Oplat 2014-2. Parte 1

CAM ING. – MAG. TELECOM. Y REDES

PARTE I APUNTES CURSO OPLAT

ONDAS PORTADORAS SOBRE LÍNEAS ELÉCTRICAS DE A.T. SISTEMAS DE TELECOMUNICA TELECOMUNICACIONES CIONES EMPRESAS ELÉCTRICAS

CARLOS AGUILERA MORALES

OCTUBRE 2014

TERMINALES OPLAT

ONDAS PORTADORAS SOBRE LÍNEAS ELÉCTRICAS DE A.T.


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SISTEMAS DE TELECOMUNICACIONES EMPRESAS ELÉCTRICAS

CAMTEL TELECOMUNICACIONES Y REDES Enlaces OPLAT

F.O: F. O: OPG OPGW W AD ADSS SS

Voz Datos Protección

Tx/Rx

Voz

Tx/Rx Otros Cables

Enlaces Radio

PARTE I APUNTES CURSO OPLAT

ONDAS PORTADORAS SOBRE LÍNEAS ELÉCTRICAS DE A.T. SISTEMAS DE TELECOMUNICA TELECOMUNICACIONES CIONES EMPRESAS ELÉCTRICAS

CARLOS AGUILERA MORALES

Datos Protección

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INDICE DE LA MATERIA. PARTE I

CAPÍTULOS I y II. SISTEMA ONDA PORTADORA ITEM ITEM

DESC DE SCRI RIPC PCII N

CAP TULO I

GENERALIDA GENE RALIDADES DES CURSO OPLA OPLAT T

1 2 3 3.1 3.2 4.

INTRODUCCIÓN GENERALIDADES OBJETIVO Objetivo General Objetivo Específico ALCANCE

PAG PA G

6 6 7 7 7 7

CAPÍTULO II SISTEMA ONDA PORTADORA 1 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 1.9.1 1.9.2 1.10

CARACTERÍTICAS DEL SISTEMA ELÉCTRICO Trazado de la Línea Tipos de Estructuras Transposiciones(Tao Off) Derivación Conductores de Fase y Cables de Guardia Flecha de la Línea de alta tensión Resistividad del Terreno Características de los OPLAT Línea de alta tensión como línea de transmisión Atenuación Impedancia de la Línea de alta tensión Niveles de Tensión

9 9 9 10 11 11 11 12 12 13 13 13 14

2 2.1 2.2

ENTORNO FÍSICO Características Ambientales Caso de Hielo

21 21 21

3. 3.1 3.2 3.3

PARÁMETROS DE DISEÑO Información a Transmitir Tipos de Canales Capacidad Transmisión y multiplex. de servicios OPLAT-D

22 22-23 23-26 26-27

4. 4.1 4.2 4.2.1 4.2.2 4.2.3 4.2.4 4.2.4.1 4.2.4.2 4.2.4.3 4.2.4.4 4.2.5

PLANIFICACIÓN RED DE TELECOMUNICACIONES Generalidades Característica de un enlace OPLAT Atenuación de un enlace OPLAT Análisis Modal Análisis Modal para línea homogénea Análisis Modal para líneas no homogéneas Transposiciones de fases Líneas con Tap - Off (Línea T) Efectos por falla Líneas mixtas: Aéreas – Subterráneas Aplicación del análisis modal para un Sistema de 3 conductores

28 28 28-29 29-30 30-35 35-48 48 49-50 51-53 53-54 54-55 55-56

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4.3 4.3.1 4.3.2 4.3.3 4.3.4 4.4 4.4.1 4.4.2 4.4.3 4.5 4.5.1 4.5.2 4.5.2.1 4.5.2.2 4.5.2.3 4.5.3 4.5.3.1 4.5.3.2

5. 5.1 5.2 5.2.1 5.2.2 5.2.3 5.2.4 5.3 5.4

5.5

5.6 5.7 5.7.1 5.8 5.8.1 5.8.2 5.8.3 6 6.1 6.2 6.3


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Relación S/R requerido: Voz, Datos, TP, Cálculos S/R Sistema de comunicación Elementos de un sistema de comunicación Modos de operación de un canal de transmisión: simplex, semi dúplex y full duplex Características de los equipos Modulación Tipos de Modulación: Lineales, angulares, pulsos, codificación de pulsos. Modulación analógica Modulación de amplitud de dos bandas laterales (AM-DBL) Modulación de amplitud de banda lateral única (BLU). Modulación de frecuencia (FM) Modulación Digital: PSK, QAM Modulación por desplazamiento de fase (PSK) Modulación de amplitud en cuadratura (QAM) a. Transmisor QAM b. Ejemplo QAM-16 c. Recepción QAM d. Análisis de algunas Modulaciones QAM

57 57 57 57-58 59 59 60-61 61

ONDAS PORTADORAS ANÁLOGOS (OPLAT-A). Equipos OPLAT-A Parámetros y fenómenos importantes a considerar. Repartición de potencia entre las diferentes señales de un enlace múltiple. Determinación de la potencia de emisión. Ejemplos de cálculo. Límites de potencia en un enlace OPLAT. Respuesta de frecuencia y distorsión no lineal de las frecuencias vocales. Requerimientos exigidos al canal telefónico. a. Atenuación total. b. Distorsión de atenuación (respuesta de frecuencia) c. Distorsión ni lineal. Requerimientos exigidos a los canales de datos. a. Atenuación total de transmisión. b. Distorsión de atenuación. c. Distorsión del tiempo de propagación de grupo. Selectividad. Distorsión de intermodulación. Ejemplo práctico de distorsión de intermodulación. Ruido. Ruido Corona. Ruido por descargas atmosféricas. Ruido generado por los equipos terminales. . COMPANDORES (COMPRESORES - EXPANSORES) Teoría de funcionamiento. Efecto de un compandor: objetiva y sugestiva. Aplicación de los compandores en canales telefónicos OPLAT.

78 78-80 80 80-84

51 54 54 63 63 63 64 64 64-66 66-77

84 85-85 86 86-87 86-87

87-88

88-89 89-90 90-91 91 91-92 92-94 94 95 95-96 96-97 97-98

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7.0 7.1 7.2 7.3 7.4 7.5 7.6 7.7 7.8 7.9 7.10 7.11


EQUIPOS DE ONDA PORTADORA DIGITAL (OPLAT-D) Generalidades. Concepto. Normas. Beneficios de los OPLAT-D. Multiservicios. Módulos de teleprotección en los OPLA-D. Transmisión de los datos de banda angosta. Multiplexor integrado. LAN Conectividad/Ethernet. Gestión de la red. Interfaz hombre-máquina.

5

99 99-102 99-102 102 102-103 103-104 104 105 105 105 105 106

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CURSO OPLAT

ONDAS PORTADORAS SOBRE LÍNEAS ELÉCTRICAS DE ALTA TENSIÓN SISTEMAS DE TELECOMUNICACIONES EN EMPRESAS ELÉCTRICAS PARTE I CAPITULO I. GENERALIDADES CURSO OPLAT 1. INTRODUCCIÓN Como apoyo a los sistemas de las Redes Eléctricas de Alta tensión de las empresas eléctricas, desde hace varias décadas se emplean Sistemas de Telecomunicaciones basados en equipos de Onda Portadora sobre las Líneas de Alta Tensión OPLAT. Cada vez se emplean con mayor difusión una diversidad de equipos OPLAT en sus diferentes versiones (análogos y digitales) para los servicios como teledisparo, voz operacional, transmisión de datos. Su uso se hace obligatorio, cuando se deben cubrir grandes distancias con líneas de transmisión de alta tensión, como es el caso chileno. Se debe tener presente que las señales de comunicación OPLAT permiten un monitoreo constante, en consecuencia un mejor control de su propia línea de transmisión. Esta solución también permite que las subestaciones estén interligadas entre sí, formando una gran red de comunicaciones, viabilizando la operación del sistema en forma remota. 2. GENERALIDADES. La utilización de equipos OPLAT tiene su inicio en la década de 1920. Las líneas de transmisión de alta tensión, además de la transmisión de energía eléctrica, soportan a los OPLAT, los que transmiten varios tipos de señales de comunicaciones, como voz, datos de señales de teleprotección, control y mediciones de energía. Esas señales de comunicación son admitidas conjuntamente con la energía eléctrica, sin que exista alguna interferencia mutua, de manera de proveer las necesidades de comunicaciones internas de las empresas de generación, transmisión y distribución de energía eléctrica. Sin embargo, en la actualidad, teniendo presente esta bondad, las empresas de telecomunicaciones buscan tener acuerdos con las concesionarias de energía eléctrica, con el objetivo de también utilizar las líneas de transmisión de alta tensión como soporte para sus señales. El desarrollo tecnológico ha hecho que cada día se exijan servicios de mayor calidad en los Sistemas Eléctricos. La energía eléctrica es un servicio muy importante, no solo por el rol en las industrias y en las investigaciones, sino también en el amplio y variado uso comercial y residencial, y en particular por la función social que tiene en el desarrollo de los países. Un servicio eléctrico de calidad, demanda un mínimo de interrupciones de servicio, cumpliendo además con aquellos requisitos de calidad de operación, la que se relaciona con las variaciones de voltaje y frecuencia tolerable reglamentariamente, sin dejar a un lado la limpieza en las ondas de voltaje y corriente. Para cumplir con la mayoría de los requisitos de calidad, las Redes Eléctricas deben contar con un sistema de protección que esté bien diseñado, construido para su explotación, de

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manera de permitir Sistemas Eléctricos confiables, seguros, y con un alto grado de disponibilidad , para lo cual se requiere de adecuados soportes de telecomunicaciones. 3. OBJETIVO. 3.1 Objetivo General Los Apuntes de Sistemas de Onda Portadora sobre líneas de Alta tensión (OPLAT o PLC) tienen por objeto orientar a los ingenieros y técnicos proyectistas para que logren, en cada caso, una solución técnico – económica que sea capaz de entregar un esquema de calidad y de confiabilidad en las instalaciones de los Sistemas de Telecomunicaciones de las Empresas Eléctricas. 3.2 Objetivo Específico. -

Entregar criterios y metodologías para diseñar y/o mantener un sistema de Onda Portadora OPLAT, en particular, cuando estos estén asociados con las teleprotecciones, de manera de tratarlo como un solo conjunto, y no como sistemas independientes, teniendo en cuenta siempre las necesidades de protección de las líneas del Sistema de Transmisión.

- Proporcionar los conocimientos a los ingenieros y técnicos, tanto de Mantenimiento como de Proyecto, para que logren, en cada caso, una solución económica que a la vez mantenga el nivel de calidad y confiabilidad de las instalaciones del Sistema de Transmisión de Energía Eléctrica en Alta Tensión. -

En estos Apuntes se señalarán los modos posibles de utilización de los OPLAT, tanto para la transmisión de las órdenes de teleprotección, voz e información de datos.

4. ALCANCE Y ORIGEN DE LOS APUNTES DEL CURSO.  Proporcionar

los criterios y metodologías a emplear en el diseño de un sistema OPLAT asociado con el conjunto de Protecciones - Teleproteccciones , de manera de no considerarlo como una situación aislada, sino que como la necesidad de la protección de la línea de transmisión de alta tensión, el que está orientado a los sistemas OPLAT de las líneas de 154 KV, 220 KV y 500 KV.

 En

general, los Apuntes del Curso OPLAT que se presentan, están basados en los trabajos realizados por CIGRE (Guías sobre corrientes portadoras sobre líneas de energía del Grupo de trabajo 04 del Comité de Estudios 35, Reporte OPLAT-D y Equipamiento OPLAT-D de Task Force D2.08), Normas IEC (60353, 60358, 60481, 60495, 60663 y 60834-1), Onda Portadora sobre Líneas de Alta Tensión de Miriam P. Sanders & Roger E. Ray, Guías de Diseño y Normas del Sistema de Comunicaciones por Onda Portadora de Transener S.A. de Argentina, manuales y fichas técnicas de las empresas constructoras de equipos OPLAT y sistemas de acoplamientos como son ABB, Alstom y Siemens, además de las experiencias obtenidas de las empresas eléctricas chilenas.

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En el futuro, este trabajo puede complementarse con otro tipo de información, como por ejemplo normas de instalación, pruebas de puesta en servicio y otros temas afines a este campo de la teletransmisión, el cual ha experimentado un fuerte desarrollo en las dos últimas décadas. Como complemento a este tema, se ha incluido unos capítulos sobre terminología y unidades de medida de uso más frecuentes en este campo.

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CAPITULO II. CARACTERÍTICAS Y PARÁMETROS SISTEMA OPLAT. 1. CARACTERÍSTICAS DEL SISTEMA ELÉCTRICO Dado que el Sistema de Onda Portadora depende fuertemente de las características eléctricas de la línea de transmisión y de sus parámetros, para el inicio del diseño se deberá disponer de un proyecto avanzado con definición de trazado y estructuras. Los datos que se señalan a continuación provienen del Diseño General de Líneas, Estructuras de Línea y la de Puesta a Tierra y Protección Catódica. 1.1 Trazado de la línea de alta tensión Deberá disponerse de las características de la línea A.T., en la que se definan: • • • •

Recorrido de la línea. Secciones que la componen y longitud de cada una. Derivaciones o conexiones en T (si las hubiera). Cambios de configuración.

Deberá contarse con esquemas que definan: • • •

Posición relativa de las fases. Cantidad de transposiciones con la distancia entre ellas. Esquema de transposición.

Deberá tenerse en cuenta la proximidad de otras líneas de transmisión, en particular en los casos siguientes: • • •

dos líneas planas horizontales próximas (doble terna). dos líneas que ingresen en forma paralela a una estación transformadora. dos líneas verticales en igual postación (doble bandera).

Nota: En la tabla 1 se señalan la forma de mostrar en forma sistemática la información de la línea para el diseño de telecomunicaciones. 1.2 Tipo de Estructuras Deberá disponerse del esquema geométrico de cada tipo de estructura soporte de la línea, donde se detalle: • • • • •

Disposición de conductores de fase y cables de guardia. Distancia entre conductores. Altura sobre el terreno de los conductores de fase y de los cables de guardia. Características de las cadenas de aisladores. Angulo de declinación máximo de la cadena.

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Para las líneas de transmisión en 500 KV la disposición es coplanar horizontal, designada como H11 en la Figura 5 de la publicación IEC 60663. Para los sistemas de 220 KV es usada esta disposición, en tanto que para doble terna coplanar horizontal corresponde a la denominación H22 de la misma figura. Se incluyen también algunas disposiciones utilizadas en tensiones menores. 1.3 Transposiciones de líneas. Estas transposiciones se encuentran en líneas largas y se utilizan para compensar los espaciamientos asimétricos de los conductores de una línea trifásica, de manera de balancear las inductancias de las fases, compensando además el efecto capacitivo de la línea. Estás transposiciones introducen atenuaciones importantes en función del número de transposiciones. Según la IEC 60663, la atenuación introducida puede variar entre 2 y 12 dB. Se deberá tener en cuenta el esquema de transposiciones de la línea para la compensación de la impedancia a lo largo del recorrido. La hipótesis del Análisis Modal se basa en que todas las impedancias de fases y modos de propagación son iguales. En ese caso las transposiciones serían transparentes a las frecuencias de OPLAT, pero en la realidad las transposiciones actúan como convertidores de modos de propagación. Además, ligado al esquema de transposiciones, está el modo de acoplamiento elegido; ambos efectos (transposición y acoplamiento) deberán ser analizados en conjunto. En la Tabla Nº 2 se indican en forma referencial diferentes formas de transposición y la atenuación introducida para distintas fases acopladas. En el Diseño General de Líneas se puede encontrar la información asociada con el cálculo de compensación de impedancias y cantidad de transposiciones a implementar. Asimismo, en el Diseño de Estructuras de Líneas, se puede encontrar la forma de efectuar los cruzamientos de conductores para lograr el objetivo. Típicamente la forma de transponer será de uno o dos ciclos completos, resumido en alguno de los dos casos siguientes: • •

Transposición: 1/6, 1/3, 1/3, 1/6. Transposición: 1/12, 1/6, 1/6, 1/6, 1/6, 1/6, 1/12.

Deberá indicarse la distancia real entre torres de transposición, ya que como resultado de ello podrán diferir los valores obtenidos por el cálculo de las fracciones. En el caso que la transposición no sea de ciclo completa, la disposición de llegada de fases a la S/E (estación transformadora) diferirá de aquella disposición de la salida de la estación corresponsal, por lo que deberá establecerse claramente las fases elegidas para el acoplamiento. Nota: En la Fig. 1.2 se muestra la información completa para ser usada en el diseño.

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1.4 Derivaciones en T (Tap Off). Estas configuraciones ocasionan problemas principalmente debido al desacoplo que se crea en el punto de la derivación, generando ondas estacionarias en la línea en derivación, introducen también picos de atenuación adicional en función de la longitud de la línea en derivación, según la IEC 60663, estos picos de atenuación se encuentran con una separación igual a la longitud de la línea en derivación. Por tal razón, en estas derivaciones se instalan circuitos llamados trampas de ondas (circuito bouchon) para que la línea de transmisión pueda ser vista como una línea sencilla de dos terminales. 1.5 Conductores de Fase y Cable de Guardia Deberá disponerse de todos los datos de los conductores de fase y conformación del haz, como por ejemplo: • • • •

Materiales y conformación. Sección, diámetro, formación, cantidad y tipo de alambres, parcial y total. Formación y dimensiones del haz (bundle). Espaciadores, características y distanciamiento.

De los hilos de guardia: • • • •

Material y conformación. Sección, diámetro, formación y cantidad de alambres. Amortiguadores stock bridges. En caso de disponerse de sistemas de comunicaciones redundantes con transmisión digital por OPGW, deberá detallarse la configuración y características de este último.

En la tabla Nº 1 y Fig. 1.3 se detallan los datos para cada uno de estos casos 1.6 Flecha de la Línea de alta tensión. Del cálculo mecánico de la línea se deberá obtener la flecha en condiciones de temperatura máxima, que es la utilizada para la determinación de las alturas libres sobre el terreno y consecuentemente la definición de altura de los soportes. Igualmente para los hilos de guardia. Cuando la línea posea diferentes tramos, donde la distancia de los conductores de cada fase con respecto al suelo varíe en forma importante, es conveniente utilizar un valor promedio de la relación (d/h), determinado como sigue: n d I  d  =∑ i⋅ i    h  prom i =1 hi LT

Donde:

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di: distancia entre conductores de fase, hi: altura del conductor respecto del suelo, li : longitud de la sección en consideración, LT: longitud total de la línea completa. 1.7 Resistividad de Terreno. Un factor que incide predominante para el diseño del Sistema de Onda Portadora es la resistividad del terreno a lo largo de la traza de la línea, dado la circulación de modos de corriente a través de la capacidad distribuida entre conductores de fase y el terreno. Deberá disponerse de los valores de resistividad tomados a lo largo de la traza, con mediciones a dos y tres metros de profundidad, efectuadas preferentemente debajo del eje de la misma. En caso de no contarse con dichos valores, podrán calcularse valores equivalentes por extrapolación, los que deberán tomarse con margen de seguridad. El valor de resistividad del terreno a utilizar en el cálculo será un promedio de las resistividades medidas, es importante tomar la mayor cantidad de muestras y valores posibles. La no-homogeneidad del terreno puede aproximarse de la siguiente forma: n

p = ∏ (Ρ i ) ⋅ exp⋅ ( I i LT ) i =1

Cuando una línea posea n secciones con diferentes resistividades en cada una de ellas, el valor medio de resistividad será:  I   I   I  p = pi ⋅ exp⋅  i  ⋅ exp⋅  2  ⋅ ....... pn ⋅ exp⋅  n   LT   LT   LT  En caso de con resistividades no homogéneas, deberá calcularse la atenuación de la línea para cada sección de transposición (con su R0 promedio), no siendo aceptable realizar el cálculo para la totalidad de la línea. 1.8 Características de los OPLAT La característica principal del sistema OPLAT (PLC o CPL) es el hecho de poder transmitir datos a través de la red eléctrica, para esto intervienen distintos elementos con parámetros particulares que hacen posible dicha transmisión. - Línea de alta tensión como línea de transmisión:  

Impedancia característica de la línea, atenuación, ruido Dispositivos de acoplamiento: Condensador

- Dispositivos de bloqueo:  

Trampa de ondas (Bobina de bloqueo) Unidades de acoplamientos (filtros sintonizadores)

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- Sistemas de acoplamientos:   

Fase a tierra Fase a fase Fase a fase intercircuitos (entre ternas).

- Equipos terminales OPLAT:  OPLAT-A



(análogos) OPLAT-D (digitales).

1.9 Línea de alta tensión como línea de transmisión La línea de transmisión de energía eléctrica no está diseñada de igual forma que una línea de transmisión para datos, por tal motivo su comportamiento es deficiente para la transmisión de ellos. Para poder comprender esta deficiencia en la transmisión de datos es necesario especificar completamente los siguientes parámetros y características: 1.9.1 Atenuación.

Atenuación son todas aquellas pérdidas de señal que ocasionan la degradación y eliminación de una señal en un canal, existen causas de atenuación para canales en específico, por ejemplo, para enlaces de radio podemos mencionar las pérdidas por condiciones de espacio libre, pérdidas por difracción entre otras. La atenuación en una línea de alta tensión depende de la topología de la línea (transposiciones, derivaciones), resistividad del terreno, resistencia del conductor, tipo de conductor, condiciones ambientales, tipo de acoplamiento utilizado (fase a tierra, fase a fase), etc. En general, la atenuación de cualquier onda electromagnética aumenta con la frecuencia, tanto por efecto piel, como por la permeabilidad y la permisibilidad del medio. Teóricamente, la atenuación de señales es proporcional a la raíz cuadrada de la frecuencia, aunque en la realidad la atenuación aumenta un poco más rápido que dicha proporción. 1.9.2 Impedancia de la Línea de AT (impedancia característica). La impedancia característica de una línea se refiere a la razón fasorial entre la tensión y la corriente, en una línea de transmisión infinita de dos conductores. Además, se debe tener presente que la impedancia característica de una línea de alta tensión o de energía depende básicamente de la geometría y estructura de la línea, así como de la resistividad de la tierra. La impedancia característica es teóricamente proporcional al logaritmo de la distancia entre los conductores dividido por el radio de los mismos.

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Se deberá determinar la impedancia que presentará la línea, a partir del circuito equivalente PI de una línea trifásica de longitud media. (Fig.1.4). En la practica, en especial para líneas trifásicas, el cálculo más relevante requiere de la aplicación del análisis modal (CIGRE SC35WG04 ). Los parámetros distribuidos que deberán obtenerse del diseñador de la línea serán mínimamente: R: resistencia conductor (Ω /km) XL: reactancia (Ω /km) LT: longitud total de la línea (Km) Cb: capacidad (mF/Km.). Si suponemos que la línea es sin pérdidas, resulta que la impedancia característica es: Z O =

L C

Los valores típicos de impedancia de línea se encuentran entre 200 y 400 Ohms. Cuanto más preciso sea el cálculo de Z0, ello permitirá una mejor elección de la Rmin de la trampa de onda (que deberá tener un valor de Z0 • √2 para lograr una pérdida de inserción de derivación del acoplamiento máxima de 2,6 dB (IEC 60663), así como la mejor adaptación de los filtros de acoplamientos. Típicamente se utiliza: Rmin = 600 Ω para Zo = 425 Ω Rmin = 400 Ω para Zo = 300 Ω 1.10 Niveles de Tensión Las características eléctricas estarán fijadas por el sistema al que se vincule la línea en el proyecto. Los principales parámetros a considerar para el diseño del sistema de comunicaciones son: • • • • •

Tensión nominal (kV). Tensión máxima (kV). Corriente nominal de la línea (Amp). Corriente de cortocircuito de corta duración (kA durante 1 seg.). BIL de los equipos eléctricos de la S/E (kV).

Los valores anteriores serán utilizados para la especificación y determinación de características de los equipos eléctricos. Los dos primeros serán utilizados para el cálculo del ruido corona y otros.

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Tabla N°1.1 Datos de los Conductores y Cable de Guardia de la Línea - Geometría N°: - Especificaciones y Coordenadas de: - Conductores y Cable de Guardia - Vista desde la estación “A” hacia la Estación “B” -

Especificaciones de cable de Guardia

Cable de Guardia N°1

Cable de Guardia N°2

Designación del conductor Diámetro del conductor D0 (mm) Número de alambres de capa exterior Diámetro de alambres de capa exterior Diámetro de alambres capa exterior D1 (mm) Materiales Espesor de la capa de hielo T1 (mm) Desplazamiento Horizontal (m) Altura de la suspensión Especificación de los conductores Designación del conductor Número de conductores en haz Distancia entre conductores del haz D (cm) Diámetro del conductor D0 (mm) Número de alambres capa exterior Diámetro de alambres capa exterior D1 (mm) Materiales Espesor de la capa de hielo T1 (mm) Desplazamiento horizontal (m) del conductor N° Desplazamiento horizontal (m) del conductor N° Desplazamiento horizontal (m) del conductor N° Altura de la suspensión (m) del conductor N° Altura de la suspensión (m) del conductor N° Altura de la suspensión (m) del conductor N° Flecha máxima

Circuito 1 Circuito 2 Circuito 3 Circuito 4

1: 2: 3: 1: 2: 3:

4: 5: 6: 4: 5: 6:

7: 8: 9: 7: 8: 9:

10: 11: 12: 10: 11: 12:

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Tabla N°1.2 Esquemas de Transposición

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Fig. 1.1 “Disposiciones de los Conductores de A.T. en las Posterías”.

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Fig. 1.2: “Sistematización de Información para Diseños OPLAT”.

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Fig. 1.3 “Flecha de los Conductores y de Cable de Guardia”

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Fig. 1.4 “Circuito Equivalente PI de una línea Trifásica”.

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2 ENTORNO FISICO 2.1 Características Ambientales del Área Las características ambientales se referirán a las condiciones a lo largo de la línea para el equipamiento de intemperie. Sin embargo, para las precipitaciones, nieblas y poluciones los valores requeridos son la precipitación media anual y las condiciones de niebla en caso de existir. En particular deberán detectarse zonas de alta polución o zonas de niebla salina, de manera de adecuar las condiciones de funcionamiento del Sistema OPLAT. 2.2 Caso de Hielo. Para el caso de hielo / nieve deberá definirse con exactitud la presencia de ellos, identificando los tramos de línea en que se producen. Son causantes de la formación de hielo sobre los conductores de fase, la nieve húmeda y el viento. Por lo cual, es necesario especificar condiciones de: • • •

Presencia de nieve húmeda. Viento en Km/h. Temperatura en °C y humedad en %.

La temperatura de formación del manguito de hielo tiene gran incidencia en la atenuación de la línea, sobretodo en las peores condiciones, en el rango de -1°C y hasta -5°C. En consecuencia se deberá establecer , para el máximo manguito previsto, los siguientes valores: • • •

Espesor del manguito (mm). Densidad del hielo (gr./cm3). Longitud del tramo de línea que se prevé la formación del manguito de hielo.

Nota: Mayores Antecedentes sobre el tema en particular, ver Guía OPLAT de CIGRE, Grupo trabajo WG04.

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3. PARÁMETROS DE DISEÑO 3.1 Información a Transmitir El Sistema de Telecomunicaciones se deberá diseñar para transmitir la información que requiere el sistema eléctrico para su operación y control. En consecuencia, deberá relevarse la cantidad de información a transmitir así como las características principales de la misma, de manera de optimizar el diseño de los canales del OPLAT y de la red de comunicaciones en conjunto. Se deberá tener presente: a. Cuantificación de la Información Las señales e información a transmitir provendrán de: • • • • • • • •

Transmisión de órdenes de teleprotección. Transmisión de datos para telecontrol del sistema. Teleenclavamiento de seccionadores de puesta a tierra de los extremos de línea. Transmisión de datos para la Desconexión Automática de Generación (DAG). Transmisión de datos para la Esquema Desconexión Automática de Carga (EDAC). Troncales de voz para vinculación entre centrales telefónicas (4H; E&M). Abonados remotos de centrales telefónicas (Fxs – Fxo). Otras señales particulares según requiera el sistema (4H).

De cada una de ellas deberá ponderarse la cantidad de información a transmitir. Deberá diferenciarse cuando se trate de información proveniente de sistemas redundantes, ya que ello llevara a una distribución de esa información por canales y/o sistemas de comunicaciones diferentes y/o independientes. b. Calificación de la información Paralelamente a la identificación y cantidad de señales e información a transmitir, deberán fijarse las características mínimas necesarias para definirlas total y biunívocamente: c. Ordenes de Teleprotección Indicar el tipo de transmisión (FSK, etc.). En el caso de teleprotección analógica, a fin optimizar la carga del canal del equipo OPLAT, será conveniente utilizar como frecuencia de guardia: señalización del equipo • portadora del equipo. •

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Indicar la cantidad de órdenes de disparo independientes y simultáneas, que se desea transmitir e Indicar la utilización de la banda vocal de 0,3 a 2 KHz para la función alternada telefonía - teleprotección. d. Transmisión de Datos para Telecontrol Indicar de cada señal a transmitir, cual será su velocidad máxima. La frecuencia central, el ancho de banda y las tolerancias de las señales deben estar referidos a las normas UIT-T (en aquellos casos que se encuentren normalizados). e. Teleenclavamiento de Seccionadores de Línea Indicar la necesidad de coordinar la maniobra de los seccionadores de puesta a tierra de ambos extremos de la línea, lo que obliga a disponer de la información de posición en ambos extremos de la misma. Ello deberá solucionarse por uno de los dos métodos siguientes: •

•

En caso de disponerse de un sistema de telecontrol, la información de la posición y la lógica de enclavamiento entre los seccionadores de PaT (puesta a tierra) será incluida en el software de la lógica local de la terminal remota de telecontrol. En caso de que no se disponga del telecontrol, la información de la posición de cada uno de los seccionadores deberá ser notificada al extremo opuesto, para que en este caso sea el hardware de lógica local quien decida la operación o no de los mismos.

En este último caso deberá determinarse la orden vía módem y la velocidad a utilizar de cada una. f. Troncales de Voz Típicamente consideradas a cuatro hilos, con señalización E & M del tipo 5. g. Abonados Desplazados • Indicar si son a dos hilos u otra configuración. • Indicar si es necesario generar en forma independiente la señalización. 3.2 Tipos de Canales 3.2.1 Sistema OPLAT Análogo. El Sistema OPLAT Análogo (OPLAT-A) no está previsto para proporcionar un gran número de canales, dado la limitación física que impone el espectro de RF. De allí que es necesario utilizar dos criterios básicos para optimizar el uso de canales: •

Transmitir las funciones imprescindibles (caso de teleprotección; vía principal para telecontrol; troncales básicas telefónicas para la operación del sistema eléctrico; etc.).

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• •


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Compartir funciones dentro del mismo canal. Extender el ancho útil del canal en lo máximo posible (aún fuera de UIT-T).

a. Canales Dedicados En determinadas condiciones deben utilizarse canales dedicados como excepción al diseño. Su uso deberá justificarse basándose en: • •

Alta velocidad de transmisión de datos, para lo cual debe ocuparse la totalidad del ancho del canal. Transmitir funciones con alta seguridad por lo cual asignar el canal completo.

Si bien la norma UIT-T V.23 describe la transmisión de datos a 1200 Bd, dentro del ancho de 0,3 a 3,4 KHz para canales telefónicos, en los equipos OPLAT este rango puede extenderse más allá de los 3,4 KHz, alcanzando usualmente hasta 3,6 KHz y aún superándolos en casos extremos. Para el caso de los OPLAT digitales, para transmitir datos, la máxima velocidad que se puede obtener es de 64 kbps, en líneas cortas, teniendo presente el retardo de la transmisión de los datos (a mayor velocidad, menor es el retardo). b. Canal Compartido (dos o más funciones) Lo usualmente recomendable es que un canal OPLAT sea compartido, transmitiendo más de una función dentro del mismo. Los esquemas típicos para compartir funciones son: • • • •

Telefonía y teleprotección. Telefonía y transmisión de datos. Diferentes señales de transmisión de datos. Telefonía, teleprotección y transmisión de datos.

Dentro del último caso del listado, deberá adoptarse una de las dos alternativas siguientes: • •

En caso de disparo de teleprotección, permitir el corte de todo el canal OPLAT (para utilización de la potencia plena en el disparo). En caso de disparo de teleprotección, permitir el corte de sólo la porción vocal y preservar del corte a la porción de la banda superior (y las funciones en ella incluidas).

En la presentación de los equipos OPLAT los fabricantes señalan las diferentes utilizaciones posibles de un canal de ancho de 4 KHz nominal, dependiendo de la cantidad de señales y de la velocidad de las mismas.

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Para la utilización de un canal compartido resulta recomendable disponer de un filtro de corte de banda en 2,4 KHz o, caso contrario, disponer el filtro de corte en 2 KHz con la consecuente reducción de calidad de la comunicación telefónica (pero inteligiblemente aceptable). Para facilitar la interdependencia entre equipos de distinta procedencia, los anchos de banda no deberán superar los recomendados según la IEC 60663. c. Posición de la Frecuencia de Señalización del Canal El canal OPLAT análogo posee señalización de auto chequeo y presencia de canal (piloto), el que deberá posicionarse fuera de la banda útil (0,3 a 3,6 kHz). d. Carga de Información de los Canales La información a transmitir por el Sistema de OPLAT, como ha sido cuantificada y calificada en a) y b) debe ser precisada para cada diseño en particular y luego asignada en los canales respectivos. Para ello debe detallarse: • • • • •

Teleprotección (disparos). Transmisión de datos a una velocidad específica. Teleprotección (guardia). Información de telefonía 4 KHz Información de telefonía 2 KHz

En todos los casos: Telefonía dentro de los 2 KHz y 4 KHz: Se superpondrá con señales de teleprotección (disparos). Señales de teleprotección (guardia) : Utilizará la frecuencia de señalización del equipo de OPLAT. Telefonía dentro de 2 KHz : Se complementará con señales de transmisión de datos en la porción superior de la banda. Transmisión de datos : Compartirá el canal de 4 KHz adecuadamente.

La velocidad de transmisión de datos puede abarcar desde 50 Bd hasta los 2400 Bd (típicamente) y dentro de los canales extendidos y totalmente dedicados hasta los 9600 Bd. 3.2.2 Sistema OPLAT Digital. Los enlaces OPLAT-A (A-PLC) no satisfacen los nuevos requerimientos que han experimentado las Redes de Telecomunicaciones del Sector Eléctrico, quienes han incrementado notablemente la demanda de canales de comunicación, principalmente digitales. Por tal motivo, a contar de la década del 2000, los enlaces OPLAT-D (D-PLC), con la nuevas técnicas digitales en el procesamiento

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y modulación de señales, mediante un mejor aprovechamiento del ancho de banda disponible son capaces no solo de multiplexar canales de voz y datos, sino también de establecer canales de 64 kbps de acceso básico a las redes digitales, más los canales de servicio de menor velocidad. El importante avance tecnológico que han tenido en el campo de los módem de alta velocidad como la técnica de compresión de voz y de multiplexación de datos hace posible incrementar la cantidad de información que se puede transmitir en un BW determinado, por lo tanto existe un mejor aprovechamiento del espectro de frecuencias El Sistema OPLAT Digital (OPLAT-D) está constituido básicamente por un módem diseñado específicamente para la transmisión por las líneas de alta tensión, que se caracterizan por la presencia de ruido por efecto corona, ruido impulsivo, etc. Un convertidor de frecuencia programable sitúa la banda de trabajo en la zona de frecuencias deseada dentro de la gama utilizada en los Sistemas de Ondas Portadoras. • • • • • •

Velocidad máxima de transmisión de 80 kbit/s Ancho de banda de 16 KHz Modulación QAM combinada con Codificación Trellis (TCM) Cancelación adaptativa de eco para la transmisión en bandas superpuestas Multiplexor incorporado (opcional) Programación y supervisión extremo a extremo mediante un canal interno de servicio

3.3 Capacidad de transmisión y multiplexación de servicios en los OPLAT-D La capacidad de transmisión del sistema OPLAT-D es cercana a los 80 kbit/s, de los cuales el 97 % de esta velocidad es para información del usuario, y el otro 3 % se utiliza para la sincronización y para el canal interno de servicio (supervisión del terminal remoto). El equipamiento base incluye dos puertos, uno para transmisión de datos síncronos, capaz de trabajar a una velocidad máxima cercana a los 70 kbit/s con interfaz V.35, o con interfaz G.703 a una velocidad de 64 kbit/s, y el otro para transmisión de datos asíncronos con una velocidad máxima de 14.400 bit/s con interfaz RS-232C. La multiplexación de distintos servicios lo efectúan mediante un multiplexor externo, conectado al puerto síncrono, o bien mediante un multiplexor interno. El multiplexor interno permite alcanzar la capacidad máxima del sistema de 79 kbit/s. Es posible utilizar simultáneamente ambos multiplexores, lo que permite no sólo extender considerablemente el número de puertos. Se debe tener presente que se pueden utilizar simultáneamente ambos multiplexores, o que permite no sólo extender considerablemente el número de puertos, sino también efectuar inserción de canales tanto local como remoto. El canal de transmisión en alta frecuencia ocupa, en cada sentido de transmisión, un ancho de banda de 16 KHz, siendo la canalización compatible con el plan de

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frecuencia de 4 KHz que utilizan los OPLAT-A. Gracias al empleo de un cancelador de eco, las bandas Tx y Rx pueden superponerse con lo cual el BW ocupado es de 16 KHz. La parte alta que ocupa el enlace OPLAT-D, cumple con lo recomendado en la IEC 60495, por lo que su utilización es totalmente compatible con los OPLAT-A existentes. Los OPLAT-D utilizan modulación QAM con codificación Trellis, con lo que genera una ganancia de codificación equivalente a un incremento de 4 dB en la relación S/R existente a la entrada del receptor. Dado a que los OPLAT-D las condiciones de la línea los afecta en la velocidad de transmisión, esta puede ser reducida a la mitad o a un tercio del valor máximo a transmitir.

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4. PLANIFICACIÓN DE UNA RED DE TELECOMUNICACIONES CON OPLAT. 4.1 Generalidades. Las compañías eléctricas utilizan a menudo redes de telecomunicaciones que les son propias. Esto es debido a que sus necesidades son particulares e incluyen notablemente exigencias de disponibilidad muy elevadas que son difíciles de satisfacer por los Portadores Públicos de Telecomunicaciones (PPT). Las redes pueden consistir en circuitos arrendados a la administración de los PPT o de circuitos privados, de otras compañías, como OPLAT, vías de radio, fibra óptica, etc., o una combinación de estas vías. Al escoger entre los diferentes sistemas de transmisión no deberá ser estrictamente gobernado que por las consideraciones técnicas y no económicas. Esto no es siempre posible pues los portadores públicos pueden restringir la libertad de escoger. Estas restricciones se aplican esencialmente a la utilización de frecuencias de radio cualquiera, en muchos países, se restringe incluso al uso de frecuencias en las vías OPLAT. Los procedimientos de planificación deben siempre orientarse al cálculo de la capacidad de transmisión que será necesaria dentro los 10 a 15 años venideros. La red de telecomunicaciones OPLAT sirve para diferentes aplicaciones: telefonía, teleprotección, transmisión de señales y de datos que son exigencias particulares. El número y las especificaciones de cada tipo de vía entrega los elementos necesarios para la planificación de una red técnica aceptable y económicamente rentable. Es recomendable utilizar canales normalizados. Las crecientes demanda en canales y en capacidad de transmisión, causarán dificultades en el momento de incorporar los nuevos circuitos a la red. Las configuraciones de redes son importantes. A menudo es más fácil de obtener circuitos de respaldo independiente en una red enmallada que dentro de una red radial (en estrella). Redes diferentes pueden ser establecidas para diferentes necesidades. Podemos tener redes independientes para la telefonía, la transmisión de datos, la teleprotección, etc. Sin embargo, estas redes pueden ser mejoradas y también utilizar las mismas vía de transmisión. Pero, no puede ser recomendable integrar demasiadas funciones porque sus exigencias no son siempre las mismas. La explotación y el mantenimiento de los sistema integrados pueden igualmente dar nacimiento a dificultades. 4.2 Característica de un enlace OPLAT. En este capítulo se trata las características de los sistemas OPLAT en función de las líneas de energía sobre las cuales los enlaces son establecidos. En los párrafos 4.2.1 se estudiará el cálculo de atenuación de una línea mediante el análisis modal, tanto para las líneas homogéneas y no homogéneas.

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Se llamará la atención sobre los efectos de situaciones particulares de explotación, como por ejemplo las líneas con tap-off (líneas en T), cables soterrados, defectos de la línea y de las condiciones atmosféricas. El párrafo 4.2.2 está consagrado aquellos dispositivos de acoplamiento y a sus problemas. En este tema se trata los equipamiento de acoplamiento (trampas de onda, grupo de acoplamiento (unidad de acoplamiento), cable de enlace (HF) y de los problemas asociados como son la puesta a tierra por motivo de seguridad, las partes debido a la desaptación, a las maniobras en las SS/EE y aquellas disposiciones tomadas para realizar los puentes HF, etc. En los párrafos 4.2.3 se han examinado las perturbaciones debido a las fuentes exteriores, el que comprende el ruido debido al efecto corona, el ruido impulsivo y el ruido en las redes de transporte de energía en corriente continua que están en párrafo 4.2.4 hemos estudiado los sistemas OPLAT no clásicos como aquellos que utilizan los métodos de acoplamiento originales, el acoplamiento a un cable de guardia aislado, los sistemas que utilizan cables aéreos y los sistemas que trabajan entre conductores de un haz. 4.2.1 Atenuación de un enlace OPLAT. La primera experiencia práctica de transmisión de información a través de corrientes portadoras sobre una línea de alta tensión (corriente portadora sobre líneas de energía u OPLAT) ha sido realizada en el curso de los veinte primeros años del siglo pasado. Ello, producto del entusiasmo de esa época por la experimentación, el cual se realizaba sin conocimiento preciso de los fenómenos de propagación. Las investigaciones teóricas fundamentales sobre la propagación de ondas periódicas a través de hilos paralelos (líneas telefónicas) con retorno por tierra entregadas entre 1925 y 1925 han sido consideradas como base en telecomunicaciones (Carson y Host, 1927; Carson 1926; Pollaczek, 1931; Wise, 1931 y 1934; Gronlie, 1956). La propagación de ondas progresivas a lo largo de las líneas de alta tensión (fenómeno de sobretensión), fue el problema capital para conocer la fiabilidad de estas últimas, y estos tuvieron como objetivo realizar estudios teóricos intensivos en numerosos países. También, entre 1945 y 1950, Chevalier fue uno de los primeros en llamar la atención sobre la existencia de dos modos de transmisión de las señales de corrientes portadoras, y ha proporcionando las reglas fundamentales del cálculo teniendo en cuenta estas consideraciones (Chevallier, 1945 y 1951). Sin embargo, aún no encontramos explicación a muchos de los fenómenos de propagación, sobretodo para las líneas de alta tensión conformado por varios conductores: la atenuación de señales puede ser superior o inferior a aquellas que nosotros esperamos. Ciertos métodos de acoplamiento, en particular entre dos fases, aseveran mejores o peores resultados que otros. Evidentemente, la geometría de la línea juega un rol importante que todavía no se ha comprendido completamente.

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Hemos descubierto que la comprensión fundamental en la transmisión de ondas portadoras (como ondas progresivas) a lo largo de las líneas de alta tensión polifases todavía está incompleta y que ello ha provocado como consecuencia un imposible en establecer los modelos matemáticos indispensables para que los cálculos sean más confiables. La solución hacia una teoría general, suponiendo la existencia de cinco modos

de propagación o más. Fut menée a bien en los años 60 en el siglo pasado, por Adams, Wedepohl y de otros, cuando ellos introdujeron los métodos de algebra matricial (Wedepohl, 1963; Galloway, Shorrocks y Wedepohl, 1964; Perz, 1973; Hedman, 1965; Perz y Hazel, 1973; Perz, 1968; CE. 57 de IEC). Los cálculos exactos no fueron posibles en esa época ya que las calculadoras numéricas no eran de la capacidad adecuada. Los párrafos siguientes (4.2.1.1 4.2.1.3) presentan de manera concisa y más clara la teoría de análisis modal. Los resultados de los cálculos y de las medidas de atenuación son dadas en la literatura (Shkarin, 1977; Tantarimáki y Vaisanen, 1977). Métodos más simples pueden ser utilizados por las líneas de geometría simple, sin transposiciones y de longitud inferior a 100 Km., aproximadamente (Alslebel, 1962). 4.2.2 Análisis Modal. La predicción del rendimiento del OPLAT se puede lograr a través del uso de Análisis Modal. El Análisis Modal es una herramienta matemática similar al de los componentes simétricos utilizados para el análisis de fallas desbalanceadas sobre las tres fases del sistema de potencia. Como componentes simétricos, el análisis modal es un medio práctico cuyos modos se puede generar eléctricamente y midiendo separadamente. La Teoría Modal se basa en la premisa de que hay tantos modos independientes de propagación en una línea de transmisión de múltiples conductores, como número de conductores existan en la línea, los que participan en la propagación de la energía. A continuación se proporciona una explicación simplificada de Análisis Modal. Hay cinco características de los modos naturales: 1. Las corrientes o voltajes de conductores de fase pueden resolverse en tres conjuntos de componentes de modo natural, en cualquier punto de una pérdida, línea trifásica sin reflexión. 2. En cualquier punto de la línea, los componentes de modo se sumarán a las cantidades actuales de fase, así la potencia total derivada sea igual a la suma de las potencias de modo. 3. La impedancia característica de modo, que es la relación de modo de voltaje / modo de corriente es constante en cada conductor de fase. 4. Cada modo se propaga con una atenuación específica, longitud de onda y velocidad. 5. Un conjunto de componentes de modo no se puede resolver en otros componentes de modo. No hay acoplamiento intermodo en una línea uniforme, ya que los modos son independientes.

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Cada modo tiene sus propias características. De los tres modos, el Modo 1 es el menos atenuado y menos dependiente de la frecuencia, y hace que los posibles canales OPLAT sean usados en las líneas EHV largas. La energía se propaga en las dos fases externas, y el rendimiento de la fase central. El Modo 2 se propaga en una fase exterior y regresa en la otra fase exterior. Este modo es más dependiente de la frecuencia y tiene más atenuación que el modo 1. El Modo 3 es el modo con la atenuación más alta y se propaga en las tres fases, retornando a través de la planta. La atenuación es tan alta que más allá de 10 millas, el modo es insignificante. La siguiente figura VII muestra las características de propagación de los modos.

Fig. VII: “Distribución de modos en una línea trifásica”.

Esta explicación de Análisis Modal se aplica a un circuito de línea EHV trifásico horizontal, espaciadas con dos conductores estáticos instalados en la parte alta de las torres de líneas de AT (cables de guardia), cables que están con conexión a tierra en cada torre. Los conductores estáticos no generan modos de transmisión si se aterrizan en cada torre. En Análisis Modal, debe ocuparse de sus p y q. Los coeficientes p y q son los coeficientes de modo de fase central para los modos 1 y 3, respectivamente. Los valores de p y q se calculan a partir de los cálculos de la matriz originales. Los valores de p y q pueden variar con la línea bajo estudio. Para q el intervalo va desde 1,1 hasta 1,3; para p es de -1,6 a -1,9. La Tabla VIII muestra los datos de prueba de campo en unas 40 millas de una línea de 500 kV. En la Tabla IX se muestran otros datos de campo para líneas de 345 a 765 kV, como la atenuación y la velocidad de fase de los modos.

Tabla VIII Resultados de Análisis Modal

Tabla IX Atenuación de Modos y velocidad de fase

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Los cálculos de análisis modal pueden llegar a ser muy complejos, pero por motivos de explicación de unos supuestos se puede simplificar el proceso. Supongamos lo siguiente: • • •

Todas las fases y modos tienen las mismas impedancias de sobretensión. No serán consideradas Frecuencias. Corrientes instantáneas (fase o modal) estarán en fase o 180°fuera de fase.

Con estos supuestos, el modelo básico es como se muestra en la Figura XX, con p = -2 y q = 1. De estas ecuaciones desarrolladas, la propagación de la energía en la línea de alimentación se puede analizar en cualquier punto en la ruta de acceso.

Fig. XX: “Presentación simplificada de Modos Básicos” Esto se hace mediante la adopción de las corrientes de fase (Ia, Ib y Ic) y convertirlos en cantidades modal (X, Y y Z), entonces calculando los efectos de la vía de las cantidades modales y reconvirtiendo cantidades de fase. Los lugares más útiles en el sistema para el uso de estas ecuaciones están en los terminales de línea para determinar la eficiencia de acoplamiento y los efectos de las transposiciones en la línea. El modo 1 es el modo de pérdida más bajo, es importante saber cuántos modos 1 es generada por un tipo particular de esquema de acoplamiento. La eficacia de acoplamiento del Modo 1 se utiliza para comparar diferentes tipos de acoplamientos. La eficacia de acoplamiento del Modo 1 es una indicación de la cantidad de modo 1 generada y se compara con la potencia total acoplada a la línea. Se expresa en dB y está dado por la expresión:  P1    P T 

η 1 = 10 log 

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Donde: P1 es la potencia acoplada al modo 1 PT es la potencia total acoplada a la línea. Cada tipo de acoplamiento se puede evaluar mediante la sustitución de la(s) corriente(s) como acoplado, por ejemplo, la fase central a tierra de: Ia = Ic = 0 e Ib = 1. La siguiente figura muestra los resultados de las componentes de modo para los diversos tipos de acoplamientos, y condiciones en el terminal del transmisor. La disposición de acoplamiento óptimo produciría el mayor componente de modo 1 en la línea de alta tensión en el punto de transmisión.

Fig. XX “Componentes modos para varios Tipos de Acoplamiento“ La Tabla XX muestra diferentes disposiciones de acoplamientos normalizadas al modo 1, en orden de menos pérdidas, el acoplamiento OPLAT puede ser clasificado de la siguiente manera:

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    


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Acoplamiento Modo 1 (salida en dos fases exteriores, con la fase central) Fase de centro a la fase externa (push-pull) Fase de centro a tierra Fase de salida a fase externa con retorno a tierra (push-push) Fase de salida a tierra (sólo en líneas cortas). Table XX - Mode 1 Eficiencia de Acoplamiento

En importantes líneas EHV largas, el modo 1 de acoplamiento se ha justificado, a pesar de que requiere bobinas de bloqueo, condensadores de acoplamiento y los sintonizadores de línea en las tres fases. Las transposiciones actúan como convertidores de modos en que toma lo que es probablemente todo modo 1 y convierte la transmisión para incluir el modo 2 y el modo 3 en la transposición. Esto puede dar como resultado una pérdida de 6 dB. Lo anterior puede ser visualizado en la figura XXI.

Fig.XXI: “Pérdidas de Transposiciones en Modo 1”.

Asumiendo que la línea es suficientemente larga para el modo 1 a estar presente en la transposición, el resultado de la transposición es que el modo 2 y el modo 3 ahora se introducen de nuevo en el circuito. Múltiples transposiciones resultan en múltiples conversiones de modos. La mayoría de las líneas no son lo suficientemente largas para el modo 2 y modo 3 se atenúen antes los múltiples

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transposiciones, por lo tanto, estos típicamente resultará en 2 dB adicional de pérdida con un total de 8 dB. Tres transposiciones poco espaciados, de hecho no tendrán ninguna pérdida atribuible a él y a los conductores, esencialmente vuelven a sus posiciones originales. Análisis modal es un proceso muy complejo para determinar con precisión el mejor rendimiento del acoplamiento sobre la línea de transmisión aérea. Table XXII: Requerimientos de Espaciamientos de Frecuencias en kHz Para equipamientos de AM a AM y AM a FSK.

4.2.3 Análisis modal para líneas homogéneas. La idea fundamental de la transformación modal consiste en reducir el problema original de n conductores con n problemas, a un solo conductor desacoplado de los otros. Físicamente aquello significa que suponemos que cualquier cordón electromagnético está compuesto de ondas características en número igual al número de conductores. Cada onda de voltaje es caracterizada por una relación única entre las tensiones sobre los conductores, relación que es invariable por una onda natural que se propaga a lo largo de una línea homogénea. Las tensiones de cada onda son acompañadas de un sistema de corrientes que son igualmente en una relación única. Estas componentes de voltajes y de corrientes son unidas por las impedancias características modales. Entre otro, cada onda es caracterizada por una constante de propagación compleja, vale decir, que existe un atenuación y una velocidad de fase únicas para cada una de ellas. Podemos encontrar una teoría fundamental de propagación de ondas a lo largo de las líneas acopladas teniendo en cuenta las pérdidas en el suelo, en los siguientes documentos: -

Carson y Hoyt, 1927 Carson, 1926 Pollaczek, 1931 Wise, 1934.

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Otros documentos más recientes que han contribuido a la teoría de análisis modal son: -

Wedepohl, 1963 Galloway, Shorrocks y Wedepohl, 1964 Perz, 1973 Hedman, 1965 Perz y Hazel, 1973 Perz, 1968 CE57 de la IEC Wedepohl, 1965 y 1966 Wedepohl y Wasley, 1965 Wedepohl y Wilcox 1973 Wedepohl y Epthymiadis, 1978 Epthymiadis y Wedepohl, 1978.

a) Formula general en régimen establecido De una manera general, una línea de n fases (Fig. 1) sujeto a una perdida completa y terminada de una manera cualquiera, constituye un sistema lineal de transmisión, las tensiones sobre las n fases a una distancia x de la extremidad emitida, son representadas por el vector: v x = [v x1 , v x 2 ....v xn ] T

Son las combinaciones lineales de tensión sobre las n fases en el origen de la línea: T

v o = [v o1 , v o 2 ....von ] v x = [ H ] ⋅ vo

(1)

La matriz cuadrada [H] de dimensiones (n, n) es la función general de propagación y en tanto que ella contiene las características de la línea y de la forma como ella está configurada, sus elementos Hik son en general de funciones complejas de la frecuencia y dependen también de la geometría de la línea, de las propiedades eléctricas de los conductores de fase, de las impedancias terminal y de la resistividad del terreno. [H] describe la transformación lineal del vector de voltaje v o en el extremo emisión y el vector tensión v x en el extremo receptor. Por ejemplo, la formula siguiente se aplica a la tensión Vxi sobre la primera fase a la distancia x: v xi = H i1v o1 + H i 2 v o 2 + .... H in v on

( 2)

También la tensión sobre cada una de las fases en x es función de las tensiones sobre todas las fases en el extremo emisión. Esta función no esta clara, aunque de carácter especifico. Un vector de voltaje Vo en el origen

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sobre una de las fases, es en general transformado en otro vector de voltaje Vx a la distancia x sobre esta misma fase. Podemos entonces hacernos la pregunta: “¿existirá un vector de voltaje Vo en la emisión tal que el vector voltaje de Vx se deduzca por una constante k?”

v x = H ⋅ vo = k v o

(3)

La formulación de esta pregunta es idéntica al problema de valores propios en algebra lineal.

Io1

Ix1 LINEA DE N FASES DE LONGITUD X [H]

Io2

vo

Ion

Vo1

Vo2

Ix2

v x

Ixn

Von

Vxn

Vx2

Vx1

Fig. 4.1: “Línea de transporte de energía de n fases representado por su sistema matricial lineal de transferencia [H]”. [H] interrelaciona: vector de voltaje v o a la emisión y al vector de voltaje v x a la recepción Los n vectores M 0 (i ) soluciones de esta ecuación son lo n vectores propios, o modos, de la matriz cuadrada [H] que res en general compleja y no simétrica y los factores k son los n valores propios de [H]. Estas son las soluciones de la ecuación característica de orden n: det = ( [ H ] − k [E ]) = 0

( 4)

[E]: Es la matriz unitária de dimensiones (n, n) Por ejemplo, para el primer vector propio o modo M 0 (i ) se tiene: M x

(i)

= [ H ] ⋅ M 0

(i )

( )

= k i M 0

(i)

(5)

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38


(i )

M x está definido por la distribución de voltajes M 0

(i )

que es equivalente al primer vector propio y para el factor complejo k (i ) correspondiente, describe las variaciones de amplitud y de fase. La matriz ce vectores propuestos [M] esta constituido a partir de columnas de vectores propios:

[ M ] = M 0 (1) M 0 ( 2) ... M o ( n) (1)

M x M x

(2)

... M x

( n)

(6)

= [ H ] ⋅ [ M ] = [ M ] ⋅ [ L]

( 7)

[L] ES La matriz diagonal de valores propios k(i) de La línea (i= 1, 2, .n) En seguida que:

[ H ] = [ M ] ⋅ [ L] ⋅ [ M ]−1 o [ M ]−1 ⋅ [ H ] ⋅ [ M ] = [ L

(8), (9)]

vale decir, que [M], la matriz modal, diagonaliza la matriz [H]. Los vectores de voltaje V 0 de una fase cualquiera puede ser caracterizado por una combinación lineal de n modos con al matriz inversa de [M]: −1

V co = [ M ] V 0

(10)

Los elementos de vector V co describen las magnitudes de los modos individuales sobre el comienzo de la línea. Cada modo de rango i se encuentra atenuada sobre el punto x conformando la parte real de su valor propio k(i). V cx

(i )

(i )

(i )

= k V co ; i = 1...n

o V cx = [ L] ⋅ V co

(11), (12)

El vector voltaje de una fase a la distancia es constituida de la misma manera a partir de modos individuales: −1

V x = [ M ] ⋅ V cx = [ M ] ⋅ [ L] ⋅ V co = [ M ] ⋅ [ L] ⋅ [ M ] ⋅ V o

(13)

Aquello es confirmado por la sustitución directa de la ecuación (8) en la ecuación (1) b) Relación entre la matriz de propagación [H] y las características de la línea. El problema puede ser considerado como fundamental resolución si pudieramos escribir una relación entre los elementos de [H] y los parámetros que definen la línea, Esta relación debe se buscada por medio de un sistema de ecuaciones diferenciales de la línea de n fases.

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39


Para un sistema de n conductores en la cual las distancias entre las fases son mucho más pequeñas que longitud de la onda, las relaciones siguientes entre el vector de voltaje V y el vector corriente I de una fase: ∂

∂

v = −[ z ] ⋅ I y

∂ x

∂ x

I = −[ y ] ⋅ v

(14), (15)

[z] e [y] son las matrices cuadradas impedancias (Ω) y l admitancia (Ʊ) por unidad de longitud de la línea. Derivando nuevamente estas dos ecuaciones obtenemos las ecuaciones diferenciales de segundo orden bien conocidas: ∂

2

2 ∂ x

∂

y = [ z ] ⋅ [ y ] ⋅ y = [P] ⋅ v

(16)

2

∂ x

T

2

I = [ y ] ⋅ [ z ] ⋅ I = [P] ⋅ I

(17)

con:

[P] = [ z ] ⋅ [ y]

[P]T = [ y]⋅ [ z]

y

(18), (19)

En el vaso particular de una línea infinitamente larga (o de una línea adaptada9, las soluciones de estas ecuaciones son das por: 1

T 1

v x = exp( − x[P ] 2 ) ⋅ v o I x = exp( − x[P]

2

) ⋅ I o

( 20), ( 21)

Ver nota 1

Nota 1 La matriz exp ([X]) ES definida por el desarrollo en serie. ∞

∑

exp([ X ]) =

k = 0

[ X ]k k !

= [ E ] + [ X ] +

[ X ]2 2!

+ .......

Comparando las ecuaciones (20) y (1) obtenemos la identidad buscada:

[ H ] = exp( − x[P]

1

2

)

( 22)

Como lo muestra la ecuación (9), la matriz de los modos [M] diagonaliza la matriz de propagación [H] y por consiguiente diagonaliza igualmente la matriz 1 exp( − x[P ] 2 ) . Mostramos con la ayuda de la serie exponencial absolutamente convergente (ver nota) que [M] diagonaliza también [P]. Sea [˄] la matriz diagonal de valores λi de [P], se tiene;

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40


2   λ 1  γ 1    .  ⋅   = [ M ]−1 ⋅ [P ]⋅ [ M ] = [∧ ] =      ⋅ .     2 λ n   γ n  

( 23 )

En las cuales, para simplificar la escritura, se tiene que: γ i = α i + j β i = λ i

24

Aquello significa, para todo vector de voltaje a una distancia x, que:  e − xγ 1  . [v x ] = [ M ]⋅  .  x γ e 

n

   ⋅ [ M ]−1 ⋅ v 0   

( 25 )

o, para un modo de voltaje particular i a la misma distancia x: M x

(i )

⋅ M 0

(i )

⋅ e−

xγ i

= M 0

(i )

⋅ e−

xγ i − jxβ i

( 26)

De la misma manera, para todo vector de corriente de una fase, tenemos: e − xγ 1    ⋅   ⋅ [ N ]−1 ⋅ I I x = [ N ] 0   .   e − xγ n  

( 27)

Y para el modo de corriente i: N x

(i )

= N 0

(i )

⋅e

− xγ i

= N 0

(i )

⋅e

− xα i − jxβ i

( 28)

Los valores propios de voltaje son calculados a partir de [P] y aquellas de corrientes a partir de la matriz transpuesta [P]T, la atenuación lineal αi y la de desfase lineal βi correspondiente al mismo modo y definido como las raíces cuadradas de los valores propios de [P] o de [P]T, son las mismas Tanto la matriz [P], y a matriz [P]T, no son simétricas, los diferentes modos de voltaje y de corriente no son en general ortogonales, vale decir, que la potencia total no puede ser calculada con precisión mediante la adición de las potencias de los modos. Sin embargo, los cálculos numéricos muestran que las diferencias son pequeñas. Una aproximación satisfactoria sobre los vectores propios es a menudo obtenido utilizando la distribución señalada por Clarke (ver ecuación 42); sin embargo los valores numéricos de diferencias

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41

entre los valores propios debieran ser calculados con precisión, pues ellas son responsables de la anulación por superposición de los modos. c) Impedancia y Admitancia lineal. Como ya se ha demostrado, la propagación de las señales sinusoidales descrita por las ecuaciones de onda (16) y (17), suponiendo que estas son ondas planas. Las matrices de impedancia [z] y admitancia [y] son de una importancia capital para resolver las ecuaciones de onda. Utilizando la noción de transformación modal para buscar la solución, la diagonilización de los productos matriciales [P] = [z][y] y [P] T = [y][z] toman un lugar importante Las matrices [z] e [y] pueden ser definida conociendo la geometría de la línea, sus características y la resistividad del terreno si bien es cierto, que con la ayuda de un ordenador potente, el análisis de los valores propios de matriciales [P] = [z][y] es posible, independiente del número de conductores. Los factores a tomar en cuenta son el efecto skin en los conductores, las pérdidas en el suelo y todas las partes dieléctricas pueden resultar de la formación de hielo de la línea (en este caso, la admitancia lineal [y], que es puramente reactiva, se vuelve compleja). d) Matrices de impedancias propias y mutuas. El cálculo exacto de la matriz impedancia [z] que aparece en la ecuación (29): ∂ ∂ x

V = −[ z ] ⋅ I

(29)

Está basada sobre la determinación del campo electromagnético entorno a la línea, una de las cuales penetra en el suelo y también del campo al interior de los propios conductores El problema de la propagación de ondas guiadas por los hilos en presencia de un suelo de conductividad finita es conocido desde el comienzo de las telecomunicaciones. Las soluciones clásicas de este problema utilizando métodos para determinar el efecto de un suelo con conductividad finita sobre la impedancia propias y mutuas (Carso, 1926, 1927; Pollaczek, 1931). Más tarde, Wise ha generalizado estos métodos (Wise, 1931 y 1934) Hemos demostrado en los trabajos mencionados más arriba que la matriz impedancia de una línea puede ser descompuesta como sigue:

[ z ] = [ Ri ]+ [ Re ] + j ([ X i ] + [ X v ] + [ X e ])

(30)

Los términos individuales tienen las significaciones siguientes: [Ri] + j[Xi] = matriz de impedancia internas de los conductores j[Xv] = matriz de reactancias propias y mutuas de las líneas sin parte;

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42

[Re] + j[Xe] = Matriz de impedancias de corrección debido a la tierra, después de Carson Impedancia interna de conductores [Ri] + j[Xi]: El efecto de desplazamiento de corriente debe ser tomado en cuenta para calcular la impedancia interna de un conductor en alta frecuencia. Hemos demostrado (Galloway y otros, 1964) que aquellas frecuencias elevadas, la densidad de corriente no es importante que en la parte externa de los conductores de la capa exterior, teniendo en cuenta los cálculos de la estructura de la línea (cables constituidos de varios filamentos) Las expresiones siguientes son utilizadas en esta publicación para Ri y Xi: Rij = X ij =

K ω ⋅ µ ⋅ ρ

2 ⋅ r π ⋅ (2 + n )

(31)

Ri1: Resistencia interna debido a 1e filamento Xi1: Reactancia interna debido a 1e filamento K: Coeficiente dependiendo del número de filamentos en la capa exterior µ: Permeabilidad del material del conductor ρ: Resistividad del conductor ω: Pulsación r: Radio de los filamentos de la capa exterior n: Número de filamentos de la capa exterior. En el caso de los conductores en haces, R i y X i son disminuidos por un factor dependiente del número de sus conductores utilizados. [R ]i y [X ] i son matrices diagonales, vale decir, que no existe acoplamiento entre las diferentes impedancias internas de los conductores. En lo que concierne a las reactancias propias y mutuas [Xv] de la línea sin partes, pueden ser calculados simplemente en aplicando el principio de los conductores – imágenes. Las relaciones siguientes s aplican a la matriz de la inductancia lineal:

[ Lv ] =

µ 0 ⋅ [G ]; 2π

[ X v ] = ω ⋅ [Lv ]

(32), (33)

[G] es la matriz dicha geométrica donde los elementos tienen la significación siguiente:    Dij   2h   Gii = ln i ; Gij = ln (34), (35)  d ij   r     − i  hi es la altura media y ri el radio equivalente del ie conductor. Dij es la distancia entre el conductor i, y la imagen del conductor j. dij es la distancia entre los dos conductores. Las matrices [Lv] y [Xv] son reales, cuadradas y simétricas en relación a la diagonal principal.

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43

Impedancia de tierra [Re] + j[Xe]: Carson (1926) ha calculado la impedancia de corrección [Re] + j[Xe] que describe el efecto de campo electromagnético en el suelo. El análisis hecho aparece de expresiones integrales complicadas y el cálculo es establecido según las etapas siguientes: - Estableciendo las ecuaciones de onda para la componente E2 del campo eléctrico según el eje del conductor para el espacio alrededor y por el suelo. - Integración de ecuaciones de onda. - Cálculo de las componentes Hx y Hy del campo magnético transversal en los dos medios, cuenta teniendo condiciones aquellos limites en la superficie de la tierra. - Deducción de impedancias propias y mutuas utilizando utilizando el potencial vector magnético. Las partes reales e imaginaria de la impedancia de corrección de Carson son funciones de dos parámetros r y ɵ. ω ⋅ µ 0 ⋅ [P(r , θ )] π ω ⋅ µ 0 ⋅ [Q(r , θ )] [ X e ] = π

[ Re ] =

r ij = r ij =

ω ⋅ µ 0 ⋅ Dij ρ ω ⋅ µ 0 ρ

⋅ 2hi

(36) (37) (38) (39)

ρ: resistividad del terreno µ0: permeabilidad del espacio libre Dij: distancia entre el conductor i e imagen del conductor j imagen del conductor j ɵij: ángulo comprendido entre el conductor i y la imagen ɵii: 0 hi altura media del conductor i. Los elementos de las matrices [P] y [Q] son obtenidos con la ayuda de un desarrollo en serie complicado. Desgraciadamente, la complejidad de esas expresiones no permite determinar de manera simple el efecto de variables como la geometría de la línea, la frecuencia o la resistividad del suelo. Además, recomenzaremos los cálculos sobre un ordenador para diferentes valores de parámetros. Los resultados de esos cálculos sistemáticos son todavía estudiados y comparados.

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44

e) Matriz de admitancias propias y mutuas El campo electroestático regula el calculo de la capacidad lineal puede ser considerada como plan. Las superficies de los conductores y aquellas del suelo serán consideradas como equipotenciales. Las partes dieléctricas pueden en general puede ser despreciadas. En esas condiciones, el principio de conductores imágenes puede ser utilizado de nuevo. Las relaciones proporcionan las capacidades parciales parciales son ahora juntadas y aquellas de la ecuación (32):

[C v ] = 2π ⋅ ε 0 ⋅ [G]−1 ; [Y ] = ω ⋅ [C v ]

(40), (41)

[G]-1 es la matriz inversa de [G] utilizada en la ecuación (329 donde los elementos describen la configuración geométrica de la línea Como ya se ha indicado, las admitancias de línea son generalmente consideradas como sin pérdidas, vale decir, como cantidades puramente imaginarias. Normalmente, la atenuación está determinada casi exclusivamente por las partes en serie en el suelo en los conductores de fase. La atenuación suplementaria en el caso de de hielo sobre los conductores, es considerada por Perz como pérdidas dieléctricas (Perz, 1968). En el modelo matemático, estas partes aparecen como las conductancias reales en paralelo con las capacidades parciales. f) Influencia de parámetros de la línea sobre las cantidades modales En el cálculo de vectores propios y de valores propios, es frecuente que ciertos parámetros como la resistividad del suelo no sean conocidos con precisión y que ello deba ser en consecuencia estimado, dentro de ciertos límites. Otros parámetros están sujetos a variaciones en el tiempo, por ejemplo la altura media de un conductor de fase con respecto al suelo (la flecha depende de la temperatura). Por lo tanto es consecuentemente importante de conocer el efecto que estos parámetros pueden tener sobre los vectores propios y los valores propios. Una representación analítica es extremadamente difícil; sin embargo, el estudio sistemático de un gran número de análisis de valores valores propios permite obtener resultados que son en general aplicables a casi todas las combinaciones de estos parámetros Con el aumento de corrientes y potencias transmitidas sobre las líneas de energías, que cada vez son más extensas, las líneas trifásicas con armamento horizontal toman regularmente una importancia creciente. Ellas son generalmente transpuestas y poseen en consecuencia problemas particulares en cuanto a la propagación de señales en alta frecuencia.

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45

Las partes reales e imaginarias de la matriz compleja de valores propios de una línea clásica con armamento horizontal son representadas en las figuras. 2 y 3. Se ha llegado a los resultados siguientes para este tipo importante de línea: - los vectores propios son prácticamente independientes de la geometría de la línea, de la resistividad del suelo y de la frecuencia. Corresponde casi aquellas componentes diagonales de Clarke: − 1 1 1 − 1  1 1 2    2  ( 2 )   ( 3)   [ N ] = [ M ] ≈  1 0 1 o  1  M = 0 M = 1 (42)     1 − 1 1 − 1 1 − 1   2   2 - Los diferentes vectores propios de tensión y de corriente son en consecuencia prácticamente ortogonales, aquellos significa que un punto cualquiera de la línea, la suma de potencias de las fases es aproximadamente igual a la suma de las potencias de los modos. - El valor valor propio del modo 1, vale decir, el modo menos atenuado, depende casi solamente de dimensiones, de la disposición y de la conductividad de los conductores de fase, ya que ella puede ser calculada con suficiente precisión por medio de una fórmula aproximadamente simple. La influencia del suelo provoca una disminución de la atenuación en estrechos límites cuando la resistividad del suelo aumenta.

- El valor propio del modo 2 (modo diferencial o simétrico), conduce a atenuaciones más elevadas y de velocidades de fases más pequeñas. Debemos tener cuidado, que en ciertas circunstancias, el modo 1 y modo 2 se pueden anular

La influencia del suelo en este caso es más pronunciada, una resistividad del suelo más elevada entrega igualmente una disminución de atenuación del modo 2. - La atenuación del modo 3 (modo homopolar) es determinado casi exclusivamente por las pérdidas en el suelo. A causa de su atenuación elevada, este modo puede casi siempre ser despreciado. En consecuencia dos modos solamente deben ser considerados para la propagación de ondas. - La aplicación aplicación estricta de estas nociones conducen a modelos simplificados que, por una parte, hacen que el tratamiento analítico de problema sea más fácil y, por otra parte, reproducen de manera realista el efecto de variaciones de parámetros sobre la propagación de ondas. g) Cálculo y aplicación de resultados del análisis modal en líneas homogéneas con armamento horizontal. horizontal . Estamos interesados en general no transmitir la potencia de la señal como forma del modo 1, ya que presenta la atenuación lineal más pequeña.

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ONDAS PORTADORAS SOBRE LÍNEAS ELÉCTRICAS DE A.T. 46


Esto no es posible más que para líneas homogéneas y únicamente cuando la señal está acoplada a las tres fases de tal suerte que las tensiones inyectadas sobre las fases representan exactamente el vector propio M(I) de modo presentando la atenuación la más pequeña. Por motivos económicos, el acoplamiento de modo 1 es muy raramente utilizado. En general el acoplamiento fase – tierra o el acoplamiento fase – fase son empleados para la trasmisión de telefonía y de señales, mientras que en la práctica solo el acoplamiento fase – fase es utilizado para las señales de teleprotecciones. Ello aparece inmediatamente, a la vista de los vectores propios de la ecuación (42), que con estos métodos de acoplamiento, la señal es inyectada bajo la forma de una combinación de modo, de manera que comprenda respectivamente el modo 3 y el modo 2. La sola excepción es el acoplamiento interfase entre dos fases laterales que no crea más que el modo 2. La propagación puede ser descrita completamente de manera matemática por la ecuación matricial: −1

T U r = C ⋅ [ M ] ⋅ [ L] ⋅ [ M ] ⋅ C ⋅ U s

(45)

El vector de acoplamiento C describe la distribución sobre las diferentes fases de la tensión emitida U s, y C T la transformación inversa por la tensión recibida Ur . La transmisión en paralelo de la señal a través de varios modos, cada uno su atenuación y su desfasaje lineal es análogo a la propagación múltiple de los sistemas de radiocomunicaciones en los cuales tienen lugar fenómenos de compensación y de anulación bien conocidos. Veremos ahora que será conveniente, en particular para las líneas no homogéneas, de dividir la atenuación de la línea al en dos parte: una parte a 1 que será la atenuación en el caso de una propagación ideal del modo 1 y una atenuación suplementaria a a que representa el efecto de la propagación multimodo. Para aquello, modificaremos la matriz diagonal [L] como sigue (ls es el largo de la sección de línea considerada):

[ L ] =

e−

γ i ⋅l s

=e

− γ 1 ⋅l s

γ i 1 ⋅l s

e −∆

=e

− γ 1 ⋅l s

[ L ] *

( 46)

En consecuencia, los elementos diagonales de la nueva matriz de la líneas [L*] son las diferencias de valores propios complejos en la relación con el modo 1. Por lo tanto la ecuación (45) se convierte en: U r = e −

γ 1 ⋅l s

[ ][

]

⋅ C ⋅ [ M ] ⋅ L ⋅ M − ⋅ C ⋅ U s T

−

*

1

−

( 47)

La atenuación de la línea puede ser ahora calculada a partir de la ecuación (47):

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47


a L = l n e

−γ 1 ⋅l s

[ ]

−1

− l n C ⋅ [ M ] L* ⋅ [ M ] ⋅ C T

−

−

( 48)

Ello aparece como la suma de la atenuación mínima teórica a1 y la atenuación suplementaria aa debido al acoplamiento del el mismo que no es ideal. La segunda parte de la expresión (48), que no es otra que la atenuación suplementaria, aa puede ser escrita de la manera siguiente aplicando las simplificaciones establecidas en la ecuación (42:) a a = l n c 0 + c1 ⋅ e

− ∆γ 21 ⋅l s

(49)

La ecuación (49) ilustra el peligro de fenómenos de compensación debido a la propagación multimodo. Aquello es demasiado notorio cuando C0 ≠ 0 con│C0│≤│C1│. La anulación completa, vale decir, una atenuación suplementaria infinita se produce cuando: c 0 + c1 ⋅ e

− γ 21 ⋅l s

=0

(50)

Como primer resultado del análisis modal, la comparación de coeficientes de la ecuación (50) servirá de base aquellos resultados siguientes, para las líneas homogéneas: • •

• •

En un acoplamiento fase – tierra existe un peligro de anulación de señal, si en las dos extremidades una fase lateral es utilizada para el acoplamiento. Si un acoplamiento fase – tierra óptimo es utilizado (fase central en las dos extremidades), la atenuación suplementaria aa es igual a 3,5 dB, ello es independiente de la frecuencia, de la geometría de la línea y de la resistividad del terreno. No existe peligro de anulación de señal si utilizamos un acoplamiento interfase. Si un acoplamiento interfase óptimo es utilizado (fase central y una fase lateral en las dos extremidades), la atenuación suplementaria aa está comprendida entre 0 y 6 dB e independiente de la frecuencia, de la geometría de la línea y de la resistividad del terreno.

En consecuencia, para las líneas homogéneas, todo riesgo de anulación de señal puede ser descartado por una selección juiciosa de acoplamiento. Esto no es general para el caso de las líneas no homogéneas. Las inhomogeneidades, tal que las transposiciones o las fallas en las líneas, juegan un rol de transformadores de modos; ellos transforman la combinación incidentes de modos en una nueva distribución de ellos mismos creando un nuevo modo que no estuvo presente en el origen.

La IEC suministra las informaciones concernientes al acoplamiento óptimo de los OPLAT para las líneas homogéneas de 1 y 2 ternas (CE 57 de la IEC). Existe una abundante literatura sobre la propagación de los modos: Carson, 1926; Carson y Hoyt, 1927; Pollaczek, 1931; Wise, 1931 – 1934; Chevallier, 1945 – 1951; Pelissier, 1950 – 1969; Adams, 1959; Kostenko,

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48

1960; Adams y Barthold, 1960; Wedepohl, 1963 – 1965 – 1966; Barthold, 1964; Galloway, Shorrocks y Wedepohl, 1964; Mochihiro Ushirozawa, 1964; Barthold y Clade, 1964; Perz, 1968 - 1973; Hedman, 1965; Wedepohl y Wasley, 1965; Perz, 1968 y 1973; Maniglier, 1969; Robertson y Stillhard, 1972; Jones y Bozoki, 1964; Soiron, 1973; Perz y Hazel, 1973; Gary, 1976; CE 57 de la IEC; Eggimann y otros,1977; Shkarin, 1977; Wedepohl y Epthymiadis,1978. 4.2.4. Análisis Modal para Líneas No Homogéneas. Una Línea de transmisión de energía no es necesariamente homogénea en todo su recorrido. Por ejemplo, una línea aérea puede terminar en un tramo subterráneo, puede tener transposiciones, la configuración de los conductores por motivo cualquiera puede cambiar en ciertos puntos. Dificultades importantes pueden ocurrir debido a tap-off (configuración en T) en la línea. Tales sistemas pueden ser principalmente estudiados en términos de análisis modal para un cierto número de secciones homogéneas. Aquello se hace habitualmente estableciendo las ecuaciones de transferencia para cada sección considerad como un dipolo. Para este propósito, la atenuación global, las impedancias de entrada, etc., se obtienen componiendo las secciones con la ayuda de matrices de admitancias de cadenas y de nodos. Si se interesa conocer con más detalle sobre este método de cálculo, se recomienda ver el artículo de Wedepohl (1966), en el cual este tema es excelentemente tratado. La inhomogeneidad de la clase mencionada anteriormente provoca en general una atenuación adicional debido a las conversiones de modos y a los efectos de ondas estacionarias. Si las ondas progresivas son totalmente o parcialmente reflejadas en más de un punto del sistema, las variaciones resultantes de la respuesta de frecuencia provocarían un serio problema, que puede tener consecuencias más graves que una atenuación considerablemente más grande, pero con variaciones más pequeñas. En los puntos siguientes describiremos las propiedades de los tipos de inhomogeneidad que se presentan comúnmente, además de entregar algunas reglas de base para los ingenieros y técnicos en estudio. 4.2.4.1 Transposiciones de fases. Las transposiciones de las fases de una línea de transmisión de energía eléctrica, provocan esencialmente una modificación de la repartición de energía entre los diferentes modos. Su efecto sobre la transmisión de señal depende principalmente de los parámetros de la línea, de su longitud, del modo de acoplamiento, de la frecuencia y del tipo de número de transposiciones. Los efectos fundamentales de transposiciones sobre la transmisión de señal son los siguientes:

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49


a) La atenuación de la línea es aumentada de un cierto valor, la respuesta de frecuencia es relativamente regular. b) La atenuación de la línea varía de manera significativa con la frecuencia, por ejemplo, atenuaciones pronunciadas máxima y mínima pueden ocurrir. En ciertas condiciones, la máxima puede venir de verdaderos polos de atenuación. Consideraremos ahora el cálculo de atenuación adicional debido a las transposiciones. Los vectores tensión de fases ante la transposición correspondiente de una cierta combinación lineal de componentes modales. Después de la transposición, los vectores tensión de fases pueden igualmente ser representados como la suma de vectores propios. Si los vectores propios de tensión y corriente de diferentes modos son ortogonales, lo mismo se aplica aquí con precisión suficiente, si no se tienen reflexiones; la transposición es como un transformador de modos sin pérdidas que puede ser descrita por la matriz de transformación [T]. En estas condiciones la atenuación de una línea transpuesta puede ser representada de la misma manera que una línea homogénea, vale decir, como la suma de atenuación al en modo 1 y la atenuación adicional aa debido al acoplamiento no ideal, y a las transposiciones de ellas mismas. Por ejemplo, la relación siguiente se aplica a una línea simétrica, con dos transposiciones y de una longitud total l.

[ ]

[ ]

[ ]

−1

a L = −l n e −γ 1 ⋅l − l n C ⋅ [ M ] ⋅ L* ⋅ [T ] ⋅ L* ⋅ [T ] ⋅ L* ⋅ [ M ] ⋅ C T

−

(51)

La atenuación adicional (segunda parte de la ecuación (51) puede también escribirse bajo la forma de la suma de expresiones exponenciales. Para n secciones de longitud ls, se tiene: n

a a = −l n

∑c i =0

i

⋅e

− ∆ g ⋅i

i

n

= −l n

∑c i =0

i

⋅e

− ( ∆ a + j∆ψ )

i

n

= ln

∑c

i

⋅e

− ∆ γ 21 ⋅l s

(52)

i =0

Comparando los coeficientes ci, es posible evaluar el peligro de anulación de la señal; sin embargo, una representación gráfica de atenuación adicional aa en función de ∆ y ∆Ψ proporciona una imagen mucho más clara de los fenómenos de compensación posibles y permite determinar el acoplamiento óptimo para una disposición dada de transposiciones. Al elegir las coordenadas ∆a diferencia de atenuación asociada con la longitud de una sección y ∆Ψ el desfasaje entre los dos modos considerados, los gráficos son independientes de la geometría de la línea, de su longitud, de la resistividad del terreno y de la frecuencia; ellos son universales. A título de ejemplo, la Fig. 4 entrega las curvas de equiatenuación adicional aa para una línea de dos transposiciones con un acoplamiento óptimo. Los polos de atenuación para ∆a ≈ 14 dB y ∆Ψ = k· 360°son fácilmente visibles. Entregaremos igualmente sobre la misma Fig. las curvas de valores de ∆a y ∆Ψ para una línea de 380 kV de armamento horizontal. Las intersecciones con las curvas de la función universal aa (∆a, ∆Ψ) proporcionando la atenuación adicional resultante para el caso particular estudiado en la gama de frecuencias de 100 a 300 kHz.

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50

La atenuación total de la línea aL = al + aa está representada en la Fig. 5. Vemos que existe concordancia con los resultados medidos. Las Fig. 5 y 6 muestran la atenuación adicional aa y la atenuación total de la línea aL para un acoplamiento fase - tierra desfavorable de la misma línea. Es evidente, de la Fig. 6, que el polo de atenuación ∆a ≈ 4,5 dB y ∆Ψ = 90°casi se ha alcanzado, lo que es confirmado en la Fig. 7 que un máximo de atenuación aL, aparece alrededor de 200 kHz, tanto para los valores medidos como para los valores calculados. La representación gráfica de la función universal aa (∆a, ∆Ψ), ecuación 52 vale decir, independiente de los parámetros de la línea y de la frecuencia, permite juzgar la eficacia de un cierto acopamiento en relació9n con la distribución de polos y de aquellos gradientes de la función. Basado en este método (Senn y Morf, 1974), ello es posible de examinar todos las disposiciones posibles de acoplamiento par la línea de una o dos transposiciones. Los acoplamientos óptimos son igualmente proporcionados en la literatura (CE 57 de la IEC). Una contribución interesante sobre el problema de los efectos de transposición sobre la atenuación de la señal puede igualmente ser encontrado en un artículo de Senn (Senn, 1976). El cálculo exacto de la atenuación adicional con la ayuda de estas representaciones gráficas supone que ∆a y ∆Ψ son funciones de parámetros particulares como la geometría de la línea, su longitud, la estructura y el material de los cables de fase y de guardia, la resistividad del terreno y la frecuencia. A partir de las consideraciones teóricas y del análisis sistemático de un gran número de valores propios de la líneas de diferentes geometrías para diferentes resistividades de terreno, llegamos a resultados generales en cuanto a la variación de ∆a y ∆Ψ en función de los parámetros de la línea (Senn, 1976). Las conclusiones que hemos podido llegar de este artículo son: •

•

•

Para las líneas transpuestas de armamento horizontal, la disposición de acoplamiento debe ser seriamente escogida con el fin de evitar una atenuación excesiva en todos los casos Para una gama de frecuencias y una disposición de transposiciones dadas, es posible de definir un método de acoplamiento óptimo para la cual una atenuación adicional dada no será jamás sobrepasada. En la práctica, esto quiere decir, dado la longitud de la línea, la disposición de las transposiciones y la atenuación adicional, podemos determinar el método de acoplamiento óptimo y la gama de frecuencia correspondiente a utilizar. Es en general aconsejable, que para las líneas transpuestas, estas trabajen en la parte baja de la gama de frecuencias, a menos que las secciones entre transposiciones no sean muy cortas.

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51

4.2.4.2 Líneas con Tap – Off (líneas T) Debemos prestar especial atención en aquellas líneas en tap – off en que proveeremos un enlace OPLAT. Con respecto a la transmisión, conviene distinguir los casos siguientes: a) Enlaces OPLAT entre las SS/EE: A - B, A - C y C - B (si es necesario) Para asegurar que las tres extremidades de T descrita por la Fig. 8 CIGRE GT 04, ME 35 1979 , sean más o menos adaptadas para toda la banda de frecuencia utilizada (∆f1 + ∆f2 +∆f3), podemos mantener las reflexiones sobre las líneas a un valor mínimo. Las trampas de ondas (circuitos bouchons) y los grupos de acoplamientos de las tres extremidades deben ser concebidos para la banda pasante global. También debemos impedir que la atenuación adicional debido al tap –off (conexión T) no exceda de 3 a 6 dB. Se debe escoger las fases para las cuales la atenuación sea la más pequeña. Esto es avalado a la vez por los acoplamientos de las tres extremidades de la T por los enlaces punto a punto. En el caso de líneas no transpuestas, las tres extremidades deben en general ser acopladas a las mismas fases. Para seleccionar las fases óptimas, aplicaremos las mismas reglas que para los enlaces punto a punto.

Cuando las secciones de la línea en T son transpuestas, la selección de fases de acoplamiento se hace más difícil debido al hecho que las transposiciones se comportan en convertidores de modos. En estas condiciones, se escogen las fases diferentes para los acoplamientos en las tres extremidades teniendo en cuenta la frecuencia y la longitud de las tres secciones de la línea. En este caso, solo un análisis sobre un ordenador permitirá en general obtener el resultado correcto del acoplamiento a utilizar y el comportamiento en la explotación. Para líneas cortas, las reflexiones son generalmente inevitables. En tales casos, redes de atenuación adicional debe ser insertada en las extremidades, en particular para mejorar la adaptación entre el emisor y la línea. Aunque la atenuación esté aumentando, la distorsión de intermodulación en el amplificador del emisor puede ser evitado con la ayuda de esta disposición.

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52

b) Enlace OPLAT entre A - B solamente. El tramo de la línea D-C es cerrado en C sobre una impedancia generalmente desconocida y que depende de la frecuencia (fenómenos de resonancia debido a la capacidad del juego de barras y de la inductancia del transformador); entre otros está sujeto a las variaciones debido a las maniobras de los equipos de alta tensión. Al momento del estudio, hace falta suponer que la impedancia de la S/E C puede variar entre cero e infinito, vale decir, que el tramo de línea está completamente desadaptado. Si no contamos con disposiciones, la desadaptación en la extremidad C conducirá a las reflexiones que provocaremos variaciones considerables de atenuación del enlace entre A y B. Las diferencias entre las máximas y las mínimas de atenuación dependen de la longitud l2 del tramo de la línea y puede ser calculado como sigue: ∆ f =

v

2l 2

(53)

Expresión en la cual v es la velocidad de propagación de ondas. Podemos considerar la velocidad de la luz en una primera aproximación. El valor máximo de atenuación adicional depende no solamente de la frecuencia, sino también de la longitud del tramo. En el caso límite de una línea infinitamente extensa, la atenuación adicional no será más allá de 3 dB. Equipar el tramo de trampas de ondas es el método habitualmente adoptado para mantener en los límites razonables las reflexiones y las atenuaciones adicionales. El efecto obtenido inherentemente es más eficaz si instalamos trampas de ondas en las tres fases. Sin embargo, podemos mostrar con la ayuda del análisis modal que es suficiente con equipar solamente una o dos fases. En principio para un acoplamiento fase – tierra es necesario equipar sólo una fase. De la misma manera, para un acoplamiento interfases, dos fases deben ser equipadas. Si el tramo de la línea C-D está próxima una de la otra de las extremidades A o B, las fases del tramo a equipar son las mismas que las fases utilizadas para el acoplamiento sobre la rama principal A-B. Si el tramo está alejado de las extremidades de la rama principal o si ella es está transpuesta, puede ser necesario en ciertos casos en equipar fases diferentes a aquellas utilizadas para el acoplamiento con el fin de reducir los efectos del tramo sobre el enlace OPLAT. Las fases a equipar pueden ser determinadas por medio del análisis modal. Las Figs. 9 y 10 del CIGRE, GT 04 - CE 35 muestran la influencia ejercida para un tramo de 10 Km. Donde la extremidad en C es un circuito abierto. La Fig. 9 muestra los efectos de seleccionar un acoplamiento interfaces, mientras que en la Fig. 10, se observa los efectos de un acoplamiento fase a tierra. En los dos casos, la atenuación adicional puede ser limitada del orden de 3 dB, mediante la instalación de trampas de onda (Rs ≥ 600 Ω)

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sobre las fases de acoplamiento. La distorsión de atenuación restante puede ser igualada en el equipo terminal OPLAT. Cada vez que ello sea posible, las trampas de ondas deben ser instaladas justo en el punto del tap-off D. Si esto es posible por motivos prácticos, vale decir, si debemos instalar en la extremidad C, el tramo debe ser cerrado sobre su impedancia característica. Esta disposición obliga sin embargo a tener condensadores de acoplamiento o TCT adicional y los grupos de acoplamiento asociados.

4.2.4.3 Efectos por fallas en la línea. El problema fundamental de la utilización de los OPLAT en las telecomunicaciones para ciertos tipos de teleprotección, reside en el hecho que la señal de desenclavamiento debe pasar a través de la falla para llegar a la extremidad más alejada. Por lo tanto, es sumamente importante de saber si la transmisión por corrientes portadoras es factible en estas condiciones. La cuestión es la

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siguiente: ¿cómo la señal se debilita en caso de falla y si el nivel de esta señal se atenúa lo suficiente para hacer funcionar correctamente al receptor?. Cuando una falla ocurre en un conductor, el arco es una fuente de ruido de alta frecuencia de banda ancha. Inmediatamente después de la ionización, el arco puede presentar una gran impedancia y por consiguiente producir una potencia de ruido importante. Cuando el arco es establecido, una corriente importante se ha generado, su impedancia disminuye y con ella el nivel de ruido producido. El tiempo de establecimiento del arco durante el cual el nivel de ruido es elevado, es muy corto (1 o 2 ms) y el no perturba la transmisión de las señales de protección que no aparecen habitualmente que después de un tiempo de 10 a 15 ms dependiendo del tiempo de funcionamiento de los relés de inicialización asociado. Sin embargo, el arco completamente ionizado, con su pequeña impedancia (0,1 a 10 Ω) tiene por objetivo de siempre afectar a la fase o las fases acoladas, de aumentar la atenuación del enlace creando una derivación sobre el circuito, reduciendo tanto el nivel de la señal recibida. Podemos pensar que la señal será cortocircuitada y que no aparecerá el nivel en el receptor situado más allá de la falla. Este no es el caso si una o dos fases solamente están implicadas. La señal es atenuada, pero el acoplamiento entre las fases es suficiente para permitir que una parte de la señal viaje hasta el receptor. La cantidad de señal que puede atravesar depende del tipo de falla y de su distancia al emisor y al receptor de corrientes portadoras. Informaciones del efecto de las fallas en la línea sobre la propagación y están dadas por Kuhn (1948, 1950 y 1952) y por Jones (1960). Si tratamos el problema de manera matemática, los efectos de fallas en línea están bien explicados utilizando la teoría modal de la propagación. Senn ha entregado un excelente estudio de la asignatura (Senn, 1976). El método empleado para estudiar las transposiciones es generalizado para incorporar también las fallas. Ytdytdydydyt gcvjhblnllkñlo 4.2.4.4 Líneas mixtas: aéreas – subterráneas. Los problemas de entorno y las exigencias de seguridad hacen que los cables subterráneos sean cada vez más utilizados para el transporte de energía eléctrica, en particular en las zonas urbanizadas y en grandes subestaciones, donde algunas de sus líneas de transmisión eléctrica deben salir del patio de alta tensión, de manera de evitar cruzamientos con otras líneas de alta tensión. Precisamente, para los propósitos señalados en el párrafo precedente, las características de propagación de los cables subterráneos difieren demasiado en comparación con las líneas aéreas para la transmisión de los sistemas OPLAT. El problema señalado, se ilustra en la tabla XX, donde se muestran algunos parámetros:

TERMINALES OPLAT




Impedancia característica

Cable subterráneo

Línea de energía aérea

20 – 40 Ω

200 – 400 Ω Atenuación del modo 1 0,02 – 0,03 dB/km Propagación del modo 1 en torno a la velocidad de la luz ≈ 300.000 km/s

Atenuación a 100 kHz

0,5 – 1,5 dB/km

Velocidad de propagación

≈ 160.000 km/s

55

Encontramos principalmente los problemas si existen secciones de cables en serie con las líneas aéreas. A causa de las características de transmisión diferentes puesta en juego en los sistemas mixtos de este género, en particular debido a las impedancias muy diferentes, se espera tener reflexiones y una atenuación suplementaria. De hecho, la impedancia característica naturalmente base está en juego, ello importa, ya que deben utilizase condensadores de un alto valor para el acoplamiento con los sistemas OPLAT, con los cables de alta tensión. Sin embargo y por la misma razón, podemos emplear trampas de ondas de un valor en inductancia más pequeña. Si la sección en cable subterráneo es extensa (varias decenas de km), se recomienda utilizar frecuencias bajas para los enlaces OPLAT, debido a la fuerte atenuación. Las líneas puramente con cable subterráneo, no poseen en general problemas particulares para la transmisión con enlace OPLAT, salvo en el caso donde el cable es demasiado extenso y donde, al mismo tiempo. El nivel de ruido presente es demasiado elevado, por ejemplo en los sistemas de transporte de energía de corriente continua. Hacemos una distinción fundamental entre los cables de un solo conductor y aquellos de tres conductores. Los primeros son empleados exclusivamente para las tensiones superiores a 100 kV, mientras que los cables de tres conductores encuentran principalmente sus aplicaciones a tensiones inferiores. La plancha 1 muestra las estructura clásico de cables. 4.2..5 Aplicación del análisis modal para un sistema de tres conductores. Wedepohl y Wilcox (1973) estudiaron los problemas transitorios sobre los cables de alta tensión y los efectos de ac0plamiento entre cables de energía y ccables de telecomunicaciones. Por la necesidad de su estudio. Ellos consideraron un conjunto de tres cable monofásicos (ver Fig. 17 CIGRE G04-CE35, 1979) como un sistema de 6 modos . En su primera aproximación, soponemos que las pantallas de los cables son flotantes. La puesta a tierra de las pantallas en las extremidades será examinada más adelante, así como las condiciones de los límites apropiados. El suelo environnant es puesto como el conductor de retorno.

TERMINALES OPLAT




56

El procedimiento siguiente es semmblade aquella de líneas aéreas (ver XXX). Para obtener los valores numéricos con la ayuda de las ecuaciones de onda, ello es requerido para calcular las impedancias y admitancias de los cables. La determinación de la admitancia es elemental. Para el sistema en estudio, la matriz de admitancia es la siguiente: EN LOS APUNTES FALTA INCORPORAR LAS SIGUIENTES MATERIAS:      

Análisis modal de un cable de tres conductores. 4.2.3.4 Análisis simplificado de una vía de transmisión OPLAT: Parte aérea parte subterránea.4.2.3.5 Efectos de uniones de líneas aérea y cables subterráneos:4.2.3.6 Acoplamiento de un OPLAT a un cable subterráneo: 4.2.3.7 Ejemplo clásico de un sistema mixto: 4.2.38. Efectos condiciones atmosféricas. 4.2.1.5

TERMINALES OPLAT



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4.3 Relación S/R requerido. Para transmitir las informaciones sobre una vía OPLAT, donde existen perturbaciones (ver punto 4.2.3), una cierta relación S/R debe ser asegurada. Sabiendo que la relación S/R puede ser diferente según el tipo de información, el ancho de banda, el tipo de modulación, las condiciones de explotación, etc., de cifras y de asignaciones propias en cada caso, las que son señaladas en los siguientes puntos: 4.3.1 Voz. Para la telefonía, una relación S/R sofométrica de 25 dB en condiciones atmosféricas desfavorables para las condiciones de servicio, es considerada como aceptable para establecer un proyecto. En una explotación normal, con condiciones atmosféricas normales, esta relación S/R debe mejor, lo que implica que la calidad de la transmisión es considerada como buena si la relación sofométrica llega del orden de 35 dB. En ciertos casos, esta puede llegar a 50 dB o mejor, en particular si utilizamos compandores (ver punto 4.4.3) Para enlaces en serie, estas cifras se aplican al sistema total (ver punto 4.3.4) 4.3.2 Datos. Para los canales armónicos con desplazamiento de frecuencia hasta 1200 baudios, con una relación S/R del orden de 15 dB en condiciones atmosféricas desfavorables es considerada como aceptable para establecer un proyecto. Para una transmisión de señales de buena calidad, con explotación normal y en buenas condiciones atmosféricas, la relación S/R mínima es de 25 dB. 4.3.3 Teleprotección La detección en el receptor de una señal de desenclavamiento, aceleración o de supervisión, es una problema de decisión. La teoría de detección muestra que la energía contenida es el producto de la potencia de señal para los tiempos de integración de observación, las influencias de la potencia emitida, de atenuación de la vía de transmisión y del tiempo de integración son evidentes (la probabilidad de un desenclavamiento intempestivo puede ser minimizado de varias de formas, entregando un tiempo de integración suplementaria (Pullen, 1973, 1976)) Las aplicaciones de teledesenclavamiento, desenclavan en forma independiente, mientras que la aceleración necesita a menudo de una transmisión sobre una línea en falla. En consecuencia, el receptor de la teleprotección debe contar de circuitos especiales para suprimir los ruidos impulsivos de alto nivel y para evitar órdenes intempestivas, la relación S/R debe ser pequeña. En este caso, accionamientos voluntarios pueden ser retardarlas o suprimirlas. En la práctica, una relación S/R media de 12 a 15 dB, medida sobre el punto de decisión en el circuito receptor, nos lleva a una probabilidad aceptable de detectar un accionamiento voluntario. Esto es válido tanto para una señal de guardia, como también para una señal de comando utilizada para una teledesenclavamiento, una aceleración o una supervisión. En general se aplican las siguientes condiciones para la transmisión de señales de teleprotección:

TERMINALES OPLAT



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- ruido impulsivo adicional de gran amplitud causado por el arco. En general estos desaparecen entre los 5 y 10 ms cuando el arco es establecido - atenuación adicional en línea debido a fallas en ella (normalmente de 4 a 12 dB). - ruido debido al efecto corona llevado a un nivel relativamente bajo por defecto - ruido impulsivo adicional de gran amplitud de una duración de 5 a 15 ms debido al disyuntor en el momento de eliminación de la falla. - ruido impulsivo adicional de gran amplitud en caso de líneas largas con capacidades en serie, causado por los descargadores by-passing y de los interruptores. Estas condiciones deben ser consideradas para escoger una vía (canal) que sea seguro y fiable para las teleprotecciones. En caso de desanclavamiento condicional o de aceleración , la atenuación adicional en línea puede ser compensada por una potencia suplementaria disponible para la señal de teleprotección, la que puede ser reforzada al momento del comando. Aquello significa que la potencia de señal de guardia (vigilancia) puede ser llevado a un nivel más bajo de manera que no se vea afectado por una falla en la línea. La situación es algo diferente cuando se lleva a un desenclavamiento (direct tripping shemes) . De hecho, la ausencia de relés de arranque, el canal de transmisión debe estar siempre disponible para entregar una orden de desanclavamiento, cuando el ruido es creado por una maniobra (switching) sobre la red. Un tiempo de evaluación mayor (por ejemplo 35 ms) es en general necesario para cumplir estas condiciones. Una información de bloqueo es transmitida sobre los enlaces OPLAT, los que no deben ser perturbados por defectos en la línea, sin embargo, el problema principal es el ruido impulsivo generado por la ionización (cebamiento) que no puede ni debe simular una orden supervisión sobre la línea en falla, ni puede suprimir la orden de bloqueo sobre las líneas sanas. En consecuencia, en las aplicaciones de bloqueo, los relees de protección no pueden ser accionados hasta después de un tiempo transcurrido suficiente, durante el cual aseguramos que no hay recepción ni orden de bloqueo. En los sistemas normalmente en reposo no hay señal de guardia, pero una señal de reloj permite controlar a intervalos regulares el enlace OPLAT Contrariamente a la detección de una señal todo o nada, la recepción de un valor analógico (representando por ejemplo por una información de fase) permite a un relé de protección tomar una decisión correcta, es un problema de amplitud y de precisión. La relación S/R necesaria en este caso, depende de la tolerancia sobre los errores del valor permitiendo tomar la decisión. Una precisión razonable necesita de una relación S/R de a lo menos 15 a 20 dB medido en el ancho de banda a tomar en cuenta por el ruido del circuito de decisión.

TERMINALES OPLAT




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4.3.4 Cálculo de la relación S/R para enlaces en serie. Para proyectar un enlace de telecomunicaciones, uno de los parámetros fundamentales es la relación señal a ruido S/R medida en dB a la entrada del receptor. El ruido sobre un enlace OPLAT toma principalmente su fuente en las descargas debido al efecto corona a los largo de la línea, aunque este ruido no es realmente gausiano, en un ancho de banda relativamente angosto como son las utilizadas por los enlaces OPLAT, este puede ser considerado como ruido blanco. El nivel de señal recibido depende del nivel a la salida del emisor y de la atenuación realmente presente por la línea entre el emisor y el receptor. Conviene tener en cuenta el nivel de ruido correspondiente al ancho de banda real del receptor. Como el ruido blanco se puede adicionar, si pensamos en potencia, el ruido en la vía recepción puede ser calculada a partir de niveles de ruido proporcionados por otros anchos de banda. Cuando calculamos la relación S/R para los enlaces en cascada (en serie) se requiere conocer la relación S/R de cada tramo y aplicar la siguiente fórmula: 1

S / RT = 10 log −

10

S / R R1

10

+ 10

−

S / R R2

10

+ ..... + 10

−

S / R Rn

(85)

10

Con S/RR = relación señal a ruido en dB. Por ejemplo, para 4 tramos en cascada respectivamente, las relaciones S/R son las siguientes: S/RR1 = 40 dB S/RR2 = 35 dB S/RR3 = 37 dB S/RR4 = 30 dB 1

S / RT = 10 log

−

10 S / RT = 10 log

40 10

+ 10

1 0,001616

−

35 10

+ .10

−

37 10

+ 10

−

30 10

= 10 log 620 = 27,93 dB (87)

4.4 Sistema de Comunicación Comunicación es el proceso mediante la cual un mensaje es enviado por un emisor, pasando por medio (canal de transmisión), para posteriormente ser recibido por un receptor. Para que la información sea transferida a través del medio de comunicación, es necesario que ella sea representada en la forma de una señal. La forma de la

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señal es determinada de acuerdo con el canal de comunicación a ser utilizado. En caso de un canal de comunicación analógico, la información será representada en la forma de una señal analógica. 4.4.1 Elementos de un sistema de comunicación. Definimos como comunicación como al proceso por la cual una información es transferida de un punto denominado fuente, hacia otro punto denominado destino. Hay tres partes esenciales en un sistema de comunicación eléctrica, la que se representa en la Fig. 4.2, y estos son: Transmisor Canal de transmisión Receptor

·

·

·

Cada uno de ellos desempeña una función característica.

FUENTE

TRANSMISOR

CANAL DE TRANSMISIÓN

RECEPTOR

DESTINO

Fig. 4.2: “Esquema sistema comunicación”. Transmisor. La principal función del trasmisor es adecuar la señal de entrada al canal de comunicación deseado o disponible (6). Para fines de transmisión efectiva y eficiente, algunas operaciones de procesamiento de señal deben ser efectuadas. Lo más común e importante de estas operaciones es la modulación, la que será descrita más adelante. Canal de Transmisión. Por medio de un canal de transmisión y un enlace entre el transmisor y el receptor, cubriendo la distancia desde la fuente hasta el destino. El medio puede corresponder a un par de hilos, un cable coaxial, una línea de alta tensión, una onda de radio o hasta un enlace de fibra óptica. Sin embargo, independiente del tipo, todos los canales de comunicación envuelven pérdidas o atenuaciones de la señal y contaminación por ruido. Además, la señal de comunicación está sujeta a las interferencias, las que provocan cambios en la forma de la señal transmitida. Receptor La función del receptor es extraer la señal deseado del canal y suministrada al transductor de salida. Visto que las señales recibidas son, casi siempre muy pequeñas, como resultados de la atenuación sufrida en el medio de transmisión, el receptor deberá poseer varias etapas de amplificación.

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La función principal desempeñada por el receptor es el de la demodulación (o detección), que es el proceso inverso al de modulación del transmisor, vale decir, restaura la señal a una forma semejante al original transmitido. 4.4.2. Modos de operación de un canal de transmisión. Un sistema de comunicación, en cuanto al modo de transmisión de las informaciones, puede ser clasificado en: •

• •

Simplex: El sistema contiene solo un sentido de transmisión, desde el transmisor al receptor, no siendo posible el tráfico en dirección opuesta (unidireccional) Half-duplex: El sistema permite la transmisión de la señal en ambos sentidos, desde el transmisor al receptor. Sin embargo, es una transmisión a la vez. Full-duplex: El sistema permite la transmisión en ambos de los sentidos en simultánea (bidireccional).

4.4.3 Características de los equipos Los equipos emisores – receptores empleados para los enlaces OPLAT son concebidos especialmente para estos efectos. El emisor es calculado para suministrar una potencia suficiente a la línea de energía para obtener la relación señal a ruido necesaria soportar los niveles de ruido y de atenuación que están presente sobre los enlaces. Existe un control automático de ganancia (CAG) en el receptor para mantener un nivel constante a la salida a las frecuencias vocales provocadas por las variaciones de atenuación en la línea debido a las maniobras en alta tensión en las SS/EE y a las variaciones de las condiciones atmosféricas, las que afectan también a la atenuación de la línea. Los receptores deben necesariamente tener una excelente selectividad a fin de reducir los efectos de perturbaciones debido aquellas fuentes exteriores y de otros enlaces OPLAT que trabajan sobre las frecuencias próximas. El nivel de emisión de espurias autorizadas a nivel de emisor es severamente reglamentada, ya que al utilizar un amplificador de potencia introducen también un poco de intermodulación. Los equipos OPLAT-A utilizan la modulación de amplitud con banda lateral única (BLU) con el fin de hacer mejor uso posible de la potencia de emisión disponible, además de obtener la utilización óptima en el espectro de frecuencia. En cambio los OPLAT-D utilizan modulación QAM más codificación Trellis. La mayor parte de los equipos son previstos para ser empleado en la telefonía más señalización. Aquello conlleva un problema en la repartición de la potencia emitida entre las diferentes señales y al problema de utilización o no de los compresores - expansores en la vía de fonía.

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4.5 Modulación. Modulación es el tratamiento dado a la señal que se quiere transmitir, para una mejor adecuación al canal deseado o disponible, a través del uso de una señal de onda portadora. Básicamente, la modulación es un proceso en la cual algunas características de una forma de onda llamada portadora son alteradas de acuerdo con las características de otra forma de onda, denominado moduladora, que posee la señal a ser transmitida. Es posible identificar dos tipos básicos de modulación de acuerdo con el tipo de Onda Portadora: Cuando la portadora es una sinusoide, se dice que la modulación es CW (del inglés: Continuous Wave). La amplitud, fase o frecuencia de la portadora varía continuamente en función de la información a ser transmitida, por ejemplo: AM, PM, FM. Cuando la portadora es un tren de pulsos, se dice que la modulación es pulsada. La amplitud, ancho o posición de un pulso de la portadora, varía en función de las muestras de la información a ser transmitida, por ejemplo: PAM, PWM, PPM. Teniendo en vista que el objetivo principal de estos apuntes, no es un curso sobre señales de modulación, haremos un ejemplo de un solo tipo de modulación en amplitud, frecuentemente utilizada en sistemas OPLAT, realizando una breve descripción de la Modulación en Amplitud con Portadora Suprimida, designada por DSB-SC. 4.5.1 Tipos de modulación. Lineales :

- AM: Modulación de amplitud - DBL: Modulación de doble banda lateral - BLU: Modulación de banda lateral única. Angulares:

- FM: Modulación de frecuencia - PM: Modulación de fase De pulsos:

- PAM: Modulación de amplitud de pulsos - PDM: Modulación de duración de pulsos - PPM: Modulación de posición de pulsos

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Codificación de pulsos

- PCM: Modulación por codificación de pulsos - DM: Modulación Delta - DPCM: Modulación por codificación de pulsos diferencial. 4.5.2 Modulación Analógica. 4.5.2.1 Modulación de amplitud de dos bandas laterales (AM-DBL) En la modulación de amplitud de dos bandas laterales, una portadora de frecuencia y de amplitud constante es modulada haciendo variar su amplitud en función de la señal modulante. La señal modulada resultante contiene la frecuencia portadora de origen más las dos bandas laterales, una superior y la otra inferior, ya que las frecuencias son iguales a la frecuencia portadora más o menos la frecuencia de señal modulante. En consecuencia, el ancho de banda necesario para la modulación de amplitud es igual a dos veces la frecuencia de la señal modulante. Este método fue utilizado al comienzo de los sistemas OPLAT. Este método se dejó de utilizar por los siguientes motivos: a) Sensible a las perturbaciones b) El ancho de banda requerido no permite una utilización óptima del espectro disponible, sobre todo si se tiene en cuenta el crecimiento de las redes de telecomunicaciones, y a las restricciones en las bandas de frecuencias c) Se necesita transmitir la portadora a un nivel relativamente elevado, esto derrocha energía y puede provocar perturbaciones con otros servicios de radio. 4.5.2.2 Modulación de amplitud de banda lateral única (BLU) La modulación de amplitud de banda lateral única es una modulación de amplitud clásica con supresión de una de las bandas laterales, en general con la ayuda de filtros. Es evidente que la modulación BLU necesita la mitad de un ancho de banda de aquella de modulación de amplitud clásica DBL. Las ventajas de la modulación BLU con respecto a la modulación AM-DBL, son: a) Mejor relación S/R b) Mejor utilización del espectro de frecuencias disponibles c) Mejor repartición de potencia. La potencia emitida está concentrada sobre la banda lateral útil. La modulación BLU puede ser utilizada con una portadora reducida o una portadora suprimida . En el primer caso, la principal ventaja es no entregar errores sobre la frecuencia vocal demodulada. En el segundo caso, las principales ventajas son el mejoramiento en la utilización del espectro de frecuencias disponibles y en la utilización del ancho de banda disponible.

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La modulación de amplitud de banda lateral única fue el método más corriente utilizado en los enlaces OPLAT hasta los días actuales. Los valores recomendados están señalados en la norma IEC N°60495 . 4.5.2.3 Modulación de frecuencia (FM) En la modulación de frecuencia, la frecuencia portadora es modulada haciendo variar su frecuencia central en función de la amplitud y frecuencia de la señal modulante. La señal modulante resultante contiene muchas líneas de alto rango, repartidas simétricamente antes y después de la portadora. El ancho de banda necesario depende del índice de modulación (el índice, para una frecuencia modulante pura, es la relación entre la desviación en frecuencia debido a esta frecuencia y la frecuencia de ella misma de modulación). El ancho de banda necesario para una transmisión FM es grande, y necesita de un espectro de frecuencia disponible para los enlaces OPLAT que es reducido, la modulación FM no ofrece demasiadas ventajas en relación con la modulación BLU . Por el contrario, la modulación FM produce bandas laterales que pueden crear perturbaciones con otros enlaces OPLAT que operan sobre la misma red o con otros servicios. En consecuencia, no se utiliza la modulación FM para los enlaces OPLAT. 4.5.3 Modulación Digital La portadora y la señal modulada son analógicas como las señales AM y FM. La modulación digital se divide dos clases: - PSK ( Phase shift keying ) Codificación por cambio de fase. - QAM (Quadrature amplitude modulation) En este caso se cambia la amplitud y fase de la portadora según la modulación/señal digital que representa los datos. 4.5.3.1 Modulación Desplazamiento de Fase (PSK) La modulación por desplazamiento de fase o PSK (Phase Shift Keying) es una forma de modulación angular que consiste en hacer variar la fase de la portadora entre un número de valores discretos. La diferencia con la modulación de fase convencional (PM) es que mientras en ésta la variación de fase es continua, en función de la señal moduladora, en la PSK la señal moduladora es una señal digital y, por tanto, con un número de estados limitado. Dependiendo del número de posibles fases a tomar, recibe diferentes denominaciones. Dado que lo más común es codificar un número entero de bits por cada símbolo, el número de fases a tomar es una potencia de dos. Así tendremos BPSK con 2 fases (equivalente a PAM), QPSK con 4 fases (equivalente a QAM), 8-PSK con 8 fases y así sucesivamente. A mayor número de posibles fases, mayor es la cantidad de información que se puede transmitir utilizando el mismo ancho de banda, pero mayor es también su sensibilidad frente a ruidos e interferencias.

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La gran ventaja de las modulaciones PSK es que la potencia de todos los símbolos es la misma, por lo que se simplifica el diseño de los amplificadores y etapas receptoras (reduciendo costes), dado que la potencia de la fuente es constante. Existen dos alternativas de modulación PSK: PSK convencional, donde se tienen en cuenta los desplazamientos de fase y PSK diferencial, en la cual se consideran las transiciones En el sistema PSK convencional es necesario tener una portadora en el receptor para sincronización, o usar un código autosincronizante, por esta razón surge la necesidad de un sistema PSK diferencial. Es diferencial puesto que la información no está contenida en la fase absoluta, sino en las transiciones. La referencia de fase se toma del intervalo inmediato anterior, con lo que el detector decodifica la información digital basándose en diferencias relativas de fase. En PSK el valor de la señal moduladora está dado por v m(t) = 1 para un "1" binario, y -1 para "0" binario, mientras que la señal portadora vale: vp(t) = Vpcos(2πfpt) En donde Vp es el valor pico de la señal portadora y fp es la frecuencia de la señal portadora. La modulación PSK está caracterizada por: v(t) = vp(t) . vm(t) o sea v(t) = Vp . Vm cos(2π fp t) Luego para: Vm = 1v(t) = Vp cos(2πfpt) y para Vm = -1v(t) = -Vp cos(2πfpt) = Vpcos(2πfpt + π) Entre las dos últimas expresiones de v(t), existe una diferencia de fase de 180º, y la señal varía entre dos fases, es por ello que se denomina 2PSK. Modulador 2 PSK

Fig. 4.3: “Modulador 2 PSK”

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Modulador 4 PSK

Fig.4.4: “Modulador 4PSK”. 4.5.3.2 Modulación de Amplitud en Cuadratura QAM La Modulación de Amplitud en Cuadratura QAM es una modulación digital en la que el mensaje está contenido tanto en amplitud como en fase de la señal transmitida, es decir, es la combinación de las modulaciones AM y PSK. La señal modulada QAM es el resultado de sumar ambas señales ASK. Estas pueden operar por el mismo canal sin interferencia mutua porque sus portadoras están en cuadratura La QAM se basa en la transmisión de dos mensajes independientes, lo cual se consigue modulando una misma portadora, desfasada 90º entre uno y otro mensaje, lo cual supone la formación de dos canales ortogonales en el mismo ancho de banda, mejorando su eficiencia. Se debe tener presente que la eficiencia espectral de QAM es la misma que la de una PSK, sin embargo, QAM tiene mejor eficiencia en potencia Entre sus principales aplicaciones se encuentran: en módems de velocidades mayores a 2400 bps; en sistemas de transmisión de televisión, microondas y satelital; y en estas últimas décadas en los OPLAT-D. a. Transmisión QAM El esquema de un transmisor QAM se muestra en la figura 4.5. Los datos serie de entrada di se agrupan mediante un convertidor serie-paralelo, formando palabras de J bits.

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Figura 4.5: “Diagrama de bloques de un transmisor QAM” Estas entran al módulo de mapeo de 2D que se encarga de seleccionar un símbolo entre los M=2J posibles símbolos, ubicados sobre un espacio de dos dimensiones. Los símbolos se tratan como números complejos ck=ak + jbk , que se pueden representar en el plano complejo, formando la denominada constelación de modulación QAM. En la figura 4.6 se muestran posibles constelaciones de modulación.

Fig. 4.6: “Posibles constelaciones QAM”

Estos símbolos entran a moduladores de impulsos que convierten las señales a k y b k en las señales moduladas, dadas por las expresiones X1 y X2. a * (t ) =

∑ a δ (t − kT ) k

( X 1 )

k

*

b (t ) =

∑ b δ (t − kT ) k

( X 2 )

k

Estas dos señales se pasan posteriormente por los filtros de transmisión gT(t) que es de tipo paso bajo y actúan como filtros interpoladores, produciendo L muestras por símbolo, de modo que la frecuencia de trabajo del filtro se encuentra dada por la ecuación X3. f T = L ⋅ f S

( X 3 )

f S : velocidad de símbolo

Las señales a las salidas de los filtros se muestran en las expresiones X 4 y X5.

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∑a g

a (t ) =

(t − kT )

( X 4)

(t − kT )

( X 5)

k T

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k

b(t ) =

∑b g

k T

k

Finalmente, la señal QAM se obtiene modulando en DSB ambas señales, obteniéndose la señal mostrada en la expresión 3.23. s (t ) = a (t ) cos ω C t − b (t ) senω C t

( X 6)

De este modo, la señal a(t) corresponde a la componente en fase de la señal QAM y b(t) la componente en cuadratura. En la modulación QAM, el ancho de banda mínimo coincide con la velocidad de símbolo o baudio, y está dado por la ecuación 3.24. Esta depende de la velocidad de bits a la entrada de datos di y de la cantidad M de símbolos. BT ( Hz ) = f S (bps) =

f i (bps)

( X 7 )

log 2 M

La eficiencia de ancho de banda o eficiencia espectral es la relación entre la velocidad de bits de transmisión y el mínimo ancho de banda requerido e indica el número de bits que pueden propagarse a través de un medio por cada Hertz de ancho de banda. Para el cálculo de la eficiencia se utiliza la ecuación 3.24, de donde se desprende que la eficiencia espectral es igual al número de bits J a la salida del convertidor serie-paralelo. η =

f i BT

= J = log 2 M

( X 8 )

Lógicamente, al aumentar el número de estados o símbolos M se aumenta la eficiencia, sin embargo no es posible aumentar infinitamente el tamaño de la constelación debido a la presencia de ruido en el canal, que podría hacer imposible distinguir un punto dentro de la constelación. d. Ejemplo de QAM: QAM-16 La modulación QAM utiliza 16 símbolos, por lo tanto, palabras de cuatro bits. Su constelación de modulación es la mostrada en la figura 4.7.

Fig. 4.7: “Constelación de modulación QAM-16”.

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El diagrama de bloques del transmisor de QAM-16 se muestra en la figura 3.42. Los datos de entrada serie se dividen en cuatro canales, uno por cada bit. La velocidad de cada símbolo es por lo tanto, la cuarta parte de la velocidad de bits de entrada.

Fig. 4.8: “Diagrama de bloques de un transmisor QAM-16” Los bits Q y I determinan la polaridad a la salida del módulo de mapeo 2D, es decir, determinan la localización del punto en cada cuadrante (1 lógico: positivo; 0 lógico: negativo), mientras que los bits Q’ y I’ determinan la magnitud (1 lógico: 0.821V; 0 lógico: 0.22V). La tabla 4.1 muestra la salida del módulo de mapeo 2D para cada caso posible. Tabla 4.1: Tabla de verdad para el módulo de mapeo. I 0 0 1 1

Salida a(t) I’ 0 1 0 1

a -0,22 V -0,821 V 0,22 V 0,821 V

Q 0 0 1 1

Salida b(t) Q’ 0 1 0 1

b -0,22 V -0,821 V 0,22 V 0,821 V

Las señales a la salida del módulo de mapeo son moduladas utilizando una señal portadora en fase y en cuadratura. Para cada modulador son posibles cuatro salidas dadas por los cuatro posibles estados que se observan en la tabla 3.15. Tabla 4.2: Tabla de verdad para el modulador QAM-16 ��

Q 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

Q’ 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

��

I 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

I’ 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

Magnitud (V) 0,311 0,850 0.311 0,850 0.850 1,161 0.850 1,161 0,311 0.850 0,311 0,850 0,850 1,161 0,850 1,161

Fase (°) -135 -165 -45 -15 -105 -135 -75 -45 135 175 45 15 105 135 75 45

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70

Mediante un sumador lineal, se combinan las salidas de los moduladores y se obtienen las 16 posibles combinaciones que se observan en la figura 4.8 y que se listan en la tabla 4.2. e. Recepción QAM. La recepción QAM es mucho más compleja que la transmisión. La señal recibida es pasada por un filtro que se encarga de eliminar el ruido fuera de la banda de transmisión. Se utiliza un circuito AGC (Control Automático de Ganancia) que incrementa la amplitud de la señal con el fin de compensar las atenuaciones debido a la propagación por el medio. La señal es luego aplicada a un convertidor A/D que realiza muestreos a una velocidad de al menos 2 veces la máxima frecuencia contenida en la señal QAM. Se utiliza además un circuito DCD (Detección de Portadora de Datos) que se encarga de determinar si la señal recibida es o no una señal válida. Posteriormente, la señal analítica pasa por un ecualizador adaptivo pasa banda que se encarga de generar muestras al intervalo de símbolo. Esta señal es luego demodulada mediante la mezcla con la portadora y posteriormente el filtrado pasa bajas para obtener la señal en banda base. Si la ecualización fuese perfecta, estas muestras constituirían los puntos de la constelación. En la práctica, estos valores se desvían de los ideales debido principalmente al ruido y la distorsión.

Fig. 4.9: “Diagrama de un Modulador – Demodulador QAM-16” Se utiliza entonces un cuantificador o SLICER que realiza la cuantificación de las señales, eligiendo el punto de la constelación más cercano al punto recibido con los valores estimados. Cuando el ecualizador se encuentre funcionando correctamente y la referencia de la portadora sea la correcta,

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71

las estimaciones se acercarán mucho a los valores transmitidos; es por esto que son tomados como valores de referencia para sincronizar la portadora generada con la de la señal recibida.

Fig. 4.10: “Diagrama de un Modulador – Demodulador QAM-16”

Fig. 4.11: “Ubicación de las Señales en Fase y Amplitud de los Sistemas: f. PSK, 8 PSK, 16 QAM y 64 QAM”

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72


Fig. 4.12: “Ubicación de las Señales en Fase y Amplitud de los Sistemas 16 QAM circular y rectangular g. Análisis de algunas modulaciones QAM QAM-8. La amplitud varía entre dos valores y la fase varía entre cuatro valores (8 estados) . Modulador QAM-8. 2-4 Convertidor Canal I RB /3 RB

Divisor de bits

Multiplicador

cosωct

RB /3

Control de nivel

Sumador

Portadora 90°

Banda base

RB /3

senωct

Canal Q RB /3 2-4 Convertidor

Multiplicador

Fig. 4.13: “Modulador QAM-8”. Tensiones QAM-8. I(Q) 0 0 1 1

C 0 1 0 1

Salida (volts) -0,541 -1,307 0,541 1,307

8QAM

TERMINALES OPLAT



Entrada de un tri-bit: I, Q, C = 110, según la tabla 8QAM-tensiones: I = 1, C = 0 salida = 0.541 Q = 1, C = 0 salida = 0.541 Salida del modulador: 0.541 cosωct + 0.541sinωct = 0.765 cos(ωc – 45º) V. = 0.765 sen(ωc + 45º) V. Entradas: I, Q, C = 000 Salida del modulador: -0.541 cosωct - 0.541 senωct = 0.765 cos(ωc + 135º) Volts = 0.765 sen(ωc – 135º) Volts Entradas: I, Q, C = 001 Salida del modulador: -0.541cosωct + 0.541 sinωct = 0.765 cos(ωc – 135º) V. = 0.765 sen(ωc + 45º) V. Entradas: I, Q, C = 011 Salida del modulador: -1.307cosωct + 1.307senωct = 1.848cos(ωc – 135º) V. = 1.848sen(ωc – 45º) V. Entradas: I, Q, C = 100 Salida modulador: 0.541cosωct - 0.541senωct = 0.765cos(ωc + 45º) V. = 0.765sen(ωc+135º) V. Entradas: I, Q, C = 101 Salida del modulador: 1.307cosωct - 1.307senωct = 1.848cos(ωc + 45º) V. = 1.848sen(ωc +135º) V. Entradas: I, Q, C = 111 Salida del modulador: 1.307cosωct + 1.307senωct = 1.848cos(ωc -45º) Volts = 1.848sen(ωc + 45º) V. V8QAM = acosωct + bsenωct, donde a, b = ±0.541, ±1.307 BWminimo = BWminimo QPSK

73

TERMINALES OPLAT



74


Constelación QAM-8.

Fig. 4.14: “Constelación QAM-8”. QAM-16 Los datos se dividen en grupos de 8-bits, las tiras de datos RB (bits/segundo) se agrupan en cuatro (RB/4 bits/segundo). Canal I

IP

2-4 Convertidor

Multiplicado r

IM RB /4 RB

RB /4

cosωct

Divisor de bits

Sumador

Portadora

16QA

90°

Banda base senωct QP Canal Q

2-4 Convertidor

Multiplicador

Q

Fig. 4.15: “Modulador QAM-16”. Tensiones QAM-16. IP 0 0 1 1

IM 0 1 0 1

Salida (volts) -0,22 -0,821 0,22 0,821

QP 0 0 1 1

QM 0 1 0 1

Salida (volts) -0,22 -0,821 0,22 0,821

Cada qua-bit produce un cambio en la salida. IP-bits definen la polaridad de la salida del canal I al convertidor 2-4. QP-bits definen la polaridad de la señal en Q a la salida del convertidor 2-4

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75

La salida de los convertidores 2-4 se aplica a los respectivos multiplicadores para modular A•cos wc• t (portadora) ó a sin wc t (portadora en cuadratura). La salida de cada modulador puede tener cualquiera de las siguientes expre-siones: Canal I: Canal Q:

0.821cosωct, -0.821cos ωct, 0.22cosωct, -0.22 cosωct 0.821senωct, -0.821senωct, 0.22senωct, - 0.22 senωct

La salida de los moduladores balanceados I, Q se aplican a un sumador para producir la señal 16QAM.

Fig. 4.16: “Constelación QAM-8”. La frecuencia máxima es RB/8, de modo que el ancho de banda es RB/4. Eficiencia en ancho de banda

También llamada densidad de información, permite comparar distintos esquemas de modulación. Ancho de banda – separación entre nulos.

Ejemplo. Determinar la eficiencia en ancho de banda de: BPSK: γ = log2 2/2 = 0.5 bits/Hz QPSK: γ = log2 4/2 = 1 bits/Hz 8PSK: γ = log2 8/2 = 1.5 bits/Hz MSK: γ = 2 bits/Hz 16QAM: γ = 16 bits/Hz Estas eficiencias se reducen al filtrar.

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76

Eficiencia en potencia Es la capacidad que tiene una modulación digital → preservar la integridad de una palabra” cuando el nivel de señales bajo.

Para una BER dada → Para una determinada tasa de error por bit. Se busca compromiso entre: Eficiencia en ancho de banda ↔ eficiencia en potencia Se añaden bits de control de errores para aumentar la eficiencia en potencia → esto reduce la eficiencia en ancho de banda porque reduce la velocidad de transmisión. BER – Bit error rate BER en un sistema digital es una figura de mérito Es la probabilidad de que un bit sea recibido incorrectamente. BER ------- equivalente digital S/N en los sistemas analógicos. Un error sucede cuando un símbolo se corrompe por el ruido de modo que el receptor es incapaz de identificar si es “1” ó “0”. Si solo hay ruido se aproxima por: ES N 0

=

Energía de un símbolo julios densidad de potencia de ruido

P: potencia transmitida durante periodo Ts P Ts = C/Rs

Rs --- tasa de símbolos

N0 = potencia de ruido/ancho de banda = N/B = KTB/B N0 =(C/N)(B/Rs) En la práctica los filtros tienen: B ≈ Rs

y

Es/ N0 ≈ C/N

Ejemplo Un QPSK opera a 100 Kb/s (tasa de bit velocidad de transmisión) en un ancho de banda de 220 kHz.

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77

Si la potencia de portadora recibida es de 4 pw y la temperatura de ruido 290K, calcular: a. Densidad de potencia de ruido. b. Potencia de ruido. c. Energía por símbolo. d. EB/ N0    

N0 = KT = 1.38•10-23•290 = 4•10-21 W Hz-1 N = KTB = N0 B = N0 •220•103 = 8.8•10-6 W EB = 4•10-12 /100•103 = 4 •10-17 J/bit EB /N = 10•103

Probabilidad de error La probabilidad de error Pe

→ Función de error complementaria → Función error BPSK − QPSK PC = 0,5erfc

erfc(x) erf(x) = 1 - erfc(x) 16QAM

E S

PC = 0,5erfc

N 0

3 E S N 0

Ejemplo. Calcular C/N – portadora/ruido necesaria para una BER de 1•10-5 a 140 Mb/s usando: a. BPSK b. QPSK Asumir un ancho de banda 1.2 veces el teórico ancho de banda mínimo  E B  , erfc ( x ) = 2 ⋅ 10 −5 N 0   

1 ⋅ 10 −5 = 0,5 erfc 

de tablas EB/N =3.0 a. CN = R B B ⋅ E B N 0 = (140 ⋅ 10 6 1,2 ⋅ 140 ⋅ 10 6 ) ⋅ 3,0 = 2,5 = 4 dB b. (140 ⋅ 10 6 1,2 ⋅ 140 ⋅ 10 6 ) ⋅ 3,0 = 5 = 7 dB

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5. OPLAT ANÁLOGOS (OPLAT-A). PARÁMETROS IMPORTANTES 5.1 Equipos OPLAT-A. Los primeros equipos terminales OPLAT fueron analógicos y se emplearon por primera vez en 1920, estos equipos procesaban la información mediante modulación AM. Posteriormente fueron empleados equipos con Modulación de Banda Lateral Única BLU (SSB). Este tipo de modulación es más eficiente en frecuencia y en potencia, para efectos prácticos consiste en trasladar frecuencialmente la banda base a la frecuencia de trabajo.

Fig. 5.1: “Diagramas espectrales de frecuencia”. Los equipos terminales OPLAT-A están hechos de tal forma que la información o canales de información que acceden al terminal, también son analógicos, aunque el proceso que realiza el terminal puede ser analógico o digital. El ancho de banda habitual empleado por cada canal es de 4 kHz., aunque también se pueden utilizar canales de 2 kHz o de 2.5 kHz.

Fig.5.2: Equipo terminal análogo y división del ancho de banda Dentro de este conjunto de equipos terminales, se encuentran además los terminales de doble canal.

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Fig. 5.3: Ancho de banda en terminal doble canal con modulación FDM Estos terminales a diferencia de los equipos de canal simple, comparten la misma fuente de alimentación y la etapa de salida, mientras que la potencia disponible para canal es una cuarta parte de la potencia pico a pico de la señal.

Fig. 5.4: Potencia pico a pico (PEP) para equipos mono y bicanales En terminales bicanales la potencia disponible por canal es un cuarto de la potencia PEP. Las potencias disponibles para los equipos terminales analógicos son: 5, 10, 20, 40 y 80 W. Los equipos OPLAT que más son utilizados, está asociado en general al esquema sinóptico, que se muestra en la Fig. 41 del CIGRE GT 04, CE 35, con pocas diferencias entre un fabricante y otros, salvo por algunos detalles. La Fig. 41 muestra un esquema sinóptico de un equipo OPLAT tipo BLU para explotación de telefonía más señales. Este equipo está dotado de dos cambios de frecuencia con supresión de bandas no deseadas (en general suprimimos la banda lateral inferior al primer cambio de frecuencia y la banda superior a la segunda), la frecuencia intermedia esta comprendida entre 12 y 20 kHz. La portadora reducida (toma el nivel del oscilador a la frecuencia intermedia lado emisor y cuya frecuencia corresponde a la frecuencia cero en la banda de frecuencias vocales), la que es utilizada para el funcionamiento del control automático de ganancia (CAG), como también para crear la frecuencia intermedia la receptor

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80

En el caso de portadora suprimida, y a veces con portadora reducida, una frecuencia piloto es utilizada por el CAG. Un oscilador a cuarzo independiente de gran estabilidad es utilizado para crear la frecuencia intermedia. La vía telefónica puede ser equipada de un compresor en el lado emisor y de un expansor en el lado receptor; siendo este dispositivo facultativo. 5.2 Parámetros y fenómenos importantes a considerar. 5.2.1 Repartición de potencia entre las diferentes señales de un enlace múltiplex. Un equipo terminal OPLAT de banda ancha nominal “BW” en kHz permite la transmisión simultánea de una vía telefónica, más un número de canales harmónicos con desplazamientos de frecuencias. La potencia de emisión disponible debe ser entre diferentes señales con el fin de obtener las mejores perfomances posibles del equipamiento. Existen diferentes enfoques a este problema, los que son expuestos en el siguiente punto. Ejemplos de cálculos en repartición de potencia: La repartición de potencia de emisión disponible entre las diferentes señales está determinada por las propiedades siguientes de c/u de los canales unitarios: - Ancho de banda a tomar en cuenta por el ruido - Relación S/R requerido - Método de modulación. Hacemos las hipótesis siguientes: - El ajuste para la fonía es de 0 dB. Para otros usos se permiten ajustes de nivel del canal telefónico, teniendo presente la repartición de potencia. - Todos los canales de señalización utilizan el método desplazamiento de frecuencia. - El lugar de funcionamiento debe ser igual para todos los canales según los párrafos 4.3.1 y 4.3.2, la relación S/R mínima requerida es de 25 dB para la fonía y de 15 dB para los canales de señalización. Dos enfoques son ahora posibles teniendo siempre presente el espíritu del párrafo 5.4.2 de la recomendación IEC 60495 , que señala: La relación entre la potencia en cresta de modulación y la potencia media depende de todos los factores que influyen sobre la señal múltiplex (nivel de la voz, presencia o ausencia de un compresor, número, tipo o nivel de señales). A

titulo indicativo, podemos considerar que esta relación se sitúa entre 8,5 y 10 dB en condiciones de servicios normales. Si el canal telefónico es cambiado por datos de prueba, se tiene:

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81


a) La suma de las tensiones a la frecuencia portadora de todos los canales unitarios es igual a la tensión correspondiente a la potencia en cresta de modulación (PEP) del emisor. Si el número de canales unitarios es ≤ 3, y si el canal telefónico no es cambiado por el de datos de prueba, sino que efectivamente es para la voz, podemos suponer que: b) La suma de la potencia a la frecuencia de la portadora de canales unitarios es igual a la potencia en cresta de modulación PEP) de emisor menos 10 dB. Estos dos enfoques conducen respectivamente a las dos fórmulas que se señalan a continuación, las que utilizan como referencia un canal harmónico de desplazamiento de frecuencia a 50 baudios: a)

Pr = PPEP

b)

Pr = PPEP

P r P PEP B r n si B si B ts B rc B a

Br

B  + A a  B r 

Brc

+

B rc

+

Br

Ba Br

2

(88) − k



A ⋅ 10 



(89)

Nivel de señal del canal de referencia en dBm Potencia en cresta de modulación del emisor en dBm Ancho de banda a considerar para el ruido del canal de referencia en Hz Número de canales con una velocidad de modulación i dada (ver tabla 7) Ancho de banda a considerar para el ruido, para una velocidad de modulación i dada, en Hz = ancho de banda a considerar para el ruido del canal de llamada, en Hz = Ancho de banda a considerar para el ruido de la portadora reducida, en Hz = Ancho de banda a considerare para el ruido de la vía telefónica, en Hz = = = = =

S / R

b

=

A k

= =

G c G p

 Bsi Bts − 10 log  n si + + Br Br   B B − 10 − 10 log n si ⋅ si + ts Br Br 

S R min(telefonía ) − / min(canal señal) − GC − G P

10

(90)

10 Factor relativo del compandor: k = 1 sin compandor k = 2 con compandor S/R = 25 dB (telefonía) y 15 dB (canal señalización). = Ganancia del compandor = Ganancia debido a la ponderación sofométrica del ruido en la vía telefónica

Supongamos que A=10 sin compandor y que A = 1 con compandor, no considerando la ponderación sofométrica (que tiene un valor máximo del orden de 3,4 dB) por medida de simplificación, el nivel de todos los canales unitarios pueden ser calculados a partir de Pr, como lo indica la tabla 5.1. La suma de tensiones de los diferentes canales en lugar de potencias, es un método prudente que evita sobrecargar el emisor y de crear problemas de intermodulación. Esto da como resultado que la potencia media de señal múltiplex puede ser considerablemente inferior a la potencia en cresta de modulación. Si admitimos sobrecargas instantáneas del emisor, un suplemento de potencia puede ser atribuido a todos los canales o solamente algunos de entre ellos, esto hace mejorar la relación S/R.

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82


En los ejemplos siguientes se utilizan las dos fórmulas, con el fin de mostrar las diferencias existentes entre ellas: Tabla N°5.1 Canal unitario  Canal de referencia (50 Bd)  i = 50 Bd  i = 100 Bd  i = 200 Bd (360 Hz)  i = 200 Bd (480 Hz)  i = 600 Bd  Señalización canal telefónico  Portadora

reducida

 Telefonía:

300 a 2000 Hz:

BW a considerar con ruido (Hz)

Sin Compandor (Nivel en dBm)

Con Compandor (Nivel en dBm)

80 80 160 240 320 900 Debe ser especificado por fábrica: 80 normal) Debe ser especificado por fábrica: 200 (normal). 1700 2100 3100

Pr P r+ 0 P r+ 3 P r+ 5 P r+ 6 Pr+ 10,5 P r+ 0

Pr+ 0 Pr+ 0 Pr+ 3 Pr+ 5 Pr+ 6 Pr+ 10,5 Pr+ 0

P r+ 4

Pr+ 4

Pr+ 23 Pr+ 24 Pr+ 26

Pr+ 13 Pr+ 14 Pr+ 16

a) Ejemplo 1 Requerimientos de los canales: Canal de voz: Señalización canal telefónico: Señalización canal de datos:

300 a 2400 Hz Bts = 80 Hz 2 x 50 Bd 1 x 200 Bd (480 espaciamiento del canal)

Terminal OPLAT Banda nominal de la frecuencia portadora: Tipo de modulación: Potencia nominal a la frecuencia portadota Portadora Reducida;

4 KHz BLU con portadora reducida +40 dBm, PEP Brc = 200 Hz

Repartición de potencia según la fórmula (88)

Potencia Pr P50 P200 Pts Prc Pa

Sin Compandor +13 dBm +13 dBm +19 dBm +13 dBm +13 dBm +37 dBm (señal de prueba)

Repartición de potencia según la fórmula (89) Potencia Sin Compandor Pr +14,5dBm P50 +14,5 dBm P200 +20,5 dBm Pts +14,5 dBm Prc +18,5 dBm Pa +38,5 dBm

Con Compandor +18,5 dBm +18,5 dBm +24,5dBm +18,5 dBm +22,5 dBm +32,5 dBm Con Compandor +19,0 dBm +19,0 dBm +25,0dBm +19,0 dBm +23,0 dBm +33,0 dBm

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b) Ejemplo 2 Requerimientos de los canales: Canal de voz: Señalización canal telefónico: Señalización canal de datos:

300 a 2400 Hz Bts = 80 Hz 9 x 50 Bd

Terminal OPLAT Banda nominal de la frecuencia portadora: Tipo de modulación: Potencia nominal a la frecuencia portadota Portadora Reducida;

4 KHz BLU con portadora reducida +40 dBm, PEP Brc = 200 Hz

Repartición de potencia según la ecuación (88)

Potencia

Sin Compandor

Con Compandor

Pr P50 Pts Prc Pa

+11 dBm +11dBm +11 dBm +15 dBm +35 dBm

+15,5 dBm +15,5 dBm +15,5 dBm +19,5 dBm +29,5 dBm

Repartición de potencia según la fórmula (89) Potencia Pr P50 Pts Prc Pa

Sin Compandor +14,0dBm +14,0 dBm +14,0 dBm +18,0 dBm +38,0 dBm

Con Compandor +18,0 dBm +18,0 dBm +18,0 dBm +22,0 dBm +32,0 dBm

c) Ejemplo 3 Requerimientos de los canales: Canal de voz: Señalización canal telefónico: Señalización canal de datos:

300 a 2400 Hz Bts = 80 Hz ninguna

Terminal OPLAT Banda nominal de la frecuencia portadora: Tipo de modulación: Potencia nominal a la frecuencia portadora: Portadora reducida;

4 KHz BLU con portadora suprimida +40 dBm, PEP Brc = 200 Hz

Repartición de potencia según la fórmula (88)

Potencia

Sin Compandor

Con Compandor

Pr Pts Pa

+15 dBm +15 dBm +39 dBm

+24 dBm +24 dBm +38 dBm

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84

Repartición de potencia según la fórmula (89) Potencia Pr Pts Pa

Sin Compandor +15,5dBm +15,5 dBm +39,5 dBm

Con Compandor +24,5 dBm +24,5 dBm +38,5 dBm

5.2.2 Determinación de la potencia de emisión Considerando la relación S/R indicada para la telefonía y señalizaciones en los puntos 4.3.1 y 4.3.2., los cálculos para determinar la potencia de emisión deben tener en cuenta los niveles relativos de los componentes de señal múltiplex, de nivel de señal de prueba de los parámetros de la línea. En general, los niveles relativos de componentes de señal múltiplex de un equipo emisor – receptor OPLAT son calculados con las formulas N°88 y N°89 (ver punto 4,4), tomando en cuenta las relaciones S/R en las condiciones las más desfavorables y suponiendo que estos niveles relativos serán adoptados. El nivel nominal de emisión Pr del canal de referencia en las condiciones desfavorables está dada por: P r = a L max + P

*

cor

+ S + a acopl R min

(91)

Con: a Lma

=

P r

=

P * cor

=

S/R min = a acopl =

Atenuación en línea máxima dentro las condiciones atmosféricas desfavorables. Nivel de emisión de señal del canal de referencia a la salida del equipamiento. Nivel de ruido debido al efecto corona en el ancho de banda del canal de referencia. S/R mínimo aceptable por los canales de señales. Parte acoplamiento en una extremidad de la línea.

5.2.3 Ejemplos con cálculo: a) Ejemplo 1: Equipo OPLAT     



Potencia nominal de salida: a determinar portadora suprimida Modo de operación: solamente telefonía (300 – 2400 Hz). Tensión de la línea de energía: 400 kV, Pcor(4 kHz) = -10 dB, Acoplamiento: Pérdida de Acoplamiento aacopl = 5 dB Atenuación de la línea: aL = 15 dB con buenas condiciones atmosféricas, más de 10 dB de aumento si ellas son malas. Ruido por efecto corona: P*cor = -20 + log(80Hz/4000 Hz) = -37 dBm con buenas condiciones atmosféricas, más de 10 dB de aumento si ellas son malas.

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85

Relación S/R: S/Rmin = 15 dB. En consecuencia, en malas condiciones atmosféricas se tiene: 

Potencia Pr Pa PEP

Sin Compandor +18,0 dBm +42,0 dBm +42,7 dBm


En buenas condiciones atmosféricas, obtenemos un mejoramiento de la relación S/R: Relación S/R Canal de referencia Canal telefónico

Sin Compandor +15,5dB +15,5 dB

Con Compandor +24,5 dBm +24,5 dBm

Suponiendo que la ganancia del Compandor Gc sea de 15 dB cuando las condiciones atmosféricas son buenas. b) Ejemplo 2 Equipo OPLAT      





Potencia nominal de salida: a determinar Portadora reducida: Brc = 200 Hz. Modo de operación: voz + data (300 a 2400 Hz + 9 canales de 50 Bd). Voltaje de línea: 400 kV: Pcor(4 kHz) = -10 dBm Acoplamiento: Pérdida de Acoplamiento aacopl = 5 dB Atenuación de la línea: aL = 25 dB con buenas condiciones atmosféricas, más de 10 dB de aumento si ellas son malas. Ruido por efecto corona: P*cor = -37 dBm con buenas condiciones atmosféricas, más de 10 dB de aumento si ellas son malas. Relación S/R: S/Rmin = 15 dB.

En consecuencia, con malas condiciones atmosféricas: Potencia Pr Pa PEP

Sin Compandor +23,0 dBm +47,0 dBm +51,9 dBm


Con buenas condiciones atmosféricas, obtenemos un mejoramiento de la relación S/R, considerando las mismas hipótesis del ejemplo 1: Relación S/R Canal de referencia Canal telefónico

Sin Compandor 30 dB 40 dB

Con Compandor 30 dB 45 dB

5.2.4 Límites de Potencia en un enlace OPLAT. Las principales limitaciones sobre la potencia de salida de un equipo OPLAT son técnicas, económicas y administrativas (reglamentos estrictos son aplicados en

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86

ciertos países). Con el fin de reducir las perturbaciones debido aquellos sistemas OPLAT clásicos sobre otros sistemas de telecomunicaciones (CIGRE, 1977), ciertas administraciones nacionales de telecomunicaciones limitan la potencia máxima. Un nivel corrientemente admitido lado línea de alta tensión en los dispositivos de acoplamiento es de +40 dBm. Hacemos notar que este nivel concierne a la potencia media a la frecuencia portadora. La potencia de emisión a la salida del equipo puede ser más elevada, de un valor igual a las partes en el dispositivo de acoplamiento. La potencia en cresta de modulación del emisor puede llegar a 50 dBm. Reglamentos particulares existen en ciertos países para los sistemas OPLAT de protección normalmente en reposo o por los sistemas OPLAT con reforzamiento momentáneo de la potencia para las señales de protección. Como el valor más adecuado de la potencia de emisión en un equipo OPLAT depende esencialmente del nivel de ruido sobre la línea y como esta es en si misma una función de la tensión de la red, la potencia de emisión requerida de un enlace OPLAT puede ser obtenido de diferentes maneras. 5.3 Respuesta de frecuencia y distorsión no lineal de las frecuencias vocales. A causa del espectro de frecuencia limitada que está disponible para los enlaces OPLAT, se utiliza técnicas de multiplexaje. Las bandas de 2,5 o 4 kHz son comúnmente utilizado en la operación mixta voz + datos. El canal telefónico (300 - 2000 Hz o 300 - 2400 Hz o 300 - 3400 Hz) pueden igualmente servir para otros usos, como sistemas codificados en multifrecuencias, señales de protección o de transmisión de datos de mediana y gran velocidad. Los requerimientos exigidos a los canales telefónicos y a los canales de datos, son ligeramente diferentes, por lo tanto, son tratados en forma independiente. 5.4 Requerimientos exigidos al canal telefónico. a) Atenuación total. La atenuación entre los dos extremos de un circuito a 800 Hz (ver Recomendación IEC 60495, párrafo 6.3.3). Para un circuito de 4 hilos, la atenuación es normalmente ajustado a 0 dB. Para un circuito a 2 hilos con transformador diferencial en las dos extremidades, se ajusta la atenuación a un valor de 2 a 7 dB para segurar la estabilidad. b) Distorsión de atenuación (respuesta de frecuencia). La variación de atenuación en relación a 800 Hz en la banda de frecuencias utilizadas. El párrafo 6.3.1 de la Recomendación IEC 60495 señala las variaciones autorizadas para las diferentes bandas (300 – 2000 Hz, 300 – 2400 Hz y 300 – 3400 Hz). c) Distorsión no lineal. Esta distorsión se comporta:

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Distorsión armónica. Las armónicas producidas en la banda de frecuencias vocales por una señal sinuosidad. Para las señales de voz, recomendamos solamente de tener una tasa global de harmónicas mejor que el 3% aproximadamente, medida en relación a la señal de prueba (ver la IEC 60495, párrafo 6.3.9). Distorsión de intermodulación. Este es el resultado de la combinación de frecuencias debido a la no linealidad (ver párrafo 4.4.8). En operación voz + datos, los productos de intermodulación generados por los canales a la frecuencia vocal, las que están situadas fuera del canal telefónico, pueden entregar señales parásita en este canal Con un valor exigido de 60 dB para la relación S/R en la banda de voz (ver IEC 60495, párrafo 6.3.1.1) el nivel de ruido debido a la intermodulación, referido al nivel de la señalización del tono de prueba, debe ser inferior a -60 dB (ver párrafo 4.4.8). Si suponemos que las señales de los canales harmónicos a la frecuencia vocal tienen niveles inferiores de 10 a 20 dB más bajo que l nivel de tono de prueba, la suma de los productos de intermodulación para todos los canales harmónicos no debe exceder -50 a -40 dB, en relación al nivel de señal de un canal harmónico. 5.5 Requerimientos exigidos a los canales de datos. Los canales de transmisión de datos son de velocidades nominales de 50, 100, 200 o 600 Bd para aquellos que están situados sobre el canal de voz y de 1200, 2400, 4800 o 9600 bits/seg para aquellos que utilizan toda la banda del canal de voz. a) Atenuación total de transmisión. Se utiliza en general un circuito de 4 hilos y la atenuación total de transmisión es normalmente igual a 0 dB b) Distorsión de Atenuación. Se admite una distorsión de atenuación más grande para los canales de datos que para los canales de voz. La recomendación M 102 de la UIT (ex CCITT), Fig. 2/M 102 , entrega los límites de variación de atenuación global con relación aquel de 800 Hz para un circuito de calidad superior utilizado para la transmisión de datos. La IEC no entrega recomendación para los límites de atenuación global de un enlace OPLAT; los valores entregados en la recomendación de la UIT señalada pueden usarse como valores referenciales. c) Distorsión del tiempo de propagación de grupo. Los límites de la distorsión de tiempo de grupo en relación al valor mínimo medido en la banda de 500 – 2800 Hz son dados sobre la Fig. 3/M 102 y 3/M 102 concerniente al conjunto del enlacee considerado.

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El párrafo 6.3.6 de la IEC 60495 entrega los límites de la distorsión de tiempo de grupo para diferentes anchos de banda y pr un solo enlace OPLAT. Las recomendaciones de UIT e IEC conciben la utilización de módems trabajando a velocidades de modulación de 1200 Bd o más,.. Para canales con velocidades de modulación inferior, los requerimientos exigidos son diferentes y consideran cada velocidad individualmente. Los módems que trabajan a ≥ 1200 Bd, no pueden ser utilizados en un canal telefónico de ancho de banda de 300 – 2000 Hz o 300 – 2400 Hz. Si utilizamos módems funcionales con velocidades ≥ 1200 Bd y canales harmónicos con desplazamiento de frecuencia, se requiere para el módem un filtro especialmente concebido en lo que concierne a la frecuencia de corte y distorsión de tiempo de grupo. 5.6 Selectividad. En la IEC 60495, párrafo 6.3.12 , la paradiafonía no dará lugar a un ruido perturbador ponderado en el canal de voz, de no más de -60 dBm0p. Aquello lleva a un equipo OPLAT, que las frecuencias de emisión deben ser pequeñas de tal manera que ellas no aparezcan en lado recepción con niveles superiores a aquel señalado más arriba. El caso crítico tiene lugar cuando utilizamos las bandas adyacentes para la emisión y la recepción El rango de atenuación en la línea, que normalmente cubre a los enlaces OPLAT, va desde 10 a 40 dB, e incluso puede llegar a 60 dB en ciertos casos particulares. El transformador diferencial ubicado en el lado de la línea menor, las señales del tono de prueba de emisor y que llega al receptor es del orden de 14 dB aproximadamente. Aquello significa que las señales emitidas llegan al receptor con niveles de -4 a +26 dB en relación aquellas señales recibidas en la otra extremidad, aquello en ausencia de filtros. Según la Recomendación de la IEC indicada, los filtros de recepción deben atenuar las señales emitidas en más de (60 + 26 - x) = 86 dB - xdB en relación a las señales recibidas en la banda de voz. En este caso, xdB es la diferencia de nivel entre el tono de prueba y la señal perturbadora proveniente del lado emisión. La paradiafonía se debe a las señales del canal de voz y de aquellos canales harmónicos. El nivel más elevado de los canales harmónicos normalmente suelen ser inferior de 10 a 15 dB con respecto al tono de prueba. Para satisfacer la condición de -60 dBmOp, la atenuación del filtro debe ser: 86 – (10 a 15) = 71 dB a 76 dB La recomendación asociada con el nivel de paradiafonía para la voz (cuando se habla, también se escucha al mismo tiempo) es de -40 dBmOp. La atenuación debido al filtro de recepción debe ser de 40 + 26 = 66 dB para lograr a este resultado. Las señales provenientes de otros transmisores OPLAT que operan en paralelo sobre la misma línea, tienen que ser atenuada en más de 86 dB para que la condición -60 dBmOp sea cumplida.

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Diferentes filtros de recepción contribuyen a proporcionar esta atenuación, pero esencialmente la atenuación sobre los bordes de la banda recibida es obtenida por los filtros de frecuencia intermedia (en general situado entre 12 y 24 kHz). Debido al hecho que es difícil de realizar filtros con cortes abruptos, las frecuencias próximas al límite de las bandas son menos atenuadas. Las frecuencias más alejadas de la banda de recepción son más atenuadas. La selectividad efectiva de un receptor OPLAT no depende únicamente de las características de los filtros, sino también de la linealidad de las diferentes etapas. Las exigencias en cuanto a la atenuación de señales parásita fuera de la banda mínima de recepción son a menudo precisas como el ejemplo de la tabla 5.2. 5.7 Distorsión de intermodulación. En una red no lineal en que dos señales sinusoidales o más, aparecen una serie de señales sinusoidales suplementarias. Estos son los productos de intermodulación y armónica de las señales aplicadas. Si denominamos f 1, f 2, f 3......f k, las frecuencias producto de la intermodulación tienen la forma: f = m 1f 1 + m 2f 2 +m 3f 3 +.....m kf k

Tabla N°5.2 Atenuación de señales fuera de banda Frecuencia fuera de banda kHz 0,3 0,3 a 4 >4

Atenuación en dB ≥70 70 a 90 ≥90

Los coeficientes m 1, m 2, m 3,....m k son números enteros positivos o negativos, pero dos de entre ellos al menos deben ser distinto de cero. La suma de los valores de m 1, m 2, m 3,....m los k se le denomina el orden de productos de intermodulación. Para medir la intermodulación de un equipo OPLAT se aplica en general dos señales f 1 y f 2. En estas condiciones las frecuencias del producto de intermodulación son: f = m 1f 1 + m 2f 2

(93)

Los productos de orden par tienen frecuencias relativamente alejadas de f 1 y de f 2 y presentan generalmente menos interés. Entre los productos de orden impar, los dos productos de orden 3, ya que las frecuencias son (2f 1 – f 2 ) y (2f2 – f1), y son las más perjudiciales ya que están próximas a f 1 y f 2 (ver Fig. 44).

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En consecuencia, conviene en general poner atención a estos dos productos de intermodulación. Se puede tener intermodulación en diferentes partes en un equipo OPLAT, sobretodo llamar la atención en las etapas en las cuales transitan la mezcla de la voz más la señal del canal harmónico y en la etapa de salida (amplificador de salida, filtro y transformador diferencial) lado emisión y en la etapa de entrada lado recepción. Particularmente se debe llamar la atención en la etapa de salida del transmisor; el efecto sobre los productos de intermodulación da lugar al nacimiento de las perturbaciones en los receptores, ya que las frecuencias están próximas a las del transmisor. En un equipo OPLAT, con una banda de frecuencia en el transmisor B, dos señales de frecuencia cualquiera que están en el interior de B, proporcionan productos de intermodulación del orden 3 situado en esta banda B o en las bandas adyacentes de cada lado de B. En los equipos OPLAT modernos ha menudo las bandas de emisión y recepción son contiguas. En consecuencia, los productos de intermodulación de orden 3 del transmisor pueden dar nacimiento debido al ruido en el receptor del mismo equipo. La IEC 60495, párrafo 6.3.1.1 , mencionado una relación S/R en el canal telefónico debido a l ruido térmico y al ruido de fondo, igual o superior a 60 dB. En el párrafo 6.3.12 recomienda que el nivel de ruido debido a la diafonía proveniente de los canales de datos se mejor que -60 dBmOp. Prácticamente esta cifra menos severa es a menudo aceptable. 5.7.1 Ejemplo práctico de distorsión de intermodulación. Se ha supuesto que la atenuación global es igual a 30 dB entre los dos extremos del enlace. El equipamiento debe estar en su lugar de funcionamiento garantizado para este valor de atenuación en línea. Los circuitos de 4 hilos emisión y recepción son enlazados a circuitos de 2 hilos lado línea por intermedio de un transformador diferencial. La atenuación de adaptación de señal de emisión que va al receptor del mismo equipo varía con la estabilidad de la impedancia de la línea. Admitamos que 14 dB sea un valor medio aceptable para la atenuación de adaptación. Si hay canales harmónicos con desplazamiento de frecuencia superpuesto a la voz telefónica, la potencia disponible para la transmisión de la voz no es inferior a la potencia en cresta de modulación que solamente es de 6 a 1 dB aproximadamente. En general, el canal de voz que tiene el nivel el más fuerte, pero en ciertos casos particulares, cualquier canal harmónico puede ser modulado con la misma tasa que el.

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En el presente ejemplo, suponemos que el transmisor es modulado por dos señales f1 y f 2 cuya diferencia en frecuencia está dentro de la banda de emisión B; cada señal tiene un nivel de NPEP – 10 dB (31,6 % de modulación, ver Fig. 44). A sabiendas que la atenuación en línea es igual a 30 dB y que la atenuación de adaptación en el transformador diferencial es igual a 14 dB, podemos entonces encontrar el nivel admisible para el producto de intermodulación entregando una relación S/R de 60 dB en el canal telefónico (debido únicamente a estos productos de intermodulación. Ver Fig. 45). No se consideran las pérdidas en el transformador diferencia, ya que ellas afectan igualmente a todas las señales. A la entrada del receptor, cada una de las dos señales a un nivel igual a: N R = N PEP – 10 dB – 30 dB = N PEP – 40 dB (94)

Si suponemos que los productos de intermodulación son menores que xdB en relación a N PEP, el nivel de los productos de intermodulación debido al emisor medido a la entrada del receptor es: lo que implica que:

N l = N PEP – X – 14 dB

S = N R = N − 40 dB − ( N − X − 14 dB) = X − 26 dB PEP PEP R N l

(95)

(96)

Para tener una relación S/R = 60 (debido al producto de intermodulación), es necesario que X = 86 dB. Aquello implica que el nivel de productos de intermodulación se encuentra a 76 dB por debajo del nivel de las dos señales (N PEP – 10 dB). Esto es una exigencia muy severa la que debe cumplirse en las condiciones normales de operación. En general las otras señales ubicadas en la banda tiene un nivel más bajo que el canal de voz. Sin embargo, a menudo son tan numerosos que su suma no es absoluto despreciable, en este caso, la suma de los producto de intermodulación pueden ser del mismo orden de magnitud que en el ejemplo anterior. 5.8 Ruido. Ruido es una señal ajena a las señales principales del sistema que ocasiona interferencia y distorsión de las señales. El ruido puede ser generado principalmente por efecto corona, descargas atmosféricas, averías a tierra, interferencia con emisoras de radio, maniobra en seccionadores e interruptores, el tipo generado por estos últimos es de tipo impulsivo, además del propio ruido en los equipos de telecomunicaciones. 5.8.1 Ruido corona El ruido por efecto corona es un fenómeno que se presenta cuando existe una línea de alta tensión con un gradiente de potencial en su superficie, generado por un campo eléctrico lo suficientemente fuerte para atraer iones de polaridad opuesta, acelerándolos de tal forma que se produzca una reacción en cadena y formando un flujo o corriente eléctrica constituida por iones presentes en el aire; normalmente considerado como un medio no conductor. Para los anchos de

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banda de los canales OPLAT el ruido generado por este efecto, se aproxima al ruido gaussiano blanco aditivo, su nivel depende del gradiente de tensión en la superficie de la línea, de las condiciones ambientales, de la antigüedad de la línea y de la frecuencia, en general este efecto aumenta con la tensión de la línea y tiende a disminuir con la frecuencia. Este ruido se presenta de dos maneras; uno es el ruido adicionado a la portadora o ruido de portadora y el otro es el que se suma a la onda modulante o ruido modulante, este efecto altera la impedancia característica del conductor, al constituir una perdida mas de energía en la línea, lo que indica que provoca un aumento en la resistencia de la línea y ocasiona que las señales sean absorbidas de forma variable por la línea de potencia. El ruido modulante forma parte de un grupo de ruidos que se presentan en las crestas positivas y negativas de la onda de potencia de 60 Hz Trifásico. El ruido modulante generado por el efecto corona no se ve minimiza al aumentar la potencia de los transmisores de señal ni al disminuir la atenuación que sufre la señal en la línea de potencia. Sin embargo, un incremento de potencia o una disminución de atenuación, sí que tienen efecto en el ruido de la portadora. 5.8.2 Ruido por descargas atmosféricas Otro factor importante para el incremento de ruido en las líneas, son las condiciones atmosféricas. El clima puede alterar el nivel de ruido en la línea debido principalmente a descargas atmosféricas ó tormentas eléctricas, dichas tormentas pueden aumentar el factor de ruido existente en hasta por 10 veces del valor que se tiene con un buen tiempo. Esto es debido a que en los primeros momentos de lluvia o llovizna después de un tiempo seco, se deposita humedad en el aislador que está con polvo, ocasionando que la conductividad y el factor de fuga se incrementen considerablemente. Después de esta llovizna, la lluvia lava el polvo del aislador y el ruido decrece pero no al mismo nivel que antes de la lluvia. Están también las descargas atmosféricas (rayos y relámpagos). Los rayos se producen a raíz de la acumulación de cargas estáticas en las nubes, que cuando llegan al punto de rompimiento del dieléctrico, rompen el aislamiento natural del aire resultando en chispas o flujo de cargas de gran magnitud, estos rayos pueden ser de múltiples descargas y pueden tener polaridad positiva o negativa respecto de la tierra. La forma de onda y espectro aceptado para un relámpago de 100 KA se muestra en la figura 5.5 siguiente.

Fig. 5.5: “Forma de onda y espectro de los relámpagos”

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La descarga se disipa en el área de terreno que rodea al punto de choque, como el terreno tiene una conductividad propia se crea un potencial entre dos puntos cualquiera dentro de dicha área de impacto, este potencial se muestra en la siguiente figura 5.6.

Fig. 5.6: “Potencial del choque de un relámpago”. En la que se mantiene la corriente y se asume una conductividad de 1 MHO. En esta figura puede observarse que existe un potencial apreciable, llamado potencial de tierra PE entre dos puntos de tal forma que si dos sistemas están colocados una distancia x, y conectados para propósitos de comunicaciones, una señal de interferencia inducida por un relámpago será inyectada en el sistema, dicha señal viene dada por la siguiente ecuación de potencial de tierra: ρ I  1 1  P E = ⋅ −  2π  D D + x  Donde:

ρ = Resistividad del suelo I = Corriente del choque D = Distancia del punto de choque x = Longitud del terreno Las interferencias de una descarga son llamadas generalmente “Pulso Electromagnético de Relámpago” (LEMP). Los campos de dichos pulsos inducirán corrientes en cualquier material conductor a su alrededor, aparte del potencia de tierra. El campo magnético viene dado por la ecuación de Faraday. H =

I  A    D  m  2π

Como la impedancia característica del espacio libre es de 377 Ohm, el campo eléctrico a cualquier distancia es:

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E = 377 ⋅ H =

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377 I  V  ⋅  D  m  2π

Las tormentas eléctricas y los relámpagos crean pues campos electromagnéticos bajo las capas ionizadas, cubriendo un amplio espectro de frecuencias. La fuerza de los campos eléctricos y magnéticos varía en función del año y de la ubicación geográfica. La siguiente figura indica el nivel de ruido en líneas de media y alta tensión operando en condiciones atmosféricas favorables y desfavorables.

Fig. 5.7: “Nivel de ruido contra frecuencia para distintos voltajes de operación”. 5.8.3 Ruido generado por los equipos terminales. terminales . La publicación IEC 60495, 60495, párrafo 6.3.11, 6.3.11, indica que el nivel de ruido telefónico ponderado medido a la salida del canal de voz no debe exceder –60 dBm0p. La experiencia muestra que esta cifra tiene un alcance limitado ya que en las condiciones de operación, el ruido debido al efecto corona, que es el ruido dominante, tiene un nivel del orden de -40 dBm0p. Una cifra más realista para las condiciones de operación es de -55 dBm0p.

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6. COMPANDORES (COMPRESORES Y EXPANSORES) Entre los diferentes parámetros que tienen influencia sobre la calidad de los circuitos telefónicos, el ancho de banda, la distorsión de atenuación, la distorsión harmónica, la diafonía y la intermodulación pueden en una cierta medida ser controlados. El ruido que es producto de estos parámetros, y el ruido propio del equipamiento, se encuentran en general a niveles inferiores a -60 dbm0p. Por el contrario, el ruido provocado por fuentes externas, como por ejemplo el ruido de línea, no es fácilmente controlado. En consecuencia, debemos de tratar en lo posible de reducir los efectos de este ruido, con el fin de obtener una relación S/R buena para un enlace aceptable. Sin embargo, no es siempre posible de concebir un enlace sin restricciones, por lo tanto, es a veces necesario soportar un nivel de ruido relativamente elevado. Un método para reducir los efectos de ruido sobre un circuito telefónico es el de utilizar un compandor (compresor – expansor). 6.1 Teoría de funcionamiento Los compandores telefónicos, o compandores de volumen , son empleados desde hace muchos años para mejorar la calidad de los enlaces por aumento de la relación S/R sobre los circuitos telefónicos. Este resultado es obtenido por una compresión dinámica de nivel instantáneo de la voz en el lado emisión con la ayuda de un dispositivo compresor; por lo tanto, tiene el nivel medio de la voz, ya que la relación S/R tiene un valor más elevado que aquella que existiese en la ausencia de este dispositivo. El dispositivo complementario, conocido como expansor , está ubicado en el lado de recepción, y tiene la misión de restituir la voz en su rango dinámico original (mayor información en la literatura de Fraser, Hass y Schachtman). La utilización de un compandor introduce los siguientes tres inconvenientes: a. Todo parámetro, como temperatura o envejecimiento de componentes, que afectan la ganancia del compandor, tienen una influencia sobre la atenuación global del enlace (estabilidad de atenuación global). b. La respuesta de frecuencia aparente en el enlace, en presencia de la distorsión de atenuación en línea, es alterada a tal punto que el expansor la amplifica por la tasa de expansión. c. Los fenómenos transitorios al nivel de compresor afectan a la voz, y se tiene en cuenta su tiempo de respuesta, esto altera en un cierta medida la comprensión de las silabas. Esto neutraliza de una manera subjetiva la ganancia obtenida sobre la calidad de la transmisión, por el mejoramiento de la relación S/R. Los inconvenientes señalados no deben exagerarse, teniendo en cuenta el progreso de la tecnología en los semiconductores, un compandor con una concepción moderna, perturbará fácilmente la estabilidad del enlace. La alteración de respuesta de frecuencia no es un problema difícil. La alteración del enlace debido a la respuesta transitoria es ligera, si la atenuación global es más pequeña, además de evitar conectar más de dos tramos en el total del enlace con compandores.

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Un compandor, para lo cual ha sido concebido, proporciona una solución económica para: a. Mejorar la calidad de la la vía telefónica. b. Mejor utilización de la potencia de emisión disponible (por ejemplo permitir franquear una distancia más grande). 6.2 Efecto de un compandor. Si la atenuación global lo permite, la calidad de una vía telefónica con relación S/R mejor que 20 dB, esta puede ser mejorada de dos maneras empleando un compandor: a. Objetiva. Objetiva. Existe un mejoramiento debido a la relación S/R más elevada gracias a la compresión. En la práctica, un compandor releva el nivel medio de la voz del orden de 5 dB. ( Ver Ver Fig. 42, CIGRE GT 04-CE 35, 1979). b. Subjetiva. Subjetiva. La curva de respuesta del oído humano tiene lugar a un mejoramiento de hecho ante los silencios, cuando la ganancia del expansor es controlado por el ruido, la expansión provoca una reducción efectiva de ruido proporcional a su tasa. Además, el pequeño nivel de ruido existente durante los silencios es enmascarado por el fuerte nivel de la voz. Si suponemos que la tasa de compresión es de 1 a 2 y la tasa de expansión de 2 a 1, y si consideramos la Fig. 42 señalada, señalada , el ejemplo siguiente puede ayudar a comprender el funcionamiento de un compresor: Con un señal permanente de -15 dBm0 a la entrada del compresor (ver Fig. 42 ) y un ruido de en línea de -25 dbm0p que se encuentra a la entrada del expansor, el compresor aumenta el nivel de la señal a -7,5 dBm0 y resulta entonces una relación S/R de -7,5 – (-25) = 17,5 dB a la entrada del expansor. El expansor restituye la señal con un nivel original de -15 dBm0, manteniendo la relación S/R al valor que hay en la entrada, ya que la ganancia del expansor es controlado por la mezcla de señal y ruido. Se observa también que el compresor-expansor entrega un mejoramiento objetivo importante al aumentar la relación S/R. Por supuesto, este efecto solo se produce para el ruido creado por la línea o inyectada a ella y no por el ruido existente a la entrada del compresor. Se puede ver igualmente en la Fig. 42 del CIGRE citado , que el expansor tiene otro efecto de mejoramiento, que es subjetivo, el cual es debido al hecho que en ausencia de señal, el nivel de ruido es dividido por la tasa de expansión, mientras que al tener un nivel de ruido de -25 dBm0 durante los silencios, tenemos un nivel de sólo -50 dBmo0p. El resultado de esto, es que el mejoramiento global de la calidad de un enlace solo puede ser evaluado que con medios subjetivos.

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Para la discusión que sigue, adoptaremos el “método de juicio” desarrollado por la British Post Offic para lo cual las pruebas fueron efectuadas por un número suficiente de personas que conversan sobre un circuito de prueba, donde le nivel de ruido y atenuación es ajustables a voluntad. Al final de la conversación, el experimentador califica el circuito de manera subjetiva, siguiendo las categorías indicadas en la tabla 6.1. Tabla 6.1 Categoría de análisis subjetivos Nota 4 3 2 1 0

Calificación del enlace Excelente. Es posible de estar perfectamente relajado durante la conversación. Bueno. Es necesario de estar atento, pero sin excesos durante la conversación. Medio. Es necesario de estar atento durante la conversación Malo. La conversación es posible, pero las dificultades aparecen con las palabras que no son usuales. Muy malo. La conversación no es posible, hay muchas dificultades

Nota. El instituto superior “Correo y Telecomunicaciones Italiano” ha efectuado numerosas series de medida utilizando este método. La Fig. 43 CIGRE, GT 04- CE 35, 1979 , proporciona un extracto de los resultados obtenidos por este método para dos valores particulares de atenuación en línea y en presencia de ruido blanco. Las cifras representan el valor medio de notas entregadas a un circuito para diferentes experimentadores ubicados en las mismas condiciones de la prueba. Por ejemplo para una atenuación global de 15 dB que puede ser considerada como un valor máximo para una vía telefónica OPLAT, la introducción de un compandor mejora de manera subjetiva la calidad del enlace del orden de 9 dB para los niveles de ruido comprendido entre -40 y -20 dBm0p. Para valores más pequeños de atenuación global, esta cifra puede ser mayor, llegando corrientemente de 9 a 13 dB. 6.3 Aplicación de los Compandores en canales telefónicos OPLAT. a. Tenemos que examinar el posible uso de los compandores cuando el nivel de ruido sofométrico medio (valor medio horario sin compandor) es superior a -40 dBm0p, sin exceder -20 dBm0p, y si la atenuación global sea inferior a 20 dB, medida entre los abonados (en general de 6 a 10 dB). b. Con el fin de aprovechar al máximo el mejoramiento del enlace, el límite superior de la banda de frecuencias efectivamente transmitida por la telefonía no debe ser inferior a 2 kHz aproximadamente. c. Las disposiciones deben ser tomadas para que los compandores de un enlace formado por tramos en serie (cascada), no estén todos en servicio, sino que solo un compresor (extremidad lado emisión) y un expansor (extremidad lado recepción) para cada sentido de transmisión. Esto es fácil de obtener, ya que los compandores intermedios están fuera de servicio a partir de criterios suministrado por el auto conmutador telefónico. Si esta situación no es posible, se recomienda no poner más de dos tramos equipados con compandores en serie para realizar el enlace.

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d. Convine hacer notar que el nivel medio de ruido debido al efecto corona en las líneas de alta tensión son difíciles de prever, se debe tener en cuenta este hecho cuando se realice el estudio de un enlace. En general, el empleo de compandores, permiten obtener una relación S/R de aproximadamente 50 dB con buenas condiciones atmosféricas, lo que corresponde a un excelente circuito telefónico. Si la relación S/R se deteriora, el mejoramiento aportado por los compandores se vuelve menos importante. Por ejemplo, sí la relación S/R es igual 15 dB, el mejoramiento subjetivo puede ser del orden de 10 dB.

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7. EQUIPOS DE ONDA PORTADORAS DIGITALES 7.1 Generalidades. El ancho de banda siempre ha sido un recurso escaso para los OPLAT. La necesidad de contar con una mayor capacidad de comunicación provocó problemas de congestión de frecuencia, lo que implicó que la extensión de la red sea cada vez más difícil y compleja en OPLAT. Con el fin de satisfacer las demandas de incorporar nuevos enlaces OPLAT en los planes de frecuencias existentes, o para hacer frente a la necesidad de que las velocidades de transmisión de datos sean más altas, como es requerido por las aplicaciones centradas en datos, los OPLAT-D ofrecen un alto grado de flexibilidad con respecto a la selección de ancho de banda con respecto a los OPLAT-A, no sólo en el rango de frecuencia de portadora de 40 a 500 kHz, sino hacer posible la extensión del espectro de 500 a 1.000 kHz, además de duplicar el número de canales en los OPLAT. Otra característica, es que el ancho de banda de transmisión también se puede programar más allá de lo tradicional 4 o 8 kHz, sino que se llega por ejemplo a 16 y 32 kHz, obteniendo con esto velocidades de transmisión de datos de hasta 256 kbps. Esta velocidad de datos sin precedentes, puede ser utilizado por la aplicación de un dispositivo como el multiplexor, el switch o el router, utilizando un enlace OPLAT-D como una "tubo de datos de alta velocidad". Estos datos se pueden compartir entre varios usuarios configurables, los que están integrados como puertos de datos por división en el tiempo multiplexados por su Mux interno de adaptación del OPLAT, o bien por medio de un Mux externo. 7.2 Concepto. La información o canales de información que acceden a estos terminales OPLATD son digitales. Estos equipos están principalmente enfocados para ISDN y pueden verse como un módem de alta velocidad. A fin de aumentar su flexibilidad normalmente incorporan multiplexores y módulos de teleprotección. Satisfacen la necesidad de incrementar el número de canales de comunicación, mediante el empleo de técnicas de modulación y procesado digital de la señal lo que permite transmitir 81 kbit/s en una banda de 16 KHz, con una remarcable inmunidad frente a los ruidos e interferencias característicos de las líneas de alta tensión. De estos 81 kbit/s sólo 2 kbit/s están reservados para señalización, y supervisión del terminal remoto, quedando 79 kbit/s restantes a disposición del usuario para la transmisión de canales de datos y voz comprimidos generalmente a través de un multiplexor interno de hasta 11 puertos. La características de estos equipos OPLAT D es que son completamente programables.

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OPLAT-D

Fig. 7.1: “Equipo terminal digital”. El Sistema OPLAT Digital (OPLAT-D o D-PLC)) está constituido básicamente por un módem diseñado específicamente para la transmisión por las líneas de alta tensión, que se caracterizan por la presencia de ruido por efecto corona, ruido impulsivo, etc. Un convertidor de frecuencia programable sitúa la banda de trabajo en la zona de frecuencias deseada dentro de la gama utilizada en los sistemas de Ondas Portadoras. Las características básicas de un OPLAT-D en general son: • • • • • •

Velocidad máxima de transmisión de 81 kbit/s. Ancho de banda de 16 kHz. Modulación QAM combinada con Codificación Trellis (TCM). Cancelación adaptativa de eco para la transmisión en bandas superpuestas. Multiplexor incorporado (opcional). Programación y supervisión extremo a extremo mediante un canal interno de servicio.

La capacidad de transmisión del sistema OPLAT-D es cercana a los 81 kbit/s, de los cuales el 97 % de esta velocidad es para información del usuario, y el otro 3 % se utiliza para la sincronización y para el canal interno de servicio (supervisión del terminal remoto). El equipamiento base incluye dos puertos, uno para transmisión de datos síncronos, capaz de trabajar a una velocidad máxima cercana a los 70 kbit/s con interfaz V.35, o con interfaz G.703 a una velocidad de 64 kbit/s, y el otro para transmisión de datos asíncronos con una velocidad máxima de 14400 bit/s con interfaz RS-232C. La multiplexación de distintos servicios lo efectúan mediante un multiplexor externo, conectado al puerto síncrono, o bien mediante un multiplexor interno. El multiplexor interno permite alcanzar la capacidad máxima del sistema de 79 kbit/s. Es posible utilizar simultáneamente ambos multiplexores, lo que permite no sólo extender considerablemente el número de puertos.

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Se debe tener presente que se pueden utilizar simultáneamente ambos multiplexores, o que permite no sólo extender considerablemente el número de puertos, sino también efectuar inserción de canales tanto local como remoto. El canal de transmisión en alta frecuencia ocupa, en cada sentido de transmisión, un ancho de banda de 16 KHz, siendo la canalización compatible con el plan de frecuencia de 4 KHz que utilizan los OPLAT-A. Gracias al empleo de un cancelador de eco, las bandas Tx y Rx pueden superponerse con lo cual el BW ocupado es de 16 KHz. La parte alta que ocupa el enlace OPLAT-D, cumple con lo recomendado en la IEC 60495, por lo que su utilización es totalmente compatible con los OPLAT-A existentes. Los OPLAT-D utilizan modulación QAM con codificación Trellis, con lo que genera una ganancia de codificación equivalente a un incremento de 4 dB en la relación S/R existente a la entrada del receptor. Dado a que los OPLAT-D las condiciones de la línea los afecta en la velocidad de transmisión, esta puede ser reducida a la mitad o a un tercio del valor máximo a transmitir. En las figuras siguientes se muestran los gráficos de:  

Canal característico de un OPLAT-D BER en función de S/N en OPLAT-D

Fig. 7.2: “Canal característico de un OPLAT-D”.

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Fig.7.3: “BER en función de S/N en OPLAT-D”. 7.3 Normas. Básicamente para todos los parámetros relevantes de un OPLAT-D, sus requerimientos y aplicaciones están basados en las Normas IEC y Recomendaciones de la ITU que se señalan a continuación: � � � � � � � �

IEC 60495: Equipamiento terminales OPLAT en banda lateral única. IEC 60663: Planeamiento para Sistemas OPLAT IEC 60481: Dispositivos de acoplamientos OPLAT IEC 60353: Trampas de ondas. IEC 60358: Condensadores de acoplamientos. IEC 60834: Equipos de Teleprotección en redes de energía eléctrica. ITU-T G.823: Control de deslizamientos (jitter) y oscilaciones (wander) en las redes digitales basados en jerarquía de 2048 kbit/s. ITU-T G.821: Característica de error de una conexión digital internacional que funciona a una velocidad binaria inferior a la velocidad primaria y forma parte de una red digital de servicios integrados.

Nota. En cuanto al sistema de acoplamiento, los OPLAT-D utilizan los mismos de los OPLAT-A, y en la mayoría de los casos comparten el mismo sistema de acoplamiento. 7.4 Beneficios de los OPLAT-D. Arquitectura universal para la operación digital y analógica en la misma plataforma. • Modo de funcionamiento configurable vía PC. • Amplia gama de anchos de banda de transmisión, los que son programables sin intercambiar hardware. • SSB y Multi-Carrier (OFDM) con modulación digital y codificación Trellis, programable por el usuario en el sitio • Rango de frecuencia portadora extendido hasta 1000 kHz, vale decir duplicación de la banda de frecuencia útil. •

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Conversión de frecuencia de simple paso y síntesis de frecuencia digital directa (DDS). • Entrega hasta 3 canales analógicos como el OPLAT-A (A-PLC) en 8 o 12 kHz de ancho de banda. • Alta velocidad de canal de banda ancha digital (OPLAT-D), configurable por el usuario con respecto a la velocidad y el ancho de banda de transmisión. • Alguno OPLAT soportan hasta 2 módulos de teleprotección internos, cada uno con 4 comandos independientes. • Evaluación de señal adaptativo, asegurando tiempos de transmisión lo más corto posibles para teleprotección. • Modo de funcionamiento especial para el solo propósito de teleprotección en el ancho de banda de transmisión de 2 kHz. • Proporcionan hasta 4 módems integrados programables de banda estrecha de bajo retardo, con velocidades de hasta 9600 bps. • Módem de banda ancha de alta velocidad integrada, de hasta 256 kbps de velocidad de datos de usuario. • Hasta 16 canales de voz comprimidos para servicios de telefonía. • Interfaz LAN para el tráfico de Ethernet / IP y configuración de los equipos. • Velocidad dinámica. Adaptación (DSA) para un máximo rendimiento y disponibilidad de datos. • Supresión automática Jammer (AJS) - aumenta la inmunidad a la línea interferencias. • Multiplexor adaptativo integrado por 10 canales de datos y 16 canales de voz comprimidos. • Interfaz gráfica de usuario para la operación y mantenimiento conveniente. • Sistema de gestión de elementos para la supervisión y configuración de equipos en toda la red OPLAT (PLC) a través de un puerto LAN. • Tramas de alarma SNMP para servir a un sistema de gestión de la comunicación en red. •

7.5 Multiservicio Los OPLAT-D han integrado en él todas las aplicaciones que son críticas para las compañías eléctricas, como: • Transmisión transparente de señales de frecuencia en un canal de voz, como voz más teleprotección o voz + datos superpuesto. • Transmisión digital de voz comprimida. • Transmisión totalmente transparente y/o UART, compatible con datos asíncronos de hasta 9600 bps, con la mínima demora en aplicaciones punto-multipunto que son típicos para Scada del tipo polling. • Multiplexación de adaptación de los servicios de datos con control de flujo de tráfico. • Transmisión de datos Síncrono desde 9,6 kbps hasta 256 kbps. • Compartiendo canales, y para un uso más eficiente de los recursos de ancho de banda, los que son escasos en los antiguos OPLAT-A • Interconexiones IP Ethernet / LAN para datos Scada basados en IP IEC608705-104 TCP /IP. • Teleprotección para un máximo de hasta 8 comandos independientes y simultáneos. • Fácil conexión con Swicths externos, multiplexores y routers para la red.

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• La integración, congregación de servicios y la gestión del tráfico a través de interfaces estandarizadas. El diseño de los OPLA-D permite la perfecta integración de todo tipo de servicios analógicos y digitales a través de interfaces de uso común, los que están basados en las normas IEC y recomendaciones de la UIT y CIGRE. 7.6 Módulos de Teleprotección en los OPLAT-D La transmisión de órdenes de protección es una de las tareas más importantes de los sistemas OPLAT. Los enlaces OPLAT han demostrado fiabilidad y seguridad durante décadas, ya sea como canal principal o como copia de seguridad para sistemas de banda ancha, teniendo en cuenta que la solidez de la trayectoria de transmisión se determina por la robustez de la línea de transmisión eléctrica en sí. Ningún otro soporte de telecomunicaciones (pares metálicos, fibra óptica, MM.OO.) puede ofrecer el mismo grado de seguridad que un enlace OPLAT. Los nuevos equipos OPLAT-D puede equiparse con una o dos unidades de teleprotección integradas en el equipo terminal OPLAT. Cada unidad soporta la transmisión de hasta 4 comandos simultáneos y programables individualmente para el bloqueo, disparo permisivo y directo. Los comandos se transmiten en banda, por lo tanto, no hay ancho de banda adicional consumido por la teleprotección. Durante el breve periodo de tiempo de transmisión de mandos, otros servicios se pueden desactivar permitiendo asignar la potencia de transmisión disponible total a las señales de protección (nivel de comando impulso). Algoritmos de procesamiento de señal adaptativo garantizan tiempos de transmisión más cortos, incluso para aplicaciones de disparo directo, sin comprometer la seguridad en ningún aspecto. En caso de que la transmisión de hasta 8 comandos simultáneos no sea suficiente, un equipo de teleprotección externo se puede conectar, además de los módulos de teleprotección integrados en el equipo terminal OPLAT-D. 7.7 Transmisión de datos en banda angosta. Algunos OPLAT-D pueden contener hasta cuatro módems de banda angosta integrados, los cuales soportan transmisión de datos sin formato (transparentes) con velocidades de 1200 bps o datos compatibles UART, con velocidades de hasta 9600 bps. Frecuencias centrales son programables por el usuario en pasos de Hz, rango de ancho de banda de transmisión de 240 Hz a 100 bps, de 3360 Hz a 9600 bps. En general, estos módems pueden funcionar por encima de la banda de voz analógica (300 - 2.000 Hz), con tasas de transmisión de hasta 1200 bps transparente o 2 x 2400 bps o 4800 bps, los que cumplen con todos los formatos de datos UART comúnmente utilizados. Estos módems introducen demoras muy bajas, sus señales se pueden extraer e insertar de manera flexible sobre una base analógica o digital con instalaciones de canal y de intercambio de puertos que utilizan señales de control hand shake- estándar.

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7.8 Multiplexor integrado. La capacidad de la banda ancha puede ser manejada por un multiplexor por división en el tiempo interno TDM para la transmisión de hasta 10 canales de datos síncronos o asíncronos, y para un máximo de 16 canales de voz comprimidos, o por bien un único servicio, por ejemplo una interconexión LAN. Alternativamente, pueden ser utilizados dispositivos de red externa, tales como multiplexor, switch o router que proporcionan funciones adicionales de servicios y/o instalaciones de gestión del tráfico. Las tarifas de datos y/o el flujo de tráfico son controlados por el algoritmo de adaptación de velocidad automática de datos que constituye una optimización transparente del rendimiento global del sistema para la gestión de las condiciones del canal. Un ecualizador adaptativo asegura un rendimiento óptimo mediante la compensación lenta y cambiante de las características del canal a través del tiempo. Estas características, junto con su flexibilidad aplicación, hacen que el módem integrado sea ideal para los sistemas Scada del tipo polling, ya que utilizan los formatos de transmisión estándar e incluso los propietarios. Los módems de banda ancha integrados soportan la transmisión de datos de alta velocidad de 9,6 kbps a 256 kbps. El ancho de banda es fácilmente programable y no requiere el intercambio de componentes de hardware. Durante la operación de teleprotección, la transmisión de datos de banda ancha es brevemente interrumpido (propósito alternativo). Algoritmos especiales garantizan que la transmisión de datos se reanuda inmediatamente después de que el fallo haya sido despejado, evitando una re-sincronización introduzca retardo adicional. 7.9 LAN conectividad / Ethernet. Otro servicio que ofrecen los OPLAT-D es el puerto LAN, ya sea transparente o encaminamiento IP, es decir, no se requiere de un router externo cuando dos redes locales deben estar interconectadas. El servicio LAN puede hacer uso de toda la capacidad de banda ancha o compartirla con otros servicios. La velocidad dinámica de adaptación es aplicable en cualquier caso. Esta LAN es posible configurar y controlar la LAN de forma local o de forma remota. 7.10 Gestión de la red. Otra facilidad que tienen los OPLAT-D es que mediante una interfaz gráfica de usuario estándar, soporta el sondeo de alarmas y gestión de todos los terminales en una red. El acceso a cualquier terminal de la red es posible a través de un PC (Note book) desde cualquier estación, o desde ubicaciones remotas a través de enlaces de datos en serie o a través de una conexión a Intranet / Internet. La supervisión de una red también es posible a través de SNMP (Simple Network Management Protocol).

Oplat 2014-2. Parte 1

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