eş. 2.21 toplam harmonik bozulmayı (THB) güç katsayısı ile ilişkilendirmektedir. THB(%) = 100.
1 −1 K d2
(2.21)
Burada Kd bozulma faktörüdür. Giriş akımının temel bileşeninin giriş gerilimi ile aynı fazda olduğu düşünülürse, yani Kθ=1 ise; G.K. = K d .K θ = K d
(2.22)
Böylece Eş. 2.21’den Kd çekilirse; G.K. =
1 THB(%) 2 1+ ( ) 100
(2.23)
%10’luk bir THB 0.995’e eşit bir güç katsayısı oluşturmaktadır. Herbir harmonik için sınırların belirlenmesi, giriş akımındaki kirliliğin azaltılması, akımın küçültülmesi ve denetlenmesinde etkili bir yöntem olacaktır.
13
Bu sebeple, giriş akımının şekillendirilmesi işlemi ortak olarak güç katsayısı düzeltme olarak adlandırılır ve düzeltmedeki başarımın ölçümü uluslar arası düzenlemelere göre harmonik içeriğinin ölçümüyle belirlenir.
Şekil 2.6. Güç katsayısı düzeltmeli güç kaynağının giriş karakteristikleri Şekil 2.6’da gösterilen giriş karakteristikleri; bir anahtarlamalı kip yükselten çeviricide, giriş doğrultucusu ile depolama kapasitörü arasına aktif güç katsayısı düzelticinin yerleştirilmesi ile elde edilmiştir. Çeviricinin kontrolü, karmaşık bir tümleşik devre ve ilişkili devresi yardımıyla giriş akımının giriş gerilim şekli ile uyumlu olmasına yönelik olarak imal edilmiştir. Bu tip GKD günümüzdeki güç kaynaklarında kullanılan en popüler tip GKD’dir. Ancak kullanılan tek tip değildir. GKD’nin aktif devrelerle (transistörler, tümleşik devreler gibi) yapılmasının gerekliliğine ilişkin herhangi bir kural bulunmamaktadır. Harmoniklerin düzenleyici sınırların altında kalması kaydıyla her türlü yöntem kullanılabilir. Örneğin aktif devre yerine yerleştirilecek uygun bir indüktör de benzer amaçla kullanılmaktadır. Uygun bir indüktör, akımın tepelerini indirgeyerek ve akımı zamana yayarak harmoniklerin düzenleyici kurallar dâhilinde olmasını sağlayabilir. Bu metod, bazı masaüstü bilgisayar güç kaynaklarında kullanılmıştır. Tipik bir kişisel bilgisayardaki 250 W‘lık gücün üzerindeki seviyelerde pasif yaklaşım, boyut ve ağırlığı nedeniyle popülerliğini yitirir. Şekil 2.7 üç farklı kişisel bilgisayar güç kaynağının giriş karakteristiklerini aynı yelpazede göstermektedir. Buradaki dalga şekilleri: 1. GKD’siz giriş akımı, 2. Pasif GKD’de giriş akımı, 3. Aktif GKD’de giriş akımı, 4. Giriş gerilimidir.
14
Şekil 2.7. Değişik güç katsayısı düzeltme tiplerine (GKD’siz, pasif, aktif) göre bilgisayar güç kaynaklarının giriş karakteristikleri Anahtarlamalı kip güç kaynaklarının neden olduğu, düşük güç katsayısı ve yüksek devirdaim akımlarının sebebi, kesikli giriş filtresi şarjlama akımıdır. Bu problemin çözümü için birçok yaklaşım vardır: Pasif ve aktif güç katsayısı düzeltme; şebekede pasif ya da aktif filtreleme ve son olarak sistemde sinüsoidal olmayan gerilim ve akım varlığının kabul edilmesidir. Bunlar arasında pasif ile yüksek frekanslı aktif güç katsayısı düzeltme şekilleri en popüler olanlarıdır [7].
15
3. AKTF GÜÇ KATSAYISI DÜZELTME Aktif güç katsayısı düzeltme ile bire yakın güç katsayısına ve sabit çıkı ş gerilim regülasyonuna ulaşmada en iyi yöntem iki aşamalı yaklaşımdır. Ancak güç kısmı iki çeviriciden oluştuğundan boyut, maliyet ve verim, düşük güçlü uygulamalar için uygun değildir. ki aşamalı yaklaşımın en önemli dezavantajı, enerjinin iki defa işlenmesi nedeniyle toplam verimdeki azalmadır. Aa-da uygulamalarda güç katsayısı ön regülatörü ya da direnç emülatörü olarak çeşitli da-da çeviriciler uygun bir biçimde kullanılabilir. Genelde bu çeviriciler, Şekil 3.1’de görüleceği üzere, bu amaca ulaşmak üzere giriş akımı ve çıkış gerilimi olmak üzere iki kontrol döngüsü kullanırlar. Giriş akımı sinüsoidal olduğunda (50-60 Hz’de) giriş gücü 100-120 Hz’de darbelidir ve yük tarafından talep edilen güç sabit olduğundan, enerjiyi depolamak üzere bir elemana ihtiyaç vardır. Son olarak çıkı ş gerilimini regüle etmek üzere ikinci bir da-da çevirici gereklidir. Bu şekilde yüksek kalitedeki dalga şekli ve iyi çıkış gerilimi regülasyonu elde etmenin bedeli; ön regülatörde iki kontrol döngüsünün bulunması, büyük bir depolama kapasitörü ve ilave kontrol devresine sahip ilave bir da-da çeviricinin kullanılmasıdır.
Şekil 3.1. ki aşamalı aa-da çevirici Yine de, iki aşamalı yaklaşım, avantajları dikkate alındığında güç katsayısı düzeltme için en iyi seçenektir. Şekil 3.2 yükselten ve flyback çeviricilerin bir kombinasyonunu göstermektedir. Bu uygulama 300W altındaki uygulamalarda kullanılabilecek çok basit bir uygulamadır. Güç katsayısı düzeltme safhasında yükselten çevirici yaygın bir biçimde kullanılmaktadır. Çünkü topraklanmış bir
16
transistöre, küçük giriş indüktörüne, %95 oranında yüksek verime ve basitli ğe sahiptir. En temel özelliği, çıkış geriliminin giriş tepe geriliminden daha yüksek olmasıdır ancak bu durum transistör ve diyot üzerinde anahtarlama kayıplarına neden olur.
Şekil 3.2. Yükselten ve flyback çeviricilerin güç kısmı Bu kayıplar, daha düşük gerilim stresi altında çift cihazların kullanıldığı çok seviyeli çevirici kullanılarak azaltılabilir. Tamamen sinüsoidal dalga şekli, genelde yüksek maliyetli bir devre gerektirir. Bire eşit güç katsayısına ulaşmadan sadece düzenlemelere uyum sağlayan orta kaliteye sahip çözümler de mevcuttur. Bunlar tek safhalı çeviriciler olarak bilinir. Diğer taraftan hat akımına ilişkin herhangi bir gereksinim ya da düzenleyici kural yoksa en basit çözüm, bir köprü diyot ile bir filtre kapasitörünün kullanılmasıdır [8]. ki safhalı güç katsayısı düzeltme (GKD) yaklaşımında yüksek kalitedeki giriş akımı ve hızlı çıkış regülasyonu için, iki çevirici birbirinden bağımsız olarak kontrol edilir. Tek safhalı bir GKD’de ise giriş akımının şekillendirilmesi ve hızlı çıkış regülasyonu tek safhada gerçekleştirilir. Tek safhalı GKD doğrultucu tipik olarak ortak bir anahtar ile denetleyiciyi paylaşan bir giriş akım şekillendiricisi ve bir yalıtılmış da-da çevirici içerir. Performans ve maliyet dikkate alınarak uygulamaya göre ilgili topolojinin seçilmesi gereklidir. 200W altındaki uygulamalarda tek safhalı GKD maliyet etkin bir çözümdür [9].
3.1. Da-Da Çeviriciler Şekil 3.3’de görüldüğü üzere da-da çeviricilerin girişi genelde regülesiz bir da gerilimdir ve bu doğru akım gerilimi, hat geriliminin doğrultulmasıyla elde edilir. Bu çeviricilerin yükselten, düşüren, yükselten-düşüren, tam köprü gibi çeşitleri olsa da
17
sadece yükselten ve düşüren çeviriciler temel çeviricilerdir. Diğerleri bu iki çeviricinin birleşimleridir.
Şekil 3.3. Bir da-da çevirici Verilen bir giriş gerilimi için da-da çeviricinin ortalama çıkış gerilimi, anahtarın iletim-kesim süreleri kontrol edilerek ayarlanır. Çıkış gerilimini kontrol etmede bir yöntem, sabit bir frekansta (sabit bir anahtarlama zaman peryodunda T s=tiletim +tkesim ) anahtarlama yapmak ve ortalama çıkış gerilimini kontrol etmek üzere anahtarın iletim süresini ayarlamaktır. DGM olarak bilinen bu yöntemde, anahtarın görev çarpanının (yani anahtarın iletim süresinin anahtarlama peryoduna oranının) değiştirilmesi bu yöntemin temelini oluşturur. Sabit bir frekansta GKD anahtarlamada, anahtarın iletim ve kesim durumlarını kontrol eden anahtar kontrol işareti; kontrol gerilimi vkontrol ile tekrarlayan bir dalga şeklinin karşılaştırılması sonucunda elde edilir. Şekil 3.4a ve 3.4b bunu göstermektedir. Kontrol gerilimi, genelde hatanın yükseltilmesi ya da gerçek çıkış gerilimi ile istenen değer arasındaki farkın alınması sonucunda elde edilir. Testere dişi tekrarlayan dalganın frekansı, anahtarlama frekansını belirler. GKD’de bu frekans sabit tutulur ve birkaç kilohertzden birkaç yüz kilohertze kadar seçilebilir. Anahtarlama frekansına göre çok daha yavaş değişen yükseltilmiş hata gerilimi, testere dişi işaretinden daha büyük olduğunda, anahtar denetim işareti yüksek olur ve anahtarı iletime sokar. Diğer durumlarda anahtar kesim durumundadır [10].
18
Şekil 3.4. Darbe genişlik modülatörü a) blok diyagramı, b) karşılaştırma işaretleri
3.2. Yükselten Çevirici Sabit frekanslı yükselten çevirici, güç katsayısı düzeltme çeviricileri arasında en popüler olanıdır. Yükselten çeviricinin giriş akımını, daha az EMG ile sonuçlanan yumuşak bir dalga şekline dönüştürmesi sayesinde, giriş filtresi gereksinimlerini azaltması, güç anahtarları üzerindeki akım stresinin daha düşük olması, yükselten çeviricideki indüktör akımının giriş akımına eşit olması sebebiyle kolayca programlamanın yapılabilmesi, doğru akım çıkış geriliminin, giriş geriliminin tepe değerinden daha yüksek olması sayesinde çıkış kapasitöründe daha fazla enerji depolanması ve daha uzun tutma süresinin sağlanması gibi özellikleri vardır [11]. Şekil 3.5 yükselten aktif güç katsayısı düzeltme devresinin blok diyagramını göstermektedir. sminden de anlaşılacağı üzere; buradaki yükselten çevirici, girişinden daha yüksek çıkış gerilimi üretir. Yükselten çevirici geniş bir aralıktaki giriş gerilimleri için kararlı çıkış sağlayabilir. Güç katsayısı düzeltici yükselten çevirici, giriş geriliminden bağımsız olarak, çıkış kapasitörü üzerinde sabit yüksek
19
gerilim oluşmasını sağlar. Böylece tutma süresi hat geriliminden bağımsız hale gelir. Bu durum ayrıca donanımı gerilim düşmelerine karşı daha az hassas hale getirir.
Şekil 3.5. Aktif güç katsayısı düzeltme devresinin blok diyagramı Devre, girişteki tam dalga doğrultulmuş hat gerilimi dalga şekli, giriş akımı ortalamasının genliği (etkin) ve çıkış gerilimi Vo‘ı izleyerek çalışır. Bu üç işaret, bir yandan hat ve yük değişimlerine göre çıkış gerilimini regüle etmek ve diğer yandan ortalama giriş akımı dalga şeklini, doğrultulmuş hat gerilimine uyumlu hale getirmek üzere birleştirilir. Güç katsayısı düzeltme için, yükselten ön regülatörün giriş akımı, MOSFET (S) anahtarının, anahtarlanması suretiyle giriş geriliminin dalga şekli ile uyumlu olmaya zorlanır. Giriş akımını kontrol etmek üzere, tepe akım kipinde denetim ya da ortalama akım kipinde denetim kullanılabilir. Akım algılama birçok yolla yapılabilir. Şekil 3.5’te gösterildiği gibi, akım algılaması için bir direnç bile kullanılabilir (Rs). Bu güç katsayısı düzeltme denetim devresi, DGM darbeleri kullanarak yükselten indüktör (Ip) üzerindeki akımı kontrol eder. Çalışma frekansı indüktörün sürekli iletimde kalacağı seviyede seçilmelidir. Böylece indüktör kontrollü akım kayna ğı haline gelir. Doğrultulmuş kaynak gerilimi ve akım dalga şeklinin referans olarak kullanılmasıyla, kaynaktan çekilen indüktör akımının, yüksek güç katsayısı sağlamak üzere kaynak gerilimi ile aynı fazda ve sinüsoidal olması sağlanır. Çeviricinin gerilim kararlılık döngüsü, yükselten indüktör akımını kontrol eder [1]. Şekil 3.6’daki yükselten çeviricide anahtar iletimde iken diyot ters kutuplanır ve çıkış kısmını yalıtır. ndüktör kaynaktan beslenir. Anahtar kesime girdiğinde çıkış
20
kısmı hem kaynaktan hem de indüktörden enerji alır. Sabit bir çıkı ş geriliminin sağlanabilmesi için çıkış kapasitörünün yeterince büyük olduğu varsayımı ile Vo(t)=Vo kabul edilir.
3.2.1. Sürekli iletim modu
Şekil 3.6. Yükselten da-da çevirici Vd t ilet + (Vd − Vo ) t kesim = 0
(3.1)
Şekil 3.7 indüktör akımının sürekli aktığı, sürekli iletim modunda çalışma için kararlı hal dalga şekillerini göstermektedir. [iL(t)>0] Kararlı halde, bir zaman peryodunda indüktör geriliminin integrali sıfır olmalıdır.
21
Şekil 3.7. Sürekli iletim modu a) anahtar açık, b) anahtar kapalı Her iki tarafın Ts’ye bölünmesiyle ve terimlerin yeniden ayarlanmasıyla Vo TS 1 = = Vd t kesim 1 − D
(3.2)
Kayıpsız bir devre düşünülürse; Pd=Po Vd .I d = Vo .I o
(3.3)
ve Io = (1 − D) Id
(3.4)
3.2.2. Sürekli ve kesikli iletimler arasındaki sınır Şekil 3.8a sürekli iletimin sınırındaki dalga şekillerini göstermektedir. Tanıma göre bu kipte aralığın sonunda IL sıfıra gider. ndüktör akımının bu sınırdaki ortalama değeri
22
1 I LB = i L ( tepe ) 2 =
(Şekil 3.8)
1 Vd t ilet 2 L
(3.5)
(3.6)
Eş. 3.2’nin kullanılmasıyla =
Ts .Vo .D(1 − D) 2L
(3.7)
Şekil 3.8. Sürekli-kesikli iletim sınırlarında yükselten da-da çevirici a) akım dalga şekli, b) IOB’nin görev çarpanı D’ye göre çizimi Yükselten çeviricide indüktör akımının ve giriş akımının aynı olduğu hatırlanırsa ve Eş. 3.4 ile Eş. 3.7 kullanılırsa, sürekli iletimin sınırındaki ortalama çıkış akımı; I OB =
Ts .Vo D(1 − D) 2 2L
(3.8)
Yükselten çeviricinin kullanıldığı birçok uygulama V o’ın sabit olmasını gerektirmektedir. Bununla birlikte Şekil 3.8b’de Vo sabit iken IOB, görev çarpanının bir fonksiyonu olarak çizilmiştir. Vo ın sabit tutulması ve görev çarpanının değiştirilmesi, giriş geriliminin değiştiğini ortaya koymuştur. Şekil 3.8b ILB’nin D=0,5’te bir maksimum değere ulaştığını göstermektedir.
23
I LB( maks ) =
Ts Vo 8L
(3.9)
Ayrıca IOB D=1/3=0,333’te maksimum değerine sahiptir. I OB ( maks ) =
TV 2 Ts Vo = 0,074 s o 27 L L
(3.10)
Maksimum değerlerinin terimleri olarak ILB ve IOB Eş. 3.11 ve Eş. 3.12’deki gibi ifade edilebilir. I LB = 4D(1 − D)I LB( maks)
(3.11)
ve I OB =
27 D(1 − D) 2 .I OB(maks ) 4
(3.12)
Sabit bir Vo ile verilen bir D için, ortalama yük akımı, IOB’nin altına düşmekte (dolayısıyla ortalama indüktör akımı I LB’nin altındadır) akım iletimi kesikli olmaktadır (Bkz. Şekil 3.8b).
3.2.3. Kesikli iletim modu Kesikli akım iletim modunu anlamak için çıkış yük gücü düşerken Vd ve D’nin sabit kaldığı, (hatta pratikte D, Vo’ı sabit tutmak üzere değiştirilir.) Şekil 3.9 sürekli iletim ile kesikli iletim sınırlarındaki dalga şekillerini Vd ve D’nin sabit olduğu düşünülerek karşılaştırmaktadır.
24
Şekil 3.9. Yükselten çevirici dalga şekilleri a) sürekli-kesikli iletim sınırında, b) kesikli iletimde Şekil 3.9b’de kesikli akım, azalan Po’a (=Pd)’ye bağlı olarak oluşmakta ve dolayısıyla Vd sabit olduğundan daha düşük bir IL (=Id) elde edilmektedir. Şekil 3.9’da her iki kip için i L(tepe) aynı olduğundan IL’nin daha düşük bir değeri (dolayısıyla kesikli bir iL) sadece şekil 3.9b’de Vo yükseldiğinde mümkündür. Bir zaman peryodu için indüktör geriliminin integralini sıfıra e şitlersek, Vd DTs + (Vd − Vo )∆1Ts = 0 Vo ∆ 1 + D = Vd ∆1
(3.13)
ve Pd=Po olduğundan, Io ∆1 = I d ∆1 + D
(3.14)
Şekil 3.9b’den indüktör akımına da eşit olan ortalama giriş akımı Id =
Vd DTs (D + ∆1 ) 2L
Eş. 3.15 takip eden eşitliklerde kullanılırsa
(3.15)
25
T V I o = s d D∆ 1 2L
(3.16)
Pratikte Vo sabit tutulduğundan ve D, Vd değişimine cevaben değiştirildiğinde, Vo /Vd’nin çeşitli değerleri için, yük akımının bir fonksiyonu olarak gerekli D’nin hesaplanması daha kullanışlı olacaktır. Eş. 3.14, Eş. 3.15 ve Eş. 3.11’in kullanımı ile Eş. 3.17 elde edilir. 4 Vo D= 27 Vd
Vo I o − 1 V d I OB( maks)
1 / 2
(3.17)
Şekil 3.10’da D, Vd /Vo’ın çeşitli değerleri için Io /IoB’nin bir fonksiyonu olarak, çizilmiştir. Sürekli ve kesikli iletim arasındaki sınır kesikli eğri ile gösterilmiştir.
Şekil 3.10. Vo’ı sabit tutan yükselten çevirici karakteristikleri Kesikli iletim modunda, şayet Vo herbir anahtarlama zaman peryodunda kontrol edilmezse, en azından Eş. 3.18 ile verilen enerji girişten çıkış kapasitörüne ve yüke transfer edilir.
26
(Vd DTs ) 2 L 2 i L ( tepe) = 2 2L
W-s
(3.18)
Şayet yük bu enerjiyi emmeye yetkin değilse, kapasitör gerilimi Vo bir enerji dengesi sağlanana değin artar. Şayet yük çok daha düşük hale gelirse, Vo’daki artış bir kapasitör bozulmasına ya da tehlikeli yüksek gerilimlerin oluşmasına neden olabilir [10].
3.2.4. Kritik iletim modu 300W üzerindeki uygulamalarda sürekli iletim modu yükselten çeviriciler geniş bir biçimde kullanılmaktadır. 300W altındaki uygulamalarda ise sürekli iletim modu ile kesikli iletim modu arasında çalışan kritik iletim kipli (KK) yükselten GKD çeviriciler geniş bir biçimde kullanılmaktadır. ndüktör ve anahtar tepe akımının aa giriş akımının iki katı olması sebebiyle KK yöntemi, yüksek güç uygulamalarında uygun değildir. Ancak balast, adaptör ve düşük güçlü besleme uygulamalarında kullanışlıdır. Birçok KK uygulamalarında, THB’nin %10’dan az yapılması istenir ancak bunu gerçekleştirmek zordur çünkü THB hat geriliminin artması ile düşürülür. Geçmiş birkaç yılda THB’yi iyileştirmek için çeşitli yöntemler önerilmiştir ancak performansları yeterince iyi değildir. THB’yi iyileştirmek amacıyla KK’li yükselten GKD çeviricinin değişken iletim süresi kontrol yöntemi önerilmiştir. Önerilen metod anahtarın iletim süresini (ve dolayısıyla rampa eğimini) aa hat geriliminin genliğine göre değiştirir. Şekil 3.11’de KK yükselten çeviricinin güç safhası ve işlevsel dalga şekli gösterilmiştir. ndüktör akımı sıfıra ulaştığında, anahtar iletime geçirilir ve iletime geçme süresinin sabit olması sağlanır. Şayet iletime geçme süresi sabit olursa tepe indüktör akımı doğrultulmuş aa hat gerilimiyle aşağıdaki eşitlik gereğince orantılı olacaktır [12]. L
I L ( tepe ) di =L = Vg = Vaa _ dog dt Ton
(3.19)
27
Şekil 3.11. Yükselten GKD çevirici ve K KK yükselten GKD çeviricisinin iş işlevsel dalga şekilleri Kesikli ve sürekli iletim arasındaki sınır çizgisinde çalış çalı şabilen yükselten devrenin, kritik iletim kipi adı verilen bu tip çalış çalışma kipine sınır hat ya da geçiş geçi ş kipi de denilmektedir. Bu tip çalış çalı şmada anahtarlama frekansının geniş geni ş bir aralıktaki değ değişkenliğ kenliği, uygulamada çeş çeşitli problemlere yol açabilir. Bu frekans, gürültülü çalış çalışmanın olmaması için iş işitilebilir ses seviyelerinde olmamalıdır, ayrıca bu frekans güç kayıplarının yüksek olmaması ve EMG bozulmalarına yol açmaması için çok yüksek de olmamalıdır [13]. Pratikte GKD devresinin gücünün, yükün maksimum ihtiyacını karş kar şılayacak şekilde olması gereklidir. Sadece tek bir yüksek güçte tasarımın, elemanlar üzerinde yüksek ısınma ve yüksek güçteki pahalı elemanların kulanım zorunlulu ğu gibi çeş çeşitli dezavantajları vardır. Bunların haricinde, değ de ğişik güç seviyelerinde tasarım için birçok zaman ve çaba harcanması gerekmektedir. Modüler tasarım bu problemleri azaltır. Diğ Diğer taraftan, modüler tasarımın daha düş dü şük ürün maliyetine götüren standart üretim avantajı vardır ve sistem siste m güvenilirliğ güvenilirliği ile performansı, hata algılaması ve bağ bağlı modüllerin uygun ve doğ do ğru anahtarlaması ile iyileş iyileştirilebilir.
28
Çeviricilerin paralel çalış çalışmasında, modüller arasında düzgün akım dağ da ğıtımı temel unsurdur. Dengesiz akım paylaş paylaşımı titiz tasarımlarda bile ortaya çıkabilir. Burada modüler yükselten çeviriciler kesikli iletimde çalış çalı şmaktadır, böylece herbir çeviricinin aynı görev çarpanı ile denetimi ile eş e şit akım dağ dağıtımına kolayca ulaş ulaşılabilir. Buradaki tüm GKD modülleri, EMG filtrelerinin tasarımını kolaylaş kolaylaştırmak için sabit bir frekansta çalış çalışırlar. Çalış Çalışan modüllerin anahtarlama aralıkları, dalgacık bileş bileşenlerini azaltmak için anahtarlama peryodunun eş eşit bölümlerinde birbiri ile faz kaydırılmış kaydırılmış olarak ayarlanmış ayarlanmıştır. Şekil 3.12’de yükselten tip GKD devre modüllerinin paralel bağ ba ğlantısı görülmektedir. GKD devresinin tüm güç elemanları, köprü doğ do ğrultucu, doğ doğru akım bağ bağlantı kapasitörü ve yükselten çeviricinin güç devresi elemanları da dahil, modülerdir. Yüksek frekanslı akım dalgacıklarını süzmek için giriş giri ş terminallerine küçük bir kapasitör bağ ba ğlanmış lanmıştır.
Şekil 3.12. Modüler güç devrelerinin paralel bağ ba ğlanması
29
Modüler güç devrelerinin paralel çalış çalı şması, bir görev çarpanı denetim devresi, bir mantık denetim devresi ve bir faz kaydırma denetim devresinden oluş olu şan bir devre tarafından sürülür. Yükselten çeviricilerin aktif güç anahtarları, faz kaydırma denetim devresi tarafından ardış ardışık olarak anahtarlanır. Herbir modülün indüktör akımı ve toplam doğ doğru akım çıkış çıkışı, hata analizi ile çalış çalışan modül sayısının belirlenmesi için izlenir [14].
3.3. Denetim Yöntemleri 3.3.1. Ortalama akım kipinde denetim Ortalama akım kipi ile denetimin sabit anahtarlama frekansı, basit indüktör akım algılaması gibi avantajları vardır. Şekil 3.13 ortalama akım kipli denetimi kullanan yükselten GKD devresini göstermektedir [15].
Şekil 3.13. Ortalama akım kipli yükselten GKD devresi
3.3.2. Tepe akım kipinde denetim GKD yükselten çeviricinin şeması Şekil 3.14’de gösterilmiş gösterilmiştir. Çeviricinin temel devresi indüktör L, kapasitör C, diyot D, anahtar S ve yük direnci R’den
30
oluşmaktadır. Sürekli iletimde anahtar ve diyot her zaman birbirlerinin tamamlayıcısı olarak çalışırlar.
Şekil 3.14. Giriş akımı iL’nin doğrudan programlanmasını gösteren GKD yükselten çevirici şeması Buradaki konfigürasyonda tepe akım denetimi kullanılmıştır. ndüktör akımı I L programlama değişkeni olarak seçilmiştir ve anahtarlama işaretini üretmek üzere referans akımla karşılaştırılır. TF filtre zaman sabiti, Tc ise PI kontrolcünün zaman sabitidir. Anahtarlama peryodunun başlangıcında, anahtarın iletime geçirilmesi ile indüktör akımı IL artar, referans değere ulaşıldığında anahtar kesime geçirilir ve bir sonraki peryodun başlangıcına kadar kesim durumunda kalır. Bu durum Şekil 3.15’de gösterilmiştir.
31
Şekil 3.15. GKD yükselten çeviricide giriş akımı dalga şeklinin programlanması Böylece ortalama indüktör akımı i ref tarafından yaklaşık olarak programlanmış olur [16]. Aşağıda tepe akım kipinde denetim ile ortalama akım kipinde denetimin bir karşılaştırması verilmiştir. Tepe akım kipinde denetim (ticari entegre ML4812) ve ortalama akım kipinde denetim şekli (ticari entegre UC 3854) indüktör akımının, örneklenmi ş doğrultulmuş giriş gerilimini referans alarak takip ettiği bir şekildir. Böylece bire yakın güç katsayısı elde edilir. Bununla birlikte, bu iki teknik aşağıdaki kusurlara sahiptir. Tepe akım kipinde denetim tekniği Şekil 3.16’da gösterilmiştir. Burada örneklenmiş giriş gerilimi olan akım denetim işareti, Şekil 3.16.b’de gösterildiği gibi indüktör akımı iL’nin tepesini belirler, yükselten çeviricideki aktif anahtar her anahtarlama peryodunun başında iletime geçirilir. ndüktör akımının i’ye ulaşması halinde anahtar kesime gider ve işlem bu şekilde tekrar eder. Bu metodda anlık tepe indüktör akımı algılandığından, bu metod gürültüye karşı hassastır.
32
Şekil 3.16. Tepe akım kip denetimli yükselten güç katsayısı ön re gülatörü a) devre diyagramı, b) dalga şekilleri
Şekil 3.17. Ortalama akım kip denetimli yükselten güç katsayısı ön regülatörü Ortalama akım kip tekniği, indüktör akımını kontrol etmek ve Şekil 3.17’deki akım döngüsünü kararlı hale getirmek için iki kutuplu, bir sıfır kompanzasyonlu şebeke olan, akım hata yükseltecini kullanır. Tepe akım kipinde denetime göre avantajı, tepe akım kipinde denetimde zorunlu olan kararlılık rampasının elimine edilmi ş olmasıdır. Bununla birlikte iki kutuplu bir sıfırlı kompanzasyon şebekesinin analizi ve sentezi zordur. Kutup ve sıfır seçimi birkaç faktörden etkilenir. Buna ek olarak bu
33
şemadaki yakın araştırmalar kaynak empedansına bağlı olarak ortalama akım kipinde denetimin kararsız olabileceğini göstermiştir [11].
3.3.3. GKD devrelerinde yumuşak anahtarlamanın kullanılması GKD devrelerinin verimliliğini artırmak için yumuşak anahtarlama ile ilgili birçok çalışmalar yapılmıştır. Yumuşak anahtarlama teknikleri daha düşük anahtarlama kayıpları ve stresleri ile çalışma imkânı verir. Böylece yüksek anahtarlama frekanslarında verimli çalışma sağlanabilir. Genelde yumuşak anahtarlama yaklaşımları iki grupta toplanabilir. Bunlar sıfır gerilim anahtarlaması ve sıfır akım anahtarlamasıdır. Bunların seçimi; seçilecek yarıiletken cihaza göredir. Sıfır gerilim anahtarlama yaklaşımı genelde MOSFET’ler için önerilirken,
kesime geçiş kayıplarının toplam anahtarlama kayıplarındaki
yerinin fazla olmasından dolayı sıfır akım anahtarlamasında IGBT’ler önerilir. MOSFET’ler düşük güçlü uygulamalarda kullanılırken IGBT’ler yüksek gerilimli yüksek güç uygulamalarında (1kW’ın üstünde) kullanılır. IGBT’lerin MOSFET’lere göre daha yüksek gerilim, daha yüksek güç yoğunluğu ve daha düşük maliyetleri vardır. IGBT’lerin anahtarlama kayıplarını azaltmada bir kısım yumuşak anahtarlama teknikleri önerilmiştir [17]. Güç kaynağı tasarımında, DGM anahtarlamalı çeviricilerde, yüksek anahtarlama frekansı manyetik bileşenlerin boyutunda azalma sağlar. Bununla birlikte artırılmış anahtarlama frekansları, yüksek anahtarlama kayıplarına ve yüksek EMG’ye neden olur. Anahtarlama kaybı mekanizmaları: Anahtarlama aralığında akım ve gerilim çakışma kayıplarını ve iletime geçme durumunda kapasitans kayıplarını içerir. Bu anahtarlama kayıplarını azaltmak maksadıyla aktif ve pasif yumuşak anahtarlama yöntemleri kullanılmaktadır. Son zamanlarda pasif yumuşak anahtarlama aktif metodlara bir alternatif olarak dikkate alınmaktadır. Pasif yöntemler ekstra bir anahtara ya da denetim devresine ihtiyaç duymaz. Daha ucuzdurlar ve güvenilirlikleri daha yüksektir. DGM’de güç katsayısı düzeltici devre tasarımı, devrenin performansının kolayca denetlenmesi, sadece giriş akımı şekillendirilmesini değil ayrıca anahtarlama kaybının sadece bir anahtar sebebiyle oluşmasını sağlar.
34
Aktif anahtarı kontrol etmek için, genelde Şekil 3.18’deki denetim stratejisi uygulanır. Akım geribesleme döngüsündeki referans işaret, tam dalga doğrultulmuş hat gerilimi ile orantılıdır. ndüktör akımı algılanır ve referans ile karşılaştırılır. Hata işareti, akım döngüsü hata yükselteci tarafından yükseltilir. Yükseltilmiş hata işareti, DGM için denetim girişi olup referans ile algılanan indüktör akımı arasındaki hatayı minimize etmek üzere güç anahtarının görev çarpanını ayarlar. Çıkış gerilimi, doğrultulmuş hat gerilimi ile akım referansı arasındaki örnekleme faktörünün değiştirilmesi ile kontrol edilir. Akım referans işaretini üretmek için, gerilim geribesleme döngüsünde analog bölücü/çarpıcı gereklidir. Analog bölücü/çarpıcı devre üretim maliyetinin yüksek olmasına neden olabilir. Denetim devresinde analog bölücü/çarpıcının elimine edilmesi için, doğrusal olmayan taşıyıcı kontrol stratejisi (NLC) gibi çeşitli kontrol stratejileri ortaya konmuştur. [18].
Şekil 3.18. Sürekli iletim akım kipinde geleneksel DGM denetim devresi
35
4. ORTALAMA AKIM KPNDE DENETM Ortalama akım kipi ile denetimin; sabit anahtarlama frekansı, komutasyon gürültüsüne karşı daha az hassaslığı ve basit indüktör akım algılaması gibi avantajları vardır. Ortalama akım kipini kullanarak GKD devresinin tasarımında en önemli noktalardan bir tanesi akım ve gerilim hata yükselteçleri için kutup ve sıfır yerlerinin belirlenmesidir. Hata yükselteci Şekil 4.1’de transfer fonksiyonu Eş. 4.1’de gösterilmiştir.
Şekil 4.1. Kompansatörlü hata yükselteci G (s) =
s + wz 1 R 1 C 2 s (s + w p )
(4.1)
Burada wz =
C + C2 1 ve w p = 1 R 2 C1 R 2 C1 C 2
Eş. 4.1’e göre göre hata yükselteç devresi bir integratörden (1/s) olu şmaktadır, wz’de bir sıfır ve wp ‘de bir kutup vardır. Her ne kadar akım ve gerilim hata yükselteç devreleri aynı tip hata yükseltecini gösterse de, her bir kutup ve sıfır yerle ştirmesi gereksinimi tamamen farklıdır. Entegrator normalde kararlı hal hatasını elimine eder. Güç kısmı filtresinin frekansından önce yerleştirilen sıfır (esasen anahtarlama frekansının yarısından daha az) akım döngüsünün kararlılığını garanti eder. Kutup ise yüksek frekanslı gürültüyü yok eder.
36
Daha fazlası akım hata yükselteci geniş band genişliğinde çalışmaya ayarlanmalıdır ki, böylece giriş akımının dinamik cevabı daha iyi ve hızlı olur. Akım döngüsünün kesme frekansı, giriş kazancına denetim ile akım hata yükselteci kazancı tarafından belirlenir. Maksimum akım hata yükselteci kazancı G CA =
Vs f s L Vo R s
(4.2)
Ve giriş kazancına kontrol G CI =
R s Vo Vs sL
(4.3)
Burada Vs anahtarlama rampa tepe gerilimi, f s anahtarlama frekansı, L indüktör Vo çıkış gerilimi ve Rs algılama direncidir. Kesme frekansında toplam kazanç sıfırdır ve Eş. 4.4’deki gibi gösterilir. 20 log(G CA G CI ) = 0
(4.4)
Eşitlik 4.4’ün GCAGCI için çözülmesiyle, G CA G CI = 1
(4.5)
Devrenin genel toplamdaki kazancını elde etmek için Eş. 4.2 ve Eş. 4.3, Eş. 4.5’de yerine konur. Eş. 4.3’de s=2πf c alınarak kesme frekansı f c=f s /2π’ye ayarlanmış olur. Eş. 4.2’den görüleceği üzere, akım hata yükseltecinin kazancı, GCA, Rs algılama direnci ile ters orantılı ancak çıkış kazancının kontrolü GCI, Rs ile doğru orantılıdır. Böylece Rs küçük iken GCA yüksektir. Bunun dezavantajı gürültü işareti yükseltilir ve hata işaretini bozar. Bir sonuca göre kapı işareti de gürültü işaretini içerir ve indüktör akımının dalga şeklini etkiler. Diğer taraftan Rs küçük iken GCA kazancı da küçüktür ve gürültü işareti üzerindeki etkisi hata işaretine ve kapı işaretine karşı çok etkili değildir. Böylece daha iyi bir giriş akımı dalga şekli elde edilmiş olur. Bu etki,
37
giriş akımı birkaç yüz mA aralığındaki görece küçük akım seviyelerinde (düşük çıkış gücünde) daha ciddi büyüklüktedir [15].
38
5. BENZETM MODEL VE SONUÇLARI Benzetimde öncelikle aşağıdaki standart doğrultucu devresi kurulmuştur.
Şekil 5.1. Standart doğrultucu devresi Burada Vg(tepe)=311Vaa f hat=50 Hz, C=470 µF, Yük=240 dur. Benzetim çalıştırılarak, Şekil 5.2’deki giriş gerilim ve akım şekli elde edilmiştir.
Şekil 5.2. Standart doğrultucu benzetimi, gerilim ve akım dalga şekilleri
39
Görüldüğü üzere kondansatörün kısa süreli şarj olma durumuna bağlı olarak giriş akımında ani darbeler oluşmaktadır. Bunu müteakiben L=1 mH değerindeki indüktör seri olarak bağlanarak Şekil 5.3’deki benzetim devresi elde edilmiştir.
Şekil 5.3. Standart doğrultucu devresinde seri indüktör Bu benzetim çalıştırılarak Şekil 5.4’deki dalga şekilleri elde edilmiştir.
Şekil 5.4. ndüktörlü devrede gerilim ve akım dalga şekilleri
40
Burada kondansatör başlangıçta şarj olmak için yüksek akım çekmekte sonrasında kısa süreli şarjlar ile çalışmasına devam etmektedir. Başlangıçtaki şarjını normal çalışma seviyesine getirene değin şebekeden akım çekmemektedir. Buradaki dalga şekillerinden indüktör sayesinde akım şeklinin öncekine göre biraz daha yumuşatılmış olduğu görülmektedir. Bunu müteakiben Şekil 5.5’deki benzetim devresinde, yükselten GKD devresinin kalbi olan anahtar ve anahtarı gerekli biçimde tetiklemek amacıyla; giriş gerilim örneği, çıkış gerilimi ve devrede dolaşan akımı algılayarak DGM işaretini üreten blok görülmektedir.
Şekil 5.5. Yükselten GKD benzetim devresi Burada Vg(tepe)=311Vaa, f hat=50 Hz, L=1.2 mH, C=470 µF, Yük=840 değerindedir. Giriş akım ve gerilim dalga şekli Şekil 5.6’daki gibi elde edilmiştir. Anahtarlama frekansı 100 kHz olarak seçilmiştir.
41
Şekil 5.6. Yükselten GKD benzetim devresi gerilim ve akım dalga şekilleri Daha yakından incelendiğinde giriş gerilim ve akımının Şekil 5.7’deki gibi olduğu görülmüştür.
Şekil 5.7. Benzetim devresinde detaylı gerilim ve akım dalga şekilleri
42
Doğrultucu çıkış gerilimi ile benzetim devresinin Vo çıkışı Şekil 5.8’de gösterilmiştir.
Şekil 5.8. Doğrultucu çıkış gerilimi ile benzetim devresinin Vo çıkışı Blok şemada (Bkz. Şekil 5.5); Çıkış geriliminden alınan örnek bir kazanç kontrolcüsü ile 5V seviyesine düşürülmüş ve 5V’luk referans ile karşılaştırıldıktan sonra oransal, integral, türev (PID) denetleyicisine giriş yapılmıştır. PID kontrolcü bir sonraki safhada elde edilen çıkışın örnek işaretle uyumlu hale getirilmesi amacıyla kullanılmaktadır. PID çıkışı, kaynak giriş geriliminden alınan ve tekrar ayrı bir doğrultucu ile doğrultularak 1V seviyesine düşürülen örnek giriş gerilimi dalga şekli ile çarpılmıştır. Burada ilave bir doğrultucunun kullanılmasının amacı devredeki gürültülerden giriş gerilimi örneğinin etkilenmesini engellemektir. Daha sonra çıkış gerilimi hata işaretini içeren bu örnek işaret ile akım işareti karşılaştırılarak akım hata işareti elde edilir.
43
Elde edilen akım hata işareti, bir sonraki aşamada yer alan DGM işaretinin üretiminde uyumlu hale getirilebilmesi için PID’den geçirilir. Indüktör akımı ve detayı Şekil 5.9’da gösterilmiştir.
Şekil 5.9. ndüktör akımı ve detayı Daha sonra elde edilen referans işaret testere dişi dalga ile karşılaştırılır ve bu karşılaştırma sonucunda Şekil 5.10’daki dalga şekli elde edilir. Elde edilen işaret sıfır ile karşılaştırılarak DGM işareti elde edilmiş olur. Piyasada bulunan tümleşik devrelerde, benzer amaçla R-S flip floplar kullanılmaktadır.
44
Şekil 5.10. Üretilen anahtarlama işareti dalga şekli ve detayı Benzetim devresinde yer alan güç katsayısı hesaplama bloğu ile güç katsayısı 0.985 olarak elde edilmiştir. Matlab/Simulink’te mevcut powergui uygulaması ile giriş akım işareti referans alnarak ölçüm yapılmıştır. Sonuçta THB %3.15 olarak ölçülmüş, yapılan ölçüm ve akım harmonikleri Şekil 5.11’de gösterilmiştir.
Şekil 5.11. Giriş akımına göre THB ve akım harmonikleri
45
6. DENEYSEL UYGULAMA Pratik uygulamanın gerçekleştirilmesi için yükselten GKD ve ortalama akım kipinde denetim araştırılmış ve piyasada kolayca bulunabilen UC3854N tümleşik devresi ile çalışılmıştır. UC3854 blok diyagramı Şekil 6.1’de gösterilmiştir. Tümleşik devre, güç katsayısı düzelticiyi denetlemek üzere gerekli devreleri içerir. Şekil 6.1’in üst sol köşesi gerilim karşılaştırıcıyı ve tümleşik devreyi, çalışmaya geçirme ucunu içerir. Bu karşılaştırıcıların her ikisinin de çıkışı, cihazın çalışmasına izin vermek için doğru olmalıdır. Gerilim hata yükselteci‘nin tersleyen ucu V sens adı verilen 11 nolu bacağa bağlanmıştır. Gerilim hata yükseltecinin çıkışı, Vvea, 7 numaralı bacakta mevcuttur ve bu ayrıca çarpıcıya bir giriştir. Çarpıcının diğer girişi lAA, bacak 6’dır ve bu giriş doğrultucularından gelen programlama dalga şekli için giriştir. Bu bacak 6 voltta tutulur ve bir akım girişidir. leri besleme girişi, Vff, bacak 8’dir ve değeri çarpıcının bölücü girişine beslenmeden önce karesi alınır. Bacak 12’den gelen lset akımı, maksimum çıkış akımını sınırlandırmak amacıyla çarpıcıda kullanılmaktadır. Çarpıcının çıkış akımı lmo’dur ve akım hata yükseltecinin terslemeyen girişine de bağlı olan bacak 5’den dışarı akar. Akım yükseltecinin tersleyen girişi, bacak 4’e bağlanmıştır bu da Ialgılama bacağıdır. Akım hata yükseltecinin çıkışı, bacak 14’deki osilatör rampası ile karşılaştırıldığı darbe genişlik modülasyonu karşılaştırıcısına bağlanır. Osilatör ve karşılaştırıcısı, R-S mantık denetleyicisini sürer ve böylece bacak 16’daki yüksek akım çıkışını sürer. UC3854’deki çıkış gerilimi dâhili olarak 15 V’a kenetlendiğinden MOSFET’lerin kapıları aşırı sürülmez. Bacak 2’de bir acil durum tepe akımı sınırlaması sağlanmış olup, ciddi miktarda toprak seviyesinin altına çekildiğinde çıkış darbesini kapalı yapar. Referans gerilim çıkışı bacak 9’a bağlanmıştır ve giriş gerilimi bacak 15’e bağlanmıştır.
46
6.1. Güç Kısmı Tasarımı Güç kısmı tasarımında 210 W’lık yükselten çevirici ele alınmıştır. Yükselten güç katsayısı düzeltici için denetim devresi çeviricinin güç seviyesi ile çok fazla değişmez. 5000 watt’lık güç katsayısı düzeltici, 50 watt’lık çeviricinin sahip oldu ğu hemen hemen aynı denetim devresine sahiptir.
Şekil 6.1. UC3854 blok diyagramı Güç kısmı değişse de tasarım işlemi tüm güç katsayısı düzeltici devreler için standarttır. Tasarım işlemi aynı olduğundan ve güç kısmı ölçeklendirilebildiğinden, 210W düzeltici bir örnek olacaktır ve daha yüksek ya da dü şük çıkış seviyelerine ayarlanabilir. Şekil 6.2‘de kurulacak uygulama devresinin şematik diyagramı gösterilmiştir. Tasarım işlemi çevirici performansı için özelliklerin belirlenmesi ile başladığından; en düşük ve en yüksek çıkış gücü ve giriş hat frekans sınırı belirtilmelidir. Örneğin; en yüksek çıkış gücü=210W, giriş gerilim aralığı=80-265 Vaa, Hat frekans aralığı= 45-55 Hz. Bir yükselten regülatörün çıkış gerilimi en yüksek giriş geriliminin tepe değerinden daha yüksek olmalıdır ve en yüksek giriş geriliminden %5 ila %10 daha yüksek olan değerler önerilir. Bu nedenle çıkış gerilimi 400 Vda olarak seçilmiştir.
47
Anahtarlama frekansının seçimi genelde keyfidir. Anahtarlama frekansının güç devrelerini mümkün olduğunca küçük olmasını sağlayacak ve bozulmayı en aza indirecek kadar büyük ve verimliliği koruyabilecek kadar düşük seçilmesi gereklidir. Birçok uygulamada 20 kHz ila 300 kHz arasında seçilen anahtarlama frekansının uygun olduğu kanıtlanmıştır. Buradaki çeviricide, 100 kHz’lik anahtarlama frekansı kullanılmıştır. Yüksek güç seviyelerinde çalışan çeviricilerde, güç kayıplarını azaltmak için daha düşük anahtarlama frekansı seçilir.
Şekil 6.2. 210W’lık güç katsayısı ön regülatörünün şeması
6.2. ndüktör Seçimi ndüktör, girişteki yüksek frekanslı dalgacık akımının miktarını belirler. ndüktör değerinin seçimi, giriş sinüsoidinin tepe akımı ile başlar. En yüksek tepe akımı, en düşük hat geriliminin tepesinde görülür ve Eş. 6.1 ile verilir.
48
I hat ( pk ) =
2xP Vin (min)
(6.1)
ndüktördeki tepeden tepeye dalgacık akımı, normalde maksimum hat akımının %20’si olacak şekilde seçilir. Bu aslında, yüksek frekanslı dalgacık akımının maksimum değeri olmadığından keyfi bir seçimdir. Yüksek değerdeki dalgacık akımı çeviriciyi, doğrultulmuş hat akımı peryodunun büyük bir kısmında kesikli iletim kipine götürebilir. ndüktör değeri; düşük giriş gerilimindeki tam sinüs dalgasının üstündeki tepe akıma, görev çarpanı D’ye ve anahtarlama frekansına göre seçilir. Gerekli olan iki e şitlik Eş. 6.2’de ve Eş. 6.3’de verilmiştir. D=
Vo − Vin Vo
(6.2)
L=
Vg xD f s x∆I
(6.3)
Yüksek frekanslı dalgacık akımı, hat akım tepesine eklenmiştir böylece indüktör tepe akımı tepe hat akımı ve tepeden tepeye yüksek frekanslı dalgacık akımının yarısının toplamıdır. ndüktörün bu akım seviyesine dayanacak şekilde tasarlanması gereklidir. Devrede ndüktör olarak Siemens firmasının B82505-W-A4 kodlu indüktörü kullanılmıştır.
6.3. Çıkış Kapasitörü Çıkış kapasitörünün seçiminde etkili olan faktörler; anahtarlama frekansı dalgacık akımı, ikinci harmonik dalgacık akımı, doğru akım çıkış gerilimi, çıkış dalgacık gerilimi ve tutma süresidir. Çıkış kapasitörü boyunca toplam akım, anahtarlama frekansı dalgacık akımının etkin değeri ve hat akımının ikinci harmoniğidir. Normalde çıkış kapasitörü olarak seçilen büyük elektrolitik kapasitörlerin frekansla değişen ve genelde düşük frekanslarda yüksek olan eşdeğer seri direnci vardır. Kapasitörün taşıyabileceği akım miktarı genelde ısı artışı ile belirlenir. Isı artışı için
49
tam bir değer hesaplanması genellikle gerekli değildir. Genellikle yüksek frekans dalgacık akımı ve düşük frekans dalgacık akımı ve bunların birbirine eklenmesine bağlı sıcaklık artışının hesaplanması daha uygundur. Tutma zamanı, giriş gerilimi kesildiğinde çıkış geriliminin belirli bir aralıkta tutulma süresidir. Tipik olarak bu değer 15 ila 50 msn arasındadır. 400 Vda çıkı şlı harici güç kaynaklarında, tutma gereksinimi, çıkıştaki her watt başına 1 ila 2 mikrofarad arasındadır. Tutma gerekli değilse kapasitör daha küçük olabilir. Örneğin her bir watt başına 0.2 mikrofarad gibi alınabilir ve daha sonra dalgacık akımı ve dalgacık gerilimi temel belirleyiciler olur. Tutma zamanı, yükün çalışacağı minimum gerilim, çıkış gücü, yük gücü ve çıkış kapasitöründe depolanan toplam enerjinin bir fonksiyonudur. Tutma süresi cinsinden bunlar Eş. 6.4 ile verilir. Co =
2xPç x∆t Vo2 − V02(min)
(6.4)
Burada Co çıkış kapasitörü, Pç yük gücü, ∆t tutma süresi, Vo çıkış gerilimi ve Vo(min) yükün çalışacağı en düşük gerilimdir.
6.4. Anahtar ve Diyot Anahtar ve diyotun güvenli çalışmayı garanti edecek özellikte olması gereklidir. Anahtarın akım değerinin, en az indüktördeki en yüksek tepe akımına eşit ve gerilim değerinin ise en az çıkış gerilimine eşit olması gereklidir. Aynı durum çıkış diyotu için de geçerlidir. Çıkış diyotunun, anahtar iletim durumundaki güç kaybını düşürecek ve kendi kayıplarını düşük tutacak şekilde hızlı olması gereklidir.
6.5. Akım Algılama Akım algılama için; çeviricinin toprak dönüşüne bir algılama direncinin konulması ya da akım trafosu kullanılması olmak üzere iki genel yöntem vardır. Dirençteki güç
50
harcaması yüksek akım seviyelerinde biraz büyük olur ve bu durumda akım trafosu daha uygundur. Örnek çeviricide direnç ile akım algılama kullanılmıştır (Bkz. Şekil 6.2). Bu nedenle akım hata yükseltecinin (bacak 4) tersleyen girişi Rci üzerinden toprağa bağlanır. Ortalama akım kipli denetim için düşük frekanslarda, akım hata yükselteci bir integrator olarak yapılandırılmıştır. Bu nedenle akım hata yükseltecinin terslemeyen girişindeki (bacak 5, çarpıcı çıkışı ile paylaştığı) ortalama gerilim sıfır olmalıdır. Akım hata yükseltecine terslemeyen giriş, akım kontrol döngüsü için toplama bağlantısı gibi davranmaktadır ve çarpıcı çıkış akımını algılama direncinden (programlama direnci Rmo üzerinden akan) gelen akımla toplar. Fark, yükselten regülatörü denetler. Akım hata yükseltecinin tersleyen girişindeki (bacak 4) gerilim, düşük frekanslarda küçüktür, çünkü düşük frekanslarda kazanç yüksektir. Yüksek frekanslardaki kazanç düşük olduğundan anahtarlama frekansında nispeten büyük gerilimler olabilir. Ancak, bacak 4’deki ortalama gerilim sıfır olmalıdır çünkü Rci üzerinden toprağa bağlanmıştır. Rs üzerindeki gerilim, örnek çeviricideki akım algılama direncindeki akım, topra ğa göre negatife gider bu nedenle UC 3854’ün bacaklarının topra ğın altına inmemesinden emin olunmalıdır. Algılama direnci üzerindeki gerilim küçük tutulmalıdır ve bacak 2 ve 5 negatife gitmelerini önlemek için kenetlenmelidir.
6.6. Tepe Akım Sınırı UC3854’deki tepe akım sınırı üzerindeki anlık akım, en yüksek de ğerini aştığında anahtarı kapatır ve bacak 2 toprağın altına çekildiğinde etkin olur. Akım sınır değeri, referans gerilimden akım algılama direncine basit bir gerilim bölücü ile belirlenir. Gerilim bölücü için eşitlik Eş. 6.5 ile verilmiştir: R pk 2 =
Vrs xR pk1 Vref
(6.5)
51
Burada Rpk1 ve Rpk2 gerilim bölücüsünün dirençleridir. UC 3854’de V ref 7.5 volttur ve V rs algılama direnci Rs üzerinde akım sınır noktasındaki gerilimdir. R pk2 boyunca akım 1 mA civarındadır. Küçük bir C pk kapasitörü düşük hatta çalışma esnasında ekstra gürültü bağışıklığı için eklenmiştir. Güç katsayısı düzelticinin kalbi çarpıcı/bölücüdür. Çarpıcının çıkışı yüksek güç katsayısı vermek üzere giriş akımını kontrol etmek için akım döngüsünü programlar. Çarpıcının çıkışı giriş hat akımını temsil eden bir işarettir. Tasarımın çıkışta başlayarak girişe doğru ilerlediği birçok tasarımın aksine çarpıcı devrelerin tasarımı girişlerle başlamalıdır. Çarpıcı devrelere üç giriş vardır: Programlama akımı Iaa (bacak 6), girişten ileri besleme gerilimi Vff (bacak 8) ve gerilim hata yükselteci çıkış gerilimi Vvea (bacak 7). Çarpıcı çıkış akımı Imo (bacak 5) ve ilgili üç girişleri Eş. 6.6 ile verilir. I mo =
K m xI aa x (Vvea − 1) Vff 2
(6.6)
Burada Km çarpıcıda bir sabittir ve bire eşittir. Iaa doğrultulmuş giriş geriliminden gelen programlama akımı, Vvea gerilim hata yükseltecinin çıkışı ve Vff ileri besleme gerilimidir.
6.7. leri Besleme Gerilimi Vff kare alıcı devreye giriştir ve UC3854’deki kare alıcı devre genelde 1.4 ila 4.5 volt aralığında çalışır. UC3854, Vff ’nin efektif değerini, giriş bu değerin üzerine çıksa bile 4.5 voltta sınırlayan dahili bir kenetleyiciye sahiptir. V ff girişi için gerilim bölücünün üç direnci R ff1, Rff2 ve Rff3 (Bkz. Şekil 6.2) ve iki kapasitörü C ff1 ve Cff2 vardır. Bölücünün dirençleri ve kapasitörleri ikinci dereceden alçak geçiren filtre görevi yapar ve bu sebeple doğru akım çıkış, giriş yarım sinüs dalgasının ortalama değeri ile orantılıdır. Ortalama değer yarım sinüs dalgasının etkin değerinin %90’ıdır. Şayet aa giriş geriliminin etkin değeri 27 Vaa ise, yarım sinüsün ortalama değeri 24.3 V doğru akımdır ve tepe değeri 38 V’dur.
52
Vff gerilim bölücüsünün karşılaması gereken iki koşulu vardır. Yüksek giriş hat geriliminde Vff 4.5 V’dan yüksek olmamalıdır. Bu gerilimde V ff girişi kenetlenir ve ileri besleme fonksiyonu kaybolur. Gerilim bölücüsü ayarlanmalıdır ki böylece V in düşük hat geriliminde iken Vff 1.414 volta eşit olur ve gerilim bölücünün üst nodu Vffc 7.5 V civarında olmalıdır. Vff girişi 1.414 V’un altına inerse çarpıcı çıkışını sabit tutan bir dahili akım sınırı vardır. Vff girişi her zaman ayarlı olmalıdır böylece Vff , en düşük giriş geriliminde 1.414 volta eşit olur. Bu da, aşırı genişlikte bir aa hat gerilimi giriş aralığı varsa Vff ’nin giriş gerilim aralığının yüksek ucuna kenetlenmesine sebep olur. Bununla birlikte, aralığın yüksek ucunda bir Vff kenetlemesinin olması, aralığın düşük ucunda çarpıcı çıkışı kenetlemesine tercih edilir. Şayet Vff gerilim döngüsünü kenetlerse kazanç değişeceği ve çarpıcı kenetlemesinin giriş akım dalga şeklinin yüksek miktarlarına sebep olur, ancak toplam sistem üzerindeki etkisi küçük olacaktır. Gerilim hata yükseltecinin çıkışı çarpıcı kurulumunun ikinci parçasıdır. Gerilim hata yükseltecinin çıkışı, Vvea UC3854 içinde 5.6 V’a kenetlenmiştir. Gerilim hata yükseltecinin çıkışı çeviricinin giriş gücüne cevap verir. leri besleme gerilimi, güç girişinin hat gerilim değişikliklerinden bağımsız olarak, verilen bir V vea geriliminde sabit kalmasına sebep olur. Şayet 5.0 V maksimum normal çalışma seviyesi olarak kurulmuş ise 5.6 V %12 daha yüksek olan bir aşırı yük güç sınırı verir. Gerilim hata yükseltecinin çıkışındaki kenetleme, Vff ’nin en düşük değerini 1.414 V yapar. Vff büyük iken çarpıcının doğasındaki hatalar büyütülür çünkü V vea /Vff gittikçe küçülür. Şayet uygulama geniş bir giriş aralığına sahipse ve çok düşük harmonik bozulma isteniyorsa V ff , 0.7 ila 3.5 V aralığına değiştirilebilir. Bunu yapmak için harici bir kenetleyicinin, gerilim hata yükselteciye, çıkışını 2.0 V altında tutmak üzere eklenmesi gerekir.
6.8. Çarpıcı Giriş Akımı Çarpıcı için çalışma akımı Rvac üzerinden geçen giriş geriliminden gelir. Çarpıcının en iyi doğrusallığı nispeten yüksek akımlardadır ancak önerilen maksimum akım 0.6 mA’dır.
53
Çarpıcının maksimum çıkışı, düşük hatta giriş sinüs dalgasının tepesinde görülür. Bu durum için çarpıcıdan maksimum çıkış akımı, Eş. 6.6’daki Imo eşitliğinden hesaplanabilir. Çarpıcı çıkış akımında başka bir sınırlama Iset tarafından konulur. I mo 3.75/Rset’den daha büyük olamaz. Çarpıcının çıkışı, Imo, gerilim geri besleme döngüsünü kapatmak maksadıyla indüktör akımı ile orantılı bir akım ile toplanmalıdır. Çarpıcı çıkışından akım algılama direncine olan Rmo, bu fonksiyonu yerine getirir ve çarpıcı çıkış bacağı toplama bağlantısı haline gelir. Normal çalışmada bacak 5 üzerindeki ortalama gerilim sıfır olacaktır ancak hat frekansının iki katında genlik modüleli olan anahtarlama frekansı dalgacık gerilimi mevcut olacaktır.
6.9. Osilatör Frekansı Osilatör şarjlama akımı Iset’dir ve Rset değeri ile belirlenir ve Osilatör frekansı zamanlama kapasitörü ve şarjlama akımı ile ayarlanır. Zamanlama kapasitörü Eş. 6.7 ile belirlenir. Ct =
1.25 R set xf s
(6.7)
Burada Ct zamanlama kapasitörünün değeridir ve f s Hertz cinsinden anahtarlama frekansıdır. Akım döngüsü kararlı çalışma için kompanze edilmelidir. Giriş akımı transfer fonksiyonuna yükselten çevirici denetiminin alçak geçiren filtre görevi yapan yükselten indüktör ve algılama direnci R s’nin empedansına bağlı olarak yüksek frekanslarda tek kutuplu cevabı vardır. Giriş akımı transfer fonksiyonuna kontrol için Eş. 6.8 kullanılır. Vrs Vç xR s = Vcea Vs xsL
(6.8)
54
Burada Vrs giriş akımı algılama direnci üzerindeki gerilimdir ve Vcea akım hata yükseltecinin çıkışıdır. Vo doğru akım çıkış gerilimidir, Vs, osilatör rampasının tepeden tepeye genliği, sL yükselten indüktörün empdansıdır (ayrıca jwL’dir) ve R s, algılama direncidir. ndüktör akımının iniş eğimi giriş gerilimi sıfır iken diğer bir deyişle yükselten çeviricinin giriş ve çıkışı arasındaki fark en büyük iken maksimum değerine sahiptir. Bu noktada (Vin=0), indüktör akımı çevirici çıkış geriliminin, indüktansa oranı olarak ifade edilir. (Vo /L). Bu akım Rs akım algılama direnci üzerinden akar ve V o.Rs /L eğimine sahip bir gerilim üretir. Bu eğim, anahtarlama frekansında akım hata yükseltecinin kazancı ile çarpılır, akım döngüsünün doğru kompanzasyonu için osilatör rampasının (ayrıca volt/sn’dir) eğimine eşit olmalıdır. Kazanç çok yüksek ise indüktör akımının eğimi, rampadan daha büyüktür ve döngü kararsız hale gidebilir. Döngü geçiş frekansı, Eş. 6.9’dan bulunabilir. f ci =
Vç xR s xR cz Vs x 2πLxR ci
(6.9)
Burada f ci akım döngüsü geçiş frekansıdır ve Rcz /Rci akım hata yükseltecinin kazancıdır. Bu prosedür akım döngüsü için en iyi cevabı verir. Akım hata yükselteci cevabındaki sıfır yerleştirmesinin geçiş frekansında ya da altında olması gereklidir. Şayet bu geçiş frekansında ise, faz aralığı 45 derecedir. Şayet frekansta sıfır daha düşükse faz aralığı daha büyük olacaktır. 45 derecelik faz aralığı çok kararlıdır, bileşen değişimlerine karşı iyi toleransı vardır. Sıfırın geçiş frekansında yerleştirilmesi gereklidir bu nedenle kapasitörün bu frekanstaki empedansı Rcz’nin değerine eşit olmalıdır. Kapasitör değeri Eş. 6.10 ile hesaplanır. C cz =
1 (2πxf ci xR cz )
(6.10)
Gürültü hassaslığını azaltmak için, anahtarlama frekansı yakınındaki akım hata yükselteci cevabına normalde bir kutup eklenir. Şayet kutup, anahtarlama frekansının yarısının üstünde ise; kutup kontrol döngüsünün frekans cevabını etkilemeyecektir.
55
6.10. Gerilim Hata Yükselteci Kompanzasyonu Gerilim kontrol döngüsü, kararlılık için kompanze edilmelidir ancak gerilim döngüsünün bant genişliği anahtarlama frekansı ile karşılaştırıldığında, çok küçük olduğundan gerilim kontrol döngüsü ile ilgili gereksinim, kararlılıktan ziyade giriş bozulmasını en düşük değerde tutmaktır. Giriş akımı modülasyonunu küçük tutmak amacıyla, çıkış kapasitörü üzerindeki hat frekansının ikinci harmoniğini zayıflatmak için döngü bant genişliği yeterince küçük olmalıdır. Gerilim hata yükselteci kompanzasyonunun tasarımında ilk adım çıkış kapasitöründe mevcut dalgacık gerilim miktarının belirlenmesidir. kinci harmonik gerilimin tepe değeri Eş. 6.11 ile verilir: Vopk =
Pg 2πxf r xC o xVo
(6.11)
Burada Vopk çıkış dalgacık geriliminin tepe değeridir (tepeden tepeye değer bunun iki katıdır.), f r giriş hat frekansının ikinci harmoniği olan dalgacık gerilimidir. Co çıkış kapasitansının değeridir ve Vo doğru akım çıkış gerilimidir. kinci harmonik dalgacık frekansında kazancı ayarlayan geri besleme kapasitörü C vf , hat frekansının ikinci harmoniğinde gerilim hata yükseltecinin doğru kazancı verebilecek şekilde seçilmiştir. Eşitlik basit olarak Eş. 6.12’deki gibidir. C vf =
1 2πxf r xR vi xG va
(6.12)
Çıkış gerilimi, gerilim bölücüsü Rvi ve Rvd tarafından ayarlanır. R vi değerinin fazla güç harcamayacak bir değerde seçilmesini müteakip, Rvd istenen çıkış geriliminden ve 7.5 Vda’lık referans geriliminden bulunabilir. Gerilim hata yükseltecinin kutup frekansı döngü eşitliği kazancının bire eşitlenmesiyle ve bunun frekans için çözülmesi ile bulunabilir. Gerilim döngüsü kazancı hata yükselteci kazancı ile giriş terimleri olarak ifade edilebilen yükselten kısım kazancının çarpımıdır. Çarpıcı, bölücü ve kare alıcı terimleri ister istemez güç
56
safhası kazancı içine girer ve görevleri, gerilim hata yükseltecinin çıkışını daha önce anlatılan güç denetim işaretine çevirmektir. Bu da bize yükselten kısmın transfer fonksiyonunu, güç terimleri cinsinden Eş. 6.13’de olduğu gibi ifade etmemizi sağlar. G bst =
Pg xX co ∆Vvea xVo
(6.13)
Burada Gbst, çarpıcı, bölücü ve kare alıcıyı içeren yükselten kısmın kazancı, P in ortalama giriş gücü, Xco çıkış kapasitörünün empedansı, ∆Vvea gerilim hata yükselteci çıkış geriliminin aralığı (UC3854’de 4 Volt) ve V o da çıkış gerilimidir. Kendi frekansında kutbun üstünde hata yükseltecinin kazancı Eş. 6.14’deki gibi verilir. G va =
X cf R vi
(6.14)
Burada Gva gerilim hata yükseltecinin kazancı, Xcf geri besleme kapasitansının geri beslemesi ve Rvi giriş direncidir. Toplam gerilim döngüsünün kazancı aşağıdaki eşitlikteki gibi Gbst ve Gva’nın çarpımıdır [19]. Gv =
Pg xX co xX cf ∆Vvea xVo xR vi
(6.15)
f vi2 =
Pg ∆Vvea xVo xR vi xC o xC vf x (2π) 2
(6.16)
Uygulama devresi, Resim 1.1’de görülen Textronix marka kayıt özellikli osiloskop (20x ölçüm probu ile), buna ilave olarak yine kayıt özelliğine sahip Fluke marka güç analizörü ve standart multimetre ile deneye tabi tutulmuştur. Söz konusu devre bir önregülatör mahiyetinde olduğundan, devrede yük olarak seri bağlı her biri 100 W gücündeki iki tungsten ampül kullanılmıştır. Elde edilen 383 voltluk da çıkış gerilimi
57
uygun bir da/da çevirici ile 210W civarındaki güçlerde daha dü şük gerilimlerde kullanılabilir.
Resim 1.1. Yükselten ön regülatörün 210W’lık uygulama devresi resmi UC3854’ün yer aldığı Şekil 6.3’deki uygulama devresi kurularak çalıştırılmıştır. Devrede EMG filtresi olarak Siemens firmasının B84110-A-A20 filtresi kullanılmıştır.
58
Şekil 6.3. 210W’lık güç katsayısı ön regülatöründe kullanılan elemanlar Giriş akımı ile ilgili olarak, yapılan ilk ölçümde, Şekil 6.3’de belirtilen ve köprü diyot çıkışındaki sinyali referans alan VFF girişindeki ikinci harmonik bileşenin [19], yeterince zayıflatılamadığı değerlendirildiğinden, filtre kapasitörü değeri 10 nF + 0.47 µF olarak seçilmiştir. Müteakiben yapılan ölçüm sonucunda, elde edilen giriş gerilim ve akımı Şekil 6.4’de gösterilmiştir.
59
Şekil 6.4. Uygulama devresinde giriş gerilimi ve akımı Giriş voltajı ve indüktör akımı analiz edilerek Şekil 6.5 elde edilmiştir.
Şekil 6.5. Uygulama devresinde giriş voltajı ve indüktör akımı ndüktör akımı detaylı incelendiğinde Şekil 6.6 elde edilmiştir.
60
Şekil 6.6. Uygulama devresinde indüktör akımı detayı Doğrultucu çıkış gerilimi incelenmiş ve Şekil 6.7 elde edilmiştir.
Şekil 6.7. Uygulama devresinde doğrultucu çıkış gerilimi Anahtar (Mosfet) üzerindeki gerilim ile kapı işareti incelenmiş ve Şekil 6.8 elde edilmiştir.
61
Şekil 6.8. Uygulama devresinde anahtar üzerindeki gerilim ve anahtar kapı işareti P, Q ve S güçleri ile güç katsayısının güç analizörü ile ölçümü yapılmış ve Şekil 6.9 elde edilmiştir.
Şekil 6.9. Uygulama devresinde P, Q, S güçleri, GK değerleri Gerçek gücün (P) 179 W, reaktif gücün (Q) 28 VAR, görünür gücün (S) 182 VA olduğu, güç katsayısı değerinin ise 0.99 olduğu görülmüştür. Harmonik akımlar ile THB değerleri için yapılan analiz sonucunda Şekil 6.10 elde edilmiştir.
62
Şekil 6.10. Uygulama devresinde giriş akımı ve gerilimi harmonikleri ve THB Giriş akımı için THB değerinin %5.5 olduğu, diğer taraftan giriş geriliminde THB’nin %2.6 olduğu görülmüştür. Benzetim sonuçlarında giriş akımı için THB değeri %3.15 olarak elde edilmiştir (Bkz. Şekil 5.11). Çıkış gerilimi ve akımı Şekil 6.11’deki gibi elde edilmiştir.
Şekil 6.11. Uygulama devresinde çıkış gerilimi ve akımı Dijital multimetre ile yapılan ölçüm sonucunda çıkış geriliminin 383 V da, çıkış akımının 0.41 amper olduğu görülmüştür. Gerilim ve akım değerlerinin çarpımını sonucunda çıkış gücü yaklaşık 157 W olarak hesaplanmıştır.
63
Devrenin giriş gücü 179 W olarak ölçülmüş olduğundan (Bkz. Şekil 6.9), çıkış gücünün giriş gücüne oranlanması ile uygulama devresinin verimi %87.7 olarak hesaplanmıştır.
64
7. SONUÇ VE ÖNERLER Bu çalışmada, şebekeye bağlanan elektrikli sistemlerin giriş enerjisi verimliliklerini ifade eden güç katsayısı ve güç katsayısının aktif veya pasif yöntemlerle düzeltilmesi üzerinde durulmuş, aktif güç katsayısı düzeltme sistemleri incelenmiştir. Aktif güç katsayısı düzeltmede kullanılan yöntemlerden biri olan ve 200 watt ile üzerindeki uygulamalarda kullanım alanı bulan “sürekli iletim kipinde çalışan tek fazlı gerilim yükselten ön regülatör devresinin, ortalama akım kipinde denetimi” yöntemi araştırılmış ve bu devrenin 210 watt güç seviyesinde vereceği sonuçların ortaya konması amaçlanmıştır. Çalışmada gerilim yükselten çevirici devre, güç katsayısı düzeltici olarak kullanılmıştır. Önerilen denetleme yönteminin Matlab/Simulink programında benzetimi gerçekleştirilmiş ve elde edilen sonuçlar sunulmuştur. Ayrıca UC3854N ticari tümleşik devre kullanılarak 210 wattlık deneysel devre yapılmı ş ve elde edilen sonuçlar benzetim sonuçları ile karşılaştırılmıştır. Benzetim devresinde güç katsayısı 0.985 ve THB %3.15 olarak elde edilmiş, uygulama devresinde ise bu değerler sırasıyla 0.99 ve %5.5 olarak elde edilmiş, diğer taraftan giriş gerilimindeki THB’nin %2.6 olduğu görülmüştür. Uygulama devresinde kullanılan, UC3854 tümleşik devresi ile ilgili hesaplamalar titizlikle yapılmış ve tümleşik devrenin tüm uçlarındaki işaret değerleri tek tek kontrol edilmiştir. Bu tip tasarımlarda yapılan hesaplamalarda; çıkış gücünün, giriş gerilim ve akım değerlerinin hesaplamalara katılması sonucunda, sadece belirli bir cihaza ya da güç ve akım değerine yönelik uygulamalar gerçekleştirilebilmekte ve bunların sonucunda katı kurallar dâhilinde işleyen uygulamalar karşımıza çıkmaktadır. Modüler devre yapılarının kullanımı ile bu katı kurallar biraz yumuşatılmaya çalışılsa da, güç katsayısı düzeltme amacıyla üretilmekte olan tümleşik devrelerde, her bir safhada tasarımcıya ölçüm ve denetleme imkânı veren yapıların kullanılması halinde, tasarımda gerekli esnekliğe kavuşulabileceği değerlendirilmektedir. Böylece tasarım esnasında birbirinin tamamlayıcısı olan akım kontrol döngüsü, gerilim kontrol döngüsü, işlevsel yükselteçler, PI denetleyicilerin giriş ve çıkış durumları gibi her bir safha, tasarımcı tarafından denetlenebilecek ilave modüller geliştirilebilecek ve oluşabilecek aksaklıklar kolayca tespit edilebilecektir.
65
Diğer taraftan her bir cihaza ayrı bir güç katsayısı düzeltme devresinin eklenmesi; harmoniklerin şebekeye verilmesini ve dolayısıyla oluşabilecek olumsuzlukları engellese de, hâlihazırda güç katsayısı düzeltme devresine sahip olmayan birçok cihaz ailesinin evlerde ve işyerlerinde kullanılmakta olduğu düşünüldüğünde, güç katsayısı düzeltme konusunda yapılan çalışmaların ve harmonik sınırları ile ilgili yasal düzenlemelerin, kısa vadede elektrik enerjisinin tasarrufunda ve harmoniklerin sınırlandırılmasında fayda sağlamayacağı görülmektedir. Bu nedenle konuyla ilgili araştırmaların, her bir cihaza bir güç katsayısı düzeltme devresi ya da aktif filtre konulması seçeneği yerine, her bir dağıtım şebekesinden ya da her bir abonenin hat girişinden aa gerilim yanında güç faktörü düzeltimi gerçekleştirilmiş da gerilimin de sağlanması ve doğru akımla çalışan cihazların beslemesinin de bunlara göre ayarlanması
üzerinde
yoğunlaşmasının
daha
etkili
bir
çözüm
olacağı
değerlendirilmektedir. Hem da, hem de aa gerilimin aynı anda kullanımına bağlı olarak ortaya çıkabilecek karışıklıkları önlemek için aa ve da gerilim için farklı konnektörler kullanılabilir. Ya da [1]’de de belirtildiği üzere evlerde ve işyerlerinde; aa yerine da kullanımına yönelik olarak, normalde aa ile çalışan cihazların da ile çalışma durumunda vereceği sonuçlar ortaya konabilir ve buna göre çözüm yolları üzerinde durulabilir. Örnek olarak buradaki çalışmada, güç faktörü düzeltilmiş 383 V da çıkış ile normalde evlerde ve işyerlerinde aa şebekeden beslenen her biri 100 Wattlık iki adet tungsten ampül seri bağlı olarak kullanılmış ve ampüllerin normal çalışmasını sürdürdüğü görülmüştür.
66
KAYNAKLAR 1.
Basu, S., Bollen, M.H.J., “A Novel Common Power Factor Correction Scheme for Homes And Offices”, IEEE Transactions On Power Delivery, 20(3): 22572263 (2005).
2.
Mohammad, S., Rafiei, R., Toliyat, H.A., Ghazi, R., Gopalarathnam, T., “An Optimal and Flexible Control Strategy for Active Filtering and Power Factor Correction Under Non-Sinusoidal Line Voltages”, IEEE Transactions On Power Delivery, 16(2): 297-305 (2001).
3.
Singh, B., Singh, B.N., Chandra, A., Al-Haddad, K., Pandey, A., Kothari, D.P., “A Review of Single-Phase Improved Power Quality AC–DC Converters”, IEEE Transactions On Industrial Electronics, 50(5): 962-981 (2003).
4.
Bhat, A.K.S., “DC to DC Conversion”, The Electronics Handbook, CRC Press, ABD, 991-992 (1996).
5.
Wuidart, L., “Understanding Power Factor”, STMicroelectronics, Italy, 1-5 (1999).
6.
Çiftçi, E., “Güç Katsayısı Düzeltici Devrenin Kayan Kip Yöntemi ile Denetimi”, Yüksek Lisans Tezi, Gazi Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü, Ankara, 13-14 (2005).
7.
ON, Semiconductor, “PFC Handbook”, HBD853/D 2, SCILLC , 5-7 (2004).
8.
Garcia, O., Cobos, J.A., Prieto, R., Alou P., Uceda, J., “Single Phase Power Factor Correction: A Survey”, IEEE Transactions On Power Electronics, 18(3): 749-755 (2003).
9.
Qiao, C., Smedley, K.M., “A Topology Survey of Single-Stage Power Factor Corrector with a Boost Type Input- Current-Shaper”, IEEE Transactions On Power Electronics, 16(3): 360-368 (2001).
10. Mohan, N., Undeland, T.M., Robbins, W.P., “POWER ELECTRONICS Converters, Applications And Design”, John Wiley & Sons Inc., Kanada, 161163, 172-179 (1995). 11. Yang, Z., Sen, P.C., “Power Factor Correction Circuits with Robust Current Control Technique”, IEEE Transactions On Aerospace And Electronic Systems, 38(4): 1210-1219 (2002). 12. Kim, J.W., Choi, S.M., Kim, K.T., “Variable On-time Control of the Critical Conduction Mode Boost Power Factor Correction Converter to Improve Zerocrossing Distortion”, IEEE PEDS , 1542-1546 (2005).
67
13. Gotfryd, M., “Limits in Boost Power Factor Corrector Operating in BorderLine Mode”, IEEE Transactions On Power Electronics, 18(6): 1330-1335 (2003). 14. Moo, C.S., Cheng, H.L., Lin, P.H., “Parallel Operation of Modular Power Factor Correction Circuits”, IEEE Transactions On Power Electronics, 17(3): 398-404 (2002). 15. Sahid, M.R., Azli, N.A., Muhamad, N.D., “Study on the Performance of the Boost Power Factor Correction (PFC) Circuit With Variable Inductor Current Sense Resistor Values”, IEEE, 1106-1109 (2003). 16. Dranga, O., Tse, C.K., Iu, H.H.C., “Bifurcation Behavior Of A Power-FactorCorrection Boost Converter”, International Journal of Bifurcation and Chaos, 13(10): 3107-3114 (2003). 17. Choi, H., Choi, S., Cho, B.H., “Zero-Current-Switching (ZCS) Power Factor Pre-regulator (PFP) with Reduced Conduction Losses”, IEEE, 962-967 (2002). 18. Tanitteerapan, T., Mori, S., “Fundamental Frequency Parabolic Boost Power Factor Correction Pwm Controller For Lossless Soft-Switching”, IEEE, III:5760 (2001). 19. Todd, P.C., “UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design”, Texas Instruments Inc. 3:269-288 (1999). ,
68
EKLER
69
EK-1 UC 3854 Veri kitabı
70
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
71
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
72
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
73
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
74
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
75
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
76
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
77
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
78
EK-1 (Devam) UC 3854 Veri kitabı
