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INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL CENTRO DE INNOVACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO EN CÓMPUTO

SISTEMA INTELIGENTE PARA EL AHORRO DE ENERGÍA EN LÁMPARAS FLUORESCENTES

TESIS QUE PARA OBTENER EL GRADO DE: MAESTRÍA EN TECNOLOGÍA DE CÓMPUTO

PRESENTA: ING. NOEL DE LA CRUZ CEBALLOS DIRECTORES: M. en C. Juan Carlos Herrera Lozada M. en C. Juan Carlos González Robles

México México,, D.F. D.F. Ago Agosto sto de 201 2010. 0.

I

Resumen En el presente trabajo de tesis el cual lleva por título: “Sistema inteligente para el ahorro de energía en lámparas fluorescentes”, se documenta el diseño de un balastro electrónico de alta frecuencia que permite la regulación automática de la intensidad luminosa en este tipo de lámparas. Este balastro es controlado utilizando la técnica de modulación por ancho de  pulsos PWM (Pulse Width Modulation) que interactúa con una fotorresistencia que sensa la cantidad de luz natural o artificial, esto con el fin de generar un ahorro de energía. Este desarrollo aquí presentado es la primera etapa de un proyecto mayor enfocado hacia el área de la domótica y cuyo objetivo será controlar a través de un sistema de cómputo varios  balastros en un edificio público. Este tipo de lámparas es de las más utilizadas en todo el mundo, de tal forma que es un importante objeto de estudio. Una de las características más importantes de una lámpara fluorescente es que ofrece poco calentamiento y disipación de calor, por lo tanto consume menos energía, también contribuye al uso consciente para la lucha contra el calentamiento global que se ha vuelto un tema de gran relevancia hoy en día. La elección de una lámpara fluorescente por sí misma ya es una forma de contribuir al ahorro de energía, sin embargo hay otros parámetros dentro de los sistemas de iluminación que también puedan contribuir  al ahorro de energía, estos parámetros pueden ser el voltaje de alimentación de los sistemas, la vida útil de los dispositivos, la eficiencia energética de las lámparas y balastros, la cantidad de luz requerida en las diferentes áreas, etc. En esta tesis se presentan los antecedentes del consumo de energía y el uso de sistemas de iluminación fluorescentes, así como las técnicas empleadas en el ahorro de energía en los sistemas de iluminación; se analiza la importancia del ahorro de energía en nuestro país y en el mundo y la posibilidad real de hacer este ahorro mediante sistemas electrónicos, así como también se persigue demostrar el ahorro de energía mediante técnicas de modulación las cuales pueden servir de referencia para desarrollos actuales y futuros.

II

Abstract In this thesis which is entitled: "Intelligent system for energy saving fluorescent lamps," documents the design of a high frequency electronic ballast that allows automatic adjustment of light intensity in this type of lamp. The ballast is controlled using the technique of pulse width modulation (PWM) that interacts with a photoresistor that senses the amount of natural or artificial light, this in order to generate energy savings. This development presented here is the first stage of a larger project focused on the area of  automation and whose goal will be controlled through a computer system a number of   ballasts in a public building. This lamp is the most widely used worldwide, so that is an important object of study. One of the most important characteristics of a fluorescent lamp is that it offers reduced heating and heat dissipation, thus consuming less power, also contributes to the conscious use to combat global warming has become a topic of great relevance today day. The choice of a fluorescent lamp itself is a way to contribute to energy savings, but there are other   parameters in lighting systems that may also contribute to saving energy, these parameters can be the supply voltage of systems, the lifetime of the devices, energy efficient lamps and  ballasts, the amount of light required in different areas, etc. This thesis presents the background of energy consumption and use of fluorescent lighting systems and techniques used in energy saving lighting systems, discusses the importance of  saving energy in our home and world and the real possibility of making these savings through electronic systems, and also seeks to demonstrate energy savings through modulation techniques which can serve as a reference for current and future developments.

III

Glosario de términos Significa “ Am er ic an Na ti on al St an da rd s In st it ut e ”, ha servido como ANSI coordinador del sistema voluntario de estandarización del sector privado de EEUU durante más de 80 años. “ Ballast BEF fluorescentes.

Efficasy Factor ”,

factor de eficacia del balastro para lámparas

BF

“ Ballast Factor ”, factor del balastro.

CFP

Corrección del factor de potencia.

“Comité International Spécial des Perturbations Radioélectriques”, comité CISRP internacional especial que trata temas sobre interferencias electromagnéticas. Comisión Nacional para el Ahorro de Energía, organismo que se dedica a CONAE  promover el buen uso de las energías en nuestro país. “Digital Addressable Lighting Interface”, sistema que controla balastros DALI electrónicos mediante una red y con el uso de una computadora maestra. Dispositivo para regular la intensidad de luz de una lámpara, este dispositivo Dimmer utiliza resistencias internas para disminuir el flujo de corriente. “Electromagnetic Interference”, siglas para referirse a la interferencia EMI electromagnética. “Federal Communications Commission”, Comisión Federal de FCC Comunicaciones de los Estados Unidos, organismo que regula las comunicaciones en ese  país. Fideicomiso para el ahorro De energía Eléctrica, organismo que promueve FIDE  programas de ahorro de energía en México. “International Electrotechnical Commission”, organismo internacional que IEC trata temas relacionados con la electrotecnia.

LFC

Lámpara fluorescente compacta.

“Line Impedance Stabilization Network”, LISN impedancia.

red de estabilización de

IV

MOSFET Dispositivo semiconductor de la familia FET, sirve para denotar un transistor  de material metal oxido. Siglas para denotar la familia de microcontroladores de Microchip PIC Technology Inc. “Pulse Width Modulation”. Técnica empleada para obtener una señal PWM cuadrada de ancho de pulso variable.

RF

Siglas para denotar las radiofrecuencias.

Se considera un sistema inteligente todo aquel sistema SISTEMA INTELIGENTE capaz de tomar una decisión y también es un sistema capaz de recordar sucesos de su entorno con el objetivo de usarlo en la toma de decisiones.

T12

Modelo de lámpara tubular fluorescente.

T8

Modelo de lámpara tubular fluorescente.

“Verband der Elektrotechnik, Elektronik und Informationstechnik”, VDE organismo dedicado a la estandarización y normas de las tecnologías de información, la electrónica y la electrotécnica.

V

Índice general I

INTRODUCCIÓN ..................................................................................................................... 1 I.1 I.2 I.3 I.4 I.5

A NTECEDENTES………………………………….. ................................................................. 1 ESTADO DEL ARTE……………………………….. ................................................................. 3 PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA……………….. ................................................................. 6 JUSTIFICACIÓN…………………………………… ................................................................. 9 OBJETIVOS……………………………………….. ............................................................... 13

 I.5.1  I.5.2

I.6 I.7 I.8

II

Objetivo general ............................................................................................................ 13 Objetivos particulares ................................................................................................... 13 METAS…………………………………………… ............................................................... 13 METODOLOGÍA…………………………………… .............................................................. 14 ORGANIZACIÓN DEL TRABAJO…………………... ................................................................ 15

SISTEMA DE ILUMINACIÓN BASADO EN LÁMPARAS FLUORESCENTES ......... 17 II.1

ILUMINACIÓN Y LÁMPARAS FLUORESCENTES… ................................................................ 17

 II.1.1  Descripción de una lámpara fluorescente.................................................................... 17   II.1.2 Características de iluminación ..................................................................................... 21  II.1.3  Luz y visión .................................................................................................................... 22 II.2 SISTEMA DE SENSADO DE LUZ …………………. ............................................................... 24  II.2.1  Espectro electromagnético de la luz ............................... .............................................. 25  II.2.2 Sensores de luz .............................................................................................................. 27  II.3 EL BALASTRO………………………………….. ............................................................... 37  II.3.1  Iluminación fluorescente de alta frecuencia ................................................................. 37   II.3.2  Balastro de una lámpara fluorescente .......................................................................... 38   II.3.3  Balastros electrónicos basados en circuitos integrados ............................................... 41  II.3.4  Balastro electrónico regulable ...................................................................................... 45

III DISEÑO DEL BALASTRO ELECTRÓNICO Y CIRCUITO DE CARGA ..................... 47 III.1

DISEÑO DEL CONTROL PARA EL CIRCUITO DE MEDIO PUENTE ........................................... 47

 III.1.1  III.1.2

 Balastro con el circuito de control de medio puente IR2155 .................................... 49  Balastro con el circuito de control de medio puente IR2153 ................................... 51 III.2 DISEÑO DEL BUS DE CD Y EL CIRCUITO INVERSOR DE ALTA FRECUENCIA........................ 54  III.2.1 Clasificación de los procesadores convertidores de potencia .................................. 55  III.2.2 Fuente de poder y filtro EMI ..................................................................................... 56   III.2.3  Diseño del convertidor de CD a CA .......................................................................... 61  III.2.4  Diseño del inversor de alta frecuencia...................................................................... 64  III.2.5 Circuito de alimentación de la lámpara fluorescente ............................................... 70  III.2.6   Diseño de un balastro electrónico convencional ...................................................... 70

IV DISEÑO DEL SISTEMA DE CONTROL DE ILUMINACIÓN........................................ 73 IV.1 CONTROL DE REGULACIÓN DE LUZ ……………. ............................................................... 73 IV.2 DISEÑO DEL CIRCUITO DE CONTROL PARA EL CIRCUITO MEDIO PUENTE IMPLEMENTANDO UN MICROCONTROLADOR O CIRCUITOS DIGITALES. ......................................................... 76

VI

 IV.2.1  IV.2.2

V

 Diseño de un control PWM basado con un Microcontrolador ................................. 77   Diseño de un control PWM propuesto con circuitos digitales .................................. 78 

PRUEBAS Y ANÁLISIS DE RESULTADOS ...................................................................... 85 V.1 V.2 V.3 V.4 V.5 V.6

SIMULACIÓN DEL CIRCUITO RECTIFICADOR ELEVADOR DE VOLTAJE. ............................... 85 SIMULACIÓN DEL CIRCUITO INVERSOR ………… .............................................................. 87 SIMULACIÒN DEL PWM BASADO EN TEMPORIZADORES. .................................................. 87 R ESULTADOS DEL CIRCUITO DE PRUEBAS VARIANDO EL ANCHO DEL PULSO CON UN TEMPORIZADOR CONFIGURADO EN MODO ASTABLE. ........................................................ 91 R ESULTADOS DEL SISTEMA EN OPERACIÓN…… ............................................................... 94 ESTIMADO DE AHORRO Y COSTO ………………. ............................................................... 98

VI CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS..................................................................... 99 VI.1 CONCLUSIONES………………………………… .............................................................. 99 VI.2 TRABAJOS FUTUROS…………………………… ............................................................. 101

REFERENCIAS

ANEXO .......................................................................................................................................... 105 A.1 A.2 A.3 A.4 A.5 A.6 A.7

CATEGORÍA Y VALORES DE ILUMINANCIA PARA DIFERENTES TIPOS DE ACTIVIDADES EN INTERIORES……………………………………. ............................................................. 105 TABLA DE VALORES ESTANDARIZADOS S……… ............................................................ 106 CARACTERISTICAS ELECTRICAS DEL CIRCUITO DE CONTROL DE MEDIO PUENTE IR2155………………………………………… ............................................................. 112 DATOS DEL CONTROLADOR DE MEDIO PUENTE IR2153................................................... 108 CURVA CARACTERISTICA DE FRECUENCIA VS RT DEL CIRCUITO DE CONTROL DE MEDIO PUENTE IR2153………………………………… ............................................................ 109 HOJA DE DATOS DEL SENSOR DE LUZ………….. ............................................................. 110 ARCHIVOS DE CONSTRUCCIÓN DE LA PLACA….. ............................................................. 115

VII

Índice de figuras 1.1.- CIRCUITO BÁSICO PARA EL CONTROL DE INTENSIDAD DE UNA LÁMPARA DE CD .............. 2 1.2.- CONFIGURACIONES BÁSICAS DE REGULADORES DE TENSIÓN PARA LÁMPARAS DE DESCARGA …………………………………….. .................................................................4 1.3.- SISTEMA DALI ………………………………… ................................................................ 5 1.4.- EVOLUCIÓN DE LA DEMANDA DE ENERGÍA PARA ILUMINACIÓN ........................................ 6 1.5.- CONSUMO DE ENERGÍA POR SECTOR Y TIPO DE LÁMPARA .................................................. 7 1.6.- PÉRDIDAS EN EL PROCESO DEL USO DE LA ENERGÍA .......................................................... 10 1.7.- CONSUMO MUNDIAL DE ELECTRICIDAD POR ILUMINACIÓN Y COMPOSICIÓN DEL PARQUE MUNDIAL…………………………………………........ .................................................... 11 1.8.- EVOLUCIÓN ESPERADA DEL CONSUMO DE ENERGÍA POR ILUMINACIÓN ............................ 12 1.9.- DIAGRAMA A BLOQUES DEL SISTEMA PROPUESTO ............................................................ 14 2.1.- CONSTRUCCIÓN BÁSICA DE LÁMPARA DE PRECALENTAMIENTO RÁPIDO .......................... 18 2.2.- R EFLEXIÓN DE LAS SUPERFICIES INTERNAS DE UN ACCESORIO FLUORESCENTE ............... 22 2.3.- ESPECTRO ELECTROMAGNÉTICO MOSTRANDO LA REGIÓN IR, VISIBLE Y UV ................... 25 2.4.- ESPECTRO DE VARIOS TIPOS DE FUENTES DE LUZ .............................................................. 27 2.5.- R ESPUESTA ESPECTRAL DE DIFERENTES TIPOS DE SENSORES DE LUZ ............................... 28 2.6.- CIRCUITO PARA EL USO DE UN TUBO FOTOEMISOR ............................................................ 29 2.7.- CURVAS DE SENSIBILIDAD VS LONGITUD DE ONDA DE TUBOS FOTOEMISIVOS .................. 30 2.8.- ESTRUCTURA DE UNA CELDA FOTOVOLTAICA…. .............................................................. 32 2.9.- FOTOCELDA CONECTADA A UN AMPLIFICADOR SEGUIDOR NO INVERSOR ......................... 33 2.10.- CELDA FOTOCONDUCTIVA…………………….. ............................................................... 30 2.11.- CURVAS DE RESPUESTAS DE TRES CLASES DE FOTORESISTORES ....................................... 31 2.12.- CIRCUITOS CON FOTORESISTOR ……………….. ............................................................... 36 2.13.- R ESISTOR SENSIBLE A LA LUZ ………………… ................................................................ 36 2.14.- LÁMPARA FLUORESCENTE CON BALASTRO INDUCTIVO Y CURVA DE VS2 E I ..................... 37 2.15.- CIRCUITOS SIMPLIFICADOS DE PRECALENTAMIENTO PARA UNA LÁMPARA ...................... 38 2.16.- LÁMPARA FLUORESCENTE CONVENCIONAL DE ARRANQUE RÁPIDO A 60 HZ ................... 40 2.17.- SISTEMA DE ILUMINACIÓN FLUORESCENTE DE ALTA FRECUENCIA ................................... 42 2.18.- BALASTRO ELECTRÓNICO UTILIZANDO UN TRANSFORMADOR COMO DRIVER .................. 43 2.19.- BALASTRO ELECTRÓNICO UTILIZANDO EL CONTROLADOR  IR2151 .................................. 44 2.20.- DIAGRAMA ESTÁNDAR DE UN BALASTRO ELECTRÓNICO REGULABLE .............................. 46 3.1.- SEÑALES DE COMPUERTA PARA LOS MOSFET… ............................................................. 48 3.2.- CONTROL DE MEDIO PUENTE CON EL CI IR2155 ............................................................... 49 3.3.- FORMAS DE ONDA DE LA SALIDA……………… ............................................................... 50 3.4.- CIRCUITO TÍPICO DEL CONTROL DE MEDIO PUENTE CON EL IR2153 ................................. 52 3.5.- IR2153 CURVA LOGARITMICA DE FRECUENCIA VS R T....................................................... 53 3.6.- DIAGRAMA A BLOQUES DE UN SISTEMA ELECTRÓNICO DE POTENCIA ............................... 54 3.7.- DIAGRAMA A BLOQUES DE UN PROCESADOR DE POTENCIA ............................................... 56 3.8.- ELEMENTOS BÁSICOS DE UN PROBLEMA DE INTERFERENCIA ELECTROMAGNÉTICA ......... 57 3.9.- I NTERFERENCIA CONDUCIDA………………….. ............................................................... 58 3.10.- FORMA DE ONDA DE LA CONMUTACIÓN……… ............................................................... 59

VIII

3.11.3.12.3.13.3.14.3.15.3.16.3.17.3.18.3.19.3.20.3.21.3.22.4.1.4.2.4.3.4.4.4.5.4.6.4.7.4.8.4.9.4.10.4.11.5.1.5.2.5.3.5.4.5.5.5.6.5.7.5.8.5.9.5.10.5.11.5.12.5.13.5.14.5.15.5.16.5.17.-

ESTÁNDARES DE LA FCC Y VDE PARA EMI CONDUCIDA ................................................ 60 CONVERSIÓN DE CA A CD……………………… ............................................................... 61 CIRCUITO RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA……. ............................................................... 62 FUENTE DE ALIMENTACIÓN PARA EL BALASTRO ............................................................... 62 R ECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA Y SEÑAL DE SALIDA ................................................. 63 CIRCUITO DE ONDA COMPLETA CON DOBLADOR DE VOLTAJE .......................................... 64 I NTERRUPTOR MATRIZ PARA VOLTAJE DE CD PARA CONVERTIR EN CORRIENTE DE CA .... 67 I NVERSOR MEDIO PUENTE MOSTRANDO EL NEUTRO COMÚN ............................................ 67 MEDIO PUENTE CON CARGA ACTIVA DE 50 HZ… .............................................................. 68 CIRCUITO DE MEDIO PUENTE CON CARGA …….. ............................................................... 69 CIRCUITO ALIMENTACIÓN DE LA LÁMPARA…… .............................................................. 70 BALASTRO EXCITADO CON TRANSFORMADOR … .............................................................. 71 R EGULACIÓN LOCAL POR MEDIO DEL CONTROL DEL BUS DE CD ...................................... 74 R EGULACIÓN REMOTA POR MEDIO DE UN RESISTOR VARIABLE ........................................ 75 CONTROL DE REGULACIÓN DE LUZ Y BUS DE VOLTAJE DE UNA LÁMPARA FLUORESCENTE COMPACTA…………………………………….. ............................................................... 75 PINES DEL PIC 16F628………………………… ............................................................... 77 CIRCUITO DE PRUEBA PARA LA SEÑAL PWM….. .............................................................. 78 SELECCIÓN DEL ANCHO DE PULSO CON MULTIPLEXOR ...................................................... 79 TEMPORIZADOR 555 EN MODO ASTABLE O RELOJ ............................................................. 80 CONVERSIÒN ANALÓGICO DIGITAL PARA LA SEÑAL DE ENTRADA .................................... 81 CIRCUITO CON OPERACIONAL PARA MEDIR LA CORRIENTE DEL FOTORESISTOR ............... 82 OSCILADOR DE RELAJACIÓN CON EL DISPARADOR  SCHMITT ............................................ 83 CIRCUITO PWM CON DISPARADOR SCHMITT…………………………………………….84 OBTENCIÓN DE LA SEÑAL DE CORRIENTE ALTERNA .......................................................... 85 VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN DEL CIRCUITO DOBLADOR ................................................... 85 CIRCUITO DOBLADOR DE VOLTAJE CON RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA .................. 86 FORMA DE ONDA A LA SALIDA DEL CIRCUITO DOBLADOR DE VOLTAJE ............................ 86 FORMA DE ONDA DE LA SALIDA DEL CIRCUITO RECTIFICADOR DOBLADOR ...................... 87 CIRCUITO DE SIMULACIÓN DEL INVERSOR DE MEDIO PUENTE........................................... 88 FORMA DE ONDA DEL CIRCUITO INVESOR DE MEDIO PUENTE ............................................ 88 CI 555 CONFIGURADO EN MODO ASTABLE……. ................................................................ 89 FORMA DE ONDA DEL CIRCUITO ASTABLE CON DIFERENTES CICLOS DE TRABAJO ............ 90 SELECCIÓN DE ANCHO DE PULSO CON MULTIPLEXADO ..................................................... 91 MULTIVIBRADOR PARA PRUEBA DE ANCHO DE PULSO ...................................................... 92 GRAFICA DEL COMPORTAMIENTO DE LA FRECUENCIA Y EL VOLTAJE DURANTE LA VARIACIÓN DEL ANCHO DEPULSO……………………………………………. ................. 93 CIRCUITO IMPRESO DEL BALASTRO ELECTRÓNICO REGULABLE CON PWM ...................... 94 SEÑAL DE CONTROL PWM……………………. ............................................................... 95 VARIACIÓN DEL ANCHO DE PULSO REDUCIENDO Y AUMENTANDO LOS NIVELES DE ILUMINACIÓN…………………………………………………………………….............. 96 SISTEMA EN OPERACIÓN………………………. ............................................................... 96 LECTURA DE CORRIENTE Y VOLTAJE DURANTE LA OPERACIÓN DEL SISTEMA .................. 97

IX

A5.- CURVA CARACTERISTICA DE FRECUENCIA VS RT DEL CIRCUITO DE CONTROL DE MEDIO PUENTE IR215………………............................. ............................................................. 109 A6.- ARCHIVOS DE CONSTRUCCIÓN DE LA PLACA DE CIRCUITO IMPRESO………………... ..... 111

X

Índice de tablas 1.1.4.1.5.1.A.1.A.2.A.3.A.4.A.6.-

LAMPARAS FLUORESCENTES TÍPICAS…………. ............................................................... 20 E NTRADAS DE SELECCIÓN Y DATOS PARA EL MULTIPLEXOR ............................................. 79 VALORES EXPERIMENTALES DE VOLTAJE Y FRECUENCIA ................................................. 92 CATEGORÍA Y VALORES DE ILUMINANCIA PARA DIFERENTES TIPOS DE ACTIVIDADES EN INTERIORES……………………………………. ............................................................. 105 TABLA DE VALORES ESTANDARIZADOS S……… ............................................................ 106 CARACTERISTICAS ELECTRICAS DEL CIRCUITO DE CONTROL DE MEDIO PUENTE IR2155 107 DATOS DEL CONTROLADOR DE MEDIO PUENTE IR2153................................................... 108 HOJA DE DATOS DEL SENSOR DE LUZ………….. ............................................................. 110

1

Capítulo I Introducción I.1 Antecedentes La globalización de la economía impone la necesidad de elevar la eficiencia y competitividad, mejoría que se hace posible eliminando los gastos innecesarios en el  proceso de producción, tanto gastos de materiales y mano de obra, como en el uso de la energía, particularmente la energía eléctrica, que ésta es un insumo clave al incidir de manera sustancial en los costos de operación y en la productividad. La necesidad de usar  eficientemente la energía eléctrica, aunque es una de las prioridades a tomar en cuenta, no siempre se lleva a cabo en la práctica, no obstante las penalizaciones económicas por un insumo costoso que no se usa. Por otra parte hoy en día con el desarrollo de la domótica en la automatización de viviendas y en los edificios inteligentes, implica el desarrollo de sistemas que respondan de manera inteligente, de tal forma que el usuario intervenga lo menos posible en la ejecución de las tareas de dichos sistemas, la instalación de estos sistemas permite mejorar los siguientes aspectos de las viviendas o edificios: seguridad, ahorro energético, cuidado del medio ambiente y confort. En la domótica intervienen varias disciplinas de la ingeniería como son las comunicaciones, la informática, la electricidad y la electrónica. Anteriormente los sistemas de iluminación se recomendaban con altos niveles de luminosidad y por lo general se usaban fuentes ineficientes de energía, de esta manera se requería mayores niveles de iluminación para la buena visión del personal que se encontraba laborando en las industrias u oficinas. Actualmente se usan fuentes de luz muy eficientes y existe la necesidad de ahorrar energía eléctrica, donde lo esencial es iluminar  adecuadamente un área determinada y no sólo producir cierta cantidad de luz utilizando los recursos sin algún tipo de medición. La iluminación, en lo que respecta al área industrial y comercial, debe considerar los siguientes factores: 





Un gran número de lámparas, ya que se deben abarcar espacios muy grandes y extensos. Características distintas a luminarias convencionales o residenciales, así como  poseer mayor potencia, brillo, incandescencia, etc. Aceptar los cambios bruscos de voltaje que presenta la línea de alimentación.

2

Estos tipos de luminarias se crearon con el fin de facilitar los procesos en distintos trabajos industriales, además de relacionar la cantidad de luz utilizada con respecto a las labores realizadas. Para esto, es necesario analizar la tarea visual a desarrollar, determinar la cantidad y tipo de iluminación que proporcione el máximo rendimiento visual, que cumpla con las exigencias de seguridad y comodidad, además de seleccionar el equipo de alumbrado que proporcione la intensidad luminosa requerida de manera satisfactoria. La administración de edificios y oficinas modernas requieren de eficiencia energética pero también bajo costo en el control de los sistemas de iluminación. Los requerimientos de ahorro de energía y confort demandan el uso de lámparas autorregulables, éstas pueden ser  controladas por sensores de luz y son capaces de controlar la iluminación para lugares de trabajo individuales. La técnica de modulación por ancho de pulsos conocida como PWM (Pulse Width Modulation), es un método para controlar la cantidad de potencia que se suministra a una carga evitando disipar energía durante el control de la potencia de ésta. Por ejemplo, si se conecta un foco de CD (corriente directa) de 10 W a una batería (ver figura 1.1a), en este caso la batería provee 10 W de potencia, y el foco convierte estos 10W en luz pero también en calor, al convertir la energía en las dos manifestaciones anteriores se considera que no hay pérdida de energía en el circuito. Si se quiere regular la intensidad de luz del foco, tal que éste consuma tan solo 5 W de potencia, se puede lograr conectando un resistor que forme un circuito serie con el foco (figura 1.1b), este resistor consume 5W, por lo tanto, el foco absorberá los otros 5W. Esto sin duda reduce la intensidad de luz por tanto, sirve para regularla, pero el inconveniente es que la potencia disipada en el resistor no sólo haría que se caliente este, sino que también es desperdiciada, ya que la batería sigue suministrando 10 W de potencia.

a)

t

b)

c)

Figura 1.1 Circuito básico para el control de intensidad de una lámpara de CD. a) Forma directa, b) Usando un resistor variable, c) Por medio de conmutación rápida.

Una alternativa es hacer conmutar el foco (figura 1.1c) en “encendido” y “apagado” tan rápido que únicamente estará prendido la mitad del tiempo. Entonces la potencia promedio

3

consumida por el foco sigue siendo de 5 W, y la potencia promedio suministrada por la  batería es de únicamente 5 W. Este tipo de conmutación se conoce como PWM, la cantidad de potencia proporcionada a la carga es proporcional al porcentaje de tiempo en que la carga está consumiendo energía.

I.2 Estado del arte Existen numerosos trabajos relacionados con el ahorro de energía, así como el manejo de la eficiencia energética para diferentes aparatos eléctricos. Este trabajo trata sobre el ahorro de energía basado en lámparas fluorescentes como tema en particular. Se han planteado e implementado métodos para controlar el flujo lumínico de una línea de alumbrado en donde las lámparas de descarga y en especial las de sodio de alta presión resultan ser las más recomendables debido a un tiempo prolongado de vida útil y a su alto rendimiento. Se estudió especialmente la utilización de un equipo regulador en líneas de alumbrado público que permite ajustar la iluminación al tráfico existente sin alterar la uniformidad de ésta. Además, al estar las lámparas alimentadas por tensiones no mayores a las nominales se aumenta la vida útil de éstas logrando a su vez un ahorro energético [1]. Con las características antes mencionadas, los métodos de regulación propuestos son  básicamente: Contr ol de fase 

Se basa en la regulación del voltaje de la lámpara, ajustando o modificando mediante dispositivos electrónicos de potencia la fase del voltaje de alimentación. Este se muestra en la figura 1.2a. [1] I nterr upción de corr iente.

Consiste en hacer conmutar dispositivos de potencia para que la lámpara trabaje con la más conveniente. Este esquema se muestra en la figura 1.2b. [1] Cambio de derivaciones.

Se disponen de diferentes derivaciones de un transformador, el voltaje proporcionado depende de cada derivación o de la derivación seleccionada. Este esquema se muestra en la figura 1.2c. [1] Contr ol de derivaciones con tr ansfor mador de aju ste.

Se utiliza el mismo método que el anterior con la variante que se emplea un transformador  que alimenta un pequeño servomotor, este se desliza a lo largo de las derivaciones logrando así una variación del voltaje a la lámpara. (Figura 1.2d) [1]

4

También para el control de la intensidad de luz en los sistemas de iluminación se tiene el estándar de iluminación DALI (Digital Addressable Lighting Interface) desde el punto de vista del Hardware, como del Software, para lo cual presenta algunas características destacadas de algunos Kits de desarrollo ofrecidos por algunos fabricantes de Microprocesadores como lo son: STMicroelectronics, Atmel Corporation y Freescale Semiconductor (Motorola) y Microchip Technology. De este último se realiza un enfoque sobre el PIC16F628 utilizado en dos kits; un balastro para lámparas fluorescentes y un  puente RS-232 a DALI para control desde una computadora personal [2].

SCR1 t1

SCR2

Vca

Vca

carga

a) Control de fase

Vca

t2

carga

b) Interrupción de corriente

carga

c Cambio de aco lamientos confi uración directa.

Vca

carga

d Cambio de aco lamientos con transformador de

Figura 1.2.- Configuraciones básicas de reguladores de tensión para lámparas de descarga.

Los creadores y desarrolladores de DALI aseguran que con su uso se pueden alcanzar  ahorros de energía eléctrica anual de hasta un 40 %. El término DALI es considerado como un estándar, es independiente del fabricante y está diseñado para controlar digitalmente balastros electrónicos y luminarias equipadas con este tipo de tecnología. En la figura 1.3 se muestra el diagrama a bloque del sistema DALI, en éste se observa que el balastro se controla con una tarjeta esclava mediante la variación de niveles de voltaje

5

que van de 0 a 10 VCD, cada tarjeta esclava se conecta a una tarjeta maestra que permite la comunicación con la computadora. En este trabajo ya se actúa sobre el balastro electrónico y al conectarse a la computadora permite la manipulación de forma local y/o remota, esta variación dependerá de los valores asignados o programados en la computadora. Por otra parte la compañía Philips desarrolló un producto de regulación digital para  personalizar fácil y cómodamente la iluminación. Con un solo toque mediante los dedos, la luz se enciende o apaga de forma sencilla y controlada. Una pulsación más firme y  prolongada le permite aumentar o disminuir la intensidad de la luz hasta el nivel deseado, este nivel o valor se almacena en la memoria del equipo. [3] Làmpara

Làmpara

Balastro

Balastro

1-10 Vcd DALI Tarjeta Maestra

1-10 Vcd

DALI Tarjeta Esclava

DALI Tarjeta Esclava

Hasta 64 esclavos

Sistema DALI Figura 1.3. - Sistema DALI

El balastro dispone de una memoria a prueba de fallos que recordará su nivel preferido la siguiente vez que encienda la luz o cuando se restablezca tras un corte de energía eléctrica. El equipo incorpora una función de arranque rápido programado que enciende las lámparas en 0,5 segundos. En este trabajo se habla ya de una regulación de la intensidad de las lámparas de forma individual, todo mediante el tacto. En este caso se trata de un control manual de la intensidad de luz [3]. Existen propuestas de técnicas de control basado en lógica difusa que simplifique la forma de operar la lámpara fluorescente y controlar su intensidad luminosa, así como de poder  disminuir costos a través de la reducción del número de componentes mediante el uso de una nueva topología y la implantación del algoritmo de control basado en un microprocesador de la familia PIC.

6

La aportación de este trabajo está en la técnica de control basada en lógica difusa aplicada a un balastro, así como también en la nueva topología integrada con CFP (corrección del factor de potencia) y capacidad de regulación de luz. Este trabajo contribuye en el área de calidad y ahorro de energía luminosa [4].

I.3 Planteamiento del problema Se estima que el consumo energético por iluminación en México representa aproximadamente el 18% del consumo total de energía eléctrica. El consumo se realiza a través de un parque estimado de 290 millones de focos constituidos por tubos fluorescentes, focos incandescentes y lámparas fluorescentes compactas (LFC). [25] Entre 1997 y 2007 el consumo de electricidad para iluminación creció a un ritmo del 3.9% anual. Aunque ha tenido un crecimiento importante en los últimos años, se considera que aún existe potencial de crecimiento adicional, ya que el consumo de electricidad per cápita en México (aprox. 2,900 KWh en 2005) es significativamente menor al de países desarrollados como el Reino Unido (aprox. 6,200 KWh en 2005). [25] Por lo anterior, se espera que el consumo de electricidad para iluminación continúe creciendo. La figura 1.4 muestra el consumo estimado para iluminación por sector.

Figura1.4.- Evolución de la demanda de energía para iluminación [25]

7

En la figura 1.4 se observa que el consumo de energía para iluminación se concentra en los sectores residencial e industrial. El alto consumo en estos sectores se debe principalmente a una alta utilización de focos de baja eficiencia: Industrial: utilización de tubos fluorescentes T8 y T12. Residencial: utilización de focos incandescentes. Comercial y de servicios: utilización de tubos fluorescentes T8 y T12.

La figura 1.5 muestra la composición aproximada del parque de focos y el consumo asociado de estos sectores.

Figura1.5.- Consumo de energía por sector y tipo de lámpara [25]

8

Como puede observarse en la figura 1.5, la proporción del consumo es mayor para las lámparas ineficientes (T8 y T12 en los sectores industrial, comercial y de servicios, focos incandescentes en el sector residencial). Tomando en cuenta los datos mostrados en las figuras 1.4 y 1.5, se nota que en gran parte de los sectores se utilizan las lámparas fluorescentes, por lo tanto, es de gran importancia hacer más eficientes los sistemas de lámparas fluorescentes para disminuir el consumo de energía en la utilización de éstos. Los sistemas de iluminación convencionales de lámparas fluorescentes operan con un  balastro electromagnético el cual proporciona el voltaje adecuado para encender la lámpara, sin embargo este tipo de tecnología se está volviendo obsoleta debido a la aparición de los  balastros electrónicos que ofrecen mejores características de operación y consumo de energía. Debido a éste, los sistemas de iluminación basados en lámparas fluorescentes son de gran uso gracias a su gran eficiencia de lúmenes por watt en comparación a las lámparas incandescentes tradicionales, lo que se traduce en una considerable reducción del costo de operación. Los fabricantes de este tipo de sistemas hacen un esfuerzo constante para mejorar la calidad, eficiencia y costo de estos productos. Existen sistemas de ahorro de energía que se basan en la utilización de dispositivos que tienen bajo consumo de energía, para el caso de las lámparas fluorescentes están los  balastros electrónicos de alta frecuencia, y también trabajan con valores de corriente y voltaje fijos. Los balastros electrónicos de alta frecuencia permiten el ahorro de energía en el empleo de lámparas fluorescentes, por otro lado aumentan su tiempo de vida útil. Sin embargo, los actuales sistemas de iluminación persiguen mayor eficiencia y confort, esto quiere decir que ya no es suficiente un ahorro de energía fijo sino que se persigue una regulación mediante sistemas que permitan ajustar la intensidad luminosa por medio del usuario para inclusive ahorrar energía en los momentos que no se requiere de tantos niveles de iluminación. Uno de los elementos importantes para el ahorro de energía en los sistemas de lámparas fluorescentes, como se ha mencionado, es el balastro electrónico, resulta importante conocer su diseño, así como sus características de funcionamiento, es el elemento clave  para mejorar tanto la eficiencia de la lámpara, así como el control del voltaje que se entrega a la lámpara fluorescente. En la actualidad existen sistemas a los cuales se les aplica cierta técnica de control para la regulación de la intensidad de luz, así como el encendido y apagado automático y manual de las lámparas fluorescentes, la intensidad en la lámpara responde a valores establecidos en el sistema, estos valores se varían de forma manual con programación. Sin duda, se ha trabajado sobre la regulación de los sistemas de iluminación con lámparas fluorescentes, sin embargo existe un parámetro poco considerado para el control de estos sistemas, este parámetro es la luz natural que incide del sol, esta luz se refleja en las diferentes áreas de trabajo.

9

Una tarea pendiente y que se propone en este trabajo es hacer variar la intensidad luminosa  por medio del usuario y /o que pueda regularse de forma autónoma o de manera inteligente utilizando sensores de luz y parámetros establecidos de eficiencia y confort. Para esto es necesario realizar un sistema de iluminación en el cual se combinen sensores, circuitos de amplificación, circuitos de control, memorias, circuitos de acoplamiento, circuitos de potencia, etc.

I.4 Justificación De acuerdo con estudios realizados por la CONAE (Comisión Nacional para el Ahorro de Energía) , se observa que en edificios no residenciales, el consumo de energía eléctrica por  concepto de alumbrado interior suele representar entre el 60 y 90% del total consumido en un inmueble, siempre y cuando no se cuente con equipos de aire acondicionado. Al ser un  porcentaje alto en consumo de energía, la iluminación se considera una de las principales áreas de oportunidad para implantar medidas de ahorro de energía [7]. Según el FIDE (Fideicomiso para el ahorro De energía Eléctrica) en el Programa Lámparas Ahorradoras en el Sector Doméstico a nivel Nacional, en el que se han sustituido 26.3 millones de focos incandescentes por lámparas fluorescentes compactas se han logrando  beneficiar a 4.5 millones de usuarios, con esta acción el ahorro de energía eléctrica en iluminación llega a ser hasta el 70% en los hogares [8]. La figura 1.6 muestra un diagrama a bloques de las diferentes etapas en la cual se muestran las pérdidas de energía en la transformación del petróleo crudo a energía eléctrica, esto se debe a los diferentes procesos por el cual tiene que pasar la energía antes de llegar al usuario final. En México se han realizado esfuerzos para disminuir el consumo por iluminación  principalmente en dos frentes: En 2005 se publicó la norma de alumbrado público, en la que se define el tipo de lámparas que puede utilizarse en las luminarias. Adicionalmente, en 2008 se publicó la norma de eficiencia de lámparas fluorescentes compactas autobalastradas. [18] [25] a)

Normalización.

Se han realizado programas para promover la compra y sustitución de focos eficientes a través del Gobierno Federal. b)

Campañas de sustitución.

Adicionalmente y debido a la transición tecnológica se han tenido cambios importantes en la industria de focos. Por un lado, la producción nacional de focos ha venido disminuyendo a un ritmo del 5% anual desde el año 2000, y por el otro, las importaciones han crecido de

10

manera importante, por ejemplo, entre 2007 y 2008 el número de focos importados se triplicó. [25]

EXTRACCIÓN Y REFINACIÓN DE UN BARRIL DE PETRÓLEO 100%

Pérdida 0.6 %

Transportación, distribución y almacenamiento

Aprovechamiento 99.4 %

Pérdida 2.05 %

TRANSFORMACIÓN

Aprovechamiento 97.36 %

Pérdida 5.18 %

Transportación, distribución y almacenamiento

Aprovechamiento 92.31 %

Aprovechamiento 46.16 %

Transformación

TRANSFORMACIÓN, TRANSMISIÓN Y DISTRIBUCIÓN CENTRAL TERMOELÉCTRICA

Pérdida 30 %

Consumidor final

Aprovechamiento 39.32 %

Transmisión y distribución

Pérdida 14.8 %

Pérdida 50%

Aprovechamiento 27.53 %

Figura 1.6.- Pérdidas en la proceso del uso de la energía [8].

A nivel mundial, la iluminación representa aproximadamente el 15% del consumo total de energía eléctrica. Se estima que el consumo está concentrado principalmente en dos tipos de lámparas: incandescentes y tubos fluorescentes. La figura 1.7 muestra un estimado de la composición del parque de focos mundial. [25] Para la mayoría de los focos tradicionales existen sustitutos más eficientes, lo que ha llevado a los actores del sector a realizar dos tipos de acciones a fin de satisfacer las necesidades de iluminación con mayor eficiencia: 1. Sustitución de focos existentes. 2. Mejoras de eficiencia en sistemas de iluminación. El beneficio del cambio tecnológico en iluminación es tal que se ha aprobado una metodología para proyectos de sustitución de focos como Mecanismo de Desarrollo Limpio (MDL). [25]

11

      d      a       d       i      c       i      r       t      c      e       l       E

Otros 85%

Iluminación 15%

Tubos Fluorescentes 49%

Alta intensidad de descarga 2%

Incandescentes 35%

CFLs 9% Halógeno 5%

FUENTE: Comisión Europea, 2008

Figura 1.7.- Consumo mundial de electricidad por iluminación y composición del parque mundial de focos. [23]

1. Sustitución de focos existentes

Para favorecer el cambio tecnológico se han realizado cuatro tipos de programas: 







Programas de incentivos para fomentar la adquisición de nuevas tecnologías (por  ejemplo: descuentos, reembolsos, consolidación y asesoría en compras de  productos eficientes, a través de programas como Energy Star ). Sustitución de focos incandescentes por LFC (por ejemplo: eventos de sustitución realizados por generadores de electricidad en EE.UU.). Campañas de educación a usuarios (por ejemplo: campañas locales en el Reino Unido). Reglamentación para eliminar la venta de focos incandescentes (por ejemplo: en Australia se bloquearon las importaciones de focos incandescentes y se espera que se prohíba la comercialización de éstos). [25]

2. Mejoras de eficiencia en sistemas de iluminación

Buscando satisfacer de la mejor manera las necesidades de iluminación, se ha empezado a ver los sistemas de iluminación de manera holística, con la incorporación de: Tecnologías eficientes Sistemas efectivos de control de procesos, como sensores de movimiento y de iluminación natural. Como ejemplos de estos tenemos la rehabilitación de sistemas de alumbrado público y la redefinición de sistemas de iluminación en dependencias gubernamentales.[25] 



12

El impacto acumulado en ahorro de energía acumulado al 2030 por la implementación de la estrategia y las líneas de acción de iluminación es de 520 TWh. En el 2030 se espera que las líneas de acción reduzcan la demanda de energía en hasta 52%. La figura 1.8 muestra la disminución de consumo esperada. [25]

Figura 1.8.- Evolución esperada del consumo de energía por iluminación TWh [25]

Las líneas de acción definidas para la iluminación permiten la captura de impacto al 2012. En concreto, las líneas de acción definidas permiten evitar el consumo de 19.2 TWh entre el 2010 y el 2012. Como puede observarse en la figura 1.7, la mayor parte del ahorro viene del impacto considerado por la publicación de la norma de eficiencia para iluminación. Se estima que el impacto en la reducción del consumo provendrá principalmente del consumo en el sector residencial gracias a la implementación de la norma. En la figura 1.8 se presenta la captura de impacto por línea de acción. [25] En este trabajo se hace énfasis en la segunda estrategia la cual persigue mejoras de eficiencia en los sistemas de iluminación, derivándose de estas varias técnicas para obtener  en cierta medida un ahorro de energía en los sistemas de iluminación basado en lámparas fluorescentes.

13

Al controlar la tensión de las lámparas no solo ayuda a extender su vida útil, también ayuda a disminuir el consumo de energía en la utilización de éstas. Se puede controlar la intensidad de luz de las lámparas dependiendo de las necesidades del área a iluminar. Este sistema permitirá variar la intensidad de una lámpara implementando un control inteligente que esté sensando de forma instantánea la cantidad de luz que incide en el área y ajustará ésta siguiendo parámetros de iluminación establecidos. También realizará un control PWM para variar el ciclo de trabajo del voltaje que alimenta a la lámpara, logrando así un considerable ahorro en el consumo de potencia sin alterar los efectos visuales del usuario final. En otras palabras el sistema tendrá la capacidad de tomar la decisión del momento de encender la lámpara, cómo administrar el consumo de energía y cómo administrar la luminosidad. La generación de energía eléctrica tiene costos considerables, tanto económicos como ambientales, es por ello la necesidad de hacer eficientes y ahorradores nuestros sistemas de iluminación, lo cual permitirá un menor consumo de ésta. Así también con la utilización de sistemas de iluminación eficientes, se logra una reducción considerable de calor, lo cual contribuye en parte a la suma de esfuerzos para disminuir o mitigar el calentamiento global.

I.5 Objetivos I.5.1 Objetivo general Diseñar un balastro electrónico que permita regular automáticamente la intensidad luminosa de una lámpara fluorescente de manera inteligente.

I.5.2 Objetivos particulares   

Comprobar la factibilidad técnica del sistema mediante la realización de pruebas. Verificar respuesta del sistema ante cambios de intensidad de luz natural y artificial. Comprobar la reducción del consumo de energía durante la presencia de altos niveles de iluminación.

I.6 Metas Una vez planteado el problema y el objetivo, a continuación se presentan las metas que ayudaran a cumplir con el objetivo propuesto: 

Armar y adecuar el circuito sensor de luz.

14

Adecuar la señal que proporciona el sensor, esto involucra el diseño del circuito de amplificación y /o acoplamiento. Diseñar el sistema de control PWM Acoplar la señal salida de control hacia el balastro electrónico. Diseñar el circuito del balastro electrónico regulable en base a un CI comercial. Realizar simulación y pruebas de las diferentes etapas del balastro electrónico regulable.



   

I.7 Metodología Se propone un sistema qué está formado por 4 etapas:    

Obtención de la señal de entrada (sensado). Adecuación de la señal. (Amplificación, acoplamientos). Control PWM (Aplicación del algoritmo de control). Balastro electrónico regulable como parte del acoplamiento.

En la figura 1.9 se muestra un diagrama a bloques de los elementos del sistema a desarrollar en este trabajo.

Luz natural y/o artificial

sensor

Amplificación

Control PWM

Balastro Electrónico

Lámpara Fluorescente

PC

Figura 1.9.- Diagrama a bloques del sistema propuesto.

Este sistema debe ser capaz de detectar la luz que proviene de una fuente natural o artificial mediante los respectivos sensores y a su vez regular el flujo luminoso en base a parámetros establecidos de iluminación o a los parámetros de entrada, el cual vendrá siendo el medio.

15

Debido a que los sensores de luz proporcionan valores en volts o en ohms, el sistema cuenta con una etapa en la cual se realiza la adaptación de los parámetros de entrada  proporcionados por el sensor para el circuito de control PWM, este permite variar el tiempo de conmutación de los dispositivos del balastro electrónico, logrando así la variación del voltaje de salida y en consecuencia la intensidad de la lámpara. Una segunda función del control PWM es que al estar trabajando con conmutación en cierto tiempo los transistores están apagados y esto se refleja en un ahorro de energía eléctrica. El balastro electrónico es el encargado de proveer los niveles de voltaje y valores de frecuencia de operación para hacer operar la lámpara fluorescente.

I.8 Organización del trabajo En el Capítulo 1, se abordan los antecedentes y la necesidad del ahorro de energía, así como los sistemas existentes para lograr dicho ahorro, también se mencionan trabajos realizados utilizando varias técnicas para el control de iluminación de una lámpara fluorescente, así como se plantea la metodología para el desarrollo del trabajo y también se aborda la  justificación del porqué realizar este trabajo. En el capítulo 2, se presentan los elementos esenciales para realizar un sistema de iluminación basado en lámparas fluorescentes autorregulable, en este capítulo se presenta la teoría de operación, así como las características de los diferentes elementos, este capítulo nos brindará el sustento teórico para la realización de nuestro trabajo. Los diferentes elementos tratados son: el balastro electrónico, características de los sistemas con lámpara fluorescente, información de los sensores de luz, así como la mención de la forma de controlar la intensidad de luz, etc. En el capítulo 3, ya se realiza el diseño del balastro electrónico con el circuito de carga o también conocido como el circuito de la lámpara, la tarea del diseño del balastro involucra el diseño de un rectificador y un inversor, también se aborda el diseño del balastro electrónico con la propuesta de circuitos integrados dedicados al control de circuito de medio puente. En el Capítulo 4, se aborda el diseño del circuito de control para la regulación de luz, una vez diseñado el balastro electrónico se tiene que diseñar el circuito de control el cual manipulará la señal que proporciona el sensor para su vez variar el ancho de pulso de la alimentación de la lámpara o de la salida del circuito de medio puente. En el Capítulo 5, se simulan los distintos diseños que se desarrollaron en este trabajo, así como el análisis de los resultados, para justificar la solución propuesta al problema, o en su caso la comprobación de la solución planteada.

16

En el Capítulo 6 se presentan las conclusiones que se obtienen en el desarrollo de este trabajo, así como propuestas para trabajos futuros de investigación o desarrollo de estos, también se plantean pequeñas modificaciones al sistema para que tenga mayores características de control.

17

Capítulo II Sistema de iluminación basado en lámparas fluorescentes II.1 Iluminación y lámparas fluorescentes II.1.1 Descripción de la lámpara fluorescente Las lámparas fluorescentes entran en la clasificación de lámparas de descarga de vapor de mercurio a baja presión. La descarga genera radiación ultravioleta que se convierte en luz visible mediante sustancias fluorescentes que recubren la pared interior de la lámpara. La mayoría de estas lámparas funcionan con un circuito que limita la corriente a un valor  determinado para cada lámpara, este circuito se conoce como balastro, en otras palabras es el encargado de proporcionar el voltaje de arranque y funcionamiento en régimen  permanente de la lámpara. Cuando se utilizan lámparas fluorescentes se tiene poca pérdida de energía en forma de calor, esto en comparación con las lámparas incandescentes. Sin embargo, los componentes electrónicos empleados en los balastros si consumen energía que se disipa en forma de calor, por ello es necesario el diseño de sistemas eficientes para el uso de energía. Las lámparas fluorescentes que encienden con balastros electrónicos ofrecen las siguientes características:    

Mayor calidad de iluminación con un consumo menor de energía.  No contamina la red eléctrica esto es en términos de la señal. Corrigen el factor de potencia Algunas pueden variar su intensidad luminosa.

Por lo tanto, este tipo de lámparas son una alternativa que ofrece mejores características que las lámparas incandescentes y las lámparas impulsadas por balastros electromagnéticos, sin embargo, lo que ha evitado su proliferación ha sido su alto costo en el mercado.

18

Características generales de las lámparas fluorescentes

La lámpara fluorescente es de las más utilizadas en los sistemas de iluminación, después de la lámpara incandescente. Parecida a la lámpara incandescente, en la fluorescente se encuentran diferentes tamaños, tipos, potencias, formas, colores, voltajes de alimentación y diseños de aplicación específica. La más común es la de precalentamiento, que es un tipo de cátodo de calentamiento consistente de un tubo de vidrio sellado, que contiene una mezcla de gas inerte y vapor de mercurio. Esto se muestra en la figura 2.1. Cátodo (filamento de tungsteno)

Base Tubo lleno de gas inerte y vapor de mercurio Pines de contacto

Tubo de vidrio

Calentador  de plomo (cátodo) Aislamiento

Sello del tubo

Contactos

Recubrimiento fluorescente

Figura 2.1.- Construcción básica de lámpara de precalentamiento rápido. [12]

El cátodo caliente causa un arco en el vapor mercurio que se forma entre los dos extremos del tubo. Este arco primeramente produce luz ultravioleta (UV), la cual no es visible por el ojo humano. Esta luz ultravioleta incide en el recubrimiento de fósforo dentro del tubo, el cual entonces se vuelve fluorescente y produce la luz visible. El color de la luz que emite la lámpara depende del tipo de recubrimiento de fósforo [12]. Aunque las lámparas fluorescentes hoy en día están disponibles en varios modelos mencionaremos los principales: 





La lámpara lineal (tubo recto); se presentan en 2, 4 y 8 pies de longitud es el tipo más usado en el área comercial. Las lámparas compactas; son utilizadas principalmente en residencias e instituciones. Sin embargo, hoy en día se encuentran en todo tipo de edificios, estas son particularmente populares en locales comerciales. Las lámparas tipo U y circulares; no son tan populares, sin embargo hay muchas disponibles en el mercado.

Las principales características de las lámparas fluorescentes lineales se detallan a continuación [12]:

19

Tamañ o: 

Las lámparas lineales de tubo son de tamaño grande; por lo tanto, se requiere una luminaria grande y relativamente costosa para sostenerla. El accesorio de iluminación también cubre al balastro. La concentración y el control de luz exacta son difíciles y costosos de implementar para una fuente tubular, las lámparas fluorescentes generalmente se aplican  para la iluminación de áreas en general. Eficiencia: 

Es mucho mayor que la de una lámpara incandescente. Entre el 16 y 21 % de la energía que es suministrada llega a ser luz visible, el resto de la energía es convertida en calor y una  pequeña cantidad de energía luz ultravioleta. Esto sin tomar en cuenta la energía que se  pierde en el balastro el cual convierte la energía en calor. De hecho una de las funciones del accesorio que acompaña a la lámpara es compensar la pérdida de calor debido al balastro, el cual cuantifica el 10% del consumo de potencia. Eficacia: 

En el área profesional de la iluminación no se usa el término eficiencia cuando se hace referencia a la salida que proporciona la lámpara. En lugar de eso utilizan el término eficacia como medida en lúmenes por watt de potencia. Ésta es una medida de cuanta energía de entrada es convertida en luz visible, pero ésta es expresada en términos de iluminación. La eficacia de algunos tipos de lámparas comunes se muestra en la tabla 1.1, incluyendo perdida por balastro. Tomando en cuenta que la lámpara no opera sin balastro, no es recomendable tomar solo en cuenta la eficacia de la lámpara para los cálculos de diseño de iluminación. Para lámparas fluorescentes, los lúmenes de salida por 100 horas de encendido son mejor aprovechados que los lúmenes iniciales, a partir de 100 horas de uso la salida que entrega la lámpara cae en su punto estable de operación. Duración: 

Las lámparas fluorescentes tienen una excepcional duración, sin embargo es afectada por el número de veces en que la lámpara se enciende y apaga, la conmutación tiende a desgastar  el cátodo. Una lámpara fluorescente promedio encendida continuamente durará por más de 30,000 horas; por tres horas de encendido por comienzo, está durará 18,000 horas. Precio: 

Tienen la ventaja de ser económicas, fácilmente disponibles en muchos tamaños y colores, y relativamente son insensibles a los cambios de voltaje en la alimentación, esto es muy importante en áreas donde los apagones son frecuentes.

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Modelo de lámpara Fluorescente.

Potencia (w) Longitud (in)

Tiempo de vida (h)

Salida inicial Lm

Eficacia inicial Lm/w

Lámparas de precalentado (430 mA) F-15T-8 CW

15

18

7500

870

38

F-20T-12 3000°K

20

24

9000

1300

43

Lámparas de precalentado de encendido rápido (430mA) F40 T-12 CW/ES

34

48

20000+

2950

78

F40 T-12 3000°K

40

48

20000+

3300

75

F40 T-12 3500°K

40

48

20000+

3300

75

Lámpara de encendido rápido de salida alta (800mA) F48 T-12 CW/HO

60

48

12000

3850

55

F60 T- 12 CW/HO

70

60

12000

5150

64

F72 T-12 CW/HO

85

72

12000

6350

65

F96 T-12 CW/HO/ES

95

96

12000

8050

74

Lámpara de encendido rápido de salida muy alta (1500mA) F48 T-12 CW/VHO

110

48

10000

6200

50

F72 T-12 CW/VHO

160

72

10000

10000

57

F96 T-12 W/VHO/ES

185

96

10000

12500

64

Lámpara de encendido instantáneo , lineal delgada (430mA) F24 T-12 CW

20

24

7500

1150

40

F48 T- 12 CW/ES

32

48

9000

2550

67

F72 T-12 CW

55

72

12000

4550

69

F96 T-12 4100°K

75

96

12000

6700

81

Tabla 1.1.- Tabla de datos de lámparas fluorescentes típicas: lámparas estándar a 60 Hz con balastro convencional.

Regulación: 

Para cubrir todo el rango regulable de los accesorios fluorescentes requiere del uso de un  balastro regulable especial. Este es relativamente caro, y se requiere uno para cada lámpara.

21

Una regulación parcial abajo del 40 al 50 % de la salida se hace posible usando un balastro convencional y un dimmer (reóstato o dispositivo para variar la intensidad de luz) de estado sólido. El rango completo regulable se logra fácilmente con un balastro electrónico. Otras características de las lámparas fluorescentes es tener presente lo siguiente: 1.- Posibles complicaciones de arranque a bajas temperaturas, lo cual limita el uso en exteriores. Además, la salida cae con la temperatura, existen balastros especiales para operar satisfactoriamente a bajas temperaturas. 2.- Lámparas de arranque rápido requieren una pieza de metal aterrizada junto a la lámpara.

II.1.2 Características de iluminación a) Reflexión de la luz

La reflexión es un aspecto del comportamiento de la luz que resulta de particular interés  para el estudio de la iluminación. Otros aspectos importantes son la absorción, transmisión y la manera particular en la cual esos procesos ocurren. Nos interesa principalmente como aplicar la luz, en otras palabras estamos interesados en la iluminación. Por lo tanto tomaremos en cuenta los cinco factores que afectan nuestra habilidad para ver claramente [12]:     

Luminancia. Contraste. Intensidad. Difusión. Color.

 Reflectancia: Cuando la luz incide en un objeto opaco, una parte de ésta es reflejada, y

otra parte es absorbida. El cociente entre la cantidad de luz reflejada y la cantidad de luz original se llama  factor de reflexión o utilizando un término más moderno también se conoce como reflectancia. El factor de reflexión de un espejo ordinario es absolutamente alto 90% o más. El papel con el cual se imprimen la mayoría de los libros tiene una reflectancia de alrededor del 75%. La luz que no es reflejada es absorbida por el material opaco y se pierde. La eficiencia de un accesorio de iluminación o luminaria depende de sus superficies interiores acondicionadas para obtener una reflectancia alta. Actualmente, el brillo se obtiene con la pintura blanca esmaltada que se encuentra en el interior de muchos

22

accesorios fluorescentes que tienen una reflectancia alrededor del 88% (figura 2.2). Esto significa que el 12 % de la luz se pierde y el 88 % de la luz proveniente de las lámparas es reflejada y emitida como luz útil [12]. Accesorio fluorescente

factor de reflexión del 88% de la superficie  pintada

Làmparas

=

Figura. 2.2.- Reflexión de las superficies internas de un accesorio fluorescente. [12]

b) Transmisión de la luz

El coeficiente entre la luz incidente y la luz trasmitida es llamado factor de transmisión o simplemente transmitancia. Como en la reflexión de la luz, también tenemos transmisión difusa y no difusa. Las propiedades de la transmisión de luz de un material son extremadamente importantes cuando un material es utilizado para cubrir las lámparas en un accesorio de iluminación [12].

II.1.3 Luz y visión Se han mencionado factores de iluminación que tienen efecto en lo bien que podemos ver. Decimos factores de iluminación porque otro factor principal es el ojo mismo, que no es nuestro tema de estudio.  Nuestra preocupación es proveer la mejor posible iluminación dentro de nuestros  presupuestos establecidos. Cuando nosotros hablamos de iluminación nos referimos a lo hecho por el hombre, la luz eléctrica [12].

a) Medición de la cantidad de luz

Es difícil hablar de la “cantidad de luz” como si esta fuera algo contable. Sin embargo, se han tratado este tipo de cuestiones en el estudio del calor. Se habla de la cantidad de calor  generado o perdido como una medida en BTU (British Thermal Unit, unidad térmica inglesa o unidad de energía inglesa) y BTU/h. En el caso de la luz también se trata como

23

una forma de energía. La cantidad de luz asumiendo como una continua producción de luz, es medida por una unidad llamada lumen , abreviada como lm. Esta es una unidad analógica como lo es el BTU/h para el calor  y el watt en electricidad que representan energía por  unidad de tiempo. Sin embargo, hay una mayor diferencia entre el lumen y BTU/h. El segundo es un valor  fijo, unidad física independiente de las reacciones humanas al calor. Los lúmenes en otro aspecto son potencias de luz determinadas por la reacción del ojo humano, esto es una apreciación que tenemos los seres humanos. La definición científica de un lumen está más allá de nuestro alcance. Sin embargo para los tecnólogos el propósito del diseño de iluminación es buscar condiciones óptimas para ver.  Nosotros usamos una unidad de iluminación que es relacionada con el acto físico de la visualización, esta unidad es el lumen. En muchos textos que tratan acerca de iluminación, el lumen es definido como la unidad del flujo luminoso [7]. Para ilustrar el uso de esta unidad, se puede considerar algún catalogo de lámparas y ver las características de alguna lámpara en común. Se encontrará que para un estándar de 60 watts de potencia dentro de una lámpara, produce inicialmente 890 lúmenes de luz continuamente. Similarmente una lámpara fluorescente estándar de 34 watts trifósforo  produce 3200 lúmenes inicialmente. Estos valores pueden ser utilizados para determinar el nivel de iluminación o iluminancia en un espacio, precisamente como la salida de calor de un calentador es usado para determinar la temperatura del recinto. b) Nivel de iluminación; iluminancia

El nivel de iluminación o iluminancia en un espacio es una medida de la densidad del flujo luminoso. Se asume que tenemos un recinto iluminado con dos accesorios de iluminación y  por el momento se asume que la energía de luz de los accesorios es uniformemente distribuida en el recinto. El resultado es un cierto nivel de iluminación, si eliminamos un accesorio, el nivel promedio de iluminación es reducido a la mitad de lo que este era. Similarmente si se duplica el área del recinto y seguimos asumiendo la uniformidad de iluminación, entonces el mismo flujo total de luz es expandida en la nueva área duplicada resultando un nivel promedio de iluminancia de la mitad de lo que era [12]. En otras palabras la iluminancia de un espacio uniforme iluminado es directamente  proporcional a la cantidad de luz (lúmenes) e inversamente proporcional al área del  recinto.

Lo anterior expresado matemáticamente es:

 Iluminancia =

ujo e uz   Lúmenes  Area

=

 Area

(2.1)

24

La relación de lúmenes/área indica la densidad de flujo luminoso, por lo tanto la iluminancia es la densidad de flujo luminoso. La iluminancia también es medida en unidades de piescandelas en el sistema inglés de unidades, esto es:  Piescandelas =

úmenes

ó

 Area

 fc=

lm  ft 2

(2.2)

El área está dada en ft2 . En el sistema internacional de unidades:  Lux =

úmenes  Area

ó

lux=

m m

2

(2.3)

Donde el área está dada en m2. El lux se utiliza actualmente en el área profesional de la iluminación. Por tal motivo es importante para el uso de los diseñadores de iluminación la conversión entre los dos sistemas; el sistema ingles y el sistema internacional. Dado que 10.76 ft2 equivalen a 1 m2, hay 10.76 lux en un piecandela. Por lo tanto para convertir, se multiplica la cantidad de piecandelas por 10.76 para obtener un lux ó se divide la cantidad de luxes entre 10.76 para obtener piecandelas. Existen tablas de iluminancia complejas, dado que estas incluyen consideraciones del tipo de actividad para la cual la iluminación será diseñada, la reflectancia de la tarea visual y sus alrededores, la edad de la persona envuelta y requerimientos de velocidad precisión. Después de considerar todos estos factores en el diseño, en vista que las tablas  proporcionan el valor de iluminancia recomendado, el cual puede ser ajustado arriba o abajo por el diseñador para compensar por otros factores no incluidos en las tablas, tal como la luz de día, el resplandor y la distracción.

II.2 Sistema de sensado de luz La etapa para el sensado de la cantidad de luz es importante, ya que es por donde comienza el sistema de control para la lámpara, en este apartado se estudian diferentes tipos de sensores para la medición de la luz, así como sus características. En base a lo anterior, se elige el más conveniente en términos de operación y costo. Hoy en día existen muchos modelos de sensores de luz, sin embargo haremos una búsqueda de los elementos que nos  pueden brindar las características deseadas o esperadas para la entrada de información a nuestro sistema.

25

Los sensores electro-ópticos son componentes electrónicos que responden de muchas formas a la luz o a otras ondas electromagnéticas como la luz infrarroja (IR, infrared) y la luz ultravioleta (UV, Ultraviolet), la luz visible se encuentra entre estas dos bandas. A continuación se mencionan algunos tipos de fotosensores:     

Celdas fotoemisivas Fototransistores Celdas fotovoltaicas Fotodiodos Fototransistores.

II.2.1 Espectro electromagnético de la luz La luz es una forma de radiación electromagnética y por lo tanto parecida a las ondas de radio, ondas infrarrojas, ultravioletas y rayos X. La principal diferencia entre los diferentes tipos de ondas electromagnéticas es la frecuencia f  y longitud de onda λ que posee cada una de ellas.

Infrarrojo Lejano

Infrarrojo Cercano

Rojo

Naranja

Amarillo

Verde

Azul

 Azul Oscuro

Violeta

Ultravioleta cercana

Longitud de onda (nm)

3 x1014

800

400

3.8 x1014

7.5 x1014

Fig.2.3- Espectro electromagnético mostrando la región IR, visible y UV.

La longitud de onda de la luz visible es de 400 a 800 nm, la cual corresponde a valores de frecuencias entre 7.5 x 1014 y 3.75 x 1014 Hz. La radiación infrarroja tiene longitudes de onda mayores a 800 nm, la longitud de onda de la luz ultravioleta es menor a 400 nm; Los rayos X tienen longitudes de onda menores a las de la luz ultravioleta. La frecuencia y la longitud de onda en las ondas electromagnéticas están relacionadas por  la ecuación 2.4.

26

  

(2.4)

Donde C es la velocidad de la luz (300, 000,000 m/s). λ es la longitud de onda en metros.  f  es la frecuencia en Hz.

Así, la luz tiene una frecuencia arriba del orden de 1014 Hz Debido a que la luz infrarroja, ultravioleta y los rayos X son similares en longitud de onda y naturaleza a la luz visible, muchos de los sensores y técnicas aplicadas para la luz visible también trabajan para cierta medida o en estas regiones adyacentes del espectro electromagnético. Los fotosensores descritos dependen en parte de los efectos cuánticos para su operación. La mecánica cuántica surgió como una nueva rama de la física en diciembre de 1900, con un ahora famoso escrito del físico Alemán Max Plank. La energía se presenta en paquetes de niveles específicos, el nombre eventualmente a estos niveles de energía se conoce como quanta. El nombre dado a los paquetes de energía que operan en el rango de luz visible se conoce como  fotones. El nivel de energía para cada fotón se expresa con la ecuación 2.5.

  

(2.5)



(2.6)

O, alternativamente.

Donde  E 

c λ h v

Es la energía en electrón-volts. Es la velocidad de la luz (300, 000,000 m/s). Es la longitud de onda en metros. Es la constante de Plank (6.62 x 10-34 J.s) Es la frecuencia de la luz en Hertz (Hz).

Respuesta espectral de un sensor

La respuesta espectral de un sensor es una medida de su habilidad para responder a la radiación electromagnética de diferentes longitudes de onda. La respuesta espectral de un sensor generalmente se obtiene de forma gráfica relacionando la respuesta relativa y la longitud de onda. Tal como se muestra en la figura 2.4 una salida espectral de diferentes emisores de luz. La escala vertical es una salida normalizada, significando que la escala

27

completa es arbitrariamente designada por el 100 %. Para referencia, el espectro monocromático de salida de varias formas de LEDs se ven en la figura 2.4.

Figura 2.4.- Espectro de un sensor respecto a varios tipos de fuentes de luz.

II.2.2 Sensores de luz La figura 2.5 muestra el espectro de respuesta aproximado de algunos sensores de luz de estado sólido utilizados en el área electrónica. El tipo de sensor seleccionado para un  propósito dado es determinado en parte por la respuesta espectral requerida para una aplicación específica. [13] a) Sensores fotoemisivos

Los sensores fotoemisivos son construidos especialmente con diodos de tubo al vacío los cuales generan una corriente I o que es proporcional a la intensidad de la fuente de luz que actúa sobre su superficie sensible. Los sensores fotoemisivos se clasifican en dos categorías: Tubos fotoeléctricos y tubos fotomultiplicadores. Estos dispositivos se basan en el efecto fotoeléctrico para su operación. La intensidad del haz de luz incidente afecta únicamente la cantidad de corriente emitida  pero no a la energía de electrones emitidos. También se sabe que el color de la luz afecta la energía de los electrones. Los electrones emitidos de una superficie fotoemisiva bajo la

28

influencia de luz azul son más energéticos que los emitidos bajo la influencia de la luz roja. La explicación de este acontecimiento puede ser deducida de las ecuaciones 2.5 y 2.6.

Figura 2.5.- Respuesta espectral de diferentes tipos de sensores de luz.

La expresión de la energía para el efecto fotoeléctrico es:

        

(2.7)

Donde: m Es la masa del electrón. V Es la velocidad de la emisión más rápida de electrones. h Es la constante de Plank. v Es la frecuencia de la luz incidente. Ew Es la energía en ergios requerida para que un electrón se desprenda de la superficie fotoemisiva. El efecto fotoeléctrico no se presenta en todas las longitudes de onda. Para que un electrón  pueda ser emitido, la energía del fotón aplicada debe de ser mayor que la energía Ew en función del trabajo del material. La función del trabajo es la cantidad de energía requerida  para desprender un electrón del átomo al cual está asociado. La longitud de onda máxima  puede ser calculada de la ecuación 2.8.

29

  

(2.8)

Donde: λ c h



Es la longitud de onda en metros. Es la velocidad de la luz. Es la constante de Plank  Es la energía en función del trabajo para el material iluminado.

Los sensores fotoemisivos son catalogados también de acuerdo al contenido de gas en su interior, ya sea que se mantiene bajo vacío o lleno de algún tipo de gas. Un fotodetector de alto vacío está completamente libre de aire y gases. Este dispositivo proporciona una  pequeña salida de corriente  I o, que es, linealmente proporcional a la intensidad de la luz incidente. Los niveles de corriente de salida de los fotodetectores de alto vacío son generalmente demasiado bajos para ser medidos directamente con un amperímetro, por lo tanto, éstos se convierten a un voltaje de salida Vo pasando la corriente a través de un resistor de carga R L véase la figura 2.6.

o

λ 

v1

 A

RL

vKA Vo

K V

Figura 2.6.-Circuito para el uso de un tubo fotoemisor .

El voltaje de salida V o es la diferencia entre la fuente de voltaje de corriente directa y la caída de voltaje V 1 a través de la resistencia R L causado por la corriente  I 0 que produce el fotodetector. Por ley de ohm obtenemos:

    

(2.9)

En un  sensor fotoemisor relleno de gas, primero se evacua el aire y entonces se rellena de un gas inerte ionizante. Los fotoelectrones emitidos chocan con las moléculas de gas y crean electrones e iones positivos para la emisión secundaria. Entonces cada uno de los electrones emitidos crea un número de electrones secundarios, tanto que la corriente total de flujo es de 10 a 1000 veces más grande que en un dispositivo similar al alto vacío.

30

Los sensores fotoemisivos tienen una corriente oscura  I d , quiere decir, una corriente que fluye del cátodo al ánodo cuando no hay incidencia de luz sobre la superficie fotoemisiva. Para los tubos rellenos de gas la  I d  es del orden de 10-7 a 10-8 A, mientras que para los dispositivos de alto vacio esta es de 10-8 a 10-9 A. El tiempo de respuesta de los sensores fotoemisivos es el tiempo requerido para que el dispositivo responda a los cambios de niveles de luz aplicados. Para dispositivos de alto vacío, este tiempo es del orden de 1 ns y para los tubos rellenos de gas esta es de 1 ms.

b) Respuesta espectral de los sensores fotoemisivos

La respuesta espectral de un fotodetector describe su sensibilidad relativa para varias longitudes de onda de luz. La respuesta espectral típicamente se representa de forma gráfica  para cualquier corriente de salida o nivel de salida relativa contra longitud de onda. La figura 2.7 muestra una familia típica de curvas de respuesta espectral. Además para los datos de la gráfica, se utilizan valores estandarizados S para la designación de fotosensores. En la tabla del anexo A1.3 se muestran ejemplos de estos números.

Figura 2.7.- Curvas de sensibilidad vs longitud de onda de tubos fotoemisivos.

La mayoría de los sensores fotoemisivos tienen una respuesta espectral en el rango de UV (200nm) hasta longitudes de onda visibles, y algunas también responden en la región UV, sin embargo, son frecuentemente limitadas por la falta de transmisión de las paredes de vidrio del tubo sensor. Únicamente el sensor tipo S14 en la tabla 3.3 tiene una banda de respuesta estrecha. Cuando se necesita instalar un pasabanda estrecho se necesita instalar el fotosensor atrás de una ventana filtro que pasa únicamente la luz de longitud de onda

31

deseada. El tubo debe ser instalado en una carcasa de luz ajustada que se oscuriza internamente contra reflexiones inesperadas.

c) Celdas fotovoltaicas

Una celda fotovoltaica es un dispositivo en el cual se genera una diferencia de potencial eléctrica y así se hace fluir una corriente en un circuito externo por la incidencia de luz sobre su superficie. La celda solar es un ejemplo común de celda fotovoltaica. La figura 2.8 muestra tres formas de construcción de una celda fotovoltaica. En la figura 2.8a un disco de metal (cobre, oro, o platino) es recubierto con una capa de oxido de cobre, el cual a su vez está cubierto con una capa semitransparente que deja pasar la luz y colecta los electrones emitidos. Una celda fotovoltaica similar está hecha de selenio (fig. 2.8b). En la celda de selenio, una capa de selenio fotosensible es recubierta en una placa de hierro, acero o aluminio. En ambas formas de celdas fotovoltaicas de metal el delgado aislante forma una capa barrera. Cuando la luz ilumina la capa de barrera, los fotones incidentes de luz son absorbidos y en el proceso los electrones son emitidos. La existencia de electrones libres causa una diferencia de potencial que aparece a través de la capa de barrera con el resultado que el selenio es el lado negativo, mientras que la película delgada transparente de metal es el lado positivo. Las celdas de selenio producen una salida de 0.2 a 0.6 V CD, y 0.45 V CD debajo de los 2000 pies-candelas (fc) de iluminación. Las celdas fotovoltaicas diseñadas para aplicaciones de potencia producen entre 20 y 90 mW de potencia en CD por cada pulgada cuadrada de superficie fotoactiva expuesta a la luz. La figura 2.8c muestra la estructura de una celda fotovoltaica de silicio, la celda de silicio consiste de una unión PN. En la forma mostrada en la fig. 2.8c, el silicio tipo N es depositado en un sustrato metálico que también forma la terminal negativa de la celda. La capa tipo P es difusa por encima del tipo N y forma la superficie expuesta a la luz. El electrodo positivo es un anillo anular depositado sobre la superficie expuesta de la región de silicio tipo N. Estas celdas proporcionan un potencial de 0.27 a 0.6 V debajo de los 2000 fc de iluminación. La figura 2.9 muestra un circuito típico para aplicaciones de instrumentación de una celda fotovoltaica. La celda es conectada a una entrada de alta impedancia del amplificador  operacional, tal como se muestra en la entrada no inversora. El voltaje de salida se calcula con la siguiente ecuación:

     

(2.10)

32

Oxido cuproso

Capa delgada de  película metalizada

Capa delgada de  película metalizada Electrodo

Anillo anular  metálico

Capa de aislamiento

Capa de selenio

electródo Capa de aislamiento

*Placa trasera de cobre, oro y platino.

*Acero, hierro o aluminio.

*Placa trasera de metal

b)

a)

Vista plana

Anillo anular  metálico

Área activa

Área activa Tipo P

Capas de silicio

Tipo N

Electródos Placa base de metal

c)

Figura 2.8.- Estructura de una celda fotovoltaica.

El amplificador operacional provee un búfer de alta impedancia entre la celda y el medio.

a) Celdas fotoconductoras Una celda fotoconductiva también conocida como fotorresistor es un dispositivo que cambia la resistencia óhmica eléctrica si se aplica una cantidad de luz en su superficie. La figura 2.10a muestra el símbolo del circuito usual para un fotorresistor. La región activa (Fig. 2.10c) de una celda fotoconductiva es una película delgada de silicio, germanio, selenio y un haluro metálico o un sulfuro metálico (por ejemplo el sulfuro de cadmio, CdS). Cuando este tipo de materiales son iluminados se crean electrones libres como un fotón que los conduce de una banda de valencia a una banda de conducción. Como en un conductor, la presencia de electrones libres significa que puede fluir corriente si se aplica un potencial eléctrico. Porque al incrementar la iluminación se crean electrones libres adicionales, los cuales están disponibles para la conducción, la resistencia de la celda fotoconductiva disminuye con el incremento del nivel de iluminación [13].

33

Figura 2.9.- Fotocelda conectada a un amplificador seguidor no inversor.

λ

a)

b)

λ

Región activa (material fotoconductivo)

contacto

contacto

Electródo

Electródo Sustrato de cerámica

c) Figura 2.10.- Celda fotoconductiva a) símbolo de una celda fotoconductiva (fotorresistor); b) Ejemplo de una fotocelda. c) Estructura de una celda fotoconductiva.

Cuando se especifican las fotorresistencias, las más típicas son: las de resistencia a la oscuridad y las de cociente claro/oscuro. Se presentan cambios en el orden de megaohms cuando se tiene oscuridad a centenares de ohms (figura 2.11) cuando el máximo de iluminación está por debajo de lo común. Porque la intensidad de la luz afecta la resistencia, los fotorresistores son utilizados en medidores de luz fotográfica, densitómetros, colorímetros, etc.

34

Figura 2.11.- Curvas de respuestas de tres clases de fotorresistores.

La figura 2.12 muestra tres circuitos con los cuales se conectan los fotorresistores. El circuito medio puente se muestra en la figura 2.12a. En este circuito el fotorresistor es conectado a través de la salida de un divisor de voltaje compuesto de R 1 y PC1. El voltaje de salida está dado por:

      Donde: Vo es el voltaje de salida. V es el voltaje de excitación aplicado. R 1 y PC1 son resistencias.

(3.11)

35

Un inconveniente con este circuito es que el voltaje de salida no llega a cero pero siempre tiene un valor de compensación. Una segunda manera de conectar este fortorresistor se muestra en la figura 2.12b. Aquí el fotorresistor se conecta como el resistor de retroalimentación en un circuito seguidor  inversor basado en un amplificador operacional. El voltaje de salida está dado por: V o



(V ref  )( PC 1 )

(3.12)

 R1

Este circuito cuenta con una impedancia baja a la salida, pero como en el circuito de la figura 2.12a, el voltaje de salida no llega a cero. Otro inconveniente de estos circuitos es que el rango del fotorresistor del amplificador operacional no puede operar para el coeficiente claro/oscuro del fotorresistor en valores prácticos del voltaje de referencia (–  Vref .). La última configuración del fotorresistor es el puente de Wheatstone mostrado en la figura 2.12 c. Este circuito permite poner a cero el voltaje de salida bajo óptimas circunstancias. Si se requiere una impedancia baja a la salida o si se requiere una amplificación adicional, entonces un amplificador diferencial de CD es una buena opción conectada a través del  potencial de salida Vo. El puente de Wheatstone puede ser considerado como dos medios puentes en paralelo. El voltaje de salida es igual a la diferencia entre los respectivos voltajes de salida del medio  puente, quiere decir, la diferencia de los voltajes en los puntos A y B. Los voltajes en estos  puntos se determinan por la siguiente ecuación:

V o



 R3 V   (  R1  R3



 R4  R2  R4

)

(3.12)

a) El LDR (Light-Dependent Resistor, resistor sensible a la luz)

La resistividad de algunos materiales depende de la intensidad de luz incidente (efecto fotosensitivo). Un resistor de material semejante es el resistor dependiente de luz LDR (Light Dependent Resistence) o también conocido como fotorresistor. La sensibilidad a la luz depende de la longitud de onda de ésta, y es mayor a 680 nm (luz roja). El LDR no opera  por debajo de los 400 nm y arriba de 850 nm (figura 2.13). Incluso en completa oscuridad, la resistencia aparece con valor finito; esta se conoce como resistencia oscura del LDR, la cual puede ser mayor que 10 MΩ. La resistencia clara es usualmente definida como la resistencia de una intensidad de 1000 lux; esta puede variar de 30 a 300 Ω para diferentes tipos. Los fotorresistores cambian su valor de resistencia lentamente; el tiempo de

36

respuesta de oscuro a claro es de 10 ms, de claro a oscuro la resistencia varia cerca de 200 kΩ/s [13].

Figura 2.12.-Circuitos con fotorresistor. a) Circuito pasivo de un fotorresistor; b) Fotorresistor usado en un circuito seguidor inversor. c) Fotorresistores utilizados en circuito puente de wheatstone.

Figura 2.13.-Resistor sensible a la luz. a) % de conductividad relativa de un LDR contra longitud de onda en intensidad de luz constante. b) Ejemplo de un LDR.

37

II.3 El balastro II.3.1 Iluminación fluorescente de alta frecuencia La iluminación consume aproximadamente el 15% de la energía que es suministrada en construcciones residenciales y el 30% en edificios comerciales. Las lámparas fluorescentes tienen tres a cuatro veces más eficiencia de energía comparada con las lámparas incandescentes. La eficiencia energética de las lámparas fluorescentes puede ser  incrementada más allá del 20 al 30%, su operación es en una frecuencia mayor a 25 kHz mientras que la lámpara fluorescente convencional opera a una frecuencia de 60 Hz. Las lámparas fluorescentes presentan una resistencia negativa como característica. Esta requiere que un balastro inductivo sea conectado en serie para una operación estable, como se muestra en el esquema simplificado de la figura 2.14a, desde que la impedancia de la lámpara es totalmente resistiva, los tres voltajes del circuito de la figura 2.14a son relacionados como:

      

(2-13)

Las características de la lámpara y el balastro son mostradas en la figura 2.14b en términos de  e  I . La intersección de estas dos características proporciona un punto estable de operación.



Figura 2.14 Lámpara fluorescente con balastro inductivo y curva de

 e I .

38

II.3.2.- Balastro de una lámpara fluorescente Al igual que todas las lámparas de descarga, la lámpara fluorescente requiere un balastro en su circuito para operar. Este consiste en una base de hierro en la cual se enrolla una bobina. Haciendo referencia a la figura 2.15a, un balastro convencional está constituido  básicamente por una bobina. Su función principal es limitar la corriente de arco en el circuito. Por esta razón un balastro simple es considerado como una bobina de corte. Sin el balastro en el circuito se podría  presentar una corriente excesiva en la lámpara. El segundo propósito de un balastro moderno es mejorar el factor de potencia del circuito de la lámpara. Viendo la figura 2.15b, sin esta mejora, el circuito opera a un factor de  potencia por debajo del 50%. Esto causa una pérdida innecesaria de potencia y es por lo tanto algo indeseable [11]. Estos balastros se caracterizan por ser grandes y pesados, pueden ser ruidosos y generan una gran cantidad de calor, esto implica perdidas de potencia.

a astro

Encendido

Lámpara

CA

a) Circuito básico de precalentamiento. Balastro

Encendido

(1) Lámpara CA

(2)

Figura 2.15.- Circuitos simplificados de precalentamiento para una lámpara.

39

a) Balastro convencional de bobina y base de hierro

Una enmienda de la “National Appliance Energy Conservation Act Amendment of 1988” (“Dispositivo nacional de conservación de energía ley de enmienda de 1998"), hace el requerimiento que ciertos balastros de uso común tengan una eficiencia más alta que los  balastros de bobina y base de hierro. Específicamente para los del año de 1991, los siguientes balastros necesitan tener un valor de factor de eficacia mínimo (BEF, Ballast Efficasy Factor). Este factor es el rango del factor del balastro (BF, Ballast Factor) para la  potencia nominal de alimentación o entrada de la lámpara. El factor del balastro es el rango de la salida de una lámpara cuando funciona con un balastro de prueba, para la misma salida de la lámpara cuando funcionó con un balastro estándar de laboratorio bajo las condiciones de prueba ANSI. En otras palabras el  BEF  de un balastro es una medida de la eficiencia del balastro comparada con la operación de otros balastros con el mismo tipo de lámpara. Lo que esta regulación federal ha hecho es eliminar los viejos balastros de bobinas de aluminio y base de hierro que tienen una pérdida por calentamiento de 16-20 W para un par de lámparas de 40 W. Para reunir los requerimientos de ley, los balastos nuevos de este rango (2 lámparas, 40 W) usan bases de acero y bobinas de cobre, con una perdida por calentamiento de 6-8 W. Este es un 60 % de reducción de pérdidas por calentamiento. Estos balastros también necesitan un factor de potencia mínimo del 90%. Todos los  balastros que reúnen estos requerimientos son marcados con una letra E impresa en un circulo sobre el balastro. Estos son conocidos como balastros de rango E o tipo E. Se encuentran excluidos para los requerimientos de esta ley; los balastros de baja temperatura, los balastros regulables y los balastros de bajo factor de potencia, manufacturados con la letra D, con A siendo el más reservado. Como una regla principal, los balastros convencionales pierden una media parte de su vida cuando rebasan 10°C de su temperatura de operación para el cual fue clasificado. Por lo tanto es importante proporcionar una adecuada radiación de calor por parte del accesorio de la lámpara fluorescente. En la figura 2.16a muestra el esquema de un circuito para el sistema convencional de arranque rápido de 60 Hz que contiene dos lámparas en serie. En este sistema los cátodos de la lámpara son continuamente calentados por los devanados calentadores del cátodo A, B y C. Este circuito se muestra otra vez en la figura 2.16b sin los devanados de calentamiento para explicar la operación básica. El voltaje de entrada es elevado por el autotransformador (primario en serie con el secundario). Las inductancias de salida de los devanados del transformador primario y secundario proporcionan la inductancia necesaria al balastro para una operación estable. El capacitor de arranque tiene

40

una impedancia baja comparada con una lámpara apagada y una alta impedancia comparada con una lámpara encendida. Por lo tanto en el arranque, el capacitor de arranque  proporciona una derivación a través de la lámpara B, y casi todo el voltaje de entrada aparece a través de la lámpara A, un voltaje alto aparece a través de la lámpara B, el cual acciona un arco en la lámpara B. Entonces, la combinación serie de la lámpara A y B está en serie con un capacitor de corrección del factor de potencia Cfp, el cual es utilizado para corregir un supuesto bajo factor de potencia de operación.

 A

 A

B

B

Capacitor de arranque

Capacitor de arranque

Balastro

Cpf 

 A

B

Cpf 

C

Devanado  primario

Devanado secundario

Entrada 60 Hz

Devanado  primario

Devanado secundario

Entrada 60 Hz

a)

b)

Figura 2.16.- Lámpara fluorescente convencional de arranque rápido a 60 Hz: a) Esquema del circuito; b) Esquema simplificado.

b) Balastro electrónico

La mayoría de los balastros electrónicos se diseñan para un voltaje de corriente alterna de alta frecuencia que va de los 20 a 30 kHz. A estas frecuencias, las lámparas fluorescentes operan con mayor eficiencia. Además, de la mejora total de la eficacia de los balastros, los electrónicos tienen estas ventajas adicionales: 

Casi cero pérdidas por calor; por lo tanto, el balastro y accesorio operan a temperatura ambiente.

41

 

    

Reducción del parpadeo de la lámpara. El rango completo de oscurecimiento (dimming) se logra de forma sencilla y económica. Operación en casi completo silencio. Alto factor de potencia. Alto factor de balastro y alto factor de eficiencia del balastro. Baja temperatura de encendido. Físicamente ligero y pequeño.

Las principales desventajas son las siguientes:  

Alto costo. Alto contenido armónico en el circuito de la lámpara.

Siendo éste ultimo un serio problema que puede contribuir que el sistema eléctrico se sobrecaliente y falle. 

Producción de ruido eléctrico que puede interferir con la operación propia de un circuito electrónico sensitivo.

Un sistema de iluminación de lámparas fluorescentes a alta frecuencia se muestra en un diagrama a bloques formado en la figura 2.17a. El balastro electrónico de alta frecuencia convierte la entrada de 60 Hz a una salida de frecuencia alta, usualmente en el rango de 25 a 40 kHz. El diagrama a bloques del balastro electrónico de lata frecuencia mostrado en la figura 2.17b consiste en un puente rectificador de diodos y un inversor de CD a CA de alta frecuencia. La inversión de corriente directa a corriente alterna de alta frecuencia puede ser  obtenida por muchos métodos: por ejemplo, un convertidor resonante clase E puede ser  usado para producir un voltaje y una corriente senoidal en la lámpara; otra posibilidad es utilizar un convertidor en modo de conmutador, por ejemplo una topología de medio  puente, pero sin el aislamiento del transformador y el estado rectificación de salida. Un filtro EMI es utilizado después del puente rectificador para suprimir la EMI conducida.

II.3.3 Balastros electrónicos basados en circuitos integrados Los circuitos de balastros electrónicos recientemente han experimentado cambios en su diseño, hace 10 años aproximadamente para el diseño de éstos se utilizaban los transistores  bipolares. Esta modificación se ha logrado en parte por la aparición de los MOSFET de potencia, interruptores con ventajas en eficiencia, pero principalmente por incentivos y rebaja de utilidades patrocinados por gobiernos foráneos y locales. Los nuevos requerimientos de la IEC (International Electrotechnical Commission, Comisión electrotécnica internacional) también han estimulado el diseño de balastros de alto factor de potencia y han comenzado a

42

imponer futuras restricciones sobre el factor de cresta, factor de balastro y expectativa de vida. [19]

Figura 2.17.- Sistema de iluminación fluorescente de alta frecuencia: a) Diagrama a bloques del sistema; b) Diagrama a bloques del balastro.

Antes de ser implementados los semiconductores de potencia para la actual innovación en el diseño de balastros, los balastros de bobina y base de hierro eran manufacturados en grandes cantidades por los principales proveedores. En la actualidad hay cientos de compañías que se dedican al mercado de los balastros y más de estas se están uniendo a sus filas todo el tiempo. La mayoría de los balastros electrónicos utilizan dos interruptores de potencia en una topología de “medio puente” y el circuito del tubo consiste de circuitos resonantes L-C serie con las lámparas conectadas entre las reactancias, la figura 2.18 muestra esta topología básica [19]. En este circuito los interruptores son MOSFET de potencia controlados para conducir la corriente alterna por un transformador. El primario de este transformador es controlado por  la corriente en el circuito de la lámpara y opera a una frecuencia resonante de L-C. Desafortunadamente, el circuito no arranca por sí mismo y debe ser impulsado por el DIAC conectado a la compuerta del MOSFET de abajo (véase figura 2.18). Después del encendido inicial del interruptor bajo, la oscilación se mantiene y una onda cuadrada de alta frecuencia (30 kHz a 80 KHz) excita el circuito resonante L-C.

43

Figura 2.18.- Balastro electrónico utilizando un transformador como driver

El voltaje senoidal que a través de C es magnificado por la Q en resonancia y desarrolla una amplitud suficiente para calentar la lámpara, lo cual provee una iluminación libre de  parpadeos. Este circuito básico ha sido el estándar para balastros electrónicos por muchos años, pero tiene los siguientes inconvenientes: 1) 2) 3) 4) 5)

 No arranca solo. Tiempos de conmutación limitados. Trabajo intenso del transformador toroide de corriente.  No es amigable para la regulación. Alto costo para manufactura en grandes cantidades.

a) Balastros de última generación

Los inconvenientes del balastro controlado por transformador han sido resueltos por  circuitos integrados dedicados para esta tarea. Citaremos la familia de circuito de bajo costo IR215x de International Rectifier [19]. Los circuitos integrados de control de International Rectifier son circuitos monolíticos capaces de manejar los niveles lógicos bajo y el alto de los MOSFET o IGBTs, entradas referenciadas a tierra. Ellas ofrecen voltajes de compensación con capacidad de 600 VCD y, a diferencia del control por transformador, pueden proveer formas de onda limpias y un ciclo de trabajo del 0 al 99%. La serie IR215x es una reciente familia de IC de control y para aumentar las características, estos dispositivos tienen similitudes en funciones con el circuito temporizador 555 CMOS. Estos drivers están diseñados para oscilar de manera propia o para proveer oscilaciones sincronizadas con tan solo conectar dos componentes externos R T y CT (figura 2.19).

44

Estos también tienen circuitos internos los cuales proveen un tiempo muerto de 1.2 µs entre las salidas y alternancia para las salidas baja y alta para el control del interruptor de medio  puente. Cuando se usa en modo de oscilación propia la frecuencia de oscilación está dada por:

     

(2.14)



Estos controladores son previstos para ser alimentados de una entrada de CA de voltaje rectificado y por esta razón estos son diseñados para una mínima corriente en estado inactivo y tiene un regulador interno (shunt) de 15V, por lo tanto un único resistor de caída  puede ser usado para el bus de voltaje rectificado de CD. Haciendo referencia a la figura 2.19, se observa la capacidad de sincronización del controlador. Los dos diodos en paralelo uno opuesto del otro están en serie con el circuito de la lámpara, son efectivamente un detector de cruce por cero para la corriente de la lámpara. Después que la lámpara encienda, el circuito resonante consiste de L, C1 y C2 todos en serie.

L

CA

Figura 2.19.-Balastro electrónico utilizando el controlador IR2151

C1 es un capacitor de bloqueo de DC con una baja reactancia, por lo tanto el circuito resonante está compuesto de L y C2. El voltaje que pasa por C2 es magnificado por el factor  Q de L y C2en resonancia y arranque de la lámpara. Después que la lámpara encienda, C2 se pone en corto por la caída de voltaje de la lámpara y la frecuencia del circuito resonante depende de L y C1. Esto causa un cambio a una frecuencia de resonancia menor durante la operación normal, nuevamente sincronizada por 

45

el circuito de cruce por cero de la corriente de CA y usando el voltaje resultante para controlar el oscilador. Además del controlador de corriente inactiva, hay otros dos componentes de fuente de corriente directa que son una función del actual circuito de aplicación: 1) La corriente debido a la carga de la capacitancia de entrada de los interruptores de  potencia. 2) La corriente debido a la carga y descarga de la capacitancia de juntura aislada de la compuerta del controlador de IR. Ambos componentes de corriente son carga relacionada y por lo tanto sigue las reglas:



(2.15)

Esto se puede ver fácilmente, por lo tanto, que para carga y descarga de las capacitancias de entrada de los interruptores de potencia, la carga requerida es un producto del voltaje de compuerta del controlador y la capacitancia actual de entrada y la potencia de entrada requerida es directamente proporcional al producto de la carga, frecuencia y voltaje al cuadrado.

  

(2.16)

La relación de la ecuación 2.16 sugiere las siguientes consideraciones cuando se diseña con el circuito del balastro actual: 1) Seleccionar la más baja frecuencia de operación, esto logra minimizar el tamaño del inductor. 2) Seleccionar el tamaño de tiempo de inactividad más pequeño para los interruptores de potencia, esto permite bajas perdidas por conducción (esto reduce los requerimientos de carga). 3) El bus de voltaje directo es normalmente especificado, pero si hay una elección, usar el voltaje más bajo.  NOTA: La carga no está en función de la velocidad de conmutación. La carga transferida es la misma para 10 ns o 10 µs en tiempos de conmutación.

II.3.4 Balastro electrónico regulable En la figura 2.20 se muestra un diagrama a bloques de los circuitos que componen el  balastro electrónico regulable, como se observa comienza con al circuito del filtro EMI que se trata de un filtro de interferencia electromagnética esto para evitar que el balastro afecte la operación de otros equipos o viceversa.

46

La señal que sale del filtro EMI se conecta al circuito rectificador el cual proporcionará a la salida un voltaje en una sola dirección quiere decir que convertirá la CA a CD. El sistema cuenta con un circuito corrector del factor de potencia, el factor de potencia en ocasiones no cuenta con los valores que establecen las normas por lo tanto se recurre a la corrección de éste mediante un circuito electrónico. El sistema cuenta con un bloque llamado balastro, este contiene un circuito de medio  puente y los circuito RC correspondiente para la carga, el circuito de medio puente se controla por drivers los cuales nombramos como control del balastro. En los capítulos posteriores se tratarán a detalle cada uno de estos bloques.

FILTRO EMI

RECTIFICADOR

Corrector del Factor de Potencia

Voltaje de línea

Balastro

Control del balastro

Figura 2.20.- Diagrama estándar de un balastro electrónico regulable.

47

Capítulo III Diseño del balastro electrónico y circuito de carga En la figura 2.20 del capítulo II se tiene un diagrama a bloques de los elementos que componen el balastro electrónico propuesto para el cual se tienen que diseñar sus diferentes etapas las cuales citaremos a continuación:    

Control para el circuito medio puente. Diseño del bus de CD Diseño del circuito inversor de alta frecuencia (circuito de medio puente). Diseño del circuito de carga.

III.1 Diseño del control para el circuito de medio puente El circuito inversor de medio puente se utiliza para convertir el voltaje de corriente directa a voltaje de corriente alterna, este emplea un par de transistores que son los elementos que realizan la conmutación a una frecuencia de operación de 20 kHz, para realizar la operación se requiere que los transistores conmuten de forma alternante, para esto se necesita tener  apagado un transistor cuando el otro esté encendido, esto se logra con un circuito controlador que proporciona la frecuencia de operación y los niveles de voltaje de alimentación para los dispositivos de conmutación. Debido a que la lámpara será alimentada con un voltaje de CA de 20 kHz, ya considerada como alta señal de alta frecuencia, primero se considera el tiempo de encendido de cada uno de los transistores, estos tendrán el mismo tiempo de encendido y apagado, con la condición de que cuando Q1 esté encendido, Q2 estará apagado. La frecuencia de operación se determina con la siguiente ecuación:

    f frecuencia [Hz] T periodo [s] Mediante la ecuación 3.1 de determina el periodo de la frecuencia propuesta:

(3.1)

48

  

Al sustituir el valor de la frecuencia que es de 20 kHz, se tiene un periodo de T= 5 x 10-5 s, lo que equivale a 50 µs. El periodo de la onda se determinó que es de 50 µs, este valor se divide en 2 ya que se utilizan los dos transistores para la conmutación, por lo cual el periodo se logra con la siguiente fórmula: T= TQ1 enc + TQ2 enc

(3.2)

En la figura 3.1 se muestran las señales de compuerta de los transistores de potencia, en el inciso a) se muestra la señal de compuerta del transistor Q1, en el inciso b) se muestra la señal de compuerta del transistor Q2, se nota que la señal del transistor Q2 es inversa con respecto al transistor Q1.

 A1

t a) Señal de compuerta para el transistor Q1  A2

b) Señal de compuerta para el transistor Q2

t

Figura 3.1-Señales de compuerta para los MOSFET

Cuando el transistor Q1 está en estado alto con una duración de 25  s, el transistor Q2 se encuentra apagado también por 25 s, cuando el transistor Q2 está en estado alto con una duración de 25  s, el transistor Q1 se encuentra apagado también por 25  s, para la frecuencia de operación propuesta se cumple el periodo cuando los dos transistores se  ponen en alto, ya que el transistor Q1 conmuta el valor positivo y el transistor Q2 conmuta el valor negativo de la señal de salida. La señal de control para Q2 es de una amplitud A2 muy alta comparada con la amplitud la señal A1 de Q1, el voltaje de compuerta de Q2 es del orden del voltaje de del bus de CD. Debido a que la red de CD es de 340 V, y el circuito de medio puente funciona con un voltaje de compuerta alto para el transistor Q1 y un voltaje de compuerta bajo para el transistor Q2, se utilizarán los circuitos controladores de medio puente para alimentar la compuerta de los transistores en el arreglo de medio puente. Estos circuitos controladores están contenidos en un solo circuito integrado lo cual permite hacer una reducción en la utilización de circuitos integrados.

49

A continuación se mencionan los circuitos integrados de control de medio puente  propuestos para el desarrollo de esta tesis: IR2155, IR2153 y el IR2111.

III.1.1 Balastro con el circuito de control de medio puente IR2155 El circuito integrado IR2155 (figura 3.2) es un controlador para un circuito de medio  puente, es un dispositivo que trabaja a alto voltaje y es de conmutación rápida, se utiliza  para los dispositivos de potencia como los MOSFET e IGBT‟s, con algunos componentes adicionales externos se obtiene la señal oscilante a la cual operan los dispositivos de conmutación, o en este caso la frecuencia de la señal a la que operará el balastro electrónico  para lámparas fluorescentes. El circuito externo consiste en un circuito RC el cual sirve como parámetro de entrada para obtener la oscilación o la señal periódica. A continuación se muestra el circuito típico para un control de un circuito de medio puente utilizando este circuito integrado: HASTA 600V

CARGA

Figura.3.2.- Control de medio puente con el CI IR2155

Este circuito integrado cuenta con dos salidas, una llamada VB para el MOSFET que se encuentra ubicado en la parte superior del circuito y la otra salida VS para el que está ubicado en la parte inferior (véase figura 3.2). Contiene entradas para la implementación de un oscilador externo el cual es similar al construido con un circuito temporizador 555, la frecuencia es programable en base a los valores externos de R y C.

50

Se caracteriza por tener a la salida un buffer de estado para pulsos de alto voltaje y tiene un tiempo de inactividad interno diseñado para controlar la conducción de cruce mínima o cruce por cero. Los retardos de propagación para los dos canales son del mismovalor para simplificar el uso del 50% del ciclo de trabajo. La salida flotante se utiliza para controlar un MOSFET o IGBT de potencia situado en la  parte superior del arreglo que opera de un voltaje de línea de hasta 600 volts, este dispositivo como se observa no se encuentra aterrizado.

Figura.3.3- Formas de onda de la salida.

En la figura 3.3 se muestra el voltaje de salida HO también conocida como salida alta o salida de voltaje alto, esta es la señal que alimenta al transistor Q1. Por su parte LO se considera como la señal de compuerta para la salida baja o voltaje bajo que alimenta al transistor Q2. También se nota que existe un retraso del pulso para Q2, este valor de retraso es igual que al tiempo de duración del pulso alto de cada transistor, con ello se logra una señal simétrica para la alimentación de la compuerta de los mismos.

Definiciones de los pines del IR2155

R T CT

Resistor de entrada de tiempo de oscilación, en fase con la salida baja para una operación normal. Capacitor de entrada de tiempo de oscilación, la frecuencia del oscilador se obtiene de acuerdo con la siguiente ecuación:

      

VB HO

Fuente flotante de la parte superior. Salida del controlador de compuerta para la parte superior.

(3.3)

51

VS Vcc LO COM

Retorno de la fuente flotante de la parte superior. Fuente de la parte inferior y lógica fija. Salida del controlador de compuerta para la parte superior. Retorno de la parte inferior.

Haciendo uso de las hojas de especificaciones del fabricante características eléctricas estáticas para el circuito integrado IR2155:

se cuenta con las

VBIAS (VCC, VBS) = 12V CL = 1000 pF, CT = 1 nF TA = 25°C A menos que se especifique de otra manera, se encuentra que los parámetros VIN, VTH e IIN son referenciados a la terminal COM. También los parámetros VO e I O son referenciados a la terminal COM y son aplicables a las salidas respectivas: alta o baja. Con las características citadas anteriormente se obtienen de la tabla los valores de los siguientes parámetros para una frecuencia de oscilación de 20 kHz: Se determina que el valor de R T = 35.7 KΩ Si sustituimos este valor de resistencia en la ecuación 3.3 se tiene:

       Este es el valor de la resistencia externa para que el oscilador produzca una frecuencia de aproximadamente 20 kHz.

III.1.2 Balastro con el circuito de control de medio puente IR2153 El circuito integrado IR2153 es una versión mejorada de los CI „s controladores de compuerta como el IR2155 y el IR2151, éste como los anteriores incorporan un controlador para un circuito de medio puente de alto voltaje con un oscilador con características similares al circuito temporizador CMOS 555. El IR2153 proporciona más funcionalidad y es más fácil de implementar que los circuitos integrados mencionados anteriormente. Cuenta con una característica de apagado en el pin CT, por lo tanto las salidas de ambos controladores de compuerta pueden ser deshabilitadas usando una señal externa de control de bajo voltaje.

52

Además, los anchos de pulso del controlador de compuerta son los mismos una vez que el voltaje de umbral de bloqueo alcance el valor de Vcc, resultando una mejor  estabilidad de frecuencia contra tiempo en el arranque. La inmunidad al ruido ha sido mejorada significativamente en este circuito integrado, ambos por la reducción del pico de corriente con respecto al (di / dt) de los controladores de compuerta, y por el aumento del voltaje de histéresis del bloqueo a 1V. Por último se ha puesto especial atención en la inmunidad de los circuitos “seguros” o enclaves del dispositivo.

Figura 3.4.- Circuito típico del control de medio puente con el IR2153

Definiciones de los pines:

VCC R T CT COM LO VS HO VB

Fuente de voltaje del controlador de voltaje de compuerta lógica e interna Resistencia de entrada de temporización del oscilador  Capacitor de entrada de temporización del oscilador. Tierra de la fuente y de señal. Salida de voltaje bajo del controlador de compuerta. Retorno de la fuente flotante de alto voltaje. Salida de voltaje alto del controlador de compuerta. Fuente flotante del controlador de compuerta para el alto voltaje.

Para establecer los valores de R T y C T se recomienda utilizar valores de R T en el orden de kΩ y los valores de CT se recomiendan en el orden de picofaradios, estos datos se encuentran en el en la hoja de especificaciones del fabricante. Tomando en cuenta la gráfica logarítmica de la figura 3.5, en donde se presentan una serie de curvas de frecuencia contra voltaje, en esta gráfica aparecen 6 diferentes valores de

53

capacitores en donde cada uno de ellos representa una curva, para nuestro caso se pretende obtener una frecuencia de oscilación de 20 kHz. Para esto utilizando la curva correspondiente el valor correspondiente de CT es de 330  picofaradios, interpolando la curva correspondiente se obtiene un valor de R T igual a: 100 000 Ω aproximadamente.

   )   z    H    (   a    i   c   n   e   u   c   e   r    F

Valores de CT

Figura.3.5.- IR2153 Curva logarítmica de frecuencia vs R T.

En la figura 3.5 se muestra cierta proporcionalidad entre la frecuencia de oscilación del circuito y la resistencia R T de temporización, tomando en cuenta el capacitor de 330 pf, se nota que hay un comportamiento lineal entre los 2000 Hz y 1 MHz, esto nos da pie a establecer un modelo el cual describa el comportamiento de la frecuencia de oscilación y  por lo tanto nos permitirá variar algún parámetro para modificar cierta variable, en nuestro caso esa variable es la frecuencia. Este modelo obedece al comportamiento de una recta en los intervalos mencionados, por lo tanto la ecuación quedaría de la siguiente forma:

   

(3.4)

Aplicando antilogaritmo y propiedades de logaritmos esto queda de la siguiente forma:

   

(3.5)

54

Variando el valor de R T habrá cambios en la frecuencia de operación del circuito esto demuestra de cierta forma que se puede variar un parámetro para obtener diferentes valores de frecuencia. La ecuación 3.4 muestra un comportamiento no lineal de la frecuencia de operación al variar el valor de la resistencia de temporización R T.

III.2 Diseño del bus de CD y el circuito inversor de alta frecuencia Para el diseño de esta etapa haremos uso de la electrónica de potencia, la tarea electrónica ésta es procesar y controlar el flujo de la energía eléctrica mediante el suministro de voltajes y corrientes de una manera óptimamente adaptada para la carga. La figura 3.6 muestra un sistema electrónico de potencia en un diagrama a bloques. [15]

Potencia de entrada ve ie

Procesador  De Potencia

Potencia de salida vs

Carga

is

Mediciones

Controlador 

Referencia

Figura 3.6.- Diagrama a bloques de un sistema electrónico de potencia.

La potencia de entrada para el procesador usualmente es de una frecuencia de 50 a 60 Hz, monofásica o trifásica, para nuestro caso monofásica. El ángulo de fase entre el voltaje de entrada y el voltaje de salida depende de la topología y del control del procesador de  potencia. La salida procesada (voltaje, corriente, frecuencia, y el número de fases) depende de los requerimientos de la carga a conectar. Si la salida del convertidor de potencia se considera como una fuente de voltaje, la corriente de salida y la relación ángulo de fase entre el voltaje y la corriente de salida depende de la característica de la carga.  Normalmente un controlador retroalimentado compara la salida del convertidor de potencia con un valor de referencia o un valor deseado y el error entre los dos es minimizado por el controlador. El controlador de la figura 3.6 consiste de circuitos integrados lineales y/o procesadores digitales de señales. Los avances revolucionarios en los métodos microelectrónicos han llevado al desarrollo de tales controladores. Además, estos avances en la tecnología de

55

fabricación de los semiconductores han hecho posible la mejora significativamente de la manipulación de las capacidades de voltaje y corriente y de la velocidad de conmutación de los dispositivos semiconductores, el cual compone la unidad de procesador de potencia de la figura 3.6, los controladores vistos en el capítulo III.1.1 y III.1.2 son ejemplo de ello.

III.2.1 Clasificación de los procesadores y convertidores de potencia a) Procesadores de potencia

Resulta útil clasificar los procesadores de potencia, tal como se muestra en la figura 3.6, en términos de su forma de entrada y salida o en términos de la frecuencia. En la mayoría de los sistemas electrónicos de potencia, la entrada proviene del voltaje que suministra la compañía proveedora de energía eléctrica, para nuestro caso CFE. [15] Dependiendo de la aplicación, la salida para la carga puede tener alguna de las siguientes formas: 1.- Salida de corriente directa (CD). a) Salida de CD regulada (magnitud constante).  b) Magnitud ajustable. 2.- Salida de corriente alterna (CA). a) Salida de CA a frecuencia constante, magnitud ajustable.  b) Salida de CA a frecuencia ajustable y magnitud ajustable. La corriente de entrada y la carga de corriente alterna, independiente una de la otra, pueden ser monofásica o trifásica. EL flujo de potencia es generalmente de la corriente de la entrada a la carga de la salida. Sin embargo existen excepciones. Por ejemplo, en un sistema fotovoltaico conectado mediante una interface con la corriente de red. En algunos sistemas la dirección del flujo de potencia es reversible, dependiendo de las condiciones de operación. b) Convertidores de potencia

El procesador de potencia usualmente consiste de más de una conversión de estado (como se muestra en la figura 3.7, donde la operación de esos estados esta desacoplada sobre una  base instantánea por medio de elementos almacenadores de energía tales como capacitores e inductores. Por lo tanto, la potencia instantánea de entrada no tiene la misma potencia instantánea que la salida. Haremos referencia para cada conversión de estado de potencia

56

como un convertidor. Así, un convertidor es un módulo básico de los sistemas electrónicos de potencia. [15] Este utiliza dispositivos semiconductores de potencia controlados por señales electrónicas (circuitos integrados) y posibles elementos almacenadores de energía tales como inductores y capacitores. Basados en la forma (frecuencia) sobre los dos lados, los convertidores  pueden ser divididos dentro de las siguientes grandes categorías: 1.- Convertidor de CA a CD 2.- Convertidor de CD a CA 3.- Convertidor de CD a CD 4.- Convertidor de CA a CA

rocesa or e po enc a

Salida

Entrada

Convertidor 1

Elemento de almacenamiento de energía

Convertidor 2

Figura 3.7.-Diagrama a bloques de un procesador de potencia.

III.2.2 Fuente de poder y filtro EMI

a) Filtro de interferencia electromagnética

La compatibilidad electromagnética es la propiedad de un sistema de no causar  interferencias electromagnéticas a otros equipos electrónicos, pero al mismo tiempo ha de ser insensible a las emisiones que pueden causar otros sistemas. Por otra parte, se puede definir una interferencia electromagnética (EMI) como la emisión de energía electromagnética que degrada o perjudica la calidad de una señal o el funcionamiento de un sistema eléctrico. En la figura 3.8 se representa el esquema básico de los elementos que intervienen en un problema de EMC. Hay que remarcar que solo se habla de interferencia siempre y cuando se provoque un mal funcionamiento en el receptor. [18]

57

Se puede deducir que las tres vías para eliminar las interferencias serán: • • •

Suprimir la emisión en la fuente. Hacer el camino de acoplamiento poco efectivo. Hacer el receptor menos sensible a las emisiones.

Figura 3.8.- Elementos básicos de un problema de interferencia electromagnética

La mejor solución es la primera aunque no siempre es posible identificar la fuente de la  perturbación y algunas veces no es posible eliminarlas ya que son señales activas del sistema, como por ejemplo la señal de reloj de un sistema digital. En estos casos solo se  puede actuar sobre el camino de acoplamiento. Entre las principales causas por las que la compatibilidad electromagnética cada vez cobra más interés se pueden remarcar las siguientes: • • • • •

Aumento de los equipos electrónicos tanto en la industria como en el hogar (Fuentes de EMI). Equipos más grandes y más complejos. Aumento de sistemas de telecomunicación (radio, móviles, etc.). Disminución del margen de ruido de los sistemas digitales (disminución de la tensión de trabajo). Aumento de la frecuencia de trabajo de los equipos.

b) Fuentes de interferencia electromagnética

Existen dos tipos de fuentes de interferencia electromagnética, las que se pueden considerar  como fuentes de EMI naturales y fuentes de EMI que aparecen debido a la acción del hombre. Como fuentes de EMI naturales se encuentran los relámpagos que pueden llegar a ofrecer  descargas de hasta 10 KV o efectos solares que afectan a la ionosfera. Como fuentes de EMI debido a la acción del hombre se encuentran: • • • •

Las descargas electrostáticas. Sistemas eléctricos y electrónicos. Elementos de telecomunicaciones. Pulsos electromagnéticos (explosión nuclear, corrientes de 10 kA.)

58

A causa de los cambios rápidos de voltaje y corriente provocados por la conmutación de un convertidor, un equipo electrónico de potencia es una fuente de EMI con otros equipos así como para su misma operación adecuada. La EMI se transmite en dos formas: radiada y conducida. La conmutación de convertidores alimentados por líneas de poder generan ruido conducido dentro de la mismas, que usualmente son de mayor magnitud que las de radiación de ruido. Se usan gabinetes metálicos para cubrir los convertidores de potencia, estos ayudan a reducir la componente de EMI radiada [15]. El ruido por conducción como se muestra en la figura 3.9 consiste en dos categorías comúnmente conocidas como el modo diferencial y el modo común. El ruido en modo diferencial es una corriente o un voltaje medido entre las líneas de la fuente, esto es, un voltaje línea a línea o la corriente de línea imd  como se muestra en la figura 3.9. El ruido en modo común es un voltaje o corriente medido entre las líneas de poder y la fuente, tal como icm mostrada en la figura 3.9. Ambos modos de ruido se presentan en general sobre líneas, quiere decir que se presentan tanto en las líneas de entrada como en las de salida. En cualquier diseño de filtro tiene que tomarse en cuenta ambos modos de ruido. [18]

Línea 1 imd 

Modo diferencial

imc /2

Equipo electrónico de  potencia

Línea 2 imc /2 Tierra imc

Corriente en modo

Figura 3.9.- Interferencia conducida.

c) Generación de interferencia electromagnética

Las formas de onda de la conmutación tal como se muestran en la figura 3.10, por ejemplo, son inherentes en todos los convertidores. A causa de cortas subidas y caídas de tiempo, estas formas de onda contienen niveles de energía considerables en frecuencias armónicas dentro de la región de radio frecuencia (RF), esto aparece en varios órdenes arriba de la frecuencia fundamental. La transmisión del ruido en modo diferencial es a través de la línea de entrada a la utilidad del sistema y a través de la red de CD a la carga sobre el convertidor de potencia.

59

La transmisión del ruido en modo común es completamente a través de las capacitancias  parásitas y, campos eléctricos y magnéticos parásitos. Estas capacitancias existen entre varios componentes del sistema y entre los componentes y la tierra del circuito. Por razones de seguridad, la mayoría de los equipos electrónicos de potencia tienen un gabinete aterrizado. El ruido opera sobre la línea de tierra que contribuye significativamente a la EMI. [18]

Figura 3.10.- Forma de onda de la conmutación.

Estándares de EMI

Hay varios CISRP (The Comite International Special des Perturbations Radioelectriques, comité internacional especial sobre interferencia de radio), IEC (International Electrotechnical Commission, Comision internacional de electrotecnia), VDE (Verband der  Elektrotechnik, Elektronik und Informationstechnik, Asociación para las tecnologías eléctrica, electrónica y de información), FCC (Federal Communications Commission, comisión federal de comunicaciones), y los estándares militares que especifican el límite máximo de EMI conducido. La figura 3.11 muestra los estándares de la FCC y VDE para equipos de RF usados en la industria, en el comercio y en equipos residenciales. Para comparar contra estos límites, el ruido conducido es medido en redes de impedancias  principales llamadas LISN (Line Impedance Stabilization Network). Los estándares para la EMI radiada son también especificados por las demás agencias. [18] a) Circuitos electrónicos de potencia que componen el sistema propuesto

Debido a que vamos a controlar lámparas fluorescentes se tiene la necesidad de utilizar un  balastro, que a su vez este se alimenta de un voltaje de CD que es obtenido del voltaje que  provee la compañía de energía. Las lámparas fluorescentes operan arriba de los 120 V CA, y en nuestro país es común los 120 volts de CA para la mayoría de los aparatos eléctricos de uso doméstico. A continuación se mencionan los circuitos electrónicos de potencia necesarios que necesita el sistema:

60



Filtro de interferencia electromagnética (EMI).



Convertidor de CA a CD.



Corrector del factor de potencia.



Balastro •

Inversor (convertidor de CD a CA)

•

Circuito RC

Figura 3.11.- Estándares de la FCC y VDE para EMI conducida.

Debido a que la lámpara se conecta a la línea convencional de corriente es conveniente utilizar un filtro de interferencia electromagnética también conocido como filtro EMI, este filtro nos permite eliminar como su nombre lo dice, las señales que puedan interferir en nuestro sistema y así alterar su funcionamiento optimo, y también para evitar que nuestro sistema afecte a otros que estén conectados a la misma línea. Ya que se necesita corregir el factor de potencia de la señal de entrada es necesario implementar un circuito inversor para rectificar la señal de entrada, en este paso se introducirá un circuito corrector del factor de  potencia para obtener una señal más adecuada a la salida, en la etapa de rectificación

61

también se puede aprovechar para elevar el voltaje rectificado, ya que la lámpara se enciende con un voltaje de aproximadamente 300 V, cuando el de la línea convencional es de 120 de CA.

III.2.3 Diseño del Convertidor de CD a CA Para obtener el voltaje de corriente directa necesaria para la operación del balastro, se realiza una conversión de voltaje de corriente alterna a un voltaje de corriente directa. Por  tal motivo es útil emplear un convertidor CA-CD o también conocido como rectificador.

Vo

CA

Rectificador 

ωt

Figura 3.12.-Conversión de CA a CD.

Un rectificador es un circuito que convierte la señal de corriente alterna en una señal con una sola dirección o con un solo sentido. Los diodos son elementos utilizados en la construcción o diseño de rectificadores. Un rectificador monofásico de media onda es el más sencillo, este se muestra en la figura 3.13a, en este aparece el diagrama del circuito con una carga resistiva. Durante el medio ciclo positivo del voltaje de entrada, el diodo D1 conduce y el voltaje de entrada aparece a través de la carga, durante el medio ciclo negativo del voltaje de entrada, el diodo está en condición de bloqueo y el voltaje de salida es cero. Las formas de onda de voltajes de entrada y salida se muestran en la figura 3.13b. a) Procedimiento de diseño del rectificador con elevador de voltaje

El balastro electrónico se conecta a un bus de voltaje de corriente directa, con el balastro convencional no electrónico, basta con conectar a la red eléctrica y la lámpara enciende sin ningún inconveniente, pero como el sistema propuesto está basado en un balastro electrónico, se tiene que realizar la rectificación de CA a CD para tener el bus de CD para después modificar la frecuencia de operación con dispositivos de conmutación o en dado caso alimentar los circuitos integrados mencionados en el apartado anterior.

62

Ven D1

ωt Vp

R

Vo

a)

ωt

Figura 3.13.-Circuito rectificador de media onda.

En la figura 3.14 se muestran los componentes de la fuente de alimentación para el balastro:

Rectificador

Filtro

Carga

120 Vca

Figura 3.14.- Fuente de alimentación para el balastro.

El sistema se alimenta de un voltaje de corriente alterna de 120 volts el cual será rectificado mediante la implementación de un circuito rectificador basado en diodos, una vez que se obtiene la señal rectificada, ésta entra a un filtro el cual permite reducir a un valor mínimo el voltaje de rizo a la salida del rectificador, con esto se logra una señal de corriente directa. La carga es aquel elemento el cual se va alimentar de voltaje de corriente directa, uno de ellos es el circuito de medio puente, éste se utiliza para la construcción del circuito inversor  (convierte una señal de CD a CA), o también como ya se mencionó puede ser el circuito integrado para el diseño del balastro. El voltaje de línea que provee la compañía de energía eléctrica puede ser de120 y 220 volts de CA para uso doméstico, este voltaje opera a una frecuencia fundamental de 60 Hz.

63

Vo 120 Vca

Rectificador  monofásico De onda completa

+

-

ωt

Figura 3.15.- Rectificador de onda completa y señal de salida.

Cuando se implementa un rectificador de puente completo (ver figura 3.15), la amplitud del voltaje rectificado es idealmente igual al voltaje pico (Vp) de la entrada, es importante diferenciar el valor de voltaje pico del valor RMS. El valor RMS es aquella lectura que proporciona el voltímetro, mientras el voltaje pico se trata de un voltaje unidireccional que representa la amplitud de la señal del voltaje de entrada, este tipo de señal es la que se visualiza en un osciloscopio. Una vez rectificado el voltaje de la línea, se tiene un voltaje pico de 170 volts, este voltaje es un valor que se deriva de la rectificación. El voltaje pico se obtiene con la ecuación 3.6.

     de la ecuación (3.6) se tiene:      Ya que el voltaje de entrada  es de 120 Vca, se tiene un voltaje pico de 170 Vp.

(3.6)

Por lo tanto, si despejamos el

(3.7)

Al utilizar un rectificador de onda completa el voltaje de salida rectificado es el mismo en amplitud que el voltaje pico de la señal de entrada, por lo tanto tenemos 170 Vp a la salida del rectificador. Debido a que el diseño del circuito de rectificación se realizará mediante un circuito inversor de medio puente, el voltaje de salida que se obtiene de este arreglo es la mitad del volteje de alimentación, por lo tanto, es importante conservar el valor del voltaje de entrada a la salida del circuito. Este problema se resuelve utilizando un circuito doblador de voltaje para la etapa de rectificación, este es diseñado para una rectificación de onda completa, en el cual se implementan dos capacitores en serie del mismo valor para duplicar el voltaje de entrada y así poder obtener un voltaje de 340 VCD para alimentar el balastro o en todo caso el

64

circuito inversor el cual constituye a éste. El circuito rectificador doblador de voltaje  propuesto se muestra la siguiente figura 3.16.

C 170 Vp 60 Hz

D2

C

Figura 3.16.-Circuito de onda completa con doblador de voltaje.

El circuito de la figura 3.16 se conoce como doblador de voltaje de onda completa, este  proporciona un voltaje de salida dado por la siguiente ecuación:

  

(3.8)

Con este arreglo se obtiene el doble del voltaje pico rectificado, esto quiere decir que, si el circuito se alimenta con un voltaje de entrada de 120 volts de CA a este le corresponden 170 Vp y por lo tanto el voltaje de salida será igual a 340 volts de CD. Para el armado del circuito de la figura 3.16 se necesitan los siguientes componentes:  

2 Capacitores electrolíticos de 330 µF a 200 V. 2 diodos rectificadores 1N4004 (diodo de propósito general).

III.2.4 Diseño del inversor de alta frecuencia a) Inversores

En condiciones ideales, un rectificador controlado maneja el flujo de energía bidireccional. En la práctica, los inversores y rectificadores se distinguen mas por la naturaleza de sus fuentes de alimentación directa que por la dirección de flujo de energía.

65

Los Inversores alimentados por corriente, en la cual la fuente de CD tiende a mantener  una corriente fija, estos se usan para alimentar un rectificador controlado tipo puente, las formas de onda y propiedades de operación siguen el tratamiento del rectificador, y los interruptores FCBB (Forward-conducting, bidirectional-blocking) tales como los SCR e IGBT son apropiados para este tipo de inversores [18]. Los inversores alimentados por voltaje convierten la energía de una batería u otra fuente fija de voltaje de CD en CA. Este arreglo funciona muy diferente a como funciona el alimentado por corriente y requiere diferentes tipos de interruptores. Como resultado el término inversor es usado generalmente solo para referirse al caso alimentado por voltaje. Es totalmente posible construir rectificadores en los cuales las terminales de CD actúan como una fuente de voltaje. Este tipo de rectificador está comenzando a encontrar  aplicación en muchas fuentes de poder de CD. En este capítulo se discutirán las cuestiones cruciales del inversor, y los circuitos básicos formados por una matriz de interruptores. Después, se describirán las alternativas de inversión para los voltajes de las fuentes de voltaje de CD. Serán discutidos dos métodos de control, el primero usa un inversor para construir una onda cuadrada con un ancho de pulso particular. Este enfoque se aplica en inversores de bajo costo, y también en donde se trabajan con niveles de potencia alrededor  de los 100 KW. El segundo método modula el coeficiente de trabajo de una matriz de interruptores (Pulse Width Modulation, PWM) para reconstruir una onda de CA de baja frecuencia con conmutación rápida. El enfoque de PWM es la base para la mayoría de los diseños en los que se trabaja arriba de un mínimo de 100 KW, incluyendo el control de motores de CA. b) Consideraciones para los inversores

Un inversor práctico se alimenta de una fuente de CD fija, y se aplica esta para una carga de CA tales como de la red, un motor de CA, un altavoz o un producto convencional normalmente alimentado de una línea de CA. Esto es útil para distinguir dos tipos de carga de CA. Definición:

Una carga activa de corriente alterna tiene las características de una fuente ideal. Esta  produce una forma de onda específica como una función del tiempo. La información del tiempo en la forma de onda está disponible para el control, y afecta el proceso de transferencia de energía. Una carga pasiva de corriente alterna tiene características iguales que las de una impedancia de una fuente de poder. Mientras la forma de onda podría ser una señal senoidal buena, no hay información del tiempo involucrada. La información del tiempo no está disponible para el control y en general no altera las propiedades de transferencia de energía. [15]

66

La de la red es la carga de CA más familiar. La forma de onda utilizada es controlada  precisamente en una ubicación central. Un convertidor conectado a la red no puede alterar  el tiempo de la senoide. Esto es posible, por ejemplo, usar un retardo de fase para el control de las cargas de este tipo. Muchos motores de CA tienen características activas en periodos de corto tiempo. Las cargas activas de corriente alterna pueden ser controladas al igual que los circuitos rectificadores y la mayoría de los sistemas que estas cargas usan control de retardo de fase como herramienta de ajuste. La mayoría de los sistemas destinados como cargas, tales como motores bajo circunstancias normales, lámparas fluorescentes, unidades de potencia de recuperación, incluso transmisores de radio, requieren ondas seno no tienen requerimientos de tiempo. En una carga R-L serie, por ejemplo, algún intento para cambiar la forma de onda de voltaje por  alterar su fase cambiará la forma de onda de corriente para seguir el cambio. Un ángulo de fase definido entre el voltaje y la corriente es siempre presente y no puede ser alterado para manipular el flujo de energía. En este caso, el control de retardo de fase no operará directamente y otro enfoque de control será considerado. [15] Cargas de CA reales frecuentemente incluyen transformadores magnéticos. Si un voltaje de CA se conecta a un transformador, esto puede incrementar el flujo hasta que el dispositivo ya no funcione. Esta es una importante consideración en inversores: algunos componentes de CA son indeseables, y por consiguiente pueden causar un problema considerable. Un circuito inversor práctico no debe producir alguna salida de componente de CA. La figura 3.17 muestra un interruptor de matriz 2x2 para transferir energía de una fuente de voltaje de CD dentro de una fuente de CA. Este circuito se refiere a un inversor de  puente completo. Una fuente de corriente alterna no es probablemente desconocida; la inductancia serie es utilizada para proporcionar de forma aproximada las característica de la fuente de corriente. Los inversores deben acarrear corriente bidireccional. La fuente de voltaje es unidireccional, por lo tanto se requiere únicamente una dirección de bloqueo. Las aplicaciones de inversores usualmente utilizan algún tipo de transistor, con un diodo en anti  paralelo para dar a esta una capacidad bidireccional de corriente. En la actualidad, los MOSFET de potencia son utilizados arriba de 1-10 KW, mientras que los IGBTs son utilizados en niveles de potencia arriba de 100 KW. Incluso para los más altos niveles, los GTOs con diodos anti paralelos pueden ser sustituidos. [15] En muchas aplicaciones, la matriz 2x2 completa es innecesaria. Una versión de “punto medio” del inversor puede construirse si una conexión neutral común puede ser hecha disponible. Fuentes polifásicas de corriente directa son absurdas, pero una versión de dos fases puede ser construida en muchos casos. Este circuito se muestra en la figura 3.18 es conocido como un inversor de medio puente. Este es utilizado en conmutación de amplificadores de audio, pequeñas unidades de potencia emergente, y en una variedad de cargas de una sola fase. Los transistores son genéricos. Algún dispositivo con una función FCFB puede ser usado con diodos para implementar un inversor. [15]

67

Figura 3.17.- Interruptor matriz para voltaje de CD para convertir en corriente de CA

+ Ve R

L

N

+ Ve

Figura 3.18.- Inversor medio puente mostrando el neutro común.

Considere un medio puente con una carga activa de CA, tal como el inversor de 50 Hz tal como se especifica en la figura 3.19. Para una transferencia exitosa de energía la forma de onda del voltaje de salida debe contener una componente de Fourier de 50 Hz. Como un caso práctico, este no debería producir una componente de CD. Los requisitos de la ley de Kirchhoff de voltaje y de corriente forzan a los interruptores para trabajar de manera alterna. El voltaje de salida es:

     

     

(3.9)

La cual se simplifica a:

     

(3.10)

68

La componente de CD es el promedio 2D1-1. La manera más sencilla para reunir los requisitos de las leyes Kirchhoff es usar los interruptores para crear una onda cuadrada simétrica de 50 Hz. El coeficiente de trabajo de un medio llevará a cero la componente de CD, mientras la condición de frecuencia para el flujo de potencia se satisface por el interruptor que se elige para conmute a una frecuencia de operación de 50 Hz. La serie de Fourier del voltaje de salida es

          

(3.11)

El componente deseado es la fundamental, desde que ωswitch= ω out y su amplitud es 4Vin/π. La fase φ es el único parámetro ajustable, basado sobre el uso de una carga de CA como una referencia absoluta de fase.

Q1

+ Vent Vs + Vent

Q2

Figura 3.19.- Medio puente con carga activa de 50 Hz.

Por lo tanto

  

      

(3.12)

  

(3.14)

(3.13)

c) Procedimiento de diseño del inversor

Debido a que la lámpara fluorescente trabaja con voltaje de corriente alterna, una vez que es elevado el voltaje de la fuente para el balastro, se procede al diseño del inversor. El inversor proporciona amplitud de la señal adecuada para alimentar la lámpara fluorescente y hacerla funcionar en operación normal. Es necesario establecer a que

69

frecuencia trabajará el balastro electrónico, para así diseñar el circuito de control o la señal que alimentará a los dispositivos conmutadores de potencia. El inversor consiste en un circuito llamado de medio puente y de un circuito de control para el circuito medio puente. El circuito de medio puente consiste en un par de dispositivos interruptores de potencia conmutados a una frecuencia de aproximadamente de 20 kHz, esta frecuencia la llamaremos frecuencia de operación f op. Tomando en cuenta las características de rendimiento de un MOSFET de potencia, estos son elegidos para el diseño del circuito de medio puente mostrado en la figura 3.20, el nivel de voltaje obtenido en la rectificación es el que alimenta al circuito de medio puente, el cual tiene un transistor Q1 conectado a la terminal positiva de la de la fuente mientras que Q2 se conecta su drene a la terminal negativa.

Q1 Control Lámpara fluorescente

340 Vp DC

Q2 Control

Figura 3.20.-Circuito de medio puente con carga.

En los circuitos de medio puente el voltaje de salida es la mitad de la amplitud en relación con el voltaje de entrada. La frecuencia de de la señal de salida estará dada por la frecuencia de la señal de control que alimentan las terminales de compuerta de los dispositivos de potencia. d) Operación del circuito:

Cuando el transistor Q1 se encuentra activo en el intervalo de tiempo 0
  

   



 

  

(3.15)

70

Aplicando la ecuación 3.15 se tiene que el voltaje de salida del inversor:

       Los componentes utilizados para este circuito son: 

2 transistores IRF720.

III.2.5 Circuito de alimentación de la lámpara fluorescente El circuito de la lámpara consta principalmente de una bobina y un capacitor conectado entre las terminales de la lámpara, ambos elementos mencionados forman un circuito resonante LC serie. L

Lámpara Voltaje del inversor 

C

Figura 3.21.- Circuito de alimentación de la lámpara.

El circuito de la figura 3.21 se utilizó a lo largo de este trabajo, este recibe el voltaje invertido, por lo tanto, se alimenta de un voltaje de corriente alterna el cual tiene una magnitud de 170 V, esta magnitud se obtiene del inversor de medio puente conmutado a la frecuencia de operación que elegida. La potencia de la lámpara fluorescente especificada es de 17 watts. Por otra parte se tiene una magnitud de voltaje de 170 Vp que se obtiene del inversor de alta frecuencia.

III.2.6 Diseño de un balastro electrónico convencional A continuación se propone un circuito que se basa en la topología mencionada anteriormente con el objetivo de estudiar el comportamiento del balastro electrónico excitado con transformador.

71

El primer circuito a armar es el que se muestra en la figura 3.22, en el cual se utilizan transistores bipolares en lugar de MOSFETs de potencia:

1 Q1 R4 D1

7 3

R1

C1

12

C3

D2

L1

R5

CL

CL

CL2

D6

R2 CL2

5 Q2

D5 R3

11

C4 8

9

D3

D4 C2

L2 R6 10

Figura 3.22.- Balastro excitado con transformador.

En la figura 3.22 se muestra un esquema real de un balastro electrónico convencional que es excitado por transformador, para este caso se están conectando inductancias en el circuito de la base de los transistores, estas realizan la función para el cual se propone el transformador que es alimentar las compuertas de cada uno de los transistores, este circuito requiere un voltaje de alimentación de corriente directa y como se muestra en la terminales CL y CL2 se conecta el circuito de la lámpara, que este circuito consiste en una configuración resistiva-capacitiva en serie. Los diodos 1 al 4 se utilizan para proteger al transistor de algún regreso de corriente y se conectan al circuito de base y al circuito de colector. Los transistores son bipolares NPN. Las inductancias L1 y L2 son las inductancias derivadas del transformador toroide, estas se utilizan para tener un voltaje de alta frecuencia en la base de cada transistor. R3 y R4 son resistores que se conectan a la base para cada transistor, estas son utilizadas  para la polarización del transistor. Por otra parte los resistores R5 y R6 son resistores de emisor. La lista de dispositivos para este circuito se muestra a continuación: D1, D2, D3, D4, D6

1N4007

Diodos de propósito general.

R1

470kΩ

Resistor de carbón.

R1

560kΩ

Resistor de carbón.

72

R3, R4

47Ω

Resistor de carbón.

R5, R6

47Ω

Resistor de carbón.

C1

152J a 630v

Capacitor de poliéster.

C2

333J a 100v

Capacitor de poliéster.

C3

104J, 400v

Capacitor de poliéster.

C4

104J, 400v

Capacitor de poliéster.

L1

Inductancia del secundario.

L2

Inductancia del secundario.

Q1

Transistor bipolar 1.

Q2

Transistor bipolar 2.

73

Capítulo IV Diseño del sistema de control de iluminación IV.1 Control de regulación de luz El circuito integrado IR2155 mostrado en la figura 3.2 es un circuito controlador de medio  puente que contiene un oscilador semejante al circuito temporizador 555 y el ciclo de trabajo se controla de forma semejante a como se hace con el CI 555. Con este dispositivo es fácil reducir la salida al 50% de la potencia que proporciona la entrada. Cuando la resistencia de entrada de temporización R T se pone en estado alto, la trayectoria de carga para el capacitor de entrada de temporización CT es a través del diodo de  polarización y el pin izquierdo del potenciómetro que es utilizado para el control del ciclo de trabajo. Cuando el capacitor de entrada de temporización CT se carga a 1/3 del voltaje de  polarización Vcc, R T se pone en estado bajo y CT se descarga a través del pin derecho del  potenciómetro de control de ciclo de trabajo. Cuando se alcanza 1/3 del valor de Vcc, el ciclo se repite. Estos elementos mencionados se muestran en la figura 3.2. Se nota que a pesar de que el tiempo de carga y descarga de CT puede ser variado, la suma entre ellos permanece constante y por lo tanto la frecuencia de oscilación permanece constante. Esto permite el suficiente voltaje de encendido de la lámpara bajo condiciones  para la regulación de la intensidad de luz. En este modo de operación, el tiempo del pulso de la señal de encendido del transistor  MOSFET puede ser reducido, como el R T (carga) comienza con un valor más pequeño que R T (descarga). Obviamente, si el tiempo de encendido de disparo del MOSFET se reduce también se reduce proporcionalmente el voltaje promedio de disparo. En la ecuación 4.1 se muestra la relación entre el valor del voltaje de entrada y el ciclo de trabajo de la señal de disparo del MOSFET, también se conoce como señal de compuerta. [19]

        Por ejemplo: para un 50% del ciclo de trabajo:

(4.1)

74

    Donde Vent D

voltaje instantáneo de entrada. es la razón de tiempo alto para el disparo del MOSFET.

Una variante de este circuito se muestra en la figura 4.2, permite que el control de la regulación de luz se realice por medio de un resistor variable. Los circuitos de las figuras 4.1 y 4.2 presentan ambas un pequeño inconveniente, es decir, si las lámparas se quitan o se rompen cuando están encendidas el voltaje del BUS de CD de circuito abierto asciende hasta el voltaje de avalancha del MOSFET y falla, o el capacitor  se sobrecalienta y falla debido al exceso de voltaje que se puede presentar en el bus. [19]

Figura 4.1.- Regulación local por medio del control del bus de CD. Fuente: International Rectifier Application Notes

Para prevenir esta situación, el ciclo de trabajo del disparo del transistor puede ser reducido también que el bus de DC sea regulado a un nivel constante, como se muestra en la figura 4.3. En operación, el ciclo de trabajo del pulso de disparo es determinado por la comparación de una parte del bus de voltaje de CD con una señal triangular de referencia que aparece sobre

75

el capacitor de temporización CT. Estos niveles de conmutación del IR2151 ocurren a 1/3 del valor de Vcc y 2/3 de Vcc. Desde el momento que se regula Vcc, la amplitud de la forma de onda de CT también es regulada. [19]

 AL CIRCUITO DE LA LAMPARA

Figura 4.2.-Regulaciòn remota por medio de un resistor variable. Fuente: International Rectifier Application Notes

Figura 4.3- Control de regulación de luz y bus de voltaje de una lámpara fluorescente compacta. Fuente: International Rectifier Application Notes

76

El circuito LM311 de la figura 4.3 es un circuito comparador que produce una salida  positiva en cualquier instante que el voltaje sobre el pin CT exceda una fracción del valor  del bus de voltaje. Esta salida se comporta como una función OR negada con el 50% de la forma de onda en estado bajo y una impedancia igualada al del controlador de pulso de disparo del MOSFET  por un 2N2222A conectado en la configuración emisor seguidor. El resultado de la regulación del bus de DC por esta técnica es de un rango de 210 a 225 VDC con una entrada de CA en el rango de 90 a 130 VCA y una regulación de luz del 50% al 100% (máximo 225 VDC con la lámpara fuera). Para un encendido confiable de la lámpara siempre se asegura en algún valor de regulación de luz porque el circuito está sincronizado a una resonancia natural del circuito de la lámpara. Notar que los diodos en anti paralelo forman un detector de corriente de cruce por  cero para la corriente de la lámpara y la conexión de CT para este voltaje de sincronización (ver figura 4.3). Después de encender la lámpara, el circuito de sincronización no es completamente capaz de controlar la frecuencia la cual entonces toma cualquier valor seleccionado por CT y la variable R T. Si quisiéramos realizar un control mediante un resistor remoto se puede lograr con el arreglo de la figura 4.3, sin embargo se necesita manipular el ancho de pulso de las señales, los pulsos de compuerta del circuito medio puente, esto se puede solucionar mediante un microcontrolador o circuito que responda a los cambios de luminosidad en el área a iluminar, problema en el cual se plantea y busca una solución viable en esta tesis. Las características mencionadas anteriormente nos llevan a la realización de un control PWM (Pulse Widh Modulation, modulación por ancho de pulso), el circuito PWM debe de responder a entradas analógicas, en este caso a las variaciones de voltaje o resistencia por  la incidencia de luz.

IV.2 Diseño del circuito de control para el circuito medio puente implementado en un microcontrolador o circuito digital Como se mencionó anteriormente, se pretende controlar el circuito de medio puente que responda a los cambios de luz que presenta una cierta área iluminada, esto quiere decir, variar el ancho de pulso con lo que se capte de luz en el medio.

77

IV.2.1 Diseño de Microcontrolador

un

control

PWM

basado

con

un

Para el control PWM se utilizó el PIC 16F628A, se utiliza un ambiente de programación PICBasicpro.

Figura 4.4.- Pines del PIC 16F628

En la figura 4.4 se muestra los pines del Microcontrolador utilizado, para realizar los cambios de ancho de pulso en la salida cuadrada se utilizó el siguiente programa: @ DEVIECE MCRL_OFF,  INTRC_OSC,WDT_OFF,LVP_OFF,BOD_OFF,PWRT_OFF,PROTECT_OFF  INCLUDE “modedefs.bas” i VAR BYTE  tiempo VAR BYTE  aux VAR BYTE  dato VAR BYTE  CMCON =7 ´Inhabilitación de los contadores TRISA = $0 ´Se habilitan como entrada los tres bits menos significativos del   puerto A TRISAB = $F0 ´Se habilitan como salida los cuatro bits mas significativos del   puerto B aux = 100 ´Un valor con 100 ms se posiciona a la extrema izquierda valor: PORTB.0=0 „El pulso (pulsout) de salida arranca en bajo PULSOUT  PORTB.0, aux „100x10 uS= 1ms; valor en posici n izquierda „Frecuencia obligatoria PAUSE 18 PAUSE 500 SEROUT  PORTA.2, N2400, SEROUT   PORTA.2,N2400, “ Comienza el desplazamiento derecha: aux=aux+1 PULSOUT  PORTB.0, aux

78

PAUSE 18 I F aux < 201 THEN derecha GOTO izquierda  Izquierda: aux=aux-1 PORTB.0, aux „100x10 uS= 1ms; valor en posici n izquierda PULSOUT  „Frecuencia obligatoria PAUSE 18 THEN izquierda I F aux>99 valor 2 GOTO 

+5V

PB

+5V PWM

Figura 4.5.- Circuito de prueba para señal PWM.

Como se muestra en la figura 4.5 para dar los cambios de ancho de pulso se utilizó un  botón pulsador el cual se conecta el pin 0 del puerto A, para la salida se utiliza el pin 0 del  puerto B, al pulsar el botón esta salida varia en ancho de pulso y no en frecuencia.

IV.2.2 Diseño de un control PWM propuesto con circuitos digitales a) PWM basado en temporizadores

Debido a que la problemática reside en trabajar con una señal con diferentes anchos de  pulso, los cuales dependerán de parámetros de entradas particularmente cambios de iluminación, se puede abordar la solución con el uso de temporizadores configurados con diferentes anchos de pulso y conservando la misma frecuencia de operación.

79

555  Astabl e

α1 555  Astabl e

α2

multiplexor 

salida

555  Astabl e

α3 555  Astabl e

Figura 4.6.- Selección de ancho de pulso con multiplexor.

Como se muestra en la figura 4.6 se tienen cuatro diferentes temporizadores configurados en modo astable, estas cuatro señales se diferencian por su ancho de pulso descrito por la letra alfa α. El sistema de control consta también de un circuito multiplexor el cual sirve  para seleccionar el ancho de pulso que se mostrará en la salida dependiendo de las entradas de selección. Entradas de selección de datos S3 S2 0 0 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 1 1 1 1

Datos S1 0 1 0 1 0 1 0 1

Pulso D1 Pulso D2 Pulso D3 Pulso D4 Pulso D5 Pulso D6 Pulso D7 Pulso D8

Tabla 4.1- Entadas de selección y datos para el multiplexor.

El multiplexor cuenta con tres entradas de selección, los cuales forman una palabra de 3  bits y por lo tanto se tienen 23 combinaciones posibles para la selección de datos, también el multiplexor cuenta con 8 entradas. El multiplexor que utilizamos para realizar las  pruebas es el 74LS151.

80

Las entradas de selección dependerán de las condiciones que se establezcan para el control del multiplexor, estas condiciones son el nivel de voltaje de entrada se compara con valores establecidos. Esto quiere decir, si tenemos un valor máximo de 5 volts cuando la intensidad es mínima o máxima, depende del caso en que se configure el circuito del sensor, este valor le corresponderá a la combinación 111 que es el valor máximo en una  palabra de 3 bits y le corresponde el ancho de pulso D8, tal como se muestra en la tabla 4.1. Para obtener la señal de onda cuadrada se utilizará el temporizador 555 en modo astable. En este modo se logra una señal cuadrada la cual sus parámetros como periodo y frecuencia se rigen con las formulas siguientes:

Vcc

RA

R1 55 5

1 Gnd 2 Trg 3 Out 4 Rst

Vcc 8 Dis 7 Thr 6 Ctl 5

RB

RL        +

C1

       +

CT

Figura 4.7.- Temporizador 555 en modo astable o reloj.

Para este circuito la frecuencia de operación está dada por:

    

(4.4)

    El tiempo bajo se calcula con:   A la relación en la cual la salida está en nivel bajo,  , dividido entre el periodo T de la El tiempo ato se calcula con:

señal de salida, se conoce como ciclo de trabajo, o D. Esta dado por la ecuación:

      

(4.5)

81

b) Diseño del circuito para las entradas de selección

El multiplexor propuesto es un multiplexor que contiene 8 entradas de datos y tres entradas de selección. Por lo tanto, se podrían implementar hasta 8 temporizadores para la aplicación. Las entradas de selección constituyen una palabra de tres bits, por lo tanto se requiere realizar una conversión analógica digital del valor de la señal de entrada en este caso del sensor de luz. Este convertidor dividirá el rango analógico en 23 valores, esto quiere decir que se obtendrán 8 diferentes valores digitales representados con una resolución de 3 bits. Convertidor A/D Voltaje acondicionado del sensor 

Vin

D1 Salida de cuatro bits

GND

5v

D4

Vref  Señal

HAB.

Figura 4.8.-Conversiòn analógico digital para la señal de entrada.

Como se puede ver en la figura 4.8 se tiene un convertidor analógico digital de 4 bits de resolución, se requiere adaptar el voltaje de referencia para que todos los valores se den en los 8 primeros valores, esto quiere decir para que se tenga una salida de 3 bits.

c) Adecuación de la señal del sensor En la figura 2.5 del capítulo II.2.2 se cuenta con las curvas de respuesta de diferentes tipos de sensores o materiales de los cuales están hechos, en dicha figura se nota que el material sulfuro de cadmio del cual están hechas algunas fotoceldas y fotorresistores, se comporta de manera similar a la respuesta del ojo humano, esto permite utilizar uno de estos tipos de sensores para nuestra aplicación, particularmente el fotorresistor por su bajo precio, tamaño y facilidad de conexión. Este dispositivo cambia su resistencia con los cambios de luz. En la figura 4.9 se muestra un circuito típico para la conexión de un fotorresistor, este es un amplificador inversor el cual proporciona un voltaje de salida amplificado, en este caso el voltaje de entrada esta dado por la caída de voltaje a través del fotorresistor. Para ver el comportamiento del circuito de la figura 4.9, se conecta una resistencia sensible a la luz en serie con una fuente de voltaje, esto va a la entrada inversora del amplificador, sabemos que el valor de resistencia de una fotorresistencia es muy alto en la oscuridad y  baja cuando se ilumina. El valor común de su resistencia es mayor a 500 kΩ y su resistencia a la luz con sol brillante es aproximadamente de 5 kΩ.

82

f 

Fotoresistencia

E

OP

+

RL

Figura 4.9- Circuito con operacional para medir la corriente del fotorresistor.

La corriente en la fotorresistencia se define por la ecuación 4.6.

   Donde: E es el valor del voltaje de referencia de corriente directa, y fotorresistencia.

(4.6)

 es el valor que toma la

Si el valor de E es de 5 v, entonces la corriente que fluye a través de la fotorresistencia en la oscuridad es:

         Con la luz del sol

    Tomando en consideración el circuito de la figura anterior, el voltaje de salida está dado por 



(4.7)

Si se propone un valor de R f de 10000 Ω, el voltaje de salida en oscuridad sería de 0.1v y el voltaje en condiciones de luz de sol sería de 10 v. Para acoplar a un voltaje de salida máximo de 5 v sólo se requiere cambiar el valor de R f  a 5 kΩ.

83

El cálculo anterior permite sensar los valores mínimos y máximos de luminosidad en términos de voltaje, esta es buena solución sin embargo el trabajar con estos niveles de voltaje el sistema requiere de un convertidor análogo digital (ADC), éste se implementaría en el Microcontrolador o de manera externa, esto implicaría mayor espacio y costo al circuito. Tomando en cuenta que existe una relación directa entre la iluminación y la resistencia del fotorresistor (véase figura 2.11) se propone el fotorresistor como parte de un circuito RC  para realizar la modulación por ancho de pulso, y así esta influya de forma directa en la variación de éste.

d) PWM basado en un oscilador de relajación con ancho de pulso variable

Primeramente se tiene que diseñar el circuito que genera la frecuencia a la cual trabajará la lámpara fluorescente. Para esto se utiliza un circuito disparador Schmitt. Utilizando el disparador Schmitt se puede construir un oscilador de relajación, para esta aplicación se muestra el circuito en la figura 4.10.

R

Vo

C

Figura 4.10.- Oscilador de relajación con el disparador Schmitt.

La frecuencia se calcula con las siguientes fórmulas: Para HC: Para HCT:

             

Si se quiere una frecuencia de operación de 20 kHz.

(4.8) (4.9)

84

Primero se propone el valor del capacitor de 0.01 µf, sustituyendo estos valores en la ecuación 4.8:

         Despejando el valor de R se obtiene un valor de 6250 ohms, con estos valores se obtiene un valor de 20 kHz, es una frecuencia aceptable para operar los balastros de alta frecuencia. Una vez que se tiene la frecuencia de oscilación, se requiere obtener el ancho de pulso variable para esa frecuencia, para esto se tiene que implementar un circuito que permita manipular mediante el cambio del valor de resistencia el ancho de pulso de la señal oscilante. Esto se logra con un filtro RC el cual permite dejar pasar una fracción del pulso, pero conservando el periodo de la señal oscilante. Esta implementación es muy útil ya que de esta forma se está logrando una señal PWM para la alimentación del circuito medio puente que se utiliza como inversor.

Circuito RC

Figura 4.11.- Circuito PWM con disparador Schmitt

El circuito de la figura 4.11 muestra el oscilador conectado a una etapa de filtrado para después conectar la señal PWM a las compuertas en paralelo para tener más estabilidad de corriente.

85

Capitulo V Pruebas y análisis de resultados V.1 Simulación del circuito rectificador con elevador de voltaje Para simular el circuito rectificador elevador se utilizó el software Circuit Maker MR , en  primera se utiliza un generador de funciones el cual representa una fuente de corriente alterna, este contiene una magnitud de 170 Vp y una frecuencia de 60 Hz, tal como se muestra en la gráfica de la figura 5.2. V1 -170/170V

A R1 1k

60 Hz Figura 5.1.- Obtención de la señal de corriente alterna.

X a: 70 .9 0m Yc: 170.0

A

X b: 54 .2 3m Yd:-170.0

a-b: 16.67m freq: 60.00 c-d: 340.0

b

180

a c

120 60 0 -60 -120 -180 0

13.9m

27.8m Ref=Ground

41.7m 55.6m X=13.9m/Div Y=voltage

Figura 5.2.- Voltaje de alimentación del circuito doblador.

69.4m

d 83.3m

86

El voltaje que proporciona el generador se conecta a la entrada del circuito rectificador  doblador tal como se muestra en la figura 5.3. En la figura 5.4 se aprecia que en los  primeros milisegundos el circuito rectificador recibe un voltaje de 170 Vp, este se debe a que el voltaje sólo refleja el valor que proporciona el primer capacitor ubicado en la parte superior de la salida con respecto a tierra, en fracciones de segundo después el voltaje adquiere una magnitud de 340 Vp, como se muestra en las etiquetas “c” y “d” respectivamente, esto se debe a la suma de los voltajes que presentan cada uno de los capacitores.

D1 DIODE V1 -170/170V

A C1 330uF

60 Hz C2 D2 DIODE

330uF

Figura 5.3.- Circuito doblador de voltaje con rectificador de onda completa.

X a: 8 3. 33 m Yc: 169.6

A

350

X b: 0 .0 00 Yd: 339.3

a-b: 83.33m freq: 12.00 c-d:-169.6

b

a d

280 210 c 140 70 0 -70 0

13.9m

27.8m Ref=Ground

41.7m 55.6m X=13.9m/Div Y=voltage

69.4m

Figura 5.4.-Forma de onda a la salida del circuito doblador de voltaje

83.3m

87

X a: 83 .3 3m Yc: 338.3

A

X b: 83 .3 3m Yd: 168.0

a-b: 0.000 c-d: 170.3

freq: 0.000

a b

350

c

280 210 d 140 70 0 -70 0

13.9m

27.8m Ref=Ground

41.7m 55.6m X=13.9m/Div Y=voltage

69.4m

83.3m

Figura 5.5.-Forma de onda de la salida del circuito rectificador doblador.

En la gráfica se observa la señal de salida del rectificador con circuito doblador de voltaje, se aprecia a la salida un una magnitud inicial de 168 VCD, y en fracciones de segundos después ya adquiere la magnitud doble, esto quiere decir adquiere los 338 VCD.

V.2 Simulación del circuito inversor Para la simulación del circuito inversor se realizó con el circuito mostrado en la figura 5.6, este cuenta con dos transistores de tipo NPN cada uno alimentado con su señal de compuerta ambas a la misma frecuencia pero como se puede ver claramente en el circuito el transistor Q1 recibe un voltaje de compuerta alto y el transistor Q2 un voltaje de compuerta bajo, la carga se conecta entre el emisor del transistor 1 y el colector del transistor2. En la figura 5.7 se puede observar la señal de salida producida por el circuito inversor de medio puente, la cual se presenta como una señal oscilante con un voltaje pico de 168 volts, la frecuencia de la señal osciante es de aproximadamente 10 kHz. Esto indica que la frecuencia de los voltajes de compuerta tambièn es de aproximadamente 10 kHz.

V.3 Simulaciòn del PWM basado en temporizadores En la figura 5.8 se muestra un circuito temporizador, en este caso se utiliza el CI555 configurado en modo astable también conocido como reloj. Este circuito proporciona una señal cuadrada con una frecuencia que dependen de los valores de RA, RB y CT. El circuito esta configurado de tal manera que tenga un ciclo de trabajo menor al 50%.

88

Para el circuito mostrado en la figura 5.8 donde RA= 2.8 KΩ, RB= 3.4 KΩ y C= 10nF, se tiene una frecuencia de 19.62 kHz mostrando un ancho de pulso menor al 50 %, tal como se muestra en la figura 5.9a se tiene que el tiempo del pulso en alto es de 24.31us y el periodo de la señal es de 50.91us, por lo tanto se tiene un ciclo de trabajo de 47%.

0/5V + Q1

170V -

10kHz

+ 170V -

0/5V Q2

R1 1k

10kHz

Figura 5.6.-Circuito de simulación del inversor de medio puente.

Xa: 149.7u Yc: 168.0

A

Xb: 50.00u Yd:-168.0

a-b: 99.70u freq: 10.03k c-d: 336.0

b

180

a c

120 60 0 -60 -120 -180 0

33.3u

66.7u Ref=Ground

100u 133u X=33.3u/Div Y=voltage

Figura 5.7.- Forma de onda del circuito inversor de medio puente.

167u

d 200u

89

+12V

RA 555

A

RL 10k

1 Gnd 2 Trg 3 Out 4 Rst

Vcc 8 Dis 7 Thr 6 Ctl 5

RB

1N914

0V .IC       +

C1 10nF

      +

CT 10n

1N914

Figura 5.8.- CI 555 configurado en modo astable.

Se nota una pequeña diferencia entre la frecuencia de oscilación en los diferentes anchos de  pulso que se obtuvieron con la simulación, esta situación es aceptable ya que se está en el orden de la frecuencia calculada y también depende mucho del software de programación que se esté utilizando. No obstante nos resulta útil visualizar el comportamiento del diseño  porque de ello depende el comportamiento de nuestro sistema. En la figura 5.9b y 5.9c se nota la variación del ciclo de trabajo o ancho de pulso al cambiar  los valores de RA y RB, el valor de CT en el circuito de la figura 5.8 se mantiene constante. La frecuencia se mantiene constante en un rango aceptable al variar los diferentes anchos de pulso, el ancho de pulso es un parámetro a considerar en nuestro diseño ya que el control de la intensidad de luz se realizará con la variación de éste, en este caso variaremos el ciclo de trabajo D el cual determina el ancho de pulso. Para obtener diferentes valores de ancho de pulso se requieren armar N número de circuitos los cuales proporcionen un ancho en específico, este valor dependerá de cuantos valores se  pretenden tomar en cuenta para la variación de intensidad de la lámpara. La forma de selección de la salida de cada uno de los circuitos astables dependerá de las condiciones que se establezcan para el circuito multiplexor que se propone como parte de este desarrollo. En la figura 5.10 se muestran cuatro pulsos con diferentes ciclos de trabajo D1= 0.5, D2=0.4, D3=0.3, y D2=0.2. La selección del ancho de pulso depende de las entradas de selección s1, s2 y s3, se nota que estas entradas se puede ver como una palabra de tres bits,  por lo tanto se tienen 23 condiciones o 8 diferentes anchos de pulso para el control de luz de la lámpara, estos pulsos alimentarán a los dispositivos de potencia y nos permitirán tener 8 cambios de intensidad luminosa.

90

a)

RA=2.8KΩ

RB=3.4KΩ

TA=24.31uS

TB=26.67uS

b)

RA=1.8kΩ

RB=4.3KΩ

TA=16.08uS

TB=34.12uS

c)

RA=941Ω

RB=5.33 Ω

TA=9uS

TB=42.35uS

Figura 5.9.- Formas de onda del circuito astable con diferentes ciclos de trabajo.

91

MUX

D1

A

10kHz B D2

10kHz

I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

E S2 S1 S0 Y YN

S1 S2 R1 1k

S3

+ 5V -

D3 C 10kHz D4 D 10kHz

Figura 5.10.- Selección de ancho de pulso con multiplexado.

En la figura 5.10 se observa que la entrada está configurada con los valores binarios 001,  por consiguiente se ha seleccionado el pulso D3, ya que este se encuentra conectado a la entrada 1 del multiplexor.

V.4 Resultados del circuito de pruebas variando el ancho del pulso con un temporizador configurado en modo astable Para confirmar que la intensidad de la luz varía con el ancho de pulso se montó un circuito astable pero en este caso, se realizó una modificación al circuito, este se muestra en la figura 5.11. En la figura 5.11 se realiza una modificación del circuito que originalmente se ve como un multivibrador astable, a diferencia de la configuración anterior este tiene conectado entre el  pin 6 y 7 un par de diodos en antiparalelo con un potenciómetro en lugar de utilizar una resistencia como el caso de RB. Al variar los valores de RB se da una variación en el ancho de pulso de la señal que alimenta al circuito manejador de medio puente y por consiguiente es el pulso para los dispositivos de conmutación del inversor. Al conectar el circuito se miden valores de voltaje en corriente alterna y voltaje en corriente directa, para esta tarea se fue variando el valor del potenciómetro ( RB) logrando una disminución de la intensidad luminosa, estos valores se aprecian en la tabla 5.1.

92

+12V

R1 2k

RL 10k

RA 1K 555

1 Gnd 2 Trg 3 Out 4 Rst

Vcc 8 Dis 7 Thr 6 Ctl 5

1N4148

1N4148

.IC

1K 50%        +

C1 .01uF

       +

CT .1uF

Figura 5.11.- Multivibrador para prueba de ancho de pulso.

VCA

VCD

(Volts)

(Volts)

Frecuencia de operación (KHz)

163 154 152 149 156 158 168 179

150 114 105.3 94.7 82.5 67.9 62 54.4 43.8 47 128 45 43

27 26.5 26.5 27.3 28.6 27.6 27.1 27.4 27.6 26.4 26.4 25.2 26.4

Tabla 5.1.-Valores experimentales de voltaje y frecuencia

Se nota que la frecuencia permanece casi constante así como el valor del voltaje de corriente alterna, esto demuestra que se puede variar la intensidad de luz de una lámpara sin necesidad de modificar el voltaje de alimentación así como su frecuencia de operación del balastro a la cual está conectada, ver tabla 5.1.

93

La tabla 5.1 también muestra los valores experimentales que se obtuvieron al variar el ancho de pulso mediante un potenciómetro conectado entre el pin de carga y descarga del temporizador 555, esto demuestra que se puede lograr una variación de la intensidad de luz de la lámpara fluorescente variando el ancho de pulso y conservando la frecuencia de operación.

a) Frecuencia de operación vs Vo (CD) 35 30 25     )    z    H     k     (    o     f

20 15 Lineal (Frecuencia de oper ación (KHz)) 10 5 0 40

60

80

100

120

140

160

Vo (Vcd)

b) Frecuencia de operación vs Vo (CA) 35 30 25     )    z    H     k     (

20

   o     f

15

Lineal (Frecuencia de operación (KHz))

10 5 0 140

150

160

170

180

190

200

Vo (Vca)

Figura 5.12.- Gráfica del comportamiento de la frecuencia y el voltaje durante la variación del ancho de pulso.

La figura 5.12 muestra el comportamiento de la frecuencia de operación del voltaje que alimenta a la lámpara, esta se muestra estable en los dos tipos de valores de voltaje de salida, tanto en CA como en CD, la gran diferencia es que en el voltaje de salida de CA hay muy poca variación en magnitud en comparación con los niveles de CD, cabe

94

mencionar que la lámpara trabaja con un voltaje de CA, estos resultados muestran cierta relación del voltaje de salida con respecto al ancho de pulso, al variar el ancho de pulso el voltaje de salida varía, con este voltaje se energiza la lámpara.

V.5 Resultados del sistema en operación En la figura 5.13 se muestra el circuito completo del balastro electrónico autorregulable, como se puede ver el sistema resulta práctico para identificar las diferentes etapas que constituyen a éste , de esta manera resulta mas facil la preuba y observación de cada una de ellas, se conecta la punta del osciloscopio a la salida del control PWM para verificar la forma de onda y la frecuencia de dicha señal, esta ultima se muestra en la figura 5.14. Éste consta de tres terminales, en la esquina superior izquierda se encuentra la terminal en la cual se conecta la alimentación que es el voltaje de la línea, en el conector de la esquina superior derecha se conectan las terminales de la lámpara para así formar el circuito de la lámpara, en el conector inferior derecho se conecta el sensor de luz en este caso una fotorresistencia.

Figura 5.13.- Circuito impreso del balastro electrónico regulable con PWM.

En la figura 5.15 se muestra la señal de salida de la etapa de control, esta señal mantiene una frecuencia de operación y es ancho del variable, la frecuencia medida en el osciloscopio fue de 20 kHz un valor aceptable para los balastros electrónicos, la amplitud de esta señal es de aproximada mente 10 Vp, el pulso que se muestra es aquel que alimenta al circuito medio puente que a su vez alimenta a los MOSFET de potencia que realizan la inversión para obtener un voltaje de corriente alterna a la frecuencia la cual está alimentada el circuito de control de medio puente.

95

Figura 5.14. - Señal de control PWM

En la figura 5.15a se muestra la señal de salida cuando el sistema está conectado y se está impidiendo de cierta manera la incidencia de luz en el sensor, se nota en el osciloscopio una variación del ancho de pulso, en este caso el ancho de pulso aumenta al disminuir los niveles de luz. Partiendo del resultado de la figura 5.15a, al alejar la mano del sensor se nota una reducción del ancho de pulso mostrado en la figura 5.15b, esto se debe a que existe más incidencia de luz lo cual deja ver claro que al tener más nivel de iluminación el ancho de pulso de la señal de salida es menor. En la figura 5.15c y 5.16d se muestran los anchos de pulsos generados por la variación de la intensidad luminosa que es percibida por la fotorresistencia, también se ve que el ancho de pulso no rebasa el 50% del ciclo de trabajo. Las formas de salida mostradas en la figura 5.15 son consideradas como señales PWM.

96

a)

b)

c)

d)

Figura 5.15.- Variación del ancho de pulso reduciendo y aumentando los niveles de iluminación.

Figura 5.16.- Sistema en operación.

97

En la figura 5.16 se tiene el funcionamiento del sistema, se monitoreó la corriente que consume todo el sistema y el voltaje de la línea al cual se conecta éste, también de observaron los cambios de intensidad de luz de la lámpara con respecto a la luz en el recinto, se comprobó que la intensidad de luz de la lámpara responde a los cambios de niveles de luz en el área en el cual se monta el sensor. La figura 5.17 muestra las lecturas de corriente y voltaje del sistema, en ésta se observa que en momentos de altos niveles de iluminación la corriente se reduce considerablemente y  por consiguiente la potencia es menor.

a) Consumo de energía de 10.8 W

b) Consumo de energía de 12 W

c) Consumo de energía de 14.16 W

d) Consumo de energía de 18.9 W

Figura 5.17.- Lectura de corriente y voltaje durante la operación del sistema.

98

V.6 Ahorro de energía estimado y costo del prototipo Se realizaron pruebas durante la mañana, tarde y noche para sensar la luz natural con la cual el sistema responde adecuadamente a los cambios de niveles de luz. Por la noche se encontró que la intensidad de corriente varío en un rango de .11A a .40 A este ultimo valor cuando el sensor casi se cubrió con la mano y generó una resistencia muy grande, la corriente promedio de consumo resultó de .23 A cuando la luz del área se encontraba apagada. Esta corriente nos permite calcular la potencia que resulta de 27. 7 W, en el momento que se enciende el foco del recinto y se abren las cortinas del mismo se tuvo un consumo de corriente de .13A, que representa 15.6 W de consumo. El ahorro de energía para este caso fue del 43%. También se realizó una prueba alrededor del medio día en la Cd. de México con un cielo despejado, utilizando la caja mostrada en la figura 5.19 en la cual se introdujo el sensor  simulando una habitación, al tener la caja ligeramente impidiendo los rayos directos del sol se tiene un consumo de .09 A, que representa 10.8 W de consumo, al colocar la caja de tal manera que se permitió mas la incidencia de luz el valor de consumo oscilaba en 5 W de consumo, nuevamente mostrando un ahorro del 50 %. Al comparar el consumo promedio que se obtuvo en la noche con el consumo promedio del día .23 y .09 A respectivamente se tiene 27.6 W y 10.5W. De lo anterior de obtiene un ahorro del 60%. El costo aproximado del circuito impreso del prototipo es de $ 220 M.N., considerando el costo de los componentes para el usuario final, la cotización de estos componentes se hace con fecha de 20 junio del 2010. Hay que tomar en cuenta que los precios de los componentes son precios unitarios, éste se  puede reducir considerablemente cuando se adquieren un mayor número de éstos, para esta situación el costo aproximado del prototipo se reduce en un 50% lo cual corresponde a $ 110 aproximadamente.

99

Capítulo VI Conclusiones y trabajos futuros VI.1 Conclusiones El circuito encargado de sensar la luz responde de manera muy aproximada al ojo humano a los cambios de luz, esto permite adecuar los niveles de luz necesarios para actividades cotidianas, cuando hay altos niveles de luz este circuito genera un pulso el cual es comparado con la señal de frecuencia fija y así forma la señal PWM la cual obedece las respuestas del circuito del sensor de luz, a mayor nivel de iluminación menor es el ancho de  pulso y a menor nivel de iluminación mayor es el ancho de pulso. Una tarea importante para el correcto funcionamiento del sistema es colocar el sensor en el área iluminada en una ubicación en la cual le incidan los niveles de luz del área a iluminar, este debe estar completamente aislado y siempre instalado en un lugar despejado, de tal manera que la luz de la lámpara no incida directamente hacia él.  Para sensar la fotorresistencia es un dispositivo optoelectrónico el cual responde de forma  similar al ojo humano, la resistencia varía con los cambios de luz.

En vista que la fotorresistencia proporciona valores en ohms, se plantearon diferentes técnicas para que el circuito PWM respondiera a esos cambios. La primera propuesta para el control PWM fue hacer conmutar la señal temporizadores a diferentes anchos de pulso con la misma frecuencia de operación, con este arreglo el sistema responde de manera eficiente, sin embargo se requiere realizar la comparación de señal analógica que viene del sensor con un valor de referencia, esto obligaría a tomar en consideración muchos valores de comparación lo cual extiende el números de componentes  para una solución analógica, para una solución digital implicaría convertir la señal del sensor a señal digital con el uso de un convertidor A/D analógico-digital. Una de las pruebas más importantes para el seguimiento o conclusión de este trabajo fue evaluar el comportamiento del ancho de pulso al variar una resistencia en un circuito astable basado en el CI 555. Este respondió de forma adecuada a las variaciones de resistencia, sin embargo también varió la frecuencia, por lo tanto la variación de la intensidad de luz no se comporta de manera proporcional, y afecta en la operación de la  bobina del circuito LC de la lámpara.  La regulación en frecuencia no es recomendable para que se aplique en sistemas basados en lámparas fluorescentes. Ya que su diseño demanda una frecuencia fija.

100

Se configuró el C555 para variar el ancho de pulso a un 50%, y el sistema respondió de manera estable. Cabe aclarar que el temporizador proporciona la señal de entrada para que funcione el circuito controlador de medio puente.  La frecuencia de operación del temporizador es con la cual conmutan los transistores de  potencia del circuito de medio puente y con la cual opera la lámpara.

Una segunda propuesta es la variación del ancho de pulso utilizando un dispositivo Microcontrolador, el cual proporciona o permite tener características y ventajas importantes  para el control, ya que en este se pueden manejar valores establecidos así como manejar  rangos de iluminación entre otros. Para el funcionamiento de esta propuesta se requiere conversión análoga a digital y solo una adecuación a la señal de salida, en este caso una amplificación para que sea conectado al circuito controlador de medio puente. Al realizar las pruebas pertinentes con el Microcontrolador, hubo cierta variación del ancho de pulso con muy pocos valores para realizar una regulación adecuada, este requiere una etapa adicional de amplificación y un acoplamiento de más cuidado con la etapa de  potencia, así como en este caso en las primeras pruebas se comportó con cierta inestabilidad. El uso de este involucraría más etapas en el sistema, así elevaría el costo final del prototipo y en todo caso para una aplicación comercial, también éste necesita una fuente estable de CD. La tercera propuesta se baso en la utilización de un circuito disparador Smith con el cual se genera una frecuencia de oscilación, la cual es modulada con un circuito que responde a las variaciones de luz , para este circuito no se requiere una conversión análoga a digital Utilizando la técnica tradicional de modulación por ancho de pulso, basado en un disparador Smith, se elimina la utilización del convertidor analógico a digital y/o la inestabilidad que presentó el Microcontrolador, ésto permite una reducción de componentes en el prototipo y reduce drásticamente los costos de diseño.

Esta última configuración responde de forma estable y cumple el objetivo de esta tesis, el cual radica en la autorregulación o regulación inteligente de luz en lámparas fluorescentes, hecho que contribuye al ahorro de energía en este tipo de sistemas, así como también forma  parte de los sistemas futuristas de iluminación. Debido a que el balastro opera en altas frecuencias se logra un mayor rendimiento de los sistemas de iluminación de lámparas fluorescentes, una de ellas es la reducción en el consumo de potencia. Esto se logra con la conmutación a la cual se someten los dispositivos transistores que constituyen el circuito de medio puente, esta conmutación funciona en encendido y apagado de cierto transistor, esto permite un ahorro considerable de energía en comparación con un balastro convencional. En el trabajo se comprobó las aplicaciones que pueden tener la técnica de modulación por  ancho de pulso en el ahorro de energía. Se analizaron diferentes métodos para realizar el control del tiempo de conmutación de los interruptores de potencia, específicamente el circuito medio puente que es un inversor de CD a CA.

101

En primer lugar se comprobó el funcionamiento del circuito de la lámpara conectada a una fuente de corriente alterna, esta responde a valores de frecuencia dados por el circuito LC de la lámpara, que es la manera de encender los balastros convencionales. Para este trabajo se prestó especial atención en el circuito inversor que es el que  proporciona la frecuencia de operación del circuito, así como la magnitud del voltaje adecuado para la operación de la lámpara. A pesar de que las lámparas necesitan un voltaje de pre-encendido y uno en operación permanente, en este trabajo no se consideró este aspecto debido a la regulación automática de la lámpara y a la misma respuesta de los circuitos digitales. Se comprobó la factibilidad técnica del trabajo con las pruebas antes mencionadas, la segunda parte consistió en adaptar el sensor de luz a un circuito PWM el cual respondería a las variaciones de luz, valores proporcionados por el sensor. Al realizar las pruebas del sistema conectado se logra reducir el consumo de potencia de manera considerable, esto cuando están presentes altos niveles de iluminación, este ahorro va de 20 a 60% aproximadamente. Cabe mencionar que el porcentaje de ahorro no es constante ya que dependerá de los niveles de iluminación presentes, pero sin duda, en comparación con algún otro sistema este estará ahorrando todo el tiempo. El costo del circuito impreso relativamente es bajo y por lo tanto este sistema contribuye al ahorro de energía en cuanto a los sistemas de iluminación de lámparas fluorescentes, así como en la disminución del calor generado por este tipo de sistemas contribuyendo así al cuidado del medio ambiente y sumarse a los esfuerzos de disminuir el calentamiento global.

VI.2 Trabajos futuros Es de gran motivación los trabajos futuros o mejoras que puedan proponerse o desarrollarse  para este sistema, a continuación mencionaremos algunos: Un trabajo inmediato es complementar el sistema de ahorro de energía que sea configurable para que trabaje en modo manual o automático, en el modo manual el usuario introduce el valor de iluminación  basado en una tabla y el sistema lo ajustará a éste, para ello se requiere sin duda la aplicación del circuito Microcontrolador para no utilizar el mínimo de componentes externos. Otro trabajo es implementar un sistema similar a DALI (Digital Addressable Lighting Interface , interface digital direccionable de iluminación) a este trabajo para manejar un gran número de balastros autorregulables mediante la computadora, una vez que pueda comunicarse con una PC, se habla ya de un control local y pudiendo ser escalable a un control remoto o vía inalámbrica. Para los trabajos antes mencionados se requiere solucionar la adaptación del sensor y el circuito PWM basado en el Microcontrolador.

102

Un trabajo interesante es realizar el control de varias lámparas que dependan no sólo de un sensor sino de varios de ellos, esto eliminaría el control individual de luz, y se realizaría un control por áreas, para el control se requeriría algoritmos para realizar las diferentes comparaciones de cada uno de los sensores o en su totalidad. Para esto podrían aplicarse:   

Lógica difusa. Hibridación de ADN. Operación de matrices.

Como el trabajo se basa en el ahorro de energía sería importante aplicar esta técnica al control de motores eléctricos que también es un sistema de los cuales demandan más energía a nivel mundial, así como a los sistemas basados en leds, etc.

103

Referencias

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104

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[25]

Diario oficial, “Programa nacional para el aprovechamiento sustentable de la energía 20092012”, México, 2009.

applications and Design, John

105

ANEXO

A1. Tabla de categoría y valores de iluminancia para diferentes tipos de actividades en interiores

Tipo de actividad

Rango de iluminancia lux

pie candelas

Espacios públicos con alrededores oscuros

20-30-50

2-3-5

Orientación simple para visitas cortas

50-75-100

5-7.5-10

100-150-200

10-15-20

Tareas visuales de contraste alto o de tamaño grande.

200-300-500

20-30-50

Tareas visuales de contraste medio o de tamaño pequeño

500-750-1000

50-75-100

Tareas visuales de contraste bajo o de tamaño muy pequeño

1000-1500-2000

100-150-200

A l u m b r a d o g e n e r al e n t o d o s l o s e s p a c i o s  

Espacios de trabajo donde la tarea visual es ocasional.

Iluminancia en tareas.

Iluminancia en tareas, obtenida por una combinación de iluminación general y local (suplementaria).

106

Tareas visuales de bajo contraste y tamaño muy pequeño en un periodo prolongado

2000-3000-5000

200-300-500

Tareas de precisión y tiempo prolongado

5000-7500-10000

500-750-1000

Tareas visuales especiales de tamaño pequeño y bajo contraste extremos.

5000-7500-10000

500-750-1000

A2

Tabla de valores estandarizados S

Designado espectral

Longitud de onda para respuesta pico (nm)

Puntos medio (nm)

S1

800

620, 950

S3

420

350, 640

S4

400

320, 540

S5

340

230, 510

S8

370

320, 540

S10

450

350, 590

S11

440

350, 560

S12

500

NARROW BAND

S13

440

260, 560

S14

1500

760, 1730

S20

420

325, 595

S21

450

260, 560

(Numero _S)

107

A3 Caracteristicas eléctricas del circuito de control de medio puente IR2155

108

A4

Symbol

Datos del controlador de medio puente IR2153

Definition

Min.

Max.

-0.3

625

VB

High side floating supply voltage

VS

High side floating supply offset voltage

V B - 25

VB + 0.3

VHO

High side floating output voltage

VS - 0.3

VB + 0.3

VLO

Low side output voltage

-0.3

V CC + 0.3

VRT

RT pin voltage

-0.3

VCC + 0.3

VCT

CT pin voltage

-0.3

VCC + 0.3

ICC

Supply current (note 1)

—

25

IRT

RT pin current

-5

5

dVs/dt PD RthJA

Allowable offset voltage slew rate Maximum power dissipation @ T A ≤

-50 +25°C

Thermal resistance, junction to ambient

(8 Lead DIP) (8 Lead SOIC) (8 Lead DIP) (8 Lead SOIC)

50

—

1.0 0.625 125 200

— — —

TJ

Junction temperature

-55

150

TS

Storage temperature

-55

150

TL

Lead temperature (soldering, 10 seconds)

—

300

Units

V

mA V/ns W °C/W

°C

109

A5 Curva caracteristica de frecuencia vs RT del circuito de medio puente IR2153

110

A6 Hoja de datos del sensor de luz

111

A7 Archivos de construcción de la placa de circuito impreso

a) Vista normal

 b) Pista

112

c) Cara despoblada

d) Componentes en cara de la pista