Club Saber Electrónica Nro. 78. Fuentes Conmutadas

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos


SUMARIO

Capítulo 1 Topologías de Fuentes Conmutadas Más Empleadas porl os Fabricantes 3

Conmutación con Transistores MOSFET

Introducción

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La Fuente de Transferencia Combinada Modo ElBurst

4 7

Las Topologías para Fuentes Conmutadas

8

Elección del Mosfet Llave de Potencia

47

CircuitodeExcitación

48

CircuitoconMOSFET

50

OtroCircuitodeExcitación

51

Nuevo Circuito Excitador

51

Oscilogramas del Driver con Señal Cuadrada

53

Fuente Comercial para Amplificadores de Audio

55

9

Mosfet Disponibles en el Mercad o Latinoamericano 13

Capítulo 3 El Servicio Técnico a las Fuentes Pulsadas de los Equipos Electrónicos Modernos 59

UnCircuitomásDefinitivo

16

Introducción

GeneradordeExcitación

19

ElCircuitodelaFuente

La Condición de Máxima de la Fuente

19

FuncionamientodelaFuente

EleccióndelaTopología

10

ElTransformadordePulsos

11

CircuitoExcitadorSimulado

23

¿Qué Pasa Cuando las dos Llaves Están Abiertas?

25

59 62 62

ReparacióndelaFuente

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LaReparaciónenFotos

65

El Control de Tensión de una Fuente Pulsada

Capítulo 2 Diseño de Una Fuente Pulsada para Equipos ElectrónicosModernos 27

UnModuladordeMúltiplesUsos

ElTransformadordePulsos

27

Circuito Completo del Modulador

ElEfectoPelicular

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Diseño Automático del Astable Básicocon unIntegrado555

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con Oscilador con el Temporizador 555

Núcleos para Transformadores

ElEfectoResonanteMecánico

33

Apéndice El Diagrama en Bloques de una Fuente Conmutada con Fly-Back

ElSistemaResonanteEléctrico

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ElCircuitodelRectificador

32 33

Controladas

37

La Tensión Sobre los Transistores Mosfet ElCircuitodePrueba AjusteyPruebadelCircuito Posibilidades de Regulación de la Fuente

75 76

Circuito de Conmutación de Salida de la Fuente

El Generador de Onda Cuadrada con Llaves

DiseñodeunModuladorPWM

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29

Construcción Práctica del Transformador LaFuenteResonante

66 71

40 40 42 43 46

ElArranquedelaFuente

76 77

Oscilador El

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LaRegulacióndelaFuente La Limitación de la Corriente del Primario

78 78

CircuitosdeProtección

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Las FuentesdelSecundariodeT11

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Sumario

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Editorial Director Ing. Horacio D. Vallejo

Del Editor al Lector

Producción José María Nieves (Grupo Quark SRL) Autor de este Tomo de Colección:

Ingeniero Alberto H. Picerno Selección y Coordinación: Ing. Horacio Daniel Vallejo EDITORIAL QUARK S.R.L.

Propietaria de los derechos en castellano de la publicación mensual SABER ELECTRÓNICA - San Ricardo 2072 (1273) Capital Federal - Buenos Aires - Argentina - T.E. 4301-8804 Administración y Negocios Teresa C. Jara (Grupo Quark SRL) Patricia Rivero Rivero (SISA SA de CV) Margarita Rivero Rivero (SISA SA de CV) Staff Liliana Teresa Vallejo Mariela Vallejo Diego Vallejo Fabian Nieves Luis Alberto Castro Regalado (SISASA de CV) José Luis Paredes Flores (SISA SA de CV)

Sistemas: Paula Mariana Vidal Red y Computadoras: Raúl Romero Video y Animaciones: Fernando Fernández Legales: Fernando Flores Contaduría: Fernando Ducach Técnica y Desarrollo de Prototipos: Alfredo Armando Flores Atención al Cliente Alejandro Vallejo [email protected] Internet: www.webelectronica.com.ar

Existen distintos tipos de fuentes de alimentación pero, sin duda, las más empleadas son las pulsadas o conmutadas, debido a que son las que mejor rendimiento tienen y las que pueden funcionar con un amplio rango de tensiones de entrada sin que varíe significativamente las tensiones a su salida. Computadoras, equipos de audio, hornos de microondas, televisores, reproductores de bluray son sólo algunos de los equipos modernos que emplean fuentes conmutadas de distinto tipo. En este texto se estudia qué es una fuente conmutada y cuáles son las topologías o diseños que llevan a la creación de un circuito. También se describen los parámetros de diseño de una fuente típica comenzando con el componente más complejo, el transformador de pulsos, indicando dónde puede conseguirlo y cómo debe solicitarlo. Por último se enlistan algunos consejos útiles para el servicio técnico, mostramos técnicas para poder variar la tensión de la fuente y mostramos el funcionamiento de un PWM. Destacamos la inclusión de un apéndice en circuito el que se describe una fuente “típica” de las que puede encontrar en televisores a TRC ya que son equipos que seguirán llegando al taller y que, por lo tanto, todo técnico debe conocer. Esperamos que el material, tanto este texto como los CDs, sean de su agrado. ¡Hasta el mes próximo!

Publicidad: Rafael Morales [email protected] Club SE: Grupo Quark SRL [email protected] Editorial Quark SRL San Ricardo 2072 (1273) - Capital Federal www.webelectronica.com.mx

La Editorial no se responsabiliza por el contenido de las notas firmadas. Todos los productos o marcas que se mencionan son a los efectos de prestar un servicio al lector, y no entrañan responsabilidad de nuestra parte. Está prohibida la reproducción total o parcial del material contenido en esta revista, así como la industrialización y/o comercialización de los aparatos o ideas que aparecen en los mencionados textos, bajo pena de sanciones legales, salvo mediante autorización por escrito de la Editorial. Septiembre 2012. Impresión: Talleres Babieca - México 2

SOBRE LOS CDS Y SU DESCARGA Ud, podrá descargar de nuestra web 2 CDs: “Curso de Fuentes de Alimentación” y “Servicio Técnico a las Fuentes de Alimentación” (con videos de fallas y soluciones). El primero incluye un curso con teoría y práctica sobre los distintos tipos de fuentes alimentación y el deberá segundoingresar más dea20 videosweb: técnicos. Parade realizar la descarga nuestra www.webelectronica.com.mx, tendrá que hacer clic en el ícono password e ingresar la clave “quierofuente”. Tenga este texto cerca suyo ya que se le hará una pregunta aleatoria sobre el contenido para que pueda iniciar la descarga.

El Servicio Técnico a los Equipos Electrónicos

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TOPOLOGÍAS DE FUENTES C ONMUTADAS M ÁS E MPLEADAS POR LOS FABRICANTES

Las fuentes pulsadas o conmutadas se emplean en equipos electrónicos desde hace más de 4 décadas y su objetivo es aumentar el rendimiento de la fuente de alimentación, logrando una buena estabilidad en las tensiones generadas para un amplio rango de tensiones de entrada. Computadoras, equipos de audio, hornos de microondas, televisores, reproductores de bluray son sólo algunos de los equipos modernos que emplean fuentes conmutadas de distinto tipo. En este capítulo vamos a ver básicamente qué es una fuente conmutada y cuáles son las topologías o diseños que llevan a la creación de un circuito.

Capítulo 1

TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES INTRODUCCIÓN

un bruto transformador de 50 ó 60Hz con la clásica laminación E y I que muchas veces Abra cualquier equipo de electrónica con pesa 20 o 30 kg y que tiene una potencia de potencias consumidas de cualquier nivel, pérdida proporcional a su peso. Un verdadedesde 10W hasta 1kW y con tensiones de ro desperdicio de energía incompatible con salida desde 5 hasta 200V y se va a encontrar las épocas “verdes” que estamos viviendo. con una hermosa fuente pulsada clásica con La mayoría de los equipos tienen un consu transformador de ferrite y sus filtros de línea para evitar la irradiación de interferen- sumo máximo y un mínimo que difieren cias y la captación de pulsos que podrían poco entre sí. quemar materiales de la fuente. Salvo una fuente de un amplificador de potencia de audio de cualquier tipo, es decir tanto analógico como digital. Allí junto al equipo digital más moderno va a encontrar

Por ejemplo un TV de 20” puede consumir 50W sin brillo y sin volumen y 80 con máximo brillo y volumen. La relación de consumos es de solo 80/50 = 1,6 veces es decir de 1 a 1,6 o un 60% de la mejor a la

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peor condición. La fuente tiene que adaptarse a este hecho, pero es una adaptación mínima fácil de lograr.

digamos que de 60mW a 60W que significa una variación de 1.000 veces del consumo de fuente.

Un equipo de audio analógico o digital Es decir que nuestra fuente tiene que tiene un consumo mínimo casi despreciable. regular casi desde consumo nulo hasta 2A porque (30V . 2A) dan 60W, con una entrada Por ejemplo la corriente de polarización de 180V a 240V de CA (por llave, habría que del par de salida que se puede estimar en convertir nuestra fuente de 220V en una 20mA para un equipo de 50W por canal. fuente de 110V si queremos una fuente uniUn equipo de esta potencia con una boci- versal). na o parlante de 8 tiene una fuente que Hacer una fuente que varíe de 30W a puede calcularse del siguiente modo: 60W y que entregue 30V no es ningún problema, pero que regule entre circuito abierto (corriente igual a cero) y 60W ya no es tan P = E.I = 50W fácil porque es una carga demasiado variable y la salida tiende a embalarse cuando la fuencomo: I = E/R te está sin carga. Como esto es casi una 50W = E.E/R imposición vamos a tratar de explicarlo con una simulación y a ver cómo lo podemos o sea: solucionar. E2/R = 50W

De aquí se deduce que con un parlante de 8 Ohm será:

E2 = 50W . 8 = 400V

LA FUENTE DE TRANSFERENCIA COMBINADA

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por lo tanto:

E = 20V Como se trata de una tensión eficaz, el valor de pico será de:

Vp = Vef x 1,41 = 20V x 1,41 = 28,2V

No importa de qué fuente se trate, todas las fuentes pulsadas funcionan del mismo modo. Nosotros, para entender el problema, vamos a usar una fuente de transferencia combinada que es la más simple de entender, aunque tiene el problema de que no es aisladora y por lo tanto no sirve para el proyecto final. En la figura 1 se puede observar el circuito básico, en donde se utiliza una llave con-

Haciendo números redondos sería una trolada por tensión comoreal elemento activo. Por supuesto en el circuito se utilizará un fuente de 30V. Por eso la potencia en reposo transistor bipolar o un MOSFET. sería de 30V . 0,02A = 60 mW contra 50W a plena salida; todo ello considerando un sisteEl circuito es una simple llave que se ciema sin perdidas. Para sacar cuentas redondas rra y se abre rítmicamente a la frecuencia 4



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Figura 1 - Circuito de fuente de transferencia combinada.

No circula corriente por el diodo D1 porfijada por el generador de funciones, que genera una señal rectangular. El período de que el mismo está en inversa. En cuanto la actividad de la llave está ajustado a un valor bajo, de modo que la llave está cerrada poco tiempo (9%) y abierta el tiempo restante y su frecuencia de trabajo es de 50kHz es decir que cumple su ciclo en un período de 1/50.000 = 20µS de los cuales está cerrada unos 2µS y abierta los 18µS restantes.

llave se abre, la corriente por el inductor que estaba creciendo y generando una tensión positiva en el inductor del lado del diodo, con respecto a una negativa del lado de la carga, comienza a reducirse y genera una tensión inversa sobre el inductor que polariza al diodo en directa. Ahora el campo magnético acumulado en el inductor hace circuCuando la llave se cierra aumenta la lar corriente por D1, L1 y la carga C1 y R1. corriente por ella en forma paulatina. Esa corriente se reduce paulatinamente a Como estamos tomando una muestra en el medida que se agota la carga de campo magretorno de la batería (que representa al puen- nético en el inductor, hasta que finalmente no te de rectificadores y el electrolítico de la alcanza para mantener conduciendo al diodo fuente no regulada de entrada) se observa la y el inductor se queda a impedancia alta, con señal yendo hacia negativo pero en realidad la llave y el diodo abiertos y realiza una oscies un pulso positivo. La corriente de la llave lación propia debido a su inductancia y a su pasa por el inductor L1 y luego por la carga generando tensión continua en el electrolítico de salida C1 y la carga R1 con un nivel bajo debido al poco tiempo de actividad de la llave.

capacidad distribuida, que dura todo el tiempo en que se está recuperando energía como lo demuestra el oscilograma de la figura 2 en donde se muestra la corriente de carga y la de recuperación. Así se puede reconocer que

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nuestro problema está en la enorme reducción de tensiones que requiere el circuito, que nos lleva a trabajar con tiempos de actividad pequeños aun a los valores nominales de corriente Reducir la decargacarga. por ejemplo a 1A implica reducir el tiempo de actividad a la mitad es decir 1µS y a esos valores de tiempo de actividad las llaves comunes tienen bajo rendimiento, porque demoran en abrir y cerrar. A niveles menores de carga ya no pueden cumplir con su función de abrir y cerrar porque

Figura 2 - Corriente de recuperación de la fuente.

Figura 3 - Excitación en modo burst.

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no tienen tiempo para hacerlo. Y entonces la tensión de salida pierde la regulación, la llave demora en abrir y sube la tensión de salida a niveles peligrosos.

EL MODO BURST

Figura 4 - Excitación de modo burst para reducir la tensión de salida.

La solución al problema es el modo burst. La palabra burst se traduce cómo salva y consiste en una doble modulación de la señal de la llave. Cuando el tiempo de actividad no se puede reducir

Figura 5 - Ripple en el modo burst.

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más, se recurre a generar un grupo de pulsos un corte, otro grupo de pulsos, otro corte, etc. hasta que baje la tensión al valor deseado cuando se usa baja carga. En la figura 3 se puede observar el circuito modificado con dos generadores sumados para manejar la llave de este modo.

Nos dá lastima porque son unos cuantos árboles perdidos mientras el equipo está en silencio, pero tal vez podamos hacer que el micro detecte que el equipo está en silencio por mucho tiempo y lo pase a stand by automáticamente.

El circuito funciona del mismo modo que el anterior, pero ahora los cierres de la llave LAS TOPOLOGÍAS PARA se realizan con un trencito, de pulsos, que FUENTES CONMUTADAS levantan la salida, un corte largo, otro trencito etc. logrando reducir la tensión de salida a pesar de que la llave dura cerrada un tiempo No existe una topología que aventaje a las aceptablemente largo. otras en cuanto trabajar en el modo burst. Todas son adecuadas; pero si existen topoloEn la figura 4 se puede observar un oscigías mas adecuadas para potencias altas que lograma de los pulsos de excitación junto para potencias bajas. con los pulsos de carga del inductor. En principio nuestra intensión es trabajar Este modo es una solución, pero implica si se puede con 100W por canal y si no podecolocar capacitores más grandes como filtro mos con 50W por canal aproximadamente. de salida, porque ahora el ripple es el corresCon estas potencias se pueden utilizar topopondiente al período de apagado del burst logías de cualquier tipo con uno, dos o cuaque puede ser mucho mayor que el período tro transistores. Cada una tiene sus ventajas y de la oscilación principal. En la figura 5 se sus desventajas que no están de más aprender puede observar el ripple aún con un capaciya que las fuentes de alimentación pulsadas tor 10 veces mayor. tienen una aplicación universal y todo lo que Lo importante es partir y ya recorrimos el mencionemos sobre ellas será sumamente primer trecho de nuestra fuente pulsada para útil para cualquier proyecto. audio. Ya vimos la primer dificultad y dimos En primera instancia debemos decir que una idea de cómo salvarla. El diseño debe una fuente pulsada requiere una o más llaves tener llaves muy rápidas para que tenga un digitales. Por eso debemos considerar las elevado rendimiento y un factor de atenuadiferentes posibilidades existentes en el merción tan elevado como de 300 a 30V con una cado. En principio existen tres posibilidades carga que varía casi de circuito abierto a uno de la cuales solo dos son prácticas en este 2A. momento: los transistores bipolares; los tranEsto es algo muy difícil de lograr y pro- sistores MOSFET y los GATOs. De estos bablemente tengamos que realizar un consu- tres los bipolares y los MOSFET son ampliamo resistivo para levantar el mínimo consumo, probablemente sea imprescindible consumir unos 200mA cuando no hay audio de salida que equivale a 6W.

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mente conocidos y no vamos a explicar nada sobre ellos porque el que encara un diseño de una fuente pulsada debe tener conocimientos sobre ellos.



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Figura 6 - Fuente de transferencia indirecta.

Nos quedan el último grito de la moda en llaves digitales que son los GATOs; podemos considerarlos como una mezcla de transistor bipolar y MOSFET que presentan las ventajas de los transistores bipolares, con referencia a su tensión colector emisor, sin los pro-

Estas fuentes poseen una fuente primaria no regulada idéntica a la que vamos a utilizar nosotros que es la de 220V rectificada con un puente de rectificadores y un capacitor electrolítico de unos 330µF x 450V.

blemas de excitación que ellos poseen por- la debe Esta tensión esen deun 310V y nuestra convertir valor cercanofuente a los que se excitan por compuerta. El problema 30V. Este valor no interesa demasiado pores que los GATOs son aun muy nuevos y no que se varía con la relación de espiras del se consigue gran variedad de ellos. transformador. Pero lo que si interesa es la Al elegir entre Bipolares y MOSFET tensión de primario. priva el problema del costo y la facilidad de En efecto de acuerdo a la topología elegiexcitación por lo cual la decisión mas lógica da el MOSFET debe admitir por lo menos el es utilizar MOSFET de los cuales luego readoble de la tensión no regulada y un cierto lizaremos una selección de los existentes en margen que podemos estimar en unos 200V plaza. más.

ELECCIÓN DEL MOSFET

Es decir que necesitamos transistores de unos 800V los cuales no son simples de conseguir. En general se pueden usar MOSFET de TV pero estos están diseñados para unos

LLAVE DE POTENCIA

80W de salida. Esto nos indica que sería conveniente utilizar una topología de dos transistores llave para que se repartan la potencia Empecemos por lo mas simple; el circui- y podamos obtener unos 160W en total que to clásico de las fuentes pulsadas para TV. pueden estirarse a 200W.

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Figura 7 - Corriente por una inductancia.

ELECCIÓN DE LA TOPOLOGÍA

taremos un inductor con 310 veces mas inductancia es decir del orden de los 5.1µHy A nuestros efectos podemos ordenar las multiplicado por 310 nos dá 1,5mHy. Esta topologías de acuerdo a la cantidad de llaves inductancia no será realmente un inductor, utilizadas como de llave simple, en semi- sino la inductancia del primario del transforpuente y en puente completo. Dibujemos pri- mador de pulsos. Nuestro transformador mero la topología aisladora de llave simple deberá ser reductor de modo que cuando (también conocida como de transferencia tenga aplicados los 310V entregue 31V de indirecta o fly-back). Ver figura 6. El primario del transformador posee una inductancia que determina el crecimiento de la corriente en función del tiempo, que por supuesto comienza en cero en el comienzo del ciclo, que es cuando se cierra la llave. La fórmula que determina la corriente en un determinado instante de tiempo es:

Si L es de 1Hy en un segundo la corriente crece linealmente hasta 1A. Por esa razón las inductancias utilizadas están en el orden del mHy y las frecuencias en el orden de los 100kHz (semiperiodo de 5µs) porque de ese modo se llega a corrientes de: I = (1/5µHy) . 5 µs = 1A. Ver la figura 7.

pico positivo en su secundario. El problema es que cuando se abra la llave J1, la inductancia de primario generará una sobretensión que puede llegar a ser de varios kV. Ese es justamente el fenómeno que le da el nombre de fly-back a la fuente analizada. Esa sobretensión se limita con un limitador a diodo y red RC que nosotros reemplazamos por una fuente limitadora de 400V ya que este circuito solo es de demostración y no pretendemos que sea funcional. Ahora cuando corta J1 la tensión de la llave crece abruptamente hasta que el diodo D2 se ponga en directa (400V+310V). En ese momento también conduce el diodo D1 y el capacitor C1 recupera la carga perdida el resto del tiempo.

Pero en este circuito la fuente es de 1V y nosotros tenemos una fuente de 310V. Como el sistema es lineal esto significa que necesi-

El diodo D1 extrae toda la energía magnética acumulada en el núcleo, antes que la llave se vuelva a cerrar; es decir que nuestro

I = (1/L) . T

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Figura 8 - Oscilograma de tensión y corriente sobre la llave J1.

circuito tiene tres tiempos claramente definidos. El primero es el de acumulación de energía magnética en el núcleo. El segundo es de recuperación de la energía magnética en el núcleo, y el tercero es el tiempo de espera hasta que se vuelva a cerrar la llave.

(0,97%). Por supuesto el Multisim no tiene en cuenta las perdidas en el ferrite del núcleo que considera ideal.

Layred RC sobre es para lentificarlo un poco evitar que seD1 produzcan oscilaciones espurias y los resistores R1 y R3 son para poder medir la corriente por la llave y por la carga. C1 debería ser de por lo menos 470µF pero pusimos un valor bajo para acelerar la simulación.

prácticamente no existe y eso lo que genera un elevado rendimiento deles circuito. En la práctica cuando se debe variar el tiempo de actividad el tiempo muerto no puede ser tan bajo y el rendimiento empeora.

Para conocer el rendimiento del circuito agregamos un amperímetro en serie con la tensión del puente de rectificadores y un voltímetro en paralelo con la carga. La potencia de entrada será entonces la tensión de 310V multiplicado por la indicación del amperímetro XMM2 y la potencia de salida lo indicado por el voltímetro XMM1 al cuadrado, dividido por la resistencia de carga R2 de 10 Ohm. La potencia de salida es de 86W y la de entrada de 88W lo que da un excelente rendimiento para el circuito que es casi unitario

En la figura 8 se puede observar la forma de señal de tensión y de corriente sobre la llave. Como podemos observar el tiempo 3

EL TRANSFORMADOR DE PULSOS El componente más importante de la fuente es el transformador de pulsos. Su tamaño determina el costo total de la fuente porque los MOSFET suelen ser muy económicos aun con corrientes y tensiones mucho más altas que las nominales. Por eso es que pensamos en tecnologías con mas de un MOSFET mirando a que el transformador sea lo mas pequeño posible para la potencia puesta en juego.

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Y el tamaño del transformador depende fuertemente de la inductancia de primario y ya aprendimos que la misma depende de la frecuencia de trabajo y la tensión de fuente. Por lo tanto debemos elegir a priori una frecuencia de trabajo que no sea muy alta para que los MOSFET no tengan que ser de muy alta velocidad pero que no sea tan baja que agrande el transformador. En principio una frecuencia de 80kHz puede ser adecuada. Luego analizaremos topologías que reducen la tensión de trabajo (tensión del puente) para usar inductancias menores.

Figura 9 - Curva B/H de un núcleo de ferrite.

que llega al punto de saturación donde el núcleo tiene la misma permeabilidad que el Pero hay algo muy importante que mere- aire. En la figura 9 se puede observar un ce una atención especial y es la composición ejemplo. del núcleo con o sin entrehierro. Por supuesto que en nuestro diseño teneExpliquemos lo que es el entrehierro. Un mos que trabajar por debajo del punto de núcleo de ferrite tiene una curva B/H deter- saturación, que depende la cantidad de espiminada. A medida que aumenta H la curva se ras del primario y de la corriente que circula va haciendo cada vez más horizontal hasta por ellas; en una palabra del campo magnéti-

Figura 10 - Corriente por el primario del transformador.

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co donde se encuentra sumergido el núcleo. Precisamente el núcleo aumenta la permeabilidad del aire en un factor llamado permeabilidad oº. Como resulta lógico la misma curva se continúa hacia el cuadrante negativo y tiene una curva inversa en ese cuadrante. Como consecuencia de esto es evidente que nuestro núcleo debe estar sometido en lo posible a una CA. Ya que la componente continua, si la hubiera, desplazaría el punto de trabajo hacia un cuadrante o el otro y reduciría la parte activa de la curva.

una topología de circuito que genere un campo alternado en el núcleo. Seguramente Ud. se estará preguntando como vamos a aplicar una tensión inversa al primario si solo tenemos una tensión positiva de 310V. Note que dijimos un campo magnético alternado sobre el núcleo y no una tensión alternada sobre el primario. Y eso se logralacon simple topología. Pero antes de analizar topología vamos a analizar los MOSFET que tenemos disponibles en el mercado.

Si Ud. desarma un fly-back seguramente encontrara que las dos “C” que forman el MOSFET DISPONIBLES núcleo están separadas por un cartón o una EN EL MERCADO LATINOAMERICANO lamina de plástico. Esto se debe a que en el circuito de salida horizontal circula una componente continua sobre el primario y sin ese En nuestro mercado los diseños se deben entrehierro el núcleo se saturaría. Colocar acomodar a los componentes de reemplazos esa lámina reduce la permeabilidad aunque para la reparación de TVs; en caso contrario evita la saturación y eso incrementa el tamahay que realizar complejas operaciones de ño del núcleo. Ahora el tema es saber si el compra en el exterior. circuito que utilizamos hace circular corrienHablando con mis alumnos llegue a la te continua por el núcleo. Para eso solo tenemos que agregar un resistor shunt y utilizar conclusión que por lo menos en Argentina se consiguen 3 MOSFETs para fuente de TV el osciloscopio. Ver la figura 10. que son los siguientes: Como podemos observar toda la señal de 1) 6N60-A de 600V y 6,2A (existe la corriente esta sobre el eje cero y es una rampa que dura el 50% del tiempo y tiene un variedad B de 650V). 2) K3264 de 800V y 7A. valor pico de 1A. Realizando los cálculos 3) K1507 de 600V y 9A. esto implica una componente continua de 0,25A y se requiere el uso de un entrehierro Detengámonos a analizar el de peores porque solo se aprovecha la curva del primer características para ver si puede ser utilizado cuadrante (la sección del núcleo es el doble en nuestra fuente. El par de datos mas imporde la necesaria). En el caso del fly-back no tante parece indicar que con referencia a la interesa mucho porque el tamaño está detercorriente tenemos un buen margen de seguriminado por el bobinado de alta tensión. Pero dad pero no así de la tensión si limitamos la en nuestro caso si interesa y mucho porque aumenta el costo del núcleo o la capacidad misma al doble de la tensión de fuente que es lo típico ya que tendríamos una tensión de de sacarle mas corriente a la fuente. 620V lo que exigiría el uso de la variedad B Esto significa que el circuito propuesto no que no siempre se consigue y además prácties el más indicado y que deberemos buscar camente sin margen de seguridad.

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Sin embargo podríamos utilizar alguna de transferencia (valores típicos para Crss topología de dos transistores que nos va a son de 10pF). 4) Energía de avalancha testeada. resultar muy útil para varias cosas. La prime5) Soporta una elevada variación dV/dT. ra es distribuir la potencia sobre dos llaves en lugar de una y la siguiente es bajar la tensión 6) Capacitancia de entrada 700 a 1000pF. aplicada a la mitad. Esto hace que el 6N60-A Con referencia a sus características térmiresulte perfectamente apto para nuestra fuencas es poco lo que podemos decir prácticate. Pero aun quedan parámetros por analizar. Lo primero es saber si el transistor podrá trabajar a 80kHz y para eso debemos adentrarnos en la descripción del mismo que aparece en su dataste (especificación). Sus fabricantes dicen: el 6N60 es una MOSFET de canal N de 6,2A y 600/650V diseñado para obtener una alta velocidad de conmutación y una baja capacidad de compuerta. Su estado de baja resistencia es característico de los diseños de avalancha controlada que poseen un valor muy bajo de la misma. Sus características principales son:

1) La resistencia en el estado cerrado R ds(on) = 1,5Ohms a una tensión de compuerta de 10V. 2) Una ultra baja carga de compuerta, típica de 20 nC (nano Coulomb). 3) Baja capacitancia 14

Figura 11 - Características resumidas del 2SK3264.



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mente en el comienzo de nuestro proyecto, trabajo se toma en 40ºC significa que con un pero se pueden hacer algunas consideracio- disipador infinito la juntura llegaría a 55ºC lo que significa que se puede resolver el prones groseras. yecto con un disipador aceptablemente El rendimiento de una fuente pulsada a pequeño. máxima potencia, puede estimarse en un 85%. Si buscamos construir una fuente de Con referencia al MOSFET K3264 pode200W significa que la potencia disipada mos indicar que sería también perfectamente sobre todo en las llaves es del 15% de la apto y un reemplazo de mejores característipotencia máxima es decir 30W. cas que el 6N60 con referencia tanto a tensión como a corriente y con buenas caracteSi se usa una topología de dos MOSFET rísticas de velocidad. Lo mismo podemos se disiparían 15W por MOSFET. La especidecir del K1507 de los que presentamos sus ficación indica que la resistencia térmica con características principales en las figuras 11 temperatura controlada de carcaza (disipador y 12. infinito) es de 2 ºC/W lo que significa que la juntura sobreelevaría una temperatura de Nuestra preferencia por el 6N60 se basan 15ºC. Si la temperatura ambiente máxima de en la capacidad de entrada Ciss que es de 700

Figura 12 - Características del 2SK1507.

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Figura 13 - Circuito básico de la fuente.

UN CIRCUITO MÁS DEFINITIVO a 1000pF en tanto que en el 3264 puede llegar a 1350pF en el 3264 y a 1800pF en el 1507. Esta capacidad es la carga del driver y puede generar problemas de excitación Dentro de la topología de circuitos deberedondeando los flancos de la señal y provo- mos buscar una que no exija demasiada tencando demoras en el encendido y en el apa- sión a los dos transistores MOSFET que ya gado. decidimos emplear. Que tome como fuente no regulada un puente de rectificadores norEn nuestro caso esas demoras son impormal y que alimente el primario con CA. En la tantísimas para mejorar el rango de funciofigura 13 mostramos un posible circuito que namiento de la fuente con señales que tengan probaremos y modificaremos si fuera necepoco tiempo de actividad (amplificador con sario. Primero debemos aclarar que el circuibaja señal). Dentro de lo posible, debemos to esta alimentado por dos fuentes con lo que procurar trabajar hasta con señales de un 5% parece que no cumplimos con una de las prede tiempo de actividad que equivalen 300 misas. Sin embargo no es así porque las dos nS. tensiones de 155V en serie se pueden obtener Nota: en la especificación del 3264 esta colocando dos electrolíticos en serie como equivocada la unidad de medida de los tiem- capacidad de carga del puente de rectificadopos de conmutación (que deben estar en ns - res. nanosegundos-). Luego observe que el primario se alimenEl 6N60 tiene un tiempo de apagado de ta desde la unión central de las fuentes y 40 ns lo que nos permite suponer que podrá posee una llave a los 300V y otra a masa. Es trabajar hasta el 5% de tiempo de actividad o decir que el primario tiene aplicada una tal vez menos. corriente alterna perfecta como lo va a indi16



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el, tal como lo observamos en la figura 15. En realidad el circuito primario tiene que estar preparado para las dos tensiones de red usadas en America y Europa, para que la fuente sea una solución integral para todos los lugares del mundo. En la figura 16 se observa el circuito con una llave (en 110V) que permite pasar de una tensión a otra con una resistencia equivalente a una carga de 120W (680 Ohm) y la posibilidad de tomar tensión de 300V o de 150V para la Figura 14 - Oscilograma de primario del transformador. llave de potencia superior y el transformador. Y en la car el oscilograma de la figura 14. Como figura 17 se observa el mismo circuito con la vemos el transformador es atacado por una llave posicionada en 220V y también con la CA perfecta de 310 Vpap y 155V de pico misma posibilidad. negativo y positivo. De este modo le pediEl circuito del secundario tiene una sencimos la menor exigencia al núcleo del transllez espartana, porque solo posee un rectififormador que no requiere entrehierro. cador negativo y otro positivo que posteriorDe cualquier modo para asegurarnos que mente deberemos proveer de los corresponel primario no sea atravesado por una conti- dientes filtros antirradiación. La excitación nua es conveniente utilizar una capacitor en es simplemente una señal rectangular que serie con el mismo que tenga suficiente capa- para cumplir con las exigencias de diferentes cidad como para que no caiga tensión sobre cargas y tensiones de primario (en caso de baja tensión) debe variar su tiempo de actividad de modo que XFG2 sea el complemento a 100 de XFG1, es decir que si uno fuera del 40% el otro debe ser del 60%.

Figura 15 - Circuito real de fuente para 220V de red .

En la figura colocamos una carga media y excitamos con señales del 50% en ambos generadores para

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hacer una prueba. Ahora llega el momento de probar el circuito con los parámetros reales de consumo para ver si la salida positiva y negativa se mantiene en valores complementarios. Es decir que debemos variar R1 y R2 que ahora están disipando 30W cada uno (es decir 60W) por valores que permitan disipar

Por razones de espacio vamos a dejar esta experiencia para la próxima entrega en donde dibujaremos el circuito completo y posiblemente agreguemos un par de diodos auxiliares más si fuera necesario, ya que observamos varios circuitos comerciales que tienen dos diodos por cada extremo del

por un tiempo de actividad lo delmenos 40% y120W luegocon reducir esa carga al 10% secundario. De esta manera tenemos ya un circuito de su valor srcinal y ver en cuanto debe casi definitivo del sistema de llaves. quedar el tiempo de actividad.

Figura 16 - Puente en 110V.

Figura 17 - Puente en 220V de red.

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Demostramos el problema de la circulación de corriente continua por el transformador y lo resolvimos con el uso de una fuente partida en el medio, usando dos electrolíticos en serie (de cualquier modo esa es una solución aceptable porque por razones de circulación de corrientes se requieren capacitores de ele-

ce no puede hacerlo en cualquier momento, debe generar una señal de excitación simétrica para no deformar la señal de los secundarios. Esto complica el generador de modo que hay que utilizar dos comparadores para resolverlo aun sin emplear más que las llaves controladas por tensión del Multisim.

vado tamaño, llamados de alto ripple o dos de tamaño normal).

Nuestro primer paso va a ser resolver el funcionamiento al máximo tiempo de activiVamos ahora a realizar las simulaciones dad (50%) y posteriormente resolver el excipropuestas y ver el problema del núcleo a tador para que regule a 32V. utilizar, con sus dimensiones y características. Este es un problema complejo para América que siempre esta muy mal surtida de materiales especiales. LA CONDICIÓN DE MÁXIMA DE LA

FUENTE

En nuestro curso vamos siempre desde lo más simple a lo más complejo. En principio vamos a resolver el problema para un amplificador monofónico de 60W y luego en otras Vamos a desarrollar el circuito generador entregas, seguiremos rediseñando para ver si

GENERADOR DE EXCITACIÓN

de esa excitación, en una simulación en llegamos a los 120W que permitan alimentar Multisim y vamos a probar su funcionamien- un sistema estereofónico. to con un transformador con secundario de Para poder excitar a un sistema mono de carga para que entregue 32V partiendo de 60W por canal; la tensión calculada de fuenuna red de 220/110V. te es de +32V y -32V aproximadamente lo Nuestra fuente funciona con regulación que implica una corriente de fuente positiva porque la señal de excitación modifica el o negativa de 30W/32V = 0,9A. Pero al reatiempo de actividad de modo de mantener lizar la prueba de máxima, la salida de fuenreguladas las fuentes de -32 y +32V (en rea- te debe estar excedida; será de 36V por ejemlidad sólo se puede mantener regulada una; plo y entonces la corriente va a ser menor; la otra se regula automáticamente). Para 30W/36V = 0,83A. Lo importante es calcular lograr que la fuente regule a máxima carga la resistencia de carga como de 36V/0,83A = hay que excitarla con un período de actividad 43 Ohms. Para hacer la verificación sobre la del 50%, bajar la tensión de fuente no regu- fuente positiva se entrega una potencia de lada a 250V, conectarle la carga máxima y 36V.0,83A = 30W que sumados a los 30W de observar que se generen 35V, 36V o mas de la fuente negativa hacen los 60W de nuestro salida. amplificador. Luego cambiar el tiempo de actividad a Con estos datos armamos la simulación mano y observar que ajuste en 32V de salida. de nuestro último circuito con dos resistores Pero cuando el tiempo de actividad se redu- de carga de 43 Ohm.

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Figura 18 - Circuito del secundario aislado a condiciones máximas. 20



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Figura 19 - Oscilogramas de la fuente.

El circuito del secundario (ver figura 18) se entiende claramente con el diodo D1 rectificando +32V y el diodo D2 rectificando 32V, pero como se puede observar se agregaron los diodos D6 y D5 para completar un rectificador de onda completa y poder dividir por 2 la corriente que manejan los diodos D1 y D2 y duplicar la frecuencia del ripple, que ahora será de 160kHz.

De cualquier modo esto no reduce el valor de los capacitores de filtro, porque los mismos están diseñados para soportar las variaciones de la carga de audio. Es imposible evitar que la entrada de los diodos auxiliares no genere alguna oscilación parásita. Por esa razón es que agregamos los resistores R3 y R4, los inductores L1 y L2 y los capacitores C3, C4, C5 y C6. Con ellos sólo se puede

Figura 20 - Excitador con período de actividad variable.

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Figura 21 - Oscilograma al 50% de tiempo de actividad V = 5V.

observar un mínimo sobrepulso que no genera molestas irradiaciones.

En cuanto a la forma de señal de primario y secundario se puede observar en la figura 19 la señal primaria la tomamos sobre el priObserve que generamos un poco más del mario y la señal del bobinado inferior con valor deseado porque en realidad el período referencia a la masa aislada. de actividad máximo debe ser un poco infeMirando la figura, el lector puede obserrior al 50% para evita que se produzca un solapamiento de las señales de gate y se enciendan los dos MOSFET al mismo tiempo, lo que produciría un cortocircuito momentáneo de fuente a masa, con un seguro deterioro de los mismos.

var la perfecta simetría de las formas de señal y la limpieza de la señal presente en el secundario. El oscilograma del bobinado superior es una replica invertida del oscilograma mostrado.

Figura 22 - Oscilograma al 40% de tiempo de actividad V = 4V. 22



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Figura 23 - Oscilograma con un 20% de tiempo de actividad tensión V = 2V.

CIRCUITO EXCITADOR SIMULADO También es conveniente observar que el bobinado primario esta excitado con una señal perfectamente alternada es decir con un valor medio igual a cero lo que nos permite En la figura 20 se puede observar el ciraprovechar todas las características del cuito simulado del excitador de las llaves núcleo. controlada por tensión, con periodo de actividad variable con un potenciómetro. Ahora debemos excitar el mismo circuito pero con una señal que tenga periodos de Lo ideal para entender el funcionamiento actividad más cortos sin perder su valor de este excitador es observar las señales de medio nulo; lo que requiere el uso de un cir- control de las llaves a diferentes períodos de cuito comparador rápido y un generador de actividad, que resultan tener una forma de onda triangular. onda muy particular para conservar la sime-

Figura 24 - Funcionamiento del comparador inferior.

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Figura 25 - Funcionamiento del comparador superior.

tría, que garantice que la señal sobre el transformador sea alterna (es decir con valor medio igual a cero).

cuito para generarla analizando el circuito de la figura 20.

junto con la tensión y el período de actividad. Vea las figuras 21, 22 y 23.

dente que las llaves deben estar excitadas por diferentes señales y por eso se utilizan los dos comparadores.

El circuito es, en cierto modo, similar al Como el período de actividad depende de modulador PWM de nuestro amplificador de la tensión continua entregada con el poten- audio pero considerando que se debe geneciómetro, vamos a colocar los oscilogramas rar una señal con valor medio nulo. Es evi-

Ahora que se sabe como debe ser la señal generada se puede analizar como hace el cir-

El circuito de salida de los comparadores

Figura 26 - Agregado de los diodos recuperadores. 24



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es igual y consiste solo en un resistor de 1k dos diodos conectados sobre las llaves conya que los comparadores tienen salida a troladas por tensión según el circuito de la colector abierto (open colector). Por supues- figura 26. to cada salida va conectada a una llave conCon estos dos diodos, si la corriente no trolada por tensión. circula por las llaves en dirección hacia En la entrada - del comparador superior se abajo; circula por los diodos en dirección conecta una onda triangular con fase directa hacia arriba, pero siempre hay un circuito y en la entrada - del comparador inferior la cerrado para evitar las sobretensiones sobre salida invertida. La tensión continua del el bobinado primario. potenciómetro opera como eje de recorte de las ondas triangulares, tal como puede observarse en el oscilograma de la figura 24. Primeras Conclusiones En la figura 25 se puede observar el oscilagrama del comparador superior que nos permite entender cómo se genera el otro pulso de salida.

De este modo hemos visto qué es una fuente conmutada, que diferentes configuraciones o tipologías pueden tener las fuentes presentes en los equipos electrónicos de última generación y cómo puede ser una fuente Como las ondas triangulares están desfapara nuestros proyectos. Para ello, ya tenesadas 180º también lo estarán las señales de mos resuelto el circuito secundario y la excisalida de los comparadores. tación del circuito primario. Resta unir los Corresponde aclarar que la sensibilidad dos circuitos para verificar el funcionamiende la modulación es fácilmente modificable to y la posibilidad de regulación, tema que cambiando el valor pap de la onda triangular. analizaremos en el próximo capítulo. Posteriormente reemplazaremos las llaves controladas por tensión por los MOSFET que ya elegimos y diseñaremos el driver de los mismos.

¿QUÉ PASA CUANDO LAS DOS LLAVES ESTÁN ABIERTAS?

Por el momento trabajamos con un transformador simulado, pero les avisamos a los lectores de México y América Latina en Ocurre que el primario queda conectado a general que ya estamos en contacto con disalta impedancia y eso no es conveniente. La tribuidores de material de ferrite para la solución del problema se consigue utilizando construcción del componente definitivo. ☺

Capítulo 1

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Cap 2 - Diseño de Fuentes.qxd

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DISEÑO DE U NA FUENTE P ULSADA PARA EQUIPOS E LECTRÓNICOS M ODERNOS

Ya hemos visto cómo es una fuente conmutada o pulsada empleada en los equipos electrónicos actuales y qué requisitos debe cumplir la misma. En este capítulo veremos los parámetros de diseño de una fuente típica comenzando con el componente más complejo, el transformador de pulsos, indicando dónde puede conseguirlo y cómo debe solicitarlo. Obviamente, como Saber Electrónica llega a todas las ciudades, daremos ejemplos en Argentina, México y Venezuela y, para otros países deberá recurrir a Internet, en base a los datos que sugerimos.

Capítulo 2

ISEÑO DE

NA UENTE ULSADA

D EQUIPOS UELECTRÓNICOS F PMODERNOS PARA EL TRANSFORMADOR

DEPULSOS

Tome una radio de AM en desuso. Busque su antena de ferrite y desarme el bobinado de sintonía. Fíjese que está construido con 7 Un transformador de pulsos es el compo- alambres de cobre esmaltados retorcidos y el nente bobinado más difícil de fabricar de la manojo cubierto con hilo de algodón. electrónica. En él confluyen los conoci- Inclusive en mis buenos tiempos en mientos de los materiales magnéticos; los Tonomac utilizábamos alambre de 14 hilos. materiales dieléctricos (no se olvide que la prueba de aislación se realiza a 2.500V) y los conocimientos de RF bajas que incluyen el efecto pelicular. Seguramente Ud. quedó asustado después de leer esta frase e inclusive extrañado porque hablemos del efecto pelicular a los 80 o 100kHz en que trabaja nuestra fuente.

Ud. dirá que por ese bobinado pasaban microamperes y por un transformador de pulsos pueden pico. No importa, enpasar ambosvarios casosamperes ocurre eldemismo efecto pelicular. Si Ud. desarma un transformador de pulsos de procedencia Asiática va a observar Capítulo 2

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que el primario es un simple y grueso alambre de cobre. Pero si desarma un transformador Europeo verá que el primario puede ser de 2 o 4 hilos de cobre esmaltado o inclusive de faja de cobre esmaltada aislada con materiales plásticos. Ocurre que los Europeos cuidan el medio ambiente y los Asiáticos cuidan el bolsillo.

EL EFECTO PELICULAR

SI Ud. usa un conductor grueso es porque pretende que la corriente circule por todo el conductor, para reducir la resistencia del mismo. Pero el campo magnético que crea una línea de electrones circulantes por el medio del conductor tiende a frenarlos o por lo menos se opone a la circulación generando calor. El campo magnético de una línea de electrones periféricos no puede frenar a la línea de electrones siguientes y entonces se produce un efecto llamado pelicular que hace circular a los electrones preferentemente por la periferia del conductor. Este efecto es marcadamente dependiente de la frecuencia, así que podemos decir que en todos los componentes bobinados recorridos por frecuencias superiores a 1MHz el diámetro se elije para que el alambre sea cómodo de bobinar y se permite que el efecto pelicular trabaje a sus anchas. En corriente continua, la densidad de corriente es similar en todo el conductor (figura 1 a), pero en corriente alterna se observa que hay una mayor densidad de corriente en la superficie que en el centro (figura 1 b). Este fenómeno se conoce con varios nombres: efecto pelicular de Ávila Aroche, efecto skin-Aroche o efecto Kelvin. Este fenómeno hace que la resistencia efectiva o de corriente alterna sea 28

Figura 1 - Corriente por un conductor macizo cuando está recorrido por una corriente continua (a) y una alterna (b) de moderada frecuencia.

mayor que la resistencia óhmica o de corriente continua. Este efecto es el causante de la variación de la resistencia eléctrica, en corriente alterna, de un conductor debido a la variación de la frecuencia de la corriente eléctrica que circula por éste. El efecto pelicular se debe a que la variación del campo magnético en función del tiempo, es mayor en el centro que en la periferia simplemente porque hay mayores campos sumados, lo que da lugar a una reactancia inductiva mayor, y debido a ello, a una intensidad menor de corriente en el centro del conductor y mayor en la periferia. Este efecto es apreciable en conductores de grandes secciones, especialmente si son macizos. Aumenta con la frecuencia, en aquellos conductores con cubierta metálica o si están arrollados en un núcleo ferromagnético que es nuestro caso particular. En frecuencias altas los electrones tienden a circular por la zona más externa del conductor, en forma de corona, en vez de



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hacerlo por toda su sección, con lo que, de hecho, disminuye la sección efectiva por la que circulan estos electrones aumentando la resistencia del conductor aunque sería más propio decir la reactancia inductiva. Este fenómeno es muy perjudicial en las líneas de transmisión que conectan dispositivos de alta frecuencia (por ejemplo un transmisor de radio con su antena). Si la potencia es elevada se producirá una gran pérdida en la línea, debido a la disipación de energía en la resistencia de la misma.

zado. Para nuestro caso el cobre tiene una resistividad de 0,017 Ohm por mm 2 por metro con L en metros y S en mm 2. Se define la profundidad superficial de los conductores, al área efectiva por la que circula corriente en el conductor. Depende de la frecuencia, permeabilidad magnética y resistividad del material y se da en metros.

Fórmula 1 - Fórmula para el cálculo de la penetración.

También es muy negativo en el comportamiento de bobinas y transformadores para altas frecuencias, debido a que perjudica al factor de merito o Q de los circuitos resoEn donde ω = 2 F ; µ es la permeabilinantes al aumentar la resistencia respecto o dad del material y σ la resitividad. la reactancia. En realidad los bobinados de nuestro Una forma de mitigar este efecto es el transformador deberían estar realizados con empleo en las líneas y en los inductores del alambres Litz para reducir las pérdidas pero denominado hilo o alambre de Litz, consis- tomaremos como suficiente precaución utilitente en un formado por aislados muchos unos con- zar 4 alambres de cobre esmaltado retorciductores de cable pequeña sección dos, del diámetro adecuado. de otros con esmalte y unidos solo en los extremos. De esta forma se consigue un aumento de la zona de conducción efectiva. Ver la figura 2. NÚCLEOS PARATRANSFORMADORES ¿Se puede realizar un cálculo de la profundidad hasta la cual circula corriente eléctrica?

Sí, aunque es algo complejo. Normalmente la resistencia de un conductor de forma circular se calcula con la fórmula:

El principio del transformador es que toda bobina sumergida en un campo magnético variable genera una tensión alternada de la misma frecuencia que la de variación del campo magnético.

R = ρ . L/S

En donde ρ (se dice “ro”) es la permeabilidad relativa del material conductor utili-

Figura 2 - Alambre Litz

La tensión inducida es función de la velocidad de variación del campo magnético de su orientación y de su intensidad. Lo importante es que el campo sea variable Capítulo 2

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Figura 3 - Transformador ideal y real.

porque un campo fijo como el generado por un imán o un electroimán de CC no induce tensión alguna. Estos casos dan forma a las dínamos y los motores eléctricos. El caso que nos ocupa es una estructura fija de material magnético formado por chapas recortadas con forma de “E” y de “I” que generan un camino de baja reluctancia (resistencia al campo magnético) y que pasa por dentro del primario y el secundario. La variación del campo magnético de la bobina sumergida en él puede ser debido al movimiento, pero en nuestro caso (el transformador) se trata de una estructura fija en la que se varía la corriente, aplicada al primario. Conste que dijimos corriente y no tensión, porque el campo magnético es función de la corriente que varía por el primario y no de la tensión aplicada a él. En principio un bloque macizo de hierro silicio puede encargarse de conducir el campo magnético del primario por dentro del 30

secundario sin que nada del campo se desperdicie, cerrándose por el aire sin pasar por el secundario. Pero es imposible lograr, que aunque sea un pequeño campo, se cierre solo sobre el primario y por eso un transformador se representa siempre como un transformador ideal con un pequeño inductor en serie con el primario que representa las pérdidas de flujo y la ausencia de rendimiento unitario. Ver la figura 3. Un transformador consiste en dos bobinados fuertemente acoplados entre sí. Puede ser simplemente por la geometría de las bobinas (una dentro de la otra), pero más generalmente se trata de una estructura metálica con un material que es mucho más permeable que el aire (al campo magnético) como por ejemplo el hierro silicio. Durante muchos años los únicos transformadores que se conocían eran los de hierro silicio laminados ya que la máxima frecuen-



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núcleo de una sola pieza, la resistencia eléctrica que ofrecerá a dichas corrientes circulares será baja, lo cual provocará un incremento de tales corrientes.

Figura 4 - Núcleo laminado.

Debido a su efecto contrario, la corriente de la fuerza magnetizante debilitará a esta última y, en consecuencia provocará un incremento de la perdida en la potencia que disipará el primario para un correcto funcionamiento del transformador, en la corriente que circula por el primario. Esto en sí representa una pérdida de potencia que disipará el primario para un correcto funcionamiento del transformador.

Figura 5 - Armado de un núcleo.

cia a la que se trabajaba era de 100Hz. En la práctica para reducir al máximo las pérdidas por histéresis magnética se recurre al uso de materiales capaces de imantarse y desimantarse rápidamente, tal como ocurre con el hierro silicio. En cuanto a las pérdidas por corrientes de Foucault o corrientes parásitas podremos tener una idea mas precisa al respecto si observamos la figura 4, la cual consideramos por supuesto como un núcleo macizo a pesar de ser de chapa laminada.

Para contrarrestar el efecto de estas corrientes parásitas es posible llegar a una solución muy interesante basada en ofrecer una máxima resistencia transversal a las mismas. Esto se consigue integrando el núcleo magnético mediante un conjunto de láminas delgadas de hierro, superpuestas una sobre otra y aisladas entre sí con un baño de goma laca, barniz o simplemente óxido. En la figura 4 podemos apreciar el tipo de construcción propuesto que evidentemente reduce las corrientes circulares transformándolas en elípticas de mucho menos recorrido. Naturalmente que éstas igual se producen, pero debido a que el hierro tiene mucha menor sección el valor alcanzado por las corrientes de Foucault es sensiblemente mas reducido, disminuyendo en consecuencia las pérdidas.

Si consideramos al mismo recorrido por

En la práctica los transformadores se construyen con una gran cantidad de láminas muy delgadas de hierro silicio aisladas entre

un determinado magnético el dibujado en líneasflujo de puntos; comocomo éste es variable se srcinan en dicho núcleo corrientes circulares que se opondrán en todo instante a la causa que las srcina. Siendo el

sí y fuertemente comprimidas. Con estas precauciones se lograrán realizar transformadores que alcanzan a cubrir la gama de audio si se utilizan procesos de orientación del grano magnético de la laminación. Capítulo 2

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La máxima frecuencia de trabajo de un núcleo esta determinada por las llamadas corrientes de Foucault que consisten en corrientes inducidas en el propio hierro por estar sometido a un campo magnético variable debido al fenómeno de la inducción magnética. Los cortes en forma de lámina secciona el camino de circulación de las corrientes de Foucault y más cuando las mismas están oxidadas. De cualquier modo la forma indicada no es práctica porque no posee lugar para montar el secundario. En el ítem siguiente observaremos formas prácticas de laminación. En la figura 5 se puede observar una solución totalmente clásica consistente en el corte “E” y “I” de la laminación. Los cortes en I y en E se arman intercalados tal como se observa a la izquierda para evitar que se produzca un corte del camino magnético principal. Cuando se deben realizar transformadores que superen la banda de audio se abandona la laminación y se utilizan gránulos de hierro amalgamados con resinas epoxi, poliéster u otros materiales plásticos, lo que permiten aumentar la permeabilidad hasta frecuencias del orden de los 2MHz. Este tipo de material toma el nombre genérico de ferrite. En la figura 6 se puede observar una fotografía de estas formas de ferrites para transformadores de pulsos de fuentes.

terísticas de aislación y el acoplamiento que debe tener la fuente.

CONSTRUCCIÓNPRÁCTICA DEL TRANSFORMADOR

Ya dijimos que un transformador real tiene una inductancia parásita llamada de dispersión que debe minimizarse para obtener un elevado rendimiento (que la mayor parte de la energía que ingresa por el primario salga por el/los secundarios). Esto implica una construcción muy particular del transformador. Mirando las fotografías se observa que la zona de bobinados se encuentra sobre la rama central del núcleo construida sobre un carretel de plástico. Ese carretel se llena de un modo muy particular: primero la mitad del primario, luego los secundarios y por último la otra mitad del primario. Es decir que el bobinado es un sándwich de dos tapas de primario con los secundarios como fiambre. Esto provoca un fuerte acoplamiento

El material de ferrite tiene características muy particulares que requieren un análisis muy cuidadoso para elegir el más adecuado a nuestras necesidades. Por supuesto lo más importante es determinar el tamaño del transformador en función de la potencia que debe entregar la fuente. Pero muchas veces este tamaño está determinado más por las carac32

Figura 6 - Formas de ferrite para transformadores de pulsos.



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entre el primario y los secundarios minimizando la inductancia de dispersión. Pero también hablamos de que la prueba de aislación se realiza a 2500V y esto implica una construcción muy particular con una aislación de cinta de mylard sobre la primer mitad del primario, luego construir el/los secundarios una nueva capa de mylard y por último la segunda parte del primario. Es evidente que si los terminales de primario y secundario se sacan del mismo lado del carretel será imposible conseguir la aislación correcta. Por eso la solución típica es sacar los terminales de primario por un lado y los de secundarios por el otro.

LA FUENTE RESONANTE

Hemos discutido cuál es la mejor topología para una fuente de audio. Y cuando quiero “optimizar” la topología elegida me encuentro con problemas difíciles de resolver.dePor eso quiero plantearcon ununa nuevo método resolver el problema fuente no pulsada.

Por último es fundamental que la aislación del circuito impreso sea mejor que la del transformador.

Desde el comienzo, en este texto, la idea es diseñar juntos una fuente pulsada; es decir que yo aún no tengo la solución mientras estoy escribiendo estas líneas y además ni siquiera me animé a asegurar que pueda llegar a una. Quedamos en que de cualquier modo la aventura de aprender es siempre provechosa y decidimos meternos en el tema con todo.

Como puede observar, ingresamos de lleno en el desarrollo del transformador de pulsos mencionando las razones históricas

Me animé a escribir porque leí un artículo en una revista española en donde explicaban parcialmente la construcción de una, evi-

que a la utilización del ferrite sobrellevaron todo a explicar los requisitos de aisla-y ción y rendimiento del transformador.

dentemente un artículo en Inglés al que no tuvebasada acceso.enPero a medida que fui ingresando en el diseño me dí cuenta de que tenía grandes falencias y no pude resolver la Todo depende de la construcción y la sección del secundario del transformador. habilidad del diseñador para lograr una Releyendo mis propios artículos sobre buena separación entre los terminales del transformador y entre el primario y secunda- fuentes llegué a la conclusión de que las fuentes de alta potencia de mejor rendimienrio. to se utilizaban en los TV de plasma y son Los lectores curiosos que deseen observar fuentes que no se pueden clasificar como las especificaciones de los ferrites les indicapulsadas aunque funcionen con pulsos. Se mos que los que se consiguen en Argentina llaman fuentes resonantes y como es clásico se obtienen primero en la lista de materiales en nuestro curso vamos a estudiarlas a fondo. de Elemon (www.elemon.net) y luego consultar las características de los materiales en existencia hay que ingresar en www.epcos.com. En México puede consultar EL EFECTO RESONANTE MECÁNICO en EYM Electrónica (www.eym.com.mx), en Venezuela en: www.zonalectronica.com y para otros países debe fijarse en el listado La resonancia mecánica es un efecto que hemos colocado en nuestra web. sumamente utilizado en muchos dispositivos Capítulo 2

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y debemos estudiarla antes de entender cómo funciona una fuente resonante. El péndulo es la máquina resonante más conocida de todas las épocas y la más didáctica para entender el problema del rendimiento. Vamos a analizar un péndulo con aguja rígida, peso y rulemán en su punto de pivote. Ver la figura 7. Este dispositivo es una máquina transformadora de energía gravitatoria en energía térmica, si consideramos que el rulemán no es ideal y tiene un determinado rozamiento. Las transformaciones que se producen son las siguientes: A) Se levanta el peso dándole energía potencial gravitatoria y se suelta. B) La aguja hace oscilar al peso que llega al punto central; en ese lugar la energía potencial gravitatoria es nula porque el peso no puede bajar más allá de esa posición. Toda la energía potencial se transformó en

Figura 7 - Oscilador a péndulo.

Note que si el rulemán se oxida, el sistema debe realizar un esfuerzo mayor sobre el mismo y se produce más energía térmica. El péndulo sube menos y el martillo debe dar un golpe mayor para mantener al sistema funcionando a amplitud constante.

EL SISTEMA RESONANTE ELÉCTRICO

energía cinética. En la resonancia eléctrica se utilizan las C) La energía cinética lleva al peso hacia características opuestas del capacitor y del la izquierda hasta una altura algo menor que inductor. El hecho de que uno se oponga a la derecha. las variaciones de tensión y el otro a las

variaciones de corriente hace que colocados en serie o en paralelo sean ideales para transferirse la energía de uno a otro generando una oscilación amortiguada (como la del péndulo). Cada circuito busca reponer la E) La energía potencial algo reducida energía perdida en cada ciclo de modo que la comienza a convertirse en energía cinética oscilación se realice en forma permanente. con dirección contraria a la anterior. Pasa El problema es que los circuitos deben compor el punto central y comienza a reducirse pletar la posibilidad de entregar la energía aumentando la energía potencial. perdida en cada ciclo con la posibilidad de F) Cuando el péndulo se detiene total- retirar potencia continua hacia el amplificaD) El rulemán se calienta por el rozamiento, generando una energía térmica exactamente igual a la pérdida de energía potencial gravitatoria.

mente lo hace a menos altura que desde donde partió y comienza un nuevo ciclo de descenso. En ese momento el martillo golpea al peso y recupera la energía térmica generada en el rulemán. 34

dor que la tensión decon continua puedarealiajustarseypermanentemente un sistema mentado. En la figura 8 se puede observar el circuito básico que nos ayudará a explicar el fun-



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Figura 8 - Circuito básico.

cionamiento. El circuito resonante está constituido por la inductancia de primario de T1 que es de 330µHy y el capacitor C5 de 12nF. El generador que provee energía al sistema

de T1 que debe tener la amplitud deseada de 32V aproximadamente. Cuando se carga el circuito ocurre lo mismo que en el símil mecánico; la oscilación se atenúa y el gene-

es XFG3 que como observar de rador onda cuadrada conpodemos una amplitud de es 310V ma. debe entregar mayor energía al sistepap es decir la tensión rectificada por un Esto se puede lograr de dos modos: el pripuente en redes de 220V, 50Hz o de un cirmero es trabajando con el período de activicuito doblador en redes de 110V, 60Hz. dad de las llaves con el circuito driver creaLa salida de tensión del circuito se obtie- do anteriormente con un comparador para ne del bobinado secundario con punto medio que nunca quede un circuito abierto. El otro modo consiste en trabajar fuera de la frecuencia de resonancia para que el circuito sintonizado reciba menos energía debido a que le llega fuera de tiempo. En la figura 9 se

Figura 9 - Curva de resonancia del circuito.

puede observar la curva de resonancia del circuito resonante serie medida con un medidor de Bode. Capítulo 2

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Este circuito resonante posee una curva de resonancia con una máximo de 30 dB a la frecuencia central de 78kHz. Según la figura, al trabajar a 100kHz, la tensión de salida es menor a lo necesario, pero basta con 90khz acercarpara la lograr frecuencia a unos la tensión requerida y luego variar suavemente la frecuencia ante variaciones de la tensión de carga. Demás está decir que una combinación de los dos modos de variar la salida permite obtener un cambio notablemente grande de la misma. Por ejemplo si llevamos la frecuencia a un valor de 80kHz. podríamos cargar la fuente con una resistencia de 4,3 Ohm generando una potencia de salida 10 veces mayor. La forma de señal de salida es realmente algo para analizar. Si el circuito resonante se excita con una señal cuadrada podríamos pensar que la señal de salida del transformador es también una señal del mismo tipo. Pero en la figura 10 podemos observar que no es así que la señal de uno de los secundarios es casi una señal senoidal. Como podemos observar en rojo aparece la verdadera señal de primario como una conmutación de la salida del puente de rectificadores o el doblador es decir con 310V la mitad del tiempo 36

Figura 10 - Señal de los secundarios.



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Figura 11 - Circuito completo del secundario. Nota: los capacitores C1 y C2 luego serán agrandados considerablemente; no l o hacemos ahora para que no se lentifique la simulación.

y con una conexión a masa viva el resto del torsión que tiene la corriente de primario. tiempo. Esa señal se aplica al LC formado T1 Lo importante es que se trata de una señal y C5 que genera el intercambio energético simétrica y que la variación del pulso positicorrespondiente a un circuito resonante serie. vo es igual a la del negativo que es nuestra Aunque la tensión aplicada al circuito sea principal preocupación. cuadrada la corriente que circula corresponEn el circuito básico colocamos como de a la carga conectada sobre ese generador carga del secundario, simples rectificadores y no a la señal del generador. En el límite si de media onda pero el circuito se puede comel Q del circuito resonante es infinito la pletar con un par de diodos más y realizar un forma de señal puede ser cualquiéra que la rectificador de onda completa como puede corriente que circula es siempre senoidal. En observarse en la figura 11. nuestro caso como el Q no es infinito, la señal de corriente por el primario no es perfectamente senoidal sino una combinación de senoidal con una pequeña cuadrada. El campo magnético en el núcleo es proporcioEL GENERADOR DEONDA nal primario y por lo tanto varíaa la decorriente la mismadeforma. Y por último; la tensión de los secundarios es proporcional a la variación del campo magnético del núcleo y por lo tanto es senoidal con la misma dis-

CUADRADA

CONLLAVES CONTROLADAS

Ahora nos queda por conectar el primario a las dos llaves controladas por tensión que Capítulo 2

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Figura 12 - Circuito con generador a llaves. 38



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Figura 13 - Oscilograma de tensión sobre el LC y el secundario inferior con el generador a llaves.

Figura 14 - Oscilograma sobre el primario del transformador.

posteriormente serán reemplazadas por transistores MOSFET digitales de potencia. Ver la figura 12.

superior del transformador. Cuando transcurre el 50% del periodo de la señal la llave J1 se abre y se cierra la llave J2 enviando el ter-

La generación de la onda cuadrada se realiza del siguiente modo:

minal superioraplicar del transformador a masa. Esto significa una onda cuadrada de 310V de pico a pico desplazada de cero de modo que el semiciclo negativo coincida con masa.

En el primer tiempo se cierra la llave J1 aplicando la tensión de fuente al extremo

Capítulo 2

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Parecería que se aplica una tensión continua de 155V al primario del transformador, pero esto es imposible porque en serie con el primario está el capacitor C5 que se carga justamente a un valor medio de -155V desplazando la onda cuadrada de primario en forma simétrica a masa. En la figura 13 mostramos el oscilograma de tensión sobre el LC y la tensión del secundario inferior para que el lector lo pueda comparar con el de la figura 11 para demostrar que los circuitos son equivalentes. Ahora vamos a medir la tensión sobre el primario de T1 y la vamos a comparar con la tensión sobre el LC. Ver la figura 14. Como se puede observar la tensión es perfectamente alterna sin ninguna componente continua superpuesta, pero también podemos observar que el valor de tensión de pico sobre cualquiera de las llaves supera los valores que pueden soportar los MOSFET porque llega a ser de 1500V.

impedancia de salida del generador en todo momento; es decir que no vale mantener las dos llaves abiertas al mismo tiempo. Con esto ya se reduce la tensión sobre las llaves pero como se va a reducir la tensión de salida es necesario reducir la relación de espiras del transformador para obtener la misma tensión de salida. Esto aumenta la carga sobre el circuito resonante con lo que se reduce aún más la tensión sobre las llaves pero aumenta la corriente que las recorre. Esto es un mecanismo de corrección de errores que debe ser aplicado reiteradamente hasta obtener el resultado deseado. Lo ideal es buscar una tensión de alrededor de 600V para poder utilizar cualquier MOSFET de fuente de TV. Más adelante veremos al circuito pero con el excitador de doble comparador. Reduciremos el tiempo de actividad y ajustaremos la relación de espiras para lograr el diseño del transformador.

En el ítem siguiente indicaremos el modo de solucionar este problema. DISEÑO LA TENSIÓN SOBRE LOS TRANSISTORESMOSFET

Si sobre un circuito resonante serie se quiere reducir la tensión sobre los dos componentes; se debe reducir la energía que los excita o reducir el Q. En realidad hay que realizar las dos cosas al mismo tiempo para no variar la tensión de salida.

DE UN MODULADOR PWM

Al circuito de la fuente resonante le agregamos un modulador PWM y ajustamos todo para lograr una tensión de 32V para la salida. La sección de potencia de nuestra fuente ya está resuelta con un circuito resonante formado por el primario del transformador y un capacitor de sintonía que resuenan en 78kHz. El secundario del transformador tiene un

punto medio y con él logramos generar una Para reducir la energía entregada al cir- tensión de salida senoidal desfasada 180º cuito sólo nos queda reducir el tiempo de como en una fuente de 50Hz común con actividad, pero tal como lo hicimos anterior- transformador laminado de hierro silicio. mente con un circuito que mantenga baja la Cuatro diodos rápidos con sus correspon40



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diente capacitores y resistores de filtrado garantizan una rectificación de onda completa con una frecuencia de ripple de unos 140kHz. En esta entrega debemos realizar todas las pruebas que nos permitan determinar el funcionamiento correcto de la fuente. En un principio intentaremos construir una fuente para un amplificador estereofónico de 30W por canal aproximadamente, es decir que generaremos una fuente de +32V x 1A y de -32V x 1A es decir 32Wcompletamos y 32W con lo cual 64W. De echo nunca una señal estéreo consume la suma de los consumos. Se estima que es suficiente con considerar una potencia de fuente de 1,5 veces la potencia de un canal. Posteriormente veremos la posibilidad de incrementar la potencia a un valor mayor, para que la fuente sea más útil en

Figura 15. Circuito de prueba del tipo resonante.

forma genérica. De cualquier modo esta serie de artículos es prácticamente un apunte de trabajo muy detaCapítulo 2

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Figura 16. Oscilogramas de la generación PWM.

llado para que cualquier lector pueda desarrollar una fuente por su cuenta; sólo hay que animarse y simular las variantes porque el diseño es muy flexible y lo permite. Ahora tenemos dos modos ajustables de regular la tensión de salida y uno fijo. Los regulables son el período de actividad de onda completa y la frecuencia del oscilador, el fijo es la relación de transformación del transformador de pulsos. Como cosas a medir existe una muy importante que es la tensión aplicada a las llaves controladas y la corriente que circula por ellas para saber si los MOSFET elegidos con anterioridad son aptos para su función en una fuente resonante, aunque a priori podemos decir que por la topología del circuito lo son seguramente. Otro cosa que debemos medir es la tensión aplicada al primario del transformador y al capacitor de sintonía, porque seguramente tendrán requisitos especiales debido a que el efecto resonante genera sobretensiones importantes. 42

EL CIRCUITO DE PRUEBA

Realmente no diseñamos ningúnelcircuito nuevo; simplemente superpusimos último diseño de la entrega anterior con el circuito excitador de dos entregas atrás y así salió el circuito completo que nos permite realizar los ajustes y las mediciones. Ver la figura 15. El clock del excitador está generado por el generador de funciones XFG3 dispuesto como generador de onda triangular que posteriormente será reemplazado probablemente por un 555 y un amplificador inversor y un no inversor integradores. En efecto, podemos observar que se utilizan las dos fases de salida del generador; una a la entrada inversora de U1A y la otra a la entrada inversora de U2B que son circuitos comparadores de alta velocidad. La comparación se realiza con una tensión continua que se obtiene del cursor del potenciómetro R5. De acuerdo al valor de



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Figura 17. Primeras mediciones de la fuente resonante.

continua que se coloca en estas entradas, en las salidas se genera un pulso rectangular con mayor o menor período de actividad. Los pulsos estarán desfasados debido a que coin-

menos corriente por el primario, alejando el punto de trabajo del punto de sintonía del LC. Si se desea aumentar la tensión de salida se debe hacer la acción contraria.

ciden con elestá pulso triangular180º positivo y siempre dicho pulso desfasado en ambas salidas de XFG3.

La tensión en los secundarios es proporcional a la corriente que circula por el primario; es decir que mayor corriente significa mayor tensión sobre los secundarios y viceversa.

Los comparadores son circuitos con salida “toten poll” o “output colector” es decir que ofrecen sobre la pata 1 y 7 el colector de Los diodos D3 y D4 completan el camino un transistor llave interno, que requiere un de circulación del LC cuando las dos llaves resistor a fuente (R6 y R7) para generar un están abiertas. pulso rectangular de ancho variable que opere las llaves controladas J1 y J2. ver la figura 16. Estas llaves le entregan al circuito resonante T1 y C5 la energía que toma la resistencia equivalente a las cargas del amplificador R1 y R2. Si se desea bajar la tensión de salida el periodoa fuente de actividad de se laspuede llavesreducir que se conectan oa masa por menos tiempo, reduciendo la energía entregada al LC. También se puede variar la frecuencia de XFG3 para que circule

AJUSTE Y PRUEBA

DELCIRCUITO

Evidentemente lo primero que debemos hacer las tensiones de salida y ajustarlas es al medir valor deseado de 32V. En principio colocamos el período de actividad del excitador en su valor máximo, que no debe ser superior al 40% para que no exista ninguna Capítulo 2

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Figura 18. Tensión sobre las llaves controladas.

posibilidad de que en cierto momento se cierren las dos llaves controladas generando un cortocircuito fatal para los futuros MOSFET. Luego se modifica la frecuencia del generador de funciones para lograr que la tensión de salida tenga el valor deseado de 32V. Ver la figura 17. Como se puede observar el generador de funciones se predispone en onda triangular con un período de actividad del 50%. Para una posición del pre-set del 38% se obtienen las señales PWM indicadas en el osciloscopio que no tienen peligro de superponerse. Para este caso las tensiones de salida son de 32,24V y -32,24V que es el valor deseado. A continuación en la figura 18 se coloca el osciloscopio paracontroladas. poder medir las tensiones sobre las llaves Como se puede observar la tensión sobre las llaves es de 310V y no podría ser otra que la tensión de fuente porque cuando J1 está 44

abierta J2 está cerrada y entonces J1 tiene aplicada la tensión de fuente. En cambio cuando J2 está abierta J1 está cerrada y entonces J2 tiene aplicada la tensión de fuente. Esto significa que cualquiera de los MOSFET elegidos puede cumplir con el requisito de tensión. La señal sobre las llaves parece tener una incongruencia porque no tiene la forma esperada con un período de actividad menor al 50% pero lo que ocurre que aunque la llave esté abierta, los diodos D3 y D4 mantienen el potencial para obtener baja impedancia durante todo el ciclo de la oscilación. En las figuras 19 y 20 se puede observar el otro parámetro a considerar de los MOSFET que es la corriente. En realidad es necesario realizar dos mediciones si vamos a tomar como referencia la señal de excitación. En la primera utilizamos el viejo método de agregar un resistor de bajo valor y en la segunda usamos una ventaja del Multisim



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Figura 19. Corriente por el MOSFET inferior.

10 que son las sondas de corriente en este caso ajustada para 1V/A. Como podemos observar las corrientes pico son de 8A pero

solo se debe considerar el tiempo que dura la excitación de la llave, que como máximo fijamos en un 38%, es decir 19% por cada

su valor continuo es mucho menor porque

transistor. El valor eficaz es aproximada-

Figura 20. Corriente por el MOSFET superior.

Capítulo 2

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mente el 19% de 8A o 1,52A. Sobre todo los MOSFET 2SK3264 y 2SK1507 son aptos para este uso ya que admiten pulsos de corriente de 28A y 29A y valores continuos de 7A y 9A respectivamente. Nota: estos MOSFET se consiguen en cualquier casa de electrónica porque se los utiliza para fuentes de TV.

POSIBILIDADES DE REGULACIÓN DE LA FUENTE

Como sabemos nuestra fuente admite el ajuste del período de actividad de dos formas diferentes. Por cambio de la tensión de error o por cambio de la frecuencia del oscilador. Primero vamos a probar el ajuste por tensión para ver si es necesario recurrir a otro sistema, o si lo debemos manFigura 21. Regulación con R de 640 Ohm tener en suspenso para el diseño de una fuente de mayor potencia. observar, con llevar el potenciómetro de En la figura 21 se puede observar qué pasa ajuste a un 25%, se logra reajustar la salida al cuando la resistencia de carga se levanta a 20 valor deseado de 32V. Es decir que no hace veces de su valor srcinal. Como podemos falta recurrir al doble cambio de parámetro. 46



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Bien, hasta aquí comprobamos que estamos por el buen camino y que un simple cambio del período de actividad con nuestro modulador, es suficiente para lograr una buena regulación con variaciones de carga de 1 a 20.

transistores MOSFET que previamente habíamos elegido. Y aquí comienzan los problemas de simulación que requiere mucha imaginación para resolverlos. ¡Manos a la Obra!

Como Ud. ya sabe vamos a trabajar con los MOSFET que se consiguen en plaza Ahora deberemos cambiar las llaves con- debido a que se utilizan como repuestos de troladas por MOSFET y vamos a diseñar una TV. Se pueden utilizar el 6N60-A o el K3264 adecuada excitación de los mismos. También o el K1507. Pero resulta que ninguno de ellos vamos a medir el rendimiento de la fuente, está en la librería del Multisim. que necesitamos para el diseño del transforPor esa razón utilizamos un MOSFET que mador. tuviera valores similares de tensión y corriente y nos imaginamos que el resultado será similar. CONMUTACIÓN CON TRANSISTORESMOSFET

Habiendo analizado cómo se realiza la modulación por ancho de pulsos, describiremos cómo reemplazar las llaves controladas en nuestro circuito de simulación por los

Los comparadores utilizados en el modulador no entregan mucha corriente de salida. Es decir que no son capaces de cargar y descargar al capacitor equivalente al gate del MOSFET sin producir una pendiente excesiva. Por esa razón se impone reducirles la impedancia de salida.piensa Lo primero en que un se es colocar repetidor pero a poco que se analice se observa que el repetidor permite que le tomen corriente por su salida pero no es capaz de consumir desde la carga y en nuestro caso lo más importante es descargar el capacitor de gate rápidamente.

Figura 22 . Circuito de excitación de un MOSFET

Si analizamos los circuitos utilizados para reducir la impedancia nos encontramos que el más conocido es el clásico par complementario de los Capítulo 2

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amplificadores de audio. En efecto, esa etapa es capaz de hacer circular corriente hacia el parlante cargando el capacitor de acoplamiento o tomar corriente del capacitor de acoplamiento descargándolo. El problema parecería ser que carga utilizar para diseñar el excitador. Pues bien realmente no es un problema porque solo hay que utilizar como carga un capacitor del mismo valor que tiene el capacitor de entrada CI del MOSFET. De los tres MOSFET posibles elegimos el que tiene Figura 23 . Señal de gate de un MOSFET. menos capacidad de entrada que es el 6N60 (Ci = 700 a 1300pF) y nos rectangular de 86kHz con tiempo de activiponemos en la capacidad máxima de modo dad del 40%. De este modo Q1 se abre y cieque se pueda usar también el K3264 (900 a rra 86.000 veces por segundo casi sin flancos 1350pF). lo dejamos comoEl unaK1507 mala alternativa porque tiene un promedio de 1200 y un máximo de 1800pF.

CIRCUITO

DEEXCITACIÓN

En la figura 22 se puede observar el circuito de excitación simulado usando como carga un capacitor de 1000pF. El transistor Q1 simula el transistor interno del comparador de una de las salidas. Y está excitado con un generador de funciones como señal 48

Figura 24 . Retardo de descarga del gate (247ns ó 0,25µs aproximádamente).



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Figura 25 . Circuito con MOSFET.

Capítulo 2

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de conmutación. La resistencia que impulsa la corriente del par complementario es proporcionada por R2 cuando Q1 está abierto.

Ahora que ya tenemos diseñados los circuitos de excitación vamos a probar el circuito completo cambiando las llaves controladas por MOSFET.

El par complementario se comporta haciendo circular corriente por Q2 cuando Q1 está abierto cargando el capacitor equivalente al gate por medio de R3. Observe que nunca se generará una tensión mayor a la de CIRCUITO CONMOSFET fuente (12V) sobre el gate del MOSFET cuando Q1 está cortado. Cuando Q1 conduce hace conducir a Q3 quien a su vez descarEn la figura 25 se puede observar el cirga al capacitor C1 mediante la red D1 y R4 cuito incluyendo los MOSFET. Como se en paralelo con el resistor R3. puede observar, el circuito de excitación inferior se utiliza tal cual fue diseñado porComo se puede observar todo el circuito que el terminal de fuente del MOSFET está está pensado para que la corriente de carga conectado a masa. Pero en el circuito supede C1 sea relativamente baja ya que en ese rior nos encontramos que el terminal de masa momento la corriente por el MOSFET recién del MOSFET se encuentra conectado a la comienza y crece paulatinamente. En camseñal de alimentación del circuito resonante bio, cuando el MOSFET se abre la corriente y por lo tanto a una tensión rectangular de está en el máximo y es imprescindible vaciar 310V de pap. el gate rápidamente para no perder rendimiento. Si la excitación la referimos a masa seguEn la figura 23 se puede observar el oscilograma de gate tomando como referencia a la salida del generador de funciones.

ramente se quemará el MOSFET superior. Por esta razón se agrega el transformador T2 con su retorno del secundario conectado al terminal de fuente de MOSFET superior Como podemos observar, los flancos de la para que esté correctamente excitado. Pero el señal de gate no son verticales, tienen una transformador no puede acoplar continua y cierta caída exponencial debido a la carga de entonces genera un pulso negativo que reducompuerta. Pero lo importante es lo que ocu- ce el valor de la excitación a la mitad. rre antes de la tensión de transición que Por esta razón se agrega un capacitor con como sabemos es de unos 4V (momento en que el MOSFET cambia de estado). El flan- un diodo que restauran el valor negativo a co de subida casi no tiene inclinación hasta 0V (en realidad a -600mV) dejando un pulso los 4V y por eso no se produce casi un retar- positivo de 10V para excitar la compuerta. do al encendido. En tanto que la descarga del En el MOSFET inferior solo se ha agregate es un poco más problemática porque se gado un resistor R13 porque la capacidad produce una demora que no puede estimarse drenaje gate generaba realimentaciones de con precisión en el osciloscopio. Una medi- tensión sobre el gate. El resistor R12 fue ción con escala más expandida permite leer agregado porque la simulación marcaba un con precisión el retardo como de 0,25µs. Ver error debido a la carga inductiva capacitiva del par de salida superior. la figura 24. 50



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OTRO CIRCUITO

DEEXCITACIÓN

El circuito que acabamos de describir tiene ciertas falencias debido a que, en algunas ocasiones, la simulación arranca mal por lo cual el prototipo seguramente no va a funcionar correctamente, por lo cual debemos hacerle algunas modificaciones al proyecto. En este libro describo paso a paso los diferentes estados en que fuí realizando este proyecto, es decir, no hubo un proyecto definitivo sino que la idea desde el comienzo fue mostrarle al lector como se diseñan las fuentes de alimentación de los equipos electrónicos modernos, basándonos en los sistemas de suministro de energía de los equipos de audio de alta fidelidad. Es un modo de hacer vivir los proyectos; el lector no es una presencia estática, sino que puede entender el proceso del pensamiento del autor.

prueba y error y el proyecto final suele distar mucho de la idea inicial. Ya les mostré el diseño de un driver que no me deja muy contento y por lo tanto voy a intentar la construcción de uno mejor. En principio, lo que no me gusta es que el driver inferior no pasa por un transformador y el superior sí. Esto genera una asimetría de la excitación; es decir que las señales de gate son diferentes. Cuando hice las mediciones de rendimiento sobre cada uno de los drivers noté que eran diferentes y eso no tiene sentido; deben tener el mismo rendimiento y comencé a pensar en cambiar el circuito para que se sea simétrico. Ahora, sí debemos construir un pequeño transformador driver por qué no realizamos dos exactamente iguales. Y en eso basé las nuevas modificaciones del proyecto que paso a explicar.

NUEVO CIRCUITO EXCITADOR

Y si alguien le dice que él piensa los proyectos y le salen andando perfectamente no En la figura 26 se puede observar uno de le crea. Todos los ingenieros trabajan por los canales de driver que podría ser el infe-

Figura 2 Circuito del driver nuevo.

Capítulo 2

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rior al estar conectado a la masa caliente o el superior, si todos las masas del secundario del transformador driver se conectan juntas al transformador del circuito resonante (unión de los MOSFET).

nente de tensión positiva que pierde amplitud. Como D2 no permite la existencia de señales negativas superiores a 0,6V casi toda la señal sobre el gate es positiva y superamos fácilmente la tensión de conducción.

Ya realizamos un cambio a nivel del par complementario que excita los MOSFET que ahora son TIP31 y TIP32. En realidad pueden ser TIP29 y 30 pero no sabemos por qué el Multisim10 no los trae en su biblioteca.

En la anterior simulación (en la entrega anterior) habíamos reemplazado el MOSFET por un capacitor equivalente a su Cin. En este caso, conectamos realmente un MOSFET similar a los elegidos para el proyecto (en realidad tiene un Cin mayor que es de 1500pF) y lo conectamos a una fuente de 300V con un resistor de 400 Ohm.

El transistor Q5 no existe realmente en el circuito. El representa a la salida del modulador PWM. El circuito comienza con un transistor excitador Q4 que le entrega la señal rectangular al par complementario TIP31 y TIP 32.

De este modo participan todos los capacitores internos del MOSFET y no sólo el de gate a fuente. El que más nos importa es el drenaje a gate, que puede producir una disPara que Q2 se sature plenamente, la base torsión de la señal de gate en el momento de debe estar conectada con un resistor, a una la conmutación. Es decir que cuando el gate fuente de mayor tensión que el colector. Esto sube de tensión, en cierto momento, el MOSsignifica que nuestra fuente deberá tener dos FET conduce y baja abruptamente la tensión pequeñas fuentes convencionales; una de 12 de drenaje (realimentación negativa parásiy otra de 24V. Esa señal se acopla gate20pF por ely capacitor Cdg que suele ser dealunos genera En el circuito conectamos el canal rojo ta). del osciloscopio sobre el primario del transformador 1:1 con lo que podemos decir que es la fuente de señal de excitación. El transistor Q4 opera como un amplificador de corriente saturando al transistor Q3 por reducción de su tensión de base cuando él, a su vez está saturado. Cuando se abre, el resistor R5 conduce corriente desde la fuente de 24V que hace saturar a Q2, es decir que el transformador T1 se conecta alternativamente a fuente y a masa quedando alimentado con una señal rectangular de 12Vpap y a baja impedancia permanentemente. El secundario de T1 tiene un primer circuito C1 D2 que sirve para evitar la componente de señal negativa sobre el gate, que no molesta mientras no supere la tensión de aislación del mismo, pero que reduce la compo52

una tensión sobre éste, que es como una muesca en el oscilograma. En nuestro caso, con una señal de 300V en drenaje, es imposible de evitar esta distorsión, sólo se debe mantener en un mínimo atacando al gate a baja impedancia. En realidad, toda la red R3 R4 y D1 debería anularse para atacar el gate a la más baja impedancia; pero eso no se puede hacer porque la corriente de carga y descarga de Cin sería excesiva y podría quemar la compuerta. El funcionamiento de la red es muy sencillo. La señal de excitación acomodada arriba del eje de -600mV circula por R3, para cargar a Cin con un pulso de corriente que circula hacia la derecha cargando el capacitor y manteniendo la carga (con una corriente muy



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El transformador Q2 tiene una relación de espiras de 1 a 1 y se construye con dos alambres bobinados al mismo tiempo sobre un núcleo toroidal o un núcleo E I de bajo tamaño. De ese modo se reduce prácticamente a cero la inductancia de dispersión y no se generan sobrepulsos. Figura 27 - Oscilograma de gate con referencia en el nodo 12.

OSCILOGRAMAS DELDRIVER CON SEÑAL CUADRADA

Como ya sabemos, el pulso de conducción de Q1 (y de su equivalente en el otro canal) no puede ser del 50% de período de actividad, porque un pequeño retardo al apagado podría significar que ambos transistores conFigura 28 - Oscilograma del gate con C1 corregido a .1µF. duzcan al mismo tiempo. Por eso los oscilogramas con un baja) durante toda la conducción del MOS- 40% de período de actividad son significatiFET. Luego, al invertirse la señal sobre el vos y muy cercanos a la realidad que aún no secundario de T, el nodo 3 pasa a -600mV y conocemos (es decir que no sabemos si el el MOSFET se corta. En este caso se produ- período debe ser de 45% o menor). ce la descarga de Cin por intermedio de D1 y Los oscilogramas más importantes son R4 en paralelo con R3. Es decir al doble de todos aquellos relacionados con la señal de la corriente de carga. gate tanto de corriente como de tensión. En El agregado de R7 se debe a un problema el circuito ubicamos el haz rojo como refede seguridad. rencia en el nodo 12 y el verde en el gate, figura 27. En efecto, sin R7 el gate queda a una impedancia infinita a la CA de baja frecuenComo podemos observar de los 12V que cia, cuando Q1 no conduce. Esa CA se puede se miden en el primario se llegan a aplicar producir por captación electroestática o por solo 8,3V al gate. Como consideramos que la zumbido debido a un toque accidental. pérdida es mucha incrementamos el valor de Capítulo 2

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Figura 29 - Agregado de sondas de corriente.

C1 a 0,1µF logrando un oscilograma como el indicado en la figura 28.

das fueron ajustadas (picando dos veces sobre ellas) a 1mV/mA.

Aquí podemos observar que casi no hay

Las sondas XCP1 y XCP2 muestran la

pérdida señal que serie,laporque marcador rojo nosdeindica señal el verde es de 11,31V. El marcador azul nos indica la acción del diodo D2 que permite que la señal solo pase 441mV hacia el cuadrante negativo.

corriente las dosobservar ramas delengate. La señal de XCP2 por se puede la figura 30 donde se ve claramente la existencia de una doble polaridad. La polaridad positiva es la de carga y la polaridad negativa es parte de la corriente de descarga de Cin.

Otro detalle a tener en cuenta es la distorsión por conmutación del MOSFET. La señal verde nos indica que la muesca de encendido ocurre más o menos a los 3,5V y que dura unos 300ns y que la muesca de apagado ocurre a los 5,5V y que dura unos 200ns. En la figura 29 se puede observar el circuito con las sondas de corriente aplicadas a dos osciloscopios. Las son54

Figura 30 - Formas de señal de corriente separadas.



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casi a 200mA. La demora es un poco superior a 200ns que se puede considerar perfectamente aceptable.

Figura 31 - Corriente total de gate y corriente de drenaje.

En rojo se observa la corriente de carga; con el cursor rojo se puede medir un pico positivo de 132mA y con el cursor azul un pico negativo de 102mA. En verde se observa la señal de descarga con un pulso de 182mA. En la figura 31 se observa el oscilograma de la corriente total de gate con la sonda XCP3 y la corriente de drenaje con la XCP4 ajustadas para 1V por mA.

Para estar seguros de un correcto funcionamiento sólo nos queda comprobar si el sistema se comporta perfectamente con períodos de actividad menores y cambiando la frecuencia de trabajo dentro de una banda adecuada.

No vamos a entregar los oscilogramas por razones de espacio pero le aclaramos que realizamos pruebas desde un 30% hasta un 70% sin ningún inconveniente y en el rango de frecuencias de 50kHz a 100kHz. Invitamos a los lectores a que realicen las correspondientes simulaciones.

FUENTE COMERCIAL PARA AMPLIFICADORES DEAUDIO

Este es el oscilograma más importante porque nos permite ver la relación entre el auténtico cierre de la llave a MOSFET y la señal de gate que genera el cierre. En verde se observa la corriente de drenaje. Comenzamos observando que se levanta de cero cuando se produce un pulso positivo de corriente de base y llega aun valor de 749V equivalentes a 749mA. La corriente total de gate tiene un valor de 120mA aproximadamente que coincide con la medición anterior. La demora al cierre de la llave es de unos 70ns.

Como sabemos, hay muy pocos equipos de audio con fuente conmutada. Pero existen, y uno de ellos apareció por nuestro laboratorio simplemente con un parlante desenconado. No podíamos desperdiciar la oportunidad de curiosear en el mismo y le sacamos fotografías para que curioseemos juntos.

Cuando llega el pulso negativo de corriente de gate se produce una apertura de la llave que es más lenta que el cierre, a pesar de la mayor corriente de descarga que llega

de CD). Por si lo notó en el frente hay un autoadhesivo que indica que el equipo entrega 8.000W PMPO pero abajo indica (para cum-

En la fotografía 32 se puede observar el frente del equipo de marca LG modelo MCT704-A0U (no tiene colocada la bandeja

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plir con las reglas europeas) 740W RMS (o eficaces). Aunque no indica nada, suponemos que se trata de la salida sumando los dos canales, es decir 370W por canal, figura

En la figura 36 se puede observar el detalle de la fuente pulsada que evidentemente tiene transformadores para una potencia mayor a 160W que es lo que consume un TV de

33. En la figura 34 se muestra la etiqueta trasera en donde constan los principales datos del equipo.

33”. En la fotografía se puede observar la fuente montada en la plaqueta gris que no tiene nada que envidiarle a una fuente de plasma de 50”.

Como se puede observar; según el fabricante, la Figura32 - Frente del equipo LG Como vemos posee tres potencia consumida por el modelo MCT704-A0U. transformadores de pulsos equipo desde la red es de solo 160W. Es decir que el equipo es capaz que seguramente pertenecen a un preacondide “generar electricidad” porque consume cionador, una fuente permanente y la fuente 160 y entrega 740W. Como no vemos ningún del amplificador de audio (de derecha a dispositivo que sirva para cargarle energía, izquierda). En la plaqueta verde debajode la sacamos la conclusión de que el fabricante gris se observa el conversor analógico a comete un error en alguno de los dos pará- PWM y verticalmente y conectado a ella el metros. Por las razones expuestas, sentimos más curiosidad aún y sacamos una fotografía de la zona de audio para estimar la potencia, figura 35. Como se puede observar el híbrido de potencia posee un disipador y una circulación de aire forzada que bien podrían entregar la potencia indicada en el frente. El diámetro de alambre de PWM los inductores de filtrado también indica que el equipo puede entregar una potencia muy grande. 56

amplificador PWM de potencia híbrido.

Figura 33 - Potencia del equipo indicada por el fabricante.

Figura 34 - Etiqueta de identificación del equipo.


La conclusión final es que las fuentes pulsadas para equipos de audio o de audio video (vulgarmente Homes) se vienen con todo, de la mano de los TVs LCD, Plasma slim y los mal llamados LED, que realmente son LCD con backligth a LED. Los usuarios no se conforman con los mínimos 4 + 4 u 8 + 8W que suelen disponer internamente los TVs. Y piden potencia pero es imposible colocarla adentro del TV porque no hay lugar y ya hay mucha vibración.


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sabemos su rendimiento no es bueno y tienen poca potencia acústica; los usuarios quieren más realismo y no les basta con la imágenes diez veces más brillante, quieren también el sonido 10

Figura 35 - Amplificador de audio digital híbrido.

veces más potente. Y entonces deben recurrir a los Homes con sus precios enormes o a los reproductores de CDs con entradas externas para conectar al TV. Y donde quedamos Ud. y yo en este negocio. Quedamos en la puerta; ya ingresamos al mercado de los amplificadores PWM con todo lo que estudiamos hasta ahora y ahora debemos terminar de ingresar con la fuente que estamos diseñando.

Figura 36 - Fuente de alimentación.

Algunos fabricantes recurren a los parlantes de nanotubos de carbono pero por lo que

Ya está, modificamos nuestro driver y realizamos pruebas intensivas de la modificación explicando para qué sirven todos y cada uno de los componentes del mismo. Realizamos las simulaciones en Multisim y las pruebas reales en un circuito armado en el aire verificando que las simulaciones son realistas. ☺

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Cap 3 - Servicio a Fuentes.qxd

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EL SERVICIO TÉCNICO A LAS F UENTES PULSADAS DE LOS E QUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS

Como hemos visto en los capítulos anteriores, los equipos electrónicos modernos, y sobre todo los de audio, suelen incluir fuentes pulsadas o conmutadas con características especiales. Nos propusimos el diseño de una fuente que pueda sustituir a la de los equipos comercia les lo que nos ha permitido saber cómo funcionan de modo que ya estamos en condiciones de poder reparar una fuente cuando la misma no funciona. En este capítulo damos algunos consejos útiles para el servicio técnico, mostramos técnicas para poder variar la tensión de la fuente y mostramos el funcionamiento de un circuito PWM.

Capítulo 3

EL SERVICIO TÉCNICO A LAS FUENTES PULSADAS DE LOS EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS INTRODUCCIÓN

fuentes, aprovechando los diversos cursos por videoconferencia que nos ofrecen Internet y los libros electrónicos o en papel ¿Cómo es la reparación de un centro musi- que existen sobre el tema. cal moderno con respecto a los clásicos? Si el problema está en el/los amplificador/res de potencia, del tipo PWM, el proDepende de la falla. Si la falla está en la fuente, es infinitamente más complejo, en blema es por lo general fácil de resolver, cambio si se trata del amplificador de audio aunque todo depende de la tecnología PWM es mucho más simple. La razón de la empleada para fabricar esos dispositivos. complejidad de las fallas de fuente es que las mismas son pulsadas y de 300W para arriba. Es decir que son tan complejas como la fuente de un LCD o un Plasma chico. Mi recomendación es realizar un buen curso de

Los amplificadores PWM de 100 a 150W están resueltos en un solo circuito integrado monocristalino. Los de potencia desde 150 a 300W son híbridos del tipo STK y las potencias mayores están resueltas

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Figura 1 - Fuente Pulsada de un Centro Musical LG con salida de audio digital.

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en una mezcla de componentes discretos mismos para que pueda ser seguido con monocristalinos, con MOSFET de potencia facilidad. Por suerte el fabricante dividió el y capacitores electrolíticos clásicos. circuito como zona caliente y zona fría con lo cual nos facilitó y ordenó la tarea. El equipo que nos ocupa es un LG mini sistem modelo MCT704 con lector de CD y Los conectores CN1 CN2 y CN3 se DVD de audio, sintonizador de AM-FM, amplían en la figura 2 para facilitar su lecentrada USB, entrada auxiliar cassete y todo tura. lo que se le ocurra para poder guardar o Si bien cada conector parece estar alirecepcionar música. mentado por un único circuito integrado en En cuanto a la salida posee una salida realidad no es así. El STR superior genera la estereofónica de unos 300W (150 +150) y tensión de +65V y el STR central genera la otra salida de Sub Woofer monofónica de tensión de -65V ambas tensiones salen por 300W. Los bafles estereofónicos son de 8 el conector superior CN903. Desde este Ohm y el Sub Woofer de 12 Ohm. Estos son conector se alimenta el amplificador esterevalores reales medidos con carga resistiva y ofónico y el amplificador de bajos. Cada osciloscopio sobre cada salida. Es decir que integrado alimenta además otras fuentes en total el equipo tiene una potencia de para evitar que en los silencios el STR se 600W (el fabricante dice 730W) aunque en quede sin consumo. realidad la potencia total difícilmente llegue a esos valores en forma continua porque debería darse el caso que ambos canales estereofónicos estén a plena salida y al

FUNCIONAMIENTO DE LA FUENTE

mismo tiempo se tenga al Sub Woofer a plena salida también.

EL CIRCUITO DE LA FUENTE Vamos a comenzar analizando la fuente del equipo que fue la razón por la cual fue entregado para su reparación, aunque el técnico nos dijo que solo funcionaba un canal estereofónico, ya que el otro tenía quemado un MOSFET de potencia. Esa reparación la encararía él mismo.

Nuestro colega nos dijo que el equipo no funcionaba, porque no aparecían las tensiones de +65V y -65V destinada a los amplificadores de potencia PWM y no encendía el display. En la figura 2 se puede observar un detalle de las tensiones de fuente que vamos a analizar en forma completa. Un buen diseño mantiene desconectadas las fuentes de los amplificadores de potencia, cuando el equipo está en Stand By. Esto significa que pueden existir integrados que se mantengan apagados hasta que aparezca la señal de ON pulsando en el frente, o en el

Para que el circuito de fuente sea legible control remoto del equipo. lo tenemos que presentar en dos páginas Observando el frente del equipo, no consecutivas dado su gran tamaño. Vamos a vemos ninguna llave mecánica con retenrepetir parte del circuito en la unión de los ción. Esto significa que al conectar el equi-

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El cátodo del diodo LED de PC904 está conectado a la masa fría y el ánodo con un resistor limitador de corriente de 2k

Figura 2 - Detalle de los conectores de la fuente conmutada.

(R970) va a laCN902 pata 2 del conector que tiene una señal proveniente del microprocesador llamada AMP CTR es decir “control de los amplificadores”

Al conectarlo a la red nuestro equipo no tiene ninguna tensión de fuente sobre ningún conector salvo la pata 6 del conector CN902 llamada U-COM de 5,6V destinada al microprocesador y que es justamente la tensión que regula el sistema voltimétrico del amplificador de error, de la fuente inferior conectada al optoacoPrecisamente en el conector CN903 se plador PC903. pueden encontrar las tensiones correspondientes pero todas están controladas por Por lo tanto deducimos que la fuente perdiferentes señales, seguramente el circuito manente funciona correctamente y el micro integrado arranca directamente cuando se debería entregar la señal AMP CTR cuando conecta el equipo a la red y por lo menos pulsamos ON en el frente. La medimos y en una de la tensiones (en general la regulada) efecto obtenemos una tensión de 1,5V sobre sale por un conector. En nuestro caso se el LED del optoacoplador al pulsar ON y trata del conector . cero cuando se lo vuelve a pulsar (Stand By). Ahora todo consiste en ubicar la señal de ON/Stand by para confirmar todo esto. El transistor Q901 (llave de encendido de Como la señal proviene de la sección fría (el los dos STR superiores) está conectada a microprocesador) debe ser acoplada a la una fuente permanente del lado caliente forsección caliente con un optoacoplador. En el mada, por el rectificador D943 y C947 que circuito vemos 4 optoacopladores y tres cir- generan 12V. Observe que a esta tensión cuitos integrados reguladores pulsados. Tres están conectados tanto el colector del tranoptoacopladores van conectados a los cir- sistor del optoacoplador como el colector cuitos integrados, el cuarto (PC904) va del transistor llave. Cuando el transistor del conectado a la base de Q901 que segura- optoacoplador se ilumina conduce y satura mente es el transistor llave de encendido. al transistor llave que aplica 12V a las patas po a la red debe arrancar un sector de la fuente destinado a alimentar al microprocesador que será el que genere la señal ON/Stand By. Este sector del circuito debe generar 5V o 3,3V con destino al micro y al receptor infrarrojo.

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de fuente (4) de los STR haciendo que los mismos arranquen y generen las tensiones de los conectores CN901 y CN902. En nuestro caso esto no ocurría.

hay bobinado interno. El primario está abierto porque se construye en dos secciones, una por debajo del secundario y otra por arriba. Y todo el bobinado inferior se refiere solo a la masa virtual (pata 3 del STR).

Antes que realizar cualquier tipo de análisis es conveniente medir los resistores sensores de corriente porque los mismos suelen operar de fusible cuando la llave de potenA los STR no les llegaba nunca la tensión cia del STR se pone en cortocircuito. R938 de fuente. Por lo tanto debíamos verificar si y R937 estaban abiertos y el STR tenía un la misma se generaba. En efecto, sobre cortocircuito entre las patas 1 y 3. C947 había una tensión de 12V apenas se Cambiamos los componentes teniendo la conectaba el equipo a la red. Ya verificamos que el LED del optoacoplador PC904 se precaución de comprar resistores no inducencendía, así que el problema tenía que ser tivos y se recuperaron todas las tensiones de un cortocircuito en la fuente de uno de los fuente. STR o el transistor abierto. Como las fuenPensando en como se sucedieron los tes de los STR presentaban una resistencia hechos creemos que todo comenzó cuando alta desoldamos el transistor lo medimos y se quemó el amplificador PWM de salida. estaba abierta la juntura de colector. Nuestro cliente, trabajando en el mismo, debe haber realizado un cortocircuito que Al reemplazarlo apareció la tensión negativa en el conector CN901 y además derivó en un exceso de consumo. En conseencendió el colorido display termoiónico cuencia se quemó la llave electrónica del porque las patas 10, 11 y 12 de CN902 están STR positivo y eso provocó que se quemadestinadas a él. Pero siguió sin aparecer la ran los resistores sensores y el transistor tensión positiva para los amplificadores de llave que controlaba a los dos STR. El efecto dominó que le dicen. potencia.

REPARACIÓN DE LA FUENTE

Al observar el circuito vemos que los bobinados de primario de los tres transformadores son una obra maestra del error. En efecto parece que como el dibujante no tenía el conexionado interno de los transformadores conectó todas las patas del primario entre sí. Por ejemplo la pata 2 tiene un cortocircuito a la 3 y los bobinados de realimentación y auto fuente, están referidos a

En conclusión, si Ud. recibe un equipo de éstos que no tiene tensión negativa y positiva debe retirar la plaqueta fuente del equipo y cargar las salidas de fuente de potencia con resistores.

No hace falta que haga un consumo máximo, con consumir 1A alcanza para probar el funcionamiento, así que puede usar resistores de 68 Ohms 100W sobre los -65V masa pero también a fuente, realizando un y sobre los +65V. La salida de 5V por la hermoso cortocircuito con el primario del pata 6 de CN902 la debe cargar con un transformador. resistor de 5,6 Ohm x 10W para que la fuenEntre las patas 2 y 3 y entre las 4 y 5 no te de baja tenga alguna carga sobre la salida

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EL SERVICIO TÉCNICO A LAS F UENTES PULSADAS DE LOS E QUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS LA REPARACIÓN EN FOTOS permanente. Luego verifique que sigan bajas las salidas de potencia y entonces verifique todo el sistema de control del encendido a través del optoacoplador PC904. Luego En la figura 3 se puede observar una de reparado el control si falta alguna de las infografía con los componentes principales tensiones dispóngase a reparar la fuente de la fuente de alimentación y el amplificacorrespondiente que tiene muy pocos com- dor de potencia estereofónica. Para poder ponentes externos además de los híbridos.

observar el amplificador principal sacamos el amplificador de bajos que se encuentra exactamente arriba atornillado al disipador con ventilación forzada. En la figura 4 se puede observar el detalle del circuito integrado de fuente dañado. Al ser igual al amplificador de tensión negativa se impone la medición de la resistencia a masa de todos los terminales por comparación directa.

Figura 3 - Vista de la fuente y el amplificador estereofónico.

Figura 4 - Integrado en cortocircuito.

En la figura 5 se puede observar el transistor llave que controla el encendido de las fuentes negativa y positiva de 65V. De este modo terminamos con una explicación rápida del funcionamiento de una fuente para un centro musical de excelentes características. Y es una fuente de 600 o 700W y sin embargo está resuelta muy sencillamente con componentes comunes. También comprobamos que muchas veces no se

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requiere saber para qué sirven todos y cada uno de los componentes del circuito, si se trabaja con criterio y conocimientos generales del tema. Extrañamente observamos que una fuente de características tan extremas no posee preacondicionador para reducir el coseno  del consumo. Seguramente el cliente podrá tener problemas con su compañía distribuidora de energía eléctrica o una buena multa que incremente el valor de kW/hora que le cobran. Otras fuentes de equipos similares son más complicadas pero obvian este problema.

Figura 5 - Transistor llave Q901 abierto.

por una única razón. Competir en precio con los clásicos amplificadores analógicos con Si uno no sabe cómo funciona una fuen- fuente a transformador laminado. Nos ani-

te con un STR, es mejor que primero se ponga al tanto del tema antes de meter manos en la fuente. En principio, es posible que gane tiempo y seguramente, se va a evitar problemas en caso de fallas accidentales. No trabaje nunca por el método de cambiar y probar porque casi todos los componentes de esta fuente son especiales y SMD. Deje de usar las manos y use el cerebro antes que se oxide irremediablemente. Este capítulo es una prueba de cómo se llega a determinar un componente fallado sin jugar a las adivinanzas.

mamos a decir que nuestro proyecto completo de amplificador PWM y fuente pulsada tiene un precio diez veces menor que un proyecto clásico, pesa cinco veces menos y rinde el doble. Y tiene una ventaja inherente sumamente importante. Es simple, fácil de armar, fácil de reparar (porque no tiene realimentación negativa) y además no necesita protecciones, simplemente porque admite cortocircuitos sobre la salida por tiempo indefinido.

Repasemos lo que hicimos hasta ahora con referencia a la fuente pulsada. En prinEL CONTROL DE TENSIÓN DE cipio buscamos la disposición de fuente más UNA FUENTE PULSADA adecuada, porque en ese momento no existía información con referencia a equipos Se va armando el rompecabezas que es comerciales que nos orientaran al respecto. nuestra fuente pulsada para audio diseñada Hoy en día existen muchas marcas de equi-

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STR que vimos en la entrega anterior. Nosotros estamos por lo tanto en el buen camino porque elegimos una resonante. De la fuente resonante tenemos resuelto el circuito resonante primario y los circuitos secundarios con sus rectificadores. En esta entrega le sumamos el circuito modulador asimétrico PWM realizado con dos compuertas comparadoras rápidas y los dos excitadores a transformador separador, con relación 1:1 y las dos llaves MOSFET con los transistores más económicos que se consiguen en cualquier comercio de electrónica. Nuestro circuito se debe regular a mano, porque aun no tenemos armado el circuito de realiFigura 6 - Circuito con control manual de las tensiones de salida. mentación de la pos decididamente volcados a los amplifica- tensión de error, que es lo último que se dores PWM y las fuentes pulsadas. Y las fuentes generalmente elegidas son las resonantes cuando se usan MOSFET discretos y las de transferencia indirecta cuando se trata de circuitos integrados híbridos como el

diseña. Pero si funciona controlado a mano, debe funcionar controlado en forma automática. En esta entrega vamos a presentar entonces el circuito con control manual de la tensión de salida y todos los oscilogramas

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Figura 7 - Oscilograma de entrada y salida del comparador superior.

desde el modulador hasta los secundarios. El circuito presentado, que se muestra en la figura 6, es totalmente funcional es decir que nosotros realizamos una simulación que funcionó correctamente (aunque después de realizar una corrección automática de parámetros de simulación) porque inicialmente indicó un error de simulación. Como esta corrección automática la realiza sólo el Multisim 10, los que poseen el 9 no podrán simular el circuito. El archivo de simulación puede ser bajado de la página webelectronica.com.mx, haciendo clic en el ícono password e ingresando la clave “audi3421”.

En la figura 7 se pueden observar los oscilogramas en las cuatro entradas de los comparadores de alta velocidad que explica por sí mismo el funcionamiento de la etapa. Nuestro generador de señales es del tipo balanceado, lo que se puede observar en los oscilogramas verde y azul. El punto de recorte establecido por la tensión continua de ajuste, corta exactamente un poco por arriba del cruce de las ondas triangulares para establecer un período de actividad levemente mayor al 50% como se puede apreciar en el oscilograma violeta conectado a la salida.

El generador de funciones se debe ajustar en 86kHz de onda triangular (50% de La amplitud del oscilograma violeta es tiempo de actividad) y 5V de salida. El de 1,6V aproximadamente de valor máximo potenciómetro R5 ajusta el tiempo de actividad de cualquiera de los dos canales de excitación en un 40% para evitar solapamiento en el funcionamiento de las llaves a MOSFET. 68

lo que hace conducir a pleno al transistor Q5 poniendo el nodo 17 a masa durante el 60% del tiempo. El valor mínimo es de solo 1V que no puede hacer circular corriente por el diodo D1 sumado a la juntura diodo emisor



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conectadas a la masa viva. El osciloscopio XSC2 se conecta en el secundario del driver y en el gate del MOSFET con las entradas de masa conectadas al nodo 35,losque es la unión de MOSFET. En el mundo real no se puede hacer esta conexión debido a la capacidad entre el gabinete del osciloscopio y la red de CA. En la figura 9 se observan los oscilogramas. Figura 8 - Conexión de los osciloscopios en el circuito driver.

A la izquierda se observa en rojo la tenbase de Q5. En la figura 8 se pueden obser- sión de base de Q5 que varía desde el valor var las tensiones del driver hasta el secun- de saturación de unos 800mV hasta el valor dario de los transformadores. de corte de unos 600mV. El osciloscopio XSC1 se conecta con el Arriba en verde se puede observar la tenhaz rojo en la base del preamplificador Q5 y sión de colector de Q5 que varia prácticael verde en el nodo 7 que es la unión de las mente desde cero hasta 12V. bases del par complementario. A la derecha se observa en azul la tensión Las masas de los dos canales quedan del secundario del transformador y en viole-

Figura 9 - Oscilogramas del driver.

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Figura 10 - Oscilograma de primario y capacitor de resonancia.

Figura 11 - Oscilogramas en los secundarios.

ta la tensión en el gate siempre con respecto ciona la tensión en el terminal superior del a la unión de los MOSFET. Finalmente el primario y la oscilación en el capacitor de oscilograma más importante es el que rela- sintonía C5 que puede observarse en la figu-

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ra 10. Como se puede observar, la oscila- gas y determinar la modificación requerida ción en el primario genera una tensión de de la frecuencia para lograr el ajuste. pico de 1366V cuando el circuito es excitado por una señal cuadrada de 309V pico a pico. Esta energía se transfiere al secundario generando las señales indicadas en la figura 11. UN MODULADOR DE MÚLTIPLES USOS Mire también que la señal en los secundarios no es exactamente senoidal, pero tenga en cuenta que la pequeña distorsión producida no genera mayores problemas, por lo cual, desde el punto de vista práctico se puede considerar que se trata de una señal senoidal pura.

Todo modulador PWM requiere un generador de onda triangular de frecuencia fija. Si se trata de un sistema resonante, la tensión continua de salida debe modificar la frecuencia del generador de onda triangular en un lazo realimentado de tensión. En reaYa tenemos un sistema que genera la ten- lidad se puede utilizar también un sistema sión deseada a la corriente deseada y sólo de variación de tiempo de actividad o ambos nos falta diseñar los órganos de control del al mismo tiempo. sistema para que el mismo funcione en Si el sistema posee dos transistores llave forma automática. tirando hacia fuente y hacia masa (ese es Recuerde que nuestro oscilador de onda nuestro caso) se requiere un circuito driver triangular debe ser de frecuencia variable para cada llave y el generador de señal controlado por tensión. Debemos por últi- PWM será en ese caso de simetría complemo analizar el circuito para diferentes car- mentaria. Como queremos realizar un proyecto de uso general vamos a utilizar el sistema de modulación doble, PWM y de frecuencia y por lo tanto necesitamos un generador diente de sierra cuya frecuencia varíe con la tensión. El generador diente de sierra se puede

Figura 12 - Diseño automático de un oscilador astable con 555.

fabricar a partir de un generador de onda rectangular que pueda funcionar al 50% de periodo de actividad y

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que tenga control de frecuencia por CC como por ejemplo el 555 en su versión modificada del astable con dos diodos, que es uno de los circuitos integrados mas económicos de la actualidad. Si se tratara de un oscilador astable básico el Multisim lo diseña en forma automática, pero la versión astable básica no puede generar onda cuadrada (no llega a mas de un 45% de tiempo de actividad). Comenzaremos analizando la posibilidad de utilizarlo de cualquier modo. Pero si fuera necesario realizaremos un diseño modificado con diodos, donde esa eventualidad no existe. El diseño básico nos ayuda a generar el diseño modificado. Por lo que a continuación lo encaramos.

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Figura 13 - Circuito completo del modulador con oscilador incluído



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DISEÑO AUTOMÁTICO DEL ASTABLE BÁSICO CON UN INTEGRADO 555

cula todo el circuito, hasta que queda ofrecido para pegar en la pantalla.

Luego de pegarlo se deben redondear los valores y completar el mismo con el agregaAbra el Multisim, entre en la solapa do del preset de ajuste de frecuencia sobre Tools -> circuits wizard -> 555 time wizard Cf. El cálculo da solo valores aproximados, y aparecerá una pantalla de diseño como la por lo que es necesario armar el circuito y indicada en la figura 12. ajustar los valores de R1, R2 y C por expeR1 y R2 son los resistores de carga y des- riencia real. carga del capacitor principal C. Estos valoTambién por experiencia real, observares dependen del valor de frecuencia y del mos que el hecho de que trabajar con un valor de C que deben colocarse en los periodo de actividad de 55 o 60% no afecta correspondientes casilleros. Luego el botón el funcionamiento del circuito, por lo que no “Building Circuit” se ilumina como indies necesario utilizar el circuito modificado cando que las condiciones para un posible con diodos. diseño están dadas. En caso contrario se indica debajo del circuito cual de las condiciones no se cumple (por lo general R1 y R2 son menores a lo estipulado que es de k ). Si este es el caso se debe variar el valor de C por uno mas bajo). Automáticamente el botón de Build circuit se ilumina y al apretarlo se cal-

CIRCUITO C OMPLETO DELMODULADOR CON O SCILADOR CON ELTEMPORIZADOR555

Para que el lector no tenga inconvenientes para saber como se interconecta nuestro nuevo circuito, con el circuito de la entrega anterior, dibujamos los comparadores generadores de la PWM, que entonces se repiten en ambo circuitos formando el nexo de unión. Ver la figura 13.

Nota:

Figura 14 - Oscilogramas de los dientes de sierra diferenciales.

RST RESET (4). THR TRESHOLD (6), CAMBIO DE ESTADO. TRI: TRIGGUER (2), DISPARO. DIS: DISCARG (7), DESCARGA. CONTROL VOLTAGE: Capítulo 3

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CON (5). POSIBLE VARIACIÓN DE 25% DE F. POWER: VCC (8). COLOCAR ZENER DE 18V. OUTPUT: OUT (9) El preset R4 se coloca para ajustar la frecuencia del oscilador en el valor deseado de 85kHz. C2 es el capacitor generador del diente de sierra del oscilador y R1 y R2 sus resistores de carga y descarga. El capacitor C2 evita que se introduzcan ruidos y zumbidos en el oscilador. La salida por out es una Figura 15 - Oscilograma de las señales driver. señal rectangular de igual tensión que la fuente, de amplitud pico a pico, que se atenúa en R7 y lado y la R12 y C4 por otro son las redes R3 para aplicarla en el primer transistor integradoras donde se generan los dientes inversor Q1. En el colector de Q1 la señal de sierra diferenciales. sale invertida con una amplitud de 20V Los dientes de sierra están muy lejos de ser debido a la presencia de la carga del segunperfectamente lineales y además como no do inversor. parten de una onda cuadrada tienen cierta Esa señal ya se aplica a la entrada (-) del diferencia de valor en sus extremos pero comparador inferior. La señal invertida se como el nuestro es un sistema muy realimenaplica al transistor Q2 por R8 y R9 en donde tado estas distorsiones no tienen mayor se vuelve invertir para recuperar la fase ini- importancia en la generación de la señal cial. El resistor R10 reduce la tensión de PWM. En las figuras 14 y 15 se pueden obsersalida para igualarla con la del transistor 1. var los oscilogramas en el sistema, medidos Las redes formadas por R11 y C3 por un con los osciloscopios XSC2 y XSC3. ☺

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Apéndice EL DIAGRAMA EN BLOQUES DE UNA FUENTE CONMUTADA CON FLY-BACK En la figura 1 vemos el diagrama en bloques de este tipo de fuente que se caracteriza por la presencia de un transformador del tipo flyback, lo que indica la necesidad de usar una frecuencia elevada para su funcionamiento, prescindiendo de la frecuencia baja de 50 o 60Hz, típica de las fuentes de alimentación convencionales. El funcionamiento de este tipo de fuente puede explicarse de la siguiente manera. Se aplica una tensión de +B proveniente de un circuito rectificador al primario del transformador flyback T11 y después a la pata 1 del procesador IC11. El retorno al circuito rectificador se efec-

túa por medio del resistor R11. El resistor R21 suministra la tensión inicial de arranque a la pata 9 de IC11. Un regulador interno suministra la tensión +B que necesita IC11. Un oscilador y modulador interno del tipo PWM (Pulse Width Modulation) suministra la señal a un circuito de excitación proporcional de drive.a La forma de onda resultante es aplicada un circuito interno de drive. La señal de drive sale por las patas 4 y 5 de IC11 y es aplicada a la etapa final por medio de la pata 3. El circuito de salida excita el transformador flyback T11 por la pata 1. Una tensión derivada del secundario B es rectificada por el diodo D21 y reemplaza la tensión de arranque aplicada a la pata 9 de IC11. Una tensión de referencia rectificada por el diodo D22 es sensada por medio de la pata 8 para inhibir el funcionamiento del integrado. Un circuito sensor de exceso de corriente monitorea la corriente que atraviesa R11. Si la corriente es excesiva, un circuito cerrojo se activa e impide el funcionamiento por medio de un circuito interno de sobretensión OVP (Over Voltage Protection) y otro de protección térmica TSD (Thermal Shut Down). Una corriente primaria excesiva es sensada por la pata 6. Este circuito termina el ciclo del oscilador si la corriente primaria resultase excesiva. La regulación de la tensión es facili-

Figura 1 - Diagrama en bloques de una fuente con fly-back.

tada por medio de una realimentación de una tensión de referencia por medio de un aislador óptico Q31 conectado a la pata 7.

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Figura 2 - El circuito rectificador.

El Circuito del Rectificador En la figura 2 vemos el circuito del rectificador. El fusible F1 de 1,6 amperes protege la fuente contra corrientes excesivas.

nua rectificada y suministrada al regulador conmutado.

Circuito de Conmutación de Salida de la Fuente

El protector de sobrecargas D2 desvía la corriente causada por picos de tensión en la red, quema el fusible F1 y protege el circuito.

En esta fuente de alimentación el circuito de salida de la fuente está incorporado en el controlador IC11. En la figura 3. vemos El inductor L1 y el capacitor C1 ayudan este sector del circuito. El transistor interno a aislar línea de la red alterna del ruido de TR2 es usado como driver-amplificador R.F. generado por la fuente. L1 ayuda tam- intermedio. El circuito de excitación probién a reducir el golpe de corriente de porcional suministra una señal de pulsos encendido sobre el puente rectificador D1. cuadrados a su base. Esta señal es amplificada y aislada y sale por la pata 5 de IC11. Los capacitores C2 y C3 establecen un potencial de referencia de la masa aislada con respecto a la línea de alterna. R1 impide la formación de cargas en la masa aislada al descargar constantemente el terminal común. Los inductores LB1 y LB2 impiden que el ruido de conmutación se introduzca en la masa aislada. D1 es un rectificador de onda completa. C11 filtra la tensión conti-

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Figura 3 - Circuito de conmutación.



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EL SERVICIO TÉCNICO A LAS F UENTES PULSADAS DE LOS E QUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS El Arranque de la Fuente Inicialmente, cuando se enciende el equipo, la tensión de +B es suministrada a la pata 9 de IC11 por medio de los resistores R21 y R24. La tensión de +B forma una rampa en la pata 9 a medida que el capacitor C21 se carga. Tan pronto la tensión llega a 7,6 volt, el circuito de arranque en el IC11 se activa y suministra tensión al regulador interno. El regulador interno aplica tensión a los circuitos del oscilador y driver de IC11. La tensión generada en el bobinado B es rectificada por el diodo D21 y filtrado por C21. La tensión +B resultante es usada para alimentar a IC11, eliminando la necesidad para R21 y R24 cuando se establece el modo funcional. En la figura 4 vemos el circuito correspondiente.

Figura 4 - El circuito de arranque de la fuente.

Cuando el circuito de excitación proporcional aplica un "HIGH" a la base de TR2, permite que la salida en la pata 4 quede flotando. A su vez cuando aplica un "LOW" a la pata 4, también aplica un "LOW" a la base de TR2. El resistor externo R14 permite que la salida de señal de TR2 en la pata 5 sea combinada con la salida de señal de excitación proporcional en la pata 4. Ambas señales se combinan y se acoplan a la pata 3 El Oscilador de IC11 por medio de R15 y C13. Esta señal El circuito del oscilador recibe su tensión actúa como driver para el transistor interno de +B del circuito del regulador interno. Los de conmutación TR1. tiempos de este oscilador se fijan por los cirDurante la parte de "apagado" de la cuitos de temporización "T-ON" y "T-OFF". señal, la pata 4 está conectada a masa a tra- El oscilador forma rampa a medida que el vés del excitador proporcional y el capacitor capacitor interno C1 se carga a través de R1. C13 se descarga a través de D11. Esta rampa decae a medida que el capacitor C2 descarga por R2. Cuando vuelve la parte positiva del "encendido" de la señal, TR1 conduce a Este proceso forma una onda triangular medida que C13 se carga. El emisor de que se aplica al excitador proporcional que TR11 está conectado a masa por medio de la la transforma en una onda cuadrada. La pata pata 2 de IC11. La conducción de TR1 8 suministra realimentación desde el transconecta a masa la pata 1 y permite que cir- formador T11. Esta señal de realimentación cule corriente a través del bobinado prima- sincroniza el periodo de corte del oscilador rio del transformador T11. con el colapso del campo magnético del

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transformador usando dos comparadores internos. Los comparadores Op1 y Op2 son referenciados por 0,75 volt y 1,4 volt, respectivamente.

La Regulación de la Fuente Esta fuente de alimentación usa la modulación por ancho de pulso para obtener una tensión de Figura 5 - Circuito del oscilador y regulación. salida constante. Al acortar el tiempo de la formación de rampa (tiempo de encendido) se reduce para producir las tensiones de salida deseala potencia aplicada al transformador duran- das. En la figura 5 podemos observar los te cada ciclo de trabajo. Esto reduce las ten- detalles de este circuito. siones de salida, en cambio el aumento del tiempo de encendido resulta en un aumento La Limitación de la Corriente en las tensiones de salida. El resistor interno del Primario R1 y el capacitor interno C1 determinan la constante de tiempo de la rampa. El valor de Para proteger la fuente de alimentación C1 es de 0.0033µF y el valor de R1 es ajusde la destrucción por corriente exclusiva, se tado en fábrica como para obtener un tiemagrega un circuito de limitación de la po de rampa mayor que el necesario, lo que corriente del primario. Cuando el transistor resulta en una tensión de salida excesiva. Se Tr1 es conmutado para conducir, la corrienagrega una red externa, formada por R31, te circula por el bobinado del primario del Q31, R32 y D32. transformador T11. Cuanto más tiempo el Esta red asiste al resistor interno R1 para transistor Tr1 conduce, mayor será su lograr una carga más rápida de C1. Así se corriente. A medida que la corriente aumenreduce el tiempo de la rampa. La variación ta, la caída de tensión sobre R11 también de la resistencia de este circuito modifica el aumenta. Esta caída de tensión es aplicada a tiempo de la rampa. la pata 6 de IC11 a través de un divisor de tensión consistente de R13 y R12. Esta variación se logra por la variación de la conducción del transistor en el acoplaTan pronto como la pata 6 se polariza dor óptico Q31. La resistencia de Q31 es más negativo que la tensión interna de refeinversamente proporcional a la intensidad rencia de -1 volt, la salida del amplificador de la luz que incide en su base. Un diodo operacional interno va a HIGH, terminando LED en el interior de Q31 suministra la la parte de ON del ciclo del oscilador. Esto intensidad de luz sobre la base del transistor se repite en cada ciclo del funcionamiento.

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Circuitos de Protección

Cuando el apagado ocurre, el cerrojo permanece bloqueado hasta que la tensión desaparece o la corriente a través del cerrojo se reduce a menos de 500µA.

En el procesador IC11 se encuentra incorporado un circuito cerrojo, como vemos en la figura 6. Este cerrojo permite detener el funcionamiento de la fuente de alimentación en caso de suceder defectos. Las Fuentes del Secundario de T11 Un sensor de corte térmico activa la compuerta OR, OR1 si la temperatura del inteLa tensión de las fuentes derivadas del grado excede el límite prefijado de 150°C. secundario del transformador T11 puede Esto activa el cerrojo que a su vez bloquea variar debido a las variaciones en la fuente el oscilador y detiene la fuente. de 6 volt que se usa como realimentación para la regulación. Por este motivo, es La tensión de +B aplicada a la pata 9 de importante que cada una de estas fuentes de IC11 es monitoreada por un protector de tensión sea regulada en forma individual. sobretensión (OVP = Over Voltage Los 12 volts que salen de la pata 17 de T11 Protector). Si el +B alcanza el nivel indeseson filtrados y aplicados al colector del ado de 10 volt, el circuito OVP activa la regulador Q31. Este transistor es usado compuerta OR y apaga la fuente de alimencomo conmutador y como regulador. tación. Cuando la línea del encendido (POWER La tensión de cresta no filtrada es deri- ON/OFF) se encuentra en LOW, Q34 está vada del transformador T11 y es aplicada a apagado. Por lo tanto QR33 es apagado y no la pata 8 de IC11 a través de D22 y es moni- llega ninguna polarización a la base de Q31. toreada por el comparador OP3. Si la ten- Se observa este circuito en la figura 7. sión de cresta alcanza a 5,1 volt, el compaEsto produce el corte de Q31 y el apagarador activa la compuerta OR y apaga la do de la fuente de 9 volt. Cuando se encienfuente. de el equipo, Q34 y Q33 empiezan a conducir y suministran una polarización a la base de Q31 a través de los resistores R31 y R32. Esta polarización es fijada por el diodo Zener D32 en 10 volt. El transistor Q31 conduce y suministra 9,3 volt en su emisor.

Figura 6 - Las protecciones de la fuente.

Con la fuente de 9 volt encendida y regulada por el diodo Zener D32, resulta importante encender y regular también la fuente de -9 volt. Además, es muy

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importante que este nivel se mantenga en concordancia con el nivel de +9 volt. Cuando la tensión de 9 volt sube o baja, la tensión de -9 volt también debe subir o bajar en concordancia. En la pata 18 de T11 existe una tensión rectificada y filtrada de -13 volt. La polarización para el transistor de regulación Q41 es suministrada por el resistor R42 y el transistor Q42. Cuando la Figura 7 - Las tensiones del secundario de la fuente. tensión de 9 volt aparece en el emisor de Q32, éste conduce y Q41. Esto reduce la tensión de salida de enciende Q42. El transistor Q42 polariza Q41 y lo ajusta a -9 volt. Inversamente, una Q41 para conducir y la tensión de -13 volt disminución en la tensión de -9 volt produaparece en su emisor. Como en el divisor de ce una reducción en la conducción de Q41 y tensión R43, R36 y R35 aparece una tensión restaura los -9 volt. Un incremento en el negativa más alta en un extremo y una ten- nivel de 9 volt produce la menor conducción sión positiva más baja en el otro, esta pola- de Q43 y la mayor conducción de Q41. Esto rización hace conducir Q43. La conducción balancea el incremento o la reducción de +9 de Q43 reduce la polarización en la base de volt y -9 volt en forma recíproca.☺

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Club Saber Electrónica Nro. 78. Fuentes Conmutadas

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