YARI ĐLETKEN DOĞRULTUCU ELEMANLAR Yarı iletken doğrultucularda ana elemanlar olarak; diyot, konvansiyonel tristör, triac, kapıdan tıkanabilen tristör (GTO), bipolar güç transistörü, güç MOSFET’i ve yalıtılmış kapılı bipolar transistör (IGBT) sayılabilir. Diyot haricindekiler ileri yönde potansiyele dayanabilir ve dolayısıyla kontrol edilebilirler.
DĐYOT :
I Đleri yönde (gerilim düşümü) ~ 0.6V - 0.7V
Kaçak Akım ~ mA
Anot
Đleri iletim
P
V
N
Ters Tıkama
Katod Sembol
Yapı
Karakteristik
N tipi ; negatif yüklü P tipi ; pozitif yüklü
Zener diyodu ; Farkı, p-n ekleminin zener yıkılmasına olanak verecek şekilde çok dar tutulmuş olmasıdır. Gerilim referansı veya gerilim düzenleyici olarak kullanılırlar.
TRĐSTÖR :
Anot I Đleri yönde (gerilim düşümü) ~ 0.6V - 0.7V
Tutma akımı
Kilitleme akımı
P N
Geri kaçak akım
Kapı
P N
Ters delinme
Katod
Đleri yönde delinme
Sembol Yapı
2000 V , 300 A için 30 mm çap ; 0.7 mm kalınlık
[email protected]
V
Đleri kaçak akım
Karakteristik
-1-
www.uyaroglu.org
Kapı akımı uygulanmadığı durum için tristör, iki yönde de iletime izin vermeyen üç tane seri bağlı diyot gibidir. Ters yönde kutuplanma durumunda diyotla aynı davranışı sergiler. Đleri yönde kutuplamada yani anot pozitif iken, merkezdeki kontrol jonksiyonunun delinme gerilimi aşılmadıkça sadece kaçak akım akar. Delinme gerilimleri iki yön için de aynıdır. Ters kutuplama durumunda katod P-N jonksiyonu 10Vda delindiğinden tüm voltaj anottaki P-N jonksiyonunda görülür. Đleri yönde kutuplamada gerilim oluşursa tristör, iki
I Đleri iletim
jonksiyonlu diyot gibi çalışır ve diyotun iki katı gerilim düşümü olur. Tristör’ün iletimde kalabilmesi için anot
Ig'ye bağlı gerilim değerleri
akımının kilitleme akımı (latching) seviyesini aşması ve V
Ters Tıkama
tutma akımı (holding) seviyesinin altına düşmemesi gerekir.
I
Ig
I L ≅ 2 I h < %1I FULL− LOAD
V
Şekilde görüldüğü gibi ileri yönde kutuplanmış tristöre
I g kapı akımı uygulanırsa tristör iletime geçer.
Anot akımı kilitleme akımı seviyesini geçer ve tutma akımının altına düşmezse tristör iletimde kalır ve bu andan itibaren de kapı akımı kaldırılabilir. Tristörü söndürmek için (kesim) anot akımı seviyesinin altına
Ianot
düşürülmeli ve tristör kontrol jonksiyonunun tıkama durumuna geçmesine
kadar
geçen
bir
sürede
ileri
yönde
gerilim
uygulanmamalıdır. Bu amaçla tristöre şekilde görüldüğü gibi harici bir devre tarafından ters yönde akım geçmesi sağlanır.
Ters yönde akım
Akımın süresi genelde 10 ila 100 µs arasındadır. Ters iletimli tristör : Bir silikon katmanında tristör ile, ters yönde ileten diyot kombinasyonu oluşturulan yarı iletken eleman
Ters kaçak akım
Tristör Kapı Ucu ve Gerektirdikleri :
Tristörün kapı-katot uçları karakteristiği zayıf P-N jonksiyonununkine benzer. Üründen - ürüne değişmekle birlikte şekildeki karakterlerden birine uyan bir davranış sergiler. Tristörlere uygulanacak minimum akım ve
VG Yüksek direnç sınırı
gerilim seviyesi jonksiyon sıcaklığının bir
Belirli bir tip tristörlere ait karakteristikler
fonksiyonudur. Kapı akım ve geriliminin min. ve max. değerleri vardır.
IG 60 C
Bu değerler ayrıca belli bir minimum VG
seviyenin üstünde olmalıdır.
30 C Minimum tetikleme limitleri
Kapı Akımı
[email protected]
Kapı akımının ve geriliminin çarpımı olan IG
gücün de bir maksimumu vardır.
-2-
www.uyaroglu.org
VG
Karakteristik üst sınır
Yandaki şekilde tristörün iletime geçmesi için tetikleme akımı ve geriliminin alması gerekli değerleri
Max. Gerilim
gösteren bölge taranarak işaretlenmiştir. Uygun
Max. Güç (VG IG)
şartlardaki tetikleme darbesi bir izolasyon trafosu Max. Kapı Akımı Tetikleme Bölgesi
aracılığıyla tristör kapısına uygulanır. Trafonun kapı Karakteristik alt sınır
tarafında kapı akımını sınırlamak için bir R 1 direnci bulunur.
Min. kapı akımı
IG
Tristör
sönümdeyken
kapı
gerilimini
sınırlamak için de R 2 direnci bağlanmıştır.
Min. kapı gerilimi R1
E
Maksimum güç sınırı
R2
Tristör karakteristiği
VG P
IG RG
A E
Yük Hattı
VG
IG
E/RG
Belirsiz Tetikleme Bölgesi
Devrenin Thevenin eşdeğeri de yukarıdadır. Eşdeğer devredeki gerilim ve akım miktarını belirlemek amacıyla tristörün karakteristiği ile Thevenin eşdeğerinin oluşturduğu yük hattının kesişim noktası belirlenir. V G ile I G arasındaki ilişki ; E ve R G ’nin oluşturduğu yük hattı tarafından belirlenir. Tetikleme sinyali uygulandığında kapı akımı karakteristik boyunca ilerleyerek P noktasına ulaşır. Ancak P noktasına ulaşılmadan (tahminen A noktasında) tristör iletime geçmiş olur. Đletimin kesin olabilmesi için tetikleme devresinin elemanları öyle seçilmelidir ki çalışma noktası olan P, maksimum güç sınırı ile A noktası arasında kalsın. Genellikle bu şartları sağlayan E = 5 ila 10 V ; I G =0,5 ila 1 A arasındadır. Tetikleme Devrelerinin Sağlaması Gerekli Şartlar : Bir tristörü iletime geçirmek için kapı akımının çok hızlı yükselme zamanına sahip olması gerekir. Bu ; anot akımının kilitleme seviyesine ulaşabileceği uzunlukta hızlı yükselme zamanına sahip darbe üretebilen tetikleme devreleriyle elde edilir. Darbe kullanılmasının nedeni kapıda daha az güç harcanmasına ve tetiklenme anının daha iyi belirlenmesine imkan vermesindendir.
[email protected]
-3-
www.uyaroglu.org
10V AC Besleme Yük hattı Gecikme
VG
1µ
Zaman
50 µ
1A
IG
Darbe Şekli
Yük Hattı
Tetikleme Derbeleri
Yukarıdaki şekillerde görüldüğü gibi; özellikle AC besleme uygulamalarında tetikleme devresinin üreteceği darbe beslemenin fazına göre belirlenebilmeli ve yeri değiştirilebilmelidir. Tipik örnek ; 1µs’de 10V’luk kaynaktan 1A akıma ulaşabilecek bir darbedir. Ancak çoğu uygulamada 10µs uzunlukta, 1µs’de 2V’a ulaşan darbe yeterlidir. Tetikleme devresi art arda darbeler üretebilmelidir. Bazı uygulamalarda katodları farklı potansiyele sahip iki tristör aynı anda tetiklenmelidir. Bu durumda devre iki veya daha çok izole çıkışı olan trafo içermelidir. Ters yönde darbe uygulamasından kaçınılmalıdır, yoksa daha çok güç harcanır. Ayrıca tristör ters kutupluyken kapı akımı uygulanırsa bu kaçak akımı artırır.
Tipik Tetikleme Devreleri :
VL Vyük
R
Vbesleme
t ig
Yukarıdaki devrede yük gerilimi kontrol edilmektedir. i g ≅ V besleme / R
kapı akımının değeri R’ye
bağlı olduğundan ∝ her periyot değişebilir, tristörün sıcaklığına ve diğer değişimlere bağlı olarak. Ayrıca tam o
sıfır ve tam 90 ’de tetikleme yapılamaz. Dolayısıyla bu devre pratikte kullanılmaz. Basit ama pratikte kullanılabilecek tetikleme devresi aşağıda görülmektedir. Devre AC kaynaktan beslenir. R 1 ’e bağlı olarak C 1 exponansiyel şekilde R2
dolar. C 1 belli bir değere ulaşınca unijonksiyon
R1
transistör iletime geçer ve C 1 transistör üzerinden
Z
boşalarak tristör kapısına darbe üretir.
C1
[email protected]
-4-
www.uyaroglu.org
o
R 1 ’in ayarlanmasıyla 180 ’ye kadar gecikme elde edilebilir. Bu tür bir devre ile omik yükler kontrol edilebilir. R 1 ’e eklenecek ek devrelerle de uzaktan otomatik kontrol sağlanabilir. Đhtiyaca uygun olarak daha çok elektronik devre içeren veya osilatör içeren tetikleme devreleri de vardır.
Tetikleme Devrelerinin Kontrol Özellikleri :
Güç kontrol elemanı olarak tristör içeren daha karmaşık sistemler ; kapalı çevrim linkler, çok fazlı besleme, motor tork seviyesi ya da akımının otomatik kontrolü, farklı grupların aynı anda tetiklenmesi sonucu yanlış çalışmayı önleyici döngüler v.s. içerirler. Kontrol karakteristiği, tetikleme gecikme açısı ile giriş gerilimi arasında tanımlanan ilişkiyi verecek şekilde olmalıdır. Aşağıda böyle bir kontrol ve tetikleme devresi diyagram olarak gösterilmiştir.
Diğer Kontrolcülerden Senkronizasyon Sinyali Geç Darbe üretimi Geri besleme sinyalleri (Yük gerilimi, akımı, devir)
Darbe Katarı Limiti
Tetikleme için AC besleme referansı
Kontrol ve Tetikleme Devresi
Tristör kapılarına
Đstenilen çıkışı sağlayıcı kontrol sinyali (Tetikleme açısının kontrolü)
[email protected]
-5-
www.uyaroglu.org
TRĐYAK :
Terminal T2
I
T2 I
N
P
Ig = 0
V
Ig
N Ig = 0
G
P N
N
Kapı
T1
Terminal T1 Yapı
Sembol
Tristör Eşdeğeri
Triyak Karakteristiği
Triyak beş katmanlı, her iki yönde de P-N-P-N yoluna sahip ve dolayısıyla iki yönde de iletebilen elemandır. Triyak pozitif ya da negatif kapı akımıyla iletime geçebilir. T 2 pozitifken pozitif, T 1 pozitifken negatif uygulamak daha iyidir, ancak pratikte her ikisi için de negatif darbe uygulanır.
GTO (Gate Turn Off - Kapıdan Tıkanabilen Tristör) : Tristörün bulunmasından sonra iki yeni ürün daha icat edildi. Bunlardan birisi ters yönde daima iletimde olan ancak daha ince silikon kullanılmasıyla daha kısa sürede tıkamaya geçebilen asimetrik tristördür. Bu tristör inverter devrelerde kullanılır. Birkaç µs içinde devreye alınıp çıkarılabilir. Diğer bir eleman kapı akımını uygulayıp kesmekle iletime sokup çıkarılabilen GTO tristörlerdir. Şekilde görüldüğü gibi GTO, klasik tristöre göre
A
daha karmaşık bir yapıya sahiptir. Yüksek oranda P+
N+
P+
N+
P+
N+
A
P+
katod
N
birbirine
yakın
ve
dar
kanallardan
oluşmaktadır. Đleri kutuplamada merkezi N-P
P N+
katkı içeren “+” işaretli katmanlar vardır. Kapı ve
G
N+
jonksiyonu gerilimi tutar ancak ters kutuplamada
N+
bloke yapılamaz. Ama ters bloke yapabilen C G
C
GTO’lar
da
yapılmıştır.
GTO’lar
karmaşık
yapıları sebebiyle daha yüksek kilitleme akımına
Yapı
Sembol
sahiptir. GTO’yu iletime sokmak için kapısına
akım enjekte edilir. Söndürmek için ise katod - kapı yönünde 10V seviyesinde gerilim uygulanır. Sönüm için geçecek akım anot akımının On
C
Off
1/5’i veya 1/3’ü kadar olmalıdır. Bu akım 1µs’den daha az bir zamanda sağlanacağından Anot geriliminin artışını sınırlamak için kondansatör bağlanır.
Gerilim Kaynağı Akım Kaynağı
[email protected]
-6-
www.uyaroglu.org
Yandaki
R1
+15V
T1
basit
kapı
kontrol
devresi
görülmektedir. Kontrol sinyalinin konumuna göre
C1
C2 Kontrol T2
devrede
T 1 ve T 2 iletime geçerek C 1 doldurulup boşaltılarak tristör iletime veya kesime geçirilir. C 2 ise anot –
D1 (12 Volt)
katod geriliminin dV/dt artışını sınırlar. On Off
On Off
0V
Güç Transistorü :
Collector
IC
C
IB artıyor IC
P Base
B
Belirli IB değerleri
IB VCE
N
Doyma Gerilimi IB = 0
P E Emitter
Yapı
Ters Delinme
Kaçak Akım
Delinme Gerilimi VCE
NPN transistör karakteristiği
Sembol
Bipolar transistör 3 katmanlı NPN veya PNP yapıda güç transistörüdür. Çalışma aralığında I C , I B ’nin fonksiyonudur. Belirli bir V CE için baz akımındaki değişme kollektör akımında katlanmış olarak görülür. Bu oran 15 – 100 kat arasındadır. Ters gerilim uygulanan bir transistörün baz – emiter jonksiyonu 10V civarında delinir. Bu modda çalışılacaksa transistöre seri diyot bağlanmalıdır. +V = 200V
Transistörde kayıplar V CE ile I C ’nin çarpımının bir fonksiyonudur. Yandaki şekilde baz akımı I C akımının 10A geçmesini sağlıyorsa, kayıp güç 1kW,
10
Yük
gerilim düşümü 100V ve verim %50 olacaktır. Bu kabul edilemez bir kayıptır. Bu nedenle güç uygulamalarında transistör anahtar gibi kullanılır. I B = 0 iken
IC IB
transistör kesimde. Đletim için transistör karakteristiğinin doyma bölgesi kullanılır. Doyma gerilimi 1,1V civarındadır. Kayıplar sadece anahtarlama sırasında olur.
[email protected]
-7-
www.uyaroglu.org
IC
Kısa devre IB => yüksek IC => devreye bağlı
200 100 50
Açık devre IB = 0
10
Güvenli Đşletme Bölgesi
VCE
1
IC
IB VCE
0.1 5
10
50
100
500
VCE (ani)
Tristör ile Güç Transistörü karşılaştırılırsa ; •
30A tristör 0,1A kapı akımı, 30A transistör 2A baz akımı
•
Güç transistörünün aşırı yük kapasitesi tristörden düşük
•
Transistörün anahtarlama hızı çok yüksek (1µs)
•
Transistörle yük akımı kontrol edilebilirken, tristörde iletimden sonra kontrol yoktur. C
Transistörlerin akım kazancını artırmak için yandaki şekilde görüldüğü
B
gibi darlington bağlantısı kullanılır. Bu şekilde akım kazancı 250’ye çıkarılabilir.
E
Güç Mosfeti ; Drain
Metal Kontak
D
Drain
N+
ID Diyot Akımı
N
P N+
VGS 9V
Gate
P N+
ID
Transistör Akımı
N+
7.5V
VDS
G N+
6V
VGS
4.5V
ID Silikon Dioksit (SiO2) Metal Kontak
Gate
VDS
S
Source
[email protected]
3V
Source
-8-
www.uyaroglu.org
Güç Mosfeti (metal oksit yarı iletken alan etkili transistör) bipolar transistörden farklı olarak gerilimle kontrol edilir. V GS sıfır iken MOSFET kesimdedir. Yaklaşık 3V uygulanınca iletime geçer. Düşük V DS değerleri için MOSFET sabit direnç özelliği gösterir. Güç kayıplarının az olması için güç mosfeti bu bölgede çalışır. Kapı gerilimi Drain akım sınırının yük akımından daha büyük olmasını sağlayacak büyüklükte tutulmalı ancak 20V’u geçmemelidir. MOSFET’in açma kapama zamanı 1µs’nin altındadır. Đletim esnasındaki direnci 100V’luk MOSFET için 0,1Ω ; 500V’luk MOSFET için 0,5Ω’dur. Güç MOSFET’leri doğrudan mikro elektronik devrelerce kontrol edilebilir. Tristörden daha az gerilim seviyelerine sahip olmasına rağmen daha hızlıdır. 100V’daki iletim kayıpları tristör ve transistörden daha fazladır, ancak anahtarlama kayıpları çok daha azdır. IGBT ( Yalıtılmış Kapılı Bipolar Transistör ) ; C
C
C
P+
G
N+
G N-
E P N+
E
P N+
N+
C N+ +15V
G
G E -15V On
Off
E
IGBT transistör MOSFET ile bipolar transistörün özelliklerinden yararlanarak yapılmıştır. Güç transistöründe daha çok N – P – N kullanılırken IGBT’de P – N – P yapısı kullanılır. Kollektör – Emiter karakteristiği bipolar transistöre benzerken kontrol özellikleri MOSFET gibidir. Tipik iletime geçme zamanı bipolar transistörden daha azdır ( 0,15µs ) ve MOSFET’e benzer. Đletimden çıkış zamanı 1µs’dir. ( P – N – P’ye benzer). IGBT’lerin anahtarlanması yukarıdaki şekilde görüldüğü gibi yapılır. Yüke bağlı olarak söndürme esnasında ters gerilim uygulanması gerekebilir. DĐĞER ELEMANLAR MCT ( Mos Kontrollü Tristör ) ; Tristörün yük karakteristiği ile MOSFET’in kontrol karakteristiği birleştirilmiştir. MCT , GTO’da olduğu gibi ters kutuplanmada tıkama yapamaz. SIT ( Statik Endüksiyon Transistörü ) ; Normalde iletimde olan bu eleman, (baz sinyali yokken iletimde) ters kutuplandığı zaman kesime gider. Çok hızlı anahtarlama yapabildiğinden mikrodalga frekansları seviyesinde kullanılır. Normalde kesimde olan SIT’de imal aşamasındadır.
[email protected]
-9-
www.uyaroglu.org
SITH ( Statik Endüksiyon Tristörü ) ; GTO’ya benzer, ancak normalde iletimdedir. Katod – kapı’ya ters gerilim uygulanırsa kesime gider. Diğer tristörlere göre daha az kayıpları vardır ve daha hızlı çalışırlar. Normalde kesimde olan SITH’larda imal aşamasındadır. YARI ĐLETKEN ELEMAN KATALOG DEĞERLERĐ
Buraya kadar elemanları ve karakteristiklerini inceledik. Ancak bir güç yarı iletken elemanının etiket değerleri oluşturulurken çok değişik boyutların göz önüne alınması gerekir. Yandaki şekilde bir tristörden I
IF di dt
f
akımı akarken tristör
di/dt eğimiyle sönüme götürülüyor. Tristör, jonksiyonda yeterli şarj miktarı olan Q rr yükü birikene kadar ters
trr
yönde I rr akımı geçirecektir. Belirli bir tristör için
Zaman
verilen I Alan = Qrr
f
ve di/dt değerlerine karşılık o tristörde buna
Irr
bağlı olarak Q rr toparlanma yükü ; ters toparlanma yükü Tipik Sönüm Durumu
ters toparlanma zamanı t rr ve ters toparlanma akımı I rr
olacaktır. Tristörün iletime geçmesi kapı akımıyla sağlanıyordu. Ancak ileri yönde gerilim artış hızı belirli bir değeri aşarsa trisörün iletime geçmesi mümkündür. Tristör jonksiyonunu kapasitör gibi düşünecek olursak, sızıntı akımına karşılık gelen deplasman akımı
i=C
dv olacaktır. Yeterince yüksek bir dv/dt oranıyla ( dt
örneğin 100V/µs ) bu akım tristörü tetikleyerek iletime geçirebilir. Dolayısıyla belirli bir tristör için aşılmaması gereken bir dv/dt değeri vardır. Tristörün iletime geçmesi öncelikle kapı elektrodu civarında olur. Toplam anot akımı aniden geçecek olursa aşırı ısınma nedeniyle tristör yanabilir. Đletime geçme esnasında akımın tüm yüzeye yayılabilmesi için belirli bir zamana ihtiyaç vardır ( tipik olarak 10µs ) Bu sebeple bir tristör için akım artış hızı belli bir dI/dt değerini aşmamalıdır. Jonksiyon sıcaklığı diyot için 150
o
C ; tristör için 125 oC ve güç transistörü için 150 oC - 200 oC
değerini aşmamalıdır. Bu nedenle jonksiyondan tabana olan termal direncin belirli bir değeri vardır. Bir elemanın nominal akım değerini, oluşturacağı jonksiyon sıcaklığı belirler yani kayıp gücün bir fonksiyonudur. Taşınan akımın tipi kayıp gücü etkileyecektir. Eğer sinüsoidal bir dalga söz konusu ise referans o
değer kullanılabilir. Özel bir dalga şekli için ise 180 ’lik iletimde ortalama dalga değeri etiket değeri olarak verilir. Kısa süreli aşırı yük durumu için her elemanın bir toleransı vardır. Aşırı yük için ısı artışına sebep olacağından cihaz yanabilir. Güç kaybı ısı artışının göstergesi olup akımın karesiyle orantılıdır. Bu sebeple belirli bir eleman için
∫ i dt 2
belirli olmalıdır.
Bir elemanın ileri ve ters yönde uygulanabileceği maksimum gerilim sınırı vardır. Bunlar repetitive peak reverse and peak forward voltages olarak tanımlanır. Ayrıca periyodik olmayan aşırı gerilimler de söz konusu olabilir. Dolayısıyla bir elemanın delinmeden dayanabileceği bu tür gerilimlere ait değeri de vardır.
[email protected]
- 10 -
www.uyaroglu.org
Đletimdeki bir elemanın geçirdiği akım miktarına bağlı olarak belirli bir gerilim düşümü değeri vardır. Bir güç transistörü için etiket değerlerinde, kollektör – baz akım kazancı, frekans ve anahtarlama zamanı bellidir.
Bir tristör için kapı devresiyle alakalı olarak akım, gerilim güç sınırlamaları vardır. Belirli bir eleman için geçici ve kararlı hallerde sahip olunan etiket değerleri çok değişkendir. Belirleyici unsurlar ; gerilim, akım, anahtarlama zamanları, kontrol parametreleri, kayıplar, sıcaklık değerleri vs.. Bunlar kataloglarda verilmiştir. KAYIPLAR VE SOĞUTMA Bir güç yarı iletkeninde kayıp kaynakları şu şekilde sıralanabilir ; 1 – Đletim kayıpları ; Đletim akımının ve gerilim düşümünün fonksiyonudur. Düşük frekanslarda ana kayıp kaynağıdır. 2 – Tıkama yönünde kaçak akımla ilgili kayıp 3 – Kapı devresinde tetikleme sinyali sebebiyle kayıp 4 – Anahtarlama kayıpları ; Đletime ve sönüme geçme esnasındaki kayıp enerji. Yüksek frekans uygulamalarında önemli. Đletim kayıpları gerilim düşümü ve taşınan akımın çarpımının bir periyottaki ortalamasından hesaplanabilir. Anahtarlama kayıpları ise aşağıdaki şekillerden tespit edilebilir. P=Vi V
Akım ile gerilimin çarpımı bize ani güç ifadesini
P
i
i
verir. Isı enerjisi ise güç * zaman yani P eğrisi
V
altında kalan alandır. Anahtarlama sebebiyle
Alan = Güç x Zaman
meydana gelen ortalama güç kaybı ; iletim ve kesim
kayıplarının
toplamının
frekansla
t iletime geçiş zamanı
çarpımından bulunur. Tetikleme ve kaçak akım
kesime geçiş zamanı
güç kayıpları ihmal edilirse elemanın tüketeceği güç iletim kayıplarıyla anahtarlama kayıplarının toplamına eşittir. Bu kayıp cihazda ısı üretimine neden olarak sıcaklık artışı oluşturur. Jonksiyonda üretilen ısı önce cihaz tabanına oradan da soğutuculara transfer olur. Bu transfer ısı seviyesinin düşük olmasıyla radyasyonla değil konveksiyonla olur. Isı seviyesine bağlı olarak hava veya suyla soğutma tercih edilebilir. Isı transferi yüksek sıcaklıklı bölgeden düşük sıcaklıklı bölgeye doğru olur ve sıcaklık farkının termal rezistansa oranıyla hesaplanır.
P = (T1 − T2 ) / R Termal direncin birimi oC / W ’dır. Isı akışı jonksiyondan tabana oradan soğutucuya ve
Jonksiyon ısı gücü girişi
daha sonra da çevreye doğrudur. Toplam termal direnç ;
R ja = R jb + Rbh + Rha ’dır.
Hava
Sanal jonksiyon sıcaklığı ise ;
Tvj = Ta + PR ja ’dır.
Tüm bu hesaplamalar kalıcı hal ve daimi akım şartlarındadır. Kısa süreli geçici haller için (aşırı yük, kısa devre) jonksiyondaki sıcaklık artışı elemanın termal Sanal Jonksiyon Sıcaklığı Tvj
Rjb
Taban Sıcaklığı Tb
Rbh
Soğutucu Sıcaklığı Th
[email protected]
Rha
depolama
kapasitesi
dikkate
Çevre Sıcaklığı Ta
- 11 -
www.uyaroglu.org
alınarak
hesaplanmalıdır. Üretilen ısının bir kısmı elemanda depolanırken bir kısmı da transfer edilir.
Bu
durumda
enerji dengesini yazacak olursak ; Kayıp enerji = Depolanan termal enerji artışı + Çevreye enerji transferi
Pδt = Aδθ + Bθδt P = Kayıp güç , A = 1 oC artışa karşılık gelen enerji depolanma miktarı (ısıl depolama kapasitesi jul olarak) , B = 1
o
C başına yayılan güç.
Denklemin limiti alınırsa ;
P = A(dθ / dt ) + Bθ olur. t = 0 için sıcaklık θ = 0 kabulü ile diferansiyel denklemin çözümü ;
θ = θ max (1 − e −t / T )
θ max = P / B
(Sonuç kalıcı sıcaklık artışı)
T = A / B (Termal zaman sabiti) şeklinde olur. Bu denklem homojen malzeme için geçerlidir. Tristörde ise jonksiyon bölgesinde güç kaybı dağılımı uniform değildir. Ayrıca silikon ısı için iyi bir iletken değildir. Bu sebeple sıcaklık artış miktarları kalıcı hal ve geçici hal için aynı olmayacaktır. max 2
Yandaki eğriler matematiksel olarak çizilmiştir. Bir
eleman
ancak
imalat
Bu sebeple aşırı yük ancak max 1
t1 kadar bir süre
uygulanabilir. Aşırı yük şartları çok karmaşık olduğu için
Normal Şartlarda
θ
formülü yerine transient termal
empedans değeri kullanılır ;
Z th = Sıcaklık farkı (artış) / Belirli bir zaman Zaman (t)
diliminde cihazdaki güç kaybı
Jonksiyon Sıcaklık Artış Eğrileri
Böylece aşırı yük durumları için hesaplama basitleşmiş olur. R yerine
Z th kullanılır.
YARI ĐLETKEN GÜÇ ELEMANLARININ KARŞILAŞTIRILMASI
Güç elektroniği devrelerinde elemanlar anahtar olarak kullanılır. Đdealde bir anahtar ; •
Sınırsız gerilim ve akım değerleri
•
Ani açma – kapama zamanları
•
Sıfır kaçak akım
•
Sıfır iletim ve anahtarlama kayıpları
•
Sıfır kapı tetikleme gücü şartı
•
Aşırı akım ve gerilimlere dayanabilme kabiliyeti
•
Kısa devrelere karşı koruma kolaylığı
•
Düşük maliyet ve montaj kolaylığı
[email protected]
kadar
kullanılabilir. ( θ max 1 ) Aksi takdirde cihaz yanar.
Aşırı yük
t1 T
değerine
- 12 -
www.uyaroglu.org
Pratikte uygun eleman seçimi uygulamadan uygulamaya değişir. Uygulamada kriterler ; cihaz etiket değerlerine, iletim kayıplarına, anahtarlama kayıplarına, anahtarlama zamanlarına, kontrol stratejilerine ve maliyete bağlı olarak belirlenir. Tristör elemanlar içinde en yüksek akım ve gerilim seviyesine sahiptir, dayanıklıdır, düşük iletim kayıpları vardır ve ucuzdur. Ancak iletime geçişi yavaştır, sönümü yüke bağlıdır. Yüksek güç ve gerilimlerin olduğu 50, 60 Hz uygulamaları için idealdir. AC’den DC eldesinde ya da switch mode güç kaynaklarında hızlı anahtarlama değeri aranır ve ters kutuplamada tıkamaya ihtiyaç yoktur. Buralarda bipolar güç transistörü IGBT, MOSFET, GTO, MCT kullanılabilir. 100kHz’in üzerinde ancak MOSFET kullanılabilir. 100kHz’e kadar bipolar transistörle IGBT düşük maliyeti, düşük iletim kayıpları sebebiyle MOSFET’e karşı tercih edilirken anahtarlama kayıpları MOSFET’den fazladır. 15 kHz’e kadar tristör ; GTO yada asimetrik tristör kullanılır. Đşletme sıcaklıkları düşünüldüğünde transistör ailesi 150
o
C ’ye kadar işletilebilirken tristörler 125 oC ile
sınırlıdır. Kayıplar ve soğutma maliyetleri eleman seçiminde önemlidir. Kısa devreye karşı koruma tristör ailesiyle çok kolaydır. Bu, transistörlerin yüksek akım ve gerilimlerde imalini engelleyici olmuştur.
Tristör 5kV
4kV
3kV
2kV
GTO IGBT Akım 1kHz
1kV
10kHz 100kHz 1Mhz 500A
1000A
1500A
2000A
3000A
Frekans
[email protected]
- 13 -
www.uyaroglu.org
BÖLÜM 2 : DOĞRULTUCU DEVRELERĐ Bir doğrultucu devresi AC beslemesini DC yüke bağlayan devredir. Elde edilen DC gerilim aküde olduğu gibi sabit olmayıp ortalama gerilim seviyesine süper impoze edilmiş alternatif akım dalgalanma bileşeni içerir. Aşağıda bahsedilen devrelerin tamamı DC gerilim vermesine rağmen ; çıkıştaki AC dalgalanması, ortalama gerilim seviyesi, verimi ve AC beslemedeki yükleme tesirleri açısından farklılık arz ederler. 2.1 Devre Tanımları ve Gruplandırma : Doğrultucu devreleri yarım dalga ve tam dalga bağlantıları olmak üzere iki grupta tanımlanabilir. Yarım Dalga Devreleri : Bu devrelerde AC beslemenin her hattına bir doğrultucu eleman bağlanır ; elemanların katodları DC yüke ve yükün diğer ucu da AC beslemenin nötr ucuna bağlanır. Akım akışı her hatta “tek yönlü”’dür. “Tek yollu” devre de denilir. Tam Dalga Devreleri : Biri yükü besleyen, diğeri de yük akımını AC hatta döndüren iki adet yarım dalga devresinin seri bağlanmasından oluştuğundan, nötr hattına gerek yoktur. “Köprü devreleri” ya da “çift yollu devreler” olarak da adlandırılır. Devrelere ait kontrol karakteristikleri üç kategoride toplanabilir. Kontrolsüz Doğrultucu Devreleri : Sadece diyot içerirler, AC besleme gerilimiyle orantılı sabit DC gerilim sağlarlar. Tam Kontrollü Doğrultucu Devreleri : Tristör (ya da güç transistörü) kullanılır. Tristörlerin iletime geçtiği faz açısının kontrolüyle DC yük geriliminin ortalama değeri ayarlanabilir, yönü değiştirilebilir. Tam kontrollü devreler yük ve besleme arasında iki yönde de güç transferine imkan tanıdığından “çift yönlü konverter” olarak da adlandırılırlar. Yarım Kontrollü Devreler : Tristör ve diyot karışımı içerirler. Gerilimin yönü değiştirilemez ancak ortalama değeri ayarlanabilir. Bu sebeple yarı kontorllü ve kontrolsüz devreler “tek yönlü konverter” olarak adlandırılırlar. “Darbe Sayısı” : AC beslemenin bir periyodunda DC gerilim dalga şeklinin tekrar sayısını ifadede kullanılan bir terimdir. Örneğin “6-darbeli devre”nin çıkış dalgalanması giriş frekansının 6 katı frekansa sahiptir. Giriş 50 Hz ise, DC dalgalanma 300 Hz’dir.
[email protected]
-1-
www.uyaroglu.org
2.2 Komütasyon Diyodu : Çoğu devreler (özellikle kontrolsüz ya da yarı kontrollü) yandaki şekilde olduğu gibi A.C Doğrultucu besleme
komütasyon diyodu içerirler. By-
Yük
Pass diyodu da denilir. Đki fonksiyonu vardır : 1-Yük geriliminin yönünün değişmesini
Komütasyon diyodu
önlemek 2- Yük akımının ana
doğrultucudan akışını önleyerek doğrultucunun bloke durumuna geçmesini sağlamak.
2.3 Tek Faz Yarım Dalga (Tek Yollu) Devre : iL
Şekil 2.2 (a)’da kontrolsüz tek
νD Yük
νS
fazlı yarım dalga bağlantısı
νL
görülmektedir. Dalga şekilleri çizilirken diyodun ideal anahtar
(a)
gibi davrandığı kabul edilmiştir. Şekil 2.2 (b)’de yük,
Vmax
saf omik iken (c)’de ise
νS 0
π
θ = ωt ω 2π
π
2π
endüktans içermektedir. Omik yük için diyot gerilimi düşümü ihmal edilirse :
νL
φ
Vort
Yük akımı : i L = VS / R Vort
(Pozitif yarı periyot) olur. Ortalama gerilim : 1 π Vmax sin θdθ 2π ∫0 Çoğu DC yükler (DC motorlar)
iL
Vort = Vmax / π =
νD
gerilimin ortalama değerine tepki gösterirler, dolayısıyla
Vmax
(b)
(c)
RMS değerle pek ilgilenmez.
Şekil 2.2 Tek faz yarım dalga devresi
[email protected]
-2-
www.uyaroglu.org
Ancak DC dalgalanmaları istemeyen kayıplara yol açar. Devredeki diyodun seçimi için hem akım hem de gerilim dikkate alınmalıdır. Yüklerin neredeyse tamamı ; endüktans içerir. Bu durumda şekil 2.2(c) dalga şekilleri elde edilir. Yük Gerilimi : V L = Ri L + L ortalama değeri ise : Vort
di L ‘dir. Buradan akım dalga şekli elde edilebilir. Gerilimin dt
1 = 2π
θ =φ
∫V
max
sin θdθ olup, daha düşüktür.
0
Tek faz yarım dalga devresi νT
tristör kullanılarak kontrol
iT ig
R+jXL
iL
iD
Tetikleme Devresi
νS
Yük
edilebilir. Şekil 2.4 (a)’da devre yapısı (b) ve (c)’de ise dalga
νL
şekilleri görülmektedir. α
Komütasyon Diyodu
tetikleme açısına bağlı olarak
(a)
yük akımı ve gerilimi değişmektedir. Akım seviyesi
Vmax νS
diyot tutma seviyesinin altına α
α
düşerse yük akımı kesintili olur. (Şekil 2.4 (c)) Yük geriliminin
ig
ortalama değeri ;
Vmax νL π
2π
Vort
Vort
π
Vort =
1 Vmax sin θdθ 2π α∫
Vort =
Vmax (1 + cos α ) olur. 2π
iL
iT
α arttıkça gerilimin ortalama değeri düşer ve 180 0 ’de sıfır
iD Vmax
olur.
νT Vmax
Vmax (b)
(c)
Şekil 2.4 Kontrollü tek faz yarım dalga devresi
[email protected]
-3-
www.uyaroglu.org
2.4 Đki Faz Yarım Dalga (Tek Yollu) Devresi : Şekil 2.5(a)’daki devrede iki faz ig1
νT1
ig2
T1
i1
iL
T2
Yük
i2
bağlantısı görülmektedir. Yüke her νL R+jXL
iS
ν1
besleme hattında bulunan tristörler aracılığıyla besleme yapılmaktadır. Herhangi bir anda sadece bir tristör
Ν
devrededir. Şekildeki trsitörlere anto
ν2
geriliminin pozitif kaldığı herhangi bir anda tetikleme uygulanabilir. Tristör yerine diyot kullanılırsa
(a)
α=0 olmuş olur. Herhangi bir α
ν2
Vmax
Yük Gerilimi
νL
Vort
değerinde T1 tristörü iletime geçirildiğinde yük akımı T1 üzerinde
θ = ωt ω
akar, V1 gerilimi negatife geçtiğinde α
α
V2 pozitif olacağından yine α derece
ig1 ig2
Tetikleme Darbeleri
iL
Yük Akımı
sonra T2 tetiklenir ve T1 akımı komütasyonla T2 ’ye aktarılmış olur.
i1
Tristör Akımları
i2
T1 sönüme gittiği anda uçlarında 2Vmax (yani tüm sekonder sargı gerilimi) kadar gerilim bulunur.
AC besleme akımı
iS
iS =(i1 - i2)xN Tristör Gerilimi
νT1
νT1 = ν1 - νL
Ortalama Gerilim :
Vort =
1
π
π +α
∫V α
max
sin θdθ =
2Vmax
π
cos α
şeklinde olur. Bu hesaplama Vmax = PRV (b)
yapılırken yük endüktansının ; yük akımının sürekli kalmasını
Şekil 2.5 Đki faz yarım dalga devresi
sağlayacak değerde olduğu kabul
edilmiştir.α = 0 için ortalama gerilim en yüksek değerindedir. (diyot durumu), α = 90 0 için ise Vort = 0 ’dır. Gerilim dalga şekli bir periyotta iki kez tekrarlandığında bu devre iki darbelidir. Gerilimin ortalama değeri düştükçe yük akımı dalgalanması artar ve kesintili hal alır. AC besleme akımı da non-sinüsoidaldir ve gerilime göre geridir. (endüktif)
[email protected]
-4-
www.uyaroglu.org
2.5 Tek Faz Köprü (Çift Yollu) Devreleri : 2.5.1 Kontrolsüz :
Yük
νx
Vmax νL
νy νL
(a) Yükün tepesinden nötre olan gerilim ν1
1/2 Vmax νL
Yük
ν2 νL
Vmax
(b)
Yükün altından nötre olan gerilim Vort
νL iL νx
Yük
νy
νL
Yük gerilimi
θ = ωt ω Yük akımı
i1,i2 Diyot akımları i3,i4
(c)
iS
iS
νD1
i1
i3
D1
D3
ν1
i4
Diyot gerilimi Vmax
νL
(e)
D2
D4
(d)
νD1
iL Yük
Ν ν2
Besleme akımı iS = i1 - i4
i2
Şekil 2.7 Tek faz köprü devresi
Yukarıdaki şekillerde tek-faz köprü devrelerinin değişik gösterimleri yer almaktadır. Güç uygulamalarında şekil 2.7(c) gösterimi kullanılır. Tek-Faz köprü bağlantısı iki tane yarım dalga bağlantısının seri bağlanmasından elde edilmiştir. (şekil 2.7 (b)) Şekil 2.7 (e)’de dalga şekilleri görülmektedir. Yük akımı süreklidir. Bir periyot içerisinde iki tekrar söz konusu olduğundan bu bağlantı şekli de iki darbelidir.Diyot ve besleme devresinin akım dalga şekilleri yarım dalga bağlantısıyla (şekil 2.5) aynıdır.
[email protected]
-5-
www.uyaroglu.org
2.5.2 Tam Kontrollü : Şekil 2.7’deki devrede diyotlar yerine tristör kullanılırsa tam kontrollü köprü devresi elde edilir. Tristörler tetiklenene kadar iletim söz konusu olmaz. Akımın geçebilmesi için şekil 2.8’deki devrede T1 ve T2 , T3 ve T4 grup halinde her yarı periyotta aynı anda tetiklenmelidir. Bunu sağlamak için de T1 ve T2 aynı devreyle tetiklenir. i1
νT1
ig1
i3
ig3
T1
ν1 Ν νx ν2
νy
Yük
iS ig2
ig4 i4
νL
Tetikleme Devresi
Katod Kapı
R+jXL
T2
T4
Kapı
iL
T3
T1
T2
i2
Katod
Şekil 2.9 Tetiklemeler ν1
1/2 Vmax
ν2
α
Yükün tepesinin N'e göre gerilimi Yükün tabanın N'e göre gerilimi
α
fazlı yarım dalga bağlantıyla aynıdır.
Tetikleme Darbeleri
ig3,ig4 νx
görüldüğü gibi izolasyon trafosu aracılığıyla yapılır. Yük gerilimi iki
ig1,ig2
Vmax
Tetikleme darbeleri şekil 2.9’da
νy
νL
Ortalama değeri ;
Yük gerilimi Vort
Vort =
θ = ωt ω
2V max
π
cos α ‘dır.
Ancak devredeki iki tristörün gerilim Yük akımı
iL
düşümleri dahil edilmemiştir ve yük akımının sürekli olduğu kabul
i1,i2
edilmiştir. Tristör akımları
i3,i4
iS Besleme akımı iS = i1 - i4 Vmax = PFV νT1 Tristör gerilimi Vmax = PRV
Şekil 2.8 Tam kontrollü köprü devresi
[email protected]
-6-
www.uyaroglu.org
2.5.3 Yarı Kontrollü : Şekil 2.10 (a)’daki yarı kontrollü bağlantıda görüldüğü gibi, iki tristör ve iki diyot kullanarak ortalama DC gerilimi kontrol etmek mümkündür. Şekildeki tam dalga bağlantısı aslında iki yarım dalga devresinin eklenmesinden oluşmuştur. Yüke giren akım tristörlerden geçerken dönüş yolu da diyotlarla sağlanmaktadır. Önceki konuda olduğu gibi bir N (besleme nötrü) noktası tanımlayarak ve yük uçlarının bu noktaya olan potansiyel değişimlerini inceleyerek dalga şekillerini elde edebiliriz. i1
νT1
ig1
i3
ig3 T3
T1
ν1 Ν νx ν2
νy
iL
iD
Yük
iS ig2
ig4 D2
D4
i4
Komütasyon Diyodu
ν1
Dalga şekillerinden de görüldüğü
ν2
Yük tepesinin N'e göre potansiyeli
νL α
Yük tabanının N'e göre potansiyeli
α
gibi yük gerilimi asla negatif olmaz. Gecikme açısı α = 180 0 olunca ortalama gerilim sıfıra düşer. Komütasyon diyodu hem
ig1,ig2 Tetikleme Darbeleri
ig3,ig4 Vmax
R+jXL
i2
(a) 1/2 Vmax
Yük
νL
νy
νx
νL
Yük gerilimi
yük geriliminin negatif olmasını önler, hem de endüktif olma
Vort
durumu için yük akımını üzerine
θ = ωt ω
alır. Şebeke geriliminin sıfırdan Yük akımı
iL
geçtiği ve T1 iletimde olduğu bir durumda
i1,i2
dönüş
akımı
D2
üzerinden şebekeye dönmektedir.
T3
i3,i4 Komütasyon Diyodu Akımı
iD
tristörü
kadar
α
tetiklenmeyeceğinden
bu
süre
zarfında yükün endüktif akımı T1
iS A.C. Besleme akımı
(b)
ve D4 üzerinden akmak isteyecek ve D2 akımını D4 ’e devredecektir Aynı
Şekil 2.10 Yarı kontrollü tek fazlı köprü
zamanda
komütasyon
diyodu da yük akımını üzerine
alacağından T1 tristörü sönecektir.
[email protected]
-7-
www.uyaroglu.org
Tam kontrollünün aksine yarı kontrollü bağlantısında komütasyon diyodu sebebiyle AC akımda sıfır seviyeye düşme gözlenecektir. Yük geriliminin ortalama değeri ;
Vort =
1
π
V π α∫
max
sin θdθ =
Vmax
π
(1 + cos α ) olur.
Yarı kontrollü devre, tam kontrollüye göre daha ucuzdur, ancak AC besleme akımı daha çok harmonik içerir. Ayrıca yarı kontrollüde ortalama gerilim negatif değer alamaz.
2.6 Üç Faz Yarım Dalga (Tek Yollu) Devre : Üç faz yarım dalga bağlantısı çok fazlı doğrultucu devrelerinin temel elemanıdır. Ancak, besleme trafosunun sekonderinin zig-zag bağlanmasını gerektirdiğinden kullanım alanı sınırlıdır. Anlatım kolaylığı bakımından burada yıldız bağlı olduğu kabul edilecektir. Çok fazlı bağlantılarıyla DC dalga şeklindeki dalgalanmalar daha azdır. Ayrıca endüktansı büyük güçlü yükler beslenebilir. Yük akımı dalgalanmanın azlığı nedeniyle sürekli ve sabit değerli kabul edilebilir. Şekil 2.12’de her faz bir diyot aracılığıyla yüke
Yıldız Bağlı Sekonder
νD1
i1
i2 D1
i3 D2
bağlanmıştır. Yük çıkışı ise sekonder sargının nört
D3 IL
V1
ucuyla irtibatlandırılmıştır. Herhangi bir anda
V2 Yük
VL
sadece bir diyot iletimdedir. Şekil 2.12 (b)’deki dalga şekillerinden de anlaşılabileceği gibi, V1
V3
gerilimi diğer sargı gerilimlerine göre daha büyük (a)
Vmax
ν1
ν2
ν3
Yük gerilimi
olmaz
Vort νL
D1 diyodu akımını D2 ’ye devreder. DC
gerilimin ani değeri Vmax ile 1/2 Vmax arasında
θ = ωt ω Yük akımı iL i1
iken D1 iletimdedir. V2 gerilimi V1 ’den büyük olur
değişirken 1 periyotta 3 dalgalanma görülür. Yani bu devre üç darbeli karaktere sahiptir.
iL
Ortalama Gerilim : Diyot Akımları
i2 i3
Diyot Gerilimi νD1 = ν1 − νL
νD1 3 Vmax
5π / 6
Vort
1 3 3 = Vmax sin θdθ = Vmax ’dır. ∫ 2π / 3 π / 6 2π
Yük akımı sabit kabul edilirse, her bir diyot bir periyodun üçte birinde iletimde olacağından RMS değeri
I RMS = I L / 3
olur.
Diyotların
(b)
Şekil 2.12 3~lı Yarım Dalga Devresi
[email protected]
kalacağı gerilim
-8-
3Vmax ’dır.
www.uyaroglu.org
maruz
Yani fazlar arası gerilim kadardır. Aynı devrede diyot yerine tristör kullanılarak tam kontrollü bağlantı elde edebiliriz. α tetikleme açısı 120 0 farkla her faz tristörüne uygulanarak Vort ayarlanabilir. α = 0 için Vort en yüksek değerindedir.(diyot durumu) α’nın başlangıcı iki faz νT1
ig1 i2
i1
T1
ig2 i3 T2
ig3
geriliminin kesiştiği noktadadır. (faz
T3 iL
V1
geriliminin 0’dan geçişi değil) Bu
V2 Yük
N
bağlantı sebebiyle gerilim dalgalanması
VL
artmıştır (yine de 3 darbelidir) Ancak V3
akım şekilleri aynı kalmıştır, sadece α kadar ötelenmişlerdir. Şekil 2.14 (c) ve
(a)
Vmax
ν1 α
ν2 α
(d)’deki dalga şekilleri incelenirse ;
ν3
α
Vort
α > 30 0 ’den
νL θ = ωt ω
Vort
νL
itibaren
negatif
ani
değerler aldığı görülür. Gerilim ortalama değeri :
ig1 ig2
(c)
Vort
ig3 iL
α Vort
νL
i2
( 5π / 6 ) +α
∫ Vα π
max
sin θdθ =
( / 6)+
3 3 Vmax cos α 2π
olup tetikleme açısı α’nın cosinüsüne
iL
i1
1 = 2π / 3
bağlıdır. α = 90 0 ’de ortalama değer sıfır olur. Sıfıra yaklaştıkça DC gerilim
i3
dalgalanması
(d)
νT1
artacağından
yük
akımının sürekliliği kabulü azalacaktır. 3 Vmax (b)
Şekil 2.14 3~lı Yarım Dalga Kontrollü Devre
2.7 Altı Fazlı Yarım Dalga (Tek Yollu) Devre : Bu devre 3~lı yarım dalga bağlantısının bir uzantısıdır. Her bir tristör bir periyodun altıda biri iletimdedir. Diyot durumunda dalga şekli faz gerilimlerinin tepesi olup 6 darbelidir. Tristör bağlanırsa α gecikme açısına bağlı olarak ortalama gerilim :
Vort =
1 2π / 6
( 2π / 3) +α
V ∫ π α
max
sin θdθ =
( / 3) +
[email protected]
3
π
Vmax cos α ’dır.
-9-
www.uyaroglu.org
i1
ν
T1
Tristör geriliminin dalga şeklinden T1
T2
iL
ν3
ν1
Yük νL
ν4
ν6
VPRV , VPPV ’nin 2Vmax olduğu görülür. Yarı iletken eleman sadece 1/6
ν2
N
T6
T5
T4
T3
ν5
periyot
iletimde
verimsiz
olabileceğinden
kullanılmış
olur
ve
I RMS = I L / 6 ’dır. ( I L sabit) Şekil 2.15’deki basit yıldız bağlantı AC (a)
ν1
α
ν2 ν3 ν4
primer sargıda büyük 3. harmonik
ν5
ν6
oluşturacağından bunun yerine şekil
Yük gerilimi
Vmax
Vort
2.16’daki “fark bağlantısı” ya da
θ = ωt ω
şekil 2.17’deki “çift-yıldız bağlantısı”
νL
kullanılır. 6
iL
i1
Tristör akımı
ν
T1
1
5
Tristör gerilimi νT1 = ν1 − νL
N 2Vmax
4
(b)
2
Şekil 2.15 6 Faz Yarım Dalga Devresi
3 Şekil 2.16 6 Faz Fork Bağlantısı
i2
i4 D2
i6 D4
ia
iy Trafo Primeri
νR
iL / 2 ν4
i3 D1
D5
ν6 ib
i1
i5 D6
ν1
ν5
iL
D3
Yük
iL / 2
ν2
ν3
Sekonder
Sekonder
Đnterfaz trafosu (Reaktör) (a)
Şekil 2.17 Çift - Yıldız 6 Faz Yarım Dalga Devresi
[email protected]
- 10 -
www.uyaroglu.org
ν
L
Çift yıldız bağlantısı : Đki bağımsız 3 fazlı yarım dalga devresinin 6 darbeli çıkış vermek üzere paralel çalışmasından ibarettir. Her bir yıldız grubu birbirine 180 0 faz farkıyla beslenir. Eğer yıldız noktalı interfaz trafosu yerine doğrudan irtibatlandırılsaydı, basit 6~ yıldız bağlantı yapılmış olurdu. Đnterfaz trafosu aslında bir reaktördür ve yük akımının dönüşü reaktörün orta ucuna yapılmaktadır.
Şekil
Sağ el yıldız 3~ çıkış
Vmax
ν1 ν2 ν3 ν4
ν5 ν6
νL
2.17(b)’deki
dalga
şekilleri
incelendiğinde her bir yıldız grubuna ait 2
Sol el yıldız 3~ çıkış
adet 3-darbeli dalga şekli görülür. Reaktör ;
Yük Gerilimi
bu iki yıldız grubun, yıldız noktaları arasındaki gerilim farkı nedeniyle aynı anda
i1
iletimde olmasını sağlar ve yük geriliminin
Yük Akımı
iL
değişimi bu iki grup dalga şekillerinin orta yollarını takip eder. Böylece yük geriliminin
iL /2
ulaşabileceği max ani değer sekonder sargı
iL /2
i2 i3
max değerinden küçük olur : (
Diyot Akımları
i4
3 )Vmax 2
Diyot kullanılma durumu için ortalama
i5
gerilim sadece bir yıldız grubun dalga
i6
şeklinden veya doğrudan yük gerilimi dalga
ia
şeklinden elde edilebilir :
ia = (i1 - i4) * Dönüştürme Oranı
ib
ib = (i3 - i6) * Dönüştürme Oranı
Vort =
3 3 Vmax 2π
Đki
grupta
birbirinden
bağımsız olduğundan her bir diyot 1/3 periyot iletimde kalır ve 1/2 yük akımı taşır.
iy
Bu devrenin AC besleme akımı sinüsoidale AC Besleme Akımı
daha yakındır. Şekil 2.17 (b)’deki reaktör
iy = ia - ib Vmax/2
gerilimi VR , iki yıldız grubu gerilimleri
Reaktör Gerilimi
νR
arasındaki farktır. Yaklaşık üçgen şekli vardır ve max değeri, faz gerilimi max değerinin yarısına eşittir. Reaktör uçlarında
Şekil 2.17 (b) Dalga Şekilleri
gerilim indüklenebilmesi için bir mıknatıslama akımına ihtiyaç vardır. Bu da yük akımıdır. Yük akımı değeri bu mıknatıslama akımı değerinden az ise aralarında gerilim indüklenmeyeceğinden reaktör yok gibidir, yani iki yıldız noktası birleşmiş gibidir. Devre
[email protected]
- 11 -
www.uyaroglu.org
yıldız bağlı 6~lı devreye dönüşmüş olur. Bunu önlemek için doğrultucu uçlarına küçük değerli daimi bir yük bağlı bulundurulur. Reaktörün görevini yerine getirmediği durumda devre 6~lı devre gibi davrandığından diyotlar 2Vmax ’a dayanacak şekilde seçilir. α
α
ν
Yük gerilimi
L
3~lı çıkış 3~lı çıkış (Diğer Yıldız)
Şekil 2.19(a)’da α açısının küçük olması hali için dalga şekilleri görülmektedir. gerilimi
gerilimleri
α = 90
Yük gerilimi
ν
yerine tristör kullanılırsa tam
kontrollü çift-yıldız devresi elde edilir.
Yük
(a)
Vmax
Diyot
yine
arasında
iki
yıldız
grup
orta
yolu
takip
ederken, gerilim ortalama değeri yük akımının sürekli olması durumu için cosα
L
ile orantılı olacaktır. α = 90 0 olduğunda Vort = 0 ’dır ve yük gerilimi dalga şekli
(b)
Vmax
2.19 (b)’deki gibidir. Bu durumda interfaz
ν
trafosunun
R
gerilim
değişimi
kareye
benzer. Reaktördeki akı değişimi bu
time
gerilim değişiminin altında kalan alanla (c)
orantılıdır. Bu alan diyot devresindeki
Şekil 2.19 Kontrollü Çift Yıldız Devre
üçgene göre 3 kat fazla olduğundan akı değişimi 3 kat fazla olacaktır. Bu nedenle
tam kontrollü devrede kullanılacak interfaz trafosu fiziksel olarak 3 kat büyük olacaktır.
2.8 3 Faz Köprü (Çift-Yollu) Devresi :
3 faz köprü (tam dalga) devresi şekil 2.20’de görülmektedir. Yük bir adet 3~lı
3~lı Besleme
Yük
yarım
dalga
bağlantısıyla
beslenirken
dönüş yine diğer bir 3~lı yarım dalga bağlantısıyla
sağlanmaktadır.
Nötr
bağlantısına gerek yoktur. Aslında şekil 2.21’deki bağlantı daha uygundur. Şekil 2.20 3~ Tam Dalga Devresi
[email protected]
- 12 -
www.uyaroglu.org
ic νa
νc
i'b i'a
D5
D3
incelenirse; yük geriliminin, yükün
ib
D6
D4 i4
D2
i6
i2
(a)
Vfaz (max)
νa
νb
νc
üst noktası ile alt noktasının yıldız noktasına
potansiyelleri
olduğu
arasındaki
görülür.
Maksimum
değeri, fazlar arası (hat) geriliminin
Yük tepesinin N'ye göre potansiyeli
max
Yük tabanının N'ye
θ = ωt ω göre potansiyeli
değerine
eşittir.
Devre
6
darbelidir. V HAT = 3V FAZ Şekil 2.21 (a)’daki trafonun sekonderi
Vort
νL
Yük Gerilimi
yıldız bağlıdır, ancak üçgen bağlama
Yük Akımı
da yapılabilir. Yıldız-Üçgen trafo
θ = ωt ω iL iL
i1
ν
fark
νL
Vhat (max)
Şekil 2.21 (b)’deki dalga şekilleri iL
Yük νb
Trafo Primeri
i5
i3 D1
ia
N
iy
i1
VD1
kullanmanın
i2
sebebi
3.
harmoniği
azaltmaktır. Yük geriliminin ortalama
i3
değeri :
Diyot Akımları
i4
Vort = 2
i5 i6
3 3 3 VFAZ (max) = V HAT (max) π 2π
Aynı anda iki diyot iletimdedir, ancak
ia
ia = i1 - i4
ib
ib = i3 - i6
ic
AC Besleme Akımları (Sekonder)
bunların
düşümü
ihmal
edilmiştir. Diyotlar 1/3 periyot (1200 ) boyunca
ic = i5 - i2
gerilim
yük
akımının
tamamını
iletirler. AC besleme akımı simetrik olmasına rağmen basamaklı yapıdadır.
iy
iy = (ia - ib)*
Ancak,
Dönüştürme Oranı
dalga
şekli
1~lı
köprü
devresine göre daha sinüsoidaldir. νD1
νD1 = νa - Yük tepesinin N'ye potansiyeli
Diyot yerine 6 adet tristör kullanılarak 3~lı köprü devresi tam
Vhat (max)
kontrollü
(b)
yapılabilir.
Dolayısıyla
ortalama gerilim α’ya bağlı olarak
Şekil 2.21 Üç Faz Köprü Devresi
ayarlanabilir. Bu devre şekil 2.22’de
görülmektedir. Dalga şekilleri küçük bir α değeri için çizilmiştir.
[email protected]
- 13 -
www.uyaroglu.org
i1 ig1 T1 νa
νc
i5 ig5 T5
i3 ig3 T3
Şekil 2.22’de küçük bir α gecikme iL
açısının uygulandığı tam kontrollü
ia Yük
νb
ig2 T2
ig6 T6
ig4 T4 i4
i6
νL
3~lı köprü devresi görülmektedir. 6 darbeli yük gerilimi dalga şeklini
i2
oluşturmak için iki 3 darbeli
(a)
νa
Vfaz (max)
νb
α νa
νc
νb
νc
bağlantı bir araya getirilmiştir.
νL
νL θ = ωt ω
θ = ωt ω
Akım dalga şekilleri diyot çalışma durumuna benzer; ancak, α açısı
α
Vhat (max)
kadar geciktirilmişlerdir. Bu köprü
Vort
νL
νa - νb νb - νc νc - νa νa - νc νb - νa νc - νb
ig1 ig2
Vhat (max)
ig3
νL
devresinde
diğer
rastlanmayan
bir problem
söz
Devrenin
ilk
konusudur. Vort
devrelerde
çalıştırılması sırasında iki tane
i1 i4
tristör aynı anda iletimde olması
ia
gerekeceğinden iki tetikleme bir tristöre yapıldıktan bir müddet (b)
(c)
Şekil 2.22 Tam kontrollü 3~ lı köprü devresi
sonra şekil 2.22 (b)’de görüldüğü
gibi diğer tristör iletime alınırken bu tristöre yine tetikleme uygulanması zorunluluğu vardır. Bu sebeple başlangıçta her bir tristöre iki kez (fakat belirli aralıklarla) tetikleme uygulanır. Çalışma düzene kavuşunca bu uygulamaya gerek kalmaz, ancak devam edilmesi de sakınca oluşturmaz. Tetikleme gecikmesi artarsa (şekil 2.22 (c)) 3 darbeli iki dalga şekli çizerek yük geriliminin dalga şekli değişimini anlamak güçleşir. Bu sebeple faz geriliminin farkından oluşan 6 hat gerilimleri ile dalga şekli elde edilebilir. Yük geriliminin ortalama değeri : Vort =
3
π
V HAT (max) cos α ’dır. (Đki adet seri tristör gerilim düşümü ihmal edilirse) 6 tristör yerine
3 tristör ve 3 diyot kullanılarak ve 3~lı yarım dalga bağlantısı yaparak yük gerilimi kontrol edilebilir. 1~lı yarım dalga bağlantısında olduğu gibi komütasyon diyodu kullanılarak şekil 2.23 (a)’daki devre edilir. Gerilim dalga şekilleri incelendiğinde; iki adet 3 darbeli dalganın üstte olanı küçük tetikleme darbesi gecikmeli olduğu, diğerinin ise diyot durumu dalga şekli olduğu gözlenir. Aradaki fark yük gerilimi V2 ’yi verir. Bu durumda dalga şekli 3 darbeli olup tam kontrollüye göre daha fazla harmonik içerir.
[email protected]
- 14 -
www.uyaroglu.org
i1 T1 νa
νc
T5
T3
iD
Akım
iL
ia Yük
νb D6
D4
νL
i4 (a)
νa
Vfaz (max)
νb
geciktirilmiş,
ancak
tamamlayan
D4
fazda νL
θ = ωt ω
çift
Vort
νL
Vort
νL iL
i1
devreyi
diyodunun
görülür.
Bu
şebeke akımında
oluşması
harmoniklerin
demektir. Tetikleme açısını 90 0 den büyük olduğu durumlarda
i1
üst
dalga
formu
alt
dalga
i4
formuna göre daha negatif olur.
ia
Bu durumda yük gerilimi dalga
i4 ia iD (b)
göre
simetrisizlik oluşacaktır. Bu da
α
Vhat (max)
olduğu
nedenle i a
νL
α
gerilimine
akımının ise gerilimi ile aynı
α
νc
şekilleri
incelendiğinde ise T1 tristörü akımının
Komütasyon Diyodu
D2
dalga
şekli değeri sıfır olan bölgeler
iL
içerir.
Sıfır
bölgelerde
yük
(c)
akımı Şekil 2.23 3~ lı yarı kontrollü köprü devresi
komütasyon
diyodu
üzerine alır.
α = 180 0 için yük gerilimi ortalama değeri sıfırdır. Yük geriliminin ortalama değeri: Vort =
3 3 3 V FAZ (max) (1 + cos α ) = V HAT (max) (cos α ) ’dır. 2π 2π
Tam
kontrollü
devreyle
karşılaştırıldığında ; Yarı kontrollü devresi daha ucuz, başlangıç çalıştırma problemleri olmayan, fakat yük gerilimi ve besleme akımında daha çok harmonik oluşturan bir devredir.
[email protected]
- 15 -
www.uyaroglu.org
2.9 12 Darbe Devreleri :
11
(a)
1 9 1
2
3
4
5
6
7
8
9
10 11 12
Zaman 7
3 5
Sekonderler
10 12
8
Yük
Primer
(a)
2
6 4
(b) Đnterfaz Trafoları (reaktörler)
Yük
Şekil 2.24 12 darbeli dalga şekilleri
Primer
Şekil 2.24’de görüldüğü gibi darbe sayısı arttıkça DC gerilimi
(b) iL / 2
iL
ideal sabit değere yaklaşmakta, şebeke akımı da sinüsoidale yaklaşmaktadır. Şekil 2.25’de 3 Yük
iL / 2
yaygın
12-darbeli
bağlantı
görülmektedir. Şekil 2.25 (a)’da Đnterfaz Trafosu (c) Şekil 2.25 Tipik 12 darbe bağlantıları (a) Yarım Dalga (b) Köprü (seri) (c) Köprü (paralel)
çift-yıldız yarım dalga bağlantısı vardır. Yıldız grupları 30 0 faz farkına sahiptir. Dört diyot aynı
anda iletimdedir. Şekil 2.25 (b) ve (c)’de tam dalga bağlantıları 2 adet 3~lı köprü devresinin çıkışlarının seri veya paralel balanmasından elde edilmiştir. Bu iki bağlantıda da trafo biri üçgen diğeri yıldız bağlı olmak üzere iki adet sekonder sargısına sahiptir. Bu sebeple iki köprü devresini besleyen gerilimler arasında 30 0 faz farkı vardır. Şekil 2.25(b)’deki bağlantı yüksek gerilim eldesi için kullanılır. Diyot seçimi bulunduğu köprü devresinin değeri dikkate alınarak yapılır. Yüksek akım gerektiren uygulamalarda şekil 2.25(c) tercih edilebilir. Bu 12 darbeli bağlantıda olduğu gibi 3 faz blokları kullanılarak daha yüksek darbeli bağlantılar yapılabilir. Şekil 2.25’deki devrelerde tristör veya tristör-diyot kombinasyonları kullanılarak tam veya kısmi kontrollü devreler oluşturulabilir.
[email protected]
- 16 -
www.uyaroglu.org
2.10 Besleme Trafosunun Boyutlandırılması : Doğrultucu devrelerinin besleme trafoları nonsinüsoidal akım taşırlar ve sekonder sargıları
trafo
çekirdeğinin
farklı
ayarlarına
bağlanabilir.
Bu
nedenle
trafo
boyutlandırılmasında bu faktörler dikkate alınmalıdır. Trafo sargılarının boyutlandırılması : Sargı sayısı, RMS gerilim değeri ve RMS akım değerinin çarpımıyla belirlenir. Primer sayısının boyutları sekonder sargıdan farklı olabilir ; Özellikle yarım dalga devrelerinde, akım dalga şeklinin daha iyi olması ve farklı ayaklarla irtibatlı sargılardan oluşmuş fazların olması sebebiyle böyledir. Fork bağlantısında sekonder sargı primer sargıdan daha büyük boyutludur. Đki faz, interkonnekte yıldız veya çift-yıldız sekonder sargılarında olduğu gibi ; Đki veya daha fazla sekonder sargının bir tek primer sargıyla irtibatlı olduğu trafolarda; sargı dizaynında, sargılar arası ortalama mesafenin aynı olması sağlanmalıdır. Sekonderler bu sebeple bölümlendirilir ve aynı boşluğu verecek şekilde karşılıklı irtibatlandırılırlar. Böylece primer ve sekonder sargılar arasında kaçak akı aynı olur. Her bir sekonder sayısı primerle aynı uzunlukta olmalıdır, böylece magneto motor kuvvet dengesi sağlanır. Aksi takdirde aşırı mekanik zorlamalar söz konusu olur. 2.11 ÖZET : Bu bölümde birkaç doğrultucu devresi anlatılmıştır. Böylelikle verilen bir uygulamada doğru seçimi yapabilmek için değişik devreler üzerine karşılaştırma yapma imkanı sağlanmıştır. Bir düşük gerilimli yük için (mesela 100V), gerilim değerleri diyot ve tristör etiket değeri açısından önemli bir gerilim stresi oluşturmayacaktır. Ancak bu gerilim seviyesinde; yarım dalga bağlantısındaki bir diyot gerilim düşümü ile tam dalga bağlantısındaki iki diyot gerilim düşümü önemli olacaktır. Ayrıca yarım dalga bağlantısında daha az güç kaybı söz konusudur. Bir yüksek gerilimli yük için (mesela 2kV) köprü devresi tercih edilmelidir. Çünkü yarım dalga devresinde diyot ya da tristör etiket değeri daha büyük seçilecektir. Yüksek gerilim seviyesinde köprü devresinin iki diyot gerilim düşümü önemsiz kalacaktır. Orta gerilim seviyesinde karmaşık trafo dizaynları kullanarak maliyet düşüncesiyle yarım dalga bağlantısı düşünülebilir. 1~lı devreler için düşük güç uygulamaları söz konusudur. (15kW) Çünkü beslemeden çekilecek akımın gürültü oranı sınırlandırılır. Ek olarak daha büyük yüklerin üç fazda beslenmesi için sebepler vardır. Ortalama gerilimin ters çevrilmesi istenen yerlerde tam kontrollü bağlantısı kullanılmalıdır. Bu gerekmiyorsa yarı kontrollü kullanmak daha ucuzdur, ancak akım ve
[email protected]
- 17 -
www.uyaroglu.org
gerilim dalga şekillerindeki büyük gürültüler sebebiyle kullanımlarında teknik sınırlamalar getirilmiştir.
[email protected]
- 18 -
www.uyaroglu.org
BÖLÜM 3 – KONVERTER ÇALIŞMA
2. Bölümde AC beslemesinin empedansı ihmal edilerek genel doğrultucu devrelerinin temel karakteristikleri incelenmiştir. Bu bölümde ise besleme empedansının tesiri, beslemeden çekilen akım ve güç faktörü ve ters yönde güç akışı da ele alınacaktır. Aslında anlatılan devrelerin bazıları hem redresör hem de inverter olarak çalışabiliyordu. Dolayısıyla devreler için “konverter” terimini kullanmak daha doğrudur.
3.1 Overlap (Çakışma – Üst Üste Gelme)
2. Bölümde bir diyottan (ya da tristör) diğerine akım transferinin (komütasyon) bir anda gerçekleştiği kabul edilmiştir. Pratikte ; besleme kaynağının direnç ve entüktansının dahil edilmesiyle akımın bir elemandan diğerine transferi belirli bir zaman alır. Transfer eden elemanın akımı exponansiyel olarak azalırken , diğerininki de aynı oranda artar. i1
i2 D2
D1
L
i3
AC beslemenin endüktif reaktansı, direncinden
D3 IL
çok büyüktür. Bu sebeple direnci ihmal
V2
edilebilir. Bu reaktansın büyük bir kısmını
V1 Yük
VL
L V3
trafonun kapak reaktansı oluşturur. AC devresi şekil 3.1’deki gibi bir kaynak ve seri bağlı bir
L
reaktansla temsil edilebilir. Akım komütasyonunu izah için şekil 3.1’deki 3~lı
(a)
Vmax
γ
V1
γ
V2
γ
yarım dalga bağlantısı kullanılmıştır. Benzer
V3
şekilde bu anlatım diğer devrelere
VL
uygulanabilir.
ωt
Şekil 3.1 (b)’de dalga şekilleri görülmektedir. Overlap Periyodu
IL
Komütasyon süresince (γ) hem akımı devreden hem de devralan diyot iletimdedir. (γ)’ya komütasyon açısı veya overlap açısı denir.
i1
i2
Şekil 3.1 – 3 ~lı yarım dalga doğrultucuda overlap
i3 (b)
[email protected]
-1-
www.uyaroglu.org
Komütasyon süresince yük akımı iletimdeki iki diyodun akımları toplamına eşittir. (Yük endüktif ve yük akımı sabit kabulü ile) bu anda yük gerilimi iletimde olan fazların gerilimleri ortalamasına eşittir. Overlap’ın (komütasyonun) tesiri ile ortalama değerde düşme olur.
i1
i2 D1
L
IL D2
Şekil 3.2’de görüldüğü gibi, komütasyon süresince iletimde olan D 1 ve D 2 diyotları aracılığıyla bir i akımının
i
V2 V1
aktığı düşünülebilir. Diyot gerilim düşümleri ihmal edilirse ;
L D1 den D2 ye akım komütasyonu başlangıcı
V1
V2 V1 - V2
V 2 - V1 = L
di di +L dt dt
olur.
Bu gerilim farkı hat gerilimine eşit olduğundan max değeri
3 V max olup
eşitlik : 0
zaman (t)
di =
Şekil 3.2 Overlap süresince şartlar
3Vmax sin ωtdt haline gelir. 2L
Đki tarafın integre edilmesinden ;
3Vmax − cos ωt böylece ; + C ve t = 0’da i = 0’dan C = (2ωL) ω
i=
3Vmax 2L
i=
3Vmax (1 − cos ωt ) komütasyon bitiminde i = I L ve ωt = γ ayrıca ω L = X (kaynak 2ωL
reaktansı) olup ;
IL =
3Vmax 2I X (1 − cos γ ) ya da cos γ = 1 − L bulunur. 2X 3Vmax
Komütasyon süresince 3~lı grubun iki fazı aslında fazlar arası kısa devreye maruz kalmıştır. Gerilimin ortalama değerini hesaplamak için şekil 3.1 (b)’deki dalga şekilleri incelenerek, dalganın γ süresince ve sonrasında oluşan iki parça altındaki alanlar kullanılabilir.
Vort =
γ 1 5π / 6 π Vmax sin θdθ + ∫ Vmsx sin cos φdφ ∫ 0 2π / 3 (π / 6) +γ 6
Vort =
3 3Vmax (1 + cos γ ) elde edilir. 4π
[email protected]
-2-
www.uyaroglu.org
Overlap ihmal edilirse (γ = 0), V ort ⇒ önceki bölüm 3~lı yarım dalga devresinin aynı değerinde olur. Aynı formül L
di = V ve I L formülü kullanılarak da bulunabilir. dt
Kontrollü 3-darbeli durum için (tristör kullanılarak) overlap’in etkisi şekil 3.3’de görüldüğü gibidir. Bu durumda : α
ν
γ
V1
V2
V 2 - V1 =
V3
max
3Vmax sin (ωt + α ) = 2 L
Akımdaki değişikliğe neden olan gerilim farkı
ν
3Vmax sin (ωt + α )
L
di dt
θ = ωt ω
3Vmax [cos α − cos(ωt + α )] 2ωL
i=
i = I L ve ωt = γ ⇒ IL
i1
IL =
Şekil 3.3 Kontrollü 3 Darbeli Doğrultucuda Overlap
3Vmax [cos α − cos(γ + α )] 2ωL
Kontrolsüz durumla (α = 0) karşılaştırıldığında γ daha kısadır ve komütasyon süresince akım lineer değişir. Ortalama gerilim ise ; Vort =
α +γ 3 3Vmax 1 5π / 6 π [cos α + cos(α + γ )] Vmax sin θdθ + ∫ Vmsx sin cos φdφ = ∫ α 4π 2π / 3 (π / 6) +α +γ 6
Değişik darbe sayılarına sahip doğrultucu devrelerine ait dalga şekilleri overlap dahil edildiğinde şekil 3.4’deki gibi olur. Komütasyon diyodunun kullanıldığı şekil γ
α γ
3.5’deki devre için overlap şartları incelenirse : IL
L
(b)
(a) γ
i
Yük
ν
α γ
Şekil 3.5 Komütasyon diyotlu devre ve overlap
Besleme gerilimi şekilde görülen yönde ters (d)
(c)
Şekil 3.4 Overlaplı dalga şekilleri a) 2 Darbeli kontrolsüz
c) 6 Darbeli kontrolsüz
b) Kontrollü 2 Darbeli
d) Kontrollü 6 Darbeli
çevrildiğinde bir i akımı komütasyon diyodu aracılığıyla akacaktır. i = I L olunca komütasyon sona erer.
I L ’nin sabit kaldığı kabulü ile yük komütasyon şartlarını etkilemeyecektir. Böylece :
[email protected]
-3-
www.uyaroglu.org
V =L
V V di = Vmax sin ωt , ve i = 0 (t = 0)’da ⇒ i = max (1 − cos ωt ) ⇒ I L = max (1 − cos γ ) dt ωL ωL
Burada diyot gerilim düşümleri ihmal edilmiştir. (Köprü devreleri için dikkate alınmalıdır.)
Şekil 3.5’deki komütasyon diyodunun iletim
IL
periyodunun bitmesini mütaakip diğer tristör tetiklenecek ve yük akımı yine besleme L
üzerinden geçecektir. Akımın tristöre transferi
i
Yük
esnasında (Şekil 3.6) yine bir overlap süresi olacak ve bu esnada yük gerilimi efektif
ν
manada sıfır olacaktır. Bu sefer şebeke gerilimi yüke pozitif uygulandığından (tetikleme
Şekil 3.5 Yük Akımı komütasyon diyodundan tristöre aktarılırken
anında) daha kısa bir sürede overlap (komütasyon) sona erecektir. Şebeke reaktansı
çok büyükse overlap süresi bir sonrakine kadar uzayabilir, mesela 6-darbeli devre için 60 o ’yi aşabilir. Devre bağlantılarına göre bu durum dikkate alınmalıdır. Uygulamada böyle bir olay az görülür. (Mesela DC motora düşük gerilimle yol verme esnasında)
3.2 Güç Faktörü : Alternatif akımla beslenen bir yükün güç faktörü PF = Ortalama Güç / V rms I rms olarak tanımlanır. Eğer akım sinüsoidal ise güç faktörü bu durumda akım ile gerilim arasındaki faz farkının cosinüsüne eşit olur. Bu sebeple PF = cosφ tarifi yanlıştır. 2.Bölümdeki kontrollü doğrultucuların dalga şekilleri incelenirse ; tetikleme gecikmesinin faz gerilimine nazaran besleme akımında gecikmeye sebep olduğu görülür. Akım harmonikleri de içerdiğinden R.M.S değeri temel bileşenin R.M.S değerinden daha büyük olur. Bu sebeple cosφ ile hesaplanan değer gerçek güç faktörü değerinden düşük olur. Normalde besleme gerilimi sinüsoidal kabul edilebilir. Dolayısıyla harmonik akımlar güç kaybına neden olmaz diyebiliriz. Bu durumda ; P = V1rms I 1rms cos φ1 burada “1” indisi temel bileşeni ifade eder. Sinüsoidal besleme gerilimi için güç faktörü PF =
I 1rms cos φ1 ‘dir. I rms
I 1rms ‘ye giriş bozulma faktörü ; cos φ1 ’e giriş deplasman (yer değiştirme) faktörü denir. Yük I rms akımının sürekli olduğu tam kontrollü bağlantıların da φ1 gecikme açısı α ’ya eşittir. Diyot durumundaki akımla gerilimin aynı fazda olduğu durumda bile besleme akımında harmonik bileşenler varsa güç faktörü 1’den daima düşük kalır.
3.3 Đnverter Çalışma :
[email protected]
-4-
www.uyaroglu.org
Đnverter çalışmayı izah için herhangi bir tam kontrollü devre kullanılabilir. Ancak burada 3-darbeli devre kullanılacaktır. Akım’ın sabit olduğu kabulü ile tetikleme açısını küçük bir değerden 180 o ’ye kadar değiştirirsek şekil 3.7 b-f elde edilir. Tetikleme açısı 90 o ’ye kadar doğrultucu çalışma olur. 90 o ’de ortalama değer sıfırdır. 90 o ’den sonra ortalama T2
T1
T3
iL
V1
gerilim negatif olup, dalga şekilleri doğrultucuya
V2
benzemekle beraber terstir.
VL
Şekil 3.7 a’daki bağlantıda kullanılan DC makine ;
V3
konverter doğrultucu olarak (a)
α
ν
ν
1
2
α
ν
3
Vort
ν
çalışırken, motor çalışmadadır.
L
Yük gerilimi VL ters Vort
ν
L
döndüğünde DC makine generatör olarak çalışır. Bu durumda konverter inverter
(c)
(b)
90
modunda çalışmaktadır. Akım
ο
α
ν
yönü ters yöne geçemeyeceğinden ve makine
ν
L
L
Vort
dönüş yönü aynı kalırsa, Vort
generatörün gerilim
β
(d)
α
(e)
üretebilmesi için alan sargı
α
bağlantıları ters çevrilmelidir. Bu çalışmada akım fazlardan
ν
L
akarken gerilim ters yönde Vort β (f)
Tristör komütasyonu için mevcut gerilim
γ
δ
(g)
Şekil 3.7 (a) 3 darbeli bağlantı ve DC makina (yük) (b) Doğrultucu çalışma (küçük α) (c) Doğrultucu çalışma (Bir miktar gerilim ani değeri negatif) (d) α = 90 Vort = 0 (e) Đnverter çalışma (Vort = negatif) (f) Đnverter çalışma ( β--> 0 limitine yaklaşırken) (g) Đnverter çalışma (overlap etkisi dahil edilmiş)
olduğundan üretilen gücün de generatörden AC sisteme geri beslenmesi söz konusudur. Tristörlerde komütasyon olabilmesi için, konverter güçlü
bir AC senkron şabekeye bağlı olmalıdır. Şebekeye geri verilin enerji, bağlı bulunan diğer yüklerce tüketilir. Akımın T 1 tristöründen T 2 ’ye transferinde komütasyonun olabilmesi için 2. faz geriliminin 1. faz geriliminden daha büyük olması gerekir. (V 2 ,V 1 den daha az negatif)
[email protected]
-5-
www.uyaroglu.org
α = 180 o olduğunda V 2 = V 1 olacağından komütasyon gerçekleşemez. Dolayısıyla α = 180 o limittir. Đnverter moda tetiklemenin yeri 180 o ’den ne kadar önce olduğuyla ölçülür.(öncelik açısı – advance angle) ve şekil 3.7 e-f ‘de görüldüğü gibi β ile gösterilir. Bu durumda β’nın α cinsinden ifadesi β = 180 o - α ‘dır. Bu formül darbe sayısı ne olursa olsun değişmez. Şekil 3.7 (g)’de overlap görülmektedir. Eğer iletimde olan fazların gerilimleri birbirine eşit olmadan önce komütasyon tamamlanmazsa yük (generatör) akımı sönmesi gereken tristörde kalacağından akımın diğer tristöre transferi mümkün olmaz. Bu sebeple overlap açısı γ , tetikleme öncelik açısı β’dan az olmalıdır. Pratikte β açısı 0’a düşürülemez. Şekil 3.7 (g)’de gösterilen δ açısı ; δ = β – γ’ya eşit olup sönüme giden tristörün komütasyon sonrası bloke durumunu kazanabilmesi için mevcut bulunan zamanı gösterir. δ açısına toparlanma açısı (recovery ya da extinction açısı) denir. Ve 5 o ‘den az değildir. Tristör tetiklenme devreleri komütasyonunun tam olarak yapılabilmesini sağlamak için tetikleme darbesini yeterince önce başlatmalıdır. Đnverter çalışmayı daha detaylı inceleyebilmek için şekil 3-8’deki devre kullanılabilir. Generatör (DC makine) AC sistemi başlayan güç kaynağı olarak düşünülürse, gerilim referansını doğrultucuda olduğuna benzer şekilde ters çevirerek çizebiliriz. Şekil 3.7 (a) ile karşılaştırılırsa şekil 3.8 (a)’daki DC makinenin armatür sargıları ters çevrilmiştir. Verilen bir gerilim dönüş yönü fırçalarda değişmeyip ; makine, motor veya generatör olarak çalışsa da fırçalarda sadece akım yönü değişir. Şekilde ayrıca AC kaynak gerilim i1
ig1 T1
V1
i2
ig2
i3
T2
yönleri yıldız noktasına doğru
ig3
yönlendirilerek AC sistemin gücü çektiği
T3
imajı verilmiştir. V2
Şekil 3.8 (b) ‘deki generatör dalga şekli 3.7 (g)’dekinin inversi olmuştur. iL V3
Dolayısıyla şekil 3.8 (b)’deki β değeri ok VL
yönünde arttırılacaktır. (α gösteriminin tersine) Generatör ortalama gerilimi dalga
(a)
Vort = Vort =
Generatör
şeklinde hesaplanırsa :
− β +γ 1 ( 5π / 6)− β π V sin θ d θ + Vmsx sin cos φdφ max ∫ ∫ ( / 6 ) − + − π β γ β 2π / 3 6
3 3Vmax [cos β + cos(β − γ )] 4π
[email protected]
-6-
www.uyaroglu.org
Vmax
ν
1
β
ν
γ
ν
3
2
Generatör Gerilimi
VL θ = ωt ω
ig1 ig2 ig3 iL i1 i2 i3
α Generatör Akımı
Tristör Akımları
Tristör Gerilimi VT1 = VL - V1 VT1
δ T
(b)
ristör gerilim düşümü dahil edilirse generatör gerilimi ortalama değerden (V ort ) bir tristör gerilim düşümü kadar fazla olacaktır. Generatör akımının sabit kaldığı kabulü ile tristör akımları şekildeki gibidir. Akımlar gerilimlerine göre ileri olduklarından güç AC sistemine akmaktadır ve AC sistem ileri güç faktörüne sahiptir. Tristör gerilimi dalga şekli incelenirse, gerilim δ kadar ters uygulandığı görülür. Bu süre zarfında tristör yeniden bloke durumunu kazanır.
[email protected]
-7-
www.uyaroglu.org
3.4 Regülasyon : Regülasyon terimi bir donanımın yüklü haldeki karakteristiklerini tanımlamada kullanılır. Doğrultucu durumu için regülasyon; açık devre veya yüksüz duruma göre, yükün ortalama gerilimindeki düşmeyi ifade eder. Çıkış gerilimindeki düşüşe karşılık gelen üç ana sebep vardır ; 1- Diyot ve/veya tristörlerde gerilim düşümü 2- AC besleme kaynağı ve iletkenlerinin direnci 3- AC besleme kaynağı endüktansı Bu üç gerilim düşümü şekil 3.9’da görülen dirençlerle temsil edilebilir. R1
R2
R3
IL
Burada V 0 ; açık devre gerilimi, ve V L mevcut yük gerilimidir. I L ’nin
V0
Yük
VL
sırf sabit DC olduğu kabulüyle, herhangi bir gerilim düşümü dirençlerle temsil edilebilir. Bu
Şekil 3.9 Yüklü bir doğrultucu eşdeğer devresi
gerilim düşümlerinden ilk ikisi çoğu
durum için sabit kabul edilebilir. Üçüncüsü olan kaynak endüktansının gerilim düşümü etkisi ise overlap konusunda izah edilmişti. Şekil 3.1 kullanılarak hesaplanan ortalama gerilim π α hesabında integral limitleri ; + ’dan 6ω ω Vort =
5π α + ’ya kadar olup, ortalama gerilim 6ω ω
3 3Vmax 3ω cos α − LI L idi. Görüldüğü gibi doğrultucu devresi ister kontrollü, ister 2π 2π
3ωL kontrolsüz olsun her durumda I L kadar bir gerilim düşümü mevcuttur. Bu gerilim 2π düşümü şekil 3.9’da
3ωL değerli bir dirençle temsil edilebilir.Diğer dirençlerin aksine 2π
(R1 , R2 ) bu direnç (R3 ) güç kaybı oluşturmaz, sadece overlap’in tesirini izah için konulmuştur. Overlap’in sebep olduğu gerilim düşümü; eğer overlap’in süresi bir sonraki komütasyona kadar sürerse, çok büyük değerlere ulaşabilir. Normal durumdaki overlap model durumu olarak adlandırılırken üç elemanın maruz kaldığı uzun süreli overlap’a ise mode 2 durumu denir. Đnverter çalışmada, overlap sebebiyle gerilim düşümü yukarıdakine benzer
şekilde hesaplanabilir ;
[email protected]
-8-
www.uyaroglu.org
Vort =
1 (5π / 6ω ) − β Vmax sin ωtdt + LI L 2π / 3ω ∫(π / 6ω )− β
Vort =
3 3Vmax 3ωL cos β + I L ’dir 2π 2π
3.5 P-Darbeli Konverter Đçin Eşitlikler : γ
Vmax
P – Darbeli kontrollü bir
α
doğrultucunun overlap açısı
Vmax cos π p
γ’nın da dahil edilmesiyle elde edilecek ortalama
θ = ωt ω
0
π
0
α+γ
π
p
φ = ωt ω
α
gerilim ifadesi şekil 3.10 kullanılarak çıkarılabilir.
p
π p
α+γ
π p
α
Şekil 3.10 P - darbeli doğrultucunun genel dalga formları
Vort =
α +γ 1 (π / p ) +α π V cos θ d θ + V cos cos φ d φ max max ∫α 2π / p ∫−(π / p )+α +γ p
Vort =
pVmax 2π
π π π π sin + α − sin − + (α + γ ) + cos sin (α + γ ) − cos sin α p p p p
Vort =
pVmax 2π
π sin [cos α + cos(α + γ )] (eleman gerilim düşümleri ihmal) p
α = T1 − β ve ortalama gerilimin pozitif olduğu düşüncesiyle inverter çalışmada ise : Vort =
pVmax π sin [cos β + cos(β − γ )] ‘dır. P-Darbeli doğrultucu ; I L yük akımını beslerken 2π p
besleme komütasyon reaktansı X (Ω/faz) sebebiyle meydana gelen gerilim düşümü şekil 3.10 kullanılarak çıkarılabilir. Zamanı baz alarak ve overlap sebebiyle kaybolan alanı LI L olarak :
Vort =
1 (π / pω ) + (α / ω ) V cos ωtdt − LI = pVmax sin π cos α − pX I max L L 2π / pω ∫−(π / pω ) + (α / ω ) π p 2π
pX Bu denklem; açık devre ortalama gerilimi V0 cos α - gerilim düşümü I L ’yi temsil 2π eden şekil 3.11’deki devreyi tarif etmektedir. (Elemanların ve gerçek dirençlerin gerilim
düşümleri ihmal)
[email protected]
-9-
www.uyaroglu.org
pX / 2π π
Overlap açısı γ ; yük akımı I L , besleme V0 cos α
gerilimi Vmax ve komütasyon reaktansı X
Yük
Vort
arasındaki ilişki herhangi bir α gecikme açısı için P- Darbeli doğrultucuda XI L = Vmax sin
Şekil 3.11 Yüklü doğrultucu eşdeğer devresi
π p
[cos α − cos(α + γ )] ’dır.
3.6 Darbe Genişlik Modülatörü (P.W.M) Konverterleri ile Güç Faktörü Kontrolü : Şimdiye kadar anlatılan kontrollü doğrultucular ; AC beslemeden tabii komütasyona ve faz açısı tetikleme gecikmesi kontrolüne dayalı klasik tristör kullanan devrelerdi. Bu devrelerde AC besleme akımı hem gerilime göre geri, hem de harmonikler içeriyordu. Akımın nonsinüsoidal yapısı ve düşük güç faktörü elektrik üretim ve dağıtım kuruluşlarının güç sistemine çeşitli problemler oluşturur. Đster doğrultucu, isterse i3
i1
ν
T1
X
inverter çalışsın ;
ν
kontrollü bir doğrultucu,
T3
T1
T3
D1
D3
güç faktörü = 1 ve
iS
Yük veya Kaynak
ν
ν
C
R
S
T4
ν
VL
çekiyorsa idealdir. Böyle bir konverter hızlı
ν
T2
T4
T2
D4
anahtarlama elemanları
D2
i4
i2
ve P.W.M’e dayalı
(a)
IS
sinüsoidal’e yakın akım
kontrol stratejisi
VS
kullanılarak
VR
gerçekleştirilebilir.
δ XIS
XIS VR (b)
δ
transistorü, IGBT veya
VS
IS
Eleman olarak güç
(c)
Şekil 3.12 Bir fazlı köprü, Gerilim kaynaklı PWM konverter (a) Devre (b) Fazör Diyagramı (Doğrultucu) (c) Fazör Diyagramı (inverter)
GTO kullanılabilir. Temel devre bağlantısı şekil 3.12’de görülmektedir. Voltaj
kaynaklı tabiri kullanılan büyük değerlikli kondansatör sebebiyledir.
[email protected]
- 10 -
www.uyaroglu.org
Kondansatör ; kısa süreli gerilim dalgalanmalarını önleyerek, sabit bir DC gerilim sağlar. Anahtarlama elemanına paralel ters yönde geçiren diyot bağlanmıştır. Şekil 3.12 (b) ve (c) AC devre fazör diyagramlarını göstermektedir. (PF=1 için) Dikkat edilirse VR > VS ‘dir. Đnverter çalışmada yük yerine D.C. kaynak bulunmalıdır. Şekil 3.12 (a)’da görülen endüktans üzerindeki güç akışı fazör diyagramından, güç = VS I S ve VS V R sin δ olarak bulunur. ( δ ⇒ deplasman veya yük X
VR sin δ = XI S kullanılarak güç =
açısı) Eğer V R ;VS ’den geri ise güç akışı AC beslemeden konvertere doğrudur. V R , VS ’den ileri ise tersi durum söz konusudur. Şekil 3.12 (b) ve (c) ; güç faktörünün bir olması hali için geçerlidir; geri veya ileri güç faktörü, δ
ν
VL
R
ν
R ' nin
sabit tutulurken gerilimin genliğini
temel bileşeni
ν
iS
değiştirmekle elde edilebilir.
S
Şekil 3.13’de, P.W.M konverterin çalışma prensibi görülmektedir. (Doğrultucu çalışma) Şekil 3.12 (a) ve
VL
δ
δ 4
Đletimdeki Elemanlar
4
1
3
2
3
2 3
2
4
2 3 3 4 4 4 4 2
T4
T4
D1
D1 D1
D1
D1 D1 T1 T1
T2
D3 T2
D3
T2 D3 T3 T4
T3
D2
T3
D2 T3
D2
T3 D2 T2 D3
D4 D4 D4
D4
D4 D4 T4 D2
1 1
1
(b)’ye bakılırsa; transistörlere “ON” ve
1 1 1 1 3 2 2 3
Đletimdeki Kollar
2 4
3 2 4 4
3
“OFF” sinyallaerini gönderecek kontrol mekanizması VS ’yi referans alır, ancak
T1
VR ’nin temel bileşeni ve VS arasındaki
T2
"ON" Sinyali
T3
ilişkiyi doğru sağlayabilmek için δ
T4
kadar faz gecikmesi söz konusudur.
i1
Devredeki kapasitör yeterince büyük olduğundan DC yük gerilimi olan VL
i2
sabit kabul edilebilir. Elemanların
i3
devreye alınıp çıkarılmaları VR ’nin ani değerinin ± VL veya 0 olduğu anlarda
i4
ν
T1
olur. VS ile VR arasındaki gerilim farkı
ν
T2
di ’ye karşılık gelir. dt
ν
ani değer olarak L
ν
( L ⇒ şebekenin endüktansı)
T3
T4
Şekil 3.13 PWM konverter dalga şekilleri (Doğrultucu Modu)
[email protected]
- 11 -
www.uyaroglu.org
transistörlerin anahtarlama zamanları AC dalganın bir modülatör üçgen dalga ile karşılaştırılması ile elde edilir. Şekil 3.12 (a)’da görülen P.W.M konverterinin kontrolünde; 1 ve 4 gibi seri çift olarak adlandırılan kollardan sadece birisi “ON” konumundadır. (diğer seri çift 2 ve 3 kolu) Hangi kolun devrede olduğuna bağlı olarak akım ya AC beslemeden kapasitöre akar; ya da konvertere göre AC girişi, kısa devre durumdadır. Şekil 3.13’deki dalga formları 2 ve 3 kolları arasındaki anahtarlamayla elde edilmiştir. Transistör bazına uygulanacak akım (IGBT’ye gerilim) Eğer ana devredeki akım yönü uygunsa transistörü iletime geçirir, yoksa transistöre bağlı diyottan akım geçer. Akım taşıyan bir transistör söndürüldüğünde, akım, seri durumdaki iki koldan diğer yarısındaki diyoda aktarılır. (Eğer
T1 ( T2 ) söndürülmüşse akım D4 ( D3 ) diyoduna transfer olur.) Seri koldaki iki transistör ( T1 ve T4 veya T2 ile T3 ) asla aynı anda iletimde olmamalıdır, yoksa DC yük uçlarındaki kapasitör kısa devre edilmiş olur. Şekil 3.13 incelendiğinde, AC besleme akımının sinüsoidale yakın ve besleme gerilimi ile aynı fazda olduğu görülür. Pratikte; elemanların anahtarlanmaları çok daha fazladır. Her yarı periyotta daha fazla “ON-OFF” periyotları bulunmasıyla AC dalga formu neredeyse tam sinüsoidal olur, çok küçük bir harmonik frekans salınımı vardır. Tipik olarak modülasyon frekansı birkaç kHz’dir. (3 kHz ⇒ 50 Hz’de 60 basamak) Đnverter çalışma modunda; (güç akışı DC taraftan AC tarafa) transistörlerin tetiklenmesi, besleme gerilimi VS ’den δ kadar ileride referans alınacak kadar zaman sonra olmalıdır. Bu durumdaki VR ’nin temel bileşeni VS ’den δ kadar önce gelir. (Şekil 3.14) Dikkat edilirse ; AC besleme akımı i S , inverter modunda güç akışı ters yöne çevrildiğinden doğrultucu duruma göre 180 o faz farkı vardır. Şekil 3.12’deki PWM konverterin ana kullanım alanı değişken hızlı AC motorlardır. Güç faktörünün 1 olması için konverter AC gerilimi VR ’nin AC besleme geriliminden daha büyük olması gerektiği gerçeği doğrultucu olarak DC yük geriliminin kontrolünü sınırlar. (Düşük değerli DC yük gerilimine izin verilmez.)
[email protected]
- 12 -
www.uyaroglu.org
ν ν
R
VL
ν
R ' nin
Doğrultucu
temel bileşeni
iS
S
çalışmayı
başlatma
durumunda, bütün transistörler “OFF” durumunda ise, kapasitör AC geriliminin tepe değerine kadar dolacaktır. Şekil
3.12’deki
PWM
konverter,
doğrultucu olarak pek kararlı (stabil)
δ
değildir. Yeni sabit δ açısıyla çalışırken
Đletimdeki Kol
1 1 1 1 3 2 2 3
1
1 1
1
1 1
3
4
2 3 4 4
2
3 2
2 3 3 2 4 4 4 4
3
2
4
3 2
Đletken Elemanlar
D1 D1 T1 T1
T1
T1 T1
T1
T2 D3 T3 D2
T3
D2 T3
D2
D1 D1
T3 D2 T2 D3
T2
D3 T2
D3
D4 D4 T4 T4
T4
T4 T4
T4
T3 D2
ekstradan bir yük akımı (güç) talebi olursa, bu kapasitör gerilimini düşürür. (Böylece VR ’yi de) δ’nın verilen bir
T1 T2 "ON" Sinyali
değeri için bu AC güçte azalma manasına
T3 T4
gelir. Kontrol sistemi, AC giriş gücüne Şekil 3.14 Đnverter modda PWM konverter dalga şekilleri
karşılık DC yük akışını dengelemek için
δ’yı ayarlamalıdır. Đnverter çalışma için PWM konverter kararlıdır. Akımdaki bir artış VR ve kapasitör gerilimini arttırır. (Ve dolayısıyla AC gücü) Yine de kontrol sistemi optimum çalışma şartlarını devam ettirmek için δ’yı ayarlamalıdır. (Ani değişimleri engellemek için) Birim güç faktörü ile (PF = 1) sinüsoidale yakın akım çeken ve DC yük gerilimi kontrol edilebilen alternatif bir PWM doğrultucu şekil 3.15’de görülmektedir. Akım kaynaklı bu konverterde büyük değerlikli bir LD endüktansı yükle seri bağlanmıştır. Bu endüktör kısa süreli periyotlarla yük akımını sabit tutmaktadır. Devrede eleman olarak GTO kullanılmıştır. Ancak transistör kullanılacaksa devrede seri bir diyot, ters yönde gerilime maruz kalmayı önlemek için bulunmalıdır. Seçilen GTO tristörler ters yönde uygulanacak gerilime dayanabilecek tipte olmalıdır. Aksi takdirde seri diyot kullanılabilir. Şekil 3.15’de görülen devrenin kontrolü
LD
PWM
iS
LS T1
S
Yük
C
Elemanların
devresi AC girişe bağlanmıştır. Bu filtrenin rezonans
T4
yapılmaktadır.
anahtarlanabilmesi için bir L-C filtre
T3
iR
ν
ile
frekansı
PWM
konverterin
modülasyon frekansının çok çok altında
T2
olması gerekir. Diyelim ki, T1 ve T2 Şekil 3.15 1~lı köprü akım kaynaklı PWM konverter
iletimde; Eğer dalga şeklinde bir sıfır
periyodu oluşturmak istiyorsak T1 ’i söndürmeli ve T3 ’ü iletime almalıyız. GTO’nun kapısına akım uygulayarak T1 ’i söndürürüz. Böylece akımı sıfıra düşürürken DC hat endüktöründe
[email protected]
- 13 -
www.uyaroglu.org
L
di sebebiyle gerilim endüklenecektir. Bu gerilim T3 ’ün iletime alınmasını mümkün hale dt
getirir. Böylece yük akımı T2 ve T3 kolu aracılığıyla akmaya başlar. AC besleme akımı ise kapasitör üzerinden akar. Sıfır periyodunun bitiminde PWM, T1 GTO tristörünü tekrar iletime alır, böylece AC besleme gerilimi tekrar doğrultucuya uygulanmış olur. Şekil 3.15’deki PWM konverterin çalışmasını özetleyecek olursak yarı iletken eleman olarak diyot kullanılsaydı, AC besleme akımı kare dalga şeklinde olacaktı. PWM ve GTO kullanılmasıyla AC akım i R , sinüsoidal ama harmonik içeren bir akım olmuştur. LC filtresinin kullanılmasıyla bu harmonikler süzülerek AC şebekeden çekilen akımın sinüsoidale çok yakın olması sağlanmıştır. PWM dalgasının (üçgen dalga) modülasyon endeksinin kontrolü ile, DC yükün akım ve gerilimi kontrol edilebilir. Normal faz açısı gecikmesi kullanılabilir. Ayrıca bölüm3.3’deki hususlar dahilinde PWM kullanılarak Đnverter çalışma elde edilebilir. Bu durumda güç akışı DC taraftan AC tarafadır. (DC kaynak kullanılmalıdır) PWM kontrollü konverterler mevzusu teoride kabul edilebilir, ancak pratikte stabilite, arıza ve geçici hal şartlarıyla ilgili problemler meydana gelmektedir. Burada sadece 1 nolu köprü devresi için PWM anlatılmıştır ama büyük güç isteyen uygulamalarda 3~lı köprü devresi kullanılmalıdır. 3~lı köprü devresinde PWM, 1~lı devrenin bir uzantısıdır.
[email protected]
- 14 -
www.uyaroglu.org
Bölüm 4 : DC HAT KOMÜTASYONU Doğrultucu elemanların bir AC beslemeyle irtibatlı olduğu önceki iki bölümde, elemanlar AC peryot içerisinde akımın sıfıra düştüğü anlarda tabii olarak sönüyorlardı. DC beslemeli çoğu uygulamalarda da yarı iletken elemanlar bulunabilir. DC kaynakla beslenen yüklerin anahtarlanmasıyla yük gücü kontrol edilebilir. Bütün devreler DC Kıyıcı denir. Kıyıcının temel yapısı Şekil 4.1 de görülmektedir. Gerilim ve akım anahtarlama frekansına bağlı olarak güç transistorü, güç MOSFET ’i GTO veya IGBT kullanılabilir.
Yük endüktif ise, sönüm sonrası yük akımının devam edebilmesi için uçlarına diyot bağlanır. Yük uçlarındaki or
or
or
gerilimin ortalama değeri, on/off
E
periyodu
değiştirilerek ayarlanabilir. Eleman
olarak
güç
E
VL
transistoru
VL
kullanılması
durumunda,
kollektör-
Yük
Zaman t On
emiter gerilimi baz akımının
Off
değiştirilmesiyle
Şekil 4.1 DC Kıyıcı
ayarlanabilir (böylece yük
gerilimi de ayarlanmış olur). Ancak bu uygulama küçük güç seviyesinde yapılabilir. Yük akımı 100A için transistör uçlarında 200V gerilim düşümü demek, transistor de 20kW güç kaybı demektir. Bu kayıp transistor ün yanmasına yol açmasa bile en azından parasal kayıp demektir.
Eski temel devrelerin çoğu anahtarlama elemanı olarak tristör içeriyordu. Bu tristörlerin söndürülebilmesi için harici bir devre bulunuyordu. Bu devre anot akımını sıfıra düşürerek ve tristörün bloke durumunu kazanabilmesi için yeterli bir zaman ters gerilim uygulanmasını sağlayarak tristörü söndürüyordu. Bu bölümde bu temel söndürme devrelerinin genel prensipleri anlatılacaktır. Devrelerle alakalı formüller bölüm sonunun da izah edilecektir.
[email protected]
-1-
www.uyaroglu.org
4.1 PARALEL KAPASĐTANS
Şekil 4.2 ‘deki tristör C
VT
iletime alınırsa akım
iT
E
Zaman
S
E/R
olur.
Tirstörü
söndürmek
için
şekildeki doldurulmuş
R
Kapasitör
bir
anahtarı Şekil 4.2 Paralel Kapasitörle Sönüm
ters
S
kapatılarak
yönde
gerilim
uygulanır. Böylece tristör akımı azalarak negatif bölgeye geçer ve tristör yüklerinin bloke durumu kazandıracak şekilde yerleşmelerini sağlar. Bir müddet sonra tristör uçlarındaki gerilim kapasitörün dolmasıyla pozitif olarak E seviyesine ulaşır. Bu devredeki kapasitör değeri tristörün bloke durumunu kazanmasını sağlayabilecek değerde olmalıdır. Şekil 4.2 ‘deki devreyi pratikte kullanabilmek için S anahtarı elektronik bir anahtarla değiştirilmeli ve devre, yeniden sönümü sağlayabilecek şekilde kapasitörü doldurabilmelidir. Böyle bir devre Şekil 4.3’de görülmektedir. Yarım Periyot Kosinüs Dalgası
ig2
ic C
E
T1 VT1
VC
1 Osilasyon fre.=
VC
2
ig1
ig2
iT1
T2
Exponansiyel Artış
-E
2E R
iC
-t/RC
e
iT2
E
VT2
iT2 L
ig1
iR iD
2E/R E/R
D Yük
R
Yük Akımı
iD
iT1
Şekil 4.3 (a) Paralel Kapasitans Kömütasyon Devreli Kıyıcı Devresi
Đdeal tristörler ve kayıpsız elemanlar kabulü ile
VT1
dalga şekilleri (b)’de görülmektedir. T1, ana
VT2
Sönüm Z.
Maksimum dv/dt
yük tristördür. T2 ise T1 ‘in sönümü için ON
gerekli kapasitörü devreye almak için yedek tristördür.
L
endüktansı,
C
ig2 Batarya bağlandı
Şekil 4.3 (b) Paralel Kapasitans Kömütasyon Devreli Kıyıcı Devresi
sağlamak içindir.
[email protected]
T
kapasitörü
uçlarındaki polaritenin doğru yönde olmasını
OFF
-2-
www.uyaroglu.org
(LC)
Başlangıçta tristörler sönümde oldukları için batarya bağlansa bile akım akmaz. Öncelikle T2’nin tetiklenerek C kapasitörnün dolması sağlanır. Bu durumda Şekil 4.4 (a) daki bağlantı gerçekleşmiş olur. Kapasitör, akımı ekspnonansiyel olarak azalan bir dalga şekliyle dolar. (Başlangıç değeri E/R dir) Bir müddet sonra kapasitör E batarya gerilim seviyesine kadar dolar. (T2’ nin tutuma akımının altına inmesiyle akım söneceğinden tam E ye kadar dolamaz)
T1 tetiklenirse yük, bataryaya bağlanmış olur. (Şekil 4.4 (b)) Aynı zamanda L endüktansı ile C kapasitansı arasında yarım peryot sürecek bir osilasyon başlar. ( Diyot ters yönde akım akışını engelleyeceğinden). Böylece kapasitör uçlarındaki polarite değişerek şekil 4.4(a) daki durumu alır. T2 tetiklenirse, C nin T1 üzerinden boşalmasıyla T1 söndürülür. böylece Şekil 4.4(a) da T2 tristör ve yük üzerinden geçen akımın başlangıç değeri 2E/R olur.
C
C
T1
E
T1 L
E T2
R
R
(b)
(a) Şekil 4.4 Şekil 4.3 için eşdeğer devreler
Şekil 4.3 teki devrenin çalışmasını özetleyecek olursak: T1 tetiklenirse yük bataryaya bağlanmış olur. T2’nin tetiklenmesi T1’i söndürerek yükü bataryadan ayırır. Bu devrenin dezavantajı, kapasitörün yük aracılığıyla doldurulmasıdır. Pratikte D diyodu yerine tristör kullanılabilir. Eğer diyot kullanılırsa T2 söndükten sonra diyot ve kapasitör aracılığıyla endüktansın neden olacağı ikincil bir osilasyon söz konusu olabilir. Böylece kapasitör bir miktar boşalır. Tristör kullanımı bunu önleyecektir.
[email protected]
-3-
www.uyaroglu.org
T2
T1
Şekil 4.5 teki devre endüktör kullanılma gerekliliğini
ortadan
kaldırır.
T1’in
tetiklenmesi hem yükü bataryaya bağlar, hem de C kapasitörünün R2 üzerinden kolmasına
E
imkân
C Yük
verir.
T2’nin
tetiklenmesiyle
kondansatör gerilimi T1’e uygulanmış olur
R2 ve T2 söner. T2, R2 üzerinden akım
R1
akacağından iletimde kalır ve R1 aracılığıyla C kapasitörünü ters yönde doldurur. T1 tetiklenirse R1 yükü bataryaya bağlanmış Şekil 4.5 Basit paralel kapasitörlü kıyıcı
olur, aynı zamanda C kondansatörü T2 yi
söndürür. Bu basit devrenin dezavantajı ise R2 direncinde meydana gelen kayıptır. R2 büyük seçilerek bu kayıp azaltılabilir, ancak bu kondansatörün dolma süresini artırarak yükün anahtarlama frekansını sınırlar.
iC
T2
T1
C
VC
E
E C
L
T3
Yük
L Şekil 4.7 LC devresi bataryaya seri bağlı
Şekil 4.6 Değişik bir paralel kapasitans komütasyon devresi
Şekil 4.6 da kapasitörün yük üzerinden doldurulmasını önleyen bir devre görülmektedir. devrede T1 in tetiklenmesi, bataryayı yüke bağlar. Aynı zamanda veya bir müddet sonra T3 tetiklenirse LC devresinde meydana gelen osilasyonla C kapasitörü 2E gerilimine kadar dolar. Bu olayı anlamak için Şekil 4.7 deki devreye bakılabilir. Devrede osilasyon frekansı kayıplar ihmal edilirse 1/2Π LC ‘dir. Eğer kayıplar varsa C kapasitörü sönümlü bir osilasyonla sonuçta E gerilimine ulaşacaktır. T3 tristörü ters yönde akım akmasını önleyeceğinden sadece yarım periyotluk bir osilasyon olur ve kapasitör uçlarında yaklaşık 2E kadar gerilim bulunur.
[email protected]
-4-
www.uyaroglu.org
Şekil 4.6 da kapasitör doluyken T2 tetiklenirse bu, T1’i söndürür. sönüm esnasında C kondansatörü T2 aracılığıyla yük üzerinden ters polariteli olarak E kadar dolar. Bir sonraki T1 ve T3 ün tetiklenmesiyle de kondansatör osilasyonla diğer yönde 2E’nin de üzerinde dolmuş olur. Bu devrenin avantajı, kondansatörün batarya geriliminden daha büyük bir değerle komütasyonu gerçekleştirmesidir. Dezavantajı ise T2 ve T3 yanlışlıkla birlikte tetiklenirse batarya uçları kısa devre edilmiş olur.
Şimdiye kadar anlatılan bu devreleri seçerken Kriter: yükün tipi, anahtarlama frekansı, elemanların büyüklükleri , kayıplar ve maliyet göz önüne alınmalıdır.
[email protected]
-5-
www.uyaroglu.org
4.2 REZONANSLA SÖNÜM
Kondansatör-Bobin kombinasyonu kendinden osilasyona girme özelliği, yedek veya ikinci bir tristör gerektirmeden, iletime girdikten belli bir zaman sonra yük tristörünü söndürmede kullanılabilir.
Şekil 4.8 (a) da görülen seri rezonans devresi, tristör akımının ters yönde çevrilmesini ve sönümün gerçekleşebilmesini sağlamak için eksik sönümlü tasarlanmalıdır. Şekil 4.8 (b) de dalga şekilleri görülmektedir. Batarya bağlandıktan sonra ilk tetikleme darbesi iT
uygulanınca LC osilasyonu başlar tristör akım yönü ig
VT
ters dönemeyeceği için osilasyon yarım periyot VI
devam eder ve tristör söner. osilasyon sonunda
E Yük VC
R
VL
kapasitör uçlarında yaklaşık 2E kadar gerilim bulunduğundan tristöre ters kutuplanmayla E kadar gerilim
uygulanmış
(a)
olur.
Bu
andan
itibaren
kondansatör yük üzerinden boşalmaya
ig >E
Osilasyon dalga şekli
başlar. Gerilimi E’nin altına düşünce
Eksponansiyel azalma
tristör
uçlarında
yeniden
pozitif
Devrede
tristör
E
kutuplama iletimde
VC=VL
olur. kalma
süresi
osilasyon
frekansı belirler. Kesim süresi ise yüke bağlıdır. Ancak kondansatörün gerilim
iT
değeri, E’nin altına düşecek kadar bir
E Sönüm zamanı
süre için kesimde kalmalıdır. Aksi takdirde
VT dv/dt
bir
sonraki
tetiklemesinde
osilasyon
yapılamayabilir. akım
VI
tristör
Tristörden
incelenecek
olursa
geçen ikinci
Zaman(t)
tetiklenmede birincisinden ilk tetikleme darbesi
geçen az
olduğu
akımın görülür.
Bunun nedeni kondansatörün uçlarında (b)
zaten
belirli
bir
gerilim
bulunmuş olmasıdır.
[email protected]
-6-
www.uyaroglu.org
seviyesi
Şekil 4.9 da ise paralel rezonansla sönüm sağlayan devre görülmektedir. iC iT
C
VC
ig E/R
VT ig L E
iC
iT R
VC
VL
E/R Şekil 4.9 Paralel rezonansla sönüm
iL,VL iT = iL - iC
Batarya
bağlandığı
zaman
devredeki
kondansatör E seviyesine kadar dolar. bu
iT Sönüm Zamanı
andan itibaren tristörün tetiklenmesiyle yüke gerilim uygulanmış olur, aynı zamanda LC devresinde osilasyon başlar.
VT Batarya bağlandı
dV/dt (b)
Osilasyon akımının yük akımından (E/R)
büyük olması durumunda tristör akımı ters dönmeye çalışacaktır ve sonuçta sönecektir. Osilasyon ilk yarı periyodunda tristör akımı artarken sonra azalmaya başlayacak ve ikinci yarısının başlarında da sıfıra düşecektir. Şekil 4.9 (b) deki dalga şekilleri LCR seri devresinin kritik sönümlü olduğu (R2= 4L/C) durumu için geçerlidir. Eğer R düşürülürse yük akımı osilasyon akımından (LC) daha büyük olabilir. R arttırılırsa, bu da kapasitörün dolma süresini arttırır. (Yani minumum sönüm süresi). Bu nedenle, bir devre sabit dirençli yükler için kullanılabilir.
[email protected]
-7-
www.uyaroglu.org
reaktör doyumda
ig C
iC L E
VC R
Şekil 4.10 Doyumlu reaktörlü paralel sönüm devresi
iL,VL
Rezonans devresi, doymaya ulaşabilen bir iT
reaktör kullanımıyla Şekil 4.10 daki gibi geliştirilebilir. Bu reaktör demir nüveli
VT
yüksek endüktanslı bir reaktördür. Ancak doyma bölgesinde endüktansı düşüktür.
OFF
ON
Şekil 4.10 daki devrede tristör tetiklenirse
Şekil 4.11 Doyumlu reaktörlü paralel sönüm devresi şekilleri
L büyük olduğu için doyma bölgesine geçene kadar yavaş bir osilasyon olur. Doyma bölgesinde L azalacağından akım birden artar ve yarım periyot devam eder. Bu akım yük akımıyla aynı yönde tristör den akar. osilasyon akımı doyma bölgesinden çıkınca yine az bir akımla devam eder ve ters yönde akmaya başlar. Bu akım yine doyma bölgesine ulaşabilirse tristörü söndürür. Bu devre ile yükün iletimde kalma süresi arttırılmış olur.
Eğer yük endüktifse yük uçlarına Şekil 4.12 de görüldüğü gibi diyot bağlanmalıdır. Ayrıca LC osilasyon devresinin akımına yük üzerinden akmasını önlemek için LC uçlarına diyot bağlanabilir. C T
C
D2
L
L E
E D1
Yük
D1
Şekil 4.12 Paralel rezonanslı sönüm devresi (diyotlar eklenmiş)
[email protected]
D2
-8-
Şekil 4.13 Yüksek endüktanslı yükler için rezonans devresi
www.uyaroglu.org
Yükün endüktans değeri Şekil 4.13 deki rezonans endüktansından çok daha büyükse, Şekil 4.13 devresini kullanmak diğer devreleri kullanmaktan daha avantajlıdır. Avantajı: L endüktansının, tristörün akım artış hızını sınırlayabilmesidir. Ayrıca tristör sönüme giderken akımı yavaş yavaş azalacaktır, böylece tristörde ters yönde yük birikmesi az olacaktır. Devredeki D2 diyodu yük (motor) sebebiyle kapasitörün dolumunda problem oluşmasını önlemektedir. kapasitörün yük aracılığıyla dolması ise besleme kaynağından aşırı gerilim düşümü olmasını önleyecektir.
[email protected]
-9-
www.uyaroglu.org
4.3 KUPLAJLI DEVRE
Yük akımını taşıyan tristör, kendisine seri bir endüktörle söndürülebilir. Bu endüktör üzerinde DC besleme gerilimine ters ve ondan daha büyük değerli bir gerilim oluşturulmalıdır. Bu gerilim tristör uçlarında ters kutuplanma meydana getirir ve yeterince uzun olursa tristör söner. Şekil 4.14 (a) ve (b) de dolu D1
Yük R
VL
kondansatör
L2 Yük
iT1
endüktör aracılığıyla tristörü
D2
T1
E
geriliminin
VT1
ig1
söndürmesine ait devreler
VT2 iT2 ig2
görülmektedir. Şekil 4.14
T2
L1
VC
(a)
C
da
kaynak
devreye
iL1
bağlanınca C kondansatörü, (a)
(b)
L2
E'den büyük
ve
D2
üzerinden
yaklaşık 2E kadar dolar. T1 tetiklenirse; L1
VC
aracılığıyla yük, kaynağa bağlanmış olur. T2 tetiklenince kondansatör gerilim L1 üzerinde
ig1
VL, iT1
T1 tristörünü söndürür. L1, C rezonans
E/R
devresi kondansatörü ters yönde doldurarak ig2
T2
tristörünü
söndürür.
Bundan
sonra
kondansatör, L2 ve D2 aracılığıyla yeniden
iT2
T1 tristörünü söndürecek şekilde doldurulur. Bu devrede, L2 C devresinin rezonans
iL1 sönüm zamanı
frekansı,
L1
C
devresinden
çok
daha
VT1
düşüktür. Dolayısıyla C’nin L1 üzerinden boşalması, L2 den bağımsızdır. L2, L1 den
VT2
daha büyük seçilmelidir. Eğer D2 yerine, T2 ON
OFF
Şekil 4.14 Harici darbeyle komütasyon a)Doğrudan bağlantı b) Karşılıklı kuplajlı c) Dalga Şekilleri
söndükten sonra iletim giren bir tristör bağlanırsa L2 daha küçük seçilebilir ve “OFF” süresi azaltılabilir. Şekil 4.14 (c)
dalga şekilleri görülmektedir. Yük akımı kare dalga biçimindedir. Şekil 4.14(a) daki devrede kullanılan elemanların kayıpsız olduğu kabul edilirse her anahtarlamada bir kondansatör uçlarındaki gerilim 2E kadar büyüyecektir. Bu durum Şekil 4.15 de görülmektedir.
[email protected]
- 10 -
www.uyaroglu.org
L2, C devresindeki osilasyon -3E,+3E 4E
şeklinde
L2 3E D2
E
E
ve
sonuçta
4E
değerine ulaşacaktır. Aslında kayıplar bu değere kadar çıkılmasını önler. T2
3E C
olacak
2E
uçlarına ters bağlanacak bir diyot ile bir periyotluk bir salınım sağlanarak
-2E
da
kapasitör
gerilimi
2E
ile
Şekil 4.15 - Şekil 4.14 (a)'da T1 'in ilk sönüşü sonrası şartlar
sınırlandırılabilir.
Şekil 4.16’da ise kuplajlı darbe devresi görülmektedir. Bu devrede yük kaynağa bağlandığı anda kondansatör sönüm için T1
T2
C
gerekli iC
D
E
yönde
dolar.
tetiklenmesiyle,
yük
T1
‘in
akımının
artışı L2 de gerilim endükleyecek
E
L1
MdiL/dt
bu da karşılıklı endüktansla L1’de
L2diL/dt
gerilim
M L2 iL Yük
indükleyecektir.
Bu
gerilim, kondansatör üzerinden iç Yük
akımı Şekil 4.16 Kuolajlı darbe devresiyle komütasyon
geçirerek
dolduracaktır.
D
diyodu
onu da
kondansatörün deşarj olmasını önler. T2 tetiklendiğinde kondansatör, T1 ‘i söndürür ve ters yönde dolar. T1 ‘in bir sonraki tetiklenişiyle L1, C ve D üzerinde meydana gelen osilasyon kondansatörü dolduracak, bu gerilime Şekil 4.16 (b) de görüldüğü gibi m.diL/dt gerilimi de katkıda bulunacaktır.
Şekil 4.16 daki kuplajlı darbe devresinin diğer iki devreye üstünlüğü yük üzerinden kapasitörün dolması ve böylece sönüm için gerekli şartların garantilenmiş olmasıdır. Ayrıca yük akımı ne kadar çok olursa kapasitörün dolumu da o kadar çok olacağından, tristör sönümü için o kadar çok süre, kondansatör tarafından sağlanabilecektir.
[email protected]
- 11 -
www.uyaroglu.org
4.4 BĐR BAŞKA YÜKÜ BESLEYEN TRĐSTÖR ARACILIĞIYLA KOMÜTASYON
Özellikle inverterlerde bulunan çoğu devreler, yük akımını, söndürülecek tristörden uzaklaştırarak diğer yük akımı taşıyan tristör ya da diyoda transfer eden komütasyon tekniği kullanırlar. Đki eşit yük arasında akımı transfer eden böyle bir devre Şekil 4.17’de görülmektedir. T1
is iL1
bir
yük
kaynağa
bağlanırken aynı zamanda C kondansatör diğer
iL2 R
R
tetiklendiğinde
yük ve T1 aracılığıyla dolar. T2 tetiklendiğinde ise C kondansatör T1 ‘i söndürür ve ters yönde
C E iT2
iT1
dolar. Bu anda T2 üzerinden diğer yük kaynağa
VC T1
VT1
VT2
ig1
T2 ig2
bağlanmış olur. Bu
devreden yola çıkılarak
Şekil
basit
4.18
deki
inverter
devreyi
oluşturabilir. (a) VL
i1
ig1 Yük
ig2 i2
E
VC VL -E
2E R
iC
-t/RC
e
Şekil 4.18 - Şekil 4.17 (a)'nın invertere dönüştürülmesi
2E/R E/R
iL1
Bu devrede eşit zaman aralıklarıyla iki
3E/R E/R
tristörün tetiklenmesi yük uçlarında AC
iT1 max di/dt
gerilim oluşturur. Tamamlayıcı bir devre olan “McMurray-Bedford darbe
iL2
komütasyonlu köprü devresi” Şekil 4.19 da görülmektedir. eğer T1 ve T2
iT2 sönüm zamanı
VT1 max dV/dt
iletimde ise yük kaynağa bağlı demektir veya T3 ve T4 iletimdeyse yük ters yönde akımgeçecek şekilde kaynağa
VT2
bağlı demektir. Böylece yük uçlarında AC gerilim elde edilebilir.
is Zaman (t) ilk tetikleme Batarya bağlandı
ON/OFF
OFF/ON
1 Periyot
Şekil 4.17 Eşit iki yük arasında komütasyon
[email protected]
- 12 -
www.uyaroglu.org
D1
T3
T1
C1
C3
D3
C2
D2
Yük
L1 E L4
T2
T4
C4
D4
C1 = C2 = C3 = C4 = C
L1 = L2 = L3 = L4 = L
Şekil 4.19 Tamamlayıcı darbe komütasyonlu köprü devresi (Mc-Murray - Bedford)
Şekil
4.19
daki
komütasyonu
I
incelersek: T1 (ve T2) iletimde ve yük T1
akımını taşırlarken T4 tetiklenirse yük akımı
I L1=L
E
T4’e transfer olarak T1 ‘i söndürecektir.
E
Diğer iki tristörde (T2 ve T3) bir değişiklik
L4=L
C4
E
E
T2
T4
olmaksızın
T1’in
söndürülmesi,
yükün
kaynaktan ayrılmasına neden olur. T4’le
I
aynı anda T3 tetiklenirse T1 ve T2 aynı anda
(a)
I
söner ve yük ters yönde kaynağa bağlanmış E
olur. Şekil 4.20’de komütasyon esnasındaki
C1
olaylar görülmektedir.
E E I/2
C4
Şekil 4.20(a) da T4’ün tetiklenmesi
E=LdI/dt T2
I
E
önce şartlar bulunmaktadır. C4, E ile doludur.
I
Endüktörde
depolanan
enerji
1/2LI2 dir. T4 tetiklenince Şekil 4.20 (b)
(b)
deki şartlar gerçekleşir. C4’ün gerilimi L4 uçlarına uygulanır ve bu da L1 üzerinde E
E
gerilimi endükler. Bu sebeple T1 ters E
kutuplanarak söner. Şekil 4.20 (b) deki akım
L4 i
D4
dağılışı T4’ün tetiklenmesinden sonra L1,
0
0
L4 teki depolanan enerjinin değişmemesi
(c)
sebebiyledir. L1 den akmakta olan I akımı
Şekil 4.20 Omik yük için sönüm şartları a) T4 tetiklenmeden önce b) T4 tetiklendikten hemen sonra c) Kondansatör gerilimi ters olmaya başladıktan sonra
[email protected]
L4 e transfer olur, böylece 1/2LI2 enerji
- 13 -
www.uyaroglu.org
seviyesi korunmuş olur. Omik bir yük varsayımı ile yük akımı sıfıra düşerken, I akımı eşit oranda C1 ve C4 üzerinden çekilir. C1 ve C4, L4 ile osilasyona girer. (f=1/2Π 2 LC ) C4’ün gerilimi (1/2)E ye düşünce T1 pozitif kutuplanır, bu zamana kadar da T1 bloke olmuş olur. Devrede diyotlar olmasaydı, osilasyon sebebiyle C1 uçlarındaki gerilim 2E nin üzerine çıkacak ve sonuçta E seviyesine inecekti. D4 sebebiyle C4 uçlarındaki gerilim ters dönemez, Şekil 4.20 (c) de görüldüğü gibi L4’ün I
I
tamamlar. Böylece C1, E seviyesine
L
kadar dolar. T4’ün akımı ise D4 ve L4
E C4
azalan akımı D4 diyodundan devresini
Yük
E
I
I
deki kayıplar sebebiyle sıfıra düşer.
T4
T2
Çoğu durumda yük endüktif olduğu için
(a)
yük akımı sürekli olacaktır. Ayrıca
Yük I
yükün
L
endüktansı,
komütasyon
devresinin endüktansından çok daha
D4
i
I
I+i
T4
T2
(b)
büyüktür.
Bu
tetiklendikten
durumda
hemen
sonra
T4 akım
değişikliği Şekil 4.21 (a) daki gibi olur.
Şekil 4.21 Endüktif yük için sönüm şartları a) T4 tetiklendikten hemen sonra b) D4 diyodu iletimdeyken
C4’ün deşarj akımı iki kat artmıştır. T3
T1
T1A
D1
çünkü kondansatör hem yükün hem
Yük E
C
de T4’ün
L T4
T4A
D4
T2
Komütasyon akımının
akımını
sağlamaktadır.
periyodunca değişmediğini
yük kabul
edersek, D4 iletime geçince T4’ün
Şekil 4.22 Yedek tristörlerle darbe komütasyonu
akımı azalır, yük akımı da T2 ve D4 üzerinden akar, ancak yük uçlarındaki gerilim sıfırdır. ( Şekil 4.21 (b) ) Yukarıdaki şekilde ise LC seri devresi ve yedek tristörlerde sönümü ve akım transferi gerçekleştirilen devre görülüyor. T1 ile T2 veya T3 ile T4 iletime alınarak yük kaynağa bağlanabilir.
[email protected]
- 14 -
www.uyaroglu.org
Devrede T1 tristör söndürebilmek iT1A
iT1
iD1
için
VT1 Yük IL
E
gerekir.
4.23 de görülmektedir. Devrede
iD4
VC
tetiklenmesi
Komütasyon süresince dalga şekilleri Şekil
ig1A iC
T1A’nın
komütasyon
gerçekleşmektedir
ve
üç
aşamada komütasyon
süresince yük akımı sabit kalmaktadır. T1A tetiklenirse, Şekil 4.24 (a) da görüldüğü gibi CL devresi T1 ile seri olur ve IL
kondansatör T1 üzerinden boşalır. t1
ig1A
anında kondansatör akımı IL ye eşit olur ve T1 söner
VC
IL iT1A , iC (a)
iT1
(b)
(c)
Kondansatör akımı artmaya devam eder. IL den fazlası D1 diyodundan geçer
iC - IL iD1
(Şekil 4.24(b) ) kondansatör gerilimi ters IL - iC
IL
çevrilince, akımı yük akımının altına
iD4
düşer. D1’in akımı azalır ve D4 iletime
sönüm zamanı dV/dt
VT1 ileri gerilim düşümü
D'de ileri gerilim düşümü
geçer. Böylece Şekil 4.24 (c) de olduğu
Zaman
gibi LC kaynak uçlarına bağlanmış olur.
Kondansatör, basit bir LC devresinden daha fazla bir gerilime ulaşır. Kondansatör akımı ters dönmek isteyince T1A tristörü t3 anında söner, D4 diyodu yük akımını üzerine alır. Şekil 4.23 teki şartları özetlersek IC akımı IL den daha büyük bir pik değere sahip olmalıdır. T1 tristörünün sönüm zamanı, D1 diyodunun iletimde kalma süresi kadardır. Bu anda tristöre uygulanan ters kuplajlama gerilimi, D1 üzerindeki gerilim düşümü kadardır. T1 uçlarındaki gerilimin değişim hızı yüksek olduğu için pratikte bu artışı D4 diyodunun daha erken akımı üzerine alması demektir, bu da C kondansatörünün daha fazla gerilimle dolması anlamına gelir. Böylece bir sonraki komütasyon daha kolay yapılabilir.
[email protected]
- 15 -
www.uyaroglu.org
4.5 FORMÜLLERLE ÖZET
Bu
i
kaynağa
E/R R
V
anlatılmıştır.
V
tristörlerin
Yükün
tipine
göre devre uygulamaları yer t
(b)
(a)
almamıştır. veya
i
bağlı
DC
sönümü ile ilgili devreler
i
E C
bölümde
E+V R
L-C
Devrelere
kombinasyonları
içerdiğinden
i E
devre
davranışına uygun formüller
V
E
R-C
verilecektir. R-C devresinde V
V t
değişmeleri Şekil 4.25 teki
(d)
(c)
akım ve gerilim zamana göre gibidir. i=Be-t/T
ve zaman sabiti T=R.C dir
Şekil 4.25 RC devresinde dolum koşulları
i
v=E+ Ae-t/T
V E
R
i
E L C
V (b)
(a)
E
E V
i
t (c)
t (d)
Şekil 4.26 - RLC seri devresi (ilk şartlar sıfır) a) Devre b) az sönümlü c) kritik d) aşırı sönümlü
[email protected]
- 16 -
www.uyaroglu.org
t=0 ise A ve B belirlenebilir. Şekil 4.26 da görülen RLC seri devresinin ise üç cevabı sözkonusu olabilir. Çoğu sönüm devreleri az sönümlü devrelerdir. Şekil 4.26 için eşitlikler: Az sönümlü R2<4L
w= [(1/LC) – (R/2L)2]1/2
Formüllerdeki A, B, δ ve K sabitleri t= 0 ilk şatında belirlenebilir + ihmal edilebiliyorsa R=0 ve sönümsüz devre sözkonsudur.
i=A sin(wn t+ δ) w= E + B sin(wn t+ K) wn=(1/LC)1/2 sönümsüz tabii frekans. Aşırı sönüm durumunda R2>4L/C olup i=Ae-at + Be-bt a= (R/2L) – [(R/2L)2 - (1/LC)]1/2 b= (R/2L) + [(R/2L)2 - (1/LC)]1/2 dir.
A, B, C, D sabitleri yine t=0 şartından belirlenebilir. Kritik sönümlü durum için
[email protected]
- 17 -
www.uyaroglu.org
R2 = 4L/C1 ise i=e-αt(At+ B) v=E + e-αt(Ct+D)
α=R/2L olup t= 0 dan A,B,C ve D belirlenebilir.
[email protected]
- 18 -
www.uyaroglu.org
