UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORT CENTRO DE TECNOLOGIA PROGRAMA DE P\u00d3S-GRADUA\u00c7\u00c3O EM EL\u00c9TRICA
REGULA\u00c7\u00c3O DA DEMANDA DE E
UM SISTEMA DE PROPULS\u00c3O PA
VE\u00cdCULO EL\u00c9TRICO H\u00cdBRID
ARLINDO RICARTE PRIMO J\u00daNIOR
Natal, RN \u2013 Brasil Abril de 2002 i
ARLINDO RICARTE PRIMO J\u00daNIOR
REGULA\u00c7\u00c3O DA DEMANDA DE E
UM SISTEMA DE PROPULS\u00c3O PA
VE\u00cdCULO EL\u00c9TRICO H\u00cdBRID
Disserta\u00e7\u00e3o apresentada como requ obten\u00e7\u00e3o do grau de mestre. Curso de P\u00f3s-Gradua\u00e7\u00e3o em Engen de Tecnologia, Universidade Federal do Rio Grande d Norte. Orientador: Prof. Dr. Sc. Andr\u00e9s Ortiz Salazar
Natal, RN \u2013 Brasil Abril de 2002 ii
ARLINDO RICARTE PRIMO J\u00daNIOR
REGULA\u00c7\u00c3O DA DEMANDA DE E UM SISTEMA DE PROPULS\u00c3O PA VE\u00cdCULO EL\u00c9TRICO H\u00cdBRID
Disserta\u00e7\u00e3o submetida ao corpo docente da Coordena\u0
Engenharia El\u00e9trica da Universidade Federal do Rio Grande do
parte integrante dos requisitos necess\u00e1rios para a obten\u00e7 Ci\u00eancias em Engenharia El\u00e9trica. Aprovada por: _________________________________________________________ Prof. Andr\u00e9s Ortiz Salazar, Dr. Sc. _________________________________________________________ Prof. Andr\u00e9 Laurindo Maitelli, Dr. Sc. _________________________________________________________
Prof. Jos\u00e9 Andr\u00e9s Santisteban Larrea, Dr. S
Natal, RN \u2013 Brasil Abril de 2002 iii
À toda minha família, pelo carinho e apoio em todos os momentos
“...Cada um de nós constrói a sua própria história,
e cada ser em si carrega o dom de ser capaz e ser feliz...” Almir Sáter/Renato Teixeira
iv
Agradecimentos
À Deus, pelas infinitas oportunidades de crescimento interior que o seu amor n instante.
Ao professor Ortiz pela orientação, apoio e compreensão durante toda essa tra Aos professores Pablo e Maitelli com os quais tive a grata oportunidade de atenção e amizade sempre presentes.
Ao professor Francisco Fontes pela idéia e convite para participarmos do pro elétrico híbrido.
Ao professor Ademar, pela importante atenção e colaboração, através de lon técnicas que muito contribuíram com os nossos trabalhos. Ao professor Aldayr, pela presteza dos seus ensinamentos. A todos os colegas de laboratório e do LECA em geral com os quais convivi trabalhos.
À minha esposa Jeane, a Bia e a Elda pela paciência e compreensão, cuja i mostra além dos bastidores deste caminhar.
Ao Sr. Olavo por compartilhar fraternalmente conosco a sua oficina de bobinag À CAPES pelo apoio financeiro. À THORTON e a UNITRODE pela atenção e doação de componentes. A todos os pesquisadores cujos trabalhos serviram-nos de consulta. A todos que vem torcendo para que este trabalho gere bons frutos.
v
Sumário Agradecimentos....................................................................................................................... v Sumário...................................................................................................................................
vi
Lista de abreviaturas, siglas e símbolos................................................................................. ix Lista de figuras........................................................................................................................xvi
Lista de tabelas..................................................................................................... Abstract.............................................................................................................. Resumo............................................................................................................... xix
Capítulo 1 1 – Introdução Geral.......................................................................................................... 01
Capítulo 2 05 2 – Veículos de Tração Elétrica..........................................................................................
2.1 – Introdução.......................................................................................... 05
2.2 – VeículoElétrico................................................................................... 07
2.3 – Veículo a Célula Combustível.............................................................. 09
2.4 – Veículo Elétrico Híbrido...................................................................... 13 2.4.1 – Veículo Elétrico Híbrido Paralelo.................................................. 14 2.4.2 – Veículo Elétrico Híbrido Série...................................................... 15 2.5 – Baterias nas Aplicações Automotivas............................................................ 17 2.6 – Conclusões...................................................................................................... 20
Capítulo 3
3 – Sistema de Conversão e Regulação de Energia........................................................... 22
3.1 – Introdução.............................................................................................. 22
3.2 – Elementos do Sistema de Conversão e Regulação de Energia ................ 23
3.3 – Operação do Sistema.............................................................................. 24
3.4 – Conclusões............................................................................................. 26 vi
Capítulo 4 4 – Conversor I...................................................................................................................27
4.1 – Introdução........................................................................................ 27
4.2 – Escolha da Topologia do Conversor................................................... 27
4.3 – Conversor Boost............................................................................... 28 4.3.1 – Operação do Circuito................................................................... 29 30 4.4 – Estratégia de Controle..................................................................................
32 4.5 – Controle de Fator de Potência pela Corrente Média................................. 4.5.1– Circuitos de Auxiliares de Medição............................................ 35 4.5.2– Circuito Integrado UC3854/B..................................................... 38
39 4.5.2.1 – Multiplicador/Divisor.............................................
40 4.5.2.2 – Proteção de Sobrecorrente ou Sobretensão............ 4.5.2.3 – Limitação da Referência de Corrente Imo 41 ...................
42 4.5.2.4 – Frequência de Chaveamento..................................
42 4.5.2.5 – Compensador de Erro de Corrente......................... 4.5.2.6 – Compensação de Tensão ou Corrente rms de
47 Entrada.................................................................. 4.6
– Cálculo dos Componentes do Conversor I............................................. 49
4.7
– Parâmetros de Configuração do UC3854/B........................................... 53
4.8
– Resultados de Simulação...................................................................... 60
4.9
– Conclusões........................................................................................... 65
Capítulo 5 5 – Conversor II................................................................................................................. 66 5.1
– Introdução.................................................................................................... 66
5.2
67 – Conversor Boost tipo Ponte......................................................................... 5.2.1 – Operação do Conversor Boost em Ponte..................................... 67
5.3
– Cálculo dos Componentes do Conversor II – Boost em Ponte........... 72
5.4 – Função de Transferência.............................................................................. 78 81 5.4.1 – Variação do Ponto de Operação ................................................. 5.4.1.1 – Variação da Tensão de Entrada............................... 83 5.4.1.2 – Variação da Carga................................................... 85 5.5
–
Controle....................................................................................................... 87 vii
89 5.5.1 – Parâmetros do Compensador ...................................................... 5.6
– Resultados de Simulação............................................................................. 98
5.7
– Conclusões...................................................................................................103
Capítulo 6
6 – Resultados Experimentais.............................................................................
6.1 – Introdução............................................................................................ 6.2
– Simulação do Sistema de Conversão de Energia..............................
6.3
– Experimento com o Conversor I.......................................................
6.4
– Experimento com o Conversor II......................................................
6.5 – Conclusões............................................................................................
Capítulo 7
7 – Conclusões Gerais e Sugestões....................................................................
7.1 – Conclusões Gerais................................................................................. 7.2
– Sugestões para Continuidade e Melhoria dos Trabalhos .................
Apêndice A Conversor I: Chooper tipo Boost ac-dc com Regulação de Fato Potência (Simulador Pspice)........................................................................
11
Apêndice B Conversor II: Chooper tipo Boost dc-dc em Ponte com Regulaçã Tensão de Saída (Simulador Pspice) ........................................................... Referências Bibliográficas......................................................................................................
viii
122
Lista de abreviaturas, siglas e símbolos
ac
Alternada
C1
Capacitor do compensador de tensão do conversor II
C2
Capacitor do compensador de tensão do conversor II
C3
Capacitor do compensador de tensão do conversor II
Cc1
Capacitor de saída do conversor I
Cc1
Capacitor de saída do conversor I
Cc2
Capacitor de saída do conversor II
Cc2p
Capacitor de saída do conversor II referindo ao primário
Ccp
Capacitor do compensador de erro de corrente do UC3854/B
Ccz
Capacitor do compensador de erro de corrente do UC3854/B
Cff1
Capacitor do divisor de tensão de feedforwad
Cff1
Capacitor do divisor de tensão de feedforwad
Cff2
Capacitor do divisor de tensão de feedforwad
Cff2
Capacitor do divisor de tensão de feedforwad
CI
Circuito integrado
Ct
Capacitor do oscilador do CI UC3854/B
Cvf
Capacitor do compensador de erro de tensão/corrente do UC385
D
Ciclo de trabalho
dc
contínua
Dˆ (t)
Variação do ciclo de trabalho
d
Operador derivativo
d1c1
Diodo de saída do conversor I
d1c2
Diodo da ponte de saída do conversor II
fci
Frequência de corte do compensador de erro de corrente do UC
fr
Frequência do segundo harmônico do ripple da tensão de saíd compensador de erro de tensão/corrente do UC3854/B
fs
Freqûencia de chaveamento ix
fsl
Frequência de chaveamento do modelo com chave única para o
fvi
Frequência de ganho unitário do compensador de erro de tens UC3854/B
Gc(s)
Função de transferência do compensador de corrente do UC385
Gc2(s)
Função de transferência do compensador do conversor II
Gd(s)
Função de transferência do conversor II
Gds(s)
Função de transferência do conversor II sem perdas
Gp(s)
Função de transferência do modelo do conversor boost para gra
Gr(s)
Função de transferência do compensador de tensão/corrente do
GRL(s)
Função de transferência de malha aberta sem o ganho do contr de controle do conversor II
Gva
Ganho do compensador do compensador de erro de tensão UC3854/B
H(s)
Função de transferência do circuito de amostragem de tensão d
Idc2
Corrente dos diodos da ponte de saída do conversor II
IEC
International Eletrotechnical Commision
IEEE
Institute of Electrical and Eletronics Engineers
IGBT
Isulated Gate Bipolar Transistor
ILc2
Corrente de entrada do conversor II
îLc1(t)
Variação da corrente de entrada
Imo
Referência de corrente senoidal para o conversor I
Ipk
Corrente de pico na entrada do conversor I
IQc2
Corrente das chaves Q1c2, Q2c2, Q3c2, Q4c2
Is(rms)
Corrente rms de entrada do conversor I
is(t)
Corrente de entrada do conversor I em função do tempo
Iset
Corrente do resistor Rset
Ivac
Sinal de entrada do pino 6 do CI UC3854/B
kc
Ganho do compensador de tensão do conversor II
kd
Ganho da função de transferência do conversor II sem perdas
km
Constante do multiplicador interno do CI UC3854/B
Lc1
Indutor de entrada do conversor I
Lc2
Indutor do conversor II x
MOSFET
Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
Nc2
Relação de transformação entre o secundário e primário de Trc2
Nmed
Relação de espiras entre primário e secundário de Tmed
PEM
Proton Exchange Membrane
PNGV
Partnership for a New Generation of Vehicles
PROCONVE
Programa Nacional de Controle da Poluição por Veículos Autom
PWM
Pulse width modulation
Q
Fator de qualidade do conversor II
Q1c1
Chave semicondutora controlada do conversor I
Q1c2
Chave semicondutora controlada do conversor II
Q2c2
Chave semicondutora controlada do conversor II
Q3c2
Chave semicondutora controlada do conversor II
Q4c2
Chave semicondutora controlada do conversor II
Qs
Fator de qualidade do conversor II sem perdas
R1
Resistor do compensador de tensão do conversor II
R2
Resistor do compensador de tensão do conversor II
R3
Resistor do compensador de tensão do conversor II
R4
Resistor do compensador de tensão do conversor II
R5
Resistor do compensador de tensão do conversor II
rc
Resistência série do capacitor de saída do conversor II
Rc2p
Resistência de carga do conversor II referinda ao primário
Rci
Resistor do compensador de erro de corrente do UC3854/B
Rcz
Resistor do compensador de erro de corrente do UC3854/B
Re
Resistência emulada
Rff1
Resistor do divisor de tensão de feedforwad
Rff2
Resistor do divisor de tensão de feedforwad
Rff3
Resistor do divisor de tensão de feedforwad
rL
Resistência série do indutor do conversor II
Rpk1
Resistor do divisor de tensão - amostra tensão de saída converso
Rpk2
Resistor do divisor de tensão - amostra tensão de saída converso
Rs
Resistor de medição de corrente do conversor I
Rset
Resistor do oscilador do CI UC3854/B xi
Rva
Resistor limitador do sinal Ivac
Rvf
Resistor do compensador de erro de tensão/corrente do UC3854
Rvi
Resistor do compensador de erro de tensão/corrente do UC3854
t
Tempo
THD
Distorção harmônica total
Tmed
Transformador de medição para tensão de entrada do conversor
ton
Tempo condução de condução de Q1c1
Trc2
Transformador elevador do conversor II
Ts
Período relativo a frequência de chaveamento
Tsl
Período de chaveamento do modelo com chave única para o con
Vbat
Tensão do banco de baterias
Vc
Sinal de controle do compensador de tensão do conversor II
Vcea
Sinal de saída do compensador de erro de corrente do UC3854/
Vdc2
Tensão reversa sobre os diodos da ponte de saída do conversor
VEH
Veículo elétrico híbrido
VEP
Veículo elétrico puro
Vff
Amostra de tensão para compensação de feedforward
Vm
Tensão pico a pico da dente de serra do UC3854/B
Voc1
Tensão de saída do conversor I
Voc1
Tensão de saída do conversor I
Voc1(pk)
Valor pico a pico do riplle de tensão de saída do conversor I
Voc2
Tensão de saída do conversor II
VQbloq
Tensão direta de bloqueio das chaves Q1c2, Q2c2, Q3c2, Q4c2
Vr
Valor pico a pico da onda dente de serra do modulador PWM do
Vref
Tensão de referência
VRS
Tensão sobre o resistor de medição do conversor I
Vs
Tensão na entrada do conversor I
Vs(t)
Tensão de entrada do conversor I em função do tempo
Vsense
Amostra de tensão ou corrente para malha de realimentação
Vtx1
Tensão no primário do transformador
Vvea
Saída do compensador de tensão/corrente do conversor I
∆Vvao
Faixa de tensão de saída do amplificador operacional interno do xii
τc
Constante de tempo da função de transferência do conversor II
ω1
zero do compensador de tensão do conversor II
ω2
zero do compensador de tensão do conversor II
ωg
Pólo do compensador de tensão do conversor II
ωo
Frequência de corte da função de transferência do conversor II
ωos
Frequência de corte da função de transferência do conversor II
ωza
Frequência do zero da função de transferência do conversor II
ωzac
Pólo do compensador de tensão do conversor II
ωzas
Frequência do zero da função de transferência do conversor I
ωzb
Frequência do zero de fase mínima da função de transferência d
ωzbc
Pólo do compensador de tensão do conversor II
ωzbs
Frequência do zero da função de transferência do conversor II s
ζ
Fator de amortecimento da função de transferência do converso
%ripple
Percentagem de ripple desejada na saída do compensador do co
perdas
erro de tensão/corrente do UC3854/B
xiii
Lista de Figuras
1.1 – Diagrama de Blocos do Sistema de Propulsão para um veículo elétr
série ..........................................................................................................
2.1 – Ford TH!NK city ...........................................................................................
2.2 – General Motores EV1 ..................................................................................
2.3 – Diagrama de uma célula de combustível PEM .........................................
2.4 – VEH Palalelo................................................................................................
2.5 – VEH Palalelo Split .......................................................................................
2.6 – VEH Série ....................................................................................................
2.7 – Fluxo de Energia .........................................................................................
2.8 – Curvas comparativos entre as capacidades de baterias ...........................
3.1 – Estrutura do Mini-baja ................................................................................
3.2 – Sistema de Gerenciador e Controle de Energia ...........................................
4.1 – Chopper tipo boost ......................................................................................
4.2 – Conversor boost – modo I .............................................................................
4.3 – Conversor boost - modo II ............................................................................
4.4 – Circuito boost com “average current control”..............................................
4.5 – Conversor boost - CI UC3854/B ...................................................................
4.6 – Circuito para amostragem da tensão de saída do conversor .....................
4.7 – Circuito para amostragem da corrente rms de entrada ...........................
4.8 – Circuito para amostragem da tensão de rms de entrada (tensão de feedfo 4.9 – Circuito para amostragem da forma de onda da tensão de entrada (I vac)
4.10 – Estrutura interna do CI UC3854 ................................................................
4.11 – Filtro passa baixa de segunda ordem – obtenção de Vff ..........................
4.12 – Modelo para grandes sinais do conversor boost ....................................
4.13 – Malha de controle de corrente - correção de fator de potência ..............
4.14 – Circuito para compensação de erro de corrente ....................................
4.15 – Compensador de tensão/corrente rms .......................................................
4.16 – Amostra de tensão de saída para proteção de sobretensão ....................
4.17 – Sistema utilizado nas simulações – conversor boost .............................. xiv
4.18 – Corrente e tensão na saída do gerador ...................................................
4.19 – Corrente e tensão na saída do gerador – cruzamento por zero ...............
4.20 – Espectro de frequência da corrente do gerador .....................................
4.21 – Correntes do sistema – simulação com elevação de carga .....................
4.22 – Correntes do sistema – simulação com redução de carga ...................... 5.1 –
Conversor boost tipo ponte ......................................................................
5.2 –
Conversor boost com chave única ...........................................................
5.3 –
Modulação: (a) chaves Q1c2 e Q4c2; (b) chaves Q2c2 e Q3c2 .........................
5.4a –
Boost tipo ponte – etapa I .......................................................................
5.4b –
Boost simples – etapa I ..........................................................................
5.5a –
Boost tipo ponte – etapa II ......................................................................
5.5b –
Boost simples – etapa II .........................................................................
5.6 –
Boost tipo ponte – etapa IV.......................................................................
5.7 –
Curvas do conversor Boost tipo ponte: (a) e (b) sinais de gatilho; (c) co
indutor; (d) tensão primário transformador; (e) tensão de saída; (f) e (g
nos diodos de saída ................................................................................... 5.8 –
Forma de onda da corrente para chave semicondutora da ponte do primá
5.9 –
Circuito com todos os parâmetros referidos ao primário .........................
5.10 –
Deslocamento dos pólos e zeros do conversor boost devido a variação d
de entrada ............................................................................................... 5.11 –
Resposta ao degrau do conversor boost para várias entradas ...............
5.12 –
Deslocamento dos pólos e zeros do conversor boost devido a va
corrente de carga .................................................................................... 5.13 –
Resposta ao degrau do conversor boost para várias cargas ...................
5.14 –
Diagrama de blocos da malha de controle .............................................
5.15 –
Circuito de medição para tensão de saída do conversor boost ...............
5.16 –
Circuito para compensação de tensão ...................................................
5.17 –
Lugar das raízes para diversas cargas ...................................................
5.18 –
Lugar das raízes para carga nominal .....................................................
5.19 –
Diagramas de bode para operação em carga nominal ...........................
5.20 –
Diagrama de bode para o sistema em malha fechada .............................
5.21 –
Resposta ao degrau para carga nominal ................................................ xv
5.22 –
Resposta ao degrau para diversas cargas...............................................
5.23 –
Simulação com variação da entrada – sem controle: Tensões ................
5.24 –
Simulação com variação da entrada – com controle: Tensões ................
5.25 –
Simulação com variação da entrada - com controle: Sinais do controlad
5.26 –
Simulação com variação de carga – sem controle: Tensões ....................
5.27 –
Simulação com variação de carga – com controle: Tensões ....................
5.28 –
Simulação com variação da carga: com controle: Sinais do controlador
5.29 –
Simulação com variação da referência – com controle: Tensões ............
5.30 –
Simulação com variação da referência – com controle: sinais do control
6.1 – Circuito de Força do Sistema de Conversão de Energia ...........................
6.2 – Correntes – Sistema de conversão de energia .......................................... 6.3
Tensão de saída e referência – Conversor II.............................................
6.4 – Corrente (Ch1) e Tensão (Ch2) na Entrada do Conversor – VSrms=45V....
6.5 – Corrente (Ch1) e Tensão (Ch2) na Entrada do Conversor – VSrms=60V....
6.6 – Corrente (Ch1) e Tensão (Ch2) na Entrada do Conversor – VSrms=70V....
6.7 – Corrente (Ch1) e Tensão (Ch2) na entrada do Conversor – operação s
do controlador ...........................................................................................
6.8 – Tensão (Ch1) e Corrente (Ch2) com variação da resistência de carga em
6.9 – Sinal de gatilho na saída do PWM do controlador .....................................
6.10 – Tensão de saída e referência – atuação do controlador em t1 .................
6.11 – Tensão de saída e referência – variação da referência ............................
6.12 – Corrente no indutor ...................................................................................
xvi
Lista de Tabelas
2.1 - Tipos de Células a Combustível ................................................................
2.2 - Impacto Ambiental das Células a Combustível ........................................
2.3 - Comparação de baterias utilizadas em veículos elétricos puros ou híbrido
5.1 - Ganho crítico e margem de fase para diversos níveis de carga .................
xvii
Resumo
Regulação da Demanda de Energia em um Sistem propulsão para um Veículo Elétrico Híbrido Séri
Este trabalho esta inserido em um projeto maior que é a confecção de um ve
elétrico híbrido série para fins didáticos e de pesquisa. Os veículos elétricos híbr veículos cuja tração elétrica é suprida a partir de duas fontes de energia a bordo um grupo gerador e um banco de baterias. Nesta topologia híbrida toda entrega
eixo do veículo é realizada a partir de um motor elétrico. A etapa a qual este traba
constitui o projeto e confecção de duas fontes chaveadas a partir de choppers tip
juntamente com os seus sistemas de controle os quais comporão o sistema de pr
veículo. Um primeiro chopper referido no texto como conversor I opera como fon
corrente e é responsável pelo estabelecimento de um paralelismo entre um grup
um banco de baterias, controlando diretamente a demanda de energia fornecid
gerador e o fator de potência deste, possibilitando a otimização do ponto de oper
motor a combustão interna de forma a se operar com baixas emissões e economia
combustível. A demanda energética fornecida pelo banco de baterias é controlad indiretamente, suprindo as variações de carga e os transitórios.
O segundo chopper referido no texto como conversor II, apresenta a estrut
boost tipo ponte e tem a função de elevar a tensão do barramento constituído pel
conversor I e do banco de baterias, fornecendo em sua saída uma tensão dc regu
regulação da tensão de saída do conversor I, a qual alimentará um inversor de fre
dentro do projeto global, é portanto o outro objetivo deste trabalho. Para o conve
realizado um estudo sobre o comportamento dos pólos e zeros da sua função de t com a variação do seu ponto de operação.
xviii
Abstract
Regulation of the Demand of Energy in a Propuls System for a Series Hybrid Electric Vehicle
This work are inserted of a larger project that is the making of a series hybr
vehicle for didactic purpose and research. The series hybrid electric vehicle are v
whose electric traction is supplied starting from two sources of energy on board:
group and batteries. In this hybrid series every power delivery is accomplished s
an electric motor. The stage which this work refers constituted the project and te
choppers and its control systems which will compose the propulsion system vehi
chopper referred in the text as Conversor I operates as current source and it esta
parallelism between a generating group and batteries, controlling directly the po supplied by the generating group and elevates its power factor, making possible
with emissions redution and fuel economy. The power demand supplied by the ba controlled indirectly, supplying the load variations and the transitory ones.
The second chopper referred in the text as Conversor II, presents the struc
boost type bridge. Its function is to elevate the Conversor II output voltage and b
voltage, and to supply an regulated voltage on its output. The regulated output vo
Conversor II, which will suplly a frequency invert inside of the global project, co
other object of this work. For the conversor II is accomplished a study about the b
the poles and zeros of the its transfer function when your operation point varie
xix
Capítulo 1
1 - Introdução Geral
Diante das alterações climáticas que vem sofrendo o planeta, as necessidad
melhoramento na forma de utilização dos recursos energéticos atuais, bem como
novas tecnologias energéticas não poluentes constituem-se elementos de preocu
mundial. A elevação do efeito estufa promovida pela queima de combustíveis fós
petróleo e o carvão, o quais liberam entre outros gases o CO2, contribui intensam elevação da temperatura média do planeta, cujos efeitos para o ecossistema são
A poluição atmosférica promovida principalmente pelos automóveis atravé
emissões de gases e partículas sólidas, se intensifica cada vez mais, tendo como
imediato os grandes centros urbanos, restringindo a já tão comprometida qualid dessas áreas.
Motivados por questões ambientais e econômicas as indústrias automotiva
aprimorando as tecnologias existentes buscando desenvolver produtos mais efic
os motores de alto rendimento, a injeção eletrônica e a utilização de acessórios co
catalisadores, que possibilitam economia de combustível e reduções nas taxas de
Outras iniciativas mais ousadas buscam reduções mais significativas nas ta
emissões, e a menor ou total independência do petróleo como combustível atrav
sistemas com tração elétrica, como é o caso dos veículos elétricos puros, dos elét
híbridos e dos revolucionários veículos a célula de combustível. Empresas, Unive
órgãos governamentais, principalmente nos EUA, Europa e Japão têm estabeleci
cooperação entre si de forma a acelerar os processos de desenvolvimento e viab
econômica dessas tecnologias, sendo criadas legislações que definem programa
para uma redução progressiva nas emissões de gases na atmosfera tendo como m direcionamento os grandes centros urbanos. xx
O trabalho que desenvolvemos consiste em uma etapa inicial de um projeto
veículo elétrico híbrido com configuração tipo série para atender a propósitos did
pesquisa, no qual dois sistemas de conversão de energia que serão um motor a co
associado a um gerador, e um banco de baterias, operam em conjunto como fonte
propulsora do veículo. Essa união tem como objetivos a obtenção de um veículo m
eficiente e mais econômico que os veículos convencionais e com uma maior auton
os veículos elétricos puros, cuja energia a bordo provém de baterias, o que se con
dos principais obstáculos à propagação desta tecnologia em âmbito comercial.
Os veículos elétricos híbridos série constituem-se um caso particular dos v elétricos híbridos, com o seu sistema de tração totalmente movimentado por um
elétrico, e possibilitando ao motor de combustão interna a operação em um pont
contribuindo para uma maior eficiência e menores taxas de emissões comparand veículos convencionais [1].
A etapa referente a este trabalho consiste na elaboração de um sistema de c energia que possibilite a regulação do ponto de operação do grupo gerador a ser
veículo, tendo como foco principal os conversores ac-dc e dc-dc envolvidos neste
juntamente com seus sistemas de controle. A figura 1 mostra um diagrama de blo
sistema de propulsão a ser desenvolvido, sendo destacadas a partes referentes a continuidade do projeto. No presente documento o trabalho é apresentado em sete capítulos:
Neste primeiro capítulo é apresentada uma introdução geral, contendo a id
pesquisa, bem como a descrição do conteúdo dos demais capítulos que compõem dissertação.
No capítulo 2 são apresentadas as tecnologias de veículos que são apo
como promissoras dentro dos objetivos de redução de emissões e economia de co
com a apresentação de dados atuais referentes aos progressos e lançamentos div empresas e órgãos de pesquisa da área.
No capítulo 3 a idéia global do trabalho é mostrada com mais detalhes, send
apresentado o sistema de conversão e regulação de energia para um veículo elét
tipo série, ressaltando-se os objetivos e o funcionamento desta etapa do sistema d
o qual tem como principal objetivo a regulação do ponto de operação do grupo xxi
Figura 1.1 – Diagrama de Blocos do Sistema de propulsão para um veículo e híbrido série
No capítulo 4 é apresentado o Conversor I o qual constitui um conversor ac
dc sendo responsável pela regulação do ponto de operação do grupo gerador e a obtenção de um elevado fator de potência. Neste capítulo são mostradas as justificativas para a escolha da topologia juntamente com os cálculos e
procedimentos de projeto adotados e os resultados de simulações obtidos atrav do programa Pspice (versão 7.1).
No capítulo 5 é apresentado o Conversor II cuja função é elevar a tensão do
barramento dc compreendido entre a saída do Conversor I e o banco de baterias
para um nível dc compatível com a entrada de um inversor de frequência, o qual
acionará um motor de indução responsável pela tração do veículo, nas etapas qu sucederão este presente trabalho. O Conversor II realiza uma conversão dc-dc,
fornecendo em seus terminais de saída uma tensão dc regulada. Os procedimen de projeto, os cálculos dos componentes do circuito de potência, os circuitos de controle e resultados de simulação para o conversor II são apresentados neste
capítulo. É realizado um estudo sobre o efeito da variação de alguns parâmetros conversor com relação a sua função de transferência e consequentemente com relação a performance do sistema de controle. xxii
O capítulo 6 foi reservado para a apresentação dos resultados de simulaçõe
conversores operando em cascata, conforme estrutura proposta para o sistema d
regulação de energia. São apresentados também neste capítulo os resultados ex obtidos através de montagens práticas em laboratório dos conversores I e II.
No Capítulo 7 são apresentadas sugestões para continuidade e exploração aspectos do trabalho, finalizando com uma conclusão geral sobre os resultados o experiência adquirida.
xxiii
Capítulo 2
2 – Veículos de Tração Elétrica
2.1 – Introdução
Nos últimos anos a quantidade de gases emitidos para a atmosfera através
processos de queima de combustíveis fósseis como o carvão e o petróleo tem co
intensamente para aceleração do efeito estufa. O resultado desse processo é so
elevação da temperatura média do planeta, acarretando problemas de ordens d
elevação dos níveis dos mares e alterações climáticas imprevisíveis, provocando ecossistema.
O dióxido de carbono (CO2), o qual contribui significativamente para a elev
efeito estufa, sofreu um aumento de 30% na atmosfera desde o início da industria
século XIX. As concentrações de CO2 na atmosfera se tornaram ainda mais acen
às devastações das vegetações naturais, diminuindo assim a capacidade de abso através das plantas.
A poluição atmosférica promovida principalmente pelos meios de transpor
maiores impactos ambientais nos grandes centros urbanos, onde o tráfego é inte
gases oriundos das emissões veiculares como o monóxido de carbono (CO), os óx
nitrogênio (NOx ), os hidrocarbonetos (HC), o ozônio (O3), o dióxido de enxofre (
de partículas sólidas afetam de diversas formas a saúde . O ozônio troposférico p camadas mais baixas da Terra, formado a partir de mistura de hidrocarbonetos,
carbono e óxidos de nitrogênio, constitui-se um dos componentes da névoa fotoq
presente nas grandes cidades, podendo ser transportado pelos ventos para outra
sendo nocivo ao sistema respiratório humano e afetando a capacidade de reprod plantas. xxiv
Os óxidos de enxofre (SO2) e de Nitrogênio (NOx) reagem com o vapor d’águ
presente na atmosfera dando origem a substâncias ácidas reduzindo o pH da águ provocando danos em solos, águas e vegetações atingidas.
Diversas conferências já foram realizadas para serem discutidas as alteraçõ
climáticas que vem sofrendo o planeta. Em 1997 em Quioto – Japão – foi assinado
internacional para reduzir o aquecimento global, principalmente devido às emiss
As negociações vêem se estendendo até então diante de muitos impasses. Em Bo
Alemanha em julho de 2001, chegou-se a um acordo com relação ao protocolo ela
Quioto, o qual para obter aprovação sofreu diversas alterações, não contando com
participação dos Estados Unidos, cujos índices de poluição são os maiores do mu
Contudo, estes acordos constituem ainda uma esperança para que muitos proble ao meio ambiente sejam minimizados.
No Brasil foi criado o PROCONVE – Programa Nacional de Controle da Polu
Veículos Automotores – que impõe limites máximos de emissões de poluentes (CO
NOx, CHO, emissões evaporativas e material particulado)) para veículos produzi
ou importados a partir de 1988. Através da introdução de novas tecnologias auto
(catalizador, injeção eletrônica, motores de alto rendimento entre outras) o prog
contabiliza uma redução de 90% nas emissões de poluentes por veículos novos
A poluição sonora gerada a partir do ruído emitido pelos veículos também c
outro problema ambiental principalmente nas áreas de tráfego intenso, provoca
de strees, dificultando a concentração em diversos tipos de atividades. A exposiç superiores à 65 dB pode causar problemas de audição a longo prazo.
Motivadas pelas questões ambientais citadas, as pesquisas na área automo
se intensificado, tanto no aprimoramento das tecnologias existentes, como na bu
tecnologias que venham a contribuir para redução da emissões automotivas. A e
combustíveis como o metanol, álcool e gás natural também constituem alternativ redução de poluentes na atmosfera.
Outras alternativas como os veículos a tração elétrica, possibilitam baixas e
destacando-se os veículos elétricos puros, os veículos elétricos híbridos e os veíc de combustível.
A busca por melhores resultados tem conduzido empresas a se unirem de f
acelerar o desenvolvimento e competitividade de novas tecnologias. Desde 1993 do ramo automobilístico GM, Ford, DaimlerChrysler juntamente com o governo xxv
Unidos firmaram uma aliança a qual atende por PNGV (Partnership for a New Ge
Vehicles) cujo objetivo é o desenvolvimento de veículos mais econômicos, reciclá
seguros e competitivos no mercado internacional. Outras iniciativas se propaga afora.
A escassez do petróleo prevista para os próximos cinqüenta anos, justifi as pesquisas por novas fontes energéticas e formas de utilização.
2.2 - Veículo Elétrico
O advento dos veículos elétricos chega a antece do automóvel a gasolina. Robert Davison em 18 desenvolveu uma carruagem elétrica, a qual utilizav bateria rústica de ferro-zinco para mover um mo elétrico. O desenvolvimento de veículos elétric prosseguiu crescendo até a virada do século XI declinando quando da descoberta de reservas de pe no Texas - Estados Unidos - aliado ao desenvolvime técnicas de destilação em regime contínuo e o barateamento dos derivados de petróleo, com a ind automobilística direcionando-se para o desenvolvim produção de veículos a combustão interna [2]
Nos últimos tempos, devido principalmente à poluição nos grandes centros
desenvolvimento dos veículos elétricos tem recebido maiores atenções. Legislaç
EURO III e EURO IV na Europa, e “California Clean Air Act” na California , nos Es Unidos, estabelecem critérios para a
redução gradativa das emissões provenie
automóveis, e promovendo com isso um maior direcionamento das pesquisas par alternativas [3].
Os veículos elétricos, comumente denominados veículos elétricos puros (V
utilizam a energia armazenada em baterias como combustível, sendo tracionado elétricos, o que os torna não emissores diretos de poluentes.
xxvi
Os avanços tecnológicos em áreas como a eletro-eletrônica, informática e
dentre outras vêm contribuindo de forma significativa para a viabilização desse permitindo a confecção de sistemas de acionamento cada vez mais compactos, eficientes.
Os veículos elétricos apresentam um projeto mecânico bem mais simples qu
veículo convencional. O elevado rendimento dos sistemas de propulsão dos veícu juntamente com a capacidade de regeneração de energia quando das frenagens
tornam o veículo elétrico mais eficiente que os veículos a motor de combustão int
além de apresentar baixo rendimento não possibilita a regeneração de energia
O maior entrave na propagação dos veículos elétricos está diretamente liga
tecnologias existentes atualmente para armazenagem de energia a bordo destes
caso das baterias, não alcançaram ainda níveis de performance que torne os veíc competitivos [1] [4]. As relações peso/potência das baterias, os elevados tempos
para o recarregamento, bem como os custos associados a estas impedem o desen
de veículos elétricos com níveis de autonomia satisfatórios e com custos acess
As baterias chumbo ácido utilizadas inicialment veículos elétricos, que têm como principal atrativo baixo custo, uma vez que se dispõe em abundânc matéria prima para a confecção destas, além de tod linha de produção já bem estabelecida, estão ced lugar a novas tecnologias como as baterias de NiM Ion e Li-Polymer com características técnicas super As baterias NiCd embora apresentem alguma características favoráveis, estão sendo desconside principalmente devido a toxidade do cádmio. Os c principalmente das baterias a base de lítio são bas elevados com relação às baterias de chumbo ácido, constitui um fator a ser superado para uma maior d dessas novas tecnologias.
Atualmente já se encontram disponíveis veículos elétricos de diversos fabr
modelos, os quais visam atender a pequenos trajetos urbanos, ou para aplicaçõe
parques entre outras. A Ford está comercializando veículos elétricos de dois lug
TH!NK com autonomia de 85 km, alcançando velocidade de 90 km/h, já disponív xxvii
Europa (figura 2.1). A GM produziu o GM EV1 (figura 2.2) o qual também dispõe
lugares, com velocidade máxima de 128,8 k/h (80 milhas/h) e autonomia para 20
milhas) dependendo da tecnologia de baterias utilizada. O veículo é oferecido co
opções de baterias: baterias chumbo ácido de alta capacidade e baterias NiMH, c
autonomia é maior. Um carregador de baterias de 220 V efetua o carregamento d baterias em um tempo estimado de 6 horas.
Figura 2.1 - Ford TH!NK city Figura 2.2 - General Motores EV1
2.3 - Veículo a Célula de Combustível
Os veículos a células de combustível são apontados como a tecnol
promissora a longo prazo para a obtenção de veículos com reduzidos índices d
O desenvolvimento de células combustível tiveram início através do físico S
Grovem, na Inglaterra em 1839. A NASA nas décadas de 60 e 70 utilizou-se desta nos projetos espaciais Apollo e Gimini [3].
A célula de combustível consiste de um sistema eletroquímico que produz e diretamente através do hidrogênio. O hidrogênio pode ser utilizado no seu estado obtido a partir de outros combustíveis como a gasolina, o metanol ou gás natural, auxílio de um dispositivo acessório denominado reformador.
xxviii
Existem vários tipos de células combustíveis, as quais são caracterizadas p temperatura de operação e tipo de eletrólito utilizado. A tabela
2.1 mostra dad
comparativos de alguns tipos de célula combustível [5].
A célula combustível que atende pela sigla PEM (“Proton Exchange Membr
Membrana de Troca de Prótons) denominação esta devido ao tipo de eletrólito ut
sido apontada como a tecnologia mais promissora para aplicações automotivas. D
características favoráveis estão a operação em temperaturas relativamente baix
80o C, as baixas emissões, a alta eficiência, a elevada densidade de energia e o a forma rápida às variações de demanda [6].
Tipo de Célula Eletrólito ácido fosfórico
Temperatura de Operação
H3PO4
H2 de reforma/O2/Ar H2 de reforma/O2/Ar H2/O2
180-200
eletrólito NafionR polimérico sólido alcalina KOH (25-50%)
70-100 25-100
carbonatos fundidos K2CO3/Li2CO657-700 3 óxido sólido
ZrO2/Y2O3
Reagentes
Gás natural/Carvão
900-1000
Gás natural/Carvão
Tabela 2.1 - Tipos de Células a Combustível Padrão Norte-Americano CombustãoCombustão à à Combustão Célula à gas * óleo * à carvão * combustível Particulados
0,2
0,2
0,2
0,0000045
NOx
0,3
0,5
1,1
0,20-0,028
SOx
-
1,2
1,9
0,00036
Opacidade Opacidade Opacidadedesprezível 20% 20% 20% Tabela 2.2 - Impacto Ambiental das Células a Combustível [5]
Fumaça
* valores em Kg de poluentes/MWh
xxix
A célula combustível PEM é composta basicamente por dois eletrodos poro
separados por uma membrana polimérica a qual é condutora de prótons e isolan e de gases.
O hidrogênio é inserido na célula através do eletrodo negativo, o ânodo, enq
oxidante, neste caso o oxigênio, alimenta o eletrodo positivo, o cátodo. O hidrogê
ação de um catalisador sendo dividido em íons positivos 2H+ e 2e-. Os íons pos
atravessam a membrana eletrolítica para se combinar com os átomos de oxigênio
cátodo ficando os elétrons retidos no ânodo, estabelecendo dessa forma uma dife
potencial entre os dois eletrodos, que a circuito aberto fica na ordem de 1 V. Ao s
uma carga externa entre os dois eletrodos, os elétrons migram para o eletrodo po
origem a uma reação química cuja resultante é água e calor. A figura 2.3 mostra u de uma célula de combustível PEM.
De forma simplificada o processo dentro da célula ocorre em duas etapas catalizado r → 2H+ +2e− 1- No ânodo acontece aHreação: 2
Ao ser conectada uma carga externamente através dos eletrodos, ocorre: 2- No cátodo: 1 2O2 +2H+ +2e−
→ H2O+calor
Figura 2.3: Diagrama de uma célula de combustível PEM
xxx
As células combustíveis possibilitam a fabricação de veículos com índices d
muito baixos, com autonomia compatível com os veículos convencionais, o que fa
essa tecnologia seja apontada como uma melhor opção que os veículos a bateria, substituição dos veículos a combustão interna.
Dentre os desafios no desenvolvimento de veículos a células combustíveis
armazenagem do hidrogênio a bordo do veículo. O hidrogênio pode ser armaz sua forma pura, no estado líquido ou gasoso, ou ainda através de compostos armazenagem do hidrogênio líquido requer baixas temperaturas, não sendo como a solução mais prática por apresentar riscos de segurança. Na forma
exigido do reservatório a capacidade de suportar altas pressões do gás, e po
muito espaço constitui-se um inconveniente. O desenvolvimento de tanque
maximização de espaço nos veículos são explorados pelas pesquisas nesta
armazenagem do hidrogênio dissolvido em compostos sólidos, como é o c
utilização do sódio híbrido, possibilita a armazenagem a baixa pressão, estan em desenvolvimento.
Dentre as montadoras que estão desenvolvendo projetos nessa área, e algu
divulgando o lançamento de veículos a célula combustível no mercado para brev
General Motors, a Toyota, a Ford, a DaimlerChrysler, a BMW, a Honda, a Nissan e
Daihatsu. A Empresa Ballard se destaca no cenário internacional no desenvolvim
células de combustível do tipo PEM, a qual trabalha em parceria com empresas d
automobilístico. A Delphi em parceria com a BMW está desenvolvendo uma célul combustível de óxido sólido (SOFC) utilizando gasolina reformada.
A DaimlerChrysler anuncia para 2004 o lançamento comercial do Necar 4 (
electric car 4), baseado no modelo compacto do Mercedes-Benz Classe A, com ve
máxima de 145 km/h e autonomia de 450 km. O veículo usa tecnologia de célula d
combustível a hidrogênio gasoso processado por uma célula de combustível PEM
tecnologia é apresentada como 40% mais eficiente que a versão de demonstração
Necar 3 o qual emite 30% menos dióxido de carbono que os veículos convenciona combustão interna que utilizam gasolina [7].
A obtenção do hidrogênio a partir de combustíveis líquidos no próprio veícu
apontada como uma alternativa bastante promissora. Embora haja emissão de p
níveis são bem menores que um veículo movido a motor de combustão interna. O
catalisadores tal qual usado nos escapamentos dos veículos a combustão interna xxxi
ser aplicado às células de combustível, o que contribui ainda mais para a redução
emissões nocivas ao meio ambiente, as quais como já posto, são bem menores qu emitidos pelos veículos convencionais.
As pesquisas na Europa e na América do Norte vêm-se concentrando no me
cujos resultados nos processos de reforma apresentam-se mais eficientes que ou
combustíveis como a gasolina e o álcool. Contudo a utilização destes últimos tam
altamente desejável pois tem como vantagem o aproveitamento de toda uma infr postos de abastecimento.
Uma vez que o processo de reforma do combustível, envolve equipamentos
que agregam mais volume e peso ao sistema, o desenvolvimento destes dispositi
contribuí significativamente para um maior avanço na propagação do veículo a c combustível.
A elevada eficiência das células combustíveis (eficiência global em torno d
aliada às questões ambientais, a operação silenciosa, a compacticidade e a faci
manutenção as tornam a grande promessa para substituição dos processos a co interna.
O seu campo de aplicação se mostra bastante extenso, desde pequenas estacionárias como em condomínios e hospitais até cargas superiores (MW).
O desenvolvimento e otimização de técnicas de produção em escala é fator para a redução dos custos das células combustíveis, tornando-as comercialment platina, metal nobre utilizado como matéria prima nas células de combustível no catálise das reações químicas, contribui para a elevação dos custos das células No Brasil, entre os grupos que desenvolvem pesquisas na área de células co destacam-se o Instituto de Pesquisa Tecnológica da Universidade de São Paulo, a Coordenação de Programas de Pós-Graduação em Engenharia da Universidade d Janeiro, o Grupo das Fontes não Convencionais de Energia da Universidade Fede e o Grupo de Eletroquímica do Instituto de Química de São Carlos da Universidad Paulo . Um projeto do Programa das Nações Unidas para o Desenvolvimento (PNU
Ministério das Minas e Energia, está sendo desenvolvido pela Empresa Metropo
Transportes Urbanos de São Paulo (EMTU) prevendo até o final de 2002 o primei
movido a célula combustível no país. Os custos associados são muito elevados, co
de um ônibus a hidrogênio atualmente se aproximando de US$ 2 milhões, enquan
ônibus a diesel custa US$ 53 mil e um ônibus a gás natural custa US$ 75 mil, cons padrões brasileiros [8]. xxxii
2.4 – Veículo Elétrico Híbrido
O veículo elétrico híbrido surge como uma alternativa de transição entre os
elétricos convencionais e o veículo elétrico puro. O IEC (International Electrothn
Commission) define o veículo híbrido como o veículo no qual a energia de propuls
da operação do mesmo é disponível a partir de dois ou mais modos ou tipos de arm
fontes ou conversores. Pelo menos uma armazenagem ou conversor deve estar à
veículo elétrico híbrido é o veículo híbrido no qual pelo menos uma das formas de
armazenagem de energia, fontes ou conversores pode prover energia elétrica [9
definição de veículo elétrico híbrido possa ser mais abrangente essa denominaçã
comumente associada a veículos que utilizam em seu sistema de propulsão a tecn
tradicional dos motores a combustão interna combinada a um sistema elétrico de
a bordo duas fontes distintas de energia: um banco de baterias e um outro combu compatível com o motor a combustão interna utilizado.
O uso de um motor a combustão interna operando juntamente com um siste de propulsão, resulta em um veículo com uma maior autonomia, possibilitando a
um banco de baterias menor quando comparados aos veículos elétricos puros, on constituem-se a única fonte de energia.
As principais vantagens dos veículos elétricos híbridos com relação aos veíc
convencionais são a maior economia de combustível aliada a diminuição das emi
os tornam uma alternativa importante para a redução da poluição atmosférica, p
nos grandes centros urbanos. As pesquisas apontam para uma economia de comb estimada em 40% para percursos urbanos e 30% para percursos em rodovias.
Os avanços da eletro-eletrônica e áreas afins têm possibilitado o desenvolvi
motores elétricos e sistemas de acionamento de alto rendimento, o que aliados a
de regeneração de potência durante frenagens ou em descidas tornam os veículo
híbridos mais eficiente que os veículos convencionais, cujo rendimento dos moto
combustão interna é baixo, sendo bastante afetado pelo ponto de operação e não possibilitando a regeneração de energia.
xxxiii
Os veículos elétricos híbridos são classificados em híbridos série e híbridos
de acordo com a forma como a transmissão de energia para as rodas é realizada. texto a abreviação VEH refere-se aos veículos elétricos híbridos.
2.4.1 - Veículo Elétrico Híbrido Paralelo
Nos veículos híbridos paralelo os dois sistemas, o elétrico e a combustão int
podem entregar energia diretamente ao eixo do veículo (figuras 2.4 e 2.5), conju
de forma individual, conforme as solicitações de carga e/ou tipo de percurso. Em
urbanos onde um maior controle das emissões se faz necessário o sistema elétric
mais indicado. O uso do sistema a combustão interna garante uma maior auton
Uma subcategoria da topologia paralela denominada na literatura internac
split hybrid (híbrido dividido) apresenta dois sistema de acionamento independe tracionando um par de rodas, conforme mostra a figura 2.5.b.
Figura 2.4– VEH Palalelo
Figura 2.5– VEH Palalelo Split
O sistema paralelo apresenta um sistema mecânico mais complexo send exigências também no sistema de controle, comparando-os à topologia híbrido
2.4.2 – Veículo Elétrico Híbrido Série xxxiv
Nesta topologia toda a tração do veículo é elétrica, provida por um motor el
havendo transmissão direta do motor a combustão interna para as rodas, como m
2.6. Um gerador de eletricidade é acionado pelo motor a combustão interna que j com o banco de baterias fornecem energia para o sistema elétrico de tração.
Uma importante característica dessa topologia constitui a possibilidade de
com o motor a combustão interna em um ponto de operação otimizado, contribui
maior economia de combustível e a diminuição nas emissões. Um sistema de con
estabelece a demanda de energia fornecida pelo grupo gerador em um percentu
regime, com a demanda restante e os transitórios sendo supridos pelo banco de b
Embora a energia do gerador possa servir para recarga das baterias, esse proces
de forma efetiva fora do veículo, devido ao longo intervalo de tempo necessário p de carga pelas tecnologias atualmente disponíveis.
As exigências dos veículos elétricos híbridos com relação as baterias são m
no caso dos veículos elétricos puros, onde elevadas densidades de energia e potê
necessárias. Para os veículos elétricos híbridos as maiores exigências são quanto de potência.
A operação do motor a combustão interna em um ponto otimizado é a mais u
o motor dimensionado para suprir uma percentagem da energia ao sistema quan
regime, sendo os acréscimos de potência solicitados pela tração do veículo, dura
transientes como aceleração e elevação de carga, supridos pelo banco de bateria
permite a utilização de um menor grupo gerador, com as baterias sofrendo desca
profundas. A figura 2.7 mostra um diagrama de blocos referente ao fluxo de ener
sistema utilizando a topologia híbrido série, no qual ultra-capacitores são empre processo de regeneração de energia.
Já se encontram disponíveis comercialmente veículos elétricos híbridos nos
Japão. A Toyota apresentou em 1997 no Japão um veículo elétrico híbrido denomi
O veículo alcança uma autonomia em torno de 1000 km, poluindo até 70% menos
veículo convencional. A Honda também já comercializa nos EUA um veículo híbri
denominado de Insigh. Outros fabricantes como a Volkswagem, GM, Ford e Daim também desenvolvem projetos de veículos elétricos híbridos.
xxxv
Figura 2.6– VEH Série
Figura 2.7 – Fluxo de Energia
A empresa Elletra produziu o primeiro ônibus com tecnologia híbrida no Br
já circula em Santiago no Chile. No veículo é utilizado um motor elétrico operand
rotação constante o qual aciona um gerador, com um banco de baterias suprindo de energia excedentes.
2.5 – Baterias nas Aplicações Automotivas
A bateria consiste em um dispositivo que armazena energia através de
eletroquímico, disponibilizando essa energia para uso através de eletricidade.
São vários os tipos de baterias, as quais são caracterizadas pelo tipo d materiais utilizados na sua confecção.
Um estudo mais aprofundado com relação às baterias não está no escopo de
trabalho, sendo portanto abordadas as principais características das baterias uti aplicações em veículos elétricos.
As baterias usadas nos processos de ignição dos veículos convencionais são
denominadas baterias automotivas e são confeccionadas para suprirem uma ele
quantidade de potência durante um intervalo de tempo curto, apresentando uma
específica e dimensionadas para operarem apenas com descargas superficiais, e
5%, rapidamente se danificando se submetidas a ciclos de carga e descarga prof xxxvi
tecnologia para esta aplicação que melhor se adequou foram as de chumbo consolidada a sua utilização neste tipo de aplicação.
As baterias denominadas estacionárias apresentam maiores capacidades d
especifica e dependendo da aplicação, são confecionadas para também disporem
capacidade de potência, sendo utilizadas em aplicações que requerem um fornec energia contínuo, como é o caso dos veículos elétricos.
Um fator essencial para a viabilização e melhoria de performance d elétricos puros e híbridos é o avanço nas tecnologias de baterias.
A baixa autonomia dos veículos elétricos se deve às baixas densidades de en
baterias, o que juntamente com os longos intervalos de tempo necessários para o
de recarregamento, tarda a viabilidade comercial dos veículos elétricos. A energ
gasolina é de 12kW/kg, enquanto que baterias convencionais chumbo ácido alca
30W/kg, ou seja em torno de 400 vezes menos [11], o que com os valores dos preç
associados aos combustíveis derivados do petróleo colocam atualmente os veícu
convencionais em enorme vantagem com relação aos veículos elétricos, mesmo c rendimento dos motores a combustão interna.
Os requerimentos de performance exigidos para as baterias são diferentes
tipo de veículo. Os veículos elétricos puros necessitam de baterias com maiores d
potência, limitando-os porém devido aos pesos e volumes associados, o que contr uma baixa autonomia.
Uma vez que nos veículos elétricos puros as baterias constituem a única fon
energia à bordo, estas sofrem descargas mais profundas, exigindo-se baterias ma com tempo de vida longo e aceitação de um número elevado de ciclos de carga e
Os veículos elétricos híbridos podem ser atendidos por baterias com menor
densidades de energia, mas uma elevada capacidade de potência se faz necessár
descargas das baterias são em geral menos profundas que para os veículos elétri
A minização dos custos, a utilização de materiais recicláveis, a facilitação d
manuseio, permitindo operações com segurança e longos tempos de vida são car necessárias a ambas as aplicações.
As baterias avançadas como NiMH e Li-Ion são apontadas como as alternat
promissoras para aplicações na área em questão, embora as pesquisas se realize
diversos tipos, inclusive as baterias chumbo ácido. As baterias NiCd utilizadas em
produtos eletrônicos, apresentam maior energia específica que as baterias chum xxxvii
tempo de vida e número de ciclos de carga e descarga altos, mas não possuem um
capacidade de potência, o que juntamente com a toxidade do cádmio as tornam n
para as aplicações automotivas em pauta. Essas baterias sofrem o efeito denomi
memória, no qual a bateria perde capacidade ao ser recarregada, havendo ainda As baterias NiMH oferecem capacidades de energia especifica e potência relativamente elevadas, sendo possível a reciclagem dos materiais utilizados na
confecção, embora não haja ainda uma estrutura formada para realização deste p principais desafios a serem superados por essa tecnologia são o seu alto custo, a
descarga, e o calor produzido em altas temperaturas. As baterias NiMH inicialme
tidas como imunes ao efeito memória, porém pesquisas mais atuais afirmam o co
que juntamente com as baterias de NiCd necessitam de ciclos de descarga regula prevenir tal efeito.
As baterias Li-Ion apresentam altas capacidades de energia e potência, elev
eficiência, boa performance em altas temperaturas, baixa auto-descarga, com ef
desconsiderado e seus componentes podem ser recicláveis. Essas baterias apres
de vida e ciclos de carga e descarga baixos, seu manuseio é delicado, com baixa t
sobrecargas, notável capacidade de deterioração após um ano fabricação em uso
após dois anos frequentemente ocorrem falhas [12]. O custo associado a essa tec elevado o que constitui uma barreira comercial.
Baterias de Li-Polímero têm sido apontadas como uma tecnologia bastante
nas aplicações em veículos elétricos, apresentando alta energia específica com p elevadas capacidades de potência, estando em fase de pesquisa.
As baterias chumbo ácido vêm sendo utilizadas em veículos elétricos tendo
principal atrativo o baixo custo de produção, o qual se deve tanto a abundância d
prima utilizada como também a existência de um sistema de produção já bem est
Embora as baterias chumbo ácido venham sendo melhoradas, os volumes e pesos
esta tecnologia são elevados, com suas densidades de energia e potência ficando das outras baterias mais modernas já citadas
Nos processos de regeneração de energia nos VEP e VEH se faz uso de ultra
capacitores, que são capacitores com capacidades muito superiores aos capacito
convencionais, ao invés do aproveitamento das baterias, pois se faz necessário u rápida de energia, o que no caso das baterias não ocorre. xxxviii
A tabela 2.3 [11] mostra um quadro comparativo de alguns tipos de baterias
para o uso automotivo, onde pode ser observado que as baterias de Li-Ion surpre
altos valores relativos de densidade de energia e capacidade de potência. Na figu
mostrado um gráfico com curvas referentes a potência específica com relação a e
específica, o qual inclui ultra-capacitores. Através das curvas observa-se que o au
energia específica implica na diminuição da potência específica, com predominâ baterias de Li-Ion sobre as demais baterias mostradas.
Parâmetro
Chumbo-ácidoNiMH Li-Ion Liavançada Polímero Energia Específica Wh/kg 35-40 50-60 80-90 100 Densidade de Energia Wh/l 70 175 200 ? Potência Específica W/kg 100-150 200 <1000 200 Vida útil - Ciclos de carga 300-500 600-1000 ? 200-300 descarga completos Custo aproximado de produção 100-150 300-400 ? ? US$/kWh Tabela 2.3- Comparação de baterias utilizadas em veículos elétricos puros ou híbridos [11]
xxxix
Figura 2.8 – Curvas comparativos entre as capacidades de baterias
2.6 - Conclusões
Neste capítulo foram apresentadas as alternativas tecnológicas na área au
vêm a contribuir para redução das emissões de poluentes na atmosfera. Cada tec
enfrenta diferentes obstáculos a serem superados. Os veículos elétricos puros co
uma alternativa que vem a contribuir para a redução das emissões na atmosfera,
relação peso/potência das baterias até então disponíveis é o principal entrave téc
estes, restringindo a sua autonomia. Como solução intermediária surgem os veíc
híbridos em suas várias topologias, que através da combinação da tecnologia dos
combustão interna e sistemas de tração elétrica possibilitam uma redução nas em maior autonomia .
Os veículos a células combustíveis são apontados como a tecnologia mais p
a médio/longo prazo, apresentando baixos níveis de emissões quando da extraçã
hidrogênio a partir de outros combustíveis a bordo do veículo, ou mesmo zero em
caso do uso do hidrogênio puro. Os custos associados ainda são muito elevados, c são anunciados lançamentos de veículos com esta tecnologia para breve.
xl
A baterias, as quais compõem os sistemas de propulsão do veículo elétrico p
veículo elétrico híbrido vêm sofrendo avanços significativos, destacando-se as ba
de lítio que apresentam alta capacidade de potência e alta densidade de energ
xli
Capítulo 3
3 - Sistema de Conversão e Regulação de Energ
3.1 - Introdução
O sistema proposto neste trabalho constitui-se na primeira etapa de um pro
que será a confecção de um protótipo de um veículo elétrico híbrido com configu
no qual a operação de um motor a combustão interna se realiza em um ponto fixo
otimizar o seu rendimento, fornecendo uma demanda de energia constante, com baterias suprindo os acréscimos de energia solicitados pela carga.
Assim o sistema proposto tem como principal objetivo o estabelecimento de
paralelismo entre duas fontes de energia distintas, controlando a demanda energ fornecida pelas mesmas.
Como mostra a figura 1.1 a um mesmo barramento são interligados um ban
baterias diretamente, e através de um chooper ac-dc, uma fonte ac (grupo gerad
ac-dc opera com controle de fator de potência e controla diretamente a demanda
fornecida pela fonte ac, e por consequência, a demanda de energia do banco d
A tensão do barramento é elevada através de um chopper dc-dc, o qua regulação da tensão de saída, sendo este o objetivo final deste trabalho.
Nas etapas que darão sequência ao presente trabalho a saída do chopper dc
constituirá a entrada para um inversor trifásico que alimentará um motor de indu
também explorada a regeneração de energia, o controle e gerenciamento microp
sistema, fatores de grande relevância para melhoria da eficiência do sistema, fec sistema de propulsão para o veículo elétrico híbrido série.
Pretende-se utilizar nos trabalhos futuros a estrutura física de um mini-
utilizado em competições entre centros de pesquisa - com uma participação n xlii
equipes do Departamento de Engenharia Mecânica desta instituição, as qua pesquisas com importantes contribuições e conquistas nesta área. A figura 3.1 mostra a estrutura do mini-baja a ser utilizado.
Figura 3.1 – Estrutura do Mini-baja
3.2 - Elementos do Sistema de Conversão e Regulação de
Na composição do sistema proposto buscou-se a utilização de produtos fa
Brasil de forma a adequar as necessidades do projeto aos recursos disponíveis
Devido ao elevado peso e custo associado às baterias opt por uma banco constituído por 8 baterias de 12 volts, totaliza volts. O grupo gerador adquirido tem sua saída em 220 V, o q requer uma operação de abaixamento de forma que na saída chopper ac-dc (conversor I) se obtenha uma tensão compatív banco de baterias. O chopper dc-dc (conversor II) se faz nece para a elevação da tensão do barramento de 96 para 440 volt alimentará um motor acionador, constituído por um bloco co composto por um inversor de frequência e um motor de ind
O uso de um banco de baterias com maior tensão possibilitaria a eliminaçã
conversor II, porém acarretaria mais peso e custo ao sistema. A utilização de
sistema de acionamento – inversor e motor – com entrada em 96 Vdc, também xliii
possibilitaria a não utilização do conversor II, contudo o sistema adquirido re uma entrada mais elevada. As partes que integram o circuito de potência são:
• Grupo gerador 220Vac – 1,7kVA – 60 Hz.
• Conversor ac-dc tipo chopper. entrada: 220 Vac saída: 96 Vdc. Com regula fator de potência e regulação da tensão de saída ou da corrente rms de entr
• Banco de baterias: 8 unidades de 12 V dispostas em série, totalizando 96 V 54 Ah. • Conversor dc-dc tipo chopper. Entrada: 96 Vdc. Saída: 440 Vdc.
• Motor drive: bloco compacto composto por um inversor de frequência trifásic motor de indução trifásico 380 Vac – 3.7 kW (utilizado em trabalhos futuros na continuidade do projeto).
3.3 - Operação do Sistema
Neste processo, conforme figura 3.2, o conversor ac-dc tipo chopper promo
interligação entre um grupo gerador, cuja saída é uma tensão monofásica alterna
frequência de 60 Hz, e um banco de baterias, formado por 8 baterias de 12 V – 54 dispostas em série totalizando 96 V.
O conversor ac-dc é dotado de um sistema de controle o qual realiza a comp ativa do fator de potência estabelecendo também a demanda de energia suprida gerador através da regulação da corrente rms de entrada. Desta forma é possíve ponto de operação do grupo gerador, visando a obtenção do melhor rendimento c taxa de emissões. A tensão nos terminais comuns à saída do conversor ac-dc e ao banco de ba elevada de 96 Vdc para 440 Vdc e regulada através de um conversor dc-dc, para aplicação relativa ao veículo elétrico híbrido, um inversor de frequência trifásico aciona o motor de indução responsável pela tração do veículo.
xliv
Figura 3.2 – Sistema de Conversão e Regulação de Energia
A capacidade do grupo gerador é especificada para suprir parcela da energ
pela carga nominal em regime permanente. A parcela complementar da energia
solicitada pela carga, tanto em regime como também durante transitórios deve s
pelo banco de baterias. Dessa forma busca-se melhorar a autonomia do veículo a
de um grupo gerador, e utilizando-se de um banco de baterias menor que o exigid
veículo elétrico puro, o que permite ainda a regulação do ponto de operação do g de forma a minimizar as emissões na atmosfera.
Neste trabalho foram implementados em bancada laboratorial os converso
(conversor I) e dc-dc (conversor II), os quais integram o sistema de conversão e re
energia, tendo como objetivos o controle do fluxo de energia de cada fonte, a regu
fator de potência do grupo gerador e o fornecimento de uma tensão regulada nos
saída do conversor dc-dc, ficando a interligação com o bloco inversor/motor, junt a implementação no mini-baja, para etapas posteriores.
Os conversores ac-dc e dc-dc constituem portanto o elo de ligação entre as p sistema, sendo a sua confecção juntamente com os seus sistemas de controle, os delicados desse trabalho aos quais foram reservados capítulos individuais, onde
sistema de controle e o cálculo dos parâmetros envolvidos são descritos detalhad
juntamente com os resultados obtidos através de simulações e resultados prát
xlv
3.4 – Conclusões
Neste capítulo foi apresentado a idéia global do trabalho ressaltando-se o p
principal desta etapa que é a regulação do ponto de operação do grupo gerador a
conversor ac-dc operando como fonte de corrente e como regulador de fator de p
objetivo da regulação do ponto de operação do grupo gerador é a obtenção de um
rendimento com baixa taxa de emissões. O grupo gerador contribui com uma dem
energia fixa e o grupo de baterias supre os excedentes de energia solicitados pel
segundo conversor é utilizado para elevação e da tensão proveniente do paralelis
estabelecido pelo conversor I entre o grupo gerador e o banco de baterias. A tens
do conversor II é regulada e constitui o ponto final da etapa a qual esta disser
xlvi
Capítulo 4
4 - Conversor I
4.1 - Introdução
O conversor I é responsável pela etapa de conversão entre o gerador e o ban
baterias, ou seja converter um tensão ac em uma tensão dc. A bordo do veículo es
tem a função de controlar o ponto de operação do gerador, estabelecendo a dema
energia por este fornecida. O recarregamento das baterias também é realizado a
conversor, o qual devido ao elevado tempo exigido neste processo se dá de forma do veículo, permitindo a utilização de energia de uma rede externa, podendo ser
elétrica, ou outra fonte compatível com a entrada do conversor I (220 volts ac)
4.2 - Escolha da topologia do conversor Várias topologias de conversores podem ser utilizadas nesta etapa, conversor tipo buck, buck-boost, flyback, boost e cuk.
Os conversores buck, flyback são conversores com característica abaixado
boost apresenta característica abaixadora e elevadora. Esses três conversores a
como desvantagem o fato de suas correntes de entrada serem pulsadas, o que pa mais da fonte de entrada, uma vez que a potência consumida pela carga durante de tempo Ts, terá que ser fornecida pela fonte em um tempo ton, menor que Ts, o uma característica bastante indesejável para a aplicação em questão.
Dos conversores citados, os conversores tipo cuk e boost se adequam m
a esta aplicação pelo fato de ambos apresentarem a corrente de entrad xlvii
pulsada possibilitando uma melhor operação no fornecimento de energia pelo g
gerador. Ambos também constituem alternativas bastante adequadas em aplica onde se deseje a obtenção de um elevado fator de potência e baixa distorção harmônica na corrente de entrada, o que será explorado neste projeto.
O conversor cuk apresenta a entrada e a saída com correntes nã apresentando também tanto característica elevadora como abaixadora.
O conversor boost é um conversor elevador, com corrente de entrada e cor
carga não pulsada. A corrente sobre o capacitor de saída é pulsada. Na sua config exigido um menor número de componentes que o conversor tipo cuk.
Na implementação foi utilizada a topologia tipo boost, pelo fato da mesma
atender as exigências do projeto e apresentar um circuito mais simples, com me número de componentes.
4.3 - Conversor Boost
O circuito do conversor boost é mostrado na figura 4.1. O chaveamento d semicondutor Q1c1 é efetuado utilizando-se modulação PWM, onde através da
ciclo de trabalho, podem ser controladas variáveis como tensão ou corrente. O
trabalho, o qual será referido como D ao longo do texto, é definido como a raz
intervalo de tempo em que a chave Q1c1 conduz dentro de um período Ts e o pe Ts dado pelo inverso da frequência de chaveamento fs . Ou seja: D=
ton Ts
(4.1)
Ts =
1 fs
(4.2)
xlviii
Figura 4.1 - Chopper tipo boost Em aplicações DC-DC, a tensão de saída do conversor boost é sempre maior
a tensão de entrada. Em aplicações AC-DC, como é o caso da aplicação em questã de saída é sempre maior ou igual que o pico da onda senoidal de entrada.
4.3.1 - Operação do circuito A operação do circuito pode ser dividida em dois modos:
* Modo 1: Este modo se inicia a partir da entrada em condução da chave semicondutora
controlada Q1c1 (intervalo ton=D.Ts) com o diodo d1c1 ficando inversamente pol
intervalo o indutor Lc1, é submetido a tensão de entrada e sua corrente cresce
Vs/Lc1. Dessa forma a energia armazenada no campo magnético do indutor cre
capacitor de saída Cc1 supre toda a energia solicitada pela carga. O circuito po representado como mostrado na figura 4.2.
* Modo 2: Durante este intervalo ((1-D)Ts) a chave semicondutora Q1c1 permanece em
estado de bloqueio como representado na figura 4.3. O diodo d1c1 passa para o
condução e através deste a energia armazenada no campo magnético do indut
intervalo anterior é entregue ao capacitor de saída Cc1 e a carga. A corrente d
intervalo decresce a uma taxa de (Vs-Voc1)/Lc1, com (Vs-Voc1) < 0 visto que a ten sempre maior que a tensão de entrada para o conversor em regime.
xlix
Figura 4.2 - Conversor boost – modo 1
Figura 4.3 - Conversor boost – modo 2
4.4 - Estratégia de Controle Como já abordado no Capítulo 3, durante a operação do sistema de
gerenciamento e conversão de energia, o conversor I estabelece um paralelismo
grupo gerador e o banco de baterias, realizando uma conversão ac/dc. A energia
solicitada pela carga pode ser suprida de forma simultânea pelas duas fontes de
ou de forma independente, desde que respeitadas as capacidades nominais de c
Através do conversor I é regulada a demanda de energia que o grupo gerad
deve fornecer, considerando-se uma operação em regime e com carga nominal.
parcela restante de energia tanto em regime quanto nos transitórios, como ram
acelerações e variações de carga, é suprida pelo banco de baterias. A parcela de
fornecida pelo gerador é estabelecida através do controle da corrente de entrad
conversor I, que corresponde a corrente de saída do gerador retificada., buscan
otimização do seu ponto de operação, ou seja um bom rendimento com baixa tax
emissões. Uma vez que o sistema envolve retificação de sinais na entrada do con
estes são submetidos a distorções que tendem a degradar o fator de potência be
introduzir componentes harmônicas nas formas de onda de corrente e tensão. O
dessas componentes harmônicas sobre as máquinas rotativas é sobretudo a ele l
perdas no cobre e no ferro, afetando dessa forma o seu rendimento, além do aum
ruído sonoro. A minimização dos efeitos de tais distorções pode ser realizada atr
utilização de técnicas de controle de fator de potência e baixa distorção harmôn Diversas técnicas são utilizadas nos choopers para estes fins sendo no presente
exploradas a técnica “average currente control” (controle pela corrente média) pode ser implementada através do CI dedicado UC3854/B, o qual vem sofrendo
melhoramentos, simplificando a montagem do circuito de controle e garantindo maior confiabilidade.
Nos conversores dc-dc, na ausência de perturbações, a operação é realizad
ciclo de trabalho fixo para cada ponto de operação. Já em conversores ac-dc quan
com correção do fator de potência, o ciclo de trabalho deve variar ao longo de tod
da frequência de linha de forma a fazer com que a corrente de entrada tenha a m
de onda e a mesma fase da tensão de entrada, emulando uma carga resistiva qua
a partir dos terminais de saída do retificador. Em outras palavras a ação de contr
garantir uma relação linear entre a tensão Vs(t) e a corrente is(t) ambas na ent
conversor, cuja constante de proporcionalidade é Re, denominada resistência em conforme a expressão: V (t) is (t) = s Re
(4.3)
O valor de Re é assim estabelecido pelo controlador de forma também a efe
regulação da tensão de saída, ou ainda no caso deste trabalho a regulação da cor entrada, e com isso a regulação do ponto de operação do grupo gerador.
O circuito de potência do conversor boost ac-dc com controle de fator de po
difere do conversor dc-dc apenas no que diz respeito ao capacitor de entrada logo
retificador. No conversor dc-dc esse capacitor é dimensionado para estabelecer u
entrada do conversor cujo ripple deve ser pequeno. No conversor ac-dc um capac
entrada também pode ser utilizado, mas com função apenas de filtrar ruídos de a provenientes da tensão de linha, com a conversão ac-dc associada totalmente ao saída Cc1.
li
A tensão de saída do conversor I é uma tensão dc enquanto que a corrente d
controlada para acompanhar a mesma forma de onda da tensão senoidal retificad e em fase com esta.
A regulação do fator de potência além de contribuir para um melhor rendim
sistema ainda constitui um fator de economia quanto a cobrança das tarifas por p
concessionárias, as quais vem considerando limites cada vez maiores para os índ de potência, estabelecendo ainda horários onde tais limites são mais rígidos.
A norma IEC 1000-3-2 estabelece limites para emissão de harmônicos inj
rede pública de baixa tensão alternada, de 50 ou 60 Hz, com tensão fase-neutr
volts aplicando-se a equipamentos elétricos e eletrônicos com correntes meno
16 ampères por fase. A recomendação IEEE-519 trata das práticas e requisito
de harmônicas nos sistemas elétricos de potência, onde são descritos os princi
causadores de distorção harmônica, indicando métodos de medição e limites d
norma IEC 1000-3-2, a recomendação IEEE-519, e mais outras normas nacion
internacionais que tratam as limitações de níveis de interferência eletromagné serem encontradas com maiores detalhes nas referências [13] [14] [15] .
4.5 - Controle de Fator de Potência pela Corrente Média
Nesta técnica de controle é utilizada uma malha de realimentação em torno
de elevação do conversor, de forma que a corrente média instantânea de entrada
mesma fase e forma de onda da tensão senoidal retificada de entrada Vs. O estág
elevação compreende a malha que envolve a fonte de entrada, o indutor, e a chav semicondutora Q1c1.
Como pode ser observado na figura 4.4 o erro entre a corrente de entrada e referência de corrente Imo passa por um compensador, gerando um sinal o qual um modulador PWM, estabelecendo o ciclo de trabalho da chave semicondutora forma a atingir os objetivos de controle.
Através de um processo de multiplicação/divisão é gerado um sinal de refer
corrente denominado Imo, o qual é comparada a corrente de entrada. O erro ent
sinais passa por um compensador o qual determinará o ciclo de trabalho a ser ap lii
semicondutora, de forma que a corrente de entrada siga a forma de onda do sina
senoidal e está em fase com a tensão de entrada, produzindo assim um elevado fa
potência. A amplitude do sinal Imo é ajustada através do sinal Vvea, o qual pode s
partir de uma malha de realimentação, onde um sinal de referência Vref é compa
amostra da tensão de saída ou da corrente rms de entrada para controle da opção sinal de referência Vref pode ser obtido a partir de uma fonte fixa.
Neste trabalho onde se deseja a regulação do ponto de operação do gru controle da corrente de entrada se faz necessário.
Na montagem prática do sistema foi utilizado o CI (circuito integrado) dedic
UC3854/B, de fabricação UNITRODE, o qual agrega todas as funções necessária
implementação da técnica de controle em questão, e será apresentado mais adia
citado o sinal Vref constitui um sinal interno, com o os demais parâmetros do co envolvido calculados com base neste.
A figura 4.5 mostra um diagrama completo do conversor boost juntam circuito de controle a partir do CI UC3854/B.
liii
Figura 4.4 - Circuito boost com “average current contr
liv
Figura 4.5 – Conversor boost - CI UC3854/B lv
4.5.1 - Circuitos auxiliares de medição
Alguns circuitos auxiliares foram utilizados para amostragem das variáveis
ao controle e isolação dos circuitos de potência e circuitos eletrônicos de control coração é o CI UC3854/B.
* Amostragem da tensão de saída, Vco1
Esse circuito é utilizado na malha de realimentação quando se opera com a
da tensão de saída (figura 4.6). A tensão de saída é amostrada através do pino 1 d
optoacoplador o qual provê uma isolação óptica entre o circuito de potência e o c
controle. O sinal Vsense, na saída do buffer da figura 4,. é utilizado no compensa regulação da tensão de saída (pino 11 do UC3854/B). O circuito é calibrado para uma tensão de saída de 5 Vdc quando a sua entrada é 96 Vdc.
Figura 4.6 - Circuito para amostragem da tensão de saída do conv
lvi
* Amostragem da corrente rms de entrada, Is(rms)
Este sinal é utilizado em uma malha de controle para a compensação da cor de entrada, o que na aplicação do veículo híbrido permite o controle do ponto de
grupo gerador. O mesmo compensador interno do UC3854/B pode ser utilizado p
compensação da tensão de saída ou para compensação da corrente rms de entra
instantânea de entrada do conversor é amostrada através de um resistor de med
sinal e passa por um filtro passa baixa de segunda ordem(figura 4.7) e é amplifica
um sinal dc proporcional a corrente rms de entrada o qual assumirá a função do s entrada do compensador (pino 11).
Figura 4.7 – Circuito para amostragem da corrente rms de entrada
* Amostra da tensão de realimentação de feedforward, Vff
Na figura 4.8 é mostrado o circuito utilizado para a amostragem da tensão d
do conversor. A tensão de entrada do conversor é reduzida através do transforma
medição Tmed por um fator de Nmed. A saída do transformador de medição é cone
retificador de onda completa composto por amplificadores operacionais em série
filtro passa baixa, gerando o sinal dc Vff, o qual é utilizado no denominador do b
multiplicador/divisor do UC3854/B (pino 8), para compensação de variações na t entrada do conversor. lvii
Figura 4.8 – Circuito para amostragem da tensão rms de entrada (tensão d feedforward)
•
Amostra da forma de onda da tensão de entrada, I vac
Este sinal é obtido a partir do transformador de medição Tmed, , como mostr
4.9. A saída do transformador de medição passa por um retificador de onda comp
composto por amplificadores operacionais e através do resistor limitador de corr
sinal chega ao pino 6 do UC3854/B. O sinal Ivac fornece a forma de onda senoidal
referência Imo, a ser seguido pela corrente de entrada para compensação do fato
Figura 4.9 - Circuito para amostragem da forma de onda da ten de entrada ( Ivac )
lviii
4.5.2 - Circuito Integrado UC3854/B
O UC3854/B consiste em uma versão melhorada do circuito integrado UC3854
aplicado para a correção ativa de fator de potência, o qual incorpora internamen
circuitos necessários a implementação da técnica de controle de fator de potênci corrente média.
Na figura 4.10 é mostrada a estrutura interna do CI UC3854/B onde se componentes:
• Multiplicador/divisor analógico • Compensadores de tensão e corrente •
Modulador PWM
• Drive para acionamento de IGBT ou MOSFET • Referência de Tensão interna • Limitadores de corrente/tensão
Figura 4.10 - Estrutura interna do CI UC3854
lix
A configuração do circuito é realizada através de comp
externos, onde são estabelecidos os ganhos dos compensad
frequência de operação, limites das variáveis de controle e
adequação dos sinais medidos, necessários ao controle. De
com o fabricante o circuito apresenta uma elevada imunida
presença de ruídos, permitindo a obtenção de fator de potê
ordem de 0,99, com baixa distorção harmônica na corrente
e THD inferior 5% [16]. Apresenta referência de tensão de
elevada linearidade no circuito multiplicador/divisor, como geração de partida suave para o PWM.
Na descrição das partes integrantes do UC3854/B foi utilizada a mesma n
utilizada nos artigos do fabricante, de forma a facilitar qualquer consulta. Os a utilizados nos cálculos seguem orientação da nota U-134 da Unitrode [16].
4.5.2.1 - Multiplicador/divisor
O circuito multiplicador/divisor constitui a parte mais importante no proc
correção de fator de potência, pois a partir deste é gerado o sinal de referênci
a ser seguido pela corrente de linha para a obtenção de um elevado fator de p
do multiplicador/divisor , Imo (pino 5), é um sinal em corrente dado pela expres K .I .(V −1) Imo = m ac 2vea Vff
(4.4)
onde:
♦
Constante do multiplicador/divisor Km: apresenta-se com valor unitário. lx
♦
Corrente programada Ivac (pino 6): é obtida a partir da tensão de entrada, fo
forma senoidal retificada para a referência de corrente Imo. O fabricante recome
corrente não exceda 600 uA, embora afirme que o circuito apresenta melhor line correntes relativamente altas.
♦
Voltagem feedforward Vff (pino 8): é um sinal proporcional a tensão rms de
se apresenta no denominador do multiplicador tendo como função uma compens
rápida, quando da ocorrência de variações na tensão de entrada. O circuito oper
parâmetro na faixa de 1,4 a 4,5 volts e é obtido a partir de um filtro passa baixa de conforme a figura 4.11.
Figura 4.11 - Filtro passa baixa de segunda ordem – obtenção de Vff
O divisor de tensão composto pelos resistores Rff1, Rff2 e Rff3 deve ser calculad
que a tensão do pino 8, correspondente a esta variável fique em torno de 1,414 v
tensão no nó superior do divisor de tensão em 7,5 volts, para a menor tensão de e circuito.
Os capacitores Cff1 e Cff2 do filtro são calculados para atenuar o ripple de v
proveniente da tensão de linha retificada, sendo o seu processo de cálculo aprese
seção 4.7, referente ao cálculo dos parâmetros de configuração do CI UC3854
♦
Sinal de controle Vvea (pino 7): é a saída de um compensador o qual pode se
para regulação da tensão de saída do conversor ou no caso da proposta de aplica
veículo híbrido, para a regulação da corrente rms de entrada. O sinal Vvea atua so
amplitude do sinal de referência Imo, de forma a regular a corrente rms de entrad ponto de operação do grupo gerador. lxi
4.5.2.2 - Proteção de sobrecorrente ou sobretensão
Quando o conversor opera com controle da tensão de saída, com um aumen
o controle tenderia a aumentar o ciclo de trabalho médio de forma a manter a ten
de referência. Isso acarretaria uma elevação na corrente de entrada do converso ultrapassar os valores admissíveis.
No caso da aplicação onde a variável de controle é a corrente de entrada
saída é variável com a carga. Portanto uma vez que a corrente de entrada é fix
determinado valor, uma redução na carga, faz com que o capacitor de saída ac energia, elevando a sua tensão.
A limitação de corrente ou da tensão de saída pode ser realizada através
CI UC3854/B, através do qual os pulsos de gatilho são bloqueados quando a su
abaixo do nível de referência de terra. Para implementação dessa proteção a v limitada é amostrada gerando uma tensão Vco. Essa tensão é utilizada em um
juntamente com a tensão de referência do próprio CI UC3854/B. A expressão p de tensão é dada por: Rpk2Vref =Vco .Rpk
(4.5)
1
Onde Rpk1 e Rpk2 são resistores do divisor de tensão, Vref é a tensão de ref
interna do CI UC3854/B, com valor de 7,5 volts, e Vco é a tensão de saída limit
polaridade invertida. A corrente sobre resistor Rpk2 deve ficar em torno de 1 m de saída máxima.
4.5.2.3- Limitação da referência de corrente Imo
O máximo valor para a saída do multiplicador/divisor ocorre no pico da men
de entrada. Para o CI UC3854/B a corrente de saída do multiplicador I mo não dev
duas vezes a corrente programada Ivac. A corrente Imo também não pode exceder lxii
sobre o resistor Rset (pino 12). Assim o Rset é calculado de forma a limitar em um desejado a máxima corrente de saída do multiplicador Imo. Com isso: Iset=
3,75 Rset
(4.6)
Imo ≤2xIac
(4.7)
Imo ≤ Iset
(4.8)
E daí tem-se: Rset =
3,75 Rset
(4.9)
4.5.2.4 –Frequência de Chaveamento
A frequência de chaveamento é estabelecida através do resistor Rset (pino 1 capacitor Ct (pino 14). O valor da capacitância de Ct é calculado por: Ct =
1,25 Rset.fs
(4.10)
Onde fs é a frequência de chaveamento.
4.5.2.5 – Compensador de erro de Corrente Este circuito interno do CI UC3854/B tem como função a
compensação do erro entre a corrente de referência Imo e a corrente de lxiii
entrada do circuito ILc1, de forma a corrigir o fator de potência. Os
parâmetros do compensador são configurados externamente atrav terminais 3, 4 e 5.
A função de transferência entre o sinal de controle e a corrent
entrada no conversor boost para altas frequências apresenta um p
isolado na origem, o que está associado ao indutor juntamente com
resistor de medição Rs, sendo extraída do modelo mostrado na figu apresentado em [14].
Figura 4.12 - Modelo para grandes sinais do conversor boost
Para o conversor boost operando no modo de condução contínua, e ex operador derivativo pela letra d antes da variável, tem-se: L di (t) Vs = c1 Lc1 +(1−D(t)).Voc1 dt
(4.11)
assim: diLc1(t) Vs −(1−D(t)).Voc1 = dt Lc1
(4.12)
E considerando que uma pequena perturbação no ciclo de trabalho p variação na corrente temos:
lxiv
d(i Lc1(t) +ˆi Lc1(t)) Vs −(1−(D(t) +Dˆ (t)).Voc1 = dt Lc1
(4.13)
OndeDˆ (t) e ˆi Lc1 (t) são variáveis que representam as variações no ciclo de t e na corrente de entrada, respectivamente. Da expressão anterior obtém-se: dˆiLc1(t) Voc1.Dˆ (t) = dt Lc1
(4.14)
Fornecendo a função de transferência, dada por: Iˆ (s) V Gp(s) = Lc1 = oc1 Dˆ (s) s.Lc1
(4.15)
O diagrama de blocos figura 4.13 ilustra a malha de controle de corrente. O
realimentação da malha é dado pelo resistor de medição Rs, com VRS a tensão sob
bloco contendo Gc(s) corresponde a função de transferência do compensador, cu sinal Vcea a ser aplicado no comparador PWM estabelecendo o ciclo de trabalho
Vm no bloco do PWM corresponde ao valor de pico da onda dente de serra e o ter operador da transformada de laplace.
lxv
Figura 4.13 - Malha de controle de corrente - correção de fator de potên
A estrutura do compensador sugerido pela UNITRODE [16] é mostrad 4.14.
A função de transferência do compensador é dada pela expressão 4.16, c
e capacitores correspondem aos parâmetros de configuração mostrados na fig
−(1+s.Ccz.Rcz) Ccz.Ccp s.Rci.(Ccz +Ccp). 1 +s. Ccz +Ccp
Gc (s) =
.Rcz
(4.16)
Figura 4.14 – Circuito para compensação de erro de corrente
A função de transferência do compensador é dada pela expressão abaixo
resistores e capacitores correspondem aos parâmetros de configuração mostra 4.14.
−(1+s.Ccz.Rcz) Ccz.Ccp s.Rci.(Ccz +Ccp). 1 +s. Ccz +Ccp
Gc (s) =
.Rcz
lxvi
(4.16)
O ganho do compensador, é calculado de forma que a máxima
variação do seu sinal de saída Vcea, não ultrapasse a taxa de variaçã
rampa da onda dente de serra do modulador PWM. A máxima taxa
variação da corrente de entrada ocorre quando a tensão de entrad
Neste ponto a taxa de variação da corrente na entrada tem seu val
máximo, dado por Voc1/Lc1. Esta taxa de variação de corrente é vista UC3854/B através da tensão sobre o resistor de medição dada por
RsVoc1/Lc1. Este sinal multiplicado pelo ganho do compensador, junt com a onda dente de serra constituem as entradas do comparador
ganho do compensador, é calculado de forma que a máxima taxa d
variação dos dois sinais sejam iguais. Ganhos acima da condição ex
podem provocar instabilidade nas proximidades das regiões onde a
de entrada é zero, gerando distorções na forma de onda de corrent entrada, segundo o fabricante do CI UC3854/B.
Assim igualando a máxima taxa de variação do sinal Vcea à variação da on serra, obtém-se: Voc1.Rs Rcz × =Vm.fs Lc1 Rci
(4.17)
Onde Vm é o valor de pico a pico da onda dente de serra do PWM; fs é a frequ
chaveamento; Rcz/Rci é o ganho do compensador; Voc1.Rs/Lc1 é a máxima taxa de tensão sobre o resistor de medição.
Para altas frequências a função de transferência entre o sinal de cont corrente de entrada pode ser expressa por [16]: VRs Voc1.Rs = Vvea Vs.s.Lc1
(4.18)
lxvii
Onde o termo VRs é a tensão sobre o resistor de medição, proporcional à entrada. Na frequência de corte o ganho de malha aberta é unitário e dado por: Voc1.Rs R × cz =1 Vs.2π.fci.Lc1 Rci
(4.19)
Assim a frequência de corte fci pode ser obtida por: V .R R fci = oc1 s × cz Vs.2π.Lc1 Rci
(4.20)
O zero é locado na frequência de corte, obtendo-se uma margem de fase de 45
garante um baixo overshoot e uma boa tolerância à variação de componentes. De capacitor Ccz é calculado segundo a expressão: 1 Ccz = 2.π.fci.Rcz
(4.21)
A locação do pólo é feita de forma a atenuar a ondulação na fre
de chaveamento. Dessa forma a frequência do pólo foi escolhida na
da frequência de chaveamento, com o valor do capacitor C cp, obtid forma aproximada por: 1 Ccp = f 2.π. s .Rcz 2
(4.22)
4.5.2.6 – Compensador de tensão/corrente rms de entrada lxviii
Este compensador pode ser utilizado para a compensa
tensão de saída do conversor ou para a compensação da co entrada.
A compensação em tensão se faz necessária quando da operação do siste
banco de baterias, o que é considerado uma situação atípica, de forma que a t
do conversor I deve atender as especificações de entrada do conversor II. Nes
ocorre a regulação do ponto de operação do grupo gerador, pois este deve ate solicitações de carga dentro da sua capacidade nominal.
Na operação normal do sistema de regulação e conversão de energia ond
duas fontes, o conversor I opera com controle da corrente rms de entrada fixa operação do grupo gerador, o qual fornecerá energia em uma taxa constante, suprindo os excedentes de energia solicitados pela carga.
Uma vez que se deseja compensar o fator de potência, a largura de band
controle envolvendo a tensão de saída ou corrente rms de entrada e o ciclo de
pode ser muito larga, pois afetaria a compensação de fator de potência, devido
corrente de entrada. Dessa forma para o cálculo dos parâmetros do compensa
estabelece um compromisso entre a rapidez na resposta do sistema para reagi e uma boa compensação do fator de potência. O circuito do compensador sugerido pelo fabricante UNITRODE [16] é figura 4.15:
Figura 4.15 - Compensador de tensão/corrente rms lxix
A função de transferência do compensador é dada pela expres −Rvf Gr(s) = Rvi.(1+s.Cvf .Rvf )
(4.23)
O ganho do amplificador é dado por:
∆V ×%ripple Gva = vao V01(pk)
(4.24)
Com: Poc1 Voc1(pk) = 2π.fr.Cc1.Voc1
(4.25)
Onde Gva é o ganho do compensador; Voc1(pk) é o valor pico a pi ripple de tensão de saída do conversor; %ripple é percentagem de
desejada na saída do compensador; ∆Vvao é a faixa de tensão de saí amplificador operacional interno do UC3854 dado por ∆Vvao=4); f
frequência do segundo harmônico do ripple da tensão de sáída (12 Poc1 é a potência do conversor. A partir de um valor escolhido para Rvi, obtém-se: 1 Cvf = 2π.frRvi.Gva
(4.26)
A frequência de ganho unitário fvi, é dada por: f vi =
Poc1 ∆Vvao.Voc1.Rvi.Cc1.Cvf .(2π)2
(4.27)
e 1 Rvf = 2π.fvi.Cvf
(4.28) lxx
Considerando-se o sistema sem perdas, temos que a potência de entrada é i
potência de saída, desta forma relacionamos a corrente rms de entrada com a ten segundo expressão: Vs(rms) Voc1 = .ILc1(rms) =Ki .ILc1(rms) Ioc1
(4.29) Onde Voc1 e Ioc1 são a tensão e corrente médias de saída respectivamente; ILc1(rms) são a tensão e corrente rms de entrada respectivamente.
Para a região nas vizinhanças do ponto de operação essa relaç
linear, com Ki sendo a constante de proporcionalidade entre a tensã
de entrada e a corrente média de saída. Com isso os parâmetros do
controlador, calculados conforme o exposto, atendem também ao c
da corrente rms de entrada, sendo necessário apenas adequação d de sinais na entrada do compensador.
4.6 - Cálculo dos componentes do conversor I
As especificações para o conversor em questão seguem conforme abaixo: Potência de saída: Poc1 = 1,2 kW – especificada para suportar a capacidade de fornecimento do gerador.
Tensão de entrada nominal: Vs = 6010% Vrms. Essa ± tensão é obtida através de um transformador o qual abaixa a tensão de saída do gerador que é de 220V. lxxi
Tensão de Saída: Voc1 = 96 Vdc – corresponde a tensão do banco de baterias Vbat com o qual será estabelecido um paralelismo.
Corrente máxima de entrada Is(rms): P Is(rms) = oc1 Vs
(4.30)
1200 =20A Is(rms) = 60
Corrente máxima de saída Ioc1(max): P Ioc1(max)= oc1 Vbat
(4.31)
1200 =12.5 A Ioc1 = 96
Transformador de entrada - 60 Hz Tensão primário: 220 Vrms Tensão Secundário: 60 Vrms Potência: 1200 W
Frequência de chaveamento: A escolha da frequência de chaveamento é realizada
mediante um compromisso entre as perdas nas chaves semicondutoras e a miniz
elementos reativos do circuito. Entretanto escolheu-se uma frequência fs=10 KH da utilização de dispositivos já disponíveis no laboratório.
Cálculo da indutância Lc1: a indutância foi calculada para uma
variação máxima de 10% da máxima corrente de pico. A máxima co
de pico do indutor ocorre no pico da tensão de entrada mínima com lxxii
solicitação máxima de potência. O ciclo de trabalho D e a corrente do indutor Ipk(max) para esta condição são dados por: V − 2 ×(0,9×Vs ) D = oc1 Voc1
(4.32)
96−77,37 D= 96 P 1200 =31,42 → 32A Ipk = 2 × max = 2 × 0,9×Vs 0,9×60
(4.33)
∆ILc1 =0,1×Ipk =3,2A
O valor da indutância é obtido por: Lc1 =
2 ×(0,9×Vs ) ×D fs ×∆ILc1
Lc1 =
2 ×(0,9×60) ×0,2 =0,49* 10-3 H 3 10×10 ×3,2
(4.34)
Valores maiores para a indutância diminuem o riplle de alta frequênci podem comprometer a regulação do fator de potência.
Cálculo da capacitância do capacitor de saída Cc1: este parâmetro foi calculado
forma que na ausência da tensão de entrada a sua energia armazenada seja sufic
abastecer a carga por um intervalo de tempo ∆t = 10ms (hold-up time), sem que a seus terminais caia além de um valor Vo1(min).
lxxiii
A expressão para o cálculo da capacitância é: 2×P ×∆t Cc1 = 2 oc12 Voc1 −Voc1(min)
(4.35)
×0,01 2×1200 Cc1 = =4,81mF 962 −702
Especificações para os diodos da ponte de entrada Corrente rms: 10 A. Cada diodo da ponte conduz durante meio ciclo a
corrente de entrada.
Corrente de pico: ,1×I1pk =1,1×32=35,2 A . Corresponde ao pico da corrente de entrada acrescido de 10%.
Tensão reversa máxima: 1,1× 2 ×Vs =1,1× 2 ×60=93,33V
Especificações para a chave semicondutora controlada Q1c1 e o saída d1c1: as correntes de pico da chave e no diodo são iguais às do indutor.
Uma vez que é estabelecido um equilíbrio de energia no indutor, a
média da chave e do diodos são iguais à metade da corrente média
entrada. A corrente de entrada tem a forma de uma senoide retific
assim o valor médio para a condição de operação nominal é dado p 2×Is(rms) 1π = × θ θ = Is(média I sen . d ∫ ) π 0 s(rms) π
(4.36)
2×20 = =12,74 A Is(média ) π
lxxiv
Quando a chave semicondutura controlada está no esta condução a tensão de saída recai sobre o diodo. Quando a
bloqueada o diodo passa a conduzir e com isso a tensão de
aplicada diretamente à chave semicondutora. Como a oper
em alta frequência o diodo a ser usado deve ser do tipo ráp
chave semicondutora controlada pode-se usar IGBT (Isulat
Bipolar Transistor) ou MOSFET. (Metal-Oxide-Semiconduc Effect Transistor)
Assim as exigências para o diodo e a chave semicondu controlada são: * Corrente de pico máxima: 32 A * Corrente rms nominal: 10 A * Corrente média nominal: 12,74/2 = 6,5 A
* Tensão reversa (diodo): 96 Vdc * Tensão direta de bloqueio (chave): 96 Vdc
4.7 - Parâmetros de configuração do UC3854/B •
Resistor de medição Rs
O resistor de medição foi calculado para que quando submetido à corr máxima, a tensão em seus terminais seja de 1 V. A corrente de pico máxima é dada por:
∆I 3, 2 Ipk(max)=Ipk + Lc1 =32+ =33,6A 2 2
(4.37)
Assim, para uma tensão de pico de 2 V sobre o resistor de medição, obtém lxxv
VRs(max) 2 Rs = = =0,06 Ω Ipk(max) 33,6
(4.38)
Adotando-se o valor Rs = 0,066 Ω, a máxima tensão sobre este é dada por Vrs(max)=Rs ×Ipk(max)=0,066×33,6=2,2 V
•
(4.39)
Resistores do limitador de corrente Rpk1 e Rpk2 ( pino 2 ):
Para o circuito sendo utilizado com regulação da tensão de saída adotou-se
corrente de sobrecarga um valor de 120% da corrente máxima de pico, correspo
V sobre resistor de medição. Assim a proteção atuará para uma corrente de sobr dada por: Iprot=1,2 * Ipk(max) = 37,7 A
(4.40)
Escolhendo-se Rpk1=10 kΩ, da expressão 4.5, obtém-se: 2,64×Rpk1 2,64×104 = =3,3kΩ Rpk2 = Vref 7,5
(4.41)
No caso do conversor sendo utilizado com regulação da corrente rms de en
proteção provida a partir do divisor resistivo em questão objetiva limitar a tensão
conversor. A medição da tensão de saída é realizada a partir do circuito da figura
para a tensão máxima admissível fornece na sua saída -2,64 V, de forma que os va resitores Rpk1 e Rpk2 atendem às duas opções da variável de controle.
lxxvi
Figura 4.16 - Amostra de tensão de saída para proteção de sobret •
Divisor de tensão de feedforward ( Rff1, Rff2, Rff3)
O divisor é calculado para que a tensão no pino 8, Vff seja 1,414 V para entr
(0,9.Vs), e a tensão no nó superior do divisor 7,5 V. A tensão de entrada é amostr
do circuito da figura 4.11 o qual atenua o valor medido por um fator Nmed = 0, A tensão média para a entrada baixa é obtida por: Vmed=0,9×0,9×Vs =0,9×0,9×60=48,6V
(4.42)
Adotando-se Rff1 + Rff2 + Rff3 = 1 MΩ, obtém-se: 1,414×(Rff1 +Rff 2 +Rff 3) Rff 3 = Nmed×Vmed
(4.43)
1,414×106 =180kΩ Rff 3 = 0,16×48,6 V ×(Rff1 +Rff 2 +Rff 3) −Rff 3 Rff 2 = ref Vmed
(4.44)
lxxvii
7,5×102 Rff 2 = −180×103 =760kΩ 48,6 Rff1 =1×106 −(Rff 2 +Rff 3)
(4.45)
Rff1 =1×106 −(180+760 ) ×103 =60kΩ
•
Resistor de limitação da corrente do pino 6, Rvac . O resistor é calculado para uma corrente máxima de 600 µA na entrada Ivac
amostra de tensão é realizada através do circuito já apresentado na figura 4.9, co atenuação de 0,16. Assim obtém-se: 1,1× 2 ×Vs =160kΩ Rvac = −6 600×10
•
(4.46)
Resistor do oscilador, Rset (pino 12) Conforme já abordado na seção tal Rset é obtido por:
2×0,9×Vs 2×0,9×60 = =0,48mA Iac(min)= Nmed×Rvac 0,16×160×103
(4.47)
3,75 3,75 = =3,9kΩ Rset= 2×Iac(min) 2×0,48×103
(4.48)
•
Cálculo do resistor Rmo, pino 5
O resistor Rmo é calculado para que a tensão em seus terminais seja ig sobre o resistor de medição Rs para a corrente de pico máxima. Assim, tem-se:
lxxviii
1,1 ×Vrs(pico) Rmo = 2×Iac(min) 1,1×2,2 =2,52kΩ Rmo = 2×0,48×103
•
(4.49)
adotous -se
→ 2,7kΩ
Capacitor do oscilador
1,25 Ct = Rset×fs 1,25 −8 = × Ct = 3 , 2 10 3,9×103 ×10×103
(4.50)
−se adotou
→ 0,33nF
A frequência obtida é: fs= 9,7 kHz
•
Componentes do compensador de erro de corrente
V ×R ∆VRs = oc1 s Lc1 ×fs
(4.51)
96×0,066 ∆VRs = =1,3V −3 4 0,5×10 ×10
Esta voltagem deve ser igual a tensão pico a pico do capacitor do oscilador,
é de 5,2 V. Conforme critério já exposto anteriormente na secção 4.5.2.5. O ganh amplificador Gca, é dado por: Vrampa 5,2 = =4,1 Gca = ∆VRs 1,3
•
(4.52)
Resistores da malha de realimentação do compensador:
lxxix
Rci =Rmo =2,7kΩ
(4.53)
Rcz =Gca ×Rci
(4.54)
Rcz =4,1×2,7×103 =11,08×103
−se adotou
→ 10kΩ
Frequência de corte, obtida da expressão 4.20, é calculada por: 96×0,066×104 =1,4kHz fci = 3 3 − 5,2×2π×0,5×10 ×2,7×10
O zero é locado na frequência de corte obtendo-se uma margem de fase d capacitor Ccz é calculado por : 1 Ccz = 2π×fci ×Rcz
(4.55)
O pólo é locado na metade da frequência de chaveamento, conduzindo a: 1 Ccp = f 2π× s ×Rcz 2
(4.56)
1 =0,15nF Ccp = 10000 ×104 2π× 2
•
Compensador de erro de voltagem
Este compensado pode atender a compensação de tensão de saída ou a c da corrente rms de entrada.
O ganho do compensador é calculado para reduzir o ripple da voltagem d saída do amplificador a 1,5%. O ripple de tensão de saída ∆V01 , é calculado por: lxxx
Poc1 ∆Voc1 = 2π.fr ×Cc1 ×Voc1
(4.57)
1200 ∆Voc1 = =3,3V −3 2π.120×5×10 ×96 O ganho do compensador é obtido por:
∆V ×%Ripple Gva = vao Gmed×Vo(ripple )
(4.58)
4,0×0,0015 =0,35 G va = × 0,052 3,3
Onde ∆Vvao = 5 – 1 é a faixa de tensão do amplificador operacional e o per ripple admitido é 1,5%. Gmed é o ganho do circuito de medição da figura tal, que é dado por: 5 G med = =0,052 96 A escolha de Rvi é razoavelmente arbitrária, deve ser alto o suficiente para
as perdas e permitir a polarização do amplificador operacional interno do CI U Assim adotou-se Rvi = 560 kΩ. O capacitor Cvf é calculado para prover o ganho Gva na frequência do ripple de tensão, ou seja fr = 120 Hz.
A frequência do pólo para ganho de malha unitário é calculada pela expr fvi =
Poc1
1 ×∆Vvao×Voc1 ×Rvi ×Coc1 ×Cvf ×(2π)2 Gmed
lxxxi
(4.59)
fvi =
1200
1 ×4×96×560×103 ×5×10−3 ×150×10−9 ×(2.π)2 0,052
=14,7Hz
1 Rvf = 2π×fvi ×Cvf Rvf
1 = × 6 −9 1,591 10 2π×14,7×6,8×10
(4.60)
−se adotou
→ 1,5×106 Ω
E conforme já exposto na seção 4.5.2.6 para as vizinhanças do ponto de ope
estrutura do compensador proposto pode atender tanto para uma realimentação da tensão de saída como para controle da corrente de entrada.
•
Capacitores de feedforward, Cff1 e Cff2 Os pólos são locados na frequência fp = 18 Hz. Assim os capacitores são
por: 1 Cff1 = 2π×fp ×Rff 2 1 −8 = × Cff1 = 1 , 2 10 2π×18×760×103
(4.61)
−se adotou
→ 10nF
1 Cff 2 = 2π×fp ×Rff 3 1 −8 = × Cff 2 = 4 , 9 10 2π×18×180×103
(4.62)
−se adotou
→ 47nF
lxxxii
E assim é concluído o procedimento de cálculo dos parâmetros de config UC3854B.
4.8 - Resultados de Simulação
Antes de realizar a montagem dos circuito que compõem o conversor e os c
eletrônicos de controle, é bastante útil a simulação destes através programas, ta
Pspice (versão 7.1), que oferecem uma visualização mais prática de todo o sistem
favorecendo a análise e percepção de detalhes de comportamento que facilitam o
quando da implementação do sistema em laboratório. O conversor foi simulado c
a operação conjunta com banco de baterias alimentando uma carga resistiva. O m
simples para as baterias é adotado, consistindo de uma fonte de tensão dc em sér
pequena resistência. A implementação do controle de fator de potência foi realiz
utilização de componentes e blocos de funções disponíveis no Pspice (versão 7.1)
biblioteca não dispõe do CI UC3854/B. A frequência de chaveamento adotada foi
No sistema real a carga vista pelo paralelismo entre o banco d
baterias e o conversor I pode ser considerada como uma fonte de c visto que corresponde à entrada do conversor II, o qual apresenta indutor na entrada.
Uma vez que o banco de baterias operando dentro das suas especificações n
impõem a tensão no barramento entre os dois conversores, as simulações com ca ou fonte de corrente produzem os mesmos resultados.
Na operação com controle de fator de potência a corrente de saída do conve
apresenta um ripple em 120 Hz elevado. Com isso um indutor de acoplamento é u
entre a saída do conversor I e o banco de baterias, promovendo uma diminuição d das ondulações da corrente de saída do conversor.
O conversor I tem a função de fixar o ponto de operação do gerador (fonte a Hz), o que é realizado fixando-se a corrente de entrada, e com isso a demanda de
fornecida pelo gerador, ficando a cargo das baterias suprirem parcelas adicionai solicitadas pela carga.
lxxxiii
A figura 4.17 mostra o circuito de força para uma melhor visualização mostradas nas curvas.
Figura 4.17: Sistema utilizado nas simulações – conversor boost
Na figura 4.18 são mostradas as curvas da corrente e tensão no gerador, on
controle do fator de potência atua de forma que a corrente siga a forma de onda d
entrada. Nos pontos de passagem por zero ocorrem distorções na forma de onda
devido aos valores baixos da tensão de entrada, mas logo em seguida o controle é restabelecido, como pode ser observado na figura 4.19, que mostra as curvas de tensão ampliadas, na região próxima ao cruzamento por zero.
Figura 4.18: corrente e tensão na saída do gerador lxxxiv
O espectro de frequência da corrente do gerador é mostrado na figura
amplitude da fundamental exercendo pleno domínio sobre a amplitude da form
Figura 4.19: corrente e tensão na saída do gerador – cruzamento por zer
Figura 4.20: Espectro de frequência ca corrente do gerador
A figura 4.21 mostra as formas de onda das correntes em diversos ponto
havendo uma elevação da carga em t = 20ms e retornando ao estando anter lxxxv
Como pode ser observado, ao ocorrer variação da carga, a corrente do grupo ger
alteração, confirmado o propósito do controlador que é fixar o seu ponto de opera
variação de carga sendo portanto suprida automaticamente pelo banco de bat
Figura 4.21: Correntes do sistema – simulação com elevação de carga
Na figura 4.22 são mostradas as curvas de correntes para os mesmos ponto
mostrados anteriormente, sendo que neste caso a carga é reduzida ao longo da s durante o intervalo 20 ms < t < 30ms. Como pode ser observado nas curvas, nos
que a solicitação de energia pela carga é menor que a demanda fornecida pelo g parcela excedente é automaticamente entregue às baterias.
lxxxvi
Figura 4.22: Correntes do sistema – simulação com redução de carga
Na hipótese de um descarregamento total do banco de baterias, o grupo ge
suprir sozinho as solicitações de carga. Com isso de faz necessário, além do cont
de potência, a regulação da tensão de saída do conversor I e não mais da amplitu
corrente de entrada. Neste caso o ponto de operação do grupo gerador não mais
sendo determinado pelas solicitações de carga, devendo ser estabelecido entreta
limitação da demanda máxima por este fornecida. Assim uma nova configuração
de controle é necessária de forma a prover o controle da tensão de saída, ao invés rms de entrada como foi abordado na seção 4.5.2.6, refente ao CI UC3854/B.
4.9 – Conclusões O Conversor I apresentado neste capítulo constitui o ponto principal desta
projeto do veículo elétrico híbrido série. Através deste é regulado o ponto de ope
grupo gerador, bem como o seu fator de potência, possibilitando uma operação o
sofrendo com as variações de carga do veículo, o que permite uma operação com
emissões e melhor rendimento. Através do CI UC3854/B da UNITRODE é realiza lxxxvii
controle do conversor, o qual se apresenta como uma solução simples e de baixo c
adaptando-se tanto para uma realimentação em tensão como em corrente. O mét
ao CI UC3854/B, controle de fator de potência pela corrente média, se mostrou b
satisfatório, com a forma de onda da corrente de entrada em conformidade com a entrada produzindo uma baixa distorção harmônica.
lxxxviii
Capítulo 5
5 – Conversor II
5.1 - Introdução
O conversor II tem como função fornecer uma tensão dc regulada em seus t
de saída, constituindo o objetivo final dos trabalhos propostos para essa disserta
de um conversor dc-dc, cuja tensão de entrada é proveniente do paralelismo entr
conversor I e o banco de baterias. Na aplicação referente ao veículo elétrico híbr
conversor II alimenta o inversor trifásico que aciona diretamente o motor de indu
responsável pela tração do veículo, conforme pode ser observado na figura 3.2
Nesta etapa de conversão, uma tensão de 96 Volts dc deve ser ele
para 440 vdc. Conversores como o boost, o cuk, o sepic e o buck-boost
apresentam característica elevadora, mas devido a razão de elevação
faz necessário o uso de um transformador junto a estrutura do conver
promovendo também uma isolação galvânica entre partes do sistem Dos conversores mencionados mais uma vez os conversores boost e cuk se
melhor a esta aplicação, pois através destes é possível se obter um regime de tra
energia da entrada para a saída de forma contínua, como também o uso de um tra
de isolação. Além disso, a entrada desses conversores pode ser vista como uma fo
corrente, o que favorece o controle da demanda de energia fornecido pelo grupo
através do conversor I, e do banco de baterias indiretamente. Um conversor boos
por apresentar características que atendem às exigências do projeto foi escolhid etapa de conversão.
lxxxix
5.2 - Conversor Boost tipo Ponte
Na topologia boost com isolação são utilizadas quatro chaves semicond dispostas numa configuração tipo ponte, como pode ser visto figura 5.1.
Figura 5.1: Conversor boost tipo ponte
O conversor boost tipo ponte pode ser representado por um modelo equ
contendo uma só chave, com todos os parâmetros referidos ao primário confo 5.2.
Figura 5.2 - Conversor boost com chave única
5.2.1 – Operação do Conversor boost em ponte xc
No chaveamento dos dispositivos semicondutores do conversor será utiliza
de modulação por largura de pulso, a qual para o conversor com configuração tip
utilizadas duas ondas triangulares com defazagem de 180o ou seja, meio períod ser visto na figura 5.3.
Cada onda é comparada a um mesmo sinal de controle Vc, produzindo pulso
defasados entre si de 180o. Cada par de chaves dispostas em diagonal recebe o m
gatilho. O limite inferior do sinal de controle deve ser maior que 50% do sinal pic
onda triangular de forma a garantir sempre um caminho para a corrente do indu
sempre haverá no mínimo um par de chaves conduzindo. Na montagem prática d
controle foi utilizado o CI TL494 o qual dispõe de duas saídas defasadas entre si d atendendo aos propósitos do projeto.
Figura 5.3 - modulação: (a) chaves Q1c2 e Q4c2; (b) chaves Q2c2 e Q3c2
A operação do circuito na configuração tipo ponte se dá em quatro etapas, enquanto que para o modelo simples com chave única as etapas resumem-se a duas, as quais serão descritas a seguir:
xci
* Etapa I: As quatro chaves Q1c2, Q2c2, Q3c2 e Q4c2 são gatilhadas colocando o indutor em
paralelo com a fonte de entrada (figuras 5.4-a e 5.4-b). A corrente no indutor cres
taxa dada por Vbat/Lc2. A tensão do transformador é nula, pois os seus terminais circuitados pelas chaves. Os diodos na ponte do secundário ficam reversamente toda energia solicitada pela carga é suprida pelo capacitor de saída Cc2.
Figura 5.4-a: boost tipo ponte – etapa I .
Figura 5.4-b: boost simples – etapa I
* Etapa II: As chaves diagonais Q1c2 e Q4c2 são bloqueadas pela retirada dos seus sinais de
gatilho, e Q2c2 e Q2c3 permanecem em condução. A energia armazenada no indu
anterior é entregue à carga e ao capacitor de saída através do transformador e d (figura 5.5-a e 5.5-b). A corrente no indutor cai com taxa (Vbat-Vtx1)/Lc2. Onde Vtx1
no primário do transformador dada por Voc2/Nc2, com Nc2 sendo a relação de tra
entre o secundário e o primário do transformador Trc2, e Voc2 é a tensão de saída II. A relação de transformação atende a: xcii
N=
Vo Vtx1
(5.1)
Figura 5.5-a: boost tipo ponte – etapa II
.
Figura 5.5-b: boost simples – etapa II * Etapa III: As quatro chaves são novamente postas em condução e o processo descrito na etapa I se repete (figura 5.4-a e 5.4-b).
* Etapa IV: As chaves diagonais Q2c2 e Q2c3 são bloqueadas, com Q1c2 e Q4c2 permanecendo
em condução. A energia armazenada no indutor na etapa anterior é novamente e
carga e ao capacitor de saída (figura 5.6) com diferenças entre essa etapa e a eta
tensão nos terminais do transformador que aparece invertida e a inversão no est
condução nos diodos da ponte de saída. Para o modelo simples, o circuito equival mesmo da etapa II (figura 5.5-b).
xciii
Figura 5.6: boost tipo ponte – etapa IV
Figura 5.7: Curvas do conversor Boost tipo ponte: (a) e (b) sinais de gatilho; (c) corrente no indutor; (d) tensão primário transformador; (e) tensão de saída; (f) e (g) correntes nos diodos de saída.
xciv
5.3 –Cálculo dos Componentes do Conversor II – boost em
Os níveis de potência e tensões do conversor para este projeto são e conforme segue:
Potência de sáida Pc2: Corresponde a potência nominal do motor a ser utilizado quando da aplicação do sistema no protótipo do veículo híbrido – 3,7KW.
Tensão de entrada Vbat: Dada pela tensão do banco de baterias, composto por 8 unidades de 12 volts cada, totalizando 96 vdc.
Tensão de saídaVoc2:.Corresponde a tensão de entrada do inversor trifásico que aciona o motor de tração quando da aplicação do veículo híbrido – 440Vdc.
Corrente de entrada nominal ILc2: ILc2 =
Pc2 Vbat
(5.1)
3700 =38,5A ILc2 = 96
Corrente de entrada máxima ILc2(max): P ILc2(max)= c2 0.9* Vbat
(5.3)
3700 =42,8A ILc2(max)= 0,9* 96
Corrente de saída nominal Ioc2: Ioc2 =
Pc 2 Voc2
(5.3) xcv
3700 Ioc2 = =8,4A 440
Frequência de chaveamento fs: Da mesma forma que para o conversor boost ac-dc
(conversor I), a escolha da frequência de chaveamento é realizada mediante um c
entre as perdas nas chaves semicondutoras e a minimização dos elementos reativ
circuito. Entretanto, a frequência de fs=10 kHz foi escolhida, em virtude da dispo chaves que operam nesta frequência. Na conversão da topologia tipo ponte para
configuração com uma única chave a frequência de operação deste último corres
dobro da frequência de chaveamento do primeiro, e chamando a frequência de ch do conversor com chave única de fsl, tem-se: fsl = 2* fs
(5.4)
Ciclo de trabalho D: adotou-se um ciclo de trabalho de 25% para operação em
condições nominais. A relação entre entrada e saída para o modelo com chav 5.9), considerando um circuito sem perdas, é dada por: V Voc2 = bat 1−D
(5.5)
96 =128V Voc2= 1− 0,25
Admitindo-se que a tensão de entrada possa cair 10% do seu valor nomin trabalho máximo ocorre nesta condição e é expresso por: 0,9* Vbat 0,9* 96 =1− =0,325V Dmax=1− Voc2 128 Assim o intervalo de variação do ciclo de trabalho é: 0,25 < D < 0,325
xcvi
Relação de espiras do transformador Nc2: Para se atingir uma tensão de saída d
conversor em 440 Vdc se faz uso de um transformador cuja relação de espi secundário e o primário é dada por: Nc2 =
Voc2 Vtx1
(5.6)
440 =3,44 Nc 2 = 128
Cálculo da indutância Lc2: o cálculo deste componente é realizado pelo critério do maior ripple de corrente admissível, o qual ocorre quando a tensão de entrada é
conversor boost tipo ponte tanto o indutor como o capacitor de saída operam em
frequência de chaveamento. Assim para um ripple de corrente de 5% do valor no se: Lc2 =
Dmax* 0,9* Vbat 0,05* ILc2 * 2* fs
(5.7)
0,325* 0,9* 96 =0,73mH Lc 2 = 0,05* 38,5* 2*10000 Cálculo do Capacitor de Saída Cc2: para o cálculo deste componente adotou-se o
critério do maior ripple de tensão de saída admissível, o qual ocorre quando a
entrada é mínima e a carga é máxima. Assim para um riplle de 5% do valor no obtém-se: Cc2 =
Dmax* Ioc2 0,05* Voc2 * 2* fs
(5.8)
0,325* 8,4 =6,2uF Cc 2 = 0,05* 440* 2*10000
xcvii
Referindo-se o capacitor do modelo em ponte ao primário do transforma o capacitor para o modelo do boost com chave única, expresso por: Cc2p =Nc22 ×Cc2
(5.9)
Cc2p =3,442 * 6,2*10−6 =73,4 µF
Chave semicondutora controlada: as chaves mais indicadas para esta aplicação são
o IGBT (Isulated Gate Bipolar Transistor) e o MOSFET (Metal-Oxide-Semicon Effect Transistor).
Todas as quatro chaves que compõem a ponte de entrada são submetidas as
solicitações. A figura 5.8 mostra as formas de onda da corrente de entrada em um
semicondutoras da ponte de entrada, a partir das quais é obtida a expressão para média nas chaves.
Figura 5.8 – Forma de onda da corrente para chave semicondutora da
ponte do primário
Nos
intervalos
em
que
as
quatro
chaves
con
simultaneamente a corrente em cada chave corresponde xcviii
corrente de entrada. Nos intervalos em que apenas duas ch
conduzem a corrente nestas é igual a corrente de entrada, a
apresenta o seu valor máximo para o conversor operado a c
máxima com entrada mínima. Assim a corrente máxima das IQ(max) é a corrente máxima de entrada, dada por: P IQc2(max)= c2 0,9* Vbat
(5.10)
3700 =42,8 A IQc2(max)= 0,9* 96 A corrente média IQ(média) em cada chave é dada por: (Dmax* Ts ) * IQc2(média ) =
IL(max) (1−Dmax) * Ts + * ILc2(max) 2 2 Ts
(5.11)
Simplificando, obtém-se: ILc2(max) = IQc2(média ) 2
(5.12)
42,8 =2 1, 4A IQc2(média=) 2
Tensão máxima em estado de bloqueio VQbloq: nos instantes em que apenas duas
conduzem, as outras duas chaves ficam em paralelo com o enrolamento primário
transformador. A tensão que aparece nos terminais do enrolamento primário cor tensão do capacitor refletida ao primário, ou seja:
xcix
V VQbloq= oc2 Nc2
(5.13)
440 =128 V VQbloq= 3, 44
Diodos: a ponte de saída pode ser constituída por quatro ou dois diodos, sendo que
para a segunda opção o enrolamento do secundário do transformador deve s torna distintas as especificações para cada caso.
Corrente de pico: a corrente de pico dos diodos é a mesma que a corren
a carga, dada pela soma da corrente média na carga mais 50% do ripple de co 0.1* Ioc2 Idc2(pico) =Ioc2 + 2
(5.14)
0.1* 8,4 =8,82 A Idc2(pico) =8,4+ 2
Corrente média: cada diodo conduz a corrente média de carga em cada ciclo, durante o intervalo de tempo em que a energia do indutor é repassada
carga e o capacitor de saída. Assim a expressão para a corrente média em cad dada por: Ioc2 * Idc2(média ) =
Idc2(média ) =8,4*
(1−Dmax) * Ts (1−Dmax) 2 =Ioc2 * Ts 2
(5.15)
(1−0,325 ) =2,835A 2
Tensão reversa máxima: quando dois diodos da ponte completa conduzem o
dois diodos ficam submetidos a uma tensão reversa promovida pelo capacitor de
a tensão reversa máxima de cada diodo é igual à máxima tensão de saída, dad
c
0,1* Voc2 Vdc2(rev_ max)=Voc2 + 2
(5.16)
0,1* 440 =440+ =462 V Vdc2(rev _ max) 2
No caso de uso transformador com secundário com enrolamento duplo, ond
utilizados apenas dois diodos na ponte, a tensão reversa máxima corresponde à s
tensões dos dois enrolamentos do secundário do transformador. Assim neste cas
reversa máxima que cada diodo é submetido corresponde ao dobro da tensão par se utiliza transformador com enrolamento simples e ponte completa.
A operação dos diodos efetua-se na frequência de chaveamento, exigind uso de diodos rápidos.
5.4 – Função de transferência
As funções de transferência entre variáveis do conversor boost p
obtidas através das expressões que envolvem o balanço de energia do
capacitor de saída do circuito, através da linearização das expressões
de um ponto de operação. A dedução de tais expressões não compree
objetivos deste trabalho, sendo utilizados expressões já previamente determinadas [17].
Referindo-se ao primário do transformador todos os elementos d
conversor boost tipo ponte obtém-se, como já comentado, o circuito e
com chave única da figura 5.2, ou seja, o boost tradicional, cuja anális
dedução das expressões que conduzem à função de transferência se t simples.
O capacitor Cc2p e a resistência de carga Rc2p são obtidos referindo-se ao capacitor Cc2 e a resistência Rc2, respectivamente, que correspondem ao capacitor de saída e a ci
resistência de carga para o boost em ponte. Através da expressão 5.9 obtém Cc2p.A resistência Rc2p pode ser obtida por: Rc2p =
Rc2 Nc22
(5.17)
As resistências mostradas como rL e rc referem-se às resistências séries associadas ao indutor e ao capacitor, respectivamente:
Figura 5.9 - Circuito com todos os parâmetros referidos ao primário
Para o modelo equivalente com chave única a frequência de disparo da chav
deve ser o dobro da frequência de disparo das chaves do conversor tipo ponte, po
último a armazenagem de energia no indutor e capacitor de saída, e transferênci
carga se processa em duas vezes a frequência de gatilhamento das chaves semic
O ciclo de trabalho para o conversor com chave única consiste na razão ent
em que a chave Qoc2 conduz, durante o qual o indutor armazena energia, e o pe dado pelo inverso da frequência de chaveamento.
No conversor tipo ponte o indutor armazena energia durante o intervalo de
que as quatro chaves conduzem simultaneamente. A energia é entregue à carga e
de saída quando da condução de um par de chaves em diagonal. Assim, para amb
topologias, com chave única e em ponte, o ciclo de trabalho pode ser entendido c
entre o intervalo de tempo em que o indutor armazena energia e o período total r frequência de chaveamento das chaves semicondutoras. cii
Denominando fs e Ts a frequência de chaveamento e o período respectivame
conversor tipo ponte, e fsl e Tsl a frequência de chaveamento e o período respectiv o conversor com chave única, tem-se que: fsl = 2* fs
(5.18)
e T Tsl = s 2
(5.19)
As funções de transferência entre variáveis de conversores dc-dc
ser obtidas através das expressões que envolvem o balanço de energi
e capacitor de saída do circuito, através e métodos de linearização da
expressões em torno de um ponto de operação. O ponto de operação d
conversor é definido em função das tensões de entrada e saída, da fre
chaveamento e da corrente de carga. Neste projeto necessita-se apen
de transferência que envolve a tensão de saída do conversor e o ciclo d
trabalho, de forma que ao longo do texto esta será referida como a fun
transferência do conversor. Para o conversor boost operando no modo
condução contínua a função de transferência entre a tensão de saída e trabalho tem a seguinte forma: s s 1+ 1− ω ω Voc2(s) za zb =kd Gd (s) = 2 s s dˆ(s) + 2 1+ ωo.Q ωo
(5.20)
Os parâmetros da função de transferência se relacionam aos do circuito por:
ciii
1 ωza = Cc2p.rc
(5.21)
Rc2p(1−D)2 −rL ωzb = Lc2
(5.22)
1 ωo = Lc2.Cc2
Rc2p(1−D)2 +rL Rc2p
(5.23)
ωoLc2 Q= Lc2 rL +(1−D)rc + Cc2(Rc2p +rc )
(5.24)
(Rc2p(1−D))2 Vbat − kd = r L (1−D)3Rc2p Rc2p +rc
(5.25)
Para o ponto de operação nominal o cálculo dos parâmetros da função de tr
do conversor é realizado a partir da substituição dos valores dos parâmetros do c
expressões 5.21 a 5.25,o que para este projeto resultou em um sistema que além fase não mínima possui também pólos complexos (Q > 0,5). Assim tem-se:
ωza =740741 rad/s ωzb =5747rad/s ωo = 6040rad/s Q =0,98 k d =169 ,41
5.4.1 - Variação do Ponto de Operação
civ
O conversor boost tal qual outros conversores dc-
constituem sistemas não lineares e variantes no temp pelas expressões 5.21 a 5.25, pode-se observar que a variação do ponto de operação do conversor altera o posicionamento dos pólos e zeros da função de
transferência, podendo comprometer a performance controlador utilizado.
Para facilitar a análise da influência dos pólos e zeros no compor
dinâmico do conversor boost em torno de um ponto de operação, serã
desprezadas as resistência séries do indutor e capacitor, de forma qu
semiplano esquerdo é eliminado, conduzindo a expressões mais simp
relações entre os parâmetros do conversor e os parâmetros da função transferência. Assim obtém-se: s 1− ω Voc2(s) zbs =kds Gds(s) = s s2 dˆ(s) + 1+ ωos.Qs ω2os
(5.26) Com:
ωzbs =(1 −D)2.
ωos =(1 −D)
Rc2p Lc2
(5.27)
1 Lc2.Cc2p
(5.28)
cv
Qs =(1−D).Rc2p
Cc2p Lc2
(5.29)
V kds = bat (1−D)
(5.30)
ˆ(s) =1, o que corresponde a aplicação de um degrau no domínio do t Fazendo-se: d s
e aplicando-se a transformada inversa de Laplace a Voc2(s), obtemos a respost
domínio do tempo da tensão de saída para um degrau de variação do ciclo de
em torno do ponto de operação para o qual a função de transferência foi defin forma tem-se:
s 1− ω 1 zbs Voc2(s) =Gds(s).dˆ(s) =kds . s s2 s + 1+ ωos.Qs ω2os
(5.31)
e assim
s 1− ω zbs voc2(t) =L−1(Gds(s).dˆ(s))=L−1 kds 2 s s + 2 s. 1+ ω . Q ωos os s
(5.32)
obtendo-se vo1(t) =vz1(t) +vz2(t)
(5.33)
onde:
1 −ζ.ωos.t 2 ωos 1−ζ .t +φ vz1(t) =kds 1− e .sen( 2 1−ζ cvi
(5.34)
kds ωos −ζ.ωos.t 2 ωos 1−ζ .t vz2(t) = e .sen( ωzbs 1−ζ2
(5.35)
com: 1 ζ= Qs
(5.36)
e:
1−ζ2 φ=arctg ζ
(5.37)
Os parâmetros do conversor que apresentam as variações mais significativ
aplicação relativa ao veículo híbrido são a tensão de entrada, devido ao descarre baterias, e a corrente de carga.
5.4.1.1 - Variação da tensão de entrada
A figura 5.10 mostra o posicionamento dos pólos e zeros da função de transf
conversor e a figura 5.11 a resposta ao degrau, para vários níveis de tensão de en
mantendo-se os demais parâmetros em seus valores nominais. A tensão de entrad
relaciona com os pólos e zeros da função de transferência do conversor implicita do ciclo de trabalho, o qual cresce quando a tensão de entrada cai.
A medida em que a tensão de entrada decresce os pólos complexos conjuga
deslocam-se no sentido do eixo real, com o zero no semiplano direito, o qual cara
fase não mínima do conversor, se deslocando em direção à origem, aumentando o
tempo entre o início da aplicação da perturbação e o instante em que a resposta r
estado inicial e cresce até atingir o regime permanente. O efeito do deslocament
pode ser observado através da expressão 5.35, na qual este aparece no denomina que a sua diminuição eleva o valor instantâneo da função vz2(t).
cvii
A função de transferência real do conversor apresenta um zero o qual tende
quando a resistência série do capacitor de saída tende a zero, e assim o seu efeito dinâmica da planta se torna praticamente desprezível.
Figura 5.10 – Deslocamento dos pólos e zeros do conversor boost devido a variação da tensão de entrada
A constante de tempo do sistema é dada pelo inverso do produto entre o e ωo, não sendo afetada pela tensão de entrada do sistema, pois: Cc2p (1−D).Roc2p Lc2 Q 1 τc = = os = 1 ζ.ωos ωos (1−D). Lc2.Cc2p
(5.38)
τc = RC
(5.39)
cviii
Figura 5.11 – Resposta ao degrau do conversor boost para várias entradas
5.4.1.2 - Variação da carga
A variação do posicionamento dos pólos e zeros do conversor devido às vari
carga, com todos os outros parâmetros dentro das especificações nominais, pode observado através da figura 5.12. A medida em que a carga diminui os pólos da função de transferência do conversor se deslocam para a direita, o que é um fator que merece atenção quando se opera com um conversor para atender a uma faixa ampla de carga, pois quando da utilização de realimentação o sistema pode se tornar instável ou mesmo apresentar uma resposta transitória muito oscilatória, como pode ser observado na figura 5.13. O zero do lado esquerdo, o qual não aparece na figura, não é alterado. O zero no lado direito se desloca também para a direita se afastando da origem, reduzindo o tempo de deslocamento inverso, ou como já mencionado o intervalo de tempo compreendido entre o início da aplicação da perturbação e o seu retorno ao valor inicial, a partir do qual a resposta evolui no sentido positivo.
cix
Figura 5.12 – Deslocamento dos pólos e zeros do conversor boost devido a variação da corrente de carga
Figura 5.13 – Resposta ao degrau do conversor boost para várias cargas
cx
5.5 - Controle
O objetivo de controle para este conversor é manter a tensão de saída regul
valor constante diante das variações da tensão de entrada e corrente de carga, o realizado através do ajuste do ciclo de trabalho.
Na figura 5.14 é mostrado o diagrama de blocos que descreve a malh controle de tensão proposta para o conversor boost. O termo Gc2(s) corresponde a função de transferência do compensador; G
a função de transferência da planta, ou seja do conversor; 1/Vr é o ganho associ ao modulador PWM e H(s) a função de transferência do circuito de medição da
tensão de saída. O circuito de medição utilizado é mostrado na figura 5.15, o qua realiza também a função de isolação entre o circuito de potência e os circuitos
eletrônicos de controle através de um optoacoplador. Os termos dˆ Vref, Vc e são sinal de referência, o sinal de controle e a variação do ciclo de trabalho, a tensão média de saída do modelo com respectivamente. A saída V oc2 refere-se
chave única, a qual se relaciona a tensão média de saída do modelo tipo através da relação de espiras do transformador.
Figura 5.14- Diagrama de blocos da malha de controle
A utilização do modelo com chave simples ou em ponte não altera o projeto
do controlador, pois embora o ganho do circuito de medição da tensão de saída s
diferente quando da utilização de um modelo ou de outro, o ganho de malha fech cxi
é o mesmo, pois ocorre a compensação pela relação de espiras do transfor para o conversor em ponte.
Figura 5.15 - Circuito de medição para tensão de saída do conversor boos
A estrutura do compensador utilizado foi proposto por Mello em [17], cuja
transferência é mostrada na expressão 5.39. O mesmo sugere, para o caso em qu
apresente pólos complexos, a locação dos dois zeros em uma mesma frequência,
ωo; o pólo ωg locado em uma frequência baixa e os pólos ωzac e ωzbc iguais aos conversor ωza e ωzab.
Neste projeto a locação dos zeros do controlador difere da forma citada anterior, o qual será visto em detalhes mais adiante.
s s 1+ 1+ V (s) ω1 ω2 Gc (s) = c =kc Vsi(s) 1+ s 1+ s 1+ s ωg ωzac ωzbc
(5.40)
O compensador proposto pode ser implementado através do circuito da figu
que apresenta uma estrutura bastante simples sendo portanto um fator relevant contribuiu para a escolha do mesmo.
cxii
Figura 5.16- Circuito para compensação de tensão
A função de transferência do compensador em termos dos compo configuração é expressa por: V (s) R4 Gc(s) = c = Vsi(s) R1 +R2
(1+sC2R3)(1+sC1R2) RR (1+sC2(R3 +R4) 1+sC1 1 2 (1+sC3R5) R1 +R2
(5.41)
Para: R1 >>R5 //
1 ωzb.C3
(5.42)
5.5.1 - Parâmetros do Compensador:
A locação dos pólos e zeros do compensador foi realizada com base na gráfico do lugar das raízes, utilizando-se o programa MATLAB.
Um dos pólos do compensador foi locado para cancelar o zero da planta no s
esquerdo, o qual como já comentado, apresenta uma dinâmica muito rápida, pou resposta do sistema. Assim tem-se: cxiii
ωzac= ω za
(5.42)
O zero no semiplano direito da planta não pode ser cancelado pois seria nec
pólo também no semiplano direito, o que ocasionaria instabilidade no sistema, um
não se consegue um cancelamento perfeito. Assim o pólo é locado em -ωzb compe apenas o ganho devido ao zero da planta em ωzb. Dessa forma:
ωzbc= ω zb
(5.43)
Para se obter um erro de regime nulo se faz necessária uma ação integrativa
realizado locando-se um pólo do compensador na origem, de forma que o ganho e
frequência seja elevado. Com o circuito da figura 5.16 isso não é possível pois imp um ganho infinito.
A locação de um pólo próximo a origem pode atender às necessidades do pr questão pois um pequeno erro de regime pode ser corrigido através de ajuste de referência e não afetará o desempenho do sistema. Assim escolhe-se:
ωg = 5 rad/s
(5.44)
Na locação dos zeros do compensador observou-se a forma do gráfico do lu
raízes, variando-se estes ao longo do eixo real. O melhor posicionamento foi obtid
se os dois zeros em uma mesma frequência igual a 4 vezes a frequência do zero d
mínima da planta, como mostrado nas figuras 5.17 e 5.18. A medida em que os ze
deslocam para a esquerda ocorre uma maior atração do lugar das raízes para sem
esquerdo, o que é um aspecto desejável, pois se obtém uma margem de ganho ma
Em baixas cargas são requeridas maiores atenções, pois como já analisado, nesta pólos da planta se aproximam mais do plano direito. Assim:
ω1 =ω2 =4* ωo
(5.45)
O gráfico do lugar das raízes foi traçado para a função de transferência em
aberta do sistema considerando o modelo com chave única, sem o ganho do com
incorporado, o qual é escolhido a partir do traçado do gráfico de forma a se obte cxiv
malha fechada que proporcionem uma boa resposta ao sistema. A função para foi traçado é dada por: G (s) 1 GRL(s) = .H(s). c .Gd (s) Vr kc
(5.46)
s s s s 1+ 1+ 1+ 1− ω ω ω ω 5* kd 1 2 za zb GRL(s) = . 130* Vr s s s s s2 1+ 1+ 1+ 1+ + 2 ω ω ω ω . Q ωo G zac zbc o
(5.47)
Na figura 5.18 são mostrados vários gráficos do lugar das raízes traçados p
cargas. O zero da planta ωza e o pólo do compensador ωzac, se cancelam, e por um
melhor visualização das partes mais importantes do gráfico não são mostrados. P
nominal os pólos complexos são atraídos para a esquerda, e na medida em que a c
diminui os pólos complexos de malha aberta se aproximam do eixo imaginário, ha
modificação no gráfico do lugar das raízes com uma maior atração deste para o se direito, tornando o sistema mais suscetível à instabilidade.
Na figura 5.18 é mostrado o gráfico do lugar das raízes para as condições n
operação, onde o posicionamento dos pólos e zeros de malha fechada para o ganh
controlador dado por kc=81 pode também ser observado. A figura 5.19 mostra o
de bode da função de transferência em malha aberta e a figura 5.20 para o sistem fechada, para a situação de carga nominal.
cxv
Figura 5.17 - Lugar das raízes para diversas cargas
Figura 5.18- Lugar das raízes para carga nominal
cxvi
Figura 5.19 – Diagramas de bode para operação em carga nominal
Figura 5.20– Diagrama de bode para o sistema em malha fechada cxvii
Na figura 5.21 é mostrada a resposta ao degrau também para a condição no
a resposta do sistema obtida é bastante satisfatória, apresentando um pequeno e o qual, como já comentado, não afeta o desempenho do sistema.
Para carga abaixo da nominal o sistema tende a se tornar mais oscilatório e
resposta mais lenta, como pode ser observado na figura 5.22. As oscilações pode
suavizadas trabalhando-se com um ganho menor, porém a resposta se torna mais
outra alternativa seria o uso de um ganho variável com a carga, de forma a suaviz
oscilações para cargas baixas e não comprometer a performance em carga nomi
um controlador adaptativo pode também melhorar a performance global do siste ambas as alternativas citadas como sugestões para trabalhos futuros.
Figura 5.21- Resposta ao degrau para carga nominal
cxviii
Figura 5.22– Resposta ao degrau para diversas cargas
A tabela 5.1 apresenta o ganho crítico e a margem de fase para diversos nív
carga. Para cargas muito baixas a margem de ganho é muito pequena, de forma q
operação nestas condições é mais suscetível à instabilidade. A margem de fase pa situações mostradas é favorável.
% da carga 100% 80% 60% 40% 10% nominal Ganho 259 266 259 222 94 crítico Margem de 67 70 74 77 83 o Fase ( ) Tabela 5.1: Ganho crítico e margem de fase para diversos níveis de carg
Assim a partir das análises realizadas os valores numéricos para os p função de transferência do compensador obtidos são dados por:
cxix
ωzac=ωza =2,724*105 rad/s ωzbc=ωzb =3,18*103
rad/s
ω1 =ω2 =4* ωo =12,822*103
rad/s
ωg = 5 rad/s k c =81 Igualando-se as funções de transferência 5.39 e 5.40 obtém-se: R +R ωzac = 1 2 C1 * R1 * R2
(5.48)
1 ωzbc = C3 * R5
(5.49)
1 ω1 = C1 * R2
(5.50)
1 ω2 = C2 * R3
(5.51)
ωg =
1 C2 * (R3 * R4 )
(5.52)
R4 kc = R1 +R2
(5.53)
cxx
Uma vez que se dispõe de seis equações e oito incógnitas, dois dos compo
podem ser escolhidos. Optou-se por escolher R5, o qual deve atender a expressã
R3 que esta relacionado à capacidade de carga do amplificador operacional. Ass resistores e capacitores do circuito compensador são dados por: R 3 =3,3 kΩ R 5 =390 Ω 1 =23nF C2 = R3 * ω1
adotou -se
1 = 0,80uF C3 = R5 * ωzbc
→ 22 nF adotou -se
→ 0,8uF
1 −R3 =8,459 R4 = MΩ C2 * ωg R *ω R1 = 4 1 = 4,92kΩ kc * ωzac R R2 = 4 −R1 = 99,5kΩ Kc 1 = 783pF C1 = R2 * ω1
adotou -se
→
4,7kΩ
adotou -se
→ 100kΩ
adotou -se
→ 820pF
cxxi
5.6 - Resultados de Simulação
Da mesma forma que para o conversor I, foram realiza
simulações para o conversor II através do programa Pspice 7.1).
No apêndice B são mostrados os diagramas dos circuitos de potência utilizados nas simulações.
O sistema foi simulado para várias situações com variações de carga, ten referência para o sistema com e sem controle.
* Simulação do sistema sem controle e com variação da tensão de entrada:
submetido a um ciclo de trabalho fixo, com a tensão de entrada sofrendo um degr
variação em t = 20ms. Como pode ser visto na figura 5.23, ocorre queda na tensã pois não existe compensação.
Figura 5.23 – Simulação com variação da entrada – sem controle: Tensões cxxii
* Simulação do sistema com controle e com variação da tensão de entrada:
trabalho é determinado pelo compensador, o qual atua de forma manter a tensão
torno da referência. A figura 5.24 mostra as curvas da tensão de entrada, da tens tensão de referência, enquanto a figura 5.25 mostra os sinais de entrada, saída e no circuito do compensador.
Figura 5.24 – Simulação com variação da entrada – com controle: Tensões
cxxiii
Figura 5.25 – Simulação com variação da entrada - com controle: Sinais do controlador
* Simulação do sistema sem controle e com variação da carga: o sistema é subm
um ciclo de trabalho fixo. A carga sofre variações ao longo da simulação e como p
observado na figura 5.26 a tensão média de saída, após um período transitório, é
um mesmo valor para as diversas cargas, mesmo sem uma ação de controle. Isso
fato de que a relação entre entrada e saída para o conversor boost operando em r desprezando-se as perdas, ser função apenas do ciclo de trabalho e da tensão de mostra a expressão 5.5. O ripple de tensão aumenta conforme aumenta a corrente de carga.
cxxiv
Figura 5.26 – Simulação com variação de carga – sem controle: Tensões
* Simulação do sistema com controle e com variação da carga: As figuras 5.27
mostram as curvas de tensão de entrada, saída e referência para o circuito do con
compensador respectivamente, com carga sofrendo as mesmas alterações que n
mostrada anteriormente. Como pode ser observado a tensão de saída do convers período transitório segue a referência com um pequeno erro de regime.
cxxv
Figura 5.27 – Simulação com variação de carga – com controle: Tensões
Figura 5.28 – Simulação com variação da carga: com controle: Sinais do controlador
cxxvi
* Simulação com controle e variação da referência de tensão: Embora no atual p
tensão de saída do conversor seja fixa, realizou-se também simulações com varia
de referência. As figuras 5.29 e 5.30 mostram as curvas para as tensões de entrad referência para os circuitos do conversor e compensador respectivamente.
Figura 5.29 – Simulação com variação da referência – com controle: Tensões
Figura 5.30 – Simulação com variação da referência – com controle: sinais do controlador cxxvii
5.7 - Conclusões
Neste capítulo foi apresentado o conversor II, o qual constitui um chooper b
configuração tipo ponte. Este conversor se faz necessário para a elevação da tens barramento constituído pela saída do conversor I e o banco de baterias, uma vez de baterias limita a tensão neste ponto do sistema.
As especificações de projeto conduziram a um sistema com pólos complexo
torna o sistema de controle mais delicado. Um breve estudo sobre a influência do
operação do conversor na sua função de transferência foi realizado, donde se con
para baixas cargas o sistema em malha fechada tende a instabilidade, o que suge
implementação de um controlador com ganho programável ou a utilização de téc controle adaptativo, ficando como proposta para trabalhos futuros.
Utilizou-se assim um controlador simples cujo projeto foi realizado co
método do lugar das raízes, com resultados satisfatórios dentro de uma ampla
cxxviii
Capítulo 6
6 – Resultados Gerais
6.1 - Introdução
Nos capítulos IV e V foram apresentados os resultados de simulação de form
independente para o Conversor I e o Conversor II, respectivamente. Neste capítu
apresentados os resultados de simulação do sistema com os conversores dispost
conforme estrutura proposta para a conversão de energia para um veículo híb
São também apresentados os resultados experimentais obtidos
montagens práticas dos dois choppers envolvidos no trabalho, o Conv Conversor II.
Os resultados obtidos através de simulação contribuem significa
quando da montagem prática dos circuitos, através do conhecimento
formas de onda nos diversos pontos do circuito. Entretanto durante a
montagens surgem elementos parasitas não considerados nas simula quais podem alterar o comportamento principalmente de sistemas realimentados.
Os resultados práticos apresentados foram obtidos através da operação ind
cada conversor, ficando a operação em cascata dos dois conversores para uma et na sequência dos trabalhos.
6.2 – Simulação do Sistema de Conversão de Energia cxxix
A figura 6.1 mostra a estrutura do circuito de força do sistema de conversão
utilizado na simulação. Os conversores são interligados em cascata, com o banco disposto entre os mesmos.
Figura 6.1 – Circuito de Força do Sistema de Conversão de Energia
Na figura 6.2 são mostradas as curvas de corrente em vários ramos do circu instante de tempo t = 12 ms a carga na saída do conversor I sofre uma elevação,
ser observado a variação de carga é absorvida pelo banco de baterias não afetan
de entrada do conversor I, mantendo-se dessa forma a demanda de energia forne gerador.
Figura 6.2 – Correntes – Sistema de conversão de energia
cxxx
No capítulo IV referente ao conversor I, foram apresentados resultados de
onde o conversor II foi representado como uma fonte de corrente, cujo objetivo e
mostrar que as variações de carga são absorvidas pelo banco de baterias, com a d
energia fornecida pelo gerador se mantendo constante. Os resultados nas duas s
similares, pois a entrada do conversor II pode ser vista como uma fonte de corren confirma nos resultados agora apresentados.
Na figura 6.3 são mostradas a curva da tensão de saída do conversor II junt
com a tensão de referência. Com a elevação da carga em t= 12ms, a tensão sofre
transitório, e logo após, segue a referência com um pequeno erro de regime, dev existência de um integrador puro na malha de controle.
Figura 6.3 – Tensão de saída e referência – Conversor II
6.3 – Experimento com o Conversor I
Como já abordado o Conversor I constitui um chooper ac-dc tipo boost com
retificada operando como fonte de corrente e como pré regulador de fator de po
UC3854/B da Unitrode foi utilizado na implementação do sistema de controle cu
procedimento de projeto foi descrito juntamente com a apresentação do Convers Capítulo 4. O diagrama do sistema pode ser visto na figura 4.5. cxxxi
Nas figuras 6.4, 6.5 e 6.6 são mostradas as formas de onda de tensão e co entrada do conversor para tensão de entrada de 45 Vrms, 60 Vrms e 70 Vrms, respectivamente.
Figura 6.4 – Corrente ( Ch1 ) e Tensão ( Ch2 ) na Entrada do Conversor – Vsrms = 45 V
Figura 6.5 – Corrente ( Ch1 ) e Tensão ( Ch2 ) na Entrada do Conversor – Vsrms = 60 V
cxxxii
Figura 6.6 – Corrente ( Ch1 ) e Tensão ( Ch2 ) na Entrada do Conversor – Vsrms = 70 V
Como pode ser observado nas figuras 6.4, 6.5 e 6.6 a forma de onda da corre
entrada segue a forma de onda da tensão de entrada demonstrando atuação do c para a obtenção da retificação com elevado fator de potência.
Nas regiões de passagem por zero da tensão de entrada, denominada regiã
ocorre um atraso da corrente com relação a tensão de entrada, sendo retomado o
que a tensão se eleva um pouco. Isto se deve ao fato da taxa de variação da corren dada pelo quociente entre a tensão de entrada e a indutância do boost ser menor
variação da tensão na região próxima ao zero. O uso de uma indutância menor ele
crescimento da corrente porém também eleva o ripple de corrente. Uma outra al
consiste na operação em uma frequência mais elevada o que o uso de uma menor
para um mesmo valor de ripple, minimizando de forma mais eficaz o atraso da cor entrada com relação a tensão de entrada na região em questão. A corrente rms de entrada é mantida
regulada para os três níveis de tensã
apresentados. Com a regulação da corrente rms o sistema permite a regulação d
energia fornecida pela fonte ac na entrada, que para a aplicação no veículo híbrid ao grupo gerador operar em um ponto ou região de maior rendimento.
Na figura 6.7 são mostradas a tensão e a corrente de entrada para o conver
operando sem a atuação do controlador de corrente. Observa-se que a corrente d
corresponde a uma onda senoidal retificada, como no caso da operação com con discutida.
cxxxiii
Figura 6.7 – Corrente ( Ch1 ) e Tensão ( Ch2 ) na entrada do Conversor – operação sem atuação do controlador Na figura 6.8 são mostradas as curvas de tensão de saída e corrente rms de
com a resistência de carga sofrendo uma variação durante a operação. A resistên elevação em t1 e retorna ao valor anterior em t2.
Figura 6.8 – Tensão de saída ( Ch1 ) e corrente rms de entrada ( Ch2 ) com variação da resistência de carga em t1 e t2
Observa-se que a corrente rms de entrada se mantém regulada, consequen
tensão de saída se eleva durante o intervalo de tempo em que a resistência de car
alterada. No caso do conversor operando em conjunto com o banco de baterias, a
saída ficaria grampeada pela tensão do banco, e quando da elevação da resistênc
banco de bateria passaria a fornecer menos energia ou mesmo receber energi
O sinal de gatilho na saída do PWM do controlador é mostrado na figura 6.9
pode ser observada a variação da largura de pulso ao longo do processo de forma regulação do fator de potência na entrada do conversor.
cxxxiv
Figura 6.9 – Sinal de gatilho na saída do pwm do controlador
6.4 – Experimento com o Conversor II
O Conversor II constitui um boost dc-dc cuja tensão de entrada corresp
de barramento formado pela saída do conversor I juntamente com um banco d
No experimento em laboratório foi utilizado a estrutura do boost com chav calculado de forma a apresentar a mesma função de transferência que o modelo conforme figura 5.3.
Na figura 6.10 são mostradas as curvas referentes a tensão de referência (c
de saída (ch2) do conversor II. Inicialmente o conversor opera sem a atuação do c
com um ciclo de trabalho fixo de 10%. A partir do instante designado por t1 o con
passa a atuar sobre o sistema conduzindo a tensão de saída para a referência com observado.
Figura 6.10: Tensão de saída e referência – atuação do controlador em t1
cxxxv
Na figura 6.11 a referência é alterada ao longo da operação e em seguida re
valor anterior, e como pode ser observado a ação do controlador conduz a saída p de referência.
Figura 6.11: Tensão de saída e referência – variação da referência
Devido a inserção de elementos de filtragem para minimizar o efeito de sina
ruídos existentes no circuito a malha de controle é afetada, deixando o sistema m
Para uma resposta mais rápida seria necessário uma elevação no ganho o que po
saturação do sinal do circuito de controle além de tornar o sistema mais oscilatór
amplificar ainda mais os sinais de ruído. Outra alternativa seria através de uma n
nos parâmetros do controlador, e um melhoramento na distribuição dos compone
sistema de forma a reduzir o efeito dos sinais de ruído, ficando esta otimização do para a continuação dos trabalhos. Na figura 6.12 é apresentada a curva referente a corrente no indutor observada a sua variação na frequência de chaveamento.
cxxxvi
Figura 6.12: Corrente no indutor
6.5 – Conclusões
Neste capítulo foram apresentados os resultados obtidos através de simula sistema de conversão de energia envolvendo os dois conversores, como também
de experimentos práticos realizados em laboratório com os referidos conversore trabalho.
Para o conversor I cuja ação de controle é regular a corrente rms de entrada
também como pré regulador de fator de potência, as curvas obtidas mostram a efi
método utilizado o qual tem a sua implementação favorecida pela existência de C
dedicados, o que garante um menor número de componentes e uma melhor imun
ruidosos. O chooper tipo boost utilizado na montagem se adequa portanto a aplic
questão cujo ponto principal é a regulação do ponto de operação de um grupo ger
veículo elétrico híbrido. A operação em frequências mais elevadas tanto possibili
minimização dos componentes do circuito de potência como também melhora a a
controle no tocante a obtenção de um elevado fator de potência, o qual apresent crítico na região próxima ao zero.
Para o conversor II, o controlador atua na regulação da tensão de saída, e pe
apresentadas pode-se comprovar os resultados obtidos através de simulações, en
já comentado a resposta nos experimentos foi mais lenta, em virtude da inserção de filtragem para minimizar o efeito de ruídos no circuito de controle.
cxxxvii
Capítulo 7
7 - Conclusões Gerais e Sugestões
7.1 – Conclusões Gerais
Embora este trabalho haja sido mais especificamente dentro das áreas da e
potência e controle, no âmbito global que envolve a pesquisa do veículo elétrico h
nossa contribuição representa um ponta pé inicial dentro desta instituição, de um
pesquisa bastante ampla a qual agrega conhecimentos em diversos campos da en
além das questões ecológicas, sociais e econômicas associadas. No Brasil as inic
pesquisa nesta área ficam muito à margem do que já acontece mundo afora, send
pouquíssimo explorada, necessitando de iniciativas mais ousadas através de par
universidades, empresas e órgãos governamentais, com incentivos financeiros q pesquisas de boa qualidade.
A poluição atmosférica decorrente das emissões automotivas, embora atin
mais diretamente os grandes centros urbanos, causa problemas de ordem regio
através das chuvas ácidas e de forma global através da elevação do efeito estufa
cujas conseqüências desastrosas são discutidas entre as nações sem que medid eficazes sejam tomadas.
Dentro das tecnologias veiculares a tração elétrica, que vêm a contribuir p
uma melhoria nos índices de emissões na atmosfera, coube-nos uma abordagem superficial acerca das principais tecnologias em emergência e as perspectivas apontadas para um futuro breve.
Os veículos elétricos puros apresentam como principal entrave técnico às
questões relativas a capacidade de armazenagem das tecnologias de baterias h
disponíveis, o que conduz a baixas capacidades de carga e baixa autonomia. As
diversas tecnologias de baterias vem sofrendo avanços significativos no que se cxxxviii
refere às suas capacidades de potência e densidade de energia, sendo a difu veículo elétrico puro beneficiada por esses avanços. Os veículos elétricos híbridos surgem como uma solução intermediária
agregando dois sistema energéticos, um elétrico a base de baterias e os tradicio
motores a combustão aliados a um grupo gerador. Essa junção possibilita uma m
autonomia dos veículos elétricos híbridos com relação aos veículos elétricos pur com algumas vantagens do veículo a tração elétrica com relação aos veículos a
combustão interna, como a capacidade de regeneração de energia e operação d
motor a combustão interna em um ponto otimizado, o que contribuí para um ma rendimento. Como grande expectativa surgem os veículos a célula de combustível
apontados como a grande promessa na área automotiva. Todas essas tecnologia
enfrentam além dos desafios técnicos, desafios de ordem econômico-cultural, d
da já consolidada tecnologia automotiva tradicional dos motores a combustão in
com toda uma linha de produção já estabelecida o que lhes asseguram uma maio competitividade.
Os pontos específicos deste trabalho foram os projetos e montagens de doi
dos conversores que compõem o sistema de acionamento para um veículo elétri
híbrido com configuração tipo série. Apresentou-se os resultados obtidos atravé simulações bem como os resultados obtidos através de montagens práticas.
O conversor I cuja configuração compreende um chooper tipo boost consti
a parte mais importante desta etapa, pois através deste é estabelecido o paralel entre o grupo gerador e o banco de baterias, sendo o mesmo responsável pela
regulação da demanda energética fornecida pelas fontes citadas, operando com fonte de corrente e como pré regulador de fator de potência. A aplicação do
conversor boost aliada a técnica de controle pela corrente média, mostrou-se at
dos resultados teóricos e práticos adequada à aplicação em questão constituind uma solução viável e simples.
O conversor II representa um papel secundário neste projeto, com a funçã de fornecer uma tensão regulada para alimentar um inversor de frequência, na
continuidade do projeto. A sua necessidade se dá em função do nível de tensão d
banco de baterias estar limitado pelo número destas, sendo necessária a elevaç
da tensão para um nível mais elevado. Entretanto as funções do conversor II pod cxxxix
serem transferidas diretamente para o inversor de frequência, eliminando-s forma o primeiro.
Nos resultados obtidos em laboratório a avaliação de desempenho embora
mais lenta que os resultados teóricos mostrou-se satisfatória, como já abordado capítulo correspondente.
7.2 – Sugestões para continuidade e melhoria dos trabalho
Para a etapa a qual este trabalho se desenvolv muito pode ser explorado. As nossas sugestões dire se à apenas a etapa do projeto abordado neste tra mais especificamente dentro das funções atribuíd conversores tratados como conversor I e convers
No tocante ao conversor I, outras topologias de choopers podem ser avaliad
topologias tradicionais o conversor cuk se apresenta como uma alternativa a qua
características favoráveis a esta aplicação, com entrada e saída em corrente não
possibilitando também um arranjo para controle de fluxo nos dois sentidos, carac
necessária quando da exploração da regeneração de energia. Outras técnicas de
fator de potência também podem ser explorada como a técnica de controle de fat
potência por carregamento não linear (“nonlinear-carrier control high-power-fa
tem como vantagem a necessidade de um menor número de variáveis de medi Com relação ao conversor II a utilização de outras topologias e técnicas de
abrem espaço para novos trabalhos, além da própria eliminação deste com a sua elevadora e de regulação transferida para o inversor de frequência.
Em aplicações automotivas os pesos e volumes associad dispositivos são de grande importância, com isso a utilizaçã conversores operando em alta frequência possibilita a mini dos componentes do circuito de força, o que aliado a técnica comutação não dissipativas são aspectos importantes os qu contribuem para um maior rendimento dos sistemas, sendo cxl
sugestão para exploração dentro da continuidade das pes área, aplicam-se aos dois conversores objetos deste trabalh
Dentro das nossas limitações acreditamos que o aprendizado adquirido dur
experiência de trabalho nos induziu a novas expectativas contribuindo para um m
amadurecimento dentro dos conceitos da eletrônica de potência, com a exploraç importantes ferramentas computacionais que muito contribuem nas etapas que montagem dos circuitos consolidando-se com a experiência prática adquirida.
Os atos de pesquisa, também inseridos dentro das observações do cotidiano
não só a questionamentos técnicos dos temas envolvidos, mas também nos condu
questionamentos íntimos sobre a nossa própria realidade e a realidade que a tod como ferramentas a descortinarem os caminhos da autodescoberta, da vida.
cxli
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cxliv
Apêndice A
Conversor I: Chooper tipo Boost ac-dc com Regulação de Fator Potência ( Simulador Pspice )......................................................................
A 1
cxlv
cxlvi
Apêndice B
Conversor II: Chooper tipo Boost dc-dc em Ponte com Regulaçã Tensão de Saída ( Simulador Pspice )................................................... Circuito do Compensador.................................................................... Geração da Onda Dente de Serra.........................................................
cxlvii
cxlviii
cxlix
cl
