2
Eletrônica Voume 2
Eletrônica Voume 2
Eletrônica Voume 2
Eletrônica Eetrnica anaógica
Luiz Fernando Teixeira Pinto Rômulo Oliveira Albuquerque
2011
Eletrônica Eetrnica anaógica
Luiz Fernando Teixeira Pinto Rômulo Oliveira Albuquerque
2011
Presidncia João Sayad Vice-presidncia Ronaldo Bianchi, Fernando Vieira de Mello DIRETORIA DE PROJETOS EDUCACIONAIS
Direção: Fernando José de Almeida Gerncia: Monica Gardelli Franco, Júlio Moreno Coordenação Técnica: Maria Luiza Guedes Equipe de autoria Centro Paua Souza Coordenação gera: Ivone Marchi Lainetti Ramos Coordenação da série E etrnica: Jun Suzuki Autores: Luiz Fernando Teixeira Pinto, Rômulo Oliveira Albuquerque Revisão técnica: Luiz Tetsuharu Saito Equipe de Edição Coordenação gera: Carlos Tabosa Seabra, Rogério Eduardo Alves Coordenaçãoeditoria: Luiz Marin
Edição de texto: Roberto Matajs Secretrio editoria: Antonio Mello Revisora: Marcia Menin Direção de arte: Bbox Design Diagramação: LCT Tecnologia Iustrações: Nilson Cardoso Pesquisa iconogrica: Completo Iconograia Capa Fotograia: Eduardo Pozella, Carlos Piratininga Tratamento de imagens: Sidnei Testa Abertura capítuos: © Lize Streeter/Dorling Kindersley/ Getty Images
O Projeto Manual Técnico Centro Paula Souza – Coleção Técnica Interativa oerece aos alunos da instituição conteúdo relevante à ormação técnica, à educação e à cultura nacional, sendo também sua inalidade a preservação e a divulgação desse conteúdo, respeitados os direitos de terceiros. O material apresentado é de autoria de proessores do Centro Paula Souza e resulta de experiência na docência e da pesquisa em ontes como livros, artigos, jornais, internet, bancos de dados, entre outras, com a devida autorização dos detentores dos direitos desses materiais ou contando com a permissibilidade legal, apresentando, sempre que possível, a indicação da autoria/crédito e/ou reserva de direitos de cada um deles. Todas as obras e imagens expostas nesse trabalho são protegidas pela legislação brasileira e não podem ser reproduzidas ou utilizadas por terceiros, por qualquer meio ou processo, sem expressa autorização de seus titulares. Agradecemos as pessoas retratadas ou que tiveram trechos de obras reproduzidas neste trabalho, bem como a seus herdeiros e representantes legais, pela colaboração e compreensão da inalidade desse projeto, contribuindo para que essa iniciativa se tornasse realidade . Adicionalment e, colocamo-nos à disposição e solicitamos a comunicação, para a devida correção, de quaisquer equívocos nessa área porventura cometidos em livros desse projeto.
O Projeto Manual Técnico Centro Paula Souza – Coleção Técnica Interativa, uma iniciativa do Governo do Estado de São Paulo, resulta de um esorço colaborativo que envolve diversas rentes de trabalho coordenadas pelo Centro Paula Souza e é editado pela Fundação Padre Anchieta. A responsabilidade pelos conteúdos de cada um dos trabalhos/textos inseridos nesse projeto é exclusiva do autor. Respeitam-se assim os dierentes enoques, pontos de vista e ideologias, bem como o conhecimento técnico de cada colaborador, de orma que o conteúdo exposto pode não reletir as posições do Centro Paula Souza e da Fundação Padre Anchieta.
Dados Internacionais de Cataogação na Pubicação (CIP) (Bibiotecria Sivia Marques CRB 8/7377) P659 Pinto, Luiz Fernando Teixeira Eletrônica: eletrônica analógica / Luiz Fernando Teixeira Pinto, Rômulo Oliveira Albuquerque (autores); Luiz Tetsuharu Saito (revisor); Jun Suzuki (coordenador). -- São Paulo: Fundação Padre Anchieta, 2011 (Coleção Técnica Interativa. Série Eletrônica, v. 2) Manual técnico Centro Paula Souza ISBN 978-85-8028-046-3 1. Eletrônica analógica I. Albuquerque, Rômulo Oliveira II. Saito, Luiz Tetsuharu III. Suzuki, Jun IV. Título CDD 607
GOVERNADOR Geraldo Alckmin VICE-GOVERNADOR Guilherme A Domingos SECRETáRIO DE DESENVOlVIMENTO ECONôMICO, CIêNCIA E TECNOlOGIA Paulo Alexandre Barbosa
Presidente do Conseho Deiberativo Yolanda Silvestre Diretora Superintendente Laura Laganá Vice-Diretor Superintendente César Silva Chee de Gabinete da Superintendncia Elenice Belmonte R. de Castro Coordenadora da Pós-Graduação, Extensão e Pesquisa Helena Gemignani Peterossi Coordenador do Ensino Superior de Graduação Angelo Luiz Cortelazzo Coordenador de Ensino Médio e Técnico Almério Melquíades de Araújo Coordenadora de Formação Inicia e Educação Continuada Clara Maria de Souza Magalhães Coordenador de Desenvovimento e Panejamento João Carlos Paschoal Freitas Coordenador de Inraestrutura Rubens Goldman Coordenador de Gestão Administrativa e Financeira Armando Natal Maurício Coordenador de Recursos Humanos Elio Lourenço Bolzani Assessora de Comunicação Gleise Santa Clara Procurador Jurídico Chee Benedito Libério Bergamo
GOVERNADOR Geraldo Alckmin
Presidncia João Sayad Vice-presidncia Ronaldo Bianchi, Fernando Vieira de Mello DIRETORIA DE PROJETOS EDUCACIONAIS
Direção: Fernando José de Almeida Gerncia: Monica Gardelli Franco, Júlio Moreno Coordenação Técnica: Maria Luiza Guedes Equipe de autoria Centro Paua Souza Coordenação gera: Ivone Marchi Lainetti Ramos Coordenação da série E etrnica: Jun Suzuki Autores: Luiz Fernando Teixeira Pinto, Rômulo Oliveira Albuquerque Revisão técnica: Luiz Tetsuharu Saito Equipe de Edição Coordenação gera: Carlos Tabosa Seabra, Rogério Eduardo Alves Coordenaçãoeditoria: Luiz Marin
VICE-GOVERNADOR Guilherme A Domingos
Edição de texto: Roberto Matajs Secretrio editoria: Antonio Mello Revisora: Marcia Menin Direção de arte: Bbox Design Diagramação: LCT Tecnologia Iustrações: Nilson Cardoso Pesquisa iconogrica: Completo Iconograia Capa Fotograia: Eduardo Pozella, Carlos Piratininga Tratamento de imagens: Sidnei Testa Abertura capítuos: © Lize Streeter/Dorling Kindersley/ Getty Images
SECRETáRIO DE DESENVOlVIMENTO ECONôMICO, CIêNCIA E TECNOlOGIA Paulo Alexandre Barbosa
Presidente do Conseho Deiberativo Yolanda Silvestre Diretora Superintendente Laura Laganá Vice-Diretor Superintendente César Silva Chee de Gabinete da Superintendncia Elenice Belmonte R. de Castro Coordenadora da Pós-Graduação, Extensão e Pesquisa Helena Gemignani Peterossi Coordenador do Ensino Superior de Graduação Angelo Luiz Cortelazzo Coordenador de Ensino Médio e Técnico Almério Melquíades de Araújo Coordenadora de Formação Inicia e Educação Continuada Clara Maria de Souza Magalhães Coordenador de Desenvovimento e Panejamento João Carlos Paschoal Freitas Coordenador de Inraestrutura Rubens Goldman Coordenador de Gestão Administrativa e Financeira Armando Natal Maurício Coordenador de Recursos Humanos Elio Lourenço Bolzani Assessora de Comunicação Gleise Santa Clara Procurador Jurídico Chee Benedito Libério Bergamo
O Projeto Manual Técnico Centro Paula Souza – Coleção Técnica Interativa oerece aos alunos da instituição conteúdo relevante à ormação técnica, à educação e à cultura nacional, sendo também sua inalidade a preservação e a divulgação desse conteúdo, respeitados os direitos de terceiros. O material apresentado é de autoria de proessores do Centro Paula Souza e resulta de experiência na docência e da pesquisa em ontes como livros, artigos, jornais, internet, bancos de dados, entre outras, com a devida autorização dos detentores dos direitos desses materiais ou contando com a permissibilidade legal, apresentando, sempre que possível, a indicação da autoria/crédito e/ou reserva de direitos de cada um deles. Todas as obras e imagens expostas nesse trabalho são protegidas pela legislação brasileira e não podem ser reproduzidas ou utilizadas por terceiros, por qualquer meio ou processo, sem expressa autorização de seus titulares. Agradecemos as pessoas retratadas ou que tiveram trechos de obras reproduzidas neste trabalho, bem como a seus herdeiros e representantes legais, pela colaboração e compreensão da inalidade desse projeto, contribuindo para que essa iniciativa se tornasse realidade . Adicionalment e, colocamo-nos à disposição e solicitamos a comunicação, para a devida correção, de quaisquer equívocos nessa área porventura cometidos em livros desse projeto.
O Projeto Manual Técnico Centro Paula Souza – Coleção Técnica Interativa, uma iniciativa do Governo do Estado de São Paulo, resulta de um esorço colaborativo que envolve diversas rentes de trabalho coordenadas pelo Centro Paula Souza e é editado pela Fundação Padre Anchieta. A responsabilidade pelos conteúdos de cada um dos trabalhos/textos inseridos nesse projeto é exclusiva do autor. Respeitam-se assim os dierentes enoques, pontos de vista e ideologias, bem como o conhecimento técnico de cada colaborador, de orma que o conteúdo exposto pode não reletir as posições do Centro Paula Souza e da Fundação Padre Anchieta.
Dados Internacionais de Cataogação na Pubicação (CIP) (Bibiotecria Sivia Marques CRB 8/7377) P659 Pinto, Luiz Fernando Teixeira Eletrônica: eletrônica analógica / Luiz Fernando Teixeira Pinto, Rômulo Oliveira Albuquerque (autores); Luiz Tetsuharu Saito (revisor); Jun Suzuki (coordenador). -- São Paulo: Fundação Padre Anchieta, 2011 (Coleção Técnica Interativa. Série Eletrônica, v. 2) Manual técnico Centro Paula Souza ISBN 978-85-8028-046-3 1. Eletrônica analógica I. Albuquerque, Rômulo Oliveira II. Saito, Luiz Tetsuharu III. Suzuki, Jun IV. Título CDD 607
Apresentação Em cursos anteriores, abordamos os temas circuitos elétricos em c orrente contínua e em corrente alternada. Vimos que a montagem de um circuito elétrico é eita interligando, com os, componentes passivos diversos. Nos circuitos elétricos, os dispositivos que controlam o uxo da corrente costuma m ser mecânicos, tais como chaves, potenciômetros e outros. Em um circuito eletrônico, mesmo tendo alguns componentes mecânicos, o uxo de corrente é, em geral, controlado por outros dispositivos, chamados de ativos, interligados em uma placa. Em eletrônica, em vez de usar apenas componentes mecânicos no circuito para controlar o uxo de corrente, são utilizados também dispositivos eletrônicos, isto é, podemos dizer que a eletricidade controla a eletricidade. Essa é a principal dierença entre circuito elétrico e circuito eletrônico. A eletrônica é undamentada em dispositivos semicondutores, ou seja, componentes eitos de um material denominado semicondutor, que apresenta características totalmente distintas dos materiais condutores metálicos e dos isolantes. A partir da decada de 1950, a utilização dos dispositivos eletrônicos semicondutores provocou mudanças signi cativas na sociedade, pois possibilitou a montagem de aparelhos eletrônicos com aplicações em ramos de atividade industrial, comercial e residencial, entre outros. O avanço em pesquisa e desenvolvimento de dispositivos semicondutores possibilitou o surgimento de empresas especializadas em eletrônica, conhecidas, em conjunto, como indústria eletrônica. Essa s empresas começaram a produzir bens de consumo eletrônicos, como aparelhos de rádio e televisão, teleones e computadores. ambém modicaram signicativamente os meios de comunicação, sobretudo com a criação do satélite e, mais tarde, da internet. Há 50 anos um acontecimento local levava horas para ser diundido e chegar ao conhecimento de outras pessoas de comunidades distantes. Hoje sua transmissão é praticamente instantânea ou com atraso de poucos segundos, e tudo isso graças à pesquisa e ao desenvolvimento de dispositivos semicondutores e outros componentes da indústria eletrônica. Bons estudos! Os autores
Apresentação Em cursos anteriores, abordamos os temas circuitos elétricos em c orrente contínua e em corrente alternada. Vimos que a montagem de um circuito elétrico é eita interligando, com os, componentes passivos diversos. Nos circuitos elétricos, os dispositivos que controlam o uxo da corrente costuma m ser mecânicos, tais como chaves, potenciômetros e outros. Em um circuito eletrônico, mesmo tendo alguns componentes mecânicos, o uxo de corrente é, em geral, controlado por outros dispositivos, chamados de ativos, interligados em uma placa. Em eletrônica, em vez de usar apenas componentes mecânicos no circuito para controlar o uxo de corrente, são utilizados também dispositivos eletrônicos, isto é, podemos dizer que a eletricidade controla a eletricidade. Essa é a principal dierença entre circuito elétrico e circuito eletrônico. A eletrônica é undamentada em dispositivos semicondutores, ou seja, componentes eitos de um material denominado semicondutor, que apresenta características totalmente distintas dos materiais condutores metálicos e dos isolantes. A partir da decada de 1950, a utilização dos dispositivos eletrônicos semicondutores provocou mudanças signi cativas na sociedade, pois possibilitou a montagem de aparelhos eletrônicos com aplicações em ramos de atividade industrial, comercial e residencial, entre outros. O avanço em pesquisa e desenvolvimento de dispositivos semicondutores possibilitou o surgimento de empresas especializadas em eletrônica, conhecidas, em conjunto, como indústria eletrônica. Essa s empresas começaram a produzir bens de consumo eletrônicos, como aparelhos de rádio e televisão, teleones e computadores. ambém modicaram signicativamente os meios de comunicação, sobretudo com a criação do satélite e, mais tarde, da internet. Há 50 anos um acontecimento local levava horas para ser diundido e chegar ao conhecimento de outras pessoas de comunidades distantes. Hoje sua transmissão é praticamente instantânea ou com atraso de poucos segundos, e tudo isso graças à pesquisa e ao desenvolvimento de dispositivos semicondutores e outros componentes da indústria eletrônica. Bons estudos! Os autores
Sumrio 17
Capítuo 1 Instrumentos 1.1 Osciloscópio an alógico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 1.2 Composição de movimentos . . . . . . . . . . . . . . . . 22 1.3 Tensão dente de serra . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 1.4 Osciloscópio padrão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 1.5 Medição de tensão contínua. . . . . . . . . . . . . . . . . 28 1.6 Medição de tensão alternada . . . . . . . . . . . . . . . . 29 1.7 Gerador de unções . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 1.7.1 C iclo de trabalho. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 1.8 Oset de tensão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 1.9 Multímetro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 1.9.1 Instrumentos True RMS . . . . . . . . . . . . . . . 33
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35
2.5.4 Modelos (circuitos equivalentes) para diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 2.5.5 Análise gráca. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 2.5.6 Teste de diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 2.6 Diodo varicap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 2.7 Diodo Schottky . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
59
Aplicações de diodos semicondutores 3.1 Reti c ador de mei a ond a . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60 3.2 Reticador de meia onda com ltro capacitivo. . 63 3.3 Reticador de onda completa . . . . . . . . . . . . . . . 65 3.3.1 Reticador de onda completa com center tap 65 3.3.2 Reticador de onda completa em ponte . . 68 3.4 Reticador de onda completa com ltro capacitivo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 3.5 Ponte reticadora como componente. . . . . . . . . 71 3.6 Dobrador de meia onda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72 3.7 G rampeador de tensão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 3.8 Limitadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 3.9 Diodo Zener . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
Capítuo 2
k c o t S r e t t u H S / y e l e e H n o d r o G
Semicondutores 2 .1 Classi cação dos materiais . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 2 .2 Semicondutor intrín seco . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 2 .3 S emicondutor ex trín seco . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 2 .3.1 S emicondutor tipo N . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 0 2 .3.2 Se micondutor tipo P . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 2.4 Junção PN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 2.4.1 Junção PN com polarização reversa . . . . . 43 2.4.2 Junção PN com polarização direta. . . . . . . 43 2.5 D iodo de junção . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 2.5.1 Curva característica do diodo . . . . . . . . . . 45 2.5.2 Diodo polarizado diretamente . . . . . . . . . 47 2.5.3 Diodo polarizado reversamente . . . . . . . . 48
Capítuo 3
81
Capítuo 4 Transistores bipolares 4.1 Construção básica e princípio de uncionamento 82 4.1.1 Funcionamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83 4.2 Operação do transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84
Capa: Thais Alves de Godoy, aluna do Centro Paula Souza Foto: Eduardo Pozella e Carlos Piratininga
Vilax/SHutterStock
Sumrio 17
Capítuo 1 Instrumentos 1.1 Osciloscópio an alógico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 1.2 Composição de movimentos . . . . . . . . . . . . . . . . 22 1.3 Tensão dente de serra . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 1.4 Osciloscópio padrão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 1.5 Medição de tensão contínua. . . . . . . . . . . . . . . . . 28 1.6 Medição de tensão alternada . . . . . . . . . . . . . . . . 29 1.7 Gerador de unções . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 1.7.1 C iclo de trabalho. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 1.8 Oset de tensão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 1.9 Multímetro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 1.9.1 Instrumentos True RMS . . . . . . . . . . . . . . . 33
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2.5.4 Modelos (circuitos equivalentes) para diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 2.5.5 Análise gráca. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 2.5.6 Teste de diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 2.6 Diodo varicap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 2.7 Diodo Schottky . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
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Aplicações de diodos semicondutores 3.1 Reti c ador de mei a ond a . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60 3.2 Reticador de meia onda com ltro capacitivo. . 63 3.3 Reticador de onda completa . . . . . . . . . . . . . . . 65 3.3.1 Reticador de onda completa com center tap 65 3.3.2 Reticador de onda completa em ponte . . 68 3.4 Reticador de onda completa com ltro capacitivo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 3.5 Ponte reticadora como componente. . . . . . . . . 71 3.6 Dobrador de meia onda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72 3.7 G rampeador de tensão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 3.8 Limitadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 3.9 Diodo Zener . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
Capítuo 2
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Semicondutores 2 .1 Classi cação dos materiais . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 2 .2 Semicondutor intrín seco . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 2 .3 S emicondutor ex trín seco . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 2 .3.1 S emicondutor tipo N . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 0 2 .3.2 Se micondutor tipo P . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 2.4 Junção PN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 2.4.1 Junção PN com polarização reversa . . . . . 43 2.4.2 Junção PN com polarização direta. . . . . . . 43 2.5 D iodo de junção . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 2.5.1 Curva característica do diodo . . . . . . . . . . 45 2.5.2 Diodo polarizado diretamente . . . . . . . . . 47 2.5.3 Diodo polarizado reversamente . . . . . . . . 48
Capítuo 3
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Capa: Thais Alves de Godoy, aluna do Centro Paula Souza Foto: Eduardo Pozella e Carlos Piratininga
Vilax/SHutterStock
Capítuo 4 Transistores bipolares 4.1 Construção básica e princípio de uncionamento 82 4.1.1 Funcionamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83 4.2 Operação do transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84
Sumrio wikemedia.orG
4.3 4.4 4.5 4.6 4.7 4.8
Curvas características de coletor . . . . . . . . . . . . 87 Regiões de operação: reta de carga . . . . . . . . . . . 88 Potência dissipada: dissipadores. . . . . . . . . . . . . . 92 Conexão Darlington. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 Teste de transistores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 Leitura dos códigos em semicondutores . . . . . . . 95 4.8.1 Pro-Electron . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96 4.8.2 Joint Electron Device Engineering Council ( Jedec) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97 4.8.3 Japanese Industrial Standard (JIS) . . . . . . . 97 4.8.4 Outras ormas de especicação. . . . . . . . . 98 4 .9 Circui tos de polariz ação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 0 4.9.1 Polarização por corrente de base constante. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100 4.9.2 Polarização por divisor de tensão na base 101 4 .10 R egu ladore s de ten são . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 4 4.10.1 Regulador de tensão em série . . . . . . . . 104 4.10.2 Reguladores integrados de três terminais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105
111 Capítuo 5 Amplifcadores 5.1 Capacitores de acoplamento . . . . . . . . . . . . . . . .112 5.2 Capacitores de desacoplamento . . . . . . . . . . . . .113 5.3 Amplicador emissor comum de pequenos sinais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .114 5.3.1 Modelo simplicado do transistor em baixas requências . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115
5.4 Análise de amplicadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . .116 5.4.1 Circuito equivalente CC de um amplicador emissor comum . . . . . . . . . . .116 5.4.2 Circuito equivalente CA de um amplicador emissor comum para pequenos sinais . . . .117 5.4.3 Amplicador EC com realimentação parcial . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 5.4.4 Mais sobre amplicador EC com resistência de onte e carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 127 5.5 Amplicador coletor comum . . . . . . . . . . . . . . . 128 5.6 Amplicadores de potência . . . . . . . . . . . . . . . . .131 5.6 .1 Amp li c ador cl asse A . . . . . . . . . . . . . . . . 132 5.6 .2 Amp li c ador cl asse B . . . . . . . . . . . . . . . . 132 5.6.3 Amplicador classe AB. . . . . . . . . . . . . . . 134 5.6.4 Amplicador classe C . . . . . . . . . . . . . . . . 135 5.6 .5 Ampli cador classe D . . . . . . . . . . . . . . . 136
139 Capítuo 6 Transistor eeito de campo 6.1 Transistor eeito de campo de junção . . . . . . . . 6.1.1 Curvas características de dreno. . . . . . . . 6.1.2 Curva característica de transerência . . . 6.1. 3 Tr an scondu tânci a . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.1.4 O princípio de uncionamento como amplicador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.1. 5 Pol ariz aç ão do JFE T . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.1.6 Amplicador de pequenos sinais . . . . . . .
140 143 144 145 146 14 8 155
k c o t S r e t t u H S / V e e S u i l e y r t i m d
Sumrio 4.3 4.4 4.5 4.6 4.7 4.8
Curvas características de coletor . . . . . . . . . . . . 87 Regiões de operação: reta de carga . . . . . . . . . . . 88 Potência dissipada: dissipadores. . . . . . . . . . . . . . 92 Conexão Darlington. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 Teste de transistores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 Leitura dos códigos em semicondutores . . . . . . . 95 4.8.1 Pro-Electron . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96 4.8.2 Joint Electron Device Engineering Council ( Jedec) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97 4.8.3 Japanese Industrial Standard (JIS) . . . . . . . 97 4.8.4 Outras ormas de especicação. . . . . . . . . 98 4 .9 Circui tos de polariz ação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 0 4.9.1 Polarização por corrente de base constante. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100 4.9.2 Polarização por divisor de tensão na base 101 4 .10 R egu ladore s de ten são . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 4 4.10.1 Regulador de tensão em série . . . . . . . . 104 4.10.2 Reguladores integrados de três terminais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105
wikemedia.orG
111 Capítuo 5 Amplifcadores 5.1 Capacitores de acoplamento . . . . . . . . . . . . . . . .112 5.2 Capacitores de desacoplamento . . . . . . . . . . . . .113 5.3 Amplicador emissor comum de pequenos sinais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .114 5.3.1 Modelo simplicado do transistor em baixas requências . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115
5.4 Análise de amplicadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . .116 5.4.1 Circuito equivalente CC de um amplicador emissor comum . . . . . . . . . . .116 5.4.2 Circuito equivalente CA de um amplicador emissor comum para pequenos sinais . . . .117 5.4.3 Amplicador EC com realimentação parcial . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 5.4.4 Mais sobre amplicador EC com resistência de onte e carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 127 5.5 Amplicador coletor comum . . . . . . . . . . . . . . . 128 5.6 Amplicadores de potência . . . . . . . . . . . . . . . . .131 5.6 .1 Amp li c ador cl asse A . . . . . . . . . . . . . . . . 132 5.6 .2 Amp li c ador cl asse B . . . . . . . . . . . . . . . . 132 5.6.3 Amplicador classe AB. . . . . . . . . . . . . . . 134 5.6.4 Amplicador classe C . . . . . . . . . . . . . . . . 135 5.6 .5 Ampli cador classe D . . . . . . . . . . . . . . . 136
139 Capítuo 6 Transistor eeito de campo 6.1 Transistor eeito de campo de junção . . . . . . . . 6.1.1 Curvas características de dreno. . . . . . . . 6.1.2 Curva característica de transerência . . . 6.1. 3 Tr an scondu tânci a . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.1.4 O princípio de uncionamento como amplicador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.1. 5 Pol ariz aç ão do JFE T . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.1.6 Amplicador de pequenos sinais . . . . . . .
140 143 144 145
k c o t S r e t t u H S / V e e S u i l e y r t i m d
146 14 8 155
Sumrio 6.2 Transistor MOSFE T . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 156 6.2.1 Funcionamento do MOSFET tipo crescimento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.2.2 Funcionamento do MOSFET tipo depleção . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .161 6.2.3 Polarização e amplicador . . . . . . . . . . . . 163 6.2.4 Inversor CMOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163 6. 2. 5 MOS FE T de potênci a. . . . . . . . . . . . . . . . 16 4
167 Capítuo 7
k c o t S r e t t u H S / y e l e x a n i G a r B
Amplifcadores dierenciais e operacionais 7.1 A mp lic ador diere nci al . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 8 7.1.1 Amplicador dierencial com onte de corrente simples . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .171 7.1.2 Amplicador dierencial com realimentação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 173 7.2 Amplicador operacional integrado. . . . . . . . . . .176 7.2.1 Amplicadores básic os . . . . . . . . . . . . . . . 179 7.2.2 Características de um amplicador operacional real . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 192 7.2.3 Erros de oset 197 7. 2.4 A plic ações line ares . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 00 7.2.5 Aplicações não lineares . . . . . . . . . . . . . . 231
245 Capítuo 8 Temporizador 555 8.1 Circuito integrado 555 como monoestável . . . . 249 8.1.1 Aplicações do monoestável . . . . . . . . . . . 251
8.1.2 Cadeia de monoestáveis . . . . . . . . . . . . . . 254 8.2 Circuito integrado 555 como astável. . . . . . . . . 255 8.3 Circuito integrado 555 como biestável . . . . . . . 259
261 Capítuo 9 Transistor unijunção 9.1 O scilador de re la xaç ão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 4 9. 2 G er ador de de nte de se rra . . . . . . . . . . . . . . . . 265
269 Capítuo 10 Tiristores 10.1 SCR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 270 10.1.1 M odos de ope ração . . . . . . . . . . . . . . . . 271 10.1.2 SCRs come rci ais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 273 10.1.3 Teste do SCR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 274 10.1.4 Disparo por CC e carga CC. . . . . . . . . . 275 10.1.5 Disparo por CC com carga CA . . . . . . . 277 10.1.6 Disparo CA com carga CA . . . . . . . . . . 278 10.1.7 Reticador de onda completa controlado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 280 10.1.8 Circuitos de disparo em CA. . . . . . . . . . 283 10.1.9 D isp aro p or p ulso . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 85 10.1.10 Transormador de pulsos . . . . . . . . . . . 286 10.2 DIAC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 288 10. 2.1 D IACs come rci ais . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 89 10.3 TRIAC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 289 10. 3.1 M odos de oper aç ão . . . . . . . . . . . . . . . . 29 0 10. 3. 2 TRIACs comerciais . . . . . . . . . . . . . . . . . 292
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Sumrio 6.2 Transistor MOSFE T . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 156 6.2.1 Funcionamento do MOSFET tipo crescimento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157 6.2.2 Funcionamento do MOSFET tipo depleção . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .161 6.2.3 Polarização e amplicador . . . . . . . . . . . . 163 6.2.4 Inversor CMOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163 6. 2. 5 MOS FE T de potênci a. . . . . . . . . . . . . . . . 16 4
167 Capítuo 7
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Amplifcadores dierenciais e operacionais 7.1 A mp lic ador diere nci al . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 8 7.1.1 Amplicador dierencial com onte de corrente simples . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .171 7.1.2 Amplicador dierencial com realimentação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 173 7.2 Amplicador operacional integrado. . . . . . . . . . .176 7.2.1 Amplicadores básic os . . . . . . . . . . . . . . . 179 7.2.2 Características de um amplicador operacional real . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 192 7.2.3 Erros de oset 197 7. 2.4 A plic ações line ares . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 00 7.2.5 Aplicações não lineares . . . . . . . . . . . . . . 231
245 Capítuo 8 Temporizador 555 8.1 Circuito integrado 555 como monoestável . . . . 249 8.1.1 Aplicações do monoestável . . . . . . . . . . . 251
Sumário 10.4 Aplicações do DIAC e do TRIAC . . . . . . . . . . 292 10.4.1 Chave estática CA assíncrona . . . . . . . . 292 10.4.2 Chave estática CA síncrona . . . . . . . . . . 293 10.4.3 Controlador de luminosidade – dimmer 294 10.4.4 L uz automática . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 295 10.5 PUT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 295 10.6 Circuito integrado TCA 785 . . . . . . . . . . . . . . 298 10.7 IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 300 10.7.1 C orrente de c aud a . . . . . . . . . . . . . . . . . 302 10.7.2 Diodo em antiparalelo . . . . . . . . . . . . . . 302 10.7.3 IGBT ligado em paralelo . . . . . . . . . . . . . 303
305 Capítulo 11 Optoeletrônica 11.1 Sensores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 307 11.1.1 F otorresistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 307 11.1.2 Fotodiodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 308 11.1.3 F ototransistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 310 11.1.4 Célula solar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 311 11.2 Emissores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 313 11.3 Acoplador óptico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .314 11.4 I nterruptor óptico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 318 11.5 Refetor óptico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 318 321 Reerências bibliográfcas
8.1.2 Cadeia de monoestáveis . . . . . . . . . . . . . . 254 8.2 Circuito integrado 555 como astável. . . . . . . . . 255 8.3 Circuito integrado 555 como biestável . . . . . . . 259
261 Capítuo 9 Transistor unijunção 9.1 O scilador de re la xaç ão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 4 9. 2 G er ador de de nte de se rra . . . . . . . . . . . . . . . . 265
269 Capítuo 10 Tiristores 10.1 SCR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 270 10.1.1 M odos de ope ração . . . . . . . . . . . . . . . . 271 10.1.2 SCRs come rci ais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 273 10.1.3 Teste do SCR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 274 10.1.4 Disparo por CC e carga CC. . . . . . . . . . 275 10.1.5 Disparo por CC com carga CA . . . . . . . 277 10.1.6 Disparo CA com carga CA . . . . . . . . . . 278 10.1.7 Reticador de onda completa controlado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 280 10.1.8 Circuitos de disparo em CA. . . . . . . . . . 283 10.1.9 D isp aro p or p ulso . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 85 10.1.10 Transormador de pulsos . . . . . . . . . . . 286 10.2 DIAC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 288 10. 2.1 D IACs come rci ais . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 89 10.3 TRIAC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 289 10. 3.1 M odos de oper aç ão . . . . . . . . . . . . . . . . 29 0 10. 3. 2 TRIACs comerciais . . . . . . . . . . . . . . . . . 292
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Capítulo 1
Instrumentos
Capítulo 1
Sumário 10.4 Aplicações do DIAC e do TRIAC . . . . . . . . . . 292 10.4.1 Chave estática CA assíncrona . . . . . . . . 292 10.4.2 Chave estática CA síncrona . . . . . . . . . . 293 10.4.3 Controlador de luminosidade – dimmer 294 10.4.4 L uz automática . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 295 10.5 PUT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 295 10.6 Circuito integrado TCA 785 . . . . . . . . . . . . . . 298 10.7 IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 300 10.7.1 C orrente de c aud a . . . . . . . . . . . . . . . . . 302 10.7.2 Diodo em antiparalelo . . . . . . . . . . . . . . 302 10.7.3 IGBT ligado em paralelo . . . . . . . . . . . . . 303
Instrumentos
305 Capítulo 11 Optoeletrônica 11.1 Sensores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 307 11.1.1 F otorresistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 307 11.1.2 Fotodiodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 308 11.1.3 F ototransistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 310 11.1.4 Célula solar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 311 11.2 Emissores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 313 11.3 Acoplador óptico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .314 11.4 I nterruptor óptico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 318 11.5 Refetor óptico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 318 321 Reerências bibliográfcas
daVid J.Green - electrical/alamy/otHer imaGeS
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Existem dierentes modelos de osciloscópios. Vamos conhecer alguns de seus componentes e as respectivas unções. Os modelos mais simples são dotados de um tubo de raios catódicos (RC) com uma tela transparente revestida de material uorescente. Quando o eixe de elétrons incide em sua superície, dei xa uma impressão (um ponto luminoso) visível na parte externa da tela do tubo. A trajetória do eixe de elétrons pode ser alterada antes de atingir a tela uorescente. O desvio ocorre em decorrência das tensões aplicadas entre placas colocadas horizontal e verticalmente, permitindo que a orma de onda seja visualizada.
N
este capítulo, apresentaremos uma breve introdução sobre três instrumentos requentemente utilizados nos cursos de eletrônica e na indústria: o osciloscópio, o gerador de unções e o multímetro. O primeiro é empregado para observar e medir as ormas de onda de tensão; o segundo, para gerar diversas ormas de onda de tensão; e o terceiro, de uso mai s comum, para medir tensão, corrente e resistência, entre outras unções.
1.1 Osciloscópio analógico O osciloscópio é um instrumento utilizado para visualizar a orma de onda dos sinais, possibilitando análises qualitativa e quantitativa dos c omponentes eletrônicos que geram as diversas ormas de onda (gura 1.1). Figura 1.1 () ossóp óg (b) ssóp g.
O material empregado para cobrir a tela do RC é chamado de ósoro. Existem vários tipos de ósoro, um para cada aplicação. Por exemplo, o P1 é usado para observação visual de enômenos de média velocidade e tem persistência de cerca de 15 ms depois de o eixe ser removido. Já o P7 é utilizado para observação de enômenos lentos, com persistência de cerc a de 10 s, ideal para uso em equipamentos de monitoração de pacientes em hospitais. O grande inconveniente é que a tela pode ser danicada caso o eixe de elétrons seja mantido em um mesmo ponto por muito tempo. Ao redor do RC existe uma blindagem magnética eita de uma lig a especial de aço. Sua unção é inibir a ação de campos magnéticos externos que possam distorcer o eixe de elétrons. É importante ressaltar que a deexão do eixe de elétrons (desvio) pode ser eetuada com a aplicação de um campo elétrico por meio de placas ou um campo magnético gerado por bobinas indutoras. No caso do osciloscópio, a deexão é eletrostática, ou seja, dá-se através de placas, pois bobinas são adequadas somente em baixas requências. Por exemplo, nos tubos de V, a requência é da ordem de 15 kHz, enquanto, no osciloscópio, atinge centenas de MHz. A gura 1.2 é uma representação esquemática do RC e seus principais eletrodos de controle do eixe de elétrons.
k c o t S r e t t u H S / x a l i V
Figura 1.2 es sp b s ós. MAT
a)
grade de controle
b)
18
k c o t S r e t t u H S / y e l e e H n o d r o G
placas de deexão vertical tela revestida de material uorescente
revestimento interno de Aquadag lamento e catodo
anodo de focalização
anodo de aceleração
placas de deexão horizontal
19
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Existem dierentes modelos de osciloscópios. Vamos conhecer alguns de seus componentes e as respectivas unções. Os modelos mais simples são dotados de um tubo de raios catódicos (RC) com uma tela transparente revestida de material uorescente. Quando o eixe de elétrons incide em sua superície, dei xa uma impressão (um ponto luminoso) visível na parte externa da tela do tubo. A trajetória do eixe de elétrons pode ser alterada antes de atingir a tela uorescente. O desvio ocorre em decorrência das tensões aplicadas entre placas colocadas horizontal e verticalmente, permitindo que a orma de onda seja visualizada.
N
este capítulo, apresentaremos uma breve introdução sobre três instrumentos requentemente utilizados nos cursos de eletrônica e na indústria: o osciloscópio, o gerador de unções e o multímetro. O primeiro é empregado para observar e medir as ormas de onda de tensão; o segundo, para gerar diversas ormas de onda de tensão; e o terceiro, de uso mai s comum, para medir tensão, corrente e resistência, entre outras unções.
1.1 Osciloscópio analógico O osciloscópio é um instrumento utilizado para visualizar a orma de onda dos sinais, possibilitando análises qualitativa e quantitativa dos c omponentes eletrônicos que geram as diversas ormas de onda (gura 1.1). Figura 1.1 () ossóp óg (b) ssóp g.
O material empregado para cobrir a tela do RC é chamado de ósoro. Existem vários tipos de ósoro, um para cada aplicação. Por exemplo, o P1 é usado para observação visual de enômenos de média velocidade e tem persistência de cerca de 15 ms depois de o eixe ser removido. Já o P7 é utilizado para observação de enômenos lentos, com persistência de cerc a de 10 s, ideal para uso em equipamentos de monitoração de pacientes em hospitais. O grande inconveniente é que a tela pode ser danicada caso o eixe de elétrons seja mantido em um mesmo ponto por muito tempo. Ao redor do RC existe uma blindagem magnética eita de uma lig a especial de aço. Sua unção é inibir a ação de campos magnéticos externos que possam distorcer o eixe de elétrons. É importante ressaltar que a deexão do eixe de elétrons (desvio) pode ser eetuada com a aplicação de um campo elétrico por meio de placas ou um campo magnético gerado por bobinas indutoras. No caso do osciloscópio, a deexão é eletrostática, ou seja, dá-se através de placas, pois bobinas são adequadas somente em baixas requências. Por exemplo, nos tubos de V, a requência é da ordem de 15 kHz, enquanto, no osciloscópio, atinge centenas de MHz. A gura 1.2 é uma representação esquemática do RC e seus principais eletrodos de controle do eixe de elétrons.
k c o t S r e t t u H S / x a l i V
Figura 1.2 es sp b s ós. MAT
a)
grade de controle
k c o t S r e t t u H S / y e l e e H n o d r o G
b)
placas de deexão vertical tela revestida de material uorescente
revestimento interno de Aquadag lamento e catodo
anodo de focalização
anodo de aceleração
placas de deexão horizontal
18
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
MAT (muito alta tensão) – É uma tensão aplicada na superície do Aqua-
dag. O circuito é echado por meio dela. Catodo – Fonte de emissão do eixe de elétrons. Consiste em um pequeno
cilindro coberto por uma camada de material (óxido de terras raras) que emite elétrons ao ser aquecido. Filamento – Está localizado no interior do catodo, mas isolado dele. Ao
ser submetido a uma tensão, o lamento se aquece e emite ca lor. O catodo, por estar próximo, também se aquece, provocando a emissão do eixe de elétrons.
Se or aplicada uma tensão senoidal de requência sucientemente alta entre as placas verticais, o ponto se deslocará rapidamente de baixo para cima e, por causa da rapidez do movimento e da persistência da luminosidade na tela, será visualizada uma linha contínua na vertical.
Figura 1.4
A gura 1.4 apresenta as imagens observadas na tela rontal em quatro situações: quando a tensão aplicada nas PDV é nula, quando a placa superior é positiva, quando a placa superior é negativa e com a tensão senoidal de requência sucientemente alta. É importante notar que o tamanho do traço está relacionado à amplitude da tensão: quanto maior a tensão, maior o tamanho do traço na vertical. Portanto, é possível medir o valor da tensão.
Vs ssóp: () sã s PdV, (b) p sp psv, () p sp gv () sã s.
Grade de controle – Permite aumentar ou diminuir o uxo de elétrons do
catodo para o anodo. Anodo de ocalização – Eletrodo que unciona como uma lente, direcio-
nando o eixe para a tela. Anodo de aceleração – Ligado a uma tensão positiva, esse eletrodo tem a
unção de acelerar os elétrons em d ireção à tela, para que adquiram energia suciente para produzir um ponto e gerar a uorescência. Placas de deexão vertical (PDV) – Nelas é aplicada a tensão do sinal
a)
b)
c)
d)
que se deseja ver na tela. O movimento do eixe de elétrons na vertical depende da polaridade e intensidade da tensão. Placas de deexão horizontal (PDH) – Nelas é aplicada a tensão dente
de serra. A nalidade dessas placas é manter constante a velocidade do eixe de elétrons e possibilitar que ele se desloque da esquerda para a direita na tela. Aquadag – Material condutor à base de grate que tem a unção de coletar
Figura 1.3 PdV sbs sõs ís : () sã , (b) p sp psv, () p sp gv () sã s s ps.
O mesmo raciocínio utilizado na análise das PDV vale para as PDH, isto é, aplicando uma tensão entre essas placas, o eixe se deslocará na horizontal. A gura 1.5 mostra as placas vistas de cima e de rente.
os elétrons emitidos pelos átomos da tela de ósoro (emissão secundária, que ocorre depois de os elétrons provenientes do catodo atingirem a tela).
Uma tensão aplicada entre as PDV provocará um movimento do eixe na vertical. A gura 1.3 mostra as PDV submetidas a várias condições de tensão, inclusive tensão nula.
Figura 1.5 Vs (Vc) vs (VF) s PdH. VC
VF
a)
20
b)
c)
d)
Na gura 1.6, observam-se as várias t rajetórias dos eixes (imagens superiores) e as possibilidades para a tensão aplicada nas PDH (imagens ineriores). 21
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
MAT (muito alta tensão) – É uma tensão aplicada na superície do Aqua-
dag. O circuito é echado por meio dela. Catodo – Fonte de emissão do eixe de elétrons. Consiste em um pequeno
cilindro coberto por uma camada de material (óxido de terras raras) que emite elétrons ao ser aquecido. Filamento – Está localizado no interior do catodo, mas isolado dele. Ao
ser submetido a uma tensão, o lamento se aquece e emite ca lor. O catodo, por estar próximo, também se aquece, provocando a emissão do eixe de elétrons.
Se or aplicada uma tensão senoidal de requência sucientemente alta entre as placas verticais, o ponto se deslocará rapidamente de baixo para cima e, por causa da rapidez do movimento e da persistência da luminosidade na tela, será visualizada uma linha contínua na vertical.
Figura 1.4
A gura 1.4 apresenta as imagens observadas na tela rontal em quatro situações: quando a tensão aplicada nas PDV é nula, quando a placa superior é positiva, quando a placa superior é negativa e com a tensão senoidal de requência sucientemente alta. É importante notar que o tamanho do traço está relacionado à amplitude da tensão: quanto maior a tensão, maior o tamanho do traço na vertical. Portanto, é possível medir o valor da tensão.
Vs ssóp: () sã s PdV, (b) p sp psv, () p sp gv () sã s.
Grade de controle – Permite aumentar ou diminuir o uxo de elétrons do
catodo para o anodo. Anodo de ocalização – Eletrodo que unciona como uma lente, direcio-
nando o eixe para a tela. Anodo de aceleração – Ligado a uma tensão positiva, esse eletrodo tem a
unção de acelerar os elétrons em d ireção à tela, para que adquiram energia suciente para produzir um ponto e gerar a uorescência. a)
Placas de deexão vertical (PDV) – Nelas é aplicada a tensão do sinal
b)
c)
d)
que se deseja ver na tela. O movimento do eixe de elétrons na vertical depende da polaridade e intensidade da tensão. Placas de deexão horizontal (PDH) – Nelas é aplicada a tensão dente
de serra. A nalidade dessas placas é manter constante a velocidade do eixe de elétrons e possibilitar que ele se desloque da esquerda para a direita na tela. Aquadag – Material condutor à base de grate que tem a unção de coletar
Figura 1.3 PdV sbs sõs ís : () sã , (b) p sp psv, () p sp gv () sã s s ps.
O mesmo raciocínio utilizado na análise das PDV vale para as PDH, isto é, aplicando uma tensão entre essas placas, o eixe se deslocará na horizontal. A gura 1.5 mostra as placas vistas de cima e de rente.
os elétrons emitidos pelos átomos da tela de ósoro (emissão secundária, que ocorre depois de os elétrons provenientes do catodo atingirem a tela).
Figura 1.5 Vs (Vc) vs (VF) s PdH. VC
Uma tensão aplicada entre as PDV provocará um movimento do eixe na vertical. A gura 1.3 mostra as PDV submetidas a várias condições de tensão, inclusive tensão nula.
VF
a)
b)
c)
d)
Na gura 1.6, observam-se as várias t rajetórias dos eixes (imagens superiores) e as possibilidades para a tensão aplicada nas PDH (imagens ineriores).
20
21
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
1.3 Tensão dente de serra Uma tensão dente de serra (DS), indicada na g ura 1.8, cresce linearmente com o tempo, sendo usada como base de tempo para deslocar linearmente o eixe de elétrons na horizontal.
Figura 1.8 tsã s (dS).
VC +V
0
VF
–V a)
b)
c)
d)
Figura 1.6 Vs vs q s PdH sã sbs sõs ís s: () sã , (b) p sq psv, () p sq gv () sã s.
Figura 1.7 t s p ê és p s bçõs sõs ps s PdV PdH.
1.2 Composição de movimentos
Caso seja aplicada entre as PDH uma tensão dente de serra de requência sucientemente alta, aparecerá, por causa da persistência do material químico depositado na superície da tela, uma linha contínua na horizontal. Se a tensão entre as PDV or nula, o eixe estará centralizado (gura 1.9a). Caso a placa superior seja positiva em relação à inerior, o eixe será atraído para cima (gura 1.9b). Se a placa superior or negativa em relação à inerior, o eixe se deslocará para baixo (gura 1.9c).
Figura 1.9 t sã s p s PdH: () sã s PdV, (b) sã psv s PdV () sã gv s PdV.
Se or aplicada tensão ao mesmo tempo nas PDV e PDH, haverá uma composição de movimentos. Como resultado, o eixe de elétrons se deslocará de acordo com a intensidade e polaridade das tensões aplicadas, como exemplicado na gura 1.7. DS
DS
DS
DS
DS
DS
DS
DS
DS
+V 0
–V a)
b)
Se um osciloscópio estiver calibrado, é possível medir a tensão observando o deslocamento do eixe na tela. Levemos em conta os exemplos da gura 1.9. Supondo que o ganho esteja calibrado em 2 V/divisão, no primeiro caso, sem tensão (reerência 0 V), o traço permanecerá no meio. No segundo exemplo, como o eixe subiu três divi sões, a tensão medida é 2 (V/div)· 3(div) = 6 V (em relação à reerência adotada). No terceiro caso, adotando a mesma reerência, como o deslocamento oi três divisões para bai xo, o valor é o mesmo, mas negativo: –6 V. 22
c)
Ganho, no caso do osciloscópio, refere-se à amplitude do sinal visto na tela.
23
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
1.3 Tensão dente de serra Uma tensão dente de serra (DS), indicada na g ura 1.8, cresce linearmente com o tempo, sendo usada como base de tempo para deslocar linearmente o eixe de elétrons na horizontal.
Figura 1.8 tsã s (dS).
VC +V
0
VF
–V a)
b)
c)
d)
Figura 1.6 Vs vs q s PdH sã sbs sõs ís s: () sã , (b) p sq psv, () p sq gv () sã s.
Figura 1.7 t s p ê és p s bçõs sõs ps s PdV PdH.
1.2 Composição de movimentos
Caso seja aplicada entre as PDH uma tensão dente de serra de requência sucientemente alta, aparecerá, por causa da persistência do material químico depositado na superície da tela, uma linha contínua na horizontal. Se a tensão entre as PDV or nula, o eixe estará centralizado (gura 1.9a). Caso a placa superior seja positiva em relação à inerior, o eixe será atraído para cima (gura 1.9b). Se a placa superior or negativa em relação à inerior, o eixe se deslocará para baixo (gura 1.9c).
Figura 1.9 t sã s p s PdH: () sã s PdV, (b) sã psv s PdV () sã gv s PdV.
Se or aplicada tensão ao mesmo tempo nas PDV e PDH, haverá uma composição de movimentos. Como resultado, o eixe de elétrons se deslocará de acordo com a intensidade e polaridade das tensões aplicadas, como exemplicado na gura 1.7. DS
DS
DS
DS
DS
DS
DS
DS
DS
+V 0
–V a)
b)
Se um osciloscópio estiver calibrado, é possível medir a tensão observando o deslocamento do eixe na tela. Levemos em conta os exemplos da gura 1.9. Supondo que o ganho esteja calibrado em 2 V/divisão, no primeiro caso, sem tensão (reerência 0 V), o traço permanecerá no meio. No segundo exemplo, como o eixe subiu três divi sões, a tensão medida é 2 (V/div)· 3(div) = 6 V (em relação à reerência adotada). No terceiro caso, adotando a mesma reerência, como o deslocamento oi três divisões para bai xo, o valor é o mesmo, mas negativo: –6 V.
c)
Ganho, no caso do osciloscópio, refere-se à amplitude do sinal visto na tela.
22
23
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Se osse aplicada uma tensão quadrada (+6 V/–6 V) de mesma requência do dente de serra, o que seria observado na tela do osciloscópio? E se o dente de serra tivesse a requência reduzida pela metade? As guras 1.10a e 1.10b mostram essas possibilidades.
Chave Liga – Liga/desliga o osci loscópio e possibilita o ajuste de intensidade de
brilho. Chave AC/GND/DC – Na posição AC, insere internamente um capacitor, im-
Figura 1.10 tsã tsã s p s PdH () sã q s qê s PdV (b) sã q qê s vzs s PdV.
Os principais controles do osciloscópio são:
pedindo a passagem de tensões contínuas; deve ser usada para medir a ondulação (ripple ) de uma tensão. Na posição GND, aterra o amplicador vertical, estabelecendo o zero de reerência. Na posição DC, deixa passar o sinal e a componente contínua deve ser utilizada quando se deseja observar um sinal de valor médio. A gura 1.12 mostra as três condições.
1a varredura
2a varredura 1a varredura PDH
Figura 1.12
PDH
2a varredura
chv s . AC
PDV
entrada vertical
PDV
a)
b)
para o amplicador vertical
DC
GND
Podemos concluir que, para visualizar determinada orma de onda na tela do osciloscópio, a requência da orma de onda deve ser maior que a do dente de serra. Na prática, para isso, ajustamos a re quência do dente de serra (base de tempo) até aparecer na tela mais de um ciclo da orma de onda.
1.4 Osciloscópio padrão
Volts/div Volts/div – Permite alterar a sensibilidade na vertical, associando cada divisão
Vamos conhecer outras particularidades do osciloscópio analógico padrão. Esse equipamento apresenta, na maioria das vezes, um painel rontal semelhante ao da gura 1.11 (osciloscópio de dois canais); a posição dos botões no painel de controle pode ser dierente, dependendo do abricante. Antes de tudo, é preciso saber identicar as unções dos botões no painel de controle rontal e como se estabiliza a imagem da orma de onda na tela.
na vertical a um valor em volts. Por exemplo, 1 V/div signica que, se o sinal ocupar uma divisão, é porque a tensão aplicada entre as placas verticais é 1 V. Controle de posição vertical (Y pos) – Desloca o traço na vertical. Controle de posição horizontal (X pos) – Desloca o eixe horizontalmente. Time/div – Varredura ou base de tempo. Gradua, em segundos, cada divisão
Figura 1.11 t ssóp óg pã.
Volts/div
Volt s/div
Time/div
da tela na horizontal. Essencialmente, muda a requência do dente de serra. Por exemplo, o valor 1 ms/div signica que, se um ciclo do sinal oc upar uma divisão na horizontal, seu período será de 1 ms. Chave INT/EXT/REDE – Na posição IN, permite a utilizaç ão do sincronis-
mo interno. Na posição EX, dá acesso à entrada de sincronismo externo. Na posição REDE, sincroniza a varredura com a rede elétrica. AC
DC
GND
INT
E XT
REDE
+
–
SINCR
Chave +/– – Permite selecionar a polaridade de sincronismo da orma de onda
na tela. Liga
Foco
Ca l.
Canal A Entr.Vertical
Canal B
Entr.Horiz. (Sincr.Ext.).
Nível de sincronismo (SINCR) – Permite o ajuste de sincronismo, ou seja, dá
estabilidade para a orma de onda, mantendo a onda parada na tela. 24
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Se osse aplicada uma tensão quadrada (+6 V/–6 V) de mesma requência do dente de serra, o que seria observado na tela do osciloscópio? E se o dente de serra tivesse a requência reduzida pela metade? As guras 1.10a e 1.10b mostram essas possibilidades.
Os principais controles do osciloscópio são: Chave Liga – Liga/desliga o osci loscópio e possibilita o ajuste de intensidade de
brilho. Chave AC/GND/DC – Na posição AC, insere internamente um capacitor, im-
Figura 1.10 tsã tsã s p s PdH () sã q s qê s PdV (b) sã q qê s vzs s PdV.
pedindo a passagem de tensões contínuas; deve ser usada para medir a ondulação (ripple ) de uma tensão. Na posição GND, aterra o amplicador vertical, estabelecendo o zero de reerência. Na posição DC, deixa passar o sinal e a componente contínua deve ser utilizada quando se deseja observar um sinal de valor médio. A gura 1.12 mostra as três condições.
1a varredura
2a varredura 1a varredura PDH
Figura 1.12
PDH
2a varredura
chv s . AC
PDV
entrada vertical
PDV
a)
para o amplicador vertical
DC
b)
GND
Podemos concluir que, para visualizar determinada orma de onda na tela do osciloscópio, a requência da orma de onda deve ser maior que a do dente de serra. Na prática, para isso, ajustamos a re quência do dente de serra (base de tempo) até aparecer na tela mais de um ciclo da orma de onda.
1.4 Osciloscópio padrão
Volts/div Volts/div – Permite alterar a sensibilidade na vertical, associando cada divisão
Vamos conhecer outras particularidades do osciloscópio analógico padrão. Esse equipamento apresenta, na maioria das vezes, um painel rontal semelhante ao da gura 1.11 (osciloscópio de dois canais); a posição dos botões no painel de controle pode ser dierente, dependendo do abricante. Antes de tudo, é preciso saber identicar as unções dos botões no painel de controle rontal e como se estabiliza a imagem da orma de onda na tela.
na vertical a um valor em volts. Por exemplo, 1 V/div signica que, se o sinal ocupar uma divisão, é porque a tensão aplicada entre as placas verticais é 1 V. Controle de posição vertical (Y pos) – Desloca o traço na vertical. Controle de posição horizontal (X pos) – Desloca o eixe horizontalmente. Time/div – Varredura ou base de tempo. Gradua, em segundos, cada divisão
Figura 1.11 t ssóp óg pã.
Volts/div
Volt s/div
Time/div
da tela na horizontal. Essencialmente, muda a requência do dente de serra. Por exemplo, o valor 1 ms/div signica que, se um ciclo do sinal oc upar uma divisão na horizontal, seu período será de 1 ms. Chave INT/EXT/REDE – Na posição IN, permite a utilizaç ão do sincronis-
mo interno. Na posição EX, dá acesso à entrada de sincronismo externo. Na posição REDE, sincroniza a varredura com a rede elétrica. AC
DC
GND
INT
E XT
REDE
+
–
SINCR
Chave +/– – Permite selecionar a polaridade de sincronismo da orma de onda
na tela. Liga
Foco
Ca l.
Canal A
Canal B
Entr.Horiz. (Sincr.Ext.).
Entr.Vertical
Nível de sincronismo (SINCR) – Permite o ajuste de sincronismo, ou seja, dá
estabilidade para a orma de onda, mantendo a onda parada na tela. 24
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Cal. – Saída de um sinal (onda quadrada) interno de requência e amplitudes denidas (em geral 1 V PP 1.13). PP/1 kHz); é utiliz ado para calibração (gura 1.13).
Figura 1.14 R1 (9 M)
Figura 1.13 Sí b, g 1.
R2 (1 M)
Time/div Volts/div
1ms
Volts/div
CaL
Canal 1
c ssóp: () s p psçã, (b) p psçã () s psçã s psçã. os vs s ssês sã gh.
Ve
Ve
R1 (9 M) para osciloscópio R2 (1 M)
C2
a)
C1 para osciloscópio C2
b)
Canal 2
C1 correto
C1 muito pequeno
C1 muito alto
Na gura 1.13, 1.13, a saída calibrada está ligada ao canal 1 por pontas de prova, pelas quais o osciloscópio recebe a inormação do meio exterior (o sinal). As pontas podem ser atenuadas ou não. Ponta atenuada signica que um sinal de 10 V PP é dividido por 10 e, portanto, eetivamente o osciloscópio recebe 1 V PP PP. Então, ao ler esse valor na tela do osciloscópio, é necessário multiplicá-lo por 10. Na ponta de prova sem atenuação, o valor que aparece na tela é igual ao valor medido.
c)
A gura 1.15 1.15 mostra o aspecto de uma ponta ponta de prova. Figura 1.15 P pv.
As pontas de prova com atenuação atenuação possuem uma chave que pode estar na posição x1 ou x10. Além disso, existe outro ajuste na ponta de prova, que é o c apacitor de compensação, explicado a seguir. É muito comum o uso apenas do múltiplo da unidade nos casos em que ela está claramente subentendida (nesse caso, o ohm). A intenção do emprego neste livro é proporcionar ao leitor uma visão ampla do que se encontra na prática.
De maneira geral, o circuito da gura 1.14a representa a ponta de prova com a impedância de entrada ( R2) do osciloscópio (que normalmente é M ‒MΩ) e a resistência de atenuação ( R1, que vale 9 M se a impedância de entrada or 1 M). C2 representa a capacitância parasitária, que é decorrente da ação. Na gura 1.14b observa-se o circuito com compensação. Sem nenhuma compensação, a orma de uma onda quadrada apresenta uma distorção que pode ocorrer por sobretensão (overshoot ) ou subtensão (undershoot ).). A compensação é eita por um capacitor variável colocado na ponta de prova para que resulte em uma orma de onda per eitamente quadrada. A gura 1.14c 1.14c representa as ormas de onda. Para que a compensação resulte em uma orma de onda quadrada pereita na tela do osciloscópio, a relação entre os componentes da igura 1.14b é dada por: C1
26
R2 =
R1
⋅
C2
(1.1)
k c o t S r e t t u H S / x a l i V
Entradas verticais – Conectores que permitem entrar com um sinal no amplicador vertical antes de ser aplicado nas PDV. No caso de osciloscópio duplo canal, são duas entradas. Por exemplo, exemplo, ligando o sinal calibrado (1 V PP/1 kHz) ao canal 1 e ajustando Volts/div = 1 V/div e ime/div = 1 ms/div, aparecerá na tela do osciloscópio a orma de onda da gura 1.16a. Caso os ajustes sejam Volts/div = 0,5 V/div e ime/div = 0,5 ms/div, a mesma onda quadrada aparecerá como na
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Cal. – Saída de um sinal (onda quadrada) interno de requência e amplitudes denidas (em geral 1 V PP 1.13). PP/1 kHz); é utiliz ado para calibração (gura 1.13).
Figura 1.14 Ve
R1
R1 (9 M)
Figura 1.13 Sí b, g 1. 1ms
R2 (1 M)
C2
a)
Volts/div
CaL
(9 M) para osciloscópio
R2 (1 M)
Time/div Volts/div
C1 para osciloscópio C2
b)
Canal 2
Canal 1
c ssóp: () s p psçã, (b) p psçã () s psçã s psçã. os vs s ssês sã gh.
Ve
C1 correto
C1 muito pequeno
C1 muito alto
Na gura 1.13, 1.13, a saída calibrada está ligada ao canal 1 por pontas de prova, pelas quais o osciloscópio recebe a inormação do meio exterior (o sinal). As pontas podem ser atenuadas ou não. Ponta atenuada signica que um sinal de 10 V PP é dividido por 10 e, portanto, eetivamente o osciloscópio recebe 1 V PP PP. Então, ao ler esse valor na tela do osciloscópio, é necessário multiplicá-lo por 10. Na ponta de prova sem atenuação, o valor que aparece na tela é igual ao valor medido.
c)
A gura 1.15 1.15 mostra o aspecto de uma ponta ponta de prova. Figura 1.15 P pv.
As pontas de prova com atenuação atenuação possuem uma chave que pode estar na posição x1 ou x10. Além disso, existe outro ajuste na ponta de prova, que é o c apacitor de compensação, explicado a seguir. É muito comum o uso apenas do múltiplo da unidade nos casos em que ela está claramente subentendida (nesse caso, o ohm). A intenção do emprego neste livro é proporcionar ao leitor uma visão ampla do que se encontra na prática.
De maneira geral, o circuito da gura 1.14a representa a ponta de prova com a impedância de entrada ( R2) do osciloscópio (que normalmente é M ‒MΩ) e a resistência de atenuação ( R1, que vale 9 M se a impedância de entrada or 1 M). C2 representa a capacitância parasitária, que é decorrente da ação. Na gura 1.14b observa-se o circuito com compensação. Sem nenhuma compensação, a orma de uma onda quadrada apresenta uma distorção que pode ocorrer por sobretensão (overshoot ) ou subtensão (undershoot ).). A compensação é eita por um capacitor variável colocado na ponta de prova para que resulte em uma orma de onda per eitamente quadrada. A gura 1.14c 1.14c representa as ormas de onda. Para que a compensação resulte em uma orma de onda quadrada pereita na tela do osciloscópio, a relação entre os componentes da igura 1.14b é dada por: C1
R2 =
R1
⋅
C2
(1.1)
k c o t S r e t t u H S / x a l i V
Entradas verticais – Conectores que permitem entrar com um sinal no amplicador vertical antes de ser aplicado nas PDV. No caso de osciloscópio duplo canal, são duas entradas. Por exemplo, exemplo, ligando o sinal calibrado (1 V PP/1 kHz) ao canal 1 e ajustando Volts/div = 1 V/div e ime/div = 1 ms/div, aparecerá na tela do osciloscópio a orma de onda da gura 1.16a. Caso os ajustes sejam Volts/div = 0,5 V/div e ime/div = 0,5 ms/div, a mesma onda quadrada aparecerá como na
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
gura 1.16b. Na gura 1.16c, os ajustes considerados oram Volts/div = 0,2 V/div e ime/div = 0,2 ms/div. Figura 1.16 S q 1 Vpp /1 Hz: () 1 V/v 1 s/v, (b) 0,5 V/v 0,5 s/v () 0,2 V/v 0,2 s/v.
5 divisões
2,5 divisões 1 divisão
a)
a)
b)
c)
b)
De acordo com a g ura 1.17, 1.17, para obter a máxima precisão, deve-se escolher o menor V/div possível que permita o su rgimento do traço na tela (gura 1.17a) 1.17a)..
1.6 Medição de tensão alternada c)
Qual das três imagens é mai s adequada para visualização? Com certeza a da tela representada na gura 1.16c, 1.16c, pois apresenta mais precisão. Portanto, as escolhas do ganho vertical e da base de tempo são dois atores importantes para boa visualização da imagem.
A tensão alternada apresenta duas variáveis básicas que podem ser mensuradas: a tensão de pico a pico e o período. O procedimento para medir a tensão alternada é semelhante ao utilizado para medir a tensão contínua, ou seja, escolher adequadamente o ganho vertical (V/div) e a base de tempo (ms/div). A gura 1.18 mostra uma tensão senoidal de 10 V P (20 V PP PP) e requência de 1 kHz para dierentes ajustes do ganho vertical. Em todos os casos a base de tempo está xada em 0,2 ms/div e o ganho vertical varia em 5 V/div (gura 1.18a), 1.18a), 20 V/div (gura 1.18b) 1.18b) e 2 V/div (g ura 1.18c). Claramente o melhor ajuste do ganho vertical é o primeiro, em que o sinal ocupa a maior parte da tela sem perder inormação.
1.5 Medição de tensão contínua Uma tensão contínua aparece na tela do osciloscópio como uma linh a contínua. Para medir seu valor, conta-se na tela o número de divisões, a parti r da reerência zero, e multiplica-se esse número por volts/divisão:
Figura 1.17 m 5 V: () 5 V/v, (b) 1 V/v () 2,5 V/v.
Figura 1.18 tês psçõs sã s 20 V PP/1 Hz gh v js : () 5 V/v, (b) 20 V/v () 2 V/v.
4 divisões 1 divisão
medida medida
o
=
n dedivisões dedivisões
⋅
volts divisão
Para realizar a medição, deve-se obter a linha c ontínua ajustando a base de tempo em 1 ms/div, manter a entrada em GND e deslocar o traço para uma posição adequada – na primeira linha, por exemplo. Escolha um ganho vertical c ompatível com o valor a ser medido. Em geral, a tela tem oito divisões. Portanto, a máxima tensão que pode ser medida se o ganho vertical or 1 V/div será 8 V; qualquer valor acima de 8 V ará com que o traço saia da tela (levando em conta que o zero está na primeira linha). Evite utilizar um valor muito pequeno, pois ca diícil ler o número de divisões. 28
5 divisões a)
b)
c)
Para a medida do período, ou seja, o inverso da requência, a esc olha da base de tempo é undamental. Na gura 1.19, em todos os casos o ganho vertical está xado em 5 V/div e a base de tempo varia em 0,2 ms/div, 2 ms/div e 50 µs/div. 29
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
gura 1.16b. Na gura 1.16c, os ajustes considerados oram Volts/div = 0,2 V/div e ime/div = 0,2 ms/div. Figura 1.16 S q 1 Vpp /1 Hz: () 1 V/v 1 s/v, (b) 0,5 V/v 0,5 s/v () 0,2 V/v 0,2 s/v.
5 divisões
2,5 divisões 1 divisão
a)
a)
b)
c)
b)
Figura 1.17
De acordo com a g ura 1.17, 1.17, para obter a máxima precisão, deve-se escolher o menor V/div possível que permita o su rgimento do traço na tela (gura 1.17a) 1.17a)..
m 5 V: () 5 V/v, (b) 1 V/v () 2,5 V/v.
1.6 Medição de tensão alternada A tensão alternada apresenta duas variáveis básicas que podem ser mensuradas: a tensão de pico a pico e o período.
c)
Qual das três imagens é mai s adequada para visualização? Com certeza a da tela representada na gura 1.16c, 1.16c, pois apresenta mais precisão. Portanto, as escolhas do ganho vertical e da base de tempo são dois atores importantes para boa visualização da imagem.
O procedimento para medir a tensão alternada é semelhante ao utilizado para medir a tensão contínua, ou seja, escolher adequadamente o ganho vertical (V/div) e a base de tempo (ms/div). A gura 1.18 mostra uma tensão senoidal de 10 V P (20 V PP PP) e requência de 1 kHz para dierentes ajustes do ganho vertical. Em todos os casos a base de tempo está xada em 0,2 ms/div e o ganho vertical varia em 5 V/div (gura 1.18a), 1.18a), 20 V/div (gura 1.18b) 1.18b) e 2 V/div (g ura 1.18c). Claramente o melhor ajuste do ganho vertical é o primeiro, em que o sinal ocupa a maior parte da tela sem perder inormação.
Figura 1.18 tês psçõs sã s 20 V PP/1 Hz gh v js : () 5 V/v, (b) 20 V/v () 2 V/v.
1.5 Medição de tensão contínua Uma tensão contínua aparece na tela do osciloscópio como uma linh a contínua. Para medir seu valor, conta-se na tela o número de divisões, a parti r da reerência zero, e multiplica-se esse número por volts/divisão:
4 divisões 1 divisão
medida medida
volts
o
=
n dedivisões dedivisões
⋅
divisão
Para realizar a medição, deve-se obter a linha c ontínua ajustando a base de tempo em 1 ms/div, manter a entrada em GND e deslocar o traço para uma posição adequada – na primeira linha, por exemplo. Escolha um ganho vertical c ompatível com o valor a ser medido. Em geral, a tela tem oito divisões. Portanto, a máxima tensão que pode ser medida se o ganho vertical or 1 V/div será 8 V; qualquer valor acima de 8 V ará com que o traço saia da tela (levando em conta que o zero está na primeira linha). Evite utilizar um valor muito pequeno, pois ca diícil ler o número de divisões.
5 divisões a)
b)
c)
Para a medida do período, ou seja, o inverso da requência, a esc olha da base de tempo é undamental. Na gura 1.19, em todos os casos o ganho vertical está xado em 5 V/div e a base de tempo varia em 0,2 ms/div, 2 ms/div e 50 µs/div.
28
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Observe que a gura 1.19a permite melhor visualização para eetuar medidas de tempo e tensão.
No caso de onda quadrada, é denido c omo: DC%
=
TH T
⋅
100
(1.2) Figura 1.21 c bh q : () 80%, (b) 50% () 20%.
em que TH é a duração do tempo alto e T o período. A gur a 1.21 mostra exemplos de valores de ciclo de trabalho de uma onda quadrada. a)
b)
c)
TH
TH
TH
Figura 1.19 tês psçõs pí s 1 Hz gh hz js : () 0,2 s/v, (b) 2 s/v () 50 µs/v.
1.7 Gerador de unções É um instrumento utilizado para gerar sinais elétricos de diversas ormas de onda (senoidal, quadrada, triangular) de dierentes requências (normalmente, de 1 Hz a 10 MHz) e amplitudes variadas.
Em geral o painel do gerador de unções tem um requencímetro digital (gura 1.20), que permite visualizar o valor da requência que está sendo ajustada. O sinal sai do gerador de unções através de um cabo com conector BNC igual ao usado no osciloscópio. Figura 1.20 asp g g çõs.
T
As ondas quadradas e triangulares permitem adicionar um ciclo de trabalho e também uma tensão CC (oset ).
T
b)
c)
Para a onda triangular, o ciclo de trabalho é denido como: DC% =
display : frequência/ampli tude
T
a)
T+ T
⋅ 100
(1.3)
ajuste:amplit ude/frequência
em que T+ é o tempo que a onda ca com inclinação positiva e T o período da onda triangular. A gura 1.22 apresenta exemplos de valores de ciclo de trabalho de uma onda triangular.
Power Ampli
Freq
botões de controle
oset
%Duty
Figura 1.22 c bh g : () 80%, (b) 50% () 20%.
saída de sinal
1.7.1 Ciclo de trabalho O ciclo de trabalho ou duty cicle (DC) é denido apenas para as ondas quadrada e triangular. 30
a)
b)
c)
31
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Observe que a gura 1.19a permite melhor visualização para eetuar medidas de tempo e tensão.
No caso de onda quadrada, é denido c omo: DC%
=
TH T
⋅
100
(1.2) Figura 1.21 c bh q : () 80%, (b) 50% () 20%.
em que TH é a duração do tempo alto e T o período. A gur a 1.21 mostra exemplos de valores de ciclo de trabalho de uma onda quadrada. a)
b)
c)
TH
TH
TH
Figura 1.19 tês psçõs pí s 1 Hz gh hz js : () 0,2 s/v, (b) 2 s/v () 50 µs/v.
1.7 Gerador de unções É um instrumento utilizado para gerar sinais elétricos de diversas ormas de onda (senoidal, quadrada, triangular) de dierentes requências (normalmente, de 1 Hz a 10 MHz) e amplitudes variadas. T
As ondas quadradas e triangulares permitem adicionar um ciclo de trabalho e também uma tensão CC (oset ). Em geral o painel do gerador de unções tem um requencímetro digital (gura 1.20), que permite visualizar o valor da requência que está sendo ajustada. O sinal sai do gerador de unções através de um cabo com conector BNC igual ao usado no osciloscópio.
Figura 1.20 display : frequência/ampli tude
T
b)
c)
Para a onda triangular, o ciclo de trabalho é denido como: DC% =
asp g g çõs.
T
a)
T+ T
⋅ 100
(1.3)
ajuste:amplit ude/frequência
em que T+ é o tempo que a onda ca com inclinação positiva e T o período da onda triangular. A gura 1.22 apresenta exemplos de valores de ciclo de trabalho de uma onda triangular.
Power Ampli
Freq
oset
%Duty
botões de controle
Figura 1.22 c bh g : () 80%, (b) 50% () 20%.
saída de sinal
1.7.1 Ciclo de trabalho a)
O ciclo de trabalho ou duty cicle (DC) é denido apenas para as ondas quadrada e triangular.
b)
c)
30
31
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Figura 1.25
O painel rontal de um gerador de unções se assemelha ao d a gura 1.23. k c o t S r e t t u H S / y e l e x a n i G a r B
Figura 1.23 G çõs .
G r o . a i d e m e k i w
() mí óg (b) í g.
k c o t S r e t t u H S / V e e S u i l e y r t i m d
1.8 Oset de tensão Figura 1.24 o s () s oset, (b) 4 V oset () –4 V oset .
Se a uma tensão alternada or adicionada uma tensão CC, ela passa a ter um oset (deslocamento), que pode ser positivo ou negativo. A gura 1.24 mostra as três situações possíveis: sinal sem oset (0 V), com oset positivo (4 V) e com oset negativo (–4 V).
(b)
Em geral, os multímetros analógicos são usados para medir as três principais grandezas – tensão, corrente e resistência elétrica –, assim como para eetuar testes em transistores. Nos primórdios da indústria eletrônica, os multímetros analógicos eram amplamente utilizados, pois o preço dos digitais era elevado. Atualmente os digitais são mais robustos e baratos que os analógicos.
4V 0
–4 V
a)
(a)
b)
c)
Os multímetros digitais permitem realizar as mesmas medidas dos analógicos e também: capacitância, indutância, requência, temperatura, entre outras. Os multímetros digitais apresentam impedância de entrada da ordem de 10 MΩ, bem maior que a maioria dos analógicos (a impedância depende da escala usada).
1.9.1 Instrumentos True RMS
1.9 Multímetro O multímetro é um dos instrumentos mais usados em eletrônica, podendo ser digital ou analógico. A gura 1.25a mostra o painel rontal de um multímetro analógico e a gura 1.25b, o de um multímetro digital. O multímetro analógico tem um ponteiro que se desloca sobre um painel com escalas graduadas que permitem a leitura do valor mensurado. No multímetro digital a leitura do valor medido aparece em um display digital. 32
Os instrumentos digitais possuem outro recurso que os analógicos não têm: a possibilidade de medida do valor ecaz de tensões não senoidais. Os instrumentos Não True RMS medem apenas o valor ecaz de uma tensão alternada puramente senoidal (sem distorção); se o sinal apresentar distorção, a medida será incorreta. Um instrumento True RMS mede o valor ecaz de qualquer orma de onda. A tabela 1.1 mostra uma comparação entre as leituras realizada s por esses instrumentos. Observe que existem dois tipos de instrumentos rue RMS, um com acoplamento CA e o outro com acoplamento CA + CC (quando a tensão CA tem nível CC). 33
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 1
Figura 1.25
O painel rontal de um gerador de unções se assemelha ao d a gura 1.23. k c o t S r e t t u H S / y e l e x a n i G a r B
Figura 1.23 G çõs .
G r o . a i d e m e k i w
() mí óg (b) í g.
k c o t S r e t t u H S / V e e S u i l e y r t i m d
1.8 Oset de tensão Figura 1.24 o s () s oset, (b) 4 V oset () –4 V oset .
Se a uma tensão alternada or adicionada uma tensão CC, ela passa a ter um oset (deslocamento), que pode ser positivo ou negativo. A gura 1.24 mostra as três situações possíveis: sinal sem oset (0 V), com oset positivo (4 V) e com oset negativo (–4 V).
(a)
(b)
Em geral, os multímetros analógicos são usados para medir as três principais grandezas – tensão, corrente e resistência elétrica –, assim como para eetuar testes em transistores. Nos primórdios da indústria eletrônica, os multímetros analógicos eram amplamente utilizados, pois o preço dos digitais era elevado. Atualmente os digitais são mais robustos e baratos que os analógicos.
4V 0
Os multímetros digitais permitem realizar as mesmas medidas dos analógicos e também: capacitância, indutância, requência, temperatura, entre outras. Os multímetros digitais apresentam impedância de entrada da ordem de 10 MΩ, bem maior que a maioria dos analógicos (a impedância depende da escala usada).
–4 V
a)
b)
c)
1.9.1 Instrumentos True RMS
1.9 Multímetro O multímetro é um dos instrumentos mais usados em eletrônica, podendo ser digital ou analógico. A gura 1.25a mostra o painel rontal de um multímetro analógico e a gura 1.25b, o de um multímetro digital. O multímetro analógico tem um ponteiro que se desloca sobre um painel com escalas graduadas que permitem a leitura do valor mensurado. No multímetro digital a leitura do valor medido aparece em um display digital.
Os instrumentos digitais possuem outro recurso que os analógicos não têm: a possibilidade de medida do valor ecaz de tensões não senoidais. Os instrumentos Não True RMS medem apenas o valor ecaz de uma tensão alternada puramente senoidal (sem distorção); se o sinal apresentar distorção, a medida será incorreta. Um instrumento True RMS mede o valor ecaz de qualquer orma de onda. A tabela 1.1 mostra uma comparação entre as leituras realizada s por esses instrumentos. Observe que existem dois tipos de instrumentos rue RMS, um com acoplamento CA e o outro com acoplamento CA + CC (quando a tensão CA tem nível CC).
32
33
ELETRôNICA 2
True RMS Sinal de entrada
Senoide pura
Acoplamento CA + CC
Acoplamento CA
verdadeiro
verdadeiro
Não True RMS
verdadeiro
Retifcada completa
verdadeiro
56,5% abaixo
57,9% abaixo
Retifcada meia onda
verdadeiro
22,9% abaixo
22,2% abaixo
Quadrada
verdadeiro
verdadeiro
11,0% abaixo
Triangular
verdadeiro
verdadeiro
4,0% abaixo
Tabela 1.1
cpçã ss nã t rmS t rmS.
Capítulo 2
Como se vê na tabela 1.1, apenas para uma senoide pura as leituras são coincidentes. Nos outros casos, há uma dierença quando o instrumento usado é Não rue RMS.
Semicondutores
34
ELETRôNICA 2
Capítulo 2
True RMS Sinal de entrada
Acoplamento CA + CC
Acoplamento CA
Não True RMS
Senoide pura
verdadeiro
verdadeiro
verdadeiro
Retifcada completa
verdadeiro
56,5% abaixo
57,9% abaixo
Retifcada meia onda
verdadeiro
22,9% abaixo
22,2% abaixo
Quadrada
verdadeiro
verdadeiro
11,0% abaixo
Triangular
verdadeiro
verdadeiro
4,0% abaixo
Tabela 1.1
cpçã ss nã t rmS t rmS.
Como se vê na tabela 1.1, apenas para uma senoide pura as leituras são coincidentes. Nos outros casos, há uma dierença quando o instrumento usado é Não rue RMS.
Semicondutores
34
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.1 Classicação dos materiais De maneira bem simples, a classicação dos materiais em relação a seu comportamento elétrico é eita dividindo-os em i solantes e condutores.
A gura 2.2a mostra, de maneira simplicada, a estrutura do átomo de Si, que possui quatro elétrons na última camada, conhecida como camada de valência. Para acilitar o entendimento, representamos, na gura 2.2b, o átomo de silício somente com o núcleo e a camada de valência.
Os condutores são materiais que permitem a passagem da corrente elétrica em seu interior quando submetidos a uma dierença de potencial, pois possuem cargas elétricas livres. Exemplos: alumínio, cobre, erro etc. Os isolantes são materiais que, em condições normais, não permitem a passagem da corrente elétrica em seu interior, pois não possuem cargas elétricas livres. Exemplos: madeira, plásticos, porcelana, enolite etc.
Figura 2.2 es sp á S () s s s (b) ú vê.
Núcleo
Si
Existe outro tipo de material que apresenta características elétricas intermediárias entre os isolantes e os condutores: os semicondutores (que também poderiam ser chamados de semi-isolantes). Esses materiais têm sido muito utilizados na indústria eletrônica desde a decada de 1950, tanto na construção de componentes como na de circuitos integrados. Os principais semicondutores são o silício e o germânio, apesar de existir grande variedade de outros materiais. A classicação dos materiais quanto à capacidade de conduzir ou não a corrente elétrica pode ser eita de acordo com sua condutividade ou resistividade. A gura 2.1 mostra a classicação dos materiais segundo sua condutividade. Figura 2.1 cssçã s s sg s v.
Isolantes
10 –20
S í l i c a f u n d i d a
Semicondutores
10 –16
D i a m a n t e
10 –8
10 –12
Condutividade
V i d r o
10 0
10 –4
G e r m â n i o
S i l í c i o
( ohm–1 cm –1
Metais
10 4
(a)
(b)
Como o número de elétrons é igual ao número de prótons, o átomo é dito neutro. Muitas vezes nos reerimos ao silício como “cristal de silício”, porque o arranjo geométrico de seus átomos é eito de orma simétrica e regular em todas as direções, motivo pelo qual é chamado de cúbico. Nesse arranjo um átomo de Si se liga a quatro átomos vizinhos por ligações covalentes, em que cada átomo ornece um elétron, ormando, na última camada, oito elétrons, o que congura uma situação estável. A gura 2.3 ilustra, no plano, o arranjo espacial dessa conguração. Figura 2.3
10 8 F C e o r r b o r e
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
)
es s S à p 0 ºk (–273 ºc) – p ss.
2.2 Semicondutor intrínseco O semicondutor em seu estado puro é chamado de intrínseco, tendo pouca ou nenhuma utilidade quando está nessas condições. Como dissemos, os principais semicondutores usados são o silício (Si) e o germânio (Ge); existem outros, porém não serão abordados neste livro. O estudo de semicondutores pode ser eito de duas maneiras: por meio do conceito de bandas de energia (análise que utiliza conceitos da Física) ou por meio do conceito de ligação covalente (que é uma abordagem da Química). Usaremos a segunda por apresentar signicado mais concreto. 36
É importante notar que, nas condições indicadas na g ura 2.3, o silício se comporta como isolante, pois não existem carga s livres. No entanto, com o aumento da temperatura, a energia térmica ornecida ao cristal provoca a “quebra” de 37
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.1 Classicação dos materiais De maneira bem simples, a classicação dos materiais em relação a seu comportamento elétrico é eita dividindo-os em i solantes e condutores.
A gura 2.2a mostra, de maneira simplicada, a estrutura do átomo de Si, que possui quatro elétrons na última camada, conhecida como camada de valência. Para acilitar o entendimento, representamos, na gura 2.2b, o átomo de silício somente com o núcleo e a camada de valência.
Os condutores são materiais que permitem a passagem da corrente elétrica em seu interior quando submetidos a uma dierença de potencial, pois possuem cargas elétricas livres. Exemplos: alumínio, cobre, erro etc.
Figura 2.2
Os isolantes são materiais que, em condições normais, não permitem a passagem da corrente elétrica em seu interior, pois não possuem cargas elétricas livres. Exemplos: madeira, plásticos, porcelana, enolite etc.
es sp á S () s s s (b) ú vê.
Núcleo
Si
Existe outro tipo de material que apresenta características elétricas intermediárias entre os isolantes e os condutores: os semicondutores (que também poderiam ser chamados de semi-isolantes). Esses materiais têm sido muito utilizados na indústria eletrônica desde a decada de 1950, tanto na construção de componentes como na de circuitos integrados. Os principais semicondutores são o silício e o germânio, apesar de existir grande variedade de outros materiais. A classicação dos materiais quanto à capacidade de conduzir ou não a corrente elétrica pode ser eita de acordo com sua condutividade ou resistividade. A gura 2.1 mostra a classicação dos materiais segundo sua condutividade. Figura 2.1 cssçã s s sg s v.
Isolantes
10 –20
S í l i c a f u n d i d a
Semicondutores
10 –16
V i d r o
Condutividade
10 0
10 –4
10 –8
10 –12
D i a m a n t e
G e r m â n i o
S i l í c i o
( ohm–1 cm –1
Metais
10 4
(a)
(b)
Como o número de elétrons é igual ao número de prótons, o átomo é dito neutro. Muitas vezes nos reerimos ao silício como “cristal de silício”, porque o arranjo geométrico de seus átomos é eito de orma simétrica e regular em todas as direções, motivo pelo qual é chamado de cúbico. Nesse arranjo um átomo de Si se liga a quatro átomos vizinhos por ligações covalentes, em que cada átomo ornece um elétron, ormando, na última camada, oito elétrons, o que congura uma situação estável. A gura 2.3 ilustra, no plano, o arranjo espacial dessa conguração. Figura 2.3
10 8 F C e o r r b o r e
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
es s S à p 0 ºk (–273 ºc) – p ss.
)
2.2 Semicondutor intrínseco O semicondutor em seu estado puro é chamado de intrínseco, tendo pouca ou nenhuma utilidade quando está nessas condições. Como dissemos, os principais semicondutores usados são o silício (Si) e o germânio (Ge); existem outros, porém não serão abordados neste livro. O estudo de semicondutores pode ser eito de duas maneiras: por meio do conceito de bandas de energia (análise que utiliza conceitos da Física) ou por meio do conceito de ligação covalente (que é uma abordagem da Química). Usaremos a segunda por apresentar signicado mais concreto.
É importante notar que, nas condições indicadas na g ura 2.3, o silício se comporta como isolante, pois não existem carga s livres. No entanto, com o aumento da temperatura, a energia térmica ornecida ao cristal provoca a “quebra” de
36
37
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
algumas ligações covalentes, liberando, assim, elétrons de valência. Os espaços vazios deixados por causa de tais rompimentos se comportam como cargas elétricas positivas, denominadas lacunas ou buracos.
A gura 2.6 mostra o instante seguinte, em que u m elétron de valência c om energia suciente pode preencher a lacuna, demonstrando que ela se deslocou para a direita, no sentido do polo negativo da bateria.
A gura 2.4 representa a mesma estrutura da gura 2.3, mas com alg umas das ligações covalentes rompidas. A quantidade de energia necessária para quebrar uma ligação depende do tipo do semicondutor; no caso do Ge, é 0,72 eV e, no do Si, 1,1 eV.
Figura 2.6 cs S sb p é (sã é) s 2 > 1.
campoelétrico
elétronlivre
Figura 2.4 es S p 0k ( –273 ºc) – gçã ps é-.
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
lacuna elétron livre
bordas do cristal
Si
Si
Si
lacuna
Si
Si
Si
A aplicação de uma dierença de potencial na estrutura do silício possibilita o movimento dessas cargas elétricas (elétron livre e lacuna): os elétrons se dirigem para o polo positivo da onte externa e as lacunas, para o polo negativo. A maneira como ocorre a movimentação dos elétrons já oi abordada em eletrodinâmica, mas e as lacunas, como se movimentam contribuindo para a ormação da corrente elétrica?
Esse enômeno se repete para outro elétron de valência, como ilustra a gura 2.7. Assim, existe no semicondutor uma corrente de elétrons livres da direita para a esquerda e uma corrente de lacunas da esquerda para a direita, e essas correntes se somam. É importante notar que os elétrons de valência que se deslocam para a esquerda eventualmente encontrarão a borda do cristal e, portanto, o polo positivo da bateria, transormando-se em elétrons livres. A corrente total no cristal será a soma do uxo de elétrons com o uxo de lacunas: IT = Ie + Il. Figura 2.7
Para entendermos o mecanismo de condução de elétrons e lacunas, consideremos as gu ras 2.5, 2.6 e 2.7.
elétron livre
Na gura 2.5, o elétron livre está representado por um ponto preto e sua ausência (a lacuna), na ligação covalente, por um ponto branco. O sentido do campo elétrico é tal que o elétron se movimenta para a esquerda, onde está o polo positivo da bateria que ornece a ddp.
cs S sb p é (sã é) s 3 > 2.
campoelétrico
Si
lacuna
Si
Si
Si lacuna
bordas do cristal
Figura 2.5 cs S sb p é (sã é) s 1.
campo elétrico
2.3 Semicondutor extrínseco
elétron livre
Si
Si lacuna
bordas do cristal
38
Si
Si
Na prática, não usamos o semicondutor intrínseco, e sim o extrínseco. O semicondutor extrínseco é obtido pela adição de elementos chamados de impurezas (tipos de átomos), cuja principal nalidade é alterar algumas propriedades elétricas, principalmente a resistividade em relação ao uxo de elétrons. Existem dois tipos de semicondutores extrínsecos: o material N e o material P. 39
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
algumas ligações covalentes, liberando, assim, elétrons de valência. Os espaços vazios deixados por causa de tais rompimentos se comportam como cargas elétricas positivas, denominadas lacunas ou buracos.
A gura 2.6 mostra o instante seguinte, em que u m elétron de valência c om energia suciente pode preencher a lacuna, demonstrando que ela se deslocou para a direita, no sentido do polo negativo da bateria.
A gura 2.4 representa a mesma estrutura da gura 2.3, mas com alg umas das ligações covalentes rompidas. A quantidade de energia necessária para quebrar uma ligação depende do tipo do semicondutor; no caso do Ge, é 0,72 eV e, no do Si, 1,1 eV.
Figura 2.6 cs S sb p é (sã é) s 2 > 1.
campoelétrico
elétronlivre
Figura 2.4 es S p 0k ( –273 ºc) – gçã ps é-.
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
lacuna elétron livre
bordas do cristal
Si
Si
Si
lacuna
Si
Si
Si
A aplicação de uma dierença de potencial na estrutura do silício possibilita o movimento dessas cargas elétricas (elétron livre e lacuna): os elétrons se dirigem para o polo positivo da onte externa e as lacunas, para o polo negativo. A maneira como ocorre a movimentação dos elétrons já oi abordada em eletrodinâmica, mas e as lacunas, como se movimentam contribuindo para a ormação da corrente elétrica?
Esse enômeno se repete para outro elétron de valência, como ilustra a gura 2.7. Assim, existe no semicondutor uma corrente de elétrons livres da direita para a esquerda e uma corrente de lacunas da esquerda para a direita, e essas correntes se somam. É importante notar que os elétrons de valência que se deslocam para a esquerda eventualmente encontrarão a borda do cristal e, portanto, o polo positivo da bateria, transormando-se em elétrons livres. A corrente total no cristal será a soma do uxo de elétrons com o uxo de lacunas: IT = Ie + Il. Figura 2.7 cs S sb p é (sã é) s 3 > 2.
campoelétrico
Para entendermos o mecanismo de condução de elétrons e lacunas, consideremos as gu ras 2.5, 2.6 e 2.7.
elétron livre
Na gura 2.5, o elétron livre está representado por um ponto preto e sua ausência (a lacuna), na ligação covalente, por um ponto branco. O sentido do campo elétrico é tal que o elétron se movimenta para a esquerda, onde está o polo positivo da bateria que ornece a ddp.
Si
lacuna
Si
Si
Si lacuna
bordas do cristal
Figura 2.5 cs S sb p é (sã é) s 1.
campo elétrico
2.3 Semicondutor extrínseco
elétron livre
Si
Si
Si
Si
lacuna
bordas do cristal
Na prática, não usamos o semicondutor intrínseco, e sim o extrínseco. O semicondutor extrínseco é obtido pela adição de elementos chamados de impurezas (tipos de átomos), cuja principal nalidade é alterar algumas propriedades elétricas, principalmente a resistividade em relação ao uxo de elétrons. Existem dois tipos de semicondutores extrínsecos: o material N e o material P.
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.3.1 Semicondutor tipo N É obtido adicionando ao cristal puro (de silício ou germânio) um material pentavalente, isto é, que tem em sua última camada cinco elétrons de valência. Em geral, o material mais uti lizado é o ósoro (P).
Figura 2.8 () Á ós g q ás sí; (b) q é v g í psv ps à s s.
O que acontece, então, quando átomos de ósoro são adicionados ao cristal do semicondutor? omemos como exemplo um semicondutor de silício. Alguns de seus átomos serão substituídos pelo átomo do ósoro, e, como o número de átomos da impureza é muito menor que o de átomos do semicondutor, essa impureza se ligará a quatro átomos de silício, conorme ilustra a gura 2.8a. Observe que cada átomo de silício contribui com um elétron para que ocorra uma ligação compartilhada, sobrando um elétron. Esse quinto elétron está racamente ligado ao átomo, bastando uma energia diminuta para torná-lo livre. O importante dessa situação é que não oi gerada nenhuma lacuna (gur a 2.8b).
Si
quinto elétron livre
Si
quinto elétron
Si
P
Si
Si
P
+
Si
Si
(a)
(b)
Si
mental é que a temperatura aeta signicativamente essa propriedade, porque, quanto maior a temperatura, maior o número de elétrons e de lacunas.
Válvula termiônica é um dispositivo eletrônico constituído
Dependendo da aplicação, essa é uma condição indesejável. Nos computadores, por exemplo, uma alha no cooler (responsável por evitar o superaquecimento dos componentes semicondutores) pode causar travamento. Essa é uma desvantagem do semicondutor quando comparado com a válvula termiônica , mas mesmo assim os pontos positivos superam de longe os negativos.
de um flamento, um
catodo e um anodo no interior de um tubo de vidro no qual há vácuo ou gás sob baixa pressão. Nela, a corrente elétrica só pode passar em um sentido.
2.3.2 Semicondutor tipo P É obtido adicionando quantidades controladas de impureza trivalente ao material puro (semicondutor intrínseco). Um exemplo desse tipo de impureza é o boro (B). Como o boro é trivalente, seus trê s elétrons de valência serão compartilhados com quatro átomos de silício das vizinhanças, porém uma das ligações não se completará. A ausência de um elétron nessa ligação poderá se comportar como lacuna (gura 2.9). E como isso acontece?
Figura 2.9 () Á b g q ás S b p zçã; (b) vg () é ph p é vê á pó, g í gv ps à s s p zçã.
Inicialmente, em temperaturas próximas do zero absoluto, os elétrons de valência de um átomo vizinho ao da impureza não têm energia suciente para preencher a ligação, e, portanto, o material se comporta como isolante. Conorme a temperatura aumenta, um elétron de valência do átomo vizinho recebe energia suciente para se deslocar e oc upa a vaga na ligação não completada com um dos elétrons do boro. Desse modo, como o átomo estava neutro e passa a ter um elétron a mais, torna-se um íon negativo. A vaga deixada por esse elétron pode se comportar como lacuna. Então, oi gerada lacuna sem o aparecimento de elétron livre, e por isso o material é chamado de P.
Si Si
Esse processo pode ser mais bem compreendido se imaginarmos a temperatura variando do zero absoluto. A partir desse valor, o quinto elétron está preso; portanto, não existe portador de carga livre e o material se comporta como isolante. Aumentando gradativamente a temperatura, o quinto elétron é liberado e o material passa a conduzir corrente elétrica. Quanto mais a temperatura aumenta, mais ligações covalentes começam a se quebrar, gerando mais elétrons livres e lacunas. Assim, o material torna-se neutro, motivo pelo qual recebe o nome de semicondutor tipo N. Observe na gura 2.8 que o cristal é neutro, pois para cada quinto elétron liberado a impureza ca ionizada positivamente. Como os elétrons estão em maioria no material, são chamados de portadores majoritários e as lacunas, de portadores minoritários. É extremamente importante notar que a quantidade de impureza adicionada determina a principal característica elétrica, que é a condutividade, pois, quanto maior o número de elétrons livres existentes, maior a capacidade de conduzir. Outro ponto unda-
40
Si Si
ligação não completada
Si
Si
B
Si
Si
B
–
Si
Si o elétron de valência desta posição se moveu para outra posição
Si
Si
Si
Si (a)
(b)
Se a temperatura aumentar mais ainda, além da temperatura de ionização, serão gerados os pares elétron-lacuna. Nesse caso, as lacunas são port adores majoritários e os elétrons livres, portadores minoritários.
41
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.3.1 Semicondutor tipo N É obtido adicionando ao cristal puro (de silício ou germânio) um material pentavalente, isto é, que tem em sua última camada cinco elétrons de valência. Em geral, o material mais uti lizado é o ósoro (P).
Figura 2.8 () Á ós g q ás sí; (b) q é v g í psv ps à s s.
O que acontece, então, quando átomos de ósoro são adicionados ao cristal do semicondutor? omemos como exemplo um semicondutor de silício. Alguns de seus átomos serão substituídos pelo átomo do ósoro, e, como o número de átomos da impureza é muito menor que o de átomos do semicondutor, essa impureza se ligará a quatro átomos de silício, conorme ilustra a gura 2.8a. Observe que cada átomo de silício contribui com um elétron para que ocorra uma ligação compartilhada, sobrando um elétron. Esse quinto elétron está racamente ligado ao átomo, bastando uma energia diminuta para torná-lo livre. O importante dessa situação é que não oi gerada nenhuma lacuna (gur a 2.8b).
Si
quinto elétron livre
Si
quinto elétron
Si
P
Si
Si
P
+
Si
Si
(a)
(b)
Si
mental é que a temperatura aeta signicativamente essa propriedade, porque, quanto maior a temperatura, maior o número de elétrons e de lacunas.
Válvula termiônica é um dispositivo eletrônico constituído
Dependendo da aplicação, essa é uma condição indesejável. Nos computadores, por exemplo, uma alha no cooler (responsável por evitar o superaquecimento dos componentes semicondutores) pode causar travamento. Essa é uma desvantagem do semicondutor quando comparado com a válvula termiônica , mas mesmo assim os pontos positivos superam de longe os negativos.
de um flamento, um
catodo e um anodo no interior de um tubo de vidro no qual há vácuo ou gás sob baixa pressão. Nela, a corrente elétrica só pode passar em um sentido.
2.3.2 Semicondutor tipo P É obtido adicionando quantidades controladas de impureza trivalente ao material puro (semicondutor intrínseco). Um exemplo desse tipo de impureza é o boro (B). Como o boro é trivalente, seus trê s elétrons de valência serão compartilhados com quatro átomos de silício das vizinhanças, porém uma das ligações não se completará. A ausência de um elétron nessa ligação poderá se comportar como lacuna (gura 2.9). E como isso acontece?
Figura 2.9 () Á b g q ás S b p zçã; (b) vg () é ph p é vê á pó, g í gv ps à s s p zçã.
Inicialmente, em temperaturas próximas do zero absoluto, os elétrons de valência de um átomo vizinho ao da impureza não têm energia suciente para preencher a ligação, e, portanto, o material se comporta como isolante. Conorme a temperatura aumenta, um elétron de valência do átomo vizinho recebe energia suciente para se deslocar e oc upa a vaga na ligação não completada com um dos elétrons do boro. Desse modo, como o átomo estava neutro e passa a ter um elétron a mais, torna-se um íon negativo. A vaga deixada por esse elétron pode se comportar como lacuna. Então, oi gerada lacuna sem o aparecimento de elétron livre, e por isso o material é chamado de P.
Si Si
Esse processo pode ser mais bem compreendido se imaginarmos a temperatura variando do zero absoluto. A partir desse valor, o quinto elétron está preso; portanto, não existe portador de carga livre e o material se comporta como isolante. Aumentando gradativamente a temperatura, o quinto elétron é liberado e o material passa a conduzir corrente elétrica. Quanto mais a temperatura aumenta, mais ligações covalentes começam a se quebrar, gerando mais elétrons livres e lacunas. Assim, o material torna-se neutro, motivo pelo qual recebe o nome de semicondutor tipo N. Observe na gura 2.8 que o cristal é neutro, pois para cada quinto elétron liberado a impureza ca ionizada positivamente. Como os elétrons estão em maioria no material, são chamados de portadores majoritários e as lacunas, de portadores minoritários. É extremamente importante notar que a quantidade de impureza adicionada determina a principal característica elétrica, que é a condutividade, pois, quanto maior o número de elétrons livres existentes, maior a capacidade de conduzir. Outro ponto unda-
Si Si
ligação não completada
Si
Si
B
Si
Si
B
–
Si
Si o elétron de valência desta posição se moveu para outra posição
Si
Si
Si
Si (a)
(b)
Se a temperatura aumentar mais ainda, além da temperatura de ionização, serão gerados os pares elétron-lacuna. Nesse caso, as lacunas são port adores majoritários e os elétrons livres, portadores minoritários.
40
41
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.4 Junção PN
2.4.1 Junção PN com polarização reversa
Se uma barra de material P é ligada metalurgicamente a uma barra de material N, cria-se uma junção PN, cujas características permitem a produção de todos os dispositivos eletrônicos.
Quando a tensão aplicada tem polaridade como a indicada na gura 2.11, isto é, o lado P negativo em relação ao lado N, a largura da região de depleção aumentará, elevando a altura da barreira de potencial e dicultando a passagem dos portadores majoritários de um lado da junção para o outro. Através da ju nção exist irá uma corrente constit uída de por tadores minoritários, os quais dependem apenas da temperatura. Essa corrente é chamada de corrente reversa de saturação ( IS) e sua intensidade é da ordem de nA (Si) ou µA (Ge).
A dierença de concentração de lacunas e elétrons livres entre as duas regiões da junção PN possibilita a ocorrência de um enômeno chamado de diusão: deslocamento (corrente elétrica) de lacunas do lado P para o N e de elétrons livre s do lado N para o P.
Figura 2.11
A diusão não é um processo contínuo, pois o deslocamento de elétrons e lacunas az surgir uma região de cargas negativas (átomos de impurezas receptoras que aceitaram esses elétrons) e positivas xas (gura 2.10). Nessa região, denominada região de cargas espaciais (RCE) ou região de depleção, não existem cargas livres, uma vez que, em razão do campo elétrico gerado pelas cargas espaciais, caso apareça uma carg a livre (elétron livre ou lacuna), ela será acelerada por esse campo, deslocando-se para o lado N ou P. As cargas xas criam uma barreira de potencial que se opõe à diusão de mais portadores majoritários – lacunas no lado P e elétrons livres no lado N. E ssa corrente é representada por IDifusão. Os portadores minoritários de ambos os lados d a junção estão movimentando-se aleatoriamente por causa da temperatura. Se algum dos portadores minoritários (aqueles gerados pela temperatura) – elétrons livres no lado P ou lacunas no lado N – se aproximar da RCE, será acelerado pelo campo elétrico existente nessa região e passará para o outro lado da junção. Essa corrente é chamada de corrente de deriva (IDeriva).
Jçã Pn pzçã vs. larguracompolarização largura sem polarização
P
N
IDeriva = ls
As duas correntes podem ser observadas na gura 2.10. Quando a junção está em equilíbrio, a soma das correntes da junção é zero, isto é, IDeriva = IDifusão. Figura 2.10
2.4.2 Junção PN com polarização direta
Jçã Pn b s s s s: sã v.
P
N
IDeriva
42
O que acontece se invertermos a polaridade da tensão na gura 2.11? Imagine a tensão da bateria começando de zero. Inicialmente, como a corrente é desprezível, toda a tensão externa é aplicada na junção, diminuindo a barreira. No entanto, a corrente começa a aumentar quando a tensão aplicada na junção or de aproximadamente 0,6 V.
IDifusão
A princípio, toda a tensão estará aplicada diretamente na re gião da ju nção, baixando a barreira de potencial e tornando desprezível a queda de tensão no material N e no P. Desse modo, a corrente é controlada pela variação da altura da barreira (região não linear da curva característica). À medida que a corrente aumenta, a tensão externa se distribui entre o material e a barreira. Nesse instante a corrente começa a ser controlada pela resistência direta do material, passando a ter comportamento aproximadamente linear com a tensão. 43
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.4 Junção PN
2.4.1 Junção PN com polarização reversa
Se uma barra de material P é ligada metalurgicamente a uma barra de material N, cria-se uma junção PN, cujas características permitem a produção de todos os dispositivos eletrônicos.
Quando a tensão aplicada tem polaridade como a indicada na gura 2.11, isto é, o lado P negativo em relação ao lado N, a largura da região de depleção aumentará, elevando a altura da barreira de potencial e dicultando a passagem dos portadores majoritários de um lado da junção para o outro. Através da ju nção exist irá uma corrente constit uída de por tadores minoritários, os quais dependem apenas da temperatura. Essa corrente é chamada de corrente reversa de saturação ( IS) e sua intensidade é da ordem de nA (Si) ou µA (Ge).
A dierença de concentração de lacunas e elétrons livres entre as duas regiões da junção PN possibilita a ocorrência de um enômeno chamado de diusão: deslocamento (corrente elétrica) de lacunas do lado P para o N e de elétrons livre s do lado N para o P.
Figura 2.11
A diusão não é um processo contínuo, pois o deslocamento de elétrons e lacunas az surgir uma região de cargas negativas (átomos de impurezas receptoras que aceitaram esses elétrons) e positivas xas (gura 2.10). Nessa região, denominada região de cargas espaciais (RCE) ou região de depleção, não existem cargas livres, uma vez que, em razão do campo elétrico gerado pelas cargas espaciais, caso apareça uma carg a livre (elétron livre ou lacuna), ela será acelerada por esse campo, deslocando-se para o lado N ou P. As cargas xas criam uma barreira de potencial que se opõe à diusão de mais portadores majoritários – lacunas no lado P e elétrons livres no lado N. E ssa corrente é representada por IDifusão.
Jçã Pn pzçã vs. larguracompolarização largura sem polarização
P
Os portadores minoritários de ambos os lados d a junção estão movimentando-se aleatoriamente por causa da temperatura. Se algum dos portadores minoritários (aqueles gerados pela temperatura) – elétrons livres no lado P ou lacunas no lado N – se aproximar da RCE, será acelerado pelo campo elétrico existente nessa região e passará para o outro lado da junção. Essa corrente é chamada de corrente de deriva (IDeriva).
N
IDeriva = ls
As duas correntes podem ser observadas na gura 2.10. Quando a junção está em equilíbrio, a soma das correntes da junção é zero, isto é, IDeriva = IDifusão. Figura 2.10
2.4.2 Junção PN com polarização direta
Jçã Pn b s s s s: sã v.
O que acontece se invertermos a polaridade da tensão na gura 2.11? Imagine a tensão da bateria começando de zero. Inicialmente, como a corrente é desprezível, toda a tensão externa é aplicada na junção, diminuindo a barreira. No entanto, a corrente começa a aumentar quando a tensão aplicada na junção or de aproximadamente 0,6 V.
IDifusão
P
N
IDeriva
A princípio, toda a tensão estará aplicada diretamente na re gião da ju nção, baixando a barreira de potencial e tornando desprezível a queda de tensão no material N e no P. Desse modo, a corrente é controlada pela variação da altura da barreira (região não linear da curva característica). À medida que a corrente aumenta, a tensão externa se distribui entre o material e a barreira. Nesse instante a corrente começa a ser controlada pela resistência direta do material, passando a ter comportamento aproximadamente linear com a tensão.
42
43
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
A corrente total através da junção (I) é constituída de duas correntes: a de saturação e a de diusão (gura 2.12). A corrente de diusão é muito maior que a de saturação.
Figura 2.12 Jçã Pn pzçã .
2.5 Diodo de junção Diodo de junção é um componente constituído de uma junção PN, tendo todas as suas características, ou seja, permite a passagem da corrente em um único sentido quando adequadamente polarizado (polarização direta) e bloqueia a corrente quando a polaridade da tensão inverte (polarização reversa). A gura 2.13 mostra a representação esquemática do diodo de junção com seus terminais ôhmicos – anodo (A) e c atodo (K) –, seu símbolo e exemplos de diodos comerciais.
IDifusão
Figura 2.13
P
N catodo
anodo
P
K
A
N
A
K
(a)
(b)
IDeriva = ls
Da gura 2.12, podemos concluir que: I = ID - IS (2.1)
k c o t S r e t t u H S / u c S e n o i n a d G o B
() d jçã s ôhs, (b) síb jçã () s s g.
(c)
em que ID é a corrente de diusão. A equação da corrente através da junção é dada por:
2.5.1 Curva característica do diodo VD
I = IS ⋅ (e
η⋅ VT
- 1)
(2.2)
O gráco da gura 2.14 mostra a curva característica de u m diodo de junção de silício, que corresponde à equação:
em que: • • • •
IS é a corrente reversa de satur ação, VD a tensão aplicada na junção,
η uma constante que vale aproximadamente 1 para Ge e 2 para Si. VT uma constante que depende da temperatura, valendo 26 mV à temperatura ambiente ( = 300 ºK).
Com a junção polarizada diretamente ( VD > 0), I é positiva; com a junção polarizada reversamente ( VD < 0), I é negativa. 44
VD
I = IS ⋅ (e
η⋅ VT
- 1)
No gráco da gura 2.14, é possível observar a corrente resultante da tensão aplicada no diodo em três regiões bem denidas: 1. Região de polarização direta: VD > 0,6 V 2. Região de polarização reversa: VD < 0 V 3. Região de ruptura: VD < –VBK 45
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
A corrente total através da junção (I) é constituída de duas correntes: a de saturação e a de diusão (gura 2.12). A corrente de diusão é muito maior que a de saturação.
Figura 2.12 Jçã Pn pzçã .
2.5 Diodo de junção Diodo de junção é um componente constituído de uma junção PN, tendo todas as suas características, ou seja, permite a passagem da corrente em um único sentido quando adequadamente polarizado (polarização direta) e bloqueia a corrente quando a polaridade da tensão inverte (polarização reversa). A gura 2.13 mostra a representação esquemática do diodo de junção com seus terminais ôhmicos – anodo (A) e c atodo (K) –, seu símbolo e exemplos de diodos comerciais.
IDifusão
Figura 2.13
P
N
P
() d jçã s ôhs, (b) síb jçã () s s g.
K
A
catodo
anodo
N
A
K
(a)
(b)
IDeriva = ls
k c o t S r e t t u H S / u c S e n o i n a d G o B
Da gura 2.12, podemos concluir que: I = ID - IS (2.1)
(c)
em que ID é a corrente de diusão. A equação da corrente através da junção é dada por:
2.5.1 Curva característica do diodo VD
I = IS ⋅ (e
η⋅ VT
(2.2)
- 1)
O gráco da gura 2.14 mostra a curva característica de u m diodo de junção de silício, que corresponde à equação:
em que: • • • •
VD
I = IS ⋅ (e
IS é a corrente reversa de satur ação, VD a tensão aplicada na junção,
η uma constante que vale aproximadamente 1 para Ge e 2 para Si. VT uma constante que depende da temperatura, valendo 26 mV à temperatura ambiente ( = 300 ºK).
Com a junção polarizada diretamente ( VD > 0), I é positiva; com a junção polarizada reversamente ( VD < 0), I é negativa.
η⋅ VT
- 1)
No gráco da gura 2.14, é possível observar a corrente resultante da tensão aplicada no diodo em três regiões bem denidas: 1. Região de polarização direta: VD > 0,6 V 2. Região de polarização reversa: VD < 0 V 3. Região de ruptura: VD < –VBK
44
45
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
Figura 2.14 cv ís jçã S.
A tabela 2.1 apresenta os dados de diodos de uso geral, para 1 A (IF(AV)) e de dierentes tensões reversas.
Id
Diodo de Si (Silício)
Genera Purpose Rectifers Absoute Maximum Ratings*
Symbol
TA = 25 °C
Ruptura
Reserva
0.500
Vd
Parameter
Value
VD VT
I = IS ⋅ (e η⋅
- 1) (2.2)
em que: IS é a corrente reversa de satur ação, VD a tensão aplicada no diodo, • η uma constante que depende da orma como o diodo oi construído e VT uma constante que depende da temperatura, valendo aproximadamente • •
Portanto, para VD > 0 e VD >> 26 mV, o termo negativo dentro dos parênteses é desprezado: VD
I = IS ⋅ (e η⋅VT )
Para VD < 0 e em módulo muito maior que 26 mV, a expressão da corrente será aproximadamente igual –IS.
46
4003
4004
4005
4006
4007
50
100
200
400
600
800
1000
Peak Repetitive Reverse Voltage
IF(AV)
Average Rectied Forward Current, .375 “ lead length @ T A = 75 °C
1.0
A
IFSM
Non-Repetitive Peak Forward Surge Current 8.3 ms Single Hal-Sine-Wave
30
A
TSTG
Storage Temperature Ran ge
–5 5 to +175
°C
Operating Junction Temperature
–55 to +175
°C
TJ
V
2.5.2 Diodo polarizado diretamente O comportamento é similar ao da junção PN. Em condução, um diodo de silício apresenta queda de tensão de aproximadamente 0,7 V. Assim, por exemplo, podemos estimar a corrente de um circuito de 10 V e 1 k simplesmente escrevendo a equação da malha: 10 = 1 k × I + 0,7. Daí tiramos que: I=
10 − 0, 7 1k
≅
9,3 mA
(2.3)
O circuito do exemplo está ilustrado na gura 2.15. É importante observar que, para eeito de cálculo, consideramos que a queda de tensão, no caso de diodo polarizado diretamente, é 0,7 V. Alguns autores adotam 0,6 V, mas na prática não az muita dierença. Figura 2.15 R D
1 k
Existe um valor de tensão que provoca a ruptura da junção, destrui ndo o diodo por eeito Joule (aumento excessivo de calor). Essa tensão de ruptura ( breakdown) é representada por VD < VBK, que na literatura costuma aparecer como VBR e no manual dos abricantes como VRRM (máxima tensão reversa de pico repetitiva). Em alguns casos, o diodo é construído especialmente para operar nessa região, como o diodo Zener.
4002
* These ratings are limiting values above which the serviceability o any semiconductor device may by impaired.
•
26 mV a 20 °C.
Units
4001 VRRM
Direta
Quando em polarização direta, a expressão matemática que representa o comportamento do diodo é a mesma equação dada para a corrente através da junção, ou seja:
Fh s p – s s g.
uness otherwise noted
V BK 0.000
Tabela 2.1
c pz .
9 ,3 5 m A
10 V
47
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
Figura 2.14 cv ís jçã S.
Id
Diodo de Si (Silício)
Genera Purpose Rectifers Absoute Maximum Ratings*
Symbol
TA = 25 °C
0.000
Reserva
0.500
Vd
Parameter
Value
VD VT
I = IS ⋅ (e η⋅
Units
4001
4002
4003
4004
4005
4006
4007
50
100
200
400
600
800
1000
VRRM
Peak Repetitive Reverse Voltage
IF(AV)
Average Rectied Forward Current, .375 “ lead length @ T A = 75 °C
1.0
A
IFSM
Non-Repetitive Peak Forward Surge Current 8.3 ms Single Hal-Sine-Wave
30
A
TSTG
Storage Temperature Ran ge
–5 5 to +175
°C
Operating Junction Temperature
–55 to +175
°C
Direta
Quando em polarização direta, a expressão matemática que representa o comportamento do diodo é a mesma equação dada para a corrente através da junção, ou seja:
Fh s p – s s g.
uness otherwise noted
V BK
Ruptura
Tabela 2.1
A tabela 2.1 apresenta os dados de diodos de uso geral, para 1 A (IF(AV)) e de dierentes tensões reversas.
TJ
V
* These ratings are limiting values above which the serviceability o any semiconductor device may by impaired.
2.5.2 Diodo polarizado diretamente
- 1) (2.2)
em que: IS é a corrente reversa de satur ação, VD a tensão aplicada no diodo, • η uma constante que depende da orma como o diodo oi construído e VT uma constante que depende da temperatura, valendo aproximadamente • •
O comportamento é similar ao da junção PN. Em condução, um diodo de silício apresenta queda de tensão de aproximadamente 0,7 V. Assim, por exemplo, podemos estimar a corrente de um circuito de 10 V e 1 k simplesmente escrevendo a equação da malha: 10 = 1 k × I + 0,7. Daí tiramos que:
•
26 mV a 20 °C.
I=
Portanto, para VD > 0 e VD >> 26 mV, o termo negativo dentro dos parênteses é desprezado:
10 − 0, 7 1k
≅
9,3 mA
(2.3)
O circuito do exemplo está ilustrado na gura 2.15. É importante observar que, para eeito de cálculo, consideramos que a queda de tensão, no caso de diodo polarizado diretamente, é 0,7 V. Alguns autores adotam 0,6 V, mas na prática não az muita dierença.
VD
I = IS ⋅ (e η⋅VT )
Para VD < 0 e em módulo muito maior que 26 mV, a expressão da corrente será aproximadamente igual –IS.
Figura 2.15 c pz .
R D
1 k
Existe um valor de tensão que provoca a ruptura da junção, destrui ndo o diodo por eeito Joule (aumento excessivo de calor). Essa tensão de ruptura ( breakdown) é representada por VD < VBK, que na literatura costuma aparecer como VBR e no manual dos abricantes como VRRM (máxima tensão reversa de pico repetitiva). Em alguns casos, o diodo é construído especialmente para operar nessa região, como o diodo Zener.
9 ,3 5 m A
10 V
46
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.5.3 Diodo polarizado reversamente
O gráco da gura 2.17 representa a curva característica para esse modelo e o circuito equivalente.
Quando o diodo está polarizado reversamente, a corrente que se estabelece através dele é da ordem de nA, ou seja, praticamente nula (gura 2.16). Essa corrente reversa, também chamada de corrente de uga, depende de aspectos ísicos do material, como dopagem e dimensões, e de atores externos, entre eles a temperatura de trabalho (o valor dobra a cada aumento de 10 ºC). Importante: quando o diodo está polarizado reversamente, a tensão da onte está aplicada nos terminais do diodo, o qual deve ter capacidade para suportar a tensão reversa; caso contrário, pode ocorrer um enômeno denominado avalanche, que, em geral, causa a ruptura d a junção.
Figura 2.17 d (hv): () v ís (b) qv.
ID
polarização reserva
polarização direta
VD
> 0 VD _
VD < 0
Figura 2.16 c pz vs.
R 1 k
|
a)
R 1 k
D
~0 =
10 V
VD = – 10 V 10 V
A corrente de uga é a soma da corrente reversa de saturação com a corrente supercial. A corrente de saturação depende da dopagem do semicondutor e da temperatura de trabalho; a corrente supercial, das d imensões ísicas do diodo, variando de acordo com a tensão aplicada. Por essa razão, observando a curva do diodo em polarização reversa, é possível notar uma ligeira inclinação, que indica um pequeno aumento na corrente quando a tensão aumenta.
b)
A gura 2.18a representa um circuito com um diodo real (1N4001) ligado a uma bateria de 100 V e a gura 2.18b mostra o mesmo circuito, porém com o diodo substituído por uma chave echada. No primeiro caso, a c orrente vale 99,2 mA e, no segundo, 100 mA, mas na prática essa dierença de valores é desprezada, o que signica que o modelo pode ser usado.
Além do modelo adotado pelo abricante do simulador, existem modelos simples que o projetista de circuitos pode utilizar, dependendo da complexidade e da precisão que ele deseja obter. Por exemplo, no caso do diodo, quando polarizado reversamente, é representado por um circuito aberto (chave aberta); quando ligado em polarização direta, utiliza-se um dos modelos ou circu itos equivalentes descritos a seguir.
Modelo 1 – Diodo ideal É o circuito equivalente (modelo) mais simples. Consiste em representar o d iodo por uma chave echada (curto-circuito), quando polarizado diretamente, e por um circuito aberto, quando polarizado reversamente. 48
() Sçã (b) 1.
1N4001
1k
1k
chave
100 mA
99,2 mA 100 V
2.5.4 Modelos (circuitos equivalentes) para diodo Estabelecer um modelo para um componente eletrônico (resistor, onte de tensão, onte de corrente, capacitor e indutor) signica representá-lo em um circuito por meio de componentes básicos, o que permite usar as leis de circuito para analisá-lo.
Figura 2.18
100 V
a)
b)
Existe alguma limitação no uso desse modelo? Essa orma de representar um diodo pode sempre ser usada? Na gura 2.19, em vez de 100 V, a bateria utilizada é de 1,5 V. Nesse caso, a dierença entre as duas medidas é alta (66%), o que signica que o modelo não é adequado.
Figura 2.19 () Sçã (b) 1 (q).
1N4001
1k
1k
1,5 mA
0,95 mA 1,5 V
chave
1,5 V a)
b)
49
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.5.3 Diodo polarizado reversamente
O gráco da gura 2.17 representa a curva característica para esse modelo e o circuito equivalente.
Quando o diodo está polarizado reversamente, a corrente que se estabelece através dele é da ordem de nA, ou seja, praticamente nula (gura 2.16). Essa corrente reversa, também chamada de corrente de uga, depende de aspectos ísicos do material, como dopagem e dimensões, e de atores externos, entre eles a temperatura de trabalho (o valor dobra a cada aumento de 10 ºC). Importante: quando o diodo está polarizado reversamente, a tensão da onte está aplicada nos terminais do diodo, o qual deve ter capacidade para suportar a tensão reversa; caso contrário, pode ocorrer um enômeno denominado avalanche, que, em geral, causa a ruptura d a junção.
Figura 2.17 d (hv): () v ís (b) qv.
ID
polarização reserva
polarização direta
VD
> 0 VD _
VD < 0
Figura 2.16 c pz vs.
R 1 k
|
a)
R 1 k
D
~0 =
VD = – 10 V
10 V
10 V
b)
A gura 2.18a representa um circuito com um diodo real (1N4001) ligado a uma bateria de 100 V e a gura 2.18b mostra o mesmo circuito, porém com o diodo substituído por uma chave echada. No primeiro caso, a c orrente vale 99,2 mA e, no segundo, 100 mA, mas na prática essa dierença de valores é desprezada, o que signica que o modelo pode ser usado.
A corrente de uga é a soma da corrente reversa de saturação com a corrente supercial. A corrente de saturação depende da dopagem do semicondutor e da temperatura de trabalho; a corrente supercial, das d imensões ísicas do diodo, variando de acordo com a tensão aplicada. Por essa razão, observando a curva do diodo em polarização reversa, é possível notar uma ligeira inclinação, que indica um pequeno aumento na corrente quando a tensão aumenta.
Além do modelo adotado pelo abricante do simulador, existem modelos simples que o projetista de circuitos pode utilizar, dependendo da complexidade e da precisão que ele deseja obter.
() Sçã (b) 1.
1N4001
1k
1k
chave
100 mA
99,2 mA 100 V
100 V
2.5.4 Modelos (circuitos equivalentes) para diodo Estabelecer um modelo para um componente eletrônico (resistor, onte de tensão, onte de corrente, capacitor e indutor) signica representá-lo em um circuito por meio de componentes básicos, o que permite usar as leis de circuito para analisá-lo.
Figura 2.18
a)
b)
Existe alguma limitação no uso desse modelo? Essa orma de representar um diodo pode sempre ser usada? Na gura 2.19, em vez de 100 V, a bateria utilizada é de 1,5 V. Nesse caso, a dierença entre as duas medidas é alta (66%), o que signica que o modelo não é adequado.
Figura 2.19 () Sçã (b) 1 (q).
1N4001
Por exemplo, no caso do diodo, quando polarizado reversamente, é representado por um circuito aberto (chave aberta); quando ligado em polarização direta, utiliza-se um dos modelos ou circu itos equivalentes descritos a seguir.
1k
1k
1,5 mA
0,95 mA
Modelo 1 – Diodo ideal
1,5 V
É o circuito equivalente (modelo) mais simples. Consiste em representar o d iodo por uma chave echada (curto-circuito), quando polarizado diretamente, e por um circuito aberto, quando polarizado reversamente.
chave
1,5 V a)
b)
48
49
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
Então, conclui-se que, se o valor da tensão da bateria or da mesma ordem de grandeza da barreira de potencial (0,6 V), o modelo de chave não pode ser usado.
ID
Modelo 2 – Bateria
RD
Um modelo mais elaborado considera o diodo conduzindo corrente elétrica como se osse uma pequena bateria de 0,6 V (valor a parti r do qual o diodo i nicia a condução). Portanto, se a tensão aplicada no diodo or menor que 0,6 V, ele se comportará como uma chave aberta; se a tensão estiver acima de 0,6 V, o diodo será substituído por uma bateria de 0,6 V. A gura 2.20 mostra a curva característica representativa desse modelo e o circuito equivalente.
0,6 V VD
0,6 V
a)
b)
A gura 2.23a mostra o valor da corrente em um diodo real e no circuito com o modelo, com resistência direta de 5 Ω e resistência de carga de 1 kΩ.
Figura 2.20 m b: () v ís (b) qv.
> 0,6 V VD _
VD < 0
ID
0,6V
> 0,6 V VD _
VD < 0
VD
Figura 2.22 m q s ssê : () v ís (b) qv.
1N4001
1k
1k
5
0,6 V
0,6 V a)
b)
0,95 mA
1,5 V
a)
Figura 2.21
0,89 mA
1,5 V
Figura 2.23 () Sçã (b) 3.
b)
Na gura 2.21, pode-se vericar que os valores obtidos no diodo real e no modelo são muito próximos.
() Sçã (b) 2.
A gura 2.24 reproduz a mesma análise, porém com uma re sistência de carga menor, 100 Ω.
1N4001
1 k
1 k
0,6 V
Figura 2.24 0,95 mA 1,5 V
100
1,5 V
a)
1N4001
0,90 mA
100
0,6 V
5
b)
8,57 mA
8,54 mA 1,5 V
O modelo com bateria deve ser usado quando a tensão de polarização or ma ior que 0,6 V e da mesma ordem de gr andeza.
Modelo 3 – Bateria e resistência (modelo linearizado por trechos de reta) Pode-se obter maior precisão levando em conta a resistência do diodo quando está em condução. A gura 2.22a ilustra a curva característica linearizada por dois trechos de reta, que representa a bateria em série c om resistência de baixo valor. 50
a)
() c sçã mcp (b) q ps s hs .
1,5 V
b)
Podemos observar que, nos dois casos (1 kΩ e 100 Ω), os valores das correntes são muito próximos; no primeiro (1 kΩ), a dierença se deve ao ato de que o trecho linearizado não coincide com a curva. Assim, quanto maior o valor da corrente, mais a curva coincide com a reta. 51
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
Então, conclui-se que, se o valor da tensão da bateria or da mesma ordem de grandeza da barreira de potencial (0,6 V), o modelo de chave não pode ser usado.
ID
Modelo 2 – Bateria
RD 0,6 V VD
0,6 V
a)
b)
A gura 2.23a mostra o valor da corrente em um diodo real e no circuito com o modelo, com resistência direta de 5 Ω e resistência de carga de 1 kΩ.
Figura 2.20 m b: () v ís (b) qv.
> 0,6 V VD _
VD < 0
Um modelo mais elaborado considera o diodo conduzindo corrente elétrica como se osse uma pequena bateria de 0,6 V (valor a parti r do qual o diodo i nicia a condução). Portanto, se a tensão aplicada no diodo or menor que 0,6 V, ele se comportará como uma chave aberta; se a tensão estiver acima de 0,6 V, o diodo será substituído por uma bateria de 0,6 V. A gura 2.20 mostra a curva característica representativa desse modelo e o circuito equivalente.
ID
0,6V
> 0,6 V VD _
VD < 0
VD
Figura 2.22 m q s ssê : () v ís (b) qv.
1N4001
1k
1k
5
0,6 V
0,6 V a)
b)
0,95 mA
1,5 V
a)
Figura 2.21
0,89 mA
1,5 V
Figura 2.23 () Sçã (b) 3.
b)
Na gura 2.21, pode-se vericar que os valores obtidos no diodo real e no modelo são muito próximos.
() Sçã (b) 2.
A gura 2.24 reproduz a mesma análise, porém com uma re sistência de carga menor, 100 Ω.
1N4001 0,6 V
1 k
1 k
Figura 2.24 0,95 mA
1N4001
0,90 mA
1,5 V
100
1,5 V
a)
0,6 V
100
5
b)
8,57 mA
8,54 mA 1,5 V
O modelo com bateria deve ser usado quando a tensão de polarização or ma ior que 0,6 V e da mesma ordem de gr andeza.
Modelo 3 – Bateria e resistência (modelo linearizado por trechos de reta) Pode-se obter maior precisão levando em conta a resistência do diodo quando está em condução. A gura 2.22a ilustra a curva característica linearizada por dois trechos de reta, que representa a bateria em série c om resistência de baixo valor.
() c sçã mcp (b) q ps s hs .
1,5 V
a)
b)
Podemos observar que, nos dois casos (1 kΩ e 100 Ω), os valores das correntes são muito próximos; no primeiro (1 kΩ), a dierença se deve ao ato de que o trecho linearizado não coincide com a curva. Assim, quanto maior o valor da corrente, mais a curva coincide com a reta.
50
51
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.5.5 Análise gráca Um circuito com diodo pode ser examinado de duas maneiras: analiticamente, usando qualquer um dos modelos apresentados no item 2.5.4, ou gracamente, por meio de sua curva característica. É importante conhecer esse tipo de análise, pois apresenta alguns conceitos que serão utilizados na análise de circuitos com transistores. A análise gráca consiste em representar no mesmo gráco a curva do diodo e a curva do gerador. O gerador tem orça eletromotriz igual a VCC e resistência interna R. A interseção dos dois gr ácos é a solução (corrente e tensão nos dois bipolos). Consideremos que a equação do diodo seja:
=
IS ⋅ ( e η⋅VT
2.5.6 Teste de diodos Em muitas situações de trabalho na área eletrônica, é necessário realizar testes em semicondutores para saber quais são seus terminais (anodo e catodo) e vericar se estão com deeito (aberto em curto-circuito ou com uga). O teste de semicondutores baseia-se no ato de que, sob polarização direta, uma junção PN apresenta resistência baixa (10 Ω, por exemplo) e, sob polarização reversa, resistência alta (> 1 MΩ). O teste de semicondutores pode ser realizado com um multímetro digital ou analógico na posição ohmímetro. Por exemplo, ao selecionar ohmímetro em um multímetro analógico e posicionar as pontas de prova nos terminais de um diodo, ocorrerão as duas situações indicadas na gura 2.26.
VD
ID
A i nterseção entre a r eta e a curva do diodo determina um ponto, cha mado ponto Q (ponto quiescente), que é a solução. Considerando VCC = 3 V, R = 80 Ω e o diodo 1N4001, a solução é ID = 28 mA e VD = 0,7 V. Essa solução apresenta os mesmos valores encontrados no modelo com bateria, analisado no item 2.5.4.
− 1)
e a do gerador: Atenção: a polaridade indicada no ohmímetro na gura 2.26 é a polaridade da
bateria interna, que é o contrário da indicação externa, ou seja, o terminal vermelho está ligado internamente ao polo negativo da bateria.
VD = VCC – R · I D,
Figura 2.26
cujo gráco é uma reta conhecida como reta de c arga. A representação gráca da gura 2.25b ilustra a interseção dos dois gr ácos.
d pz () (b) vs.
Figura 2.25 8
R
aás gá: () (b) v ís g.
|
V
D
Vcc
0
8
0
D
D
a)
50
) A m (
a)
reta de carga
30 D |
0
20 10 0,000 0,000
52
b)
40
0,500
1,000 VD (V)
1,500
b)
2,000
2,500
3,000
A gura 2.27 mostra como realizar o teste usando o multímetro digital, com a chave posicionada no símbolo do diodo. Quando o diodo está em boas condições, em polarização direta, o display exibe um valor de tensão de 650 a 700 mV e, em polarização reversa, uma barra vertical do lado esquerdo, indicando resistência muito alta (gura 2.27a). Se no display aparecem zeros, o diodo está em curto-circuito (gura 2.27b). Quando se vê a barra vertical nos dois sentidos, o diodo está aberto (gura 2.27c). 53
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.5.5 Análise gráca Um circuito com diodo pode ser examinado de duas maneiras: analiticamente, usando qualquer um dos modelos apresentados no item 2.5.4, ou gracamente, por meio de sua curva característica. É importante conhecer esse tipo de análise, pois apresenta alguns conceitos que serão utilizados na análise de circuitos com transistores. A análise gráca consiste em representar no mesmo gráco a curva do diodo e a curva do gerador. O gerador tem orça eletromotriz igual a VCC e resistência interna R. A interseção dos dois gr ácos é a solução (corrente e tensão nos dois bipolos). Consideremos que a equação do diodo seja:
=
IS ⋅ ( e η⋅VT
2.5.6 Teste de diodos Em muitas situações de trabalho na área eletrônica, é necessário realizar testes em semicondutores para saber quais são seus terminais (anodo e catodo) e vericar se estão com deeito (aberto em curto-circuito ou com uga). O teste de semicondutores baseia-se no ato de que, sob polarização direta, uma junção PN apresenta resistência baixa (10 Ω, por exemplo) e, sob polarização reversa, resistência alta (> 1 MΩ). O teste de semicondutores pode ser realizado com um multímetro digital ou analógico na posição ohmímetro. Por exemplo, ao selecionar ohmímetro em um multímetro analógico e posicionar as pontas de prova nos terminais de um diodo, ocorrerão as duas situações indicadas na gura 2.26.
VD
ID
A i nterseção entre a r eta e a curva do diodo determina um ponto, cha mado ponto Q (ponto quiescente), que é a solução. Considerando VCC = 3 V, R = 80 Ω e o diodo 1N4001, a solução é ID = 28 mA e VD = 0,7 V. Essa solução apresenta os mesmos valores encontrados no modelo com bateria, analisado no item 2.5.4.
− 1)
e a do gerador: Atenção: a polaridade indicada no ohmímetro na gura 2.26 é a polaridade da
bateria interna, que é o contrário da indicação externa, ou seja, o terminal vermelho está ligado internamente ao polo negativo da bateria.
VD = VCC – R · I D,
Figura 2.26
cujo gráco é uma reta conhecida como reta de c arga. A representação gráca da gura 2.25b ilustra a interseção dos dois gr ácos.
d pz () (b) vs.
Figura 2.25 8
R
aás gá: () (b) v ís g.
|
V
D
Vcc
8
0
0
D
D
a)
50
) A m (
a)
b)
40 reta de carga
30 D |
0
20 10 0,000 0,000
0,500
1,000 VD (V)
1,500
2,000
2,500
3,000
b)
A gura 2.27 mostra como realizar o teste usando o multímetro digital, com a chave posicionada no símbolo do diodo. Quando o diodo está em boas condições, em polarização direta, o display exibe um valor de tensão de 650 a 700 mV e, em polarização reversa, uma barra vertical do lado esquerdo, indicando resistência muito alta (gura 2.27a). Se no display aparecem zeros, o diodo está em curto-circuito (gura 2.27b). Quando se vê a barra vertical nos dois sentidos, o diodo está aberto (gura 2.27c).
52
53
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
Figura 2.27
Figura 2.28
ts í g: () b s, (b) - () b.
1000 900 800 700 600
Vp: () síb; (b) v pâ sã vs; () ps vps s.
T = 25 oC
500 400 300 200
anodo
0
catodo
10
20
30
40
ReservaVoltage
a)
b)
MVAM108 MVAM109 MVAM115 MVAM125
a)
CASE 182-02, STYLE 1 (TO-226AC)
MBRP3045N Schottky Barrier Rectier
1 1.anodo 1
b)
2.catodo
2 3
3.anodo
TO220
2 2.catodo
1.anodo
c)
A gura 2.29 ilustra a aplicação típica de varicap em circuito de rádio AM. Os diodos podem ser localizados por seu símbolo característico. Figura 2.29 +
c)
To IF
AGC
2.6 Diodo varicap Um diodo varicap ou varactor é uma junção PN que unciona com polarização reversa (gura 2.28). Sua principal característica é permitir que a capacitância associada à região de carga espacial seja alterada de acordo com a tensão reversa aplicada. A capacitância associada à região de carga espacial é inversamente proporcional à raiz quadrada da tensão aplicada. Esse tipo de diodo é u sado em circuitos de sintonia de rádio, Vs, osciladores controlados por tensão (VCO), sintetizadores de requência e qualquer aparelho em que or necessário obter uma capacitância variável controlada por meio eletrônico. 54
apçã íp vp á am.
MVAM xxx
MVAM xxx
Tuning Voltage MVAMxxx
55
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
Figura 2.27
Figura 2.28
ts í g: () b s, (b) - () b.
1000 900 800 700 600
Vp: () síb; (b) v pâ sã vs; () ps vps s.
T = 25 oC
500 400 300 200
anodo
0
catodo
10
20
30
40
ReservaVoltage
a)
b)
MVAM108 MVAM109 MVAM115 MVAM125
a)
CASE 182-02, STYLE 1 (TO-226AC)
MBRP3045N Schottky Barrier Rectier
1 1.anodo 1
2.catodo
2
b)
3
3.anodo
TO220
2 2.catodo
1.anodo
c)
A gura 2.29 ilustra a aplicação típica de varicap em circuito de rádio AM. Os diodos podem ser localizados por seu símbolo característico. Figura 2.29 +
c)
To IF
AGC
MVAM xxx
MVAM xxx
2.6 Diodo varicap Um diodo varicap ou varactor é uma junção PN que unciona com polarização reversa (gura 2.28). Sua principal característica é permitir que a capacitância associada à região de carga espacial seja alterada de acordo com a tensão reversa aplicada. A capacitância associada à região de carga espacial é inversamente proporcional à raiz quadrada da tensão aplicada. Esse tipo de diodo é u sado em circuitos de sintonia de rádio, Vs, osciladores controlados por tensão (VCO), sintetizadores de requência e qualquer aparelho em que or necessário obter uma capacitância variável controlada por meio eletrônico.
apçã íp vp á am.
Tuning Voltage MVAMxxx
54
55
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.7 Diodo Schottky
Exemplos
O diodo Schottky ou de barreira é usado para c omutar em alta requência, pois nele não ocorre recombinação (lacuna encontrando elétron livre). Esse enômeno não é observado porque o dispositivo é eito de um material N e um metal. A junção resultante se comporta como um diodo, em que o anodo é o metal e o catodo o semicondutor, permitindo que o dispositivo seja comutado de cortado para em condução e vice-versa muito mais rápido que um diodo comum. Outra característica do diodo de barreira está relacionada à queda de tensão. Nesse modelo, o valor é da ordem de 0,3 V, menor que em diodos tradicionais. O diodo Schottky é utilizado em ontes chaveadas que operam em dezenas de quilohertz e na proteção contra transientes de tensão elevados. A gura 2.30 mostra os aspectos construtivo e ísico desse d iodo e seu símbolo.
1. Determine a corrente no diodo D (ideal) da gu ra 2.31.
Figura 2.31
3 k R1 A
D
18 V
Figura 2.30
6V
6 k
d Sh: () sp sv, (b) síb () sp ís.
R2
B
metal
anodo
material N
a)
catodo
anodo
catodo
b)
Solução:
Para resolver o circuito, basta aplicar o teorema de Tévenin entre os pontos A e B, chegando ao circuito da gura 2.32. Figura 2.32
DO-204AL(DO-41) R Th
Major Ratings and Characteristics Characteristics
10DF.
l F(AV) VRRM ange lFSM VF
@1A,T =25ºC J
@T J=25ºC T J
ange
2 k
A
D1
Units
1
A
V Th
100to 800
V
12 V
34
A
1.2
V
100
ns
-65to150
ºC
6V B
Fonte: http://www.datasheetcatalog.net/pt/datasheets_pdf/I/O/D/F/IODFI.shtml
c)
O diodo está polarizado diret amente (o anodo é positivo em relação ao catodo). A corrente será igual a (considerando diodo ideal): I
56
12 V =
−
2k
6V =
3 mA
57
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 2
2.7 Diodo Schottky
Exemplos
O diodo Schottky ou de barreira é usado para c omutar em alta requência, pois nele não ocorre recombinação (lacuna encontrando elétron livre). Esse enômeno não é observado porque o dispositivo é eito de um material N e um metal. A junção resultante se comporta como um diodo, em que o anodo é o metal e o catodo o semicondutor, permitindo que o dispositivo seja comutado de cortado para em condução e vice-versa muito mais rápido que um diodo comum. Outra característica do diodo de barreira está relacionada à queda de tensão. Nesse modelo, o valor é da ordem de 0,3 V, menor que em diodos tradicionais. O diodo Schottky é utilizado em ontes chaveadas que operam em dezenas de quilohertz e na proteção contra transientes de tensão elevados. A gura 2.30 mostra os aspectos construtivo e ísico desse d iodo e seu símbolo.
1. Determine a corrente no diodo D (ideal) da gu ra 2.31.
Figura 2.31
3 k R1 A
D
18 V
Figura 2.30
6V
6 k
d Sh: () sp sv, (b) síb () sp ís.
R2
B
metal
anodo
material N
catodo
anodo
a)
catodo
b)
Solução:
Para resolver o circuito, basta aplicar o teorema de Tévenin entre os pontos A e B, chegando ao circuito da gura 2.32. Figura 2.32
DO-204AL(DO-41) R Th
Major Ratings and Characteristics Characteristics l F(AV) VRRM ange
1
A
V Th
V
12 V
34 @1A,T =25ºC J
T J
ange
D1
V
100
ns
-65to150
ºC
6V B
A
1.2
@T J=25ºC
A
Units
100to 800
lFSM VF
2 k
10DF.
Fonte: http://www.datasheetcatalog.net/pt/datasheets_pdf/I/O/D/F/IODFI.shtml
c)
O diodo está polarizado diret amente (o anodo é positivo em relação ao catodo). A corrente será igual a (considerando diodo ideal): I
12 V =
−
2k
6V =
3 mA
56
57
ELETRôNICA 2
2. Determine a tensão Vs no esquema da fgura 2.33, considerando os diodos ideais .
Figura 2.33
Capítuo 3
3 k D1
20 V A
D2 5V D3
Vs
5V
Solução: O circuito será analisado de acordo com os possíveis estados para os diodos. Como são três diodos, admitem-se oito combinações, pois cada diodo pode estar em condução ou cortado. A lgumas dessas combinações são altamente improváveis ou impossíveis e, portanto, serão descartadas. Por exemplo, aparentemente, a bateria de 20 V promove a condução dos três diodos. Iniciemos a análise imaginando que os três diodos estão conduzindo. Para essa situação, há uma inconsistência, pois o ponto A estaria com trê s valores de tensão (5 V, 0 V e –5 V), o que não é possível. Vamos considerar outra combinação (aparentemente a mais provável), que é D1 e D2 cortados e D3 em condução (fgura 2.34).
Figura 2.34 3 k D1
20 V A
D2
5V
D3
Vs
5V
Nesse caso, se o diodo D3 está em condução, seu anodo está em –5 V. Consequentemente, D2 está em polarização reversa com –5 V e D1, com –10 V. Assim, a suposição inicial ( D1 e D2 cortados e D3 em condução) é verdadeira. Resposta fnal: Vs = –5 V.
58
Aplicações de diodos semicondutores
ELETRôNICA 2
Capítuo 3
2. Determine a tensão Vs no esquema da fgura 2.33, considerando os diodos ideais .
Figura 2.33 3 k D1
20 V A
D2 5V D3
Vs
5V
Solução: O circuito será analisado de acordo com os possíveis estados para os diodos. Como são três diodos, admitem-se oito combinações, pois cada diodo pode estar em condução ou cortado. A lgumas dessas combinações são altamente improváveis ou impossíveis e, portanto, serão descartadas. Por exemplo, aparentemente, a bateria de 20 V promove a condução dos três diodos. Iniciemos a análise imaginando que os três diodos estão conduzindo. Para essa situação, há uma inconsistência, pois o ponto A estaria com trê s valores de tensão (5 V, 0 V e –5 V), o que não é possível.
Aplicações de diodos semicondutores
Vamos considerar outra combinação (aparentemente a mais provável), que é D1 e D2 cortados e D3 em condução (fgura 2.34).
Figura 2.34 3 k D1
20 V A
D2
5V
D3
Vs
5V
Nesse caso, se o diodo D3 está em condução, seu anodo está em –5 V. Consequentemente, D2 está em polarização reversa com –5 V e D1, com –10 V. Assim, a suposição inicial ( D1 e D2 cortados e D3 em condução) é verdadeira. Resposta fnal: Vs = –5 V.
58
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
D
Ve
Vrede
A
alimentação de todos os circuitos eletrônicos é eita por meio de tensão contínua, porém a tensão na rede é alternada. Os circuitos que convertem tensão CA em CC são chamados de conversores ou reticadores. Sua unção é converter a tensão senoidal em pulsante, que, em seguida, é ltrada e eventualmente aplicada em um regulador de tensão. O dispositivo utilizado para obter a reticação é o diodo de junção, estudado no capítulo anterior.
RL VL
VP Ve
a)
0 D + Ve
Vrede
RL
VD = 0
VL – Ve
–VP
–
VP
VCC
VL
b)
3.1 Reticador de meia onda
D
0
–
O circuito reticador de meia onda é composto por um único diodo acoplado na saída de um transormador. Graças a essa conguração, após a passagem pelo diodo, observam-se somente semiciclos positivos, pois durante o semiciclo negativo a tensão na carga é nula.
Vrede
diodo conduz
RL
VD = –V e
VL = 0
VD
+
–VP
d)
c)
Quando a tensão de entrada ( Ve) or positiva, o diodo conduzirá e a tensão na carga será igual à tensão de entrada descontando 0,7 V. Se a tensão de pico de entrada ( VP) or muito maior que 0,7 V, a tensão na carga será praticamente igual a Ve. No semiciclo negativo ( Ve< 0), o diodo estará cortado e toda a tensão estará aplicada entre seus terminais; por isso, o diodo deve ter uma tensão de ruptura maior que VP. A gura 3.1 apresenta situações do circuito e ormas de onda. A unção de um reticador é manter uma tensão contínua na saída. A tensão na carga tem um componente contínuo, aqui denominado VCC (VDC, em inglês), que se calcula por:
Figura 3.1 Para essa mesma orma de onda, o valor da tensão ecaz (medida por um voltímetro rue RMS) é dado por: VRMS =
VCC
=
VP
VCC RL
() c ; (b) qv s psv; () qv s gv; () s , g .
As expressões anteriores são verdadeiras quando o valor de pico é muito maior que 0,7 V; caso contrário, deve-se subtrair 0,7 V de VP (gura 3.2). Nesse caso, os valores da tensão média e da tensão ecaz são calculados, respectivamente, por:
(3.2) VCC
Obs.: a tensão média ( VCC) é medida por um voltímetro CC.
60
(3.3)
2
Obs.: a tensão ecaz é medida por um voltímetro rue RMS AC + DC.
Portanto, a corrente na carga vale: ICC =
VP
(3.1)
π
diodo corta
0 Ve
=
VP
− π
0,7
VRMS
=
VP
−
0,7
2
61
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
D
Ve
Vrede
RL VL
VP Ve
A
a)
alimentação de todos os circuitos eletrônicos é eita por meio de tensão contínua, porém a tensão na rede é alternada. Os circuitos que convertem tensão CA em CC são chamados de conversores ou reticadores. Sua unção é converter a tensão senoidal em pulsante, que, em seguida, é ltrada e eventualmente aplicada em um regulador de tensão. O dispositivo utilizado para obter a reticação é o diodo de junção, estudado no capítulo anterior.
0 D + Ve
Vrede
RL
VD = 0
VL – Ve
–VP
–
VP
VCC
VL
b)
3.1 Reticador de meia onda
D
0
– Ve
O circuito reticador de meia onda é composto por um único diodo acoplado na saída de um transormador. Graças a essa conguração, após a passagem pelo diodo, observam-se somente semiciclos positivos, pois durante o semiciclo negativo a tensão na carga é nula.
Vrede
diodo conduz
RL
VD = –V e
VL = 0
VD
+
–VP
d)
c)
Quando a tensão de entrada ( Ve) or positiva, o diodo conduzirá e a tensão na carga será igual à tensão de entrada descontando 0,7 V. Se a tensão de pico de entrada ( VP) or muito maior que 0,7 V, a tensão na carga será praticamente igual a Ve. No semiciclo negativo ( Ve< 0), o diodo estará cortado e toda a tensão estará aplicada entre seus terminais; por isso, o diodo deve ter uma tensão de ruptura maior que VP. A gura 3.1 apresenta situações do circuito e ormas de onda. A unção de um reticador é manter uma tensão contínua na saída. A tensão na carga tem um componente contínuo, aqui denominado VCC (VDC, em inglês), que se calcula por:
Figura 3.1 Para essa mesma orma de onda, o valor da tensão ecaz (medida por um voltímetro rue RMS) é dado por: VRMS =
VCC
VP
=
(3.3)
2
Obs.: a tensão ecaz é medida por um voltímetro rue RMS AC + DC.
Portanto, a corrente na carga vale: ICC =
VP
(3.1)
π
VCC
diodo corta
0
() c ; (b) qv s psv; () qv s gv; () s , g .
As expressões anteriores são verdadeiras quando o valor de pico é muito maior que 0,7 V; caso contrário, deve-se subtrair 0,7 V de VP (gura 3.2). Nesse caso, os valores da tensão média e da tensão ecaz são calculados, respectivamente, por:
(3.2)
RL
VCC
=
VP
−
0,7
VRMS
π
Obs.: a tensão média ( VCC) é medida por um voltímetro CC.
=
VP
−
0,7
2
60
61
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Consideremos que no circuito da g ura 3.1 VP = 17 V e o diodo 1N4001 com RL = 100 Ω. V CC =
V P – 0,7
VRMS =
Os valores são:
V P – 0,7 2
VCC
VP
VP – 0,7 V
0,7 V
=
17 − 0, 7 π
valoreficaz =
=
5,2 V , ICC
17V 2
>
5,2 V 100
=
52 mA
e
= 8,5 V
Podemos observar que esses valores estão bem abaixo dos limites.
3.2 Reticador de meia onda com ltro capacitivo Figura 3.2 Fs sí q é gz b p.
É importante lembrar que o diodo deve ser dimensionado de acordo com seus valores de corrente e tensão.
Dimensionamento do diodo Os principais limites elétricos encontrados em um datasheet de diodo são: • •
Datasheet é um
documento com especifcações do
• • •
componente.
VRRM = máxima tensão de pico reversa VRMS = máxima tensão ecaz VCC = máxima tensão CC reversa I AV = máxima corrente contínua IFSM = máxima corrente de surge
Esse tipo de reti cador apresenta, além do diodo reticador, um capacitor associado em paralelo com a carga. A unção do capacitor é diminuir o ripple . Quanto menor or o ripple da tensão de saída de um reticador, melhor será sua qualidade. A gura 3.3 ajuda a entender o que é ripple . Nela, uma tensão senoidal de 1 V de pico está sobreposta a uma tensão CC (também chamada de nível de oset ) de 4 V. Se usarmos um voltímetro CC par a medir essa tensão, ele indicará exatamente 4 V. Figura 3.3 tsã s ív oset s ripple .
V (V)
ripple
5
Para esse reticador de meia onda, os valores das tensões e corrente do diodo devem ter no mínimo os seguintes limites: •
•
1
VP
>
RL
•
VRMS >
•
VCC >
3 2
VRRM > VP I AV
4
0
⋅π
VP 2 VP
Para uma tensão reticada de meia onda, se o valor de pico or muito maior que o ripple , este pode ser estimado aproximadamente por:
p
Para o diodo 1N4001, por exemplo, os limites são: Vripple
VRRM = 50
62
I AV = 1A
VRMS = 35 V
VCC = 50 V
=
VP f C R ⋅
(3.4)
⋅
63
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Consideremos que no circuito da g ura 3.1 VP = 17 V e o diodo 1N4001 com RL = 100 Ω. V CC =
V P – 0,7
VRMS =
Os valores são:
V P – 0,7 2
VCC
VP
VP – 0,7 V
0,7 V
=
17 − 0, 7
=
π
valoreficaz =
5,2 V , ICC
17V 2
>
5,2 V 100
=
52 mA
e
= 8,5 V
Podemos observar que esses valores estão bem abaixo dos limites.
3.2 Reticador de meia onda com ltro capacitivo Figura 3.2 Fs sí q é gz b p.
É importante lembrar que o diodo deve ser dimensionado de acordo com seus valores de corrente e tensão.
Dimensionamento do diodo Os principais limites elétricos encontrados em um datasheet de diodo são: • •
Datasheet é um documento com
• •
especifcações do
•
componente.
VRRM = máxima tensão de pico reversa VRMS = máxima tensão ecaz VCC = máxima tensão CC reversa I AV = máxima corrente contínua IFSM = máxima corrente de surge
Esse tipo de reti cador apresenta, além do diodo reticador, um capacitor associado em paralelo com a carga. A unção do capacitor é diminuir o ripple . Quanto menor or o ripple da tensão de saída de um reticador, melhor será sua qualidade. A gura 3.3 ajuda a entender o que é ripple . Nela, uma tensão senoidal de 1 V de pico está sobreposta a uma tensão CC (também chamada de nível de oset ) de 4 V. Se usarmos um voltímetro CC par a medir essa tensão, ele indicará exatamente 4 V. Figura 3.3 tsã s ív oset s ripple .
V (V)
ripple
5
Para esse reticador de meia onda, os valores das tensões e corrente do diodo devem ter no mínimo os seguintes limites: •
•
1
VP
>
RL
•
VRMS >
•
VCC >
3 2
VRRM > VP I AV
4
0
⋅π
VP 2 VP
Para uma tensão reticada de meia onda, se o valor de pico or muito maior que o ripple , este pode ser estimado aproximadamente por:
p
Para o diodo 1N4001, por exemplo, os limites são: Vripple
VRRM = 50
I AV = 1A
VRMS = 35 V
VCC = 50 V
=
VP f C R ⋅
(3.4)
⋅
62
63
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
em que: Figura 3.4
•
r pv: () (b) s sã g (sá s).
• •
•
VP é o valor da tensão de pico alternada (em volts), C o valor da capacitância do capacitor (em arads), f a requência (em Hz) do riplle (meia onda de 60 Hz e onda completa de
120 Hz) e R o valor da carga (em ohms).
A gura 3.4 mostra o circuito e as ormas de onda da tensão na carga ( RL) e na entrada do reticador, para uma tensão senoidal de alimentação.
Na gura 3.4b, durante o intervalo de tempo T1, o diodo conduz, porque o valor da tensão de entrada é maior que o valor da tensão na carga. Desse modo, o capacitor se carrega até atingir o valor de pico da tensão de entrada. Durante o intervalo de tempo T2, a tensão de entrada é menor que a tensão na carga. Assim, o diodo corta a corrente e o capacitor se descarrega na carga RL (na prática, a carga é um circuito qualquer que consome corrente, como um receptor de rádio). Quando novamente a tensão de entrada passa a ser maior que a tensão na carga, o diodo volta a conduzir, repondo a carga perdida durante o intervalo T2. Observe que, ao aumentar a capacitância, o tempo de carga diminui e, consequentemente, o valor de pico da c orrente no diodo aumenta. Por isso, é preciso ter cuidado ao projetar circuitos c om valores de capacitância elevados.
D
C
RL
3.3 Reticador de onda completa Um reticador de onda completa é ormado por dois diodos, aproveitando, portanto, os dois semiciclos da tensão senoidal da rede. Em consequência, o valor da tensão contínua na carga aumenta e o ripple diminui, em comparação com o circuito de meia onda.
a)
Nos reticadores de onda completa, a conexão dos d iodos pode ser eita de duas maneiras, resultando em dois tipos de reticadores com características disti ntas: com center tap e em ponte.
100 000
offset
tensão na carga
60 000
3.3.1 Reticador de onda completa com center tap 20 000 tensão de entrada
T1
T2
–20 000
T1=tempo de carga
T2=tempo de descarga
–60 000
–100 000
b)
Esse tipo de reticador utiliza um transormador com tomada central (center tap). Os diodos são ligados em cada uma das saídas opostas ao center tap e, como resultado, obtêm-se duas tensões deasadas de 180° entre si. Ao aplicar tensão no primário do transormador, observa-se que, durante o semiciclo positivo da tensão de entrada, o diodo D1 conduz e o D2 corta. No semiciclo negativo da tensão de entrada, invertem-se as condições: D2 conduz e D1 corta. As guras 3.5b, 3.5c, 3.5d e 3.5e mostram as ormas de onda no secundário do transormador e na carga. Observe que as duas tensões dos terminais em relação ao terra (terminal central do secundário) estão deasadas de 180° entre si. Consideraremos como tensão de entrada cada uma das tensões no secundário, entre uma extremidade e o terra (center tap), com valor de pico igual a VP e deasadas de 180°, isto é: Vsec1 = VP · senωt
64
e Vsec2 = –VP · senωt
65
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
em que: Figura 3.4
•
r pv: () (b) s sã g (sá s).
• •
•
VP é o valor da tensão de pico alternada (em volts), C o valor da capacitância do capacitor (em arads), f a requência (em Hz) do riplle (meia onda de 60 Hz e onda completa de
120 Hz) e R o valor da carga (em ohms).
A gura 3.4 mostra o circuito e as ormas de onda da tensão na carga ( RL) e na entrada do reticador, para uma tensão senoidal de alimentação.
Na gura 3.4b, durante o intervalo de tempo T1, o diodo conduz, porque o valor da tensão de entrada é maior que o valor da tensão na carga. Desse modo, o capacitor se carrega até atingir o valor de pico da tensão de entrada. Durante o intervalo de tempo T2, a tensão de entrada é menor que a tensão na carga. Assim, o diodo corta a corrente e o capacitor se descarrega na carga RL (na prática, a carga é um circuito qualquer que consome corrente, como um receptor de rádio). Quando novamente a tensão de entrada passa a ser maior que a tensão na carga, o diodo volta a conduzir, repondo a carga perdida durante o intervalo T2. Observe que, ao aumentar a capacitância, o tempo de carga diminui e, consequentemente, o valor de pico da c orrente no diodo aumenta. Por isso, é preciso ter cuidado ao projetar circuitos c om valores de capacitância elevados.
D
C
RL
3.3 Reticador de onda completa Um reticador de onda completa é ormado por dois diodos, aproveitando, portanto, os dois semiciclos da tensão senoidal da rede. Em consequência, o valor da tensão contínua na carga aumenta e o ripple diminui, em comparação com o circuito de meia onda.
a)
Nos reticadores de onda completa, a conexão dos d iodos pode ser eita de duas maneiras, resultando em dois tipos de reticadores com características disti ntas: com center tap e em ponte.
100 000
offset
tensão na carga
60 000
3.3.1 Reticador de onda completa com center tap 20 000
Esse tipo de reticador utiliza um transormador com tomada central (center tap). Os diodos são ligados em cada uma das saídas opostas ao center tap e, como resultado, obtêm-se duas tensões deasadas de 180° entre si.
tensão de entrada
T1
T2
–20 000
T1=tempo de carga
Ao aplicar tensão no primário do transormador, observa-se que, durante o semiciclo positivo da tensão de entrada, o diodo D1 conduz e o D2 corta. No semiciclo negativo da tensão de entrada, invertem-se as condições: D2 conduz e D1 corta. As guras 3.5b, 3.5c, 3.5d e 3.5e mostram as ormas de onda no secundário do transormador e na carga. Observe que as duas tensões dos terminais em relação ao terra (terminal central do secundário) estão deasadas de 180° entre si. Consideraremos como tensão de entrada cada uma das tensões no secundário, entre uma extremidade e o terra (center tap), com valor de pico igual a VP e deasadas de 180°, isto é:
T2=tempo de descarga
–60 000
–100 000
b)
Vsec1 = VP · senωt
e Vsec2 = –VP · senωt
64
65
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
A corrente média na carga é obtida por: Vsec1
D1
VL IL
+
RL Vrede
–
Vsec2
ICC
=
2 ⋅ VP RL
Para essa mesma orma de onda, o valor ecaz (tensão medida por um voltímetro RMS) é calculado por:
D2 VRMS
=
VP
(3.7)
2
a)
VP
(3.6)
⋅π
Dimensionamento do diodo
Vsec1
Para esse circuito, o diodo deve ter no mínimo os seguintes limites:
– VP b)
•
VRRM > 2 · VP
•
Como a corrente média por diodo é a metade da corrente média na carg a: I AV
0
VP
>
RL
⋅π
VD
1
–2 . VP
VP
•
Máxima tensão ecaz: VRMS >
•
Máxima tensão contínua reversa: VCC >
2
c)
VP
Vsec2
2 ⋅ VP π
As guras 3.6 e 3.7 mostram o comportamento dos diodos nos semiciclos positivo e negativo. Para acilitar a compreensão, eles estão representados no modelo simplicado (chave echada e chave aberta).
–VP d)
No semiciclo positivo, o diodo D1 conduz e o diodo D2 corta (gura 3.6). VL
Figura 3.6
VP Vsec1
() c p center tap; (b) sã Vsec1; () sã d 1; () sã Vs2; () sã g.
66
VL
+
e)
Figura 3.5
D1
IL
+
Calcula-se a tensão contínua na carga por: VCC
=
2 ⋅ VP
(3.5)
π
–
RL
–
Vrede
r p center tap – çã s psv.
+
–
Vsec2
VD
2
Note que ela é o dobro da tensão CC no caso de meia onda. 67
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
A corrente média na carga é obtida por: D1
Vsec1
VL IL
+
ICC
RL
=
2 ⋅ VP RL
Para essa mesma orma de onda, o valor ecaz (tensão medida por um voltímetro RMS) é calculado por:
Vrede – D2
Vsec2
VRMS
=
VP
(3.7)
2
a)
VP
(3.6)
⋅π
Dimensionamento do diodo
Vsec1
Para esse circuito, o diodo deve ter no mínimo os seguintes limites:
– VP b)
•
VRRM > 2 · VP
•
Como a corrente média por diodo é a metade da corrente média na carg a: I AV
0
VP
>
RL
⋅π
VD
1
–2 . VP
VP
•
Máxima tensão ecaz: VRMS >
•
Máxima tensão contínua reversa: VCC >
2
c)
VP
Vsec2
2 ⋅ VP π
As guras 3.6 e 3.7 mostram o comportamento dos diodos nos semiciclos positivo e negativo. Para acilitar a compreensão, eles estão representados no modelo simplicado (chave echada e chave aberta).
–VP d)
No semiciclo positivo, o diodo D1 conduz e o diodo D2 corta (gura 3.6). VL
Figura 3.6
VP Vsec1
Figura 3.5
VL
+
e)
() c p center tap; (b) sã Vsec1; () sã d 1; () sã Vs2; () sã g.
D1
IL
+
VCC
=
2 ⋅ VP
RL
–
Vrede
Calcula-se a tensão contínua na carga por:
–
r p center tap – çã s psv.
+
(3.5)
–
π
Vsec2
VD
2
Note que ela é o dobro da tensão CC no caso de meia onda.
66
67
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Figura 3.9
No semiciclo negativo, o diodo D2 conduz e o diodo D1 corta, mas o sentido da corrente na carga não muda (gura 3.7).
r p p – çã s psv.
Figura 3.7 r p center tap – çã s gv.
VL
Vsec1
D1
D1
VL
–
IL VD
D2
+ –
RL
Ve
1
–
RL
D3
+
Vrede
D4
–
+
D2
+ Vsec2
3.3.2 Reticador de onda completa em ponte
Como mostra a gura 3.10, no semiciclo negativo, invertem-se as condições: os diodos D2 e D3 conduzem e os diodos D1 e D4 estão cortados; o sentido da corrente na carga continua o mesmo. Figura 3.10
O reticador de onda completa apresentado na gura 3.8 não necessita de transormador com tomada central (somente quando há intenção de transormar a tensão) e utiliza quatro diodos. A tensão de entrada ( Ve) pode ser tanto a tensão da rede como a do secundário de um transormador.
r p p – çã s gv.
Figura 3.8
D1
r p p. D1
D2
+ VP
D2
–
VL
VL
RL
Ve +
RL
D3
D4
– D3
D4
Observando a tensão senoidal aplicada na entrada, pode-se perceber que, durante o semiciclo positivo da tensão de entrada, os diodos D1 e D4 estão polarizados diretamente e os diodos D2 e D3 cortados. Como existem dois diodos conduzindo ao mesmo tempo e eles estão em série, a queda de tensão será de 1,4 V. Isso signica que, para haver tensão na carga, a tensão de entrada deve ser maior que 1,4 V. 68
A máxima tensão de pico inversa que cada diodo deve suportar é aproximadamente –VP, em que VP é o valor de pico da tensão senoidal de entrada. A gura 3.11 ilustra as ormas de onda de entrada e na carga. Observe a perda de tensão (1,4 V) ao longo do caminho da corrente. Esse valor deve ser descontado no cálculo da tensão média e da tensão ecaz na carga. 69
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Figura 3.9
No semiciclo negativo, o diodo D2 conduz e o diodo D1 corta, mas o sentido da corrente na carga não muda (gura 3.7).
r p p – çã s psv.
Figura 3.7 r p center tap – çã s gv.
VL
Vsec1
D1
D1
VL
–
IL VD
D2
+ –
RL
Ve
1
–
RL
D3
+
Vrede
D4
–
+
D2
+ Vsec2
3.3.2 Reticador de onda completa em ponte
Como mostra a gura 3.10, no semiciclo negativo, invertem-se as condições: os diodos D2 e D3 conduzem e os diodos D1 e D4 estão cortados; o sentido da corrente na carga continua o mesmo. Figura 3.10
O reticador de onda completa apresentado na gura 3.8 não necessita de transormador com tomada central (somente quando há intenção de transormar a tensão) e utiliza quatro diodos. A tensão de entrada ( Ve) pode ser tanto a tensão da rede como a do secundário de um transormador.
r p p – çã s gv.
Figura 3.8
D1
r p p. D1
–
VL
D2
VL
D2
RL
Ve +
+ VP
RL
D3
D4
– D3
D4
Observando a tensão senoidal aplicada na entrada, pode-se perceber que, durante o semiciclo positivo da tensão de entrada, os diodos D1 e D4 estão polarizados diretamente e os diodos D2 e D3 cortados. Como existem dois diodos conduzindo ao mesmo tempo e eles estão em série, a queda de tensão será de 1,4 V. Isso signica que, para haver tensão na carga, a tensão de entrada deve ser maior que 1,4 V.
A máxima tensão de pico inversa que cada diodo deve suportar é aproximadamente –VP, em que VP é o valor de pico da tensão senoidal de entrada. A gura 3.11 ilustra as ormas de onda de entrada e na carga. Observe a perda de tensão (1,4 V) ao longo do caminho da corrente. Esse valor deve ser descontado no cálculo da tensão média e da tensão ecaz na carga.
68
69
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Figura 3.11 Fs : () (b) g.
grácos das tensões no secundário e na carga para um valor de pico de tensão de entrada igual a 100 V, em circuito meia onda com capacitor.
Ve
VP
D1
Vsec1
–V
VL
P
a)
+
VL
VP
–
RL Vrede
C
b)
D2
Vsec2 a)
Calcula-se a tensão contínua na carga por: 100000
VCC
=
2 ⋅ ( VP
−
80000
π
Para essa mesma orma de onda, o valor ecaz (tensão medida por um voltímetro RMS) é obtido por: VRMS
=
VP
−
tensão na carga
1, 4 V )
1, 4 V
60000
40000
20000
2
0000
Dimensionamento do diodo
–20000
Vsec1
Para esse circuito, o diodo deve ter no mínimo os seguintes limites: •
Vsec2
–40000
–60000
VRRM > VP
–80000 •
I AV
>
VP RL
⋅π
–100000
b) •
•
Máxima tensão ecaz:
VRMS >
VP 2
Máxima tensão contínua reversa:
VCC >
2 ⋅ VP π
3.4 Reticador de onda completa com ltro capacitivo Como apresentado no reticador de meia onda, a adição de um capacitor diminui o ripple e aumenta o valor da tensão contínua. A gura 3.12 mostra os 70
Observando a gura 3.12, é possível notar o aumento em relação aos valores médio e ecaz, assim como a di minuição do ripple , em comparação com o reticador de meia onda, que utiliza valores semelhantes de capacitor e carga.
3.5 Ponte reticadora como componente Para construir um reti cador em ponte, podem ser utilizados quatro diodos ou um único componente com os quatro diodos conectados internamente. A gura 3.13 mostra o símbolo de uma ponte reticadora.
Figura 3.12 r p pv: () (b) s sã g (sá s).
71
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Figura 3.11 Fs : () (b) g.
grácos das tensões no secundário e na carga para um valor de pico de tensão de entrada igual a 100 V, em circuito meia onda com capacitor.
Ve
VP
D1
Vsec1
–V
VL
P
a)
+
VL
VP
–
RL Vrede
C
b)
D2
Vsec2 a)
Calcula-se a tensão contínua na carga por: 100000
VCC
=
2 ⋅ ( VP
−
80000
π
Para essa mesma orma de onda, o valor ecaz (tensão medida por um voltímetro RMS) é obtido por: VRMS
=
VP
−
tensão na carga
1, 4 V )
1, 4 V
60000
40000
20000
2
0000
Dimensionamento do diodo
–20000
Vsec1
Para esse circuito, o diodo deve ter no mínimo os seguintes limites: •
Vsec2
–40000
–60000
VRRM > VP
–80000 •
I AV
>
VP RL
⋅π
–100000
b) •
•
Máxima tensão ecaz:
VRMS >
VP 2
Máxima tensão contínua reversa:
VCC >
Observando a gura 3.12, é possível notar o aumento em relação aos valores médio e ecaz, assim como a di minuição do ripple , em comparação com o reticador de meia onda, que utiliza valores semelhantes de capacitor e carga.
2 ⋅ VP π
3.4 Reticador de onda completa com ltro capacitivo Como apresentado no reticador de meia onda, a adição de um capacitor diminui o ripple e aumenta o valor da tensão contínua. A gura 3.12 mostra os
3.5 Ponte reticadora como componente Para construir um reti cador em ponte, podem ser utilizados quatro diodos ou um único componente com os quatro diodos conectados internamente. A gura 3.13 mostra o símbolo de uma ponte reticadora.
Figura 3.12 r p pv: () (b) s sã g (sá s).
70
71
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
3.7 Grampeador de tensão
Figura 3.13 P çã s s. +
É um circuito que adiciona um nível CC (positivo ou negativo) a uma tensão alternada. No semiciclo negativo (gura 3.15a), o diodo conduz e o capacitor se carrega com o valor de pico da tensão de entrada (20 V). No semiciclo positivo (gura 3.15b), o diodo corta e a tensão na saída passa a ser 20 · senωt + 20. Observe que esse circuito é a primeira parte do dobrador de tensão apresentado na seção 3.6. A gura 3.15c mostra a orma de onda.
-
AC
Gp psv: () s gv, (b) s psv () .
Vs
C – + – +
3.6 Dobrador de meia onda
Figura 3.15
–
É um circuito eletrônico utilizado para obter valores elevados de tensões CC a partir de tensão CA . No circuito da gu ra 3.14a, a entrada é senoidal, com VP de pico. No semiciclo negativo, o capacitor (C1) se carregará com o valor de pico da tensão de entrada e, com a polaridade indicada na gura 3.14b, o diodo D1 conduzirá e o D2 estará cortado. No semiciclo positivo (gura 3.14c), o diodo D1 cortará e o D2 conduzirá, azendo C2 se carregar até aproximadamente 2 · VP.
20 . senω . t (V)
D +
a)
Vs
C – + – +
Figura 3.14
20 V
() db ; (b) g c 1 s gv; () g c 2 s psv.
C1
D2
VP . senω . t
20 . senω . t (V)
Vs
C2
D1
b)
40 000
a)
30 000
C1 – + – +
D2
V s (V )
Vs
20 000 10 000 –2 000 c)
– VP . senω . t
C2
D1
+
Se o diodo or invertido à senoide, será adicionado um valor médio negativo. b) C1 – + – + VP
+ VP . senωt –
D2
D1
c)
72
Vs = 2 . VP
++ – – C2
3.8 Limitadores São circuitos que limitam a tensão entre dois valores, usados, em geral, para proteger um circu ito contra excesso de tensão. Na gura 3.16a, enquanto a tensão de entrada or menor que 3,7 V (3 V da bateria e 0,7 V do diodo), o diodo permanecerá cortado e a tensão de saída será igual à de entrada ( Vs = Ve); quando Ve or maior que 3,7 V, o diodo conduzirá e a tensão de saída será constante, igual a 3,7 V (3 + 0,7). A gura 3.16b mostra a curva de transerência, que é o gráco que relaciona a tensão de saída com a de entrada, e a gura 3.16c, as ormas de onda de entrada e de saída. 73
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
3.7 Grampeador de tensão
Figura 3.13 P çã s s. +
É um circuito que adiciona um nível CC (positivo ou negativo) a uma tensão alternada. No semiciclo negativo (gura 3.15a), o diodo conduz e o capacitor se carrega com o valor de pico da tensão de entrada (20 V). No semiciclo positivo (gura 3.15b), o diodo corta e a tensão na saída passa a ser 20 · senωt + 20. Observe que esse circuito é a primeira parte do dobrador de tensão apresentado na seção 3.6. A gura 3.15c mostra a orma de onda.
-
AC
Gp psv: () s gv, (b) s psv () .
Vs
C – + – +
3.6 Dobrador de meia onda
Figura 3.15
–
É um circuito eletrônico utilizado para obter valores elevados de tensões CC a partir de tensão CA . No circuito da gu ra 3.14a, a entrada é senoidal, com VP de pico. No semiciclo negativo, o capacitor (C1) se carregará com o valor de pico da tensão de entrada e, com a polaridade indicada na gura 3.14b, o diodo D1 conduzirá e o D2 estará cortado. No semiciclo positivo (gura 3.14c), o diodo D1 cortará e o D2 conduzirá, azendo C2 se carregar até aproximadamente 2 · VP.
20 . senω . t (V)
D +
a)
Vs
C – + – +
Figura 3.14
20 V
() db ; (b) g c 1 s gv; () g c 2 s psv.
C1
D2
VP . senω . t
20 . senω . t (V)
Vs
C2
D1
b)
40 000
a)
30 000
C1 – + – +
V s (V )
D2
20 000 10 000
Vs
–2 000 c)
– VP . senω . t
C2
D1
+
Se o diodo or invertido à senoide, será adicionado um valor médio negativo. b) C1 – + – + VP
+
D2
VP . senωt
Vs = 2 . VP
++ – – C2
D1
–
c)
3.8 Limitadores São circuitos que limitam a tensão entre dois valores, usados, em geral, para proteger um circu ito contra excesso de tensão. Na gura 3.16a, enquanto a tensão de entrada or menor que 3,7 V (3 V da bateria e 0,7 V do diodo), o diodo permanecerá cortado e a tensão de saída será igual à de entrada ( Vs = Ve); quando Ve or maior que 3,7 V, o diodo conduzirá e a tensão de saída será constante, igual a 3,7 V (3 + 0,7). A gura 3.16b mostra a curva de transerência, que é o gráco que relaciona a tensão de saída com a de entrada, e a gura 3.16c, as ormas de onda de entrada e de saída.
72
73
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Figura 3.16
Solução:
() c , (b) v sê () s sí.
R
Vs
D
Ve = 10 . senw . t . (V) 3V
a)
a) Existem dois pontos de transição. O primeiro ocorre em 2,3 V e o segundo, em 6,7 V. Se Ve < 2,3 V, o diodo D1 conduzirá e o D2 cortará; portanto, a saída será igual a 2,3 V. Se Ve > 2,3 V e Ve < 6,7 V, os dois diodos estarão cortados; assim, a saída será igual à entrada. Se Ve > 6,7 V, o diodo D2 conduzirá e o D1 cortará; desse modo, a saída será igual a 6,7 V. b) Figura 3.18
6
Figura 3.18
3,7 V 2 0 ) V ( s
R
–2
Vs = 2,3V
R
Vs = Ve
V
–4 0,7V
–6 Ve = 10 . senω . t (V)
–8 –10 – 10 00 0 – 8 00 0 – 6 0 00
– 40 00
– 20 00
0 00 0 Ve (V)
2. 000
3,7 V
6 000
Ve = 10 . senω . t (V) 6V
3V
8 000 10 000
b)
3V
Ve < 2,3V
6V
2,3V< V e < 6,7V
R
Vs = 6,7V
10 5
6,7V
Ve (V)
0
Ve = 10 . senω . t (V)
–5
c)
3V
–10
6V
_
Ve > 6,7V
10 5
Vs (V)
0
3,7 V
–5
10
–10
5 8,0
) V ( 0 e
V
6,7V
–5
6,0
Exemplo
–10 ) V (
Com base no circ uito da gura 3.17:
s
10
4,0
V
2,3 V
5
a) desenhar a curva de transerência ( Vs × Ve); b) desenhar a tensão na saída, considerando a entrada senoidal, com 10 Vpico, em modelo com bateria (0,7 V).
) V ( 0
2,3V 2,0
6,7 V
s
V
–5 0,0
0,0
2,0
2,3V
4,0
Ve (V)
6,0
6,7V
8,0
–10
Figura 3.17 R
+ Ve
10 VP
D1
3.9 Diodo Zener D2
Vs
– 3V
74
6V
Os diodos Zener são projetados para operar na região de ruptura, onde grandes variações de corrente produzem pequenas variações de tensão, permitindo, assim, que se construa um regulador de tensão. A gura 3.19 mostra a curva característica com a região de operação, no joelho, o símbolo e o aspecto ísico do diodo Zener. 75
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Figura 3.16
Solução:
() c , (b) v sê () s sí.
R
Vs
D
Ve = 10 . senw . t . (V) 3V
a)
a) Existem dois pontos de transição. O primeiro ocorre em 2,3 V e o segundo, em 6,7 V. Se Ve < 2,3 V, o diodo D1 conduzirá e o D2 cortará; portanto, a saída será igual a 2,3 V. Se Ve > 2,3 V e Ve < 6,7 V, os dois diodos estarão cortados; assim, a saída será igual à entrada. Se Ve > 6,7 V, o diodo D2 conduzirá e o D1 cortará; desse modo, a saída será igual a 6,7 V. b) Figura 3.18
6
Figura 3.18
3,7 V 2 0 ) V ( s
R
–2
Vs = 2,3V
R
Vs = Ve
V
–4 0,7V
–6 Ve = 10 . senω . t (V)
–8 –10 – 10 00 0 – 8 00 0 – 6 0 00
– 40 00
– 20 00
0 00 0 Ve (V)
2. 000
3,7 V
6 000
Ve = 10 . senω . t (V) 6V
3V
8 000 10 000
b)
3V
Ve < 2,3V
6V
2,3V< V e < 6,7V
R
Vs = 6,7V
10 5
6,7V
Ve (V)
0
Ve = 10 . senω . t (V)
–5
c)
3V
–10
6V
_
Ve > 6,7V
10 5
Vs (V)
3,7 V
0 –5
10
–10
5 8,0
) V ( 0 e
V
6,7V
–5
6,0
Exemplo
–10 ) V (
Com base no circ uito da gura 3.17:
s
10
4,0
V
2,3 V
5 ) V ( 0
2,3V 2,0
a) desenhar a curva de transerência ( Vs × Ve); b) desenhar a tensão na saída, considerando a entrada senoidal, com 10 Vpico, em modelo com bateria (0,7 V).
6,7 V
s
V
–5 0,0
2,0
0,0
4,0
2,3V
Ve (V)
6,0
6,7V
8,0
–10
Figura 3.17 R
+ Ve
10 VP
3.9 Diodo Zener
D1
D2
Vs
– 3V
6V
Os diodos Zener são projetados para operar na região de ruptura, onde grandes variações de corrente produzem pequenas variações de tensão, permitindo, assim, que se construa um regulador de tensão. A gura 3.19 mostra a curva característica com a região de operação, no joelho, o símbolo e o aspecto ísico do diodo Zener.
74
75
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Figura 3.19
Exemplos de diodos Zener comerciais: 1N4729A para 3,6 V, 1N4730A para 3,9 V e 1N4735A para 6,2 V.
d Z: () v ís, (b) síb () sp ís.
Se escolhermos o 1N4735A de 1 W, a máxima corrente que ele pode conduzir é: VZnom VZmáx
IZmáx = 1 W/6,2 V = 161 mA
VZmín
IZmín
e a mínima aproximadamente 16 mA. Figura 3.20 IZmáx
VL = VZ
R
s
c g Z.
a) I V
E
s
I
R
Dz
z
L
I
L
b)
c)
A região de trabalho do diodo Zener está compreendida entre IZmín (menor corrente que mantém a regulagem) e IZmáx (máxima corrente antes de ocorrer a destruição do c omponente por eeito Joule). Estão associados aos valores de corrente máxima e mínima os valores de tensão (que são muito próximos). A tensão nominal é a tensão de especicação ( VZnom). Outra especicação importante é a potência máxima que o diodo pode dis sipar (PZmáx). Esse valor está relacionado à tensão aproximadamente por: PZmáx = VZnom × IZmáx (visto que VZnom é aproximadamente igual a VZmáx).
No circuito da gura 3.20, a resistência RS deve ser dimensionada considerando que o circuito mantenha a regulação mesmo que a carga varie entre um máximo e um mínimo e ao mesmo tempo a tensão de entrada varie entre dois limites ( Vemáx e Vemín) e a potência dissipada no Zener não exceda o limite (PZmáx). Para que o Zener regule de maneira correta, a corrente não pode cair abaixo de um mínimo ( IZmín) nem superar um valor máximo, pois nesses casos o Zener sorerá danos. Exemplo
Considere o diodo Zener 1N4735 de 0,5 W ( VZ = 6,2 V, IZmáx = 80 mA e IZmín = 8 mA) instalado no circuito da gura 3.21. Determine os limites que pode ter RL para que o Zener opere na região de regulação. Figura 3.21
Em geral, podemos estimar IZmín por:
Rs 60
IZmín
=
IZmáx 10
e
IZmáx =
PZmáx
Ve
Is
VZnom 12 V
Os valores de potência mais conhecidos são: 0,25 W, 0,5 W, 1 W, 5 W, 10 W e 50 W.
Dz Iz
RL
VL
IL
Os valores de tensão Zener estão compreendidos entre 3,3 V e 75 V. 76
77
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
Figura 3.19
Exemplos de diodos Zener comerciais: 1N4729A para 3,6 V, 1N4730A para 3,9 V e 1N4735A para 6,2 V.
d Z: () v ís, (b) síb () sp ís.
Se escolhermos o 1N4735A de 1 W, a máxima corrente que ele pode conduzir é: VZnom VZmáx
IZmáx = 1 W/6,2 V = 161 mA
VZmín
IZmín
e a mínima aproximadamente 16 mA. Figura 3.20 IZmáx
VL = VZ
R
s
c g Z.
a) I V
E
s
I
R
Dz
z
L
I
L
b)
c)
A região de trabalho do diodo Zener está compreendida entre IZmín (menor corrente que mantém a regulagem) e IZmáx (máxima corrente antes de ocorrer a destruição do c omponente por eeito Joule). Estão associados aos valores de corrente máxima e mínima os valores de tensão (que são muito próximos). A tensão nominal é a tensão de especicação ( VZnom). Outra especicação importante é a potência máxima que o diodo pode dis sipar (PZmáx). Esse valor está relacionado à tensão aproximadamente por: PZmáx = VZnom × IZmáx (visto que VZnom é aproximadamente igual a VZmáx).
No circuito da gura 3.20, a resistência RS deve ser dimensionada considerando que o circuito mantenha a regulação mesmo que a carga varie entre um máximo e um mínimo e ao mesmo tempo a tensão de entrada varie entre dois limites ( Vemáx e Vemín) e a potência dissipada no Zener não exceda o limite (PZmáx). Para que o Zener regule de maneira correta, a corrente não pode cair abaixo de um mínimo ( IZmín) nem superar um valor máximo, pois nesses casos o Zener sorerá danos. Exemplo
Considere o diodo Zener 1N4735 de 0,5 W ( VZ = 6,2 V, IZmáx = 80 mA e IZmín = 8 mA) instalado no circuito da gura 3.21. Determine os limites que pode ter RL para que o Zener opere na região de regulação. Figura 3.21
Em geral, podemos estimar IZmín por:
Rs 60
IZmín
=
IZmáx
e
10
IZmáx =
PZmáx
Ve
Is
VZnom 12 V
Os valores de potência mais conhecidos são: 0,25 W, 0,5 W, 1 W, 5 W, 10 W e 50 W.
Dz Iz
RL
VL
IL
Os valores de tensão Zener estão compreendidos entre 3,3 V e 75 V. 76
77
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
A corrente na carga será igual a: IL = 96,6 – 80 = 16,6 mA, o que signica uma resistência de:
Solução:
Considerando que o Zener está operando normalmente ( VL = VZ = 6,2 V), a corrente IS valerá sempre: RL =
IS
12 V =
−
6, 2 V =
0,06 k
6, 2 V 16, 6 mA
=
376 Ω
96,6 mA
O que acontece se RL diminuir seu valor? Passará a drenar maior valor de corrente, azendo diminuir a corrente no Zener. Portanto, pode-se admitir que RLmín está associado à menor corrente no Zener. Vamos impor então IZ = I Zmín = 8 mA. Nessas condições, a corrente na carga RL vale: Figura 3.22 Rs 60 Ve
96,6 mA
12 V
Dz 8 mA
RL
VL
IL
IL = 96,6 – 8 = 88,6 mA, o que signica uma resistência de:
RL =
6,2 V 88, 6 mA
=
70 Ω
No entanto, se RL aumentar seu valor, consequentemente a corrente na carga diminuirá e a c orrente no Zener aumentará. Por exemplo, se RL or innito (circuito aberto), toda a corrente em RS (96,6 mA) circulará no Zener, o que resultará em sua destruição. Para evitar isso, é necessário que exista uma resistência de carga que drene o exce sso de corrente. Consideremos agora o caso limite superior de corrente no Zener. Figura 3.23 Rs 60 Ve 12 V
96,6 mA Dz 80 mA
78
RL
VL
IL
79
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 3
A corrente na carga será igual a: IL = 96,6 – 80 = 16,6 mA, o que signica uma resistência de:
Solução:
Considerando que o Zener está operando normalmente ( VL = VZ = 6,2 V), a corrente IS valerá sempre: RL =
IS
12 V =
−
6, 2 V =
0,06 k
6, 2 V 16, 6 mA
=
376 Ω
96,6 mA
O que acontece se RL diminuir seu valor? Passará a drenar maior valor de corrente, azendo diminuir a corrente no Zener. Portanto, pode-se admitir que RLmín está associado à menor corrente no Zener. Vamos impor então IZ = I Zmín = 8 mA. Nessas condições, a corrente na carga RL vale: Figura 3.22 Rs 60 Ve
96,6 mA
12 V
Dz 8 mA
RL
VL
IL
IL = 96,6 – 8 = 88,6 mA, o que signica uma resistência de:
RL =
6,2 V 88, 6 mA
=
70 Ω
No entanto, se RL aumentar seu valor, consequentemente a corrente na carga diminuirá e a c orrente no Zener aumentará. Por exemplo, se RL or innito (circuito aberto), toda a corrente em RS (96,6 mA) circulará no Zener, o que resultará em sua destruição. Para evitar isso, é necessário que exista uma resistência de carga que drene o exce sso de corrente. Consideremos agora o caso limite superior de corrente no Zener. Figura 3.23 Rs 60 Ve 12 V
96,6 mA Dz 80 mA
RL
VL
IL
78
79
Capítuo 4
Transistores bipolares
Capítuo 4
Transistores bipolares
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Cada uma das regiões do transistor apresenta características próprias: A base é a região mais estreita, menos dopada (com menor concentração de impureza) e extremamente na. O emissor é a região mais dopada (com maior concentração de impurez a), onde são emitidos os portadores de carga (elétrons no caso de transistor NPN e lacunas no caso de transistor PNP).
O
O coletor é a região mais extensa, porque é nela que a potência se dissipa.
transistor oi desenvolvido nos laboratórios da Bell em Murray Hill, New Jersey, Estados Unidos, em 1947 pelos cientistas John Bardeen, Walter Brattain e William Shockley. O desenvolvimento desse componente semicondutor oi de grande relevância para a história da eletrônica e da inormática, pois ele está presente em inúmeras invenções eletroeletrônicas, modicando vertiginosamente nossa sociedade.
4.1 Construção básica e princípio de uncionamento O termo “transistor” é a contração de duas palavras em inglês: transer resistor (resistor de transerência). Existem dois tipos básicos de transistores de acordo com o tipo de dopagem de cada terminal (base, coletor e emissor), NPN e PNP. A gura 4.1 ilustra, de maneira simplicada, sua simbologia e a estrutura interna (na orma de sanduíche). A construção í sica é dierente. Analisa ndo a gura 4.1, é possí vel observar que não existe simetri a, isto é, a s regiões NPN não possuem as mesmas dimensões, como às vezes a literatura sugere, e, portanto, não é possível conundir o emissor com o coletor. As áreas cinza de cada lado da junção representam as regiões de carga espacial ou de depleção. Figura 4.1 tps ss sbg: () nPn (b) PnP.
4.1.1 Funcionamento Vamos entender como um transistor unciona, tomando como exemplo o tr ansistor NPN, por ser o mais utiliz ado. De maneira simplicada, para compreender a operação de trabalho do PNP, basta inverter o sentido das tensões e correntes. Consideremos uma situação em que as duas junções oram polarizadas diretamente, assim as correntes que circulam serão altas (da ordem de mA). Se as duas junções estiverem polarizadas reversamente, todas as correntes serão praticamente nulas. No entanto, se a junção da base com o emissor or polarizada diretamente e a outra junção polarizada reversamente, também as correntes de coletor e emissor serão altas, aproximadamente de mesmo valor. Como se explica isso? Em polarização normal (como amplicador), a junção base-emissor é polarizada diretamente e a junção base-coletor reversamente. Na conguração ilustrada na gura 4.2, como a junção base-emissor está polarizada diretamente, os elétrons são emitidos no emissor (que possui alta dopagem), isto é, passa a existir uma corrente (de elétrons) indo do emissor para a base. Os elétrons atingem a base e, por ela ser muito na e pouco dopada, quase todos atingem a região de carga espacial (região de depleção) da junção base-coletor, onde são acelerados pelo campo elétrico e direcionados para o coletor. Dos elétrons emitidos no emissor, apenas pequena parcela (1% ou menos) consegue se recombinar com as lacunas da base, ormando a corrente de base; os outros (99% ou mais) atingem a junção do coletor. Observe que externamente o sentido indicado é o convencional para as três correntes: de base ( IB), de coletor (IC) e de emissor (IE). A maneira como o transistor está conectado é chamada de ligação base comum.
C emissor
N
P
N
coletor
Figura 4.2 tss: gçã bs .
B elétrons livres
E base
N
símbolo
R
I B
V
N
P
coletor
B
82
N
IC
Rc
C V CC
EE B
C base
P
E
E P
N
E N
emissor
P
I
B
símbolo
83
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Cada uma das regiões do transistor apresenta características próprias: A base é a região mais estreita, menos dopada (com menor concentração de impureza) e extremamente na. O emissor é a região mais dopada (com maior concentração de impurez a), onde são emitidos os portadores de carga (elétrons no caso de transistor NPN e lacunas no caso de transistor PNP).
O
O coletor é a região mais extensa, porque é nela que a potência se dissipa.
transistor oi desenvolvido nos laboratórios da Bell em Murray Hill, New Jersey, Estados Unidos, em 1947 pelos cientistas John Bardeen, Walter Brattain e William Shockley. O desenvolvimento desse componente semicondutor oi de grande relevância para a história da eletrônica e da inormática, pois ele está presente em inúmeras invenções eletroeletrônicas, modicando vertiginosamente nossa sociedade.
4.1 Construção básica e princípio de uncionamento O termo “transistor” é a contração de duas palavras em inglês: transer resistor (resistor de transerência). Existem dois tipos básicos de transistores de acordo com o tipo de dopagem de cada terminal (base, coletor e emissor), NPN e PNP. A gura 4.1 ilustra, de maneira simplicada, sua simbologia e a estrutura interna (na orma de sanduíche). A construção í sica é dierente. Analisa ndo a gura 4.1, é possí vel observar que não existe simetri a, isto é, a s regiões NPN não possuem as mesmas dimensões, como às vezes a literatura sugere, e, portanto, não é possível conundir o emissor com o coletor. As áreas cinza de cada lado da junção representam as regiões de carga espacial ou de depleção. Figura 4.1 tps ss sbg: () nPn (b) PnP.
4.1.1 Funcionamento Vamos entender como um transistor unciona, tomando como exemplo o tr ansistor NPN, por ser o mais utiliz ado. De maneira simplicada, para compreender a operação de trabalho do PNP, basta inverter o sentido das tensões e correntes. Consideremos uma situação em que as duas junções oram polarizadas diretamente, assim as correntes que circulam serão altas (da ordem de mA). Se as duas junções estiverem polarizadas reversamente, todas as correntes serão praticamente nulas. No entanto, se a junção da base com o emissor or polarizada diretamente e a outra junção polarizada reversamente, também as correntes de coletor e emissor serão altas, aproximadamente de mesmo valor. Como se explica isso? Em polarização normal (como amplicador), a junção base-emissor é polarizada diretamente e a junção base-coletor reversamente. Na conguração ilustrada na gura 4.2, como a junção base-emissor está polarizada diretamente, os elétrons são emitidos no emissor (que possui alta dopagem), isto é, passa a existir uma corrente (de elétrons) indo do emissor para a base. Os elétrons atingem a base e, por ela ser muito na e pouco dopada, quase todos atingem a região de carga espacial (região de depleção) da junção base-coletor, onde são acelerados pelo campo elétrico e direcionados para o coletor. Dos elétrons emitidos no emissor, apenas pequena parcela (1% ou menos) consegue se recombinar com as lacunas da base, ormando a corrente de base; os outros (99% ou mais) atingem a junção do coletor. Observe que externamente o sentido indicado é o convencional para as três correntes: de base ( IB), de coletor (IC) e de emissor (IE). A maneira como o transistor está conectado é chamada de ligação base comum.
C emissor
N
P
N
coletor
Figura 4.2 tss: gçã bs .
B elétrons livres
E base
N
símbolo
R
I B
P
IC
E N
V
P
P
N
coletor
P
B
C V CC
EE B I
C base
Rc
N
E
E emissor
N
B
símbolo
82
83
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.2 Operação do transistor Na estrutura denida na gura 4.2 – ligação base c omum –, a junção base-emissor é polarizada diretamente e a junção base-coletor reversamente. A polarização direta az aparecer um uxo de elétrons indo do emissor para a base e, como essa região é muito estreita e com baixa dopagem, poucos elétrons se recombinam com lacunas existentes na base (1% ou menos dos elétrons emitidos). Quase todos os elétrons emitidos conseguem atingir a região de carga espacial da junção base-coletor, onde são acelerados em direção ao coletor. A corrente de base é originada da corrente das lacunas, que se di unde no emissor, e dos elétrons, que se recombinam com lacunas na base. A corrente de base apresenta valor muito pequeno, normalmente 200 vezes menor que a de emissor. Retorne à gur a 4.2 e observe a indicação das três correntes do transistor, considerando o sentido convencional.
Podemos representar o transistor como indicado na gura 4.4. Nesse caso, a ligação é chamada de emissor comum. A polarização das duas junções continua como antes, junção base-emissor polarizada diretamente e junção base-coletor reversamente. A operação é a mesma da ligaç ão base comum. Figura 4.4 I
tss: gçã ss . C R c
C
N VCC
R
Em um transistor podemos adotar a seguinte relação entre as três correntes:
B
IB B
P
V BB N
IE = IC + IB IE
Dene-se α =
IC IE
E
(4.1)
como o ganho de corrente na ligação base comum. Importante: o parâmetro a é um número sem unidade, menor que 1, porém próximo de 1 (ex.: a = 0,99).
Para essa conguração, dene-se o gan ho de corrente como:
A conguração ilustrada na gura 4.2 está agora representada pelo circuito elétrico da gura 4.3, com o símbolo usual do transistor NPN.
β=
IC IB
(4.2)
Nesse caso, o valor do parâmetro b é muito maior que 1 e também não tem unidade (ex.: b = 300).
Figura 4.3 rpsçã p sq é ss nPn g 4.2.
V CE R
I V
EE
R
B
E
V BE
V CB I
I
A relação entre os dois parâmetros é dada por:
C
α=
C V
B
CC
β α (4.3) e β = (4.4) β +1 α −1
A conguração ilustrada na gura 4.4 está agora representada pelo circuito elétrico da gura 4.5, com o símbolo usual do transistor NPN. Figura 4.5
Em um transistor podemos adotar a seguinte relação entre as três tensões:
R
VCE = VBE + VCB
Note que a tensão é abreviada por V e que a primeira letra do índice representa o ponto de maior potencial; por exemplo, no caso da tensão entre a base e o emissor (VBE), a base é mais positiva. Em um transistor PNP, a notação para essa mesma tensão é VEB. 84
R
I C
V CB
V CC
B V
V BB
I
B
V BE
C
I
rpsçã p sq é ss nPn g 4.4.
CE
E
85
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.2 Operação do transistor Na estrutura denida na gura 4.2 – ligação base c omum –, a junção base-emissor é polarizada diretamente e a junção base-coletor reversamente. A polarização direta az aparecer um uxo de elétrons indo do emissor para a base e, como essa região é muito estreita e com baixa dopagem, poucos elétrons se recombinam com lacunas existentes na base (1% ou menos dos elétrons emitidos). Quase todos os elétrons emitidos conseguem atingir a região de carga espacial da junção base-coletor, onde são acelerados em direção ao coletor. A corrente de base é originada da corrente das lacunas, que se di unde no emissor, e dos elétrons, que se recombinam com lacunas na base. A corrente de base apresenta valor muito pequeno, normalmente 200 vezes menor que a de emissor. Retorne à gur a 4.2 e observe a indicação das três correntes do transistor, considerando o sentido convencional.
Podemos representar o transistor como indicado na gura 4.4. Nesse caso, a ligação é chamada de emissor comum. A polarização das duas junções continua como antes, junção base-emissor polarizada diretamente e junção base-coletor reversamente. A operação é a mesma da ligaç ão base comum. Figura 4.4 I
tss: gçã ss . C R c
C
N VCC
R
Em um transistor podemos adotar a seguinte relação entre as três correntes:
IB
B
B
P
V BB N
IE = IC + IB IE
Dene-se α =
IC IE
E
(4.1)
como o ganho de corrente na ligação base comum. Importante: o parâmetro a é um número sem unidade, menor que 1, porém próximo de 1 (ex.: a = 0,99).
Para essa conguração, dene-se o gan ho de corrente como:
A conguração ilustrada na gura 4.2 está agora representada pelo circuito elétrico da gura 4.3, com o símbolo usual do transistor NPN.
β=
IC IB
(4.2)
Nesse caso, o valor do parâmetro b é muito maior que 1 e também não tem unidade (ex.: b = 300).
Figura 4.3 rpsçã p sq é ss nPn g 4.2.
V CE R
I V
R
B
E
EE
V BE
V CB I
I
A relação entre os dois parâmetros é dada por:
C
α=
C V
B
CC
β α (4.3) e β = (4.4) β +1 α −1
A conguração ilustrada na gura 4.4 está agora representada pelo circuito elétrico da gura 4.5, com o símbolo usual do transistor NPN. Figura 4.5
Em um transistor podemos adotar a seguinte relação entre as três tensões:
R
VCE = VBE + VCB
R
I C
V CB
V CC
B V
Note que a tensão é abreviada por V e que a primeira letra do índice representa o ponto de maior potencial; por exemplo, no caso da tensão entre a base e o emissor (VBE), a base é mais positiva. Em um transistor PNP, a notação para essa mesma tensão é VEB.
V BB
I
B
rpsçã p sq é ss nPn g 4.4.
C
V BE
I
CE
E
84
85
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
A relação entre as tensões continua valendo, ou seja:
4.3 Curvas características de coletor
VCE = VBE + VCB
São grácos que relacionam a corrente de coletor com a tensão entre coletor e emissor, considerando como parâmetro a corrente de base. E ssas representações são chamadas também de curvas características de saída. No circuito representado no gráco da gura 4.7a, a corrente de base é xada em determinado valor – por exemplo, 1 mA. A tensão entre coletor e emissor é variável e, para cada valor de VCE, é atribuída uma medida de corrente de c oletor. Em seguida, esses valores são colocados em um gráco (IC · VCE), como mostra a gura 4.7b.
A gura 4.6 apresenta alguns exemplos de transistores comerciais. Figura 4.6 tsss s.
k c o t S r e t t u H S / n i k t a y V e d i e G r e S
Analisando o primeiro gráco, é possível notar que na região de saturação, para uma pequena variação em VCE, ocorre aumento demasiado de IC. Quando a junção base-coletor pas sa a ser polarizada reversamente, o transistor entra na região ativa, também chamada de região de amplicação. A partir desse ponto, a corrente de coletor praticamente não var ia quando VCE aumenta. Nessa região, o transistor se comporta como onte de corrente constante. Na prática, ocorre aumento na corrente de coletor quando VCE se eleva por eeito Early. Como a polarização reversa da junção base-coletor aumenta, a largura da região de carga espacial avançará mais na base e, portanto, mais elétrons emitidos poderão ser capturados em direção ao c oletor.
região de saturação
Figura 4.7 cvs íss ss mJe240.
600
200
região ativa
IB = 5 mA
560 520
160
150
IB = 4 mA
400
IB = 3 mA
120
) 360 A m320 ( C I 280
80
240
) A m ( C I
A tabela 4.1 mostra parte da olha de dados dos transistores BC546, BC547 e BC548 (NPN) com os principais limites.
480 440
IB = 2 mA
200
IB = 1 mA
160 40
Tabela 4.1 císs és ás.
80
Características
Símbolo BC546
Tensão coletor-emissor
BC547
Unidade
40 0
0 , 00 1 , 0 0 2 , 00
VCEO
45 30
BC546
80 VCBO
50
3 , 00
4 , 00
5 , 00
a)
65
BC548 Tensão emissor-base
Valor
BC548
BC547
86
120
6 , 00
7 , 00
8 , 00
9 , 00
VCE (V)
1 00 , 0
0
IB = 0 0 , 00
1 , 00 2 , 0 0 3 , 0 0 4 , 0 0
5 , 00
6 , 00
b)
7 , 00
8 , 00
9 , 00
1 0 ,0 0
V (V) CE
V
Para IB = 1 mA, IC = 150 mA, o que signica um g anho de aproximadamente: β= V
30 VEBO
6
V
Corrente de coletor ( CC)
IC
100
mA
Potência dissipada
Pd
625
mW
IC IB
= 150
Nessas condições, poderíamos esperar que, se IB aumentasse para 2 mA, o valor da corrente de coletor também dobraria. Isso, porém, não acontece, pois IC aumenta aproximadamente para 260 mA. Outra expectativa seria em relação às curvas características, que deveriam estar espaçadas igualmente, mas o que se verica é que a separação diminui à medida que as correntes aumentam. A explicação para esse ato é que o ganho de corrente não se mantém constante, e sim varia conorme a corrente de coletor. 87
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
A relação entre as tensões continua valendo, ou seja:
4.3 Curvas características de coletor
VCE = VBE + VCB
São grácos que relacionam a corrente de coletor com a tensão entre coletor e emissor, considerando como parâmetro a corrente de base. E ssas representações são chamadas também de curvas características de saída. No circuito representado no gráco da gura 4.7a, a corrente de base é xada em determinado valor – por exemplo, 1 mA. A tensão entre coletor e emissor é variável e, para cada valor de VCE, é atribuída uma medida de corrente de c oletor. Em seguida, esses valores são colocados em um gráco (IC · VCE), como mostra a gura 4.7b.
A gura 4.6 apresenta alguns exemplos de transistores comerciais. Figura 4.6 tsss s.
k c o t S r e t t u H S / n i k t a y V e d i e G r e S
Analisando o primeiro gráco, é possível notar que na região de saturação, para uma pequena variação em VCE, ocorre aumento demasiado de IC. Quando a junção base-coletor pas sa a ser polarizada reversamente, o transistor entra na região ativa, também chamada de região de amplicação. A partir desse ponto, a corrente de coletor praticamente não var ia quando VCE aumenta. Nessa região, o transistor se comporta como onte de corrente constante. Na prática, ocorre aumento na corrente de coletor quando VCE se eleva por eeito Early. Como a polarização reversa da junção base-coletor aumenta, a largura da região de carga espacial avançará mais na base e, portanto, mais elétrons emitidos poderão ser capturados em direção ao c oletor.
região de saturação
Figura 4.7 cvs íss ss mJe240.
600
200
região ativa
IB = 5 mA
560 520
160
150
IB = 4 mA
400
IB = 3 mA
120
) 360 A m320 ( C I 280
80
240
) A m ( C I
A tabela 4.1 mostra parte da olha de dados dos transistores BC546, BC547 e BC548 (NPN) com os principais limites.
480 440
IB = 2 mA
200
IB = 1 mA
160 40
Tabela 4.1 císs és ás.
120 80
Características
Símbolo
Valor
BC546 Tensão coletor-emissor
Unidade
40 0
0 , 00 1 , 0 0 2 , 00
3 , 00
4 , 00
45
VCEO
BC548
30
BC546
80
BC547 BC548
8 , 00
9 , 00
0
1 00 , 0
IB = 0 0 , 00
1 , 00 2 , 0 0 3 , 0 0 4 , 0 0
VCE (V)
5 , 00
6 , 00
7 , 00
8 , 00
9 , 00
1 0 ,0 0
V (V) CE
b)
Para IB = 1 mA, IC = 150 mA, o que signica um g anho de aproximadamente: β= V
30
Tensão emissor-base
7 , 00
V
50
VCBO
6 , 00
a)
65
BC547
5 , 00
VEBO
6
Corrente de coletor ( CC)
IC
100
mA
Potência dissipada
Pd
625
mW
V
IC IB
= 150
Nessas condições, poderíamos esperar que, se IB aumentasse para 2 mA, o valor da corrente de coletor também dobraria. Isso, porém, não acontece, pois IC aumenta aproximadamente para 260 mA. Outra expectativa seria em relação às curvas características, que deveriam estar espaçadas igualmente, mas o que se verica é que a separação diminui à medida que as correntes aumentam. A explicação para esse ato é que o ganho de corrente não se mantém constante, e sim varia conorme a corrente de coletor.
86
87
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Muitas vezes o
ganho de corrente vem com a notação hFE, isto é, b = hFE.
O gráco da gura 4.8 oi obtido da olha de dados do transistor BC548 e mostra a dependência do ganho com a corrente de coletor para dada temperatura e tensão coletor-emissor.
Figura 4.8 dpê gh .
E2,0 F
VCE = 10 V
1,5
h – e t 1,0 n e r r 0,8 o c e d 0,6 o d a z i l 0,4 a m r o 0,3 n o h n 0,2 a 0,2 G
Para traçarmos essa reta, utilizamos dois pontos: Primeiro ponto: igualando IC = 0 na equação anterior, obtemos VCE = VCC, que sicamente representa o corte. Como no corte as duas junções estão polarizadas reversamente e, portanto, todas as três correntes são muito pequenas (nA), podemos admitir que nessas condições o transistor é uma chave aberta (gura 4.10b).
TA = 25 oC
Obs.: para cortar um transistor de Si, basta azer VBE < 0 V; para um transistor de Ge, VBE < –0,4 V.
Figura 4.10 IC = 0 0,5
1,0
2,0
5,0
10
20
50
100
200
IC – corrente de coletor (mA)
IC = 0 RC 20 Ω
VCC 10 V
RBB
VBB = 0
Como é possível observar na gura 4.8, o ganho de corrente b (hFE) varia com a corrente de coletor, temperatura e tensão coletor-emissor. O gráco do ganho de corrente é normalizado, isto é, para a corrente de 4 mA, o ganho é 100%. Para correntes menores ou maiores que 4 mA, o ganho apresenta outros valores: para 0,4 mA, por exemplo, o ganho será 70% do ga nho a 4 mA.
Figura 4.9
VCC 10 V
VCE = VCC
VBB = 0
O circuito da gura 4.9 simboliza um transistor com as curvas características apresentadas na gura 4.7b.
RC 20 Ω
RBB
VCE = VCC
4.4 Regiões de operação: reta de carga
tss : () (b) sp.
a)
b)
Segundo ponto: azendo VCE = 0, obtemos IC = VCC/RC, que sicamente re-
presenta a saturação. Na saturação, o transistor se comporta como uma chave echada e as duas junções estão polarizadas diretamente. Para garantirmos que o transistor sature, temos de impor algumas condições, uma delas considerar VCE ≅ 0. No entanto, para obtermos essa condição, devemos ter IC < b · I B; como o ganho de corrente de um transistor varia entre um mínimo e um máximo, usamos o valor mínimo (bmín); portanto, IC < bmín · IB.
Figura 4.11
A gura 4.11a mostra o circuito de um transistor na saturação e a gura 4.11b, o modelo simplicado para ele (chave echada).
tss sçã: () (b) sp.
lgçã ss . I
C
R
C
20 Ω RBB
V
CC
10 V V
CE
V BB
IC (sat)
=
VCC RC
RC 20 Ω
VBB
Essa é a equação de uma reta, chamada de reta de carga, que é representada no plano IC · VCE das curvas características de coletor. 88
RC
VCC 10 V
~0 VCE (sat) =
IB > IB (sat) VBB
a)
RC 20 Ω
RBB
VCE (sat) ~ = 0
Na gura 4.9, o equacionamento do circuito de c oletor resulta em:
VCC
10 V
RBB
VCC = RC x IC + VCE
IC (sat) =
VCC
IB > IB (sat)
b)
Após a determinação desses dois pontos, devemos uni-los, traçando a reta de carga. 89
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Muitas vezes o
ganho de corrente vem com a notação hFE, isto é, b = hFE.
O gráco da gura 4.8 oi obtido da olha de dados do transistor BC548 e mostra a dependência do ganho com a corrente de coletor para dada temperatura e tensão coletor-emissor.
Figura 4.8 dpê gh .
E2,0 F
VCE = 10 V
1,5
h – e t n 1,0 e r r 0,8 o c e d 0,6 o d a z i l 0,4 a m r o 0,3 n o h n a 0,2 0,2 G
Para traçarmos essa reta, utilizamos dois pontos: Primeiro ponto: igualando IC = 0 na equação anterior, obtemos VCE = VCC, que sicamente representa o corte. Como no corte as duas junções estão polarizadas reversamente e, portanto, todas as três correntes são muito pequenas (nA), podemos admitir que nessas condições o transistor é uma chave aberta (gura 4.10b).
TA = 25 oC
Obs.: para cortar um transistor de Si, basta azer VBE < 0 V; para um transistor de Ge, VBE < –0,4 V.
Figura 4.10 IC = 0
IC = 0 0,5
1,0
2,0
5,0
10
20
50
100
RC
RC
200
20 Ω
IC – corrente de coletor (mA)
20 Ω
VCC 10 V
RBB
tss : () (b) sp. VCC 10 V
RBB VCE = VCC
VCE = VCC VBB = 0
VBB = 0
Como é possível observar na gura 4.8, o ganho de corrente b (hFE) varia com a corrente de coletor, temperatura e tensão coletor-emissor. O gráco do ganho de corrente é normalizado, isto é, para a corrente de 4 mA, o ganho é 100%. Para correntes menores ou maiores que 4 mA, o ganho apresenta outros valores: para 0,4 mA, por exemplo, o ganho será 70% do ga nho a 4 mA.
a)
b)
Segundo ponto: azendo VCE = 0, obtemos IC = VCC/RC, que sicamente re-
4.4 Regiões de operação: reta de carga O circuito da gura 4.9 simboliza um transistor com as curvas características apresentadas na gura 4.7b. Figura 4.9
presenta a saturação. Na saturação, o transistor se comporta como uma chave echada e as duas junções estão polarizadas diretamente. Para garantirmos que o transistor sature, temos de impor algumas condições, uma delas considerar VCE ≅ 0. No entanto, para obtermos essa condição, devemos ter IC < b · I B; como o ganho de corrente de um transistor varia entre um mínimo e um máximo, usamos o valor mínimo (bmín); portanto, IC < bmín · IB.
Figura 4.11
A gura 4.11a mostra o circuito de um transistor na saturação e a gura 4.11b, o modelo simplicado para ele (chave echada).
tss sçã: () (b) sp.
lgçã ss . I
C
R
C
20 Ω
V
CC
RBB
10 V V
CE
V BB
IC (sat)
VCC
=
RC
RC 20 Ω
RBB VCE
Na gura 4.9, o equacionamento do circuito de c oletor resulta em: VBB
IC (sat) =
VCC
VCC RC
RC
10 V
RBB
~ (sat) = 0
VCE
IB > IB (sat)
a)
Essa é a equação de uma reta, chamada de reta de carga, que é representada no plano IC · VCE das curvas características de coletor.
(sat) ~ =0
IB > IB (sat)
VBB
VCC = RC x IC + VCE
VCC
20 Ω
10 V
b)
Após a determinação desses dois pontos, devemos uni-los, traçando a reta de carga.
88
89
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Figura 4.13
Obrigatoriamente, o ponto de operação, também chamado de ponto quiescente, representado por Q (valores de IBQ, ICQ, VCEQ), estará sempre em cima da reta de carga.
ICA +
apçã: () (b) ás gá.
∆I C
RC
Figura 4.12
RBB
cvs ís g.
IBQ+ ∆IB
saturação
600
VCC VCEQ+
∆VCE
VBB 500
a)
400
saturação
600
IC (mA)
IC (mA) Q
300
ICQ = 273 mA
IBQ = 2 mA
200
I 100
0
∆IB
500
c
400
Q IBQ = 2 mA
300
0 .0 0
1. 00
2 .0 0
30 . 0
4 .00
VCEQ = 4,6 V
50 . 0
6.00
7 .0 0
8 .0 0
9 .0 0
200
1 0. 00
VCE (V) corte
100
0
0 ,0 0 1 ,0 0
2 ,0 0
3 ,0 0
4 ,0 0
5 ,0 0
6 ,0 0
7 ,0 0
8 ,0 0
9 ,0 0
1 0 ,0 0
corte V CE
No gráco da gura 4.12, observe que, no ponto Q, temos IBQ = 2 mA, ICQ = 273 mA e VCEQ = 4,6 V. Os limites da reta de carga são a satu ração, quando VCE = 0, e o corte, quando IB = 0. Entre esses dois pontos (saturação e c orte), o transistor opera como amplicador, isto é, a relação entre IC e IB é dada por IC = b · IB. Nessa região (região ativa), o transistor é usado como amplicador.
b)
Para entender como o transistor passa a uncionar como amplicador, considere o circuito apresentado na gura 4.13a. Nessa situação, um pequeno valor de tensão alternada é somado à tensão de polarização VBB. Desse modo, no semiciclo positivo, a corrente de base se eleva acima de IBQ, azendo a corrente de coletor aumentar proporcionalmente e a tensão de coletor diminuir. A tensão obtida no coletor costuma ser maior que a tensão aplicada na base, ou seja, houve amplicação de tensão. Além disso, essa conguração causa deasagem de 180° na tensão de saída em relação à de entrada. O gráco da gura 4.13b mostra essa operação.
Figura 4.14 a)
b)
ifê zçã p Q: () , (b) pó sçã () pó .
c)
Q
Q
Q
Com base nessa análise, podemos concluir que o ponto de operação ( Q) deve ser bem localizado para que seja possível obter a máxima saída de pico a pico sem distorção. A melhor localização é no meio da reta de carg a ( VCEQ = VCC/2), pois permite um valor VCC de máxima saída. Observe os trê s casos representados na gura 4.14. No primeiro (gura 4.14a), a máxima saída de pico a pico possível é de 10 V, antes que ocorra o ceiamento (distorção) por saturação ou corte; nos outros dois (guras 4.14b e 4.14c), é de 4 V – em ambos os casos, se a entrada aumentar, o sinal de saída distorcerá. 90
0 0
5 5
10 V
0
0
2 2
4 4
10V
0 0
6 6
88
10 V
91
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Figura 4.13
Obrigatoriamente, o ponto de operação, também chamado de ponto quiescente, representado por Q (valores de IBQ, ICQ, VCEQ), estará sempre em cima da reta de carga.
ICA +
apçã: () (b) ás gá.
∆I C
RC
Figura 4.12
RBB
cvs ís g.
IBQ+ ∆IB
saturação
600
VCC VCEQ+
∆VCE
VBB 500
a)
400
saturação
600
IC (mA)
IC (mA) Q
300
ICQ = 273 mA
IBQ = 2 mA
200
I 100
0
∆IB
500
c
400
Q IBQ = 2 mA
300
0 .0 0
1. 00
2 .0 0
30 . 0
4 .00
VCEQ = 4,6 V
50 . 0
6.00
7 .0 0
8 .0 0
9 .0 0
200
1 0. 00
VCE (V) corte
100
0
0 ,0 0 1 ,0 0
2 ,0 0
3 ,0 0
4 ,0 0
5 ,0 0
6 ,0 0
7 ,0 0
8 ,0 0
9 ,0 0
1 0 ,0 0
corte V CE
No gráco da gura 4.12, observe que, no ponto Q, temos IBQ = 2 mA, ICQ = 273 mA e VCEQ = 4,6 V. Os limites da reta de carga são a satu ração, quando VCE = 0, e o corte, quando IB = 0. Entre esses dois pontos (saturação e c orte), o transistor opera como amplicador, isto é, a relação entre IC e IB é dada por IC = b · IB. Nessa região (região ativa), o transistor é usado como amplicador.
b)
Para entender como o transistor passa a uncionar como amplicador, considere o circuito apresentado na gura 4.13a. Nessa situação, um pequeno valor de tensão alternada é somado à tensão de polarização VBB. Desse modo, no semiciclo positivo, a corrente de base se eleva acima de IBQ, azendo a corrente de coletor aumentar proporcionalmente e a tensão de coletor diminuir. A tensão obtida no coletor costuma ser maior que a tensão aplicada na base, ou seja, houve amplicação de tensão. Além disso, essa conguração causa deasagem de 180° na tensão de saída em relação à de entrada. O gráco da gura 4.13b mostra essa operação.
Figura 4.14 a)
b)
ifê zçã p Q: () , (b) pó sçã () pó .
c)
Q
Q
Q
Com base nessa análise, podemos concluir que o ponto de operação ( Q) deve ser bem localizado para que seja possível obter a máxima saída de pico a pico sem distorção. A melhor localização é no meio da reta de carg a ( VCEQ = VCC/2), pois permite um valor VCC de máxima saída. Observe os trê s casos representados na gura 4.14. No primeiro (gura 4.14a), a máxima saída de pico a pico possível é de 10 V, antes que ocorra o ceiamento (distorção) por saturação ou corte; nos outros dois (guras 4.14b e 4.14c), é de 4 V – em ambos os casos, se a entrada aumentar, o sinal de saída distorcerá.
0 0
5 5
10 V
0
2 2
0
4 4
10V
0 0
6 6
88
10 V
90
91
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.5 Potência dissipada: dissipadores
Figura 4.16 Ss cPu p.
Em um transistor, a maior par te da potência é dissipada no c oletor. A potência dissipada é calculada aproximadamente por: PD = VCE · IC
Em relação à capacidade de dissipar potência, os transistores podem ser classicados em três tipos: de baixa potência (ex.: BC548 e BC109), de média potência (ex.: BD140 e IP41) e de alta potência (ex.: 2N3055). A gura 4.15 mostra os principais encapsulamentos de transistores de baixa, média e alta potência. Observe que os encapsulamentos preveem local para a colocação do dissipador – alguns apresentam uros que acilitam a união entre o transistor e o dissipador.
k c o t S r e t t u H S / n o S n i k G d o H y H t o m i t
Figura 4.15 epss ss. ventilador cooler
dissipador pasta de silicone S e G a m i r e H t o / y m a l a / l a c i r t c e l e n e e r G J . d i V a d
Como vimos, os semicondutores são sensíveis às variações de temperatura. Uma das maneiras de amenizar a ação do excesso de temperatura nesses dispositivos é prender ao corpo do transistor uma placa metálica chamada dissipador de calor. Os dissipadores de calor usados em eletrônica são eitos de alumínio ou cobre. Os dissipadores de alumínio são mais baratos, porém menos ecientes que os de cobre. Por vezes, o dissipador está acoplado a um pequeno ventilador, chamado cooler , que auxilia a retirada do a r quente para o meio externo. A gura 4.16 mostra o sistema de arreecimento da CPU de um c omputador. Observe que esse sistema é constituído de um dissipador xado à CPU por parausos e pasta de silicone, que acilita a transerência de calor e elimina as bolhas de ar, e de um cooler , que aspira o ar quente próximo ao dissipador. 92
CPU (CI)
4.6 Conexão Darlington Conexão Darlington é uma ligação realizada entre dois tr ansistores quando se deseja obter um transistor equivalente com valor de ganho de corrente elevadíssimo. Figura 4.17 () cã dg (b) ss qv.
c
c B TR1
B
VBE1
TR2
V
BE
TR
E
VBE2 E
a)
b)
93
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.5 Potência dissipada: dissipadores
Figura 4.16 Ss cPu p.
Em um transistor, a maior par te da potência é dissipada no c oletor. A potência dissipada é calculada aproximadamente por: PD = VCE · IC
Em relação à capacidade de dissipar potência, os transistores podem ser classicados em três tipos: de baixa potência (ex.: BC548 e BC109), de média potência (ex.: BD140 e IP41) e de alta potência (ex.: 2N3055). A gura 4.15 mostra os principais encapsulamentos de transistores de baixa, média e alta potência. Observe que os encapsulamentos preveem local para a colocação do dissipador – alguns apresentam uros que acilitam a união entre o transistor e o dissipador.
k c o t S r e t t u H S / n o S n i k G d o H y H t o m i t
Figura 4.15 epss ss. ventilador cooler
dissipador pasta de silicone S e G a m i r e H t o / y m a l a / l a c i r t c e l e n e e r G J . d i V a d
CPU (CI)
4.6 Conexão Darlington Conexão Darlington é uma ligação realizada entre dois tr ansistores quando se deseja obter um transistor equivalente com valor de ganho de corrente elevadíssimo. Figura 4.17
Como vimos, os semicondutores são sensíveis às variações de temperatura. Uma das maneiras de amenizar a ação do excesso de temperatura nesses dispositivos é prender ao corpo do transistor uma placa metálica chamada dissipador de calor. Os dissipadores de calor usados em eletrônica são eitos de alumínio ou cobre. Os dissipadores de alumínio são mais baratos, porém menos ecientes que os de cobre.
() cã dg (b) ss qv.
c
c B TR1
B
VBE1
Por vezes, o dissipador está acoplado a um pequeno ventilador, chamado cooler , que auxilia a retirada do a r quente para o meio externo. A gura 4.16 mostra o sistema de arreecimento da CPU de um c omputador. Observe que esse sistema é constituído de um dissipador xado à CPU por parausos e pasta de silicone, que acilita a transerência de calor e elimina as bolhas de ar, e de um cooler , que aspira o ar quente próximo ao dissipador.
TR
V
TR2
BE
E
VBE2 E
a)
b)
92
93
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Figura 4.18 () ep ã dg (PnP), (b) qv () gá gh IC.
O transistor equivalente tem ganho de corrente igual a b = b1 · b2 , em que b1 e b2 são os ganhos dos transistores TR1 e TR2, respectivamente. A tensão baseemissor quando em condução vale VBE = VBE1 + VBE2.
Figura 4.20 Pz vs () jçã -bs (b) jçã ss-bs.
Esse tipo de conexão é usado na saída de est ágios de potência, em ontes de alimentação e em qualquer situação em que or necessário obter variações de corrente extremamente baixas com ornecimento de grandes correntes. E
N
P
E
C
N
N
P
N
C
B
C
10K
B
TIP125/126/127
a)
b)
B
1K
R1
1 1.Base
TO220 2.Coll ector
A que conclusão podemos chegar depois de analisar as situações representadas nas guras 4.19 e 4.20? estando dois a dois, nos dois sentidos, os terminais de um transistor, quando encontramos valor de resistência alta entre dois terminais, de uma orma ou de outra, o terminal que sobrou é a base!
R2
R1 = 8 K R2 = 0.12 K
E
100 -0,1
3.Emitter
a)
-1 lc(A), Corrente de coletor
b)
-10
c)
Para saber qual terminal é o coletor e qual o emissor, devemos usar o multímetro analógico com escala de resistência R x 10 k ou de maior valor. Na gura 4.21, mede-se a resistência reversa das duas junções; a do emi ssor é a de menor valor, pois sua dopagem é maior.
4.7 Teste de transistores
Figura 4.21
Para testar transistores, são usados os mesmos princípios do diodo, com alguns procedimentos adicionais. Observe que, nas situações representadas na gura 4.19, utiliza-se multímetro analógico com a chave na posição ohmímetro na e scala de resistência Rx1.
içã ss .
Figura 4.19 tss pz () vs (b) .
E
N
P
N
C
B
E
C N
P
N
E
C N
P
B
B
a)
b)
N
Agora veja, na gura 4.20, o que acontece quando o multímetro é ligado entre emissor (E) e coletor (C): em qualquer um dos casos existi rá sempre uma junção polarizada reversamente. 94
4.8 Leitura dos códigos em semicondutores É possível conhecer o valor da resistência de um resistor lendo a aixa colorida ao redor dele. De maneira semelhante, os semicondutores (transistor, diodo e circuito integrado, entre outros) também apresentam uma codi cação que permite saber se o material é germânio ou silício e se o componente é um transistor ou um diodo, além de outras inormações. Existem associações que elaboram essas codicações; as mais conhecidas são: Pro-Electron, Joint Electron Device Engineering Council (Jedec) e Japanese Industrial Standard (JIS). 95
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Figura 4.18 () ep ã dg (PnP), (b) qv () gá gh IC.
O transistor equivalente tem ganho de corrente igual a b = b1 · b2 , em que b1 e b2 são os ganhos dos transistores TR1 e TR2, respectivamente. A tensão baseemissor quando em condução vale VBE = VBE1 + VBE2.
Figura 4.20 Pz vs () jçã -bs (b) jçã ss-bs.
Esse tipo de conexão é usado na saída de est ágios de potência, em ontes de alimentação e em qualquer situação em que or necessário obter variações de corrente extremamente baixas com ornecimento de grandes correntes. E
N
P
E
C
N
N
P
N
C
B
C
10K
B
TIP125/126/127
a)
b)
B
1K
R1
1 1.Base
TO220 2.Coll ector
A que conclusão podemos chegar depois de analisar as situações representadas nas guras 4.19 e 4.20? estando dois a dois, nos dois sentidos, os terminais de um transistor, quando encontramos valor de resistência alta entre dois terminais, de uma orma ou de outra, o terminal que sobrou é a base!
R2
R1 = 8 K R2 = 0.12 K
E
100 -0,1
3.Emitter
a)
-1 lc(A), Corrente de coletor
b)
-10
c)
Para saber qual terminal é o coletor e qual o emissor, devemos usar o multímetro analógico com escala de resistência R x 10 k ou de maior valor. Na gura 4.21, mede-se a resistência reversa das duas junções; a do emi ssor é a de menor valor, pois sua dopagem é maior.
4.7 Teste de transistores
Figura 4.21
Para testar transistores, são usados os mesmos princípios do diodo, com alguns procedimentos adicionais. Observe que, nas situações representadas na gura 4.19, utiliza-se multímetro analógico com a chave na posição ohmímetro na e scala de resistência Rx1.
içã ss .
Figura 4.19 tss pz () vs (b) .
E
N
P
C
N
B
E
C N
P
E
N
C N
P
B
B
a)
b)
N
Agora veja, na gura 4.20, o que acontece quando o multímetro é ligado entre emissor (E) e coletor (C): em qualquer um dos casos existi rá sempre uma junção polarizada reversamente.
4.8 Leitura dos códigos em semicondutores É possível conhecer o valor da resistência de um resistor lendo a aixa colorida ao redor dele. De maneira semelhante, os semicondutores (transistor, diodo e circuito integrado, entre outros) também apresentam uma codi cação que permite saber se o material é germânio ou silício e se o componente é um transistor ou um diodo, além de outras inormações. Existem associações que elaboram essas codicações; as mais conhecidas são: Pro-Electron, Joint Electron Device Engineering Council (Jedec) e Japanese Industrial Standard (JIS).
94
95
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.8.1 Pro-Electron
Portanto, o dispositivo em questão é um diodo Zener industria l de 12 V.
rata-se da norma eu ropeia. Vamos tomar como exemplo um semicondutor com a especicação BC 548 A . Com base nessa especicação, conclui-se que esse semicondutor é um transistor de silício. Essa inormação é obtida observando as duas letras iniciais: a segunda letra (C) identica o tipo de componente – um transistor –, e a primeira letra (B), o tipo de material – si lício. Os três números (548) servem para identicar o tipo especíco de transistor, ou seja, sua amília. A última letra (chamada de suxo) indica o grupo de ganho de corrente b, nesse caso baixo ganho (A).
BZX84 é a série, que pode ter dispositivos de várias tensões. A série tem a ver com máxima potência. Por exemplo: a série BZX84 é para o 3 W, enquanto a série BZX85 é para 1,3 W, BZX55 para 0,55 W etc
4.8.2 Joint Electron Device Engineering Council (Jedec) Essa norma é norte-americana e apresenta a segu inte codicação: dígito
De modo geral, a regra é:
letra
número de série
[suxo] grupo de ganho
letra letra [letra] número de série
número de série (100 a 9999)
[suxo] é sempre N
Indica grupo do ganho
número de terminais menos 1
Número de série (100 a 9999) A terceira letra indica aplicação industrial Segunda letra indica a aplicação
Quando existir suxo, indicará o grupo de ganho.
Primeira letra indica o material
primeira letra - indica o material: A: germânio (Ge); B: silício (Si); C: arse-
Exemplos: 1N4001 (diodo), 2N2222A (transistor), 2N5444 (RIAC), 2N6399 (SCR), 1N475A (Zener), 2N3821 (JFE).
nieto de gálio (GaAs). segunda letra - identica o tipo de componente: A: diodo de RF; B: variac; C: transistor, AF, pequeno sinal; D: transistor, AF, potência; E: diodo túnel; F: transistor, HF, pequeno sinal; K: dispositivo de eeito Hall; L: transistor, HF, potência; N: acoplador óptico; R: tiristor, baixa potência; T: tiristor, potência; Y: reticador; Z: diodo Zener.
4.8.3 Japanese Industrial Standard (JIS) A norma japonesa apresenta a seguinte codicação: dígito duas letras
número de série
[suxo] grupo de ganho
número de série (100 a 9999)
terceira letra - em alguns componentes, serve para inormar a aplicação industrial: Pode ser W, X, Y ou Z.
área de aplicação número de terminais menos 1
suxo - indica o grupo de ganho de corrente b: A: baixo ganho; B: médio ganho; C: alto ganho; sem suxo: qualquer ganho.
As letras indicam a área de aplicação de acordo com o código: Exemplo: BZX84C12
• •
B = Si, Z = Zener
• •
As três inormações seguintes — no caso, X84 — poderiam ser números com três algarismos (de 100 a 999) se o dispositivo osse dirigido ao consumidor co mum, ou uma letra ( Z, X ou Y) no caso de equipamentos industriais, seguido de números com dois algarismos, que variam de 10 a 99.
• • • • •
C12 reere-se à tensão de regulação, 12 V no caso.
96
•
SA: PNP, transistor de alta requência; SB: PNP, transistor de áudio; SC: NPN, transistor de alta requência; SD: NPN, transistor de áudio; SE: diodo; SF: tiristor; SJ: FE/MOSFE canal P; SK: FE/MOSFE canal N; SM: RIAC; SR: reticador. 97
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.8.1 Pro-Electron
Portanto, o dispositivo em questão é um diodo Zener industria l de 12 V.
rata-se da norma eu ropeia. Vamos tomar como exemplo um semicondutor com a especicação BC 548 A . Com base nessa especicação, conclui-se que esse semicondutor é um transistor de silício. Essa inormação é obtida observando as duas letras iniciais: a segunda letra (C) identica o tipo de componente – um transistor –, e a primeira letra (B), o tipo de material – si lício. Os três números (548) servem para identicar o tipo especíco de transistor, ou seja, sua amília. A última letra (chamada de suxo) indica o grupo de ganho de corrente b, nesse caso baixo ganho (A).
BZX84 é a série, que pode ter dispositivos de várias tensões. A série tem a ver com máxima potência. Por exemplo: a série BZX84 é para o 3 W, enquanto a série BZX85 é para 1,3 W, BZX55 para 0,55 W etc
4.8.2 Joint Electron Device Engineering Council (Jedec) Essa norma é norte-americana e apresenta a segu inte codicação: dígito
De modo geral, a regra é:
letra
número de série
[suxo] grupo de ganho
letra letra [letra] número de série
número de série (100 a 9999)
[suxo] é sempre N
Indica grupo do ganho
número de terminais menos 1
Número de série (100 a 9999) A terceira letra indica aplicação industrial Segunda letra indica a aplicação
Quando existir suxo, indicará o grupo de ganho.
Primeira letra indica o material
primeira letra - indica o material: A: germânio (Ge); B: silício (Si); C: arse-
Exemplos: 1N4001 (diodo), 2N2222A (transistor), 2N5444 (RIAC), 2N6399 (SCR), 1N475A (Zener), 2N3821 (JFE).
nieto de gálio (GaAs). segunda letra - identica o tipo de componente: A: diodo de RF; B: variac; C: transistor, AF, pequeno sinal; D: transistor, AF, potência; E: diodo túnel; F: transistor, HF, pequeno sinal; K: dispositivo de eeito Hall; L: transistor, HF, potência; N: acoplador óptico; R: tiristor, baixa potência; T: tiristor, potência; Y: reticador; Z: diodo Zener.
4.8.3 Japanese Industrial Standard (JIS) A norma japonesa apresenta a seguinte codicação: dígito duas letras
número de série
[suxo] grupo de ganho
número de série (100 a 9999)
terceira letra - em alguns componentes, serve para inormar a aplicação industrial: Pode ser W, X, Y ou Z.
área de aplicação número de terminais menos 1
suxo - indica o grupo de ganho de corrente b: A: baixo ganho; B: médio ganho; C: alto ganho; sem suxo: qualquer ganho.
As letras indicam a área de aplicação de acordo com o código: Exemplo: BZX84C12
• •
B = Si, Z = Zener
• •
As três inormações seguintes — no caso, X84 — poderiam ser números com três algarismos (de 100 a 999) se o dispositivo osse dirigido ao consumidor co mum, ou uma letra ( Z, X ou Y) no caso de equipamentos industriais, seguido de números com dois algarismos, que variam de 10 a 99.
• • • • •
C12 reere-se à tensão de regulação, 12 V no caso.
•
SA: PNP, transistor de alta requência; SB: PNP, transistor de áudio; SC: NPN, transistor de alta requência; SD: NPN, transistor de áudio; SE: diodo; SF: tiristor; SJ: FE/MOSFE canal P; SK: FE/MOSFE canal N; SM: RIAC; SR: reticador.
96
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.8.4 Outras ormas de especicação
b) A relação entre IB e IC é dada pelo b, logo:
Além das normas Pro-Electron, Jedec e JIS, alguns abricantes têm a própria orma de apresentar a especicação e a identicação de seus componentes por meio de prexos. Veja os exemplos:
IB =
• • •
•
• • • •
•
MCR: Motorola, tiristor (ex.: MCR106); MJ: Motorola, dispositivo de potência em i nvólucro metálico (ex.: MJ15004); MJE: Motorola, dispositivo de potência em invólucro plástico (ex.: MJE13003); MPS: Motorola, dispositivo de baixa potência em invólucro plástico (ex.: MPS3638); MRF: Motorola, transistor para HF, VHF e micro-ondas; RCA: RCA; RCS: RCS; IC: exas Instruments, tiristor em invólucro plástico (ex.: IC106, IC226C); IP: exas Instruments, transistor de potência em invólucro plástico (ex.: IP36).
IC
β
=
2 mA 200
0, 01 mA = 10 µA
c) Equacionando a malha de entrada: 5 = RBB · IB + 0,7V, obtemos: RBB =
5 − 0, 7 10 µ A
= 430 kΩ
Como VCE = 4 V, o transistor se encontra na região ativa. 2. Analise o circuito da gura 4.23 e calcule RB e RC para que o transistor sature com IC = 40 mA.
Dados: bmín = 100, VCEsat = 0 V e VBEsat = 0,7 V. Figura 4.23
Exemplos 1. No circuito da gura 4.22, considere as seguintes inormações: lCsat
IC = 2 mA, b = 200 e transistor de Si. Calcule:
R
C
10 V
RB
a) VCE b) IB c) RBB
5V
lBsat
Qual o estado do transistor (saturado/cortado/região ativa)? Figura 4.22 2 mA
Solução:
3 K 10 V
RBB VCE 5V
lB
Com o transistor satur ado, toda a tensão da onte estará aplicada em RC. Assim, o valor pode ser calculado por: RC
=
10 V 40 mA
=
0, 25 k
=
250 Ω
Solução:
A corrente de base deve ser: a) Equacionando a malha de saída: 10 = 3 K· 2 mA + VCE, obtemos: IB ≥
VCE = 10 – 6 = 4 V
98
ICsat
βm í n
=
40 mA 100
⇒ IB ≥ 0,4 mA
99
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.8.4 Outras ormas de especicação
b) A relação entre IB e IC é dada pelo b, logo:
Além das normas Pro-Electron, Jedec e JIS, alguns abricantes têm a própria orma de apresentar a especicação e a identicação de seus componentes por meio de prexos. Veja os exemplos:
IB =
• • •
•
• • • •
•
MCR: Motorola, tiristor (ex.: MCR106); MJ: Motorola, dispositivo de potência em i nvólucro metálico (ex.: MJ15004); MJE: Motorola, dispositivo de potência em invólucro plástico (ex.: MJE13003); MPS: Motorola, dispositivo de baixa potência em invólucro plástico (ex.: MPS3638); MRF: Motorola, transistor para HF, VHF e micro-ondas; RCA: RCA; RCS: RCS; IC: exas Instruments, tiristor em invólucro plástico (ex.: IC106, IC226C); IP: exas Instruments, transistor de potência em invólucro plástico (ex.: IP36).
IC
=
β
2 mA 200
0, 01 mA = 10 µA
c) Equacionando a malha de entrada: 5 = RBB · IB + 0,7V, obtemos: 5 − 0, 7
RBB =
10 µ A
= 430 kΩ
Como VCE = 4 V, o transistor se encontra na região ativa. 2. Analise o circuito da gura 4.23 e calcule RB e RC para que o transistor sature com IC = 40 mA.
Dados: bmín = 100, VCEsat = 0 V e VBEsat = 0,7 V. Figura 4.23
Exemplos 1. No circuito da gura 4.22, considere as seguintes inormações: lCsat
IC = 2 mA, b = 200 e transistor de Si. Calcule:
R
C
10 V
RB
a) VCE b) IB c) RBB
lBsat
5V
Qual o estado do transistor (saturado/cortado/região ativa)? Figura 4.22 2 mA
Solução:
3 K 10 V
RBB
Com o transistor satur ado, toda a tensão da onte estará aplicada em RC. Assim, o valor pode ser calculado por:
VCE 5V
lB
RC
=
10 V 40 mA
=
0, 25 k
=
250 Ω
Solução:
A corrente de base deve ser: a) Equacionando a malha de saída: 10 = 3 K· 2 mA + VCE, obtemos: IB ≥
VCE = 10 – 6 = 4 V
ICsat
βm í n
=
40 mA 100
⇒ IB ≥ 0,4 mA
98
99
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Como a corrente de coletor é dada por IC = b · IB, então:
Portanto, a resistência de base deve ser: RB ≤
5 − 0, 7 0, 4 mA
= 1 0,7 5
IC
kΩ
Para isso, é adotado o valor comercial de 10 kΩ.
= β.
VCC
− VBE
RB
≅β⋅
VCC RB
Como o ganho de corrente de uma amília de transistor pode variar entre um valor mínimo e um valor máximo, podemos concluir que esse t ipo de polarização é altamente instável com a troca de transistor e temperatura.
4.9 Circuitos de polarização Polarizar um transistor signica determinar valores de tensão e corrente que se mantenham estáveis de acordo com a temperatura de trabalho, o desgaste das partes internas características de vida útil do componente e a própria substituição do componente. Ao polarizar um transistor, é preciso levar em conta que valores de ponto de operação (ponto Q, quiescente) estabelecidos devem garantir baixo grau de distorção, de modo a não prejudicar o sinal amplicado. Considerando amplicadores de pequenos sinais, a melhor localização do ponto Q é no meio da reta de carga, isto é, a tensão coletor-emissor (VCE) deve medir aproximadamente metade da tensão da onte ( VCC). Isso garantirá que a saída de pico a pico seja a máxima possível e sem distorção do sinal. A segui r apresentam-se dois tipos de polarização: por corrente de base constante e por divisor de tensão na base.
4.9.1 Polarização por corrente de base constante É o circuito de polarização mais simples e consiste em aplicar uma corrente constante na base, como exemplicado na gura 4.24.
4.9.2 Polarização por divisor de tensão na base O circuito de polarização por corrente de base constante explicado na seção 4.9.1 apresenta algumas características importantes que devem ser levadas em conta. Esse tipo de polarização, além de depender muito do valor b, apresenta alta instabilidade com o aumento de temperatura. Isso pode acarretar um eeito conhecido por disparo térmico, ou seja, um ciclo em que, a cada aumento de temperatura, ocorre uma elevação de corrente e, consequentemente, outro aumento de temperatura. É possível, porém, polarizar o transistor de maneira que não que vulnerável à variação de b. Na conguração da gura 4.25, chamada de circuito de polarização por divisor de tensão na base, a realimentação negativa em CC estabiliza o ponto Q, isto é, quando a temperatura aumenta, a corrente de emissor e a tensão VE também aumentam. No entanto, como a tensão na base ( VB) é constante, obrigatoriamente VBE diminui, despolarizando a base e reduzindo as correntes que tinham aumentado com a temperatura. Claramente, o circuito possui um controle interno por causa dessa realimentação.
Figura 4.24
Figura 4.25
c pzçã p bs s.
lB RC R
() c pzçã p vs sã bs (b) qv bs.
lC
B
VCC
lC
R1
RC VCC
l1
RC VCC
V VBE
CE
VB
VCE
R2
R TH
VBE l2
RE
lE
V TH
RE
O cálculo dessa corrente é determ inado por: (a)
IB
100
=
VCC
−
RB
VBE
≅
(b)
VCC RB
101
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Como a corrente de coletor é dada por IC = b · IB, então:
Portanto, a resistência de base deve ser: RB ≤
5 − 0, 7
= 1 0,7 5
0, 4 mA
IC
kΩ
Para isso, é adotado o valor comercial de 10 kΩ.
= β.
VCC
− VBE
≅β⋅
RB
VCC RB
Como o ganho de corrente de uma amília de transistor pode variar entre um valor mínimo e um valor máximo, podemos concluir que esse t ipo de polarização é altamente instável com a troca de transistor e temperatura.
4.9 Circuitos de polarização Polarizar um transistor signica determinar valores de tensão e corrente que se mantenham estáveis de acordo com a temperatura de trabalho, o desgaste das partes internas características de vida útil do componente e a própria substituição do componente. Ao polarizar um transistor, é preciso levar em conta que valores de ponto de operação (ponto Q, quiescente) estabelecidos devem garantir baixo grau de distorção, de modo a não prejudicar o sinal amplicado. Considerando amplicadores de pequenos sinais, a melhor localização do ponto Q é no meio da reta de carga, isto é, a tensão coletor-emissor (VCE) deve medir aproximadamente metade da tensão da onte ( VCC). Isso garantirá que a saída de pico a pico seja a máxima possível e sem distorção do sinal. A segui r apresentam-se dois tipos de polarização: por corrente de base constante e por divisor de tensão na base.
4.9.1 Polarização por corrente de base constante É o circuito de polarização mais simples e consiste em aplicar uma corrente constante na base, como exemplicado na gura 4.24.
4.9.2 Polarização por divisor de tensão na base O circuito de polarização por corrente de base constante explicado na seção 4.9.1 apresenta algumas características importantes que devem ser levadas em conta. Esse tipo de polarização, além de depender muito do valor b, apresenta alta instabilidade com o aumento de temperatura. Isso pode acarretar um eeito conhecido por disparo térmico, ou seja, um ciclo em que, a cada aumento de temperatura, ocorre uma elevação de corrente e, consequentemente, outro aumento de temperatura. É possível, porém, polarizar o transistor de maneira que não que vulnerável à variação de b. Na conguração da gura 4.25, chamada de circuito de polarização por divisor de tensão na base, a realimentação negativa em CC estabiliza o ponto Q, isto é, quando a temperatura aumenta, a corrente de emissor e a tensão VE também aumentam. No entanto, como a tensão na base ( VB) é constante, obrigatoriamente VBE diminui, despolarizando a base e reduzindo as correntes que tinham aumentado com a temperatura. Claramente, o circuito possui um controle interno por causa dessa realimentação.
Figura 4.24
Figura 4.25
c pzçã p bs s.
lB RC R
() c pzçã p vs sã bs (b) qv bs.
lC
B
VCC
lC
R1
RC VCC
l1
RC VCC
V
CE
VBE
VB
VCE
R TH
VBE
R2
l2
RE
V TH
lE
RE
O cálculo dessa corrente é determ inado por: (a)
IB
=
VCC
VBE
−
RB
≅
(b)
VCC RB
100
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Para analisar o circuito, tomemos o equivalente Tévenin na base (gura 4.25a): VTh
=
R2 R1
+
.VCC
R2
e
RTh
=
R1 ⋅ R2 R1
+
RE
R2
Observando o circuito equivalente da gura 4.25b, temos as seguintes equações na malha de entrada: VTh = RTh · IB + VBE + RE · IE
e, como IE ≅ IC e
VTh
= RTh ⋅
IC
β
IB
=
IC
β
:
=
0,1 VCC ⋅
=
IE
3. Como IC = IE e VRC = 4 · VRE, então RC = 4 ·RE. 4. R2 ≤ 0,1 · bmín · RE (em geral, escolhe-se um valor igual a 0,1 · bmín · RE. Em momento oportuno vamos avaliar que a escolha de um valor muito baixo para R 2 leva a uma dimi nuição na impedância de entrada). Não aremos a dedução dessa expressão, mas ela é intuitiva, ou seja, R2 não pode ser de grande valor, pois nesse caso a condição de corrente de base desprezível não seria verdadeira.
R1
RTh
=
U1 U2
⋅
R2
, em que U2 = 0,7 + VRE e U1 = VCC – U2.
Exemplo
+ RE
Se calcularmos os c omponentes de orma que R >> E
≅
IE
− VBE
VTh
β
IC
VRE
=
5. Conhecido o valor de R2 para calcular R1, é preciso lembrar que os dois resistores “estão em série”, portanto:
+ VBE + IC ⋅ RE
resultando: IC
2. Como IC é conhecido, é possível calcular RE:
VTh
−
VBE
RTh
βmín
, então:
RE
Projete um circuito de polarização por divisor de tensão na base, considerando os valores da tensão de alimentação, o tipo de transistor e o valor da c orrente de coletor. Dados: VCC = 12 V, bmín = 100 e ICQ = 5 mA. Solução:
Portanto, teremos um circuito no qual o ponto de operação (corrente de coletor) não depende de b. A seguir, descrevem-se os passos para determinar os valores das resistências do circuito de polarização de divisor de tensão na base. Essas orientações são de caráter essencialmente prático, e pode-se até arma r que constituem uma “receita”, com undamentação teórica nas expressões anteriores. Em geral, são especicados a tensão de alimentação ( VCC), a corrente quiescente de coletor e o transistor que será utilizado; portanto, são conhecidos bmín e bmáx. Para que toda a “receita” tenha validade, devemos admitir que o valor da corrente de base seja muito menor que o da corrente “descendo” pelo divisor de tensão, como se a base estivesse “aberta”.
VRE = 0,1 · VCC = 0,1 · 12 V = 1,2 V
Então: RE =
102
IE
=
1, 2 V 5 mA
=
RC = 4 · RE = 4 · 240 = 960 Ω
240 Ω
R2 ≤ 0,1⋅ βmí n ⋅ RE = 0,1⋅ 100 ⋅ 240 = 2 400 Ω
R1
Passos para determinar os valores do divisor
VRE
=
U1 U2
⋅
R2
10,1 =
1, 9
⋅
2, 4 k
=
12, 7 k
1. Adotar os seguintes percentuais da tensão de alimentação:
Valores adotados: RE = 220 Ω, RC = 820 Ω, R2 = 2k2 e R1 = 12 kΩ.
VCE = 0,5 · VCC, VRE = 0,1 · VCC e VRC= 0,4 · VCC.
Esses valores são comerciais e próximos dos valores calculados. 103
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Para analisar o circuito, tomemos o equivalente Tévenin na base (gura 4.25a): VTh
=
R2 R1
+
e
.VCC
R2
RTh
=
R1 ⋅ R2 R1
+
RE
R2
Observando o circuito equivalente da gura 4.25b, temos as seguintes equações na malha de entrada: VTh = RTh · IB + VBE + RE · IE
e, como IE ≅ IC e
= RTh ⋅
VTh
IC
β
IB
=
IC
β
:
=
⋅
IE
3. Como IC = IE e VRC = 4 · VRE, então RC = 4 ·RE. 4. R2 ≤ 0,1 · bmín · RE (em geral, escolhe-se um valor igual a 0,1 · bmín · RE. Em momento oportuno vamos avaliar que a escolha de um valor muito baixo para R 2 leva a uma dimi nuição na impedância de entrada). Não aremos a dedução dessa expressão, mas ela é intuitiva, ou seja, R2 não pode ser de grande valor, pois nesse caso a condição de corrente de base desprezível não seria verdadeira.
R1
RTh
U1
=
U2
⋅
R2
, em que U2 = 0,7 + VRE e U1 = VCC – U2.
Exemplo
+ RE
Se calcularmos os c omponentes de orma que R >> E
≅
0,1 VCC
=
IE
− VBE
VTh
β
IC
VRE
=
5. Conhecido o valor de R2 para calcular R1, é preciso lembrar que os dois resistores “estão em série”, portanto:
+ VBE + IC ⋅ RE
resultando: IC
2. Como IC é conhecido, é possível calcular RE:
VTh
−
VBE
RTh
βmín
Projete um circuito de polarização por divisor de tensão na base, considerando os valores da tensão de alimentação, o tipo de transistor e o valor da c orrente de coletor.
, então:
Dados: VCC = 12 V, bmín = 100 e ICQ = 5 mA.
RE
Solução:
Portanto, teremos um circuito no qual o ponto de operação (corrente de coletor) não depende de b. A seguir, descrevem-se os passos para determinar os valores das resistências do circuito de polarização de divisor de tensão na base. Essas orientações são de caráter essencialmente prático, e pode-se até arma r que constituem uma “receita”, com undamentação teórica nas expressões anteriores. Em geral, são especicados a tensão de alimentação ( VCC), a corrente quiescente de coletor e o transistor que será utilizado; portanto, são conhecidos bmín e bmáx. Para que toda a “receita” tenha validade, devemos admitir que o valor da corrente de base seja muito menor que o da corrente “descendo” pelo divisor de tensão, como se a base estivesse “aberta”.
VRE = 0,1 · VCC = 0,1 · 12 V = 1,2 V
Então: RE =
VRE
=
IE
1, 2 V 5 mA
=
RC = 4 · RE = 4 · 240 = 960 Ω
240 Ω
R2 ≤ 0,1⋅ βmí n ⋅ RE = 0,1⋅ 100 ⋅ 240 = 2 400 Ω
R1
=
Passos para determinar os valores do divisor
U1 U2
⋅
R2
10,1 =
1, 9
⋅
2, 4 k
=
12, 7 k
1. Adotar os seguintes percentuais da tensão de alimentação:
Valores adotados: RE = 220 Ω, RC = 820 Ω, R2 = 2k2 e R1 = 12 kΩ.
VCE = 0,5 · VCC, VRE = 0,1 · VCC e VRC= 0,4 · VCC.
Esses valores são comerciais e próximos dos valores calculados.
102
103
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.10 Reguladores de tensão
Dados: VBE = 0,7 V e b = 100.
Como vimos no capítulo 2, a tensão senoidal deve ser reticada e ltrada antes de alimentar um circuito com componentes eletrônicos. Hoje, as ontes reticadoras ornecem tensão de saída com baixos valores de ripple , porém alguns componentes eletrônicos não suportam nenhum valor mínimo de ripple . Nesses casos, recomenda-se a utilização de reguladores de tensão para amenizar a variação de tensão contínua que alimenta o circuito eletrônico. Os circuitos reguladores de tensão podem ser construídos utilizando transistores e circuitos integrados especícos.
Figura 4.27 TR Rs 150 RL 15 V
100 6V
4.10.1 Regulador de tensão em série Sabemos que o diodo Zener é um regulador paralelo que pode ser instalado em paralelo com a carga. Nessas condições, enquanto a corrente no Zener estiver dentro da aixa de regulação, a tensão de saída na carga se mantém aproximadamente constante. Figura 4.26
O regulador de tensão em série consiste basicamente no regulador Zener da gura 4.26a, acrescido de um seguidor de emissor (amplicador coletor comum). As guras 4.26b e 4.26c ilustram o circuito desse regulador. Observe que o circuito da gura 4.26c é essencialmente o mesmo da gura 4.26b.
() rg Z; (b) () s g sã sé ss.
Solução:
A tensão em RS é 15 – 6 = 9 V; portanto, a corrente vale: IS
Rs
VL =VR
Is
VE
RS TR Dz
VE
RL
Dz
Iz
lL
TR
RL
RS
VL
VE
ls
Vz
Dz
9V 0,15 k
= 60 mA
A tensão na carga é 6 – 0,7 = 5,3 V; portanto, a corrente na carga vale:
lB
IL
=
VL RL
IL
=
5,3 V 0,1 k
= 53 mA
lz
A corrente de base vale (a)
(b)
(c)
IS
=
53 mA 100
=
0,53 mA
e a corrente no Zener, IZ = 60 mA – 0,53 mA = 59,47 mA. Os reguladores de tensão em série apresentam vantagens quando comparados com os reguladores de tensão em paralelo, principalmente considerando que nos circuitos em série somente o Zener utilizado pode ser de menor potência e o valor de impedância de saída, baixo, características técnicas importantes para uma onte reticadora.
A potência dissipada é PZ = 6 V · 59,47 mA = 356,82 mW. A tensão entre coletor e emissor vale VCE = 15 – 5,3 = 9,7 V e a potência dissipada, PTR = 9,7 V · 53 mA = 514,1 mW. A potência dissipada em RS é PRs = 9 V · 60 mA = 5 40 mW.
Exemplo
A gura 4.28 apresenta um circuito com regulador de tensão em série. Considerando os dados a seguir, calcule: VL, VCE, IZ, PZ, PTR, PRs e IC.
104
4.10.2 Reguladores integrados de três terminais São reguladores que requerem poucos componentes externos ou nenhum para auxiliar sua operação. Estão disponíveis em diversos valores de tensão e corrente e em vários modelos de encapsulamento; o mais comum é o O-220. 105
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
4.10 Reguladores de tensão
Dados: VBE = 0,7 V e b = 100.
Como vimos no capítulo 2, a tensão senoidal deve ser reticada e ltrada antes de alimentar um circuito com componentes eletrônicos. Hoje, as ontes reticadoras ornecem tensão de saída com baixos valores de ripple , porém alguns componentes eletrônicos não suportam nenhum valor mínimo de ripple . Nesses casos, recomenda-se a utilização de reguladores de tensão para amenizar a variação de tensão contínua que alimenta o circuito eletrônico. Os circuitos reguladores de tensão podem ser construídos utilizando transistores e circuitos integrados especícos.
Figura 4.27 TR Rs 150 RL 15 V
100 6V
4.10.1 Regulador de tensão em série Sabemos que o diodo Zener é um regulador paralelo que pode ser instalado em paralelo com a carga. Nessas condições, enquanto a corrente no Zener estiver dentro da aixa de regulação, a tensão de saída na carga se mantém aproximadamente constante. Figura 4.26
O regulador de tensão em série consiste basicamente no regulador Zener da gura 4.26a, acrescido de um seguidor de emissor (amplicador coletor comum). As guras 4.26b e 4.26c ilustram o circuito desse regulador. Observe que o circuito da gura 4.26c é essencialmente o mesmo da gura 4.26b.
() rg Z; (b) () s g sã sé ss.
Solução:
A tensão em RS é 15 – 6 = 9 V; portanto, a corrente vale: IS
Rs
VL =VR
RS
VE
Is
Dz
VE
RL
Dz
Iz
lL
TR TR
RL
RS VE
VL
ls
Dz
IL
9V 0,15 k
= 60 mA
A tensão na carga é 6 – 0,7 = 5,3 V; portanto, a corrente na carga vale:
lB
Vz
=
VL RL
IL
=
5,3 V 0,1 k
= 53 mA
lz
A corrente de base vale (a)
(b)
IS
=
53 mA
=
100
(c)
0,53 mA
e a corrente no Zener, IZ = 60 mA – 0,53 mA = 59,47 mA. Os reguladores de tensão em série apresentam vantagens quando comparados com os reguladores de tensão em paralelo, principalmente considerando que nos circuitos em série somente o Zener utilizado pode ser de menor potência e o valor de impedância de saída, baixo, características técnicas importantes para uma onte reticadora.
A potência dissipada é PZ = 6 V · 59,47 mA = 356,82 mW. A tensão entre coletor e emissor vale VCE = 15 – 5,3 = 9,7 V e a potência dissipada, PTR = 9,7 V · 53 mA = 514,1 mW. A potência dissipada em RS é PRs = 9 V · 60 mA = 5 40 mW.
Exemplo
A gura 4.28 apresenta um circuito com regulador de tensão em série. Considerando os dados a seguir, calcule: VL, VCE, IZ, PZ, PTR, PRs e IC.
4.10.2 Reguladores integrados de três terminais São reguladores que requerem poucos componentes externos ou nenhum para auxiliar sua operação. Estão disponíveis em diversos valores de tensão e corrente e em vários modelos de encapsulamento; o mais comum é o O-220.
104
105
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Regulador de tensão xa
XX representa o valor de tensão regulada na saída. Por exemplo: 7805
fornece na saída tensão regulada de 5 V e 7912, tensão regulada de –12 V.
em que b é o ganho de corrente do transistor (média ou alta potência) e IREG a corrente no regulador.
O regulador integrado de três terminais é um circuito que ornece uma tensão altamente regulada a partir de uma tensão qualquer (em geral, é utilizado na saída de um reticador com ltro). Esse componente pode ornecer tensões reguladas positivas ou negativas com valores entre 5 V e 24 V. Uma de suas aplicações é na construção de um regulador no local, pois ele elimina problemas associados à distribuição das tensões quando existe uma única onte de alimentação. Os reguladores integrados possuem proteção interna contra sobrecarga de corrente e elevação de temperatura. Estão disponíveis em vários encapsulamentos. Os modelos mais conhecidos são o O-220 e o O-3, com capacidade de corrente de até 2 A (deve-se consultar o datasheet , pois, dependendo do abricante, esse valor pode mudar).
(a)
(b) Ic Ve
Ve
IN
Vs
OUT GND
C1
R1
IB
3Ω
IREG
1
KA78XXE
I 2
0,33μF
C2
Os reguladores 78XX e 79XX têm
pinagem diferente um do outro e, caso a corrente solicitada esteja próxima da máxima, deve ser usado dissipador.
•
78XX: reguladores de tensão xa positiva; 79XX: reguladores de tensão xa negativa.
TO-220
Figura 4.28 epss to-220 p gs () 78xx (b) 79xx.
TO-220
GND
2
1 3
(a)
2
IL = IREG + β ⋅ (IREG −
3
(b)
A gura 4.29a apresenta a conguração básica para esses reguladores. É importante enatizar que, para uncionamento adequado, a entrada deve ter tensão mínima de XX + 2,5 V. Assim, no caso do reg ulador 7805, para obter 5 V na saída, o valor de entrada mínimo tem de ser 7,5 V. Existe t ambém um valor de tensão de entrada máximo, que, em geral, não pode exceder 40 V (é importante consultar o valor exato no datasheet do abricante). Recomenda-se o uso dos capacitores C1 e C2, porém, sem eles, o circuito unciona. O C1 deve ser utilizado quando o capacitor do ltro do reticador estiver distante do regulador e o capacitor C2 melhora a resposta transiente de proteção contra ru ídos. O circuito da gura 4.29b apresenta um regulador para tensão positiva com reorço de corrente na saída. Nesse modelo, a corrente de saída ( IL) é calculada por:
106
R1
)
A gu ra 4.30 mostra uma aplicação do regulador K A78XXE como onte de corrente. Observe que a tensão regulada (V XX ) ornecida pelo componente é aplicada no resistor R1, e, portanto, a corrente e a tensão em R1 são constantes. Desse modo, a corrente na carga t ambém será constante e valerá: IL
IL = IREG + β ⋅ (IREG −
VBE
() c bás p gs sí psv gv (b) sí .
em que b é o ganho de corrente do transistor (média ou alta potência) e IREG a corrente no regulador.
IN
1.GND 2.Input 3.Outout
1.Input 2.GND 3.Outout 1
V
0,1μF
Figura 4.29 O circuito da gura 4.29b apresenta um regulador para tensão positiva com reorço de corrente na saída. Nesse modelo, a corrente de saída ( IL) é calculada por:
A gura 4.28 mostra a pinagem para encapsulamento O-220 para reguladores da amília XX e XX .
L
IL = IREG + ß(IREG – VBE /R1)
As principais amílias de reguladores integrados de três terminais são: •
Vs
3
=
VXX R1
+ IQ
em que VXX é a tensão regulada – para o circuito integrado 7805, por exemplo, VXX = 5 V – e IQ a corrente de polarização, normalmente da ordem de µ A. Figura 4.30 Ve
1
KA78XXE 2
0,33μF IQ
3 Co
Vs 0,1μF R1
rg s.
Vxx
lL RL
VBE ) R1
107
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Regulador de tensão xa
XX representa o valor de tensão regulada na saída. Por exemplo: 7805
fornece na saída tensão regulada de 5 V e 7912, tensão regulada de –12 V.
em que b é o ganho de corrente do transistor (média ou alta potência) e IREG a corrente no regulador.
O regulador integrado de três terminais é um circuito que ornece uma tensão altamente regulada a partir de uma tensão qualquer (em geral, é utilizado na saída de um reticador com ltro). Esse componente pode ornecer tensões reguladas positivas ou negativas com valores entre 5 V e 24 V. Uma de suas aplicações é na construção de um regulador no local, pois ele elimina problemas associados à distribuição das tensões quando existe uma única onte de alimentação. Os reguladores integrados possuem proteção interna contra sobrecarga de corrente e elevação de temperatura. Estão disponíveis em vários encapsulamentos. Os modelos mais conhecidos são o O-220 e o O-3, com capacidade de corrente de até 2 A (deve-se consultar o datasheet , pois, dependendo do abricante, esse valor pode mudar).
(a)
(b) Ic Ve
Ve
IN
Vs
OUT GND
C1
R1
IB
3Ω
IREG
1
KA78XXE
I 2
0,33μF
C2
Os reguladores 78XX e 79XX têm
pinagem diferente um do outro e, caso a corrente solicitada esteja próxima da máxima, deve ser usado dissipador.
•
78XX: reguladores de tensão xa positiva; 79XX: reguladores de tensão xa negativa.
TO-220
TO-220
GND
Figura 4.28 1
2
1 3
2
VBE R1
)
A gu ra 4.30 mostra uma aplicação do regulador K A78XXE como onte de corrente. Observe que a tensão regulada (V XX ) ornecida pelo componente é aplicada no resistor R1, e, portanto, a corrente e a tensão em R1 são constantes. Desse modo, a corrente na carga t ambém será constante e valerá:
3
(a)
IL = IREG + β ⋅ (IREG −
(b)
IL
A gura 4.29a apresenta a conguração básica para esses reguladores. É importante enatizar que, para uncionamento adequado, a entrada deve ter tensão mínima de XX + 2,5 V. Assim, no caso do reg ulador 7805, para obter 5 V na saída, o valor de entrada mínimo tem de ser 7,5 V. Existe t ambém um valor de tensão de entrada máximo, que, em geral, não pode exceder 40 V (é importante consultar o valor exato no datasheet do abricante). Recomenda-se o uso dos capacitores C1 e C2, porém, sem eles, o circuito unciona. O C1 deve ser utilizado quando o capacitor do ltro do reticador estiver distante do regulador e o capacitor C2 melhora a resposta transiente de proteção contra ru ídos.
=
VXX R1
+ IQ
em que VXX é a tensão regulada – para o circuito integrado 7805, por exemplo, VXX = 5 V – e IQ a corrente de polarização, normalmente da ordem de µ A. Figura 4.30 1
Ve
VBE R1
KA78XXE 2
0,33μF
3 Co
IQ
O circuito da gura 4.29b apresenta um regulador para tensão positiva com reorço de corrente na saída. Nesse modelo, a corrente de saída ( IL) é calculada por: IL = IREG + β ⋅ (IREG −
() c bás p gs sí psv gv (b) sí .
em que b é o ganho de corrente do transistor (média ou alta potência) e IREG a corrente no regulador.
IN
1.GND 2.Input 3.Outout
1.Input 2.GND 3.Outout
epss to-220 p gs () 78xx (b) 79xx.
V
0,1μF
Figura 4.29 O circuito da gura 4.29b apresenta um regulador para tensão positiva com reorço de corrente na saída. Nesse modelo, a corrente de saída ( IL) é calculada por:
A gura 4.28 mostra a pinagem para encapsulamento O-220 para reguladores da amília XX e XX .
L
IL = IREG + ß(IREG – VBE /R1)
As principais amílias de reguladores integrados de três terminais são: •
Vs
3
rg s.
Vs 0,1μF R1
Vxx
lL RL
)
106
107
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Regulador de tensão ajustável
C1: não é uncional, mas recomendado, em especial se o ltro do reti cador não
estiver próximo do regulador. Esse regulador (gura 4.31) ornece uma tensão de reerência da ordem de 1,25 V e é indicado para a construção de ontes ajustáveis. Existe grande variedade de modelos, entre os quais o mais conhecido é o LM317, que ornece até 1 A de corrente (dependendo do encapsulamento) na aixa de tensão entre 1,25 V e 35 V. Esse modelo necessita de um circuito com dois resistores e possui proteção contra sobrecorrente e sobrecarga térmica.
C2: melhora a resposta transiente e deve ser usado, principalmente, para prevenir
que ruídos prejudiquem o uncionamento de dispositivos ligados na saída do regulador. C3: melhora a rejeição ao ripple da onte, sobretudo quando o ajuste é eito com
ganho elevado. Caso esse capacitor seja usado, é melhor colocar os diodos de proteção.
Figura 4.31 rg sã jsáv: () bás (b) p.
(a) III
Ve
OUT
LM317
Vref =1,25 V
-
I2
caso a entrada seja zero, evitando que os capacitores se descarre guem na saída do circuito integrado.
R1
ADJ IAdj
D1 e D2: são utilizados para providenciar um caminho de baixa impedância
Vs
+
I
Exemplos
1
1. Calcule a máxima e a mínima tensão na saída do regu lador do circuito da gura 4.32. Considere desprezível a corrente de polarização do circuito integrado.
R2
D1 1N4002
Figura 4.32
(b) Input
Ve
IN
Output
Vs
LM317 Adjust C1
IAdj
Vref=1,25 V
R1 240
LM317 ADJ
D2 1N4002
470 C2
R2
Vs
Ve
10µF
0,1µF
OUT
C3 10µF
3K3
O LM317 gera uma tensão de reerência xa de 1,25 V entre o terminal de saída (OU) e o terminal de ajuste (ADJ). Em uma primeira análise, se considerarmos a corrente de polarização (I ADJ) desprezível em relação às outras correntes, podemos armar que I1 = I2. Então, equacionando na malha de saída, temos: I1
=
1, 25 V R1
e VS = 1, 25 + R2 ⋅ I2 = 1, 25 + R2 ⋅
R2 1, 25 ) = 1, 25 ⋅ (1+ R1 R1
Se levarmos em conta I ADJ, devemos incluir na expressão acima o termo R2 · I ADJ. É importante ressaltar que as resistências R1 e R2 devem ter valores baixos para garantir que a corrente de polarização seja desprezível. Uma aproximação razoável é considerar que a soma das duas resistências não exceda 5 kΩ. As unções dos demais componentes do circuito apresentado na gura 4.30b são as seguintes: 108
Solução:
A tensão de saída é dada pela expressão: VS
=
1, 25 ⋅ (1 +
R2 R1
)
em que R1 = 470 Ω e R2 = 3k3 (0 a 3k3). A saída é máxima quando R2 = 3k3: VS(máx )
=
1, 25 ⋅ (1+
3300 ) = 10 V 470
109
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 4
Regulador de tensão ajustável
C1: não é uncional, mas recomendado, em especial se o ltro do reti cador não
estiver próximo do regulador. Esse regulador (gura 4.31) ornece uma tensão de reerência da ordem de 1,25 V e é indicado para a construção de ontes ajustáveis. Existe grande variedade de modelos, entre os quais o mais conhecido é o LM317, que ornece até 1 A de corrente (dependendo do encapsulamento) na aixa de tensão entre 1,25 V e 35 V. Esse modelo necessita de um circuito com dois resistores e possui proteção contra sobrecorrente e sobrecarga térmica.
C2: melhora a resposta transiente e deve ser usado, principalmente, para prevenir
que ruídos prejudiquem o uncionamento de dispositivos ligados na saída do regulador. C3: melhora a rejeição ao ripple da onte, sobretudo quando o ajuste é eito com
ganho elevado. Caso esse capacitor seja usado, é melhor colocar os diodos de proteção.
Figura 4.31 rg sã jsáv: () bás (b) p.
(a) III
Ve
OUT
LM317
caso a entrada seja zero, evitando que os capacitores se descarre guem na saída do circuito integrado.
R1
ADJ Vref =1,25 V
IAdj
-
I2
D1 e D2: são utilizados para providenciar um caminho de baixa impedância
Vs
+
I
Exemplos
1
1. Calcule a máxima e a mínima tensão na saída do regu lador do circuito da gura 4.32. Considere desprezível a corrente de polarização do circuito integrado.
R2
D1 1N4002
Figura 4.32
(b) Input
Ve
IN
Output
Vs
LM317 Adjust C1
IAdj
Vref=1,25 V
R1 240
LM317 ADJ
D2 1N4002
470 C2
R2
Vs
Ve
10µF
0,1µF
OUT
C3 10µF
3K3
O LM317 gera uma tensão de reerência xa de 1,25 V entre o terminal de saída (OU) e o terminal de ajuste (ADJ). Em uma primeira análise, se considerarmos a corrente de polarização (I ADJ) desprezível em relação às outras correntes, podemos armar que I1 = I2. Então, equacionando na malha de saída, temos: I1
=
1, 25 V R1
e VS = 1, 25 + R2 ⋅ I2 = 1, 25 + R2 ⋅
R2 1, 25 ) = 1, 25 ⋅ (1+ R1 R1
Se levarmos em conta I ADJ, devemos incluir na expressão acima o termo R2 · I ADJ. É importante ressaltar que as resistências R1 e R2 devem ter valores baixos para garantir que a corrente de polarização seja desprezível. Uma aproximação razoável é considerar que a soma das duas resistências não exceda 5 kΩ. As unções dos demais componentes do circuito apresentado na gura 4.30b são as seguintes:
Solução:
A tensão de saída é dada pela expressão: VS
=
1, 25 ⋅ (1 +
R2 R1
)
em que R1 = 470 Ω e R2 = 3k3 (0 a 3k3). A saída é máxima quando R2 = 3k3: VS(máx )
=
1, 25 ⋅ (1+
3300 ) = 10 V 470
108
109
ELETRôNICA 2
A saída é mínima quando R2 vale zero: VS(mí n)
=
1, 25 ⋅ (1+
0 ) = 1, 25 V 470
Capítuo 5
2. No exemplo 1, qual deve ser a mínima tensão de entrada para que o circuito
uncione para qualquer valor da saída? Solução:
Para que a saída seja regulada, é nece ssário que a entrada seja 2,5 V maior que a tensão de saída; portanto, a entrada deve ser: 10 + 2,5 = 12,5 V.
Amplifcadores
110
ELETRôNICA 2
Capítuo 5
A saída é mínima quando R2 vale zero: VS(mí n)
=
1, 25 ⋅ (1+
0 ) = 1, 25 V 470
2. No exemplo 1, qual deve ser a mínima tensão de entrada para que o circuito
uncione para qualquer valor da saída? Solução:
Para que a saída seja regulada, é nece ssário que a entrada seja 2,5 V maior que a tensão de saída; portanto, a entrada deve ser: 10 + 2,5 = 12,5 V.
Amplifcadores
110
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
em 10 kHz vale 1,6 Ω. Nessas condições, a amplitude de pico a pico na saída é determinada pelo divisor de tensão de 2 V PP, constituído por R1 e R2. Ve (V) 6
C 10uF
R1 1K
E
4
Vs
0
+
xistem basicamente dois tipos de amplicadores: os de pequenos sinais e os de potência.
Vg=2.senw.t(V) -
R2 1K
Ve
Vs (V) 1
4V
A unção dos amplicadores de pequenos sinais, cha mados de pré-amplicadores, é aumentar a amplitude do sinal da ordem de mV ornecido por uma onte, como um microone, toca-CD etc. Esses amplicadores operam na região linear das curvas características e, portanto, a distorção (deormação) do sinal é minimizada. Outra característica desses modelos é permitir a análise usando parâmetros com valores praticamente constantes, pelo ato de o transistor estar operando na região li near. Esses sinais, mesmo depois de amplicados, não possuem potência suciente para azer um alto-alante uncionar.
4Vpp
2
0 2Vpp -1
(a)
(b)
A gura 5.2 apresenta o mesmo circuito da gu ra 5.1a, mas utilizando um capacitor de acoplamento com valor de 0,01 µF. Esse valor de capacitância é inadequado, pois sua reatância na requência de 10 kHz vale 1,6 kΩ, que, ao ser somada (vetorialmente) a R1 e R2, resulta em um valor de saída de 1,6 V PP.
Os amplicadores de potência têm como nalidade ampliar o sinal ornecido pelos pré-amplicadores o suciente para azer um alto-alante uncionar. Acoplar signifca
deixar passar apenas o sinal, bloqueando a componente contínua.
) c p p b s b) s sí.
5.1 Capacitores de acoplamento Um capacitor de acoplamento az a passagem de um sinal CA de um ponto a outro, sem perda signicativa do sinal. Por exemplo, no circuito da gura 5.1a, se o capacitor estiver bem dimensionado ( XC << R1 + R2), aparecerá em R2 somente a parte alternada da tensão de entrada ( Vg), cuja amplitude é denida pelo divisor de tensão composto por R1 e R2, ou seja, o capacitor terá reatância desprezível (comporta-se como um curto-circuito) diante de R1 + R2.
Ve (V) 6 4
R1 1K
C 0.01uF
Vs
-
R2 1K
Ve
0
4V
XC << R1 + R2 ou
1,6Vpp
-1
(a)
C >>
4Vpp
2 0 Vs (V) 1
+ Vg=2.senw.t(V)
Para um bom acoplamento:
(b)
1 2πfmín (R1 + R 2 )
em que f mín é a menor requência de operação do circuito. Na gura 5.1a, considere que na entrada do circuito existe um gerador CC de 4 V conectado em série, alimentado por uma tensão alternada de 4 V PP e requência de 10 kHz. A gura 5.1b mostra as ormas de onda na entrada ( Ve) e na saída ( Vs) do circuito, para u m capacitor de acoplamento de 10 µF cuja reatância 112
Figura 5.1
Figura 5.2
5.2 Capacitores de desacoplamento Outro tipo de acoplamento existente em um amplicador é o de um ponto não ligado ao terra. O capacitor que executa esse acoplamento é chamado de capacitor bypass ou capacitor de desacoplamento. Na gura 5.3, a amplitude do sinal em R2 (tanto em CC como em CA) é dada pelo divisor de tensão quando o capacitor não está conectado.
) c p p s b) s sí.
113
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
em 10 kHz vale 1,6 Ω. Nessas condições, a amplitude de pico a pico na saída é determinada pelo divisor de tensão de 2 V PP, constituído por R1 e R2. Ve (V) 6
C 10uF
R1 1K
E
4
Vs
0
+
xistem basicamente dois tipos de amplicadores: os de pequenos sinais e os de potência.
Vg=2.senw.t(V) -
R2 1K
Ve
Vs (V) 1
4V
A unção dos amplicadores de pequenos sinais, cha mados de pré-amplicadores, é aumentar a amplitude do sinal da ordem de mV ornecido por uma onte, como um microone, toca-CD etc. Esses amplicadores operam na região linear das curvas características e, portanto, a distorção (deormação) do sinal é minimizada. Outra característica desses modelos é permitir a análise usando parâmetros com valores praticamente constantes, pelo ato de o transistor estar operando na região li near. Esses sinais, mesmo depois de amplicados, não possuem potência suciente para azer um alto-alante uncionar.
4Vpp
2
0 2Vpp -1
(a)
(b)
A gura 5.2 apresenta o mesmo circuito da gu ra 5.1a, mas utilizando um capacitor de acoplamento com valor de 0,01 µF. Esse valor de capacitância é inadequado, pois sua reatância na requência de 10 kHz vale 1,6 kΩ, que, ao ser somada (vetorialmente) a R1 e R2, resulta em um valor de saída de 1,6 V PP.
Os amplicadores de potência têm como nalidade ampliar o sinal ornecido pelos pré-amplicadores o suciente para azer um alto-alante uncionar. Acoplar signifca
Figura 5.1 ) c p p b s b) s sí.
5.1 Capacitores de acoplamento
deixar passar apenas o sinal, bloqueando a componente contínua.
Um capacitor de acoplamento az a passagem de um sinal CA de um ponto a outro, sem perda signicativa do sinal. Por exemplo, no circuito da gura 5.1a, se o capacitor estiver bem dimensionado ( XC << R1 + R2), aparecerá em R2 somente a parte alternada da tensão de entrada ( Vg), cuja amplitude é denida pelo divisor de tensão composto por R1 e R2, ou seja, o capacitor terá reatância desprezível (comporta-se como um curto-circuito) diante de R1 + R2.
Ve (V) 6 4
R1 1K
C 0.01uF
Vs
0 Vs (V) 1
+ Vg=2.senw.t(V)
Para um bom acoplamento:
-
4Vpp
2
R2 1K
Ve
0
4V
XC << R1 + R2 ou (a)
C >>
1,6Vpp
-1
(b)
1 2πfmín (R1 + R 2 )
Figura 5.2
5.2 Capacitores de desacoplamento
em que f mín é a menor requência de operação do circuito. Na gura 5.1a, considere que na entrada do circuito existe um gerador CC de 4 V conectado em série, alimentado por uma tensão alternada de 4 V PP e requência de 10 kHz. A gura 5.1b mostra as ormas de onda na entrada ( Ve) e na saída ( Vs) do circuito, para u m capacitor de acoplamento de 10 µF cuja reatância
Outro tipo de acoplamento existente em um amplicador é o de um ponto não ligado ao terra. O capacitor que executa esse acoplamento é chamado de capacitor bypass ou capacitor de desacoplamento. Na gura 5.3, a amplitude do sinal em R2 (tanto em CC como em CA) é dada pelo divisor de tensão quando o capacitor não está conectado.
) c p p s b) s sí.
112
113
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Figura 5.3
Figura 5.5
cp sp sg: ) sã cc b) sã ca.
I R1
R1 DCV
1K
1K
2VRMS R2
C
1K
R2
4V
C
1K
(a)
(b)
Ao acionarmos a chave que interliga o capacitor ao circuito (gura 5.4), notaremos que a tensão em R2 terá apenas a componente contínua e seu valor será equivalente ao especicado pelo divisor de tensão. Atenção: essa observação é válida somente se o capacitor apresentar re atância muito menor que R1//R2. No caso da componente alternada, o valor da tensão CA será praticamente nulo, pois os terminais de R2 estarão em “curto-circuito” para CA.
cp sp g: ) sã cc b) sã ca.
V VBE
Nesse gráco, dene-se a resistência incremental ou resistência dinâmica da junção base-emissor como:
R1
r be =
R1 DCV
1K 2VRMS
4V
ACV
2VRMS
4V
Figura 5.4
1K
ACV
2VRMS
R2 1K
C
4V
R2 1K
(a)
∆VBE ∆IE
=
v be ie
Pode-se calcular r be aproximadamente por: C
r be
(b)
5.3 Amplicador emissor comum de pequenos sinais Quando polarizamos um transistor, aplicamos uma tensão de polarização CC (VBEQ) na base, uma tensão CC entre coletor e emissor ( VCEQ), uma corrente CC na base ( IBQ) e uma corrente CC de emissor ( IEQ). Nessas condições, ao aplicarmos um sinal na entrada do amplicador, a tensão oscilará acima e abaixo de VBE. Portanto, existirá uma variação de tensão ao redor do ponto quiescente (ΔVBE), provocando variação de corrente de emissor (ΔIE) e, em consequência, variação de tensão entre coletor e emissor (ΔVCE). Um amplicador é de pequenos sinais se a amplitude do sinal or sucientemente baixa para que sua operação ocorra na região linear da curva IE · VBE.
=
25 mV IE
em que IE é a corrente quiescente de emissor e 25 mV uma constante à temperatura de 25 °C. A análise de amplicadores aqui realizada c onsidera os modelos simplicados de Ebers Moll para determinar os principais parâmetros CA, como ganho de tensão, impedância de entrada e impedância de saída.
5.3.1 Modelo simplicado do transistor em baixas requências Esse modelo é para pequenos sinais, pois despreza as capacitâncias parasitárias das junções. Observe as simplicações a segui r, usadas para representar um sinal (gura 5.6). • • •
A gura 5.5 mostra um sinal aplicado na base (ΔVBE) e a resposta (ΔIE). 114
cv ie ·VBe ss.
E
•
ic = ΔIC: variação da corrente de coletor ao redor do ponto Q; ib = ΔIB: variação da corrente de base ao redor do ponto Q; vbe = ΔVBE: variação da tensão base-emissor ao redor do ponto Q; vce = ΔVCE: variação da tensão coletor-emissor ao redor do ponto Q.
115
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Figura 5.3
Figura 5.5
cp sp sg: ) sã cc b) sã ca.
I R1 DCV
1K
1K
2VRMS
ACV
2VRMS R2
4V
C
1K
R2
4V
C
1K
(a)
(b)
Ao acionarmos a chave que interliga o capacitor ao circuito (gura 5.4), notaremos que a tensão em R2 terá apenas a componente contínua e seu valor será equivalente ao especicado pelo divisor de tensão. Atenção: essa observação é válida somente se o capacitor apresentar re atância muito menor que R1//R2. No caso da componente alternada, o valor da tensão CA será praticamente nulo, pois os terminais de R2 estarão em “curto-circuito” para CA.
Figura 5.4 cp sp g: ) sã cc b) sã ca.
V VBE
Nesse gráco, dene-se a resistência incremental ou resistência dinâmica da junção base-emissor como:
R1
r be =
R1 DCV
1K
1K
2VRMS
4V
cv ie ·VBe ss.
E
R1
ACV
2VRMS
R2
C
1K
∆IE
=
v be ie
Pode-se calcular r be aproximadamente por:
R2
4V
∆VBE
C
1K
r be
(a)
(b)
=
25 mV IE
em que IE é a corrente quiescente de emissor e 25 mV uma constante à temperatura de 25 °C.
5.3 Amplicador emissor comum de pequenos sinais
A análise de amplicadores aqui realizada c onsidera os modelos simplicados de Ebers Moll para determinar os principais parâmetros CA, como ganho de tensão, impedância de entrada e impedância de saída.
Quando polarizamos um transistor, aplicamos uma tensão de polarização CC (VBEQ) na base, uma tensão CC entre coletor e emissor ( VCEQ), uma corrente CC na base ( IBQ) e uma corrente CC de emissor ( IEQ). Nessas condições, ao aplicarmos um sinal na entrada do amplicador, a tensão oscilará acima e abaixo de VBE. Portanto, existirá uma variação de tensão ao redor do ponto quiescente (ΔVBE), provocando variação de corrente de emissor (ΔIE) e, em consequência, variação de tensão entre coletor e emissor (ΔVCE). Um amplicador é de pequenos sinais se a amplitude do sinal or sucientemente baixa para que sua operação ocorra na região linear da curva IE · VBE.
5.3.1 Modelo simplicado do transistor em baixas requências Esse modelo é para pequenos sinais, pois despreza as capacitâncias parasitárias das junções. Observe as simplicações a segui r, usadas para representar um sinal (gura 5.6). • • •
A gura 5.5 mostra um sinal aplicado na base (ΔVBE) e a resposta (ΔIE).
•
ic = ΔIC: variação da corrente de coletor ao redor do ponto Q; ib = ΔIB: variação da corrente de base ao redor do ponto Q; vbe = ΔVBE: variação da tensão base-emissor ao redor do ponto Q; vce = ΔVCE: variação da tensão coletor-emissor ao redor do ponto Q.
114
115
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Figura 5.6 ) Ss sã ss b) sp p pqs ss.
(a)
(b) IC
C
IB
B VCE
ic
abertos e as correntes e tensões presentes, contínuas (ponto quiescente). A análise desse circuito consiste em determinar o ponto quiescente, como visto anteriormente.
B.ib
ib
Figura 5.8 c qv cc p g 5.7.
Vce
VBE
rbe
Vbe
E
E
Rc R1 Ve
5.4 Análise de amplicadores A análise de amplicadores pode ser eita por parâmetros CC, quando se leva em conta a polarização, conorme explicado anteriormente, ou por parâmetros CA, que considera a determinação do ganho, como veremos a segui r. A gura 5.7 mostra um estágio de um amplicador emissor comum (EC) completo com os capacitores de acoplamento ( C1 e C2) e de desacoplamento ou bypass (CE). O símbolo Vg representa a onte do sinal a ser amplicado e RS, sua resistência interna ou de saída (pode representar a saída de um estágio amplicador). Os resistores R1, R2, RC e RE são de polarização e RL a resistência de carga ou a impedância de entrada do estágio seguinte.
TR
Vcc
R2 RE
5.4.2 Circuito equivalente CA de um amplicador emissor comum para pequenos sinais A gura 5.9 apresenta o circuito equivalente CA de um amplicador em issor comum para pequenos sinais. Para obter esse circuito, os capacitores e as ontes CC são considerados curto-circuito (ΔV = 0) e as correntes e tensões são variações: ΔVBE, ΔVCE, ΔIB, ΔIE e ΔIC. Nesse circuito, é preciso determinar as impedâncias de entrada e saída e os ganhos de tensão e corrente.
Figura 5.7 eság p ec p. Rc R1 Rs
C1
C2 Ve TR
Vg
Figura 5.9 c qv ca p g 5.7.
Vs RL
Vcc
Rs
R2 RE
CE
Ve
Rc
+ Vg
-
Vs
TR
R2
RL
R1
A resposta global é a superposição das respostas no circuito na análise CC e no circuito na análise CA.
5.4.1 Circuito equivalente CC de um amplicador emissor comum A gura 5.8 aprese nta o circuito equivalente CC de u m amplicador em issor comum. Para obter esse circuito, os capacitores são considerados circuitos 116
Amplicador EC com resistência de onte nula e carga innita Para azermos a análise CA desse circuito, devemos considerar que o valor da resistência da onte ( RS) do sinal é nula e o valor da carga ( RL) ligada na saída é innito. A gura 5.10 mostra o circuito nessas condições. 117
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Figura 5.6 ) Ss sã ss b) sp p pqs ss.
(a)
(b) IC
C
IB
ic
B
B.ib
ib
VCE
abertos e as correntes e tensões presentes, contínuas (ponto quiescente). A análise desse circuito consiste em determinar o ponto quiescente, como visto anteriormente. Figura 5.8 c qv cc p g 5.7.
Vce
VBE
rbe
Vbe
E
E
Rc R1 Ve
5.4 Análise de amplicadores A análise de amplicadores pode ser eita por parâmetros CC, quando se leva em conta a polarização, conorme explicado anteriormente, ou por parâmetros CA, que considera a determinação do ganho, como veremos a segui r. A gura 5.7 mostra um estágio de um amplicador emissor comum (EC) completo com os capacitores de acoplamento ( C1 e C2) e de desacoplamento ou bypass (CE). O símbolo Vg representa a onte do sinal a ser amplicado e RS, sua resistência interna ou de saída (pode representar a saída de um estágio amplicador). Os resistores R1, R2, RC e RE são de polarização e RL a resistência de carga ou a impedância de entrada do estágio seguinte.
TR
Vcc
R2 RE
5.4.2 Circuito equivalente CA de um amplicador emissor comum para pequenos sinais A gura 5.9 apresenta o circuito equivalente CA de um amplicador em issor comum para pequenos sinais. Para obter esse circuito, os capacitores e as ontes CC são considerados curto-circuito (ΔV = 0) e as correntes e tensões são variações: ΔVBE, ΔVCE, ΔIB, ΔIE e ΔIC. Nesse circuito, é preciso determinar as impedâncias de entrada e saída e os ganhos de tensão e corrente.
Figura 5.7 eság p ec p. Rc R1 Rs
C1
Figura 5.9
C2
c qv ca p g 5.7.
Vs
Ve TR
RL
Vcc
Rs
R2
Vg
RE
CE
Ve
Rc
+ Vg
Vs
TR
R2
RL
R1
-
A resposta global é a superposição das respostas no circuito na análise CC e no circuito na análise CA.
5.4.1 Circuito equivalente CC de um amplicador emissor comum A gura 5.8 aprese nta o circuito equivalente CC de u m amplicador em issor comum. Para obter esse circuito, os capacitores são considerados circuitos
Amplicador EC com resistência de onte nula e carga innita Para azermos a análise CA desse circuito, devemos considerar que o valor da resistência da onte ( RS) do sinal é nula e o valor da carga ( RL) ligada na saída é innito. A gura 5.10 mostra o circuito nessas condições.
116
117
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Figura 5.10
Note, na gura 5.11b, que o sinal de entrada do gerador de sinais ( Vg) é igual ao sinal aplicado na base ( Ve). Para esse circuito, a impedância de entrada (Ze) no gerador Vg é:
ap ec r S = 0 r l .
Ze = R1//R2//Ze(base) Rc
C1
em que:
C2
R1
Vs
Ve TR
+ Vg
Vcc
Ze(base ) =
Ve ib
=
rbe ⋅ (ib + β ⋅ ib ) ib
= rbe ⋅ (1 + β) ≅ β ⋅ r be
R2 RE
-
O ganho de tensão entre a saída ( Vs) e a entrada ( Ve) na base é calculado por:
CE
A V =
Observe que o circuito equivalente CC do circuito da gura 5.10 é igual ao da gura 5.8 e o circu ito equivalente CA está indicado na gur a 5.11a. Figura 5.11 ) c qv ca p g 5.8 b) ss sbsí p .
VS Ve
=
R −RC ⋅ ic −RC ⋅ β ⋅ ib −RC ⋅ β ⋅ ib = = ≅− C rbe ⋅ (ib + ic ) rbe ⋅ (ib + β ⋅ ib ) r be ⋅ (1 + β) ⋅ ib r be
em que r be é a resistência incremental da junção base-emissor denida anteriormente e b o ganho de corrente na conguração emissor comum. O sinal negativo na expressão do ganho indica deasagem de 180º entre os valores de entrada e de saída. O circuito equivalente da saída é obtido aplicando Tévenin na saída do circuito da gura 5.11a. Desse modo, a resistência vista com a onte de corrente eliminada (aberta) é RC e a tensão em vazio é AV · Ve.
Vs Ve
A impedância de saída (Zs) é calculada por:
TR + (a)
Vg
Rc
R2
Zs = RC
R1
-
O circuito da gur a 5.12 representa o circuito equivalente CA do amplicador da gura 5.10.
C
Transistor
Ve
iz
Figura 5.12
ic Vs
B.iz B
R1
Vg Ze
R2
c qv ca p g 5.10. Vs
Av.Ve
Rc
Vg (b)
Zs
Ve
Ze
rbe Ze(base)
ie
E
Como RL é innita, então Vs = AV · Ve e, nesse caso, Vg = Ve. 118
119
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Figura 5.10
Note, na gura 5.11b, que o sinal de entrada do gerador de sinais ( Vg) é igual ao sinal aplicado na base ( Ve). Para esse circuito, a impedância de entrada (Ze) no gerador Vg é:
ap ec r S = 0 r l .
Ze = R1//R2//Ze(base) Rc
em que:
C2
R1 C1
Vs
Ve TR
+ Vg
Ve
Ze(base ) =
Vcc
ib
rbe ⋅ (ib + β ⋅ ib )
=
ib
= rbe ⋅ (1 + β) ≅ β ⋅ r be
R2 RE
-
O ganho de tensão entre a saída ( Vs) e a entrada ( Ve) na base é calculado por:
CE
VS
A V =
Observe que o circuito equivalente CC do circuito da gura 5.10 é igual ao da gura 5.8 e o circu ito equivalente CA está indicado na gur a 5.11a. Figura 5.11 ) c qv ca p g 5.8 b) ss sbsí p .
=
Ve
R −RC ⋅ ic −RC ⋅ β ⋅ ib −RC ⋅ β ⋅ ib = = ≅− C rbe ⋅ (ib + ic ) rbe ⋅ (ib + β ⋅ ib ) r be ⋅ (1 + β) ⋅ ib r be
em que r be é a resistência incremental da junção base-emissor denida anteriormente e b o ganho de corrente na conguração emissor comum. O sinal negativo na expressão do ganho indica deasagem de 180º entre os valores de entrada e de saída. O circuito equivalente da saída é obtido aplicando Tévenin na saída do circuito da gura 5.11a. Desse modo, a resistência vista com a onte de corrente eliminada (aberta) é RC e a tensão em vazio é AV · Ve.
Vs Ve
A impedância de saída (Zs) é calculada por:
TR + (a)
Vg
Rc
R2
Zs = RC
R1
-
O circuito da gur a 5.12 representa o circuito equivalente CA do amplicador da gura 5.10.
C
Transistor
iz
Ve
Figura 5.12
ic Vs
B.iz B
R2
R1
Vg
Vs
Ze
rbe ie
Ze(base)
Ze
c qv ca p g 5.10.
Av.Ve
Rc
Vg (b)
Zs
Ve
E
Como RL é innita, então Vs = AV · Ve e, nesse caso, Vg = Ve. 118
119
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Exemplo
VB
=
Com base no amplicador da gura 5.13:
2k 2 2k 2 + 12 k
⋅
12 V
=
1, 86 2k 2
Em seguida, VE: a) determine o valor quiescente de VCE e IC; VE = 1,86 – 0,7 = 1,16 V
b) determine o valor da tensão na saída de pico a pico, considerando uma tensão no gerador (Vg) de 40 mV PP;
Portanto:
c) desenhe as ormas de onda da tensão nos pontos A, B, C e D.
IC = IE
Dados: b = 300 e VBE = 0,7 V. IE
Figura 5.13
=
116 , V 220 Ω
VRC = 0,82 k · 5,2 mA = 4,26 V VCE = 12 – (4,26 + 1,16) = 6,58 V e VC = 12 – 4,26 = 7,74 V Rc A
R1 Rs
C1
D
C2
B
C
Ve
b) O valor da resistência incremental da junção base-emissor vale: Vs
TR
RL
Vcc
r be =
25 mV IE
=
25 mV 5,2 mA
=
4,8 Ω
R2
Vg
RE
A impedância olhando na base é:
CE
Ze( base) ≅ β ⋅ r be = 300 ⋅ 4, 8 = 1440 Ω
Impedância de entrada: Solução:
a) Calculamos primeiro os valores quiescentes (gura 5.14): Figura 5.14
Ze
=
R1 //R2 //Ze (base )
= 12
k //2k2 / / 1, 44 k = 811 Ω
Impedância de saída: RC 820
Zs = 820 Ω
IC
R1 12K VB
Ve
TR
VCE
Vcc 12V
R2 2K2
RE2 220 IE
O ganho de tensão entre a base ( Ve) e a saída ( Vs) vale:
VE
A V
=−
RC r be
=−
820 Ω 4,8
Ω
= −170
O modelo para CA do amplicador é o da gura 5.15: 120
121
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Exemplo
VB
=
Com base no amplicador da gura 5.13:
2k 2 2k 2 + 12 k
⋅
12 V
=
1, 86 2k 2
Em seguida, VE: a) determine o valor quiescente de VCE e IC; VE = 1,86 – 0,7 = 1,16 V
b) determine o valor da tensão na saída de pico a pico, considerando uma tensão no gerador (Vg) de 40 mV PP;
Portanto:
c) desenhe as ormas de onda da tensão nos pontos A, B, C e D.
IC = IE
Dados: b = 300 e VBE = 0,7 V. IE
Figura 5.13
=
116 , V 220 Ω
VRC = 0,82 k · 5,2 mA = 4,26 V VCE = 12 – (4,26 + 1,16) = 6,58 V e VC = 12 – 4,26 = 7,74 V Rc A
R1 Rs
C1
D
C2
B
C
Ve
b) O valor da resistência incremental da junção base-emissor vale: Vs
TR
RL
Vcc
r be =
25 mV IE
=
25 mV 5,2 mA
=
4,8 Ω
R2
Vg
RE
A impedância olhando na base é:
CE
Ze( base) ≅ β ⋅ r be = 300 ⋅ 4, 8 = 1440 Ω
Impedância de entrada: Solução:
a) Calculamos primeiro os valores quiescentes (gura 5.14):
Ze
Figura 5.14
=
R1 //R2 //Ze (base )
= 12
k //2k2 / / 1, 44 k = 811 Ω
Impedância de saída: RC 820
Zs = 820 Ω
IC
R1 12K Ve
VB
TR
VCE
O ganho de tensão entre a base ( Ve) e a saída ( Vs) vale:
Vcc 12V
R2
RE2
2K2
VE
220
A V
IE
=−
RC r be
=−
820 Ω 4,8
= −170
Ω
O modelo para CA do amplicador é o da gura 5.15: 120
121
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Amplicador EC com resistência de onte e carga
Figura 5.15 Rs 1 K
Ve
Zs 0,82 K
0,81 K
-170.Ve
Vg
Vs
Ze
40 mVpp
RL
Para esse modelo, consideramos uma resistência de onte ( RS) e uma resistência de carga (RL), conorme ilustra a gura 5.17. A re sistência da onte pode representar também a resistência de saída do estágio anterior e a de c arga, a resistência de entrada do estágio seguinte.
1 K
Figura 5.17 ap ec ssê g.
Podemos determinar a tensão Ve: Ve
=
0,81 k 1 k + 0, 81 k
⋅
40 mVPP
=
Rc R1
17, 8 mVPP
Rs
Portanto, o valor do gerador é:
C2
C1
+
Ve
RL
Vcc
R2
Vg -
AV · Ve = –170 · 17,8 mVPP = –3VPP
Vs
TR
RE CE
A tensão na carga vale: VL
=
1k 1 k + 0, 82 k
3 VPP
⋅−
=
1, 77 VPP
c) As principais ormas de onda no circ uito, com base nos resultados anteriores, estão indicadas na gura 5.16:
Observe que o retângulo t racejado no circuito da gura 5.18 é o mesmo circu ito analisado anteriormente. Assim, podemos usar o modelo da gura 5.17 para representá-lo, adicionando a ca rga ( RL) e a resistência da onte ( RS). Figura 5.18
Figura 5.16
(a) A 0
Rs
40 mVpp
Ve TR
+ Vg
B 1,86V
) c qv ca p g 5.17 b) ss sbsí p .
Vs
R1
-
RL
Rc
R2
17,8mVpp
0 C
(b)
ic Vs
Transistor C 7,7V
3Vpp
Ve
0
R2 Vg
D 1,77 V 0
122
R1 Ze
ib
RL
ß.ib B
Rc
Ze(base)
rbe ie E
123
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Amplicador EC com resistência de onte e carga
Figura 5.15 Rs 1 K
Ve
Zs 0,82 K
0,81 K
-170.Ve
Vg
Para esse modelo, consideramos uma resistência de onte ( RS) e uma resistência de carga (RL), conorme ilustra a gura 5.17. A re sistência da onte pode representar também a resistência de saída do estágio anterior e a de c arga, a resistência de entrada do estágio seguinte.
Vs
Ze
40 mVpp
RL 1 K
Figura 5.17 ap ec ssê g.
Podemos determinar a tensão Ve: Ve
=
0,81 k 1 k + 0, 81 k
⋅
40 mVPP
=
Rc R1
17, 8 mVPP
Rs
Portanto, o valor do gerador é:
C2
C1
Ve
+
RL
Vcc
R2
Vg -
AV · Ve = –170 · 17,8 mVPP = –3VPP
Vs
TR
RE CE
A tensão na carga vale: VL
=
1k 1 k + 0, 82 k
3 VPP
⋅−
=
1, 77 VPP
c) As principais ormas de onda no circ uito, com base nos resultados anteriores, estão indicadas na gura 5.16:
Observe que o retângulo t racejado no circuito da gura 5.18 é o mesmo circu ito analisado anteriormente. Assim, podemos usar o modelo da gura 5.17 para representá-lo, adicionando a ca rga ( RL) e a resistência da onte ( RS). Figura 5.18
Figura 5.16
(a) A
Rs
40 mVpp
0
Ve TR
+ Vg
B
) c qv ca p g 5.17 b) ss sbsí p .
Vs
R1
-
RL
Rc
R2
17,8mVpp
1,86V 0
C
(b)
ic Vs
Transistor C 3Vpp
7,7V
Ve
0
B
Rc
Ze(base)
R2 Vg
D
rbe
R1
1,77 V
ie
Ze
0
RL
ß.ib
ib
E
122
123
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
A impedância de entrada é calculada da mesma orma que nos modelos apresentados, mas a tensão na entrada ( Ve) agora é uma parcela da tensão do gerador ( Vg) por causa do divisor de tensão existente constituído por RS e Ze.
A gura 5.20 mostra um amplicador EC com realimentação negativa em CA por meio do resistor RE1. Esse resistor não tem c apacitor de desacoplamento em paralelo, o que causa a realimentação em CA. al realimentação (negativa) diminui a distorção e torna o ganho do c ircuito menos dependente do parâmetro r be. Do ponto de vista de CC, a resistência do emissor é RE1 + RE2.
Ze = R1//R2//Ze(base) Ve
=
Ze Ze
+
⋅
Rs
de trabalho, deixando o ganho altamente instável. Para tornar o circuito estável e reduzir a distorção, aplica-se realimentação negativa em CA.
Vg
Figura 5.20
O circuito da g ura 5.19 representa o circuito equivalente CA do amplicador da gura 5.17.
ap ec çã gv – ssê g .
Rc
Figura 5.19
R1
c qv ca p g 5.17.
Rs
Zs
Ve Av.Ve
Vg
Vs
Vs
Ve
+
RL
C2
C1
TR
Vg -
Ze
Vcc
R2 RE1
RE2
Na saída do circuito, em decorrência da carga RL, também haverá uma divisão de tensão. Portanto, o valor da tensão de saída será dada por: VS
=
RL RL
+
RC
⋅ A V ⋅
CE
A gura 5.21 apresenta o circuito equivalente para pequenos sinais. Observe que o capacitor de CE deixa em curto-circuito o resistor RE2, e, portanto, esse resistor não aparece no circuito equivalente CA, somente RE1.
Ve
Figura 5.21 (a)
Vs
sendo: A V
=
Ve TR
−
RC
Vg
r be
C
A V
=
VS Ve
=
−
RC r be
RE1
R1
5.4.3 Amplicador EC com realimentação parcial
ic Vs
Transistor
(b)
Como visto anteriormente, o amplicador EC tem o ganho, entre a base e o coletor, dado por:
Rc
R2
Ve
ib
ß.ib B
Rc
R2
Vg
R1
Ze
) c qv ca p çã g 5.20 b) ss.
Ze(base)
ie
rbe E
RE1
Note que o ganho do amplicador depende do parâmetro r be, entre outros atores. Esse parâmetro é inuenciado pelo tipo de transistor e por sua temperatura 124
125
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
A impedância de entrada é calculada da mesma orma que nos modelos apresentados, mas a tensão na entrada ( Ve) agora é uma parcela da tensão do gerador ( Vg) por causa do divisor de tensão existente constituído por RS e Ze.
A gura 5.20 mostra um amplicador EC com realimentação negativa em CA por meio do resistor RE1. Esse resistor não tem c apacitor de desacoplamento em paralelo, o que causa a realimentação em CA. al realimentação (negativa) diminui a distorção e torna o ganho do c ircuito menos dependente do parâmetro r be. Do ponto de vista de CC, a resistência do emissor é RE1 + RE2.
Ze = R1//R2//Ze(base) Ve
=
Ze Ze
+
⋅
Rs
de trabalho, deixando o ganho altamente instável. Para tornar o circuito estável e reduzir a distorção, aplica-se realimentação negativa em CA.
Vg
Figura 5.20
O circuito da g ura 5.19 representa o circuito equivalente CA do amplicador da gura 5.17.
ap ec çã gv – ssê g .
Rc
Figura 5.19
R1
c qv ca p g 5.17.
Rs
Zs
Ve
Vs
Vg
TR
-
Ze
Vcc
R2
Vg
RL
Vs
Ve
+
Av.Ve
C2
C1
RE1
RE2
Na saída do circuito, em decorrência da carga RL, também haverá uma divisão de tensão. Portanto, o valor da tensão de saída será dada por: VS
=
RL RL
+
⋅ A V ⋅
RC
CE
A gura 5.21 apresenta o circuito equivalente para pequenos sinais. Observe que o capacitor de CE deixa em curto-circuito o resistor RE2, e, portanto, esse resistor não aparece no circuito equivalente CA, somente RE1.
Ve
Figura 5.21 (a)
Vs
sendo: A V
=
Ve TR
−
RC r be
C
A V
=
VS Ve
=
−
ic Vs
Transistor
(b)
ib
Ve
RC
RE1
R1
5.4.3 Amplicador EC com realimentação parcial Como visto anteriormente, o amplicador EC tem o ganho, entre a base e o coletor, dado por:
Rc
R2
Vg
ß.ib B
Rc
R2
Vg
R1
r be
Ze(base)
Ze
) c qv ca p çã g 5.20 b) ss.
rbe
ie
E
RE1
Note que o ganho do amplicador depende do parâmetro r be, entre outros atores. Esse parâmetro é inuenciado pelo tipo de transistor e por sua temperatura 124
125
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Analisando o circuito da gura 5.21, podemos notar que o resistor RE1 aparece no circuito equivalente CA, azendo a realimentação CA. Perceba que não existe capacitor de desacoplamento em paralelo com o resistor RE1. O ganho com a realimentação entre a base e a saída é dado por: A V
=
VS Vg
=
VS Ve
= −
rbe
RC + RE1
5.4.4 Mais sobre amplicador EC com resistência de onte e carga O amplicador EC da gura 5.23 apresenta o mesmo circuito do amplicador da gura 5.20, com a adição das resistências de onte ( RS) e carga (RL). Como já dito, a resistência de onte do sinal pode representar também a resistência de saída do estágio anterior, e a de carg a, a resistência de entrada do estágio seguinte. Figura 5.23
Se RE1 >>> r be, o ganho torna-se praticamente estável. Nesse caso, o ganho é determinado por:
ap ec çã – g ssê ã .
Rc
A V
=
VS Vg
=
VS Ve
≅ −
RC
R1
RE1
Rs
C2
C1
Ve
Vs
TR +
Nessa conguração, o ganho não depende do transistor, mas somente da relação entre as resistências RC e RE1. Nessas condições, dizemos que a realimentação estabilizou o ganho. Na prática, o ganho varia quando substituímos o transistor, mas é uma variação muito pequena.
Vg
RL
Vcc
R2
-
RE1 RE2
CE
A análise C A do circuito da gura 5.20 pode ser eita considerando o circuito equivalente CA da gura 5.21, resultando no circuito simplicado da gura 5.22. Figura 5.22 c qv ac g 5.20.
Zs
Ve
Vs Av.Ve
Vg
O modelo utilizado para calcular a tensão de saída para determinado valor de tensão de entrada é o mesmo apresentado anteriormente, com exceção de que nesse modelo existe um divisor de tensão na entrada ( RS e Ze) e na saída ( Zs e RL). A gura 5.24 ilustra o circ uito equivalente.
Ze
Figura 5.24 Rs
Rc
Ve
m ca g 5.23.
Vs
Vg
Para o circuito da gura 5.20, a impedância que o gerador Vg percebe é dada por:
Ze
Av.Ve
RL
Ze = R1//R2//Ze(base)
As impedâncias de entrada e de saída são dadas por: e a impedância olhando na base: Ze(base) = b(r be + RE1)
Note que a impedância de entrada olhando na base aumentou muito seu valor. A impedância de saída é dada por: Zs = RC. 126
Ze = R1//R2//Ze(base), Ze(base) = b · (r be + RE1) e Zs = RC.
O ganho de tensão entre a base e a saída é calculado por: A V
=
Vs Ve
≅ −
RC RE1
127
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Analisando o circuito da gura 5.21, podemos notar que o resistor RE1 aparece no circuito equivalente CA, azendo a realimentação CA. Perceba que não existe capacitor de desacoplamento em paralelo com o resistor RE1. O ganho com a realimentação entre a base e a saída é dado por: A V
=
VS Vg
=
VS Ve
= −
rbe
RC + RE1
5.4.4 Mais sobre amplicador EC com resistência de onte e carga O amplicador EC da gura 5.23 apresenta o mesmo circuito do amplicador da gura 5.20, com a adição das resistências de onte ( RS) e carga (RL). Como já dito, a resistência de onte do sinal pode representar também a resistência de saída do estágio anterior, e a de carg a, a resistência de entrada do estágio seguinte. Figura 5.23
Se RE1 >>> r be, o ganho torna-se praticamente estável. Nesse caso, o ganho é determinado por:
ap ec çã – g ssê ã .
Rc
A V
=
VS Vg
=
VS Ve
≅ −
RC
R1
RE1
C2
C1
Rs
Vs
Ve TR
+
Nessa conguração, o ganho não depende do transistor, mas somente da relação entre as resistências RC e RE1. Nessas condições, dizemos que a realimentação estabilizou o ganho. Na prática, o ganho varia quando substituímos o transistor, mas é uma variação muito pequena.
Vg
RL
Vcc
R2
-
RE1 RE2
CE
A análise C A do circuito da gura 5.20 pode ser eita considerando o circuito equivalente CA da gura 5.21, resultando no circuito simplicado da gura 5.22. O modelo utilizado para calcular a tensão de saída para determinado valor de tensão de entrada é o mesmo apresentado anteriormente, com exceção de que nesse modelo existe um divisor de tensão na entrada ( RS e Ze) e na saída ( Zs e RL). A gura 5.24 ilustra o circ uito equivalente.
Figura 5.22 c qv ac g 5.20.
Zs
Ve
Vs Av.Ve
Vg
Ze
Figura 5.24 Rs
Rc
Ve
m ca g 5.23.
Vs
Vg
Para o circuito da gura 5.20, a impedância que o gerador Vg percebe é dada por:
Ze
Av.Ve
RL
Ze = R1//R2//Ze(base)
As impedâncias de entrada e de saída são dadas por: e a impedância olhando na base:
Ze = R1//R2//Ze(base), Ze(base) = b · (r be + RE1) e Zs = RC.
Ze(base) = b(r be + RE1)
O ganho de tensão entre a base e a saída é calculado por:
Note que a impedância de entrada olhando na base aumentou muito seu valor. A impedância de saída é dada por: Zs = RC.
A V
=
Vs Ve
≅ −
RC RE1
126
127
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
5.5 Amplicador coletor comum
Figura 5.26 ap .
Como vimos, ao ligarmos uma onte de alta impedância de saída a uma carga de baixo valor, a maior parte da tensão estará na resistência interna da onte. Para evitar que isso aconteça, devemos intercalar um circuito com alta impedância de entrada e baixa impedância de saída entre a saída da onte e a carga, conorme ilustra a gura 5.25. Quando inserimos um transistor nesse circuito, ele passa a ser chamado de amplicador coletor comum, também conhecido por seguidor de emissor ou buer . As principais características desse circuito são: altíssima impedância de entrada, baixa impedância de saída e ganho unitário. Esses circuitos são usados em várias aplicações, como no estágio de saída de ampliicadores, em que é necessário eetuar o casamento da impedância do alto-alante (em geral 4 a 8 Ω) com a impedância de saída do ampliicador. Essa coniguração também é utilizada para construir um regulador de tensão em série.
R1 C1
Ve
TR
Vcc C2
R2
Vg
VS
RE
A análise CC do amplicador da gura 5.26 é igua l à do amplicador emissor comum, ou seja, com os resistores R1 e R2 polarizando a base do transistor de tal orma que VCE seja aproximadamente a metade de VCC.
Figura 5.25 Figura 5.27
) cg b v g sí pâ sí b) buer .
ap – ás cc.
R1 10 K
Rs 10K
VB
12 V
VL =1 V Vg 10V
R2
0,7 V
10 K
RL 1 K
RE
VE
(b)
Rs 10 K
Vg 10 V
5 K
VL=10 V
Buer
RL 1 K
A gura 5.26 mostra o amplicador coletor comum, que é um circuito com realimentação negativa introduzida por RE. 128
Vcc
TR
(a)
Considerando o circuito da gura 5.27, podemos determinar alguns valores, como: 10 k
•
tensão na base:
•
tensão de emissor: VE = VB – 0,7 = 5,3 V;
•
corrente de emissor: IE =
•
tensão coletor-emissor: VCE = 12 – VE = 12 – 5,3 = 6,7 V.
VB
=
10 k
+
.12 V
10 k
5,3 V 5k
=
6V;
= 1, 06 mA ;
129
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
5.5 Amplicador coletor comum
Figura 5.26 ap .
Como vimos, ao ligarmos uma onte de alta impedância de saída a uma carga de baixo valor, a maior parte da tensão estará na resistência interna da onte. Para evitar que isso aconteça, devemos intercalar um circuito com alta impedância de entrada e baixa impedância de saída entre a saída da onte e a carga, conorme ilustra a gura 5.25. Quando inserimos um transistor nesse circuito, ele passa a ser chamado de amplicador coletor comum, também conhecido por seguidor de emissor ou buer . As principais características desse circuito são: altíssima impedância de entrada, baixa impedância de saída e ganho unitário. Esses circuitos são usados em várias aplicações, como no estágio de saída de ampliicadores, em que é necessário eetuar o casamento da impedância do alto-alante (em geral 4 a 8 Ω) com a impedância de saída do ampliicador. Essa coniguração também é utilizada para construir um regulador de tensão em série.
R1 C1
Ve
TR
Vcc C2
R2
Vg
VS
RE
A análise CC do amplicador da gura 5.26 é igua l à do amplicador emissor comum, ou seja, com os resistores R1 e R2 polarizando a base do transistor de tal orma que VCE seja aproximadamente a metade de VCC.
Figura 5.25 Figura 5.27
) cg b v g sí pâ sí b) buer .
ap – ás cc.
R1 10 K
Rs 10K
VB
Vcc
TR
(a)
12 V
VL =1 V
R2
Vg 10V
0,7 V
10 K
RL 1 K
RE
VE
(b)
Rs 10 K
5 K
VL=10 V
RL 1 K
Buer
Vg 10 V
A gura 5.26 mostra o amplicador coletor comum, que é um circuito com realimentação negativa introduzida por RE.
Considerando o circuito da gura 5.27, podemos determinar alguns valores, como: 10 k
•
tensão na base:
•
tensão de emissor: VE = VB – 0,7 = 5,3 V;
•
corrente de emissor: IE =
•
tensão coletor-emissor: VCE = 12 – VE = 12 – 5,3 = 6,7 V.
VB
=
10 k
+
.12 V
10 k
5,3 V 5k
=
6V;
= 1, 06 mA ;
128
129
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
A análise C A é eita usando o mesmo raciocínio utilizado para o amplicador emissor comum. A gura 5.28 mostra o circuito equivalente CA com o transistor substituído pelo modelo de Ebers Moll, capacitores e ontes CC em curto-circuito. Figura 5.28 c qv ca g 5.26.
Ve
ic
ib
C ib
B rbe Vg
R1 /R2 Vs
E
5.6 Amplicadores de potência As principais características desejáveis em um amplicador são: linearidade, eciência, potência na saída e ganho de tensão. Dicilmente todas elas estão presentes ao mesmo tempo no amplicador, porque, em geral, uma característica aeta outra (ou outras) – melhorar a linearidade, por exemplo, pode comprometer a eciência. Assim, o que o projetista deve azer é denir quais características devem ser atendidas em detrimento de outras. Os amplicadores de potência são usados no último e stágio de um amplicador; por isso, normalmente têm como carga um alto-alante. Como esses circuitos trabalham com sinais elevados, sua análise não será eita usando os modelos utilizados.
RE
Os amplicadores de potência se dividem em classes. A s mais conhecidas são: • •
Para esse circuito, o ganho entre a base e a saída é calculado por:
• •
A V
=
•
Vs Ve
em que Vs = RE ⋅ (1 + β) ⋅ ib e Ve = rbe ⋅ ib + (1 + β) ⋅ ib
A V =
Vs Ve
=
RE ⋅ (1 + β) ≅1 re '+ (1 + β) ⋅ RE
Impedância de entrada
Classe A Classe B Classe AB Classe C Classe D
Os amplicadores classes A, B e AB operam de orma linear; os classe C, na ressonância; e os classe D, no modo de chaveamento. Cada modelo é indicado para uma aplicação especíca: classes A, B e AB em amplicadores de áudio de equipamentos de grande porte, classe C em radiorequência (RF) e classe D em equipamentos portáteis. As classes são caracterizadas pela localização do ponto de operação e duração da condução do transistor de saída em cada semiciclo. Um amplicador apresenta linearidade se operar em uma região linear das curvas características. Desse modo, a relação entre a saída e a entrada é linear e, port anto, o sinal de saída terá a mesma orma do sinal de entrada, porém com sinal amplicado.
A impedância de entrada do circuito vale: Ze = R2//R1//Ze(base)
em que Ze(base) é a impedância olhando na base e pode ser calculada por: Ze(base) =
130
Ve (RE ⋅ (1 + β) + re' ) ⋅ ib = = re' + (1 + β) ⋅ RE ≅ β ⋅ RE ib ib
Dene-se a eciência (η) ou rendimento de um amplicador como a relação entre a potência obtida na carg a e a potência CC ornecida pela onte ao circuito de saída. A eciência ideal é 1, valor impossível de atingir, pois nesse caso nenhuma potência seria dissipada no circuito amplicador. O rendimento é c alculado por: η=
potência do sinal entregue para a carga potência CC fornecida aociircuitodesaída
=
PCA PCC
que normalmente resulta um valor alto. Por exemplo: se b = 200 e RE = 5 kΩ, então Ze(base) = 200 · 5 k = 1 M.
em que PCA é a potência CA ornecida à carga e PCC a potência CC que a onte ornece ao circuito a mplicador.
A impedância de entrada será limitada pelos valores das resistências e polarização dos resistores R1 e R 2. Por exemplo: se R1 = R2 = 100 k, então Ze = 100 k//100 k//1 M = 47,6 k.
A gur a 5.29 mostra, de maneira simplicada, o diagrama de blocos de um amplicador genérico. A carga, representada por RL, pode ser um alto-alante ou um motor. 131
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
A análise C A é eita usando o mesmo raciocínio utilizado para o amplicador emissor comum. A gura 5.28 mostra o circuito equivalente CA com o transistor substituído pelo modelo de Ebers Moll, capacitores e ontes CC em curto-circuito. Figura 5.28 c qv ca g 5.26.
Ve
ic
ib
C ib
B rbe Vg
As principais características desejáveis em um amplicador são: linearidade, eciência, potência na saída e ganho de tensão. Dicilmente todas elas estão presentes ao mesmo tempo no amplicador, porque, em geral, uma característica aeta outra (ou outras) – melhorar a linearidade, por exemplo, pode comprometer a eciência. Assim, o que o projetista deve azer é denir quais características devem ser atendidas em detrimento de outras. Os amplicadores de potência são usados no último e stágio de um amplicador; por isso, normalmente têm como carga um alto-alante. Como esses circuitos trabalham com sinais elevados, sua análise não será eita usando os modelos utilizados.
R1 /R2 Vs
E
5.6 Amplicadores de potência
RE
Os amplicadores de potência se dividem em classes. A s mais conhecidas são: • •
Para esse circuito, o ganho entre a base e a saída é calculado por:
• •
A V
=
•
Vs Ve
Os amplicadores classes A, B e AB operam de orma linear; os classe C, na ressonância; e os classe D, no modo de chaveamento. Cada modelo é indicado para uma aplicação especíca: classes A, B e AB em amplicadores de áudio de equipamentos de grande porte, classe C em radiorequência (RF) e classe D em equipamentos portáteis.
em que Vs = RE ⋅ (1 + β) ⋅ ib e Ve = rbe ⋅ ib + (1 + β) ⋅ ib
A V =
Vs
=
Ve
Classe A Classe B Classe AB Classe C Classe D
RE ⋅ (1 + β) ≅1 re '+ (1 + β) ⋅ RE
As classes são caracterizadas pela localização do ponto de operação e duração da condução do transistor de saída em cada semiciclo. Um amplicador apresenta linearidade se operar em uma região linear das curvas características. Desse modo, a relação entre a saída e a entrada é linear e, port anto, o sinal de saída terá a mesma orma do sinal de entrada, porém com sinal amplicado.
Impedância de entrada A impedância de entrada do circuito vale: Ze = R2//R1//Ze(base)
em que Ze(base) é a impedância olhando na base e pode ser calculada por: Ze(base) =
Ve (RE ⋅ (1 + β) + re' ) ⋅ ib = = re' + (1 + β) ⋅ RE ≅ β ⋅ RE ib ib
Dene-se a eciência (η) ou rendimento de um amplicador como a relação entre a potência obtida na carg a e a potência CC ornecida pela onte ao circuito de saída. A eciência ideal é 1, valor impossível de atingir, pois nesse caso nenhuma potência seria dissipada no circuito amplicador. O rendimento é c alculado por: η=
potência do sinal entregue para a carga potência CC fornecida aociircuitodesaída
=
PCA PCC
que normalmente resulta um valor alto. Por exemplo: se b = 200 e RE = 5 kΩ, então Ze(base) = 200 · 5 k = 1 M.
em que PCA é a potência CA ornecida à carga e PCC a potência CC que a onte ornece ao circuito a mplicador.
A impedância de entrada será limitada pelos valores das resistências e polarização dos resistores R1 e R 2. Por exemplo: se R1 = R2 = 100 k, então Ze = 100 k//100 k//1 M = 47,6 k.
A gur a 5.29 mostra, de maneira simplicada, o diagrama de blocos de um amplicador genérico. A carga, representada por RL, pode ser um alto-alante ou um motor.
130
131
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Note também que existe um intervalo em que os dois transistores estão cortados; é nesse momento que a tensão de entrada é menor que 0,6 V, e isso causa distorção.
+ Vcc
PCC
Pré amplificadores
Estágio de potência
Essa distorção é chamada de distorção por cruzamento (crossover ) e aparece porque o transistor só começa a conduzir quando a tensão VBE excede 0,6 V aproximadamente. Quanto menor a amplitude do sinal, maior a distorção.
PCA
Figura 5.31 ) ap ss B, b) s sí ) g s sí.
RL (a) TR1 Vs
Figura 5.29
TR2
5.6.1 Amplicador classe A
dg bs p.
Ve
É a classe de amplicadores com a maior linearidade (menor grau de distorção), porém com o menor rendimento, de aproximadamente 25% no máximo. Isso signica que, para obter 10 W de potência na carga, a onte deve ter potência de 40 W.
Figura 5.30
+
Vs
1V
Cross over
RL
0V -1V
-
-2V Ic
(b) Reta decarga
A polarização no circuito de um amplicador classe A é eita de tal modo que o transistor ca conduzindo enquanto tiver sinal de entrada, portanto em 360° (gura 5.30). A polarização é igual à dos transistores amplicadores de baixo sinal, estudados anteriormente.
ap ss a: ) b) s g.
Ve
2V
-+
sinal deentrada
0 distorção por crossover
Q
sinal desaida
Ic
(c) R
c
R
C2
1
A gura 5.32 mostra um circuito que não necessita de onte simétrica. Nesse caso, a onte de alimentação para polarizar o transistor TR2 é o capacitor CL, que tem valor elevado (tipicamente 1 000 µF) e c onsegue manter a carga.
C
1
TR
R V
R
L
Vcc
2
VCE
e
RE
(a)
Figura 5.32
CE
ap ss B sps.
(b) TR1 CL
5.6.2 Amplicador classe B O amplicador classe B é polarizado no corte (correntes quiescentes nulas); portanto, a potência em CC é baixa e o rendimento alto. A gura 5.31 mostra um circuito classe B denominado push-pull com saída complementar e as ormas de onda de entrada ( Ve) e saída ( Vs). No semiciclo positivo do sinal de entrada, a condução é eita pelo transistor TR1 (NPN) e, no semiciclo negativo, pelo TR2 (PNP). Observe que, para a conguração classe B, é necessário o uso de onte simétrica e os transistores devem estar na conguração coletor comum (seguidor de emissor). 132
TR2 Ve
+
- Vs
+
-
RL
133
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Note também que existe um intervalo em que os dois transistores estão cortados; é nesse momento que a tensão de entrada é menor que 0,6 V, e isso causa distorção.
+ Vcc
PCC
Pré amplificadores
Essa distorção é chamada de distorção por cruzamento (crossover ) e aparece porque o transistor só começa a conduzir quando a tensão VBE excede 0,6 V aproximadamente. Quanto menor a amplitude do sinal, maior a distorção.
PCA
Figura 5.31 ) ap ss B, b) s sí ) g s sí.
RL
Estágio de potência
(a) TR1 Vs
Figura 5.29
TR2
5.6.1 Amplicador classe A
dg bs p.
Figura 5.30
+
Cross over
RL
0V -1V
-
-2V Ic
(b) Reta decarga
A polarização no circuito de um amplicador classe A é eita de tal modo que o transistor ca conduzindo enquanto tiver sinal de entrada, portanto em 360° (gura 5.30). A polarização é igual à dos transistores amplicadores de baixo sinal, estudados anteriormente.
ap ss a: ) b) s g.
Vs
1V
Ve
É a classe de amplicadores com a maior linearidade (menor grau de distorção), porém com o menor rendimento, de aproximadamente 25% no máximo. Isso signica que, para obter 10 W de potência na carga, a onte deve ter potência de 40 W.
Ve
2V
-+
sinal deentrada
Q
0 distorção por crossover sinal desaida
Ic
(c) R
c
R
C2
1
A gura 5.32 mostra um circuito que não necessita de onte simétrica. Nesse caso, a onte de alimentação para polarizar o transistor TR2 é o capacitor CL, que tem valor elevado (tipicamente 1 000 µF) e c onsegue manter a carga.
C
1
TR
R V
R
L
Vcc
2
VCE
e
RE
Figura 5.32
CE
(a)
ap ss B sps.
(b) TR1 CL
5.6.2 Amplicador classe B O amplicador classe B é polarizado no corte (correntes quiescentes nulas); portanto, a potência em CC é baixa e o rendimento alto. A gura 5.31 mostra um circuito classe B denominado push-pull com saída complementar e as ormas de onda de entrada ( Ve) e saída ( Vs). No semiciclo positivo do sinal de entrada, a condução é eita pelo transistor TR1 (NPN) e, no semiciclo negativo, pelo TR2 (PNP). Observe que, para a conguração classe B, é necessário o uso de onte simétrica e os transistores devem estar na conguração coletor comum (seguidor de emissor).
+
- Vs
+
-
TR2
RL
Ve
132
133
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
5.6.3 Amplicador classe AB Esse amplicador é um intermediário entre os classes A e B em termos de eciência e distorção. Nessa classe, os transistores são polarizados um pouco acima do corte com uma tensão próxima de 0,6 V. A partir desse valor, quando a tensão de entrada ( Ve) se torna positiva, o transistor TR1 conduz no semiciclo positivo e, quando a tensão de entrada ca negativa, TR 2 conduz no semiciclo negativo, eliminando o crossover .
mos um par Darlington no lugar de cada um dos transistores de saída dos circuitos da gura 5.32. Observe a necessidade de colocar quatro diodos em vez de dois (gura 5.34). Figura 5.34 +Vcc
A g ura 5.33a mostra esse conceito com as baterias B1 e B2 polarizando os transistores TR1 e TR2, respectivamente. Na prática, as baterias são substituídas por tensões obtidas por meio do divisor de tensão ou por diodo. No circuito da gura 5.33b, a tensão em R2 representa a bateria B1, que polariza TR1, e a tensão em R3 representa a bateria B2, que polariza TR2. No circuito da gura 5.33c, a tensão de polarização é obtida nos diodos D1 e D2. A polarização por diodos é preerível, pois a tensão não dependerá da alimentação VCC.
TR1 TR2
Ve
RL TR3 TR4
Figura 5.33 ap ss aB: ) crossover ; b) pzçã vs sã ) pzçã p s.
a gh ság sí.
+Vcc
(a)
-Vcc
TR1 B1 Ve
B2
5.6.4 Amplicador classe C
RL
TR2
Os amplicadores classe C têm rendimento rendimento maior que os classes A, B e AB, pois o transistor conduz somente uma pequena parte do semiciclo positivo. A dierença principal entre os classe C e os outros é que o ganho é máximo em uma única requência, chamada de ressonância. A gura 5.35 5.35 mostra o circuito e o comportamento do ganho de acordo com a requência. Quando o sinal de entrada atinge a requência de ressonância estabelecida, estabelecida, o transistor começa a conduzir e o circuito LC (chamado de circuito tanque) passa a oscilar no ganho máximo.
-Vcc +Vcc
+Vcc (b)
R2
Ve
(c)
R1
R1
TR1
R3 TR2 R4
TR1
RL
Ve R4
D1
Figura 5.35
D2
ap ss c: ) b) v sps qê.
RL TR2
C
Ganho
L C2
Vs Vcc
C1
-Vcc
-Vcc Ve
RL
RB
f 0
A onte (–VCC) que polariza o transistor TR2 também pode ser eliminada, adicionando um capacitor de grande valor em série com a carga, como oi eito no classe B. O ganho de corrente do estágio de saída pode ser aumentado se inserir134
( a)
f
(b)
135
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
5.6.3 Amplicador classe AB Esse amplicador é um intermediário entre os classes A e B em termos de eciência e distorção. Nessa classe, os transistores são polarizados um pouco acima do corte com uma tensão próxima de 0,6 V. A partir desse valor, quando a tensão de entrada ( Ve) se torna positiva, o transistor TR1 conduz no semiciclo positivo e, quando a tensão de entrada ca negativa, TR 2 conduz no semiciclo negativo, eliminando o crossover .
mos um par Darlington no lugar de cada um dos transistores de saída dos circuitos da gura 5.32. Observe a necessidade de colocar quatro diodos em vez de dois (gura 5.34). Figura 5.34 a gh ság sí.
+Vcc
A g ura 5.33a mostra esse conceito com as baterias B1 e B2 polarizando os transistores TR1 e TR2, respectivamente. Na prática, as baterias são substituídas por tensões obtidas por meio do divisor de tensão ou por diodo. No circuito da gura 5.33b, a tensão em R2 representa a bateria B1, que polariza TR1, e a tensão em R3 representa a bateria B2, que polariza TR2. No circuito da gura 5.33c, a tensão de polarização é obtida nos diodos D1 e D2. A polarização por diodos é preerível, pois a tensão não dependerá da alimentação VCC.
TR1 TR2
Ve
RL TR3 TR4
Figura 5.33 ap ss aB: ) crossover ; b) pzçã vs sã ) pzçã p s.
+Vcc
(a)
-Vcc
TR1 B1 B2
Ve
5.6.4 Amplicador classe C
RL
TR2
Os amplicadores classe C têm rendimento rendimento maior que os classes A, B e AB, pois o transistor conduz somente uma pequena parte do semiciclo positivo. A dierença principal entre os classe C e os outros é que o ganho é máximo em uma única requência, chamada de ressonância. A gura 5.35 5.35 mostra o circuito e o comportamento do ganho de acordo com a requência. Quando o sinal de entrada atinge a requência de ressonância estabelecida, estabelecida, o transistor começa a conduzir e o circuito LC (chamado de circuito tanque) passa a oscilar no ganho máximo.
-Vcc +Vcc
+Vcc (b)
(c)
R1 R2
R3
Ve
R1
TR1
TR2
TR1
Ve
RL
R4
R4
D1
Figura 5.35
D2
ap ss c: ) b) v sps qê.
RL TR2
C
Ganho
L C2
Vs Vcc
C1
-Vcc
-Vcc Ve
RL
RB
f 0
A onte (–VCC) que polariza o transistor TR2 também pode ser eliminada, adicionando um capacitor de grande valor em série com a carga, como oi eito no classe B. O ganho de corrente do estágio de saída pode ser aumentado se inserir-
( a)
f
(b)
134
135
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Figura 5.37
O ganho é máximo na requência de ressonância ( o), que pode ser calculada por: f o
ap ss d bás.
+V
1 =
2π LC
Observe que não existe polarização de base; é o sinal que providencia essa polarização.
-Comp +
TR1
V’ S
L
VS
VC TR2
C1
C
R1
5.6.5 Amplicador classe D -V
Nessa classe de amplicadores, os transistores operam como chave. No corte a corrente é zero e na saturação a tensão é z ero. Desse modo, a potência dissipada é muito baixa, a eciência aumenta e, portanto, a onte de alimentação requer menor potência. Esse tipo de amplicador é largamente usado em equipamentos portáteis.
Figura 5.36 dg bs p ss d.
onda triangular de alta frequência
A ideia básica consiste em converter o sinal de áudio (Vs) em um sinal de onda quadrada modulado em PWM (modulação por larg ura de pulso) de re quência muito maior que a de áudio. Depois, eetua-se a ltragem, recuperando o sinal de áudio (gura 5.36).
VT VC Comparador
entrada de áudio
Os componentes representados por L e C c ompõem o ltro passa-baixa de rede, constituída por R1 e C1, compensando a reatância indutiva da bobina do alto-alante. Dessa maneira, o ltro enxerga uma carga resistiva em alta requência.
Vs
Estágio de saida de potência
+V
+V
-V
-V
V’S
VS
FPB
Carga
A tensão de saída do comparador (VC) é: VC = +V, se Vs > VT, e VC= –V, se Vs < VT.
Essa tensão ( VC) é aplicada na entrada de um amplicador onte comum com um par complementar de transistores MOS, que operarão como c have (gura 5.37). Para VC = +V, o transistor TR1 corta e o TR2 conduz a saída V’S = –V, se a queda de tensão através de TR2 or desprezível. Similarmente, se VC = –V, TR1 conduz e TR2 corta a saída V’S = +V. 136
137
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 5
Figura 5.37
O ganho é máximo na requência de ressonância ( o), que pode ser calculada por: f o
ap ss d bás.
+V
1 =
2π LC
Observe que não existe polarização de base; é o sinal que providencia essa polarização.
-Comp +
TR1
V’ S
L
VS
VC TR2
C1
C
R1
5.6.5 Amplicador classe D -V
Nessa classe de amplicadores, os transistores operam como chave. No corte a corrente é zero e na saturação a tensão é z ero. Desse modo, a potência dissipada é muito baixa, a eciência aumenta e, portanto, a onte de alimentação requer menor potência. Esse tipo de amplicador é largamente usado em equipamentos portáteis.
Figura 5.36 dg bs p ss d.
onda triangular de alta frequência
A ideia básica consiste em converter o sinal de áudio (Vs) em um sinal de onda quadrada modulado em PWM (modulação por larg ura de pulso) de re quência muito maior que a de áudio. Depois, eetua-se a ltragem, recuperando o sinal de áudio (gura 5.36).
VT VC Comparador
entrada de áudio
Os componentes representados por L e C c ompõem o ltro passa-baixa de rede, constituída por R1 e C1, compensando a reatância indutiva da bobina do alto-alante. Dessa maneira, o ltro enxerga uma carga resistiva em alta requência.
Vs
Estágio de saida de potência
+V
+V
-V
-V
V’S
VS
FPB
Carga
A tensão de saída do comparador (VC) é: VC = +V, se Vs > VT, e VC= –V, se Vs < VT.
Essa tensão ( VC) é aplicada na entrada de um amplicador onte comum com um par complementar de transistores MOS, que operarão como c have (gura 5.37). Para VC = +V, o transistor TR1 corta e o TR2 conduz a saída V’S = –V, se a queda de tensão através de TR2 or desprezível. Similarmente, se VC = –V, TR1 conduz e TR2 corta a saída V’S = +V. 136
137
Capítuo 6
Transistor eeito de campo
Capítuo 6
Transistor eeito de campo
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.1 D (dreno)
D N
G (porta)
P+
P+
O
Existem muitas dierenças entre o transistor eeito de campo e o tr ansistor bipolar; as principais são: • •
•
•
Controle do uxo da corrente: no FE é por tensão e no BJ por corrente. Impedância de entrada: no FE é muito alta (> 1 MΩ) e no BJ baixa (por causa da junção PN polarizada diret amente). ipo de portador: no FE é um elétron livre ou lacuna e no BJ são elétron e lacuna. Ganho de tensão: no FE é menor que no BJ.
6.1 Transistor eeito de campo de junção A gura 6.1a mostra, de maneira simplicada, a estrutura ísica de um transistor eeito de campo de junção canal N. A s guras 6.1b e 6.1c ilustram a simbologia para canal N e canal P, respectivamente. Observe que o dispositivo tem três terminais: o dreno (D, drain em inglês), a onte (S, source ) e a porta (G, gate ). A dopagem da região da porta é muito maior que a do canal; des se modo, a região de depleção (região de carga espacial) será muito maior do lado do canal. Observe nas guras 6.1b e 6.1c que a posição da seta no meio ou próxima à onte pode sugerir que é possível trocar o dreno pela onte, o que é permitido em alguns modelos, mas não em todos; a simbologia em que a seta está mais próxima à onte identica os dispositivos que permitem essa troca. Na literatura sobre o tema, é possível encontrar as duas simbologias. O sentido da seta indica o sentido de condução, como em um diodo comum de junção ponte-canal (PN). 140
G S
S
D
transistor eeito de c ampo (FE, feld eect transistor ) é um dispositivo que controla o uxo de corrente por meio da tensão aplicada em um de seus terminais, dierentemente do transistor bipolar (BJ, bipolar junction transistor ), em que o uxo de corrente depende da corrente aplicada em seus terminais. O princípio de uncionamento desse dispositivo está baseado na modulação aplicada em seus elementos (portas), que vai controlar a corrente que circulará em uma região denominada canal. Existem basicamente dois tipos de t ransistor eeito de campo: MOSFE (metal-oxide-semiconductor FE ), também chamado de IGMOS ( insulated gate MOS ) ou transistor MOS, e JFE ( junction FE ). Os MOSFEs são mais usados, principalmente em circuitos integrados e como dispositivos de potência. Esses transistores podem ser encontrados com polaridades de c anal N e cana l P.
D
G
) es ís JFet n, b) sbg p JFet n ) sbg p JFet P.
G
G
S (fonte)
(a)
S
S
(b)
(c)
Para entendermos o uncionamento, vamos analisar o modelo JFE c anal N. Para o modelo JFE canal P, basta inverter o sentido da corrente e das tensões. Consideremos inicialmente, na gura 6.2a, a tensão VDS = 0 e a tensão VGS polarizando reversamente a junção PN. Nessas condições, o canal entre o dreno e a onte está totalmente aberto e com determinado valor de resistência. Como a tensão aplicada nessa resistência é zero, a corrente também é zero (ID = 0). Se elevarmos a tensão de porta, a polarização reversa aumenta, o que az a região de carga espacial avançar no canal até echá-lo totalmente (gura 6.2b). Observe que a região de depleção avança mais no canal do que no lado da porta, porque a dopagem da porta é maior. Figura 6.2 ) Pzçã p sã gv b) h .
Região de carga especial D
P
P N
D
ID
ID G
VGS
N
VDS = 0
G P
VGS = VP
P
N S
S
(a)
(b)
141
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.1 ) es ís JFet n, b) sbg p JFet n ) sbg p JFet P.
D (dreno)
D N
G (porta)
+
P
P
O
Existem basicamente dois tipos de t ransistor eeito de campo: MOSFE (metal-oxide-semiconductor FE ), também chamado de IGMOS ( insulated gate MOS ) ou transistor MOS, e JFE ( junction FE ). Os MOSFEs são mais usados, principalmente em circuitos integrados e como dispositivos de potência. Esses transistores podem ser encontrados com polaridades de c anal N e cana l P. Existem muitas dierenças entre o transistor eeito de campo e o tr ansistor bipolar; as principais são:
•
•
•
G S
Controle do uxo da corrente: no FE é por tensão e no BJ por corrente. Impedância de entrada: no FE é muito alta (> 1 MΩ) e no BJ baixa (por causa da junção PN polarizada diret amente). ipo de portador: no FE é um elétron livre ou lacuna e no BJ são elétron e lacuna. Ganho de tensão: no FE é menor que no BJ.
6.1 Transistor eeito de campo de junção
S
D
transistor eeito de c ampo (FE, feld eect transistor ) é um dispositivo que controla o uxo de corrente por meio da tensão aplicada em um de seus terminais, dierentemente do transistor bipolar (BJ, bipolar junction transistor ), em que o uxo de corrente depende da corrente aplicada em seus terminais. O princípio de uncionamento desse dispositivo está baseado na modulação aplicada em seus elementos (portas), que vai controlar a corrente que circulará em uma região denominada canal.
•
D
G
+
G
G
S (fonte)
(a)
S
S
(b)
(c)
Para entendermos o uncionamento, vamos analisar o modelo JFE c anal N. Para o modelo JFE canal P, basta inverter o sentido da corrente e das tensões. Consideremos inicialmente, na gura 6.2a, a tensão VDS = 0 e a tensão VGS polarizando reversamente a junção PN. Nessas condições, o canal entre o dreno e a onte está totalmente aberto e com determinado valor de resistência. Como a tensão aplicada nessa resistência é zero, a corrente também é zero (ID = 0). Se elevarmos a tensão de porta, a polarização reversa aumenta, o que az a região de carga espacial avançar no canal até echá-lo totalmente (gura 6.2b). Observe que a região de depleção avança mais no canal do que no lado da porta, porque a dopagem da porta é maior. Figura 6.2 ) Pzçã p sã gv b) h .
Região de carga especial D
A gura 6.1a mostra, de maneira simplicada, a estrutura ísica de um transistor eeito de campo de junção canal N. A s guras 6.1b e 6.1c ilustram a simbologia para canal N e canal P, respectivamente. Observe que o dispositivo tem três terminais: o dreno (D, drain em inglês), a onte (S, source ) e a porta (G, gate ). A dopagem da região da porta é muito maior que a do canal; des se modo, a região de depleção (região de carga espacial) será muito maior do lado do canal.
P
D
ID
ID
N
G
P
G
VDS = 0
P
VGS
N
VGS = VP
P
N
Observe nas guras 6.1b e 6.1c que a posição da seta no meio ou próxima à onte pode sugerir que é possível trocar o dreno pela onte, o que é permitido em alguns modelos, mas não em todos; a simbologia em que a seta está mais próxima à onte identica os dispositivos que permitem essa troca. Na literatura sobre o tema, é possível encontrar as duas simbologias. O sentido da seta indica o sentido de condução, como em um diodo comum de junção ponte-canal (PN).
S
S
(a)
(b)
140
141
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.4
O valor da tensão de porta ( VP) que provoca o echamento total do canal é chamada de tensão de pinçamento ( pinch-o , em inglês), apresentando valor negativo para canal N e positivo para canal P.
Figura 6.3 ) Pzçã sã pq (0,1 V) b) pç g (VP).
D
D
ID ID
ID = IDSS
N A
P
P
G
P
N
P
VA
VDS
G VDS = |VP|
B
ID = IDSS
N
Agora, vamos considerar VGS = 0 e aplicar uma tensão entre o dreno e a onte com a polaridade indicada na gura 6.3. O que acontece com a corrente quando VDS varia? Inicialmente, como o valor de VDS é baixo, a região do canal praticamente não se altera e, dentro de certos limites, o dispositivo se comporta como resistência (gura 6.3a). À medida que VDS aumenta (gura 6.3b), a corrente de dreno se eleva, causando queda de tensão ao longo do canal e seu aunilamento. A corrente de dreno provoca entre o ponto A e a onte uma tensão V A e entre o ponto B e a onte uma tensão VB, ou seja, V A > VB. Essas tensões são aplicadas na junção de maneira reversa, e no ponto onde a tensão reversa é maior a região de carga espacial avança mais no canal, isto é, o estreitamento é maior próximo ao dreno.
asp q sã é V P .
D
P
P
G VDS > |VP|
N S
6.1.1 Curvas características de dreno A gura 6.5 ilustra o gráco do comportamento do JFE canal N com VP = –2 V, VGS = 0 e tensão de dreno variando. Quando VDS = 0, a corrente de dreno ID também é zero. Conorme VDS aumenta e se mantém com valor menor que VP, o comportamento é o de um resistor, isto é, se a tensão de dreno se eleva, o valor da corrente de dreno aumenta proporcionalmente. A região de operação é chamada de região ôhmica. À medida que a tensão de dreno se aproxima da tensão de pinçamento, o canal se aproxima do estreitamento máximo e a curva começa a se inclinar. Se a tensão aumenta além desse valor, a variação da corrente de d reno praticamente não existe. Diz-se que o dispositivo entrou na região de saturação ou de amplicação.
VB
Vamos considerar um exemplo em que a tensão de porta é VGS = –1 V e a tensão de dreno está variando. Nesse caso, obtém-se uma curva semelhante à da gura 6.5, porém com valor de corrente na saturação menor que IDSS.
N S S
O signifcado de
saturação no FET é oposto ao do transistor bipolar. O valor da tensão de dreno para a qual ocorre o pinçamento máximo é VDS = 2V = |VP|.
Figura 6.5 (a)
(b)
5.000m
lDSS
Região ohmica
região de saturação
4.000m
O estreitamento máximo ocorre quando o valor da tensão de dreno é ig ual (em módulo) à de pinçamento. Se a tensão de dreno continua aumentando, o dispositivo passa a se comportar como onte de corrente constante. Isso porque as regiões de carga espacial não se unem e o estreitamento aumenta ao longo do canal (gura 6.4). Desse modo, a corrente de dreno se mantém aproximadamente constante em IDSS. Na prática, existe pequeno aumento em ID quando VDS se eleva além de VP. Se a tensão de dreno continuar aumentando, provocará a ruptura da junção, destruindo o dispositivo. Essa tensão é designada por BVDSS. 142
cv ís p VGS = 0 V p JFet VP = –2 V.
V GS =0
3.000m ) A m ( D l
2.000m
1.000m
0.000m 0.000
1.000
2.000
3.000
4.000
5.000
6.000
7.000
8.000
VDS (V)
143
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.4
O valor da tensão de porta ( VP) que provoca o echamento total do canal é chamada de tensão de pinçamento ( pinch-o , em inglês), apresentando valor negativo para canal N e positivo para canal P.
Figura 6.3 ) Pzçã sã pq (0,1 V) b) pç g (VP).
D
D
ID ID
ID = IDSS
N A
P
P
G
P
G
P
VA
VDS
N
VDS = |VP|
B
ID = IDSS
N
Agora, vamos considerar VGS = 0 e aplicar uma tensão entre o dreno e a onte com a polaridade indicada na gura 6.3. O que acontece com a corrente quando VDS varia? Inicialmente, como o valor de VDS é baixo, a região do canal praticamente não se altera e, dentro de certos limites, o dispositivo se comporta como resistência (gura 6.3a). À medida que VDS aumenta (gura 6.3b), a corrente de dreno se eleva, causando queda de tensão ao longo do canal e seu aunilamento. A corrente de dreno provoca entre o ponto A e a onte uma tensão V A e entre o ponto B e a onte uma tensão VB, ou seja, V A > VB. Essas tensões são aplicadas na junção de maneira reversa, e no ponto onde a tensão reversa é maior a região de carga espacial avança mais no canal, isto é, o estreitamento é maior próximo ao dreno.
asp q sã é V P .
D
P
G
P
VDS > |VP|
N S
6.1.1 Curvas características de dreno A gura 6.5 ilustra o gráco do comportamento do JFE canal N com VP = –2 V, VGS = 0 e tensão de dreno variando. Quando VDS = 0, a corrente de dreno ID também é zero. Conorme VDS aumenta e se mantém com valor menor que VP, o comportamento é o de um resistor, isto é, se a tensão de dreno se eleva, o valor da corrente de dreno aumenta proporcionalmente. A região de operação é chamada de região ôhmica. À medida que a tensão de dreno se aproxima da tensão de pinçamento, o canal se aproxima do estreitamento máximo e a curva começa a se inclinar. Se a tensão aumenta além desse valor, a variação da corrente de d reno praticamente não existe. Diz-se que o dispositivo entrou na região de saturação ou de amplicação.
VB
Vamos considerar um exemplo em que a tensão de porta é VGS = –1 V e a tensão de dreno está variando. Nesse caso, obtém-se uma curva semelhante à da gura 6.5, porém com valor de corrente na saturação menor que IDSS.
N S S
O signifcado de
saturação no FET é oposto ao do transistor bipolar. O valor da tensão de dreno para a qual ocorre o pinçamento máximo é VDS = 2V = |VP|.
Figura 6.5 (a)
(b)
5.000m
Região ohmica
lDSS
região de saturação
4.000m
O estreitamento máximo ocorre quando o valor da tensão de dreno é ig ual (em módulo) à de pinçamento. Se a tensão de dreno continua aumentando, o dispositivo passa a se comportar como onte de corrente constante. Isso porque as regiões de carga espacial não se unem e o estreitamento aumenta ao longo do canal (gura 6.4). Desse modo, a corrente de dreno se mantém aproximadamente constante em IDSS. Na prática, existe pequeno aumento em ID quando VDS se eleva além de VP. Se a tensão de dreno continuar aumentando, provocará a ruptura da junção, destruindo o dispositivo. Essa tensão é designada por BVDSS.
cv ís p VGS = 0 V p JFet VP = –2 V.
V GS =0
3.000m ) A m ( 2.000m D l 1.000m
0.000m 0.000
1.000
2.000
3.000
4.000
5.000
6.000
7.000
8.000
VDS (V)
142
143
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.6 cv ís p vss vs VGS.
Figura 6.7b
A gura 6.6 mostra a curva caracterí stica de dreno para alguns valores de VGS. Observe que elas não são equidistantes nem lineares.
cv ís sê. (b)
lD (MA)
5.000m
5.0
VGS = 0 V
lDSS
4,6
4.000m
4.0 ) A M ( D l
3.000m
VDS = 4 V
VGS = - 0,5 V
3.0 2,6
2.000m VGS = - 1 V
3.0
1.000m VGS = - 1,5 V
1,2 1.0
VGS = - 2 V
0.000m 0.000
1.000
2.000
3.000
4.000
5.000
6.000
7.000
8.000
0,3
VDS (V)
0.0 2.0
-1.5
VP
-1.0
-0,5
0.0
VGS (V)
6.1.2 Cur va característica de transerência Figura 6.7a cvs íss .
Consideremos, para o gráco da gura 6.7a, um dispositivo com VDS = 4 V. Associado a cada valor de VGS existe um valor de ID. Se desenharmos o gráco de ID · VGS, obteremos a curva característica de transerência, pois os valores de entrada são transeridos para a saída. A gura 6.7a mostra como obter nas curvas características de dreno os dados para desenhar o gráco da gura 6.7b.
ID
(a) 5.000m
IDSS (1 ⋅
−
VGS VP
)2 (6.1)
em que IDSS é a corrente de dreno na saturação para VGS = 0 e VP a tensão de pinçamento.
4.000m
3.000m
6.1.3 Transcondutância
VGS = - 0,5 V
2,6 MA
Esse é um importante parâmetro de um FE, denido por:
2.000m VGS = - 1 V
1,2 MA
gm
1.000m VGS = - 1,5 V
0,3 MA
=
∆IDS ∆VGS
=
2 ⋅ IDSS VP
⋅ (1 −
VGS VP
)=
2 ⋅ IDSS
ID
VP
IDSS
(6.2)
VGS = - 2 V
0.000m 0.000
144
=
VGS = 0 V
4,6 MA
) A M ( D l
A equação que relaciona corrente de dreno com tensão de porta é dada aproximadamente por:
1.000
2.000
3.000
4.000
5.000
6.000
7.000
8.000
Esse parâmetro é numericamente igual à inclinação (derivada) em determinado ponto da curva de transerência . A g ura 6.8 most ra o signicado da transcondutância. 145
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.6 cv ís p vss vs VGS.
Figura 6.7b
A gura 6.6 mostra a curva caracterí stica de dreno para alguns valores de VGS. Observe que elas não são equidistantes nem lineares.
cv ís sê. (b)
lD (MA)
5.000m
5.0
VGS = 0 V
lDSS
4,6
4.000m
4.0 ) A M ( D l
3.000m
VDS = 4 V
VGS = - 0,5 V
3.0 2,6
2.000m VGS = - 1 V
3.0
1.000m VGS = - 1,5 V
1,2 1.0
VGS = - 2 V
0.000m 0.000
1.000
2.000
3.000
4.000
5.000
6.000
7.000
8.000
0,3
VDS (V)
0.0 2.0
-1.5
VP
-1.0
-0,5
0.0
VGS (V)
6.1.2 Cur va característica de transerência Figura 6.7a cvs íss .
Consideremos, para o gráco da gura 6.7a, um dispositivo com VDS = 4 V. Associado a cada valor de VGS existe um valor de ID. Se desenharmos o gráco de ID · VGS, obteremos a curva característica de transerência, pois os valores de entrada são transeridos para a saída. A gura 6.7a mostra como obter nas curvas características de dreno os dados para desenhar o gráco da gura 6.7b.
ID
(a) 5.000m
=
IDSS (1 ⋅
−
VGS VP
)2 (6.1)
VGS = 0 V
4,6 MA
em que IDSS é a corrente de dreno na saturação para VGS = 0 e VP a tensão de pinçamento.
4.000m
) A M ( D l
A equação que relaciona corrente de dreno com tensão de porta é dada aproximadamente por:
3.000m
6.1.3 Transcondutância
VGS = - 0,5 V
2,6 MA
Esse é um importante parâmetro de um FE, denido por:
2.000m VGS = - 1 V
1,2 MA
gm
1.000m
=
VGS = - 1,5 V
0,3 MA
∆IDS ∆VGS
=
2 ⋅ IDSS VP
⋅ (1 −
VGS VP
)=
2 ⋅ IDSS
ID
VP
IDSS
(6.2)
VGS = - 2 V
0.000m 0.000
1.000
2.000
3.000
4.000
5.000
6.000
7.000
8.000
Esse parâmetro é numericamente igual à inclinação (derivada) em determinado ponto da curva de transerência . A g ura 6.8 most ra o signicado da transcondutância.
144
145
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.8
Figura 6.9
obçã sâ p v sê.
ap : ) , b) vs g ) v sê s çã (V GS) sí (i d VdS).
RD 2 K
(a)
lD(mA) 5.0 4,6
lDSS
D
G
VDD 10 V
VDS
4.0
VGG = 0,5 V
S
VGS
Ve
3.0
0,25 Vpp
2,6 2.0 ID
(b)
5.0
VGS = 0V
1.0
VGS
4.0
VGS = 0,25V
0.0 -2. 0
VP
-1.5
-1.0
-0.5
0.0
A
3.0
VGS = 0,5V
VGS(V)
Q VGS = 0,75V
2.0 B
VGS = 1V
1.0
VGS = 1,25V
0.0 0.000
2.000
4.000
6.000
8.000
10.00
Resistência de saída A resistência de saída representa sicamente a inclinação da curva na região de saturação. Ela pode ser determinada por: r O =
∆VDS ∆IDS
lD (MA) 5.0 4,6 4.0 B
(6.3)
3.0 2,6
Q
Em um circuito ideal, o valor de r O deveria ser innito, isto é, na região de saturação, para determinada variação de tensão de dreno, a variação da corrente de dreno seria zero e, portanto, as curvas cariam paralelas ao eixo horizontal.
2.0 id =
A
6.1.4 O princípio de uncionamento como amplicador -2.0
Consideremos o circuito da gura 6.9, amplicador dreno comum. O JFE utilizado nesse circuito apresenta as características indicadas na gura 6.7. Na entrada, a tensão da bateria polariza a porta em –0,5 V (ponto Q). Se a esse valor de tensão é adicionada uma tensão senoidal de 0,25 V de pico (Δ VGS = vgs = 0,25 V), a tensão de porta varia entre –0,25 V e –0,75 V, deslocando o ponto quiescente entre A e B na reta de carga. Consequentemente, a tensão entre o dreno e a onte também varia. Como essa variação é maior que a da tensão de porta, há ganho de tensão no dispositivo. Para não ocorrer distorção, a variação deve acontecer em um trecho aproximadamente linear das curvas de dreno ou de transerência. O ganho de tensão nos amplicadores com FE costuma ser menor que nos amplicadores com transistor bipolar (BJ). 146
ID
1.0
-1.5
-1.0 VGS (V)
-0.5
0.0
0.0
Ve = Vgs = VGS
(c)
Outra maneira de mostrar o princípio de operação do FE como amplicador é por meio da curva de tr anserência (ID · VGS). Na gura 6.9c, essa curva está representada com um sinal de 0,25 V de pico aplicado ao redor do ponto quiescente VGSQ = –0,5 V. A variação da tensão de porta provoca alteração na corrente 147
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.8
Figura 6.9
obçã sâ p v sê.
ap : ) , b) vs g ) v sê s çã (V GS) sí (i d VdS).
RD 2 K
(a)
lD(mA) 5.0 4,6
lDSS
D
G
VDD 10 V
VDS
4.0
VGG = 0,5 V
S
VGS
Ve
3.0
0,25 Vpp
2,6 2.0 ID
(b)
5.0
VGS = 0V
1.0
VGS
4.0
VGS = 0,25V
0.0 -2. 0
-1.5
-1.0
VP
-0.5
0.0
A
3.0
VGS = 0,5V
VGS(V)
Q VGS = 0,75V
2.0 B
VGS = 1V
1.0
VGS = 1,25V
0.0 0.000
2.000
4.000
6.000
8.000
10.00
Resistência de saída A resistência de saída representa sicamente a inclinação da curva na região de saturação. Ela pode ser determinada por: r O =
∆VDS ∆IDS
lD (MA) 5.0 4,6 4.0 B
(6.3)
3.0 2,6
Q
Em um circuito ideal, o valor de r O deveria ser innito, isto é, na região de saturação, para determinada variação de tensão de dreno, a variação da corrente de dreno seria zero e, portanto, as curvas cariam paralelas ao eixo horizontal.
2.0 id =
A
6.1.4 O princípio de uncionamento como amplicador -2.0
Consideremos o circuito da gura 6.9, amplicador dreno comum. O JFE utilizado nesse circuito apresenta as características indicadas na gura 6.7. Na entrada, a tensão da bateria polariza a porta em –0,5 V (ponto Q). Se a esse valor de tensão é adicionada uma tensão senoidal de 0,25 V de pico (Δ VGS = vgs = 0,25 V), a tensão de porta varia entre –0,25 V e –0,75 V, deslocando o ponto quiescente entre A e B na reta de carga. Consequentemente, a tensão entre o dreno e a onte também varia. Como essa variação é maior que a da tensão de porta, há ganho de tensão no dispositivo. Para não ocorrer distorção, a variação deve acontecer em um trecho aproximadamente linear das curvas de dreno ou de transerência. O ganho de tensão nos amplicadores com FE costuma ser menor que nos amplicadores com transistor bipolar (BJ).
ID
1.0
-1.5
-1.0
-0.5
VGS (V)
0.0
0.0
Ve = Vgs = VGS
(c)
Outra maneira de mostrar o princípio de operação do FE como amplicador é por meio da curva de tr anserência (ID · VGS). Na gura 6.9c, essa curva está representada com um sinal de 0,25 V de pico aplicado ao redor do ponto quiescente VGSQ = –0,5 V. A variação da tensão de porta provoca alteração na corrente
146
147
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.11
de dreno, que, ao passar pela resistência de dreno, volta a ocasionar variação de tensão no dreno. O ganho de tensão é então calculado por:
Fs g 6.9 p VGSQ = –1,5 V.
1,2 Vpp
10 VDSQ = 9,4 V
A V =
VS Ve
=
RD ⋅ ∆ID
(6.4)
∆VGS
8
As ormas de onda da entrada e da saída estão representadas na gura 6.10. Para essas condições, o ganho de tensão pode ser determinado por: A V
=
VS Ve
=
∆VDS ∆VGS
=
3,32 V 0,5 V
=
0
0,5 Vpp
VGSQ = 1,5 V
6,64
-2
Nesse caso, a saída é 6,64 vezes maior que a entrada e deasada de 180 °. Podemos apresentar essa inormação de outro modo, dizendo simplesmente que o ganho vale –6,64.
Note que houve redução da amplitude do sinal e elevação do grau de distorção, ocasionando mudanças na localização do ponto Q.
Figura 6.10 Fs g 6.9 p VGSQ = –0,5 V.
Polarização xa 6.5 6.0
VDSQ
5.0 4.0 3.0 2.5
0,5 Vpp
3,32 Vpp
-250 -350
VGSQ
Retorne ao circuito da gura 6.9a e veja como a polarização está ocorrendo; alta um caminho para a corrente reversa da junção PN. No circuito da gura 6.12, também há polarização, porém o caminho para a corrente reversa é pela resistência RG. Se durante a polarização a corrente reversa é desprez ada, a queda de tensão na resistência RG tende a zero e, porta nto, VGS = VGG. Para que a resistência de entrada apresente o maior valor possível, recomenda-se que o re sistor RG tenha resistência elevada. Como na prática a corrente reversa não é zero e depende da temperatura, a tensão eetivamente de polarização di minuiria.
-450
Figura 6.12
-550 R
-650
ap pzçã .
D
2 K
-750 C
I
2
D
D C1
V
G
DS
V
S
R
G
6.1.5 Polarização do JFET Quando estudamos transistor bipolar, vimos que polarizar um transistor signica localizar seu ponto quiescente (Q). Essa polarização garante que, ao variarmos a tensão de entrada, o ponto Q se desloca na reta de carga de tal modo que permanece na região de amplicação ou região ativa (região do patamar das curvas de dreno). Se o ponto Q não or bem localizado, pode ocorrer aumento da distorção no sinal de saída. Vamos analisar o que ocorrerá com o ponto Q representado na gu ra 6.10a se o sinal aplicado continuar tendo amplitude de 0,5 V PP, porém alterando VGSQ para –1,5 V. Observe na gu ra 6.11 como passam a ser as ormas de onda. 148
1M
V
e
S VGS
V
DD
10 V
V
GG
A gura 6.13 ilustra a determinação do ponto Q de maneira direta, isto é, com VGSQ = – 0,5 V. Para isso, desenha-se a reta de carga do dreno e observa-se onde ela intercepta a curva de VGS = –0,5. É essa interseção que determina o ponto Q para os outros valores. Assim: IDQ = 2,6 mA e VDSQ = 10 – 2 K · 2,6 mA = 4,8 V, que é igual ao valor obtido diretamente no gráco da gura 6.13.
149
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.11
de dreno, que, ao passar pela resistência de dreno, volta a ocasionar variação de tensão no dreno. O ganho de tensão é então calculado por:
Fs g 6.9 p VGSQ = –1,5 V.
1,2 Vpp
10 VDSQ = 9,4 V
A V =
VS Ve
=
RD ⋅ ∆ID
(6.4)
∆VGS
8
As ormas de onda da entrada e da saída estão representadas na gura 6.10. Para essas condições, o ganho de tensão pode ser determinado por: A V
=
VS Ve
=
∆VDS ∆VGS
=
3,32 V 0,5 V
=
0
0,5 Vpp
VGSQ = 1,5 V
6,64
-2
Nesse caso, a saída é 6,64 vezes maior que a entrada e deasada de 180 °. Podemos apresentar essa inormação de outro modo, dizendo simplesmente que o ganho vale –6,64.
Note que houve redução da amplitude do sinal e elevação do grau de distorção, ocasionando mudanças na localização do ponto Q.
Figura 6.10 Fs g 6.9 p VGSQ = –0,5 V.
Polarização xa 6.5
Retorne ao circuito da gura 6.9a e veja como a polarização está ocorrendo; alta um caminho para a corrente reversa da junção PN. No circuito da gura 6.12, também há polarização, porém o caminho para a corrente reversa é pela resistência RG. Se durante a polarização a corrente reversa é desprez ada, a queda de tensão na resistência RG tende a zero e, porta nto, VGS = VGG. Para que a resistência de entrada apresente o maior valor possível, recomenda-se que o re sistor RG tenha resistência elevada. Como na prática a corrente reversa não é zero e depende da temperatura, a tensão eetivamente de polarização di minuiria.
6.0
VDSQ
5.0 4.0 3.0 2.5
3,32 Vpp
0,5 Vpp -250 -350
VGSQ
-450
Figura 6.12
-550 R
-650
ap pzçã .
D
2 K
-750 C
I
2
D
D C1
V
G
DS
V
S
R
G
6.1.5 Polarização do JFET
1M
V
e
V
DD
S
10 V
VGS
V
GG
Quando estudamos transistor bipolar, vimos que polarizar um transistor signica localizar seu ponto quiescente (Q). Essa polarização garante que, ao variarmos a tensão de entrada, o ponto Q se desloca na reta de carga de tal modo que permanece na região de amplicação ou região ativa (região do patamar das curvas de dreno). Se o ponto Q não or bem localizado, pode ocorrer aumento da distorção no sinal de saída. Vamos analisar o que ocorrerá com o ponto Q representado na gu ra 6.10a se o sinal aplicado continuar tendo amplitude de 0,5 V PP, porém alterando VGSQ para –1,5 V. Observe na gu ra 6.11 como passam a ser as ormas de onda.
A gura 6.13 ilustra a determinação do ponto Q de maneira direta, isto é, com VGSQ = – 0,5 V. Para isso, desenha-se a reta de carga do dreno e observa-se onde ela intercepta a curva de VGS = –0,5. É essa interseção que determina o ponto Q para os outros valores. Assim: IDQ = 2,6 mA e VDSQ = 10 – 2 K · 2,6 mA = 4,8 V, que é igual ao valor obtido diretamente no gráco da gura 6.13.
148
149
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.13 dçã p Q – pzçã .
Na gura 6.15, com a determinação do ponto Q, podemos obter os seguintes valores:
ID (MA) 5.0
VGS = 0 V
VGSQ = –0,52 V e IDQ = 2,57 mA.
4.0 VGS = - 0,25 V
Portanto:
A 3.0
Q
2,6
VGS = - 0,5 V
VDSQ = 10 – (0,2 + 2) · 2,57 mA = 4,35 V
VGS = - 0,75 V
2.0
B
VGS = - 1 V
1.0
Figura 6.15
VGS = - 1,25 V
lD (MA) 5
0.0 0.000
2.000
4.000
6.000
4.8
8.000
Reta decarga da fonte VGS = -RS.lD
10.00
cv sê g .
4
VGS (V)
3 2,57
Autopolarização
2
O circuito de polarização xa usa duas ontes: VDD e VGG. O circuito da gura 6.14, conhecido por autopolarização, utiliza somente a onte VDD para polarizar o dreno e a porta. Nesse caso, a polarização ocorre por meio da tensão em RS, isto é, VGS= –RS · ID, admitindo que a corrente reversa é desprezível; portanto, a queda de tensão em RGG também pode ser considerada igual a zero. Figura 6.14 ap pzçã.
R
D
I
2 K
C
2
D
Vs
D C
G
1
V
V
DD
DS
10 V V
GS
RGG V
e
1M
S
R
S
200
CS
1
0 -2
-1.5
-1 VGS (V)
-0.5
0
-0,52
Um dos problemas que os transistores eeito de campo apresentam é a variação de parâmetros. Por exemplo, para um mesmo tipo de transistor, o valor de VP pode variar entre dois limites, alterando, consequentemente, o ponto de operação. A gura 6.16 mostra o que acontece com o ponto Q quando consideramos duas curvas-limite, uma para um transistor com VP = –2 V e outra com VP = –1,8 V para dois valores de resistência de onte: RS = 200 Ω e RS = 1 000 Ω. Observe que, quanto maior o valor de RS, menor é a variação (ΔID), porém o ponto de operação se dará em uma região menos linear e de menor ganho.
Figura 6.16 ifê vçã p Q q V P idSS sã s p s vs r S. lD (mA) 5
RS = 200 Ohms
Para o circuito da gur a 6.14, são válidas as equações:
4
VGS = – RS · ID (6.5) e
3
VDS = VDD – (RS + RD) · ID (6.6)
No circuito de autopolarização, ao desenhar a reta de carga no circuito de dreno, a determinação do ponto Q não é t ão simples como no caso do circuito de polarização xa, pois o valor de VGSQ é imposto por uma onte separada ( VGG). Para determinar o ponto Q no circuito de autopolarização, é aconselhável usar a curva de transerência. A interseção dessa curva com a reta de carga da onte determina o ponto Q. 150
lD
RS = 1 K
VP = - 2 V
VP = - 1,8 V 2
lD 1
0 -2
-1.5
-1
-0.5
0
VGS (V)
151
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.13 dçã p Q – pzçã .
Na gura 6.15, com a determinação do ponto Q, podemos obter os seguintes valores:
ID (MA) 5.0
VGS = 0 V
VGSQ = –0,52 V e IDQ = 2,57 mA.
4.0 VGS = - 0,25 V
Portanto:
A 3.0
Q
VGS = - 0,5 V
2,6
VDSQ = 10 – (0,2 + 2) · 2,57 mA = 4,35 V
VGS = - 0,75 V
2.0
B
VGS = - 1 V
1.0
Figura 6.15
VGS = - 1,25 V
lD (MA) 5
0.0 0.000
2.000
4.000
6.000
4.8
8.000
Reta decarga da fonte VGS = -RS.lD
10.00
cv sê g .
4
VGS (V)
3 2,57
Autopolarização
2
O circuito de polarização xa usa duas ontes: VDD e VGG. O circuito da gura 6.14, conhecido por autopolarização, utiliza somente a onte VDD para polarizar o dreno e a porta. Nesse caso, a polarização ocorre por meio da tensão em RS, isto é, VGS= –RS · ID, admitindo que a corrente reversa é desprezível; portanto, a queda de tensão em RGG também pode ser considerada igual a zero. Figura 6.14 ap pzçã.
D
I
C
D
Vs
2
D C
G
1
V
V
DD
DS
10 V V
GS
RGG V
S
R
S
1M
e
CS
200
0 -2
-1.5
-1
-0.5
0
-0,52
VGS (V)
Um dos problemas que os transistores eeito de campo apresentam é a variação de parâmetros. Por exemplo, para um mesmo tipo de transistor, o valor de VP pode variar entre dois limites, alterando, consequentemente, o ponto de operação. A gura 6.16 mostra o que acontece com o ponto Q quando consideramos duas curvas-limite, uma para um transistor com VP = –2 V e outra com VP = –1,8 V para dois valores de resistência de onte: RS = 200 Ω e RS = 1 000 Ω. Observe que, quanto maior o valor de RS, menor é a variação (ΔID), porém o ponto de operação se dará em uma região menos linear e de menor ganho.
R
2 K
1
Figura 6.16 ifê vçã p Q q V P idSS sã s p s vs r S. lD (mA) 5
RS = 200 Ohms
Para o circuito da gur a 6.14, são válidas as equações:
4
VGS = – RS · ID (6.5) e
3 lD
RS = 1 K
VDS = VDD – (RS + RD) · ID (6.6)
VP = - 2 V
VP = - 1,8 V 2
No circuito de autopolarização, ao desenhar a reta de carga no circuito de dreno, a determinação do ponto Q não é t ão simples como no caso do circuito de polarização xa, pois o valor de VGSQ é imposto por uma onte separada ( VGG). Para determinar o ponto Q no circuito de autopolarização, é aconselhável usar a curva de transerência. A interseção dessa curva com a reta de carga da onte determina o ponto Q.
lD 1
0 -2
-1.5
-1
-0.5
0
VGS (V)
150
151
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Polarização por divisor de tensão Como vimos no circuito de autopolarização, o resistor RS deve ter o maior valor de resistência possível para que variações nos parâmetros do FE não causem mudanças no ponto Q. Isso, porém, leva o circuito a operar com baixos valores de corrente e, em consequência, baixo ganho de tensão. Uma solução para t rabalhar com valores de RS maiores está indicada no grá co da gura 6.17.
Figura 6.17 r g p 1) pzçã 2) pzçã p vs sã.
Observe que aparentemente a onte VGG polariza a porta de maneira direita, mas de ato isso não acontece, pois a tensão aplicada em RS é alta o bastante para que VGS < 0. Desse modo, podemos obter: VGG
lD (mA)
=
R1 R1
+
R2
⋅
VDD
e
RG
R1 //R2
=
=
R1 ⋅ R 2 R1
R2
+
(6.8)
Polarização por corrente constante
4 RS = 1 K
Considere um circuito em que na onte seja colocado um gerador de corrente constante de valor ISS; portanto, ID = I SS. Essa situação corresponde a ter um valor de RS extremamente elevado; a consequência é que se houver variação de parâmetro a variação de corrente é zero.
2 3
1
2
Figura 6.19 1
lD (mA)
0 -2
-1.5
-1
-0.5
c pzçã p s.
0
0.5
1
1.5
5
2
VGS (V)
4
3
Nesse gráco, podemos observar que a inclinação das duas retas é a mesma (a inclinação depende do valor da resistência). Observe que a reta 2 se estende para valores de VGS positivos.
A
B
2
Os circuitos da gura 6.18 permitem obter o gráco da reta 2 da gura 6.17. A equação da reta 2 é:
1
0 -2.50
-2.00
-1.50
-1.00
VGG = VGS + RS · ID ou VGS = VGG – RS · ID (6.7) C1
lD
RD
R1
Ve
lD
VDD
-0.50
0.0
RD C2
ID
Figura 6.18 ) Pzçã p vs sã b) qv p.
lSS
RD
RL
TR1
RG
VDD
VS
VDS
TR2 VGS2 RS
RG
R2
RS
(a)
152
VGG
Cs
V GS
VSS
RS.lD
RS
(b)
153
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Polarização por divisor de tensão Como vimos no circuito de autopolarização, o resistor RS deve ter o maior valor de resistência possível para que variações nos parâmetros do FE não causem mudanças no ponto Q. Isso, porém, leva o circuito a operar com baixos valores de corrente e, em consequência, baixo ganho de tensão. Uma solução para t rabalhar com valores de RS maiores está indicada no grá co da gura 6.17.
Figura 6.17 r g p 1) pzçã 2) pzçã p vs sã.
Observe que aparentemente a onte VGG polariza a porta de maneira direita, mas de ato isso não acontece, pois a tensão aplicada em RS é alta o bastante para que VGS < 0. Desse modo, podemos obter: VGG
lD (mA)
R1
=
R1
+
R2
⋅
VDD
e
RG
R1 //R2
=
=
R1 ⋅ R 2 R1
R2
+
(6.8)
Polarização por corrente constante
4 RS = 1 K
Considere um circuito em que na onte seja colocado um gerador de corrente constante de valor ISS; portanto, ID = I SS. Essa situação corresponde a ter um valor de RS extremamente elevado; a consequência é que se houver variação de parâmetro a variação de corrente é zero.
2 3
1
2
Figura 6.19 1
lD (mA)
0 -2
-1.5
-1
-0.5
c pzçã p s.
0
0.5
1
1.5
5
2
VGS (V)
4
3
Nesse gráco, podemos observar que a inclinação das duas retas é a mesma (a inclinação depende do valor da resistência). Observe que a reta 2 se estende para valores de VGS positivos.
A
B
2
Os circuitos da gura 6.18 permitem obter o gráco da reta 2 da gura 6.17.
1
A equação da reta 2 é:
0 -2.50
-2.00
-1.50
-1.00
VGG = VGS + RS · ID ou VGS = VGG – RS · ID (6.7) C1
lD
RD
Ve
lD
VDD
0.0
RD
Figura 6.18
R1
-0.50
C2
ID
) Pzçã p vs sã b) qv p.
lSS
RD
VS RL
TR1
RG
VDD
VDS
TR2 VGS2 RS
RG
R2
RS
VGG
Cs
V GS
VSS
RS.lD
(a)
RS
(b)
152
153
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Na gura 6.19, o dispositivo TR1 é um transistor amplicador e TR2 um transistor que é onte de corrente constante. Para determinarmos RS, devemos impor um valor de ID – por exemplo, 2 mA –, consultar a curva de transerência e determinar qual valor de VGS corresponde a esse valor em ID. Supondo que a curva usada seja a máxima ( VP = –2 V), o valor determinado será de aproximadamente 0,68 V. Então, o valor estimado para RS será de: RS
=
0,68 V 2 mA
Symbol
0, 34 K
=
340 Ω
V(BR)GSs
Gate-Source BreakdownVoltage
VGS(off)
IGSS
Vamos considerar apenas um exemplo de JFE comercial, o BF245A. A gura 6.20 mostra a pinagem e o aspecto desse dispositivo; na tabela 6.1, encontram-se os limites máximos; e a tabela 6.2 apresenta algumas características elétricas.
VDS = 15 V, I D = 200 µA
0.4 1.6 3.2
7.5
Gate-Source Cut-o Voltage
VDS = 15 V, I D = 10 nA
-0.5
-8
V
Gate Reverse Current
VGS = 20 V, V GS = 0
5
nA
BF245A BF245AB
Gate-Source
BF245C
BF245A BF245AB BF245C
IDSS
2.2 3.8
V
Common Source Forward Transconductance
VGS = 15 V, V GS = 0
2 6 12
6.5 15 25
mA
VGS = 15 V, V GS = 0, f = 1 KHz
3
6.5
mΩ
Tabea 6.2
A gura 6.21 apresenta o circuito equivalente do FE para requências baixas (as capacitâncias parasitas não são levadas em c onta). S
V
Zero-Gate Voltage Drain Current
6.1.6 Amplicador de pequenos sinais G
Units
On Characteristics
gfs TO-92
Typ. Max.
30
Figura 6.20 asp ís JFet BF245a, psto-92.
Min.
VDS = 0, I G = 1 µA
(6.19)
Exemplo de JFET comercial
Test Condition O Characteristics
VGS =
Parameter
D
ags íss íss JFet BF245 (tc = 25 °c).
Figura 6.21 D G
vds
gm . vgs
vgs
id
D
G
id
vds
ro
) Fet b) sp p pqs ss.
vgs S
Tabea 6.1 ls ás JFet BF245a (t c = 25 °c).
Symbol
Parameter
Value
Units
VDG
Drain-Gate Voltage
30
V
VGS
Gate-Sou rce Voltage
30
V
IGF
Forward Gate Current
10
mA
PD
Total Device Dissipation @ TA = 25 °C Derate above 25 °C
350 2.8
mW mW/°C
- 55 ~ 150
°C
TJ, TSTG
154
S
(a)
Operating and Storege Junction Temperature Range
S
S
(b)
O conceito de circuito equivalente para pequenos sinais é semelhante ao apresentado no estudo do transistor bipolar, possibilitando estimar o valor do ganho. Nesse circuito, a entrada é representada por uma junção polarizada reversamente e o circuito equivalente, em consequência, por um circuito aberto. Já o circuito equivalente de saída é representado por uma onte de corrente cujo valor depende da tensão entre a porta ( G) e a onte ( S) de tensão, em que o ator de proporcionalidade é chamado de transcondutância ( gm), já denida na seção 6.1.3. A resistência r O é a resistência de saída, que idealmente é innita, mas na prática tem um valor. A g ura 6.22a apresenta um amplicador onte comum com autopolarização e a gura 6.22b, o circuito equivalente. 155
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Na gura 6.19, o dispositivo TR1 é um transistor amplicador e TR2 um transistor que é onte de corrente constante. Para determinarmos RS, devemos impor um valor de ID – por exemplo, 2 mA –, consultar a curva de transerência e determinar qual valor de VGS corresponde a esse valor em ID. Supondo que a curva usada seja a máxima ( VP = –2 V), o valor determinado será de aproximadamente 0,68 V. Então, o valor estimado para RS será de: RS
=
0,68 V 2 mA
Symbol
0, 34 K
=
V(BR)GSs
Gate-Source BreakdownVoltage
VGS(off)
Exemplo de JFET comercial
IGSS
Vamos considerar apenas um exemplo de JFE comercial, o BF245A. A gura 6.20 mostra a pinagem e o aspecto desse dispositivo; na tabela 6.1, encontram-se os limites máximos; e a tabela 6.2 apresenta algumas características elétricas.
30
VDS = 15 V, I D = 200 µA
7.5
Gate-Source Cut-o Voltage
VDS = 15 V, I D = 10 nA
-0.5
-8
V
Gate Reverse Current
VGS = 20 V, V GS = 0
5
nA
Gate-Source
BF245C
BF245A BF245AB BF245C
V
Common Source Forward Transconductance
VGS = 15 V, V GS = 0
2 6 12
6.5 15 25
mA
VGS = 15 V, V GS = 0, f = 1 KHz
3
6.5
mΩ
Tabea 6.2 ags íss íss JFet BF245 (tc = 25 °c).
A gura 6.21 apresenta o circuito equivalente do FE para requências baixas (as capacitâncias parasitas não são levadas em c onta). S
V
2.2 3.8
Zero-Gate Voltage Drain Current IDSS
6.1.6 Amplicador de pequenos sinais G
Units
On Characteristics
gfs TO-92
Typ. Max.
0.4 1.6 3.2
Figura 6.20 asp ís JFet BF245a, psto-92.
Min.
VDS = 0, I G = 1 µA
BF245A BF245AB
(6.19)
340 Ω
Test Condition O Characteristics
VGS =
Parameter
D
Figura 6.21 D G
vds
gm . vgs
vgs
) Fet b) sp p pqs ss.
id
D
G
id
vds
ro
vgs S
S
S
S
(a)
Tabea 6.1
Symbol
ls ás JFet BF245a (t c = 25 °c).
Parameter
Value
Units
VDG
Drain-Gate Voltage
30
V
VGS
Gate-Sou rce Voltage
30
V
IGF
Forward Gate Current
10
mA
PD
Total Device Dissipation @ TA = 25 °C Derate above 25 °C
350 2.8
mW mW/°C
- 55 ~ 150
°C
Operating and Storege Junction Temperature Range
TJ, TSTG
(b)
O conceito de circuito equivalente para pequenos sinais é semelhante ao apresentado no estudo do transistor bipolar, possibilitando estimar o valor do ganho. Nesse circuito, a entrada é representada por uma junção polarizada reversamente e o circuito equivalente, em consequência, por um circuito aberto. Já o circuito equivalente de saída é representado por uma onte de corrente cujo valor depende da tensão entre a porta ( G) e a onte ( S) de tensão, em que o ator de proporcionalidade é chamado de transcondutância ( gm), já denida na seção 6.1.3. A resistência r O é a resistência de saída, que idealmente é innita, mas na prática tem um valor. A g ura 6.22a apresenta um amplicador onte comum com autopolarização e a gura 6.22b, o circuito equivalente.
154
155
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
RD
ID
2K C2 D C1
VDD
G
id
10 V
D Metal
VGS Ve
RGG 1M
S
RS 200
Ve
CS
g m . vgs
RG
ro
RD
Fonte (S)
Gate(G)
Metal
Fonte (S)
P+
Substrato P
P+ Substrato N
(b)
Figura 6.22 É importante recordar que, para obter o circuito equivalente, os capacitores e a onte CC devem ser colocados em curto-circuito. As tensões e correntes representadas na gura 6.22b são variações.
D
SB
D
G
=
VS Ve
− =
gm v gs .( rO //RD ) v gs
= −
gm .( rO //R D) ≅ −gm .RD (6.10)
6.2 Transistor MOSFET Como visto no início deste capítulo, existe mai s de um tipo de transistor eeito de campo. O transistor de junção (JFE) usa a tensão reversa aplicada em uma junção PN para variar a largura da região de c arga espacial na região do canal, alterando, desse modo, sua condutividade. O outro tipo de transistor eeito de campo é o MOSFE (metal-oxide-semiconductor FE ) ou IGFE (insulated gate FE ). Esse dispositivo controla também a condutividade do cana l condutor por meio da tensão aplicada entre o canal e a porta, criando um caminho que conecta o dreno e a onte com um isolante. Assim, mesmo invertendo a tensão, não haverá corrente de porta. Existem basicamente dois tipos de MOSFE: depleção e intensicação; crescimento ou acumulação (enhancement ), cada um deles podendo ter canal N ou canal P. A gura 6.23 mostra a estrutura simplicada e a simbologia de dois MOSFEs tipo intensicação, um canal N e outro canal P. O MOSFE é abricado com uma base chamada substrato (no caso de MOSFE canal N, essa região é P). Duas regiões ortemente dopadas tipo N são criadas no substrato, originando o dreno e a onte. Uma camada isolante de dióxi-
D SB
G S
A determinação do ganho de tensão pode ser:
156
Dreno(D)
Óxido de Si
N+
SB
Ganho = A V
Gate(G)
Óxido de Si
S
S
(a)
Dreno(D)
Vs N+
) ap b) qv.
es ís moSFets: ) n b) P, s spvs sbgs.
VS
VDS
G
Figura 6.23
do de silício ultrapuro com espessura entre 3 nm e 20 nm é depositada sobre a região do substrato entre o dreno e a onte. No início da indústria eletrônica, aplicava-se uma camada de metal (o M de MOSFE) sobre a camada de dióxido. Atualmente, para atender às necessidades tecnológicas, essa camada é de silício policristalino.
G
S (a)
D SB
G S
S (b)
Na maior parte das aplicações, o substrato é ligado à onte ( S), o que não altera o uncionamento do circuito. Existem casos em que o substrato pode uncionar como uma segunda porta, azendo com que uma tensão aplicada no substrato altere a corrente de dreno. Em nossas análises, consideraremos o substrato sempre ligado à onte.
6.2.1 Funcionamento do MOSFET tipo crescimento Para entendermos a operação desse dispositivo, vamos considerar o MOSFE tipo crescimento canal N da gura 6.24, que mostra a polaridade das tensões (VGS e VDS) e o sentido da corrente de dreno (ID). Com a aplicação de uma tensão positiva na porta, os elétrons (minoritários) do substrato são atraídos para a região abaixo do óxido de porta e as lacunas livres do substrato se movem para baixo. Na região de silício abaixo da port a, quando a densidade de cargas livres negativas or maior que a de positivas, será induzido um canal condutor, ligando a região da onte à do dreno. Nessa condição, o valor da tensão de porta resultante é chamado de tensão de limiar ( threshold voltage , VT). O valor de VT é controlado durante a abricação do dispositivo, podendo variar de 1 V a 5 V. Quanto maior a dierença de tensão entre os valores de VGS e de VT, maior será a indução de cargas negativas no c anal, o que, consequentemente, aumentará a condutividade do canal, ou seja, a condutividade do c anal é proporcional a VGS – VT. Portanto, a corrente de dreno é controlada pelo valor da tensão de porta. 157
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
RD
ID
2K C2 D C1
VDD
G
id
10 V
D Metal
VGS Ve
RGG 1M
S
RS 200
Ve
CS
g m . vgs
RG
ro
RD
Fonte (S)
Gate(G)
Dreno(D)
Vs
Fonte (S)
P+
Dreno(D)
P+ Substrato N
(b) SB
SB
Figura 6.22
D
É importante recordar que, para obter o circuito equivalente, os capacitores e a onte CC devem ser colocados em curto-circuito. As tensões e correntes representadas na gura 6.22b são variações.
D
G S
=
VS Ve
− =
gm v gs .( rO //RD ) v gs
= −
D SB
G
A determinação do ganho de tensão pode ser: Ganho = A V
Gate(G)
Óxido de Si
N+ Substrato P
S
S
(a)
Metal
Óxido de Si N+
) ap b) qv.
es ís moSFets: ) n b) P, s spvs sbgs.
VS
VDS
G
Figura 6.23
do de silício ultrapuro com espessura entre 3 nm e 20 nm é depositada sobre a região do substrato entre o dreno e a onte. No início da indústria eletrônica, aplicava-se uma camada de metal (o M de MOSFE) sobre a camada de dióxido. Atualmente, para atender às necessidades tecnológicas, essa camada é de silício policristalino.
G
S
6.2 Transistor MOSFET Como visto no início deste capítulo, existe mai s de um tipo de transistor eeito de campo. O transistor de junção (JFE) usa a tensão reversa aplicada em uma junção PN para variar a largura da região de c arga espacial na região do canal, alterando, desse modo, sua condutividade. O outro tipo de transistor eeito de campo é o MOSFE (metal-oxide-semiconductor FE ) ou IGFE (insulated gate FE ). Esse dispositivo controla também a condutividade do cana l condutor por meio da tensão aplicada entre o canal e a porta, criando um caminho que conecta o dreno e a onte com um isolante. Assim, mesmo invertendo a tensão, não haverá corrente de porta. Existem basicamente dois tipos de MOSFE: depleção e intensicação; crescimento ou acumulação (enhancement ), cada um deles podendo ter canal N ou canal P. A gura 6.23 mostra a estrutura simplicada e a simbologia de dois MOSFEs tipo intensicação, um canal N e outro canal P. O MOSFE é abricado com uma base chamada substrato (no caso de MOSFE canal N, essa região é P). Duas regiões ortemente dopadas tipo N são criadas no substrato, originando o dreno e a onte. Uma camada isolante de dióxi-
SB
G S
(a)
gm .( rO //R D) ≅ −gm .RD (6.10)
D
S (b)
Na maior parte das aplicações, o substrato é ligado à onte ( S), o que não altera o uncionamento do circuito. Existem casos em que o substrato pode uncionar como uma segunda porta, azendo com que uma tensão aplicada no substrato altere a corrente de dreno. Em nossas análises, consideraremos o substrato sempre ligado à onte.
6.2.1 Funcionamento do MOSFET tipo crescimento Para entendermos a operação desse dispositivo, vamos considerar o MOSFE tipo crescimento canal N da gura 6.24, que mostra a polaridade das tensões (VGS e VDS) e o sentido da corrente de dreno (ID). Com a aplicação de uma tensão positiva na porta, os elétrons (minoritários) do substrato são atraídos para a região abaixo do óxido de porta e as lacunas livres do substrato se movem para baixo. Na região de silício abaixo da port a, quando a densidade de cargas livres negativas or maior que a de positivas, será induzido um canal condutor, ligando a região da onte à do dreno. Nessa condição, o valor da tensão de porta resultante é chamado de tensão de limiar ( threshold voltage , VT). O valor de VT é controlado durante a abricação do dispositivo, podendo variar de 1 V a 5 V. Quanto maior a dierença de tensão entre os valores de VGS e de VT, maior será a indução de cargas negativas no c anal, o que, consequentemente, aumentará a condutividade do canal, ou seja, a condutividade do c anal é proporcional a VGS – VT. Portanto, a corrente de dreno é controlada pelo valor da tensão de porta.
156
157
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.24
Figura 6.26
moSFet p s sõs pzçã.
moSFet p s VGS > Vt VdS > VGS – Vt.
V DS > V GS - V T V GS > V T
ID
V GS > V T
ID
D
G
S
D
G
S N+
N+
canal induzido
N+
Substrato P
N+
canal induzido SB
Substrato P
SB
Se levarmos em conta o aumento da tensão VDS, a corrente de dreno se elevará, e, inicialmente para pequenos valores de VDS, a corrente de dreno será proporcional à tensão de dreno. O transistor, então, se comportará como resistência controlada por tensão. Aumentando o valor de VDS, para VDS = VGS – VT = VDSsat (tensão de saturação), o canal próximo ao dreno cará muito estreito (gura 6.25).
A gura 6.27 mostra a curva de dreno para um valor de VGS e as três regiões de operação (triodo, saturação e corte). Figura 6.27
Figura 6.25 moSFet p s VGS Vt VdS = VGS – Vt = VdSs.
rgõs pçã moSFet.
V DS = V - V GS T
ID Saturação Triodo
V GS > V T
ID D
G
S
N+
N+
canal induzido Corte VGS < V T
Substrato P VDSsat = VGS - V T SB
Continuando a análise, vamos considerar a tensão de dreno aumentando além da tensão de saturação. Nesse caso, observaremos o estreitamento aumentando no sentido da onte (gura 6.26), e, a partir desse valor, a corrente de dreno cará praticamente constante. 158
VDS
A gura 6.28a apresenta as cur vas de dreno para um transi stor com VT = 1 V, e a gura 6.28b, a operação com baixo VDS, demonstrando que é possível utilizar esse dispositivo como resistência controlada por tensão. 159
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Figura 6.24
Figura 6.26
moSFet p s sõs pzçã.
moSFet p s VGS > Vt VdS > VGS – Vt.
V DS > V GS - V T V GS > V T
ID
V GS > V T
ID
D
G
S
D
G
S N+
N+
canal induzido
N+
Substrato P
N+
canal induzido SB
Substrato P
SB
Se levarmos em conta o aumento da tensão VDS, a corrente de dreno se elevará, e, inicialmente para pequenos valores de VDS, a corrente de dreno será proporcional à tensão de dreno. O transistor, então, se comportará como resistência controlada por tensão. Aumentando o valor de VDS, para VDS = VGS – VT = VDSsat (tensão de saturação), o canal próximo ao dreno cará muito estreito (gura 6.25).
A gura 6.27 mostra a curva de dreno para um valor de VGS e as três regiões de operação (triodo, saturação e corte). Figura 6.27
Figura 6.25 moSFet p s VGS Vt VdS = VGS – Vt = VdSs.
rgõs pçã moSFet.
V DS = V - V GS T
ID Saturação Triodo
V GS > V T
ID D
G
S
N+
N+
canal induzido Corte VGS < V T
Substrato P VDSsat = VGS - V T
VDS
SB
Continuando a análise, vamos considerar a tensão de dreno aumentando além da tensão de saturação. Nesse caso, observaremos o estreitamento aumentando no sentido da onte (gura 6.26), e, a partir desse valor, a corrente de dreno cará praticamente constante.
A gura 6.28a apresenta as cur vas de dreno para um transi stor com VT = 1 V, e a gura 6.28b, a operação com baixo VDS, demonstrando que é possível utilizar esse dispositivo como resistência controlada por tensão.
158
159
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
6.2.2 Funcionamento do MOSFET tipo depleção ID
ID
VGS = +5 V
VGS = +5 V VGS = +4 V
Quando estudamos o JFE, vimos que a condutividade do canal pode ser alterada aumentando a polarização reversa, isto é, azendo com que a região de depleção (região desprovida de portadores de cargas livres) avance sobre o canal.
Figura 6.30
A gura 6.30 mostra a estrutur a simplicada e a simbologia de dois MOSFEs tipo depleção, um canal N e outro canal P. Observe que eles possuem um canal ligando o dreno à onte, isto é, mesmo sem tensão de porta haverá corrente de dreno.
es ís moSFets p pçã: ) n b) P, s spvs sbgs.
VGS = +3 V VGS = +4 V VGS = +2 V
VGS = +3 V VGS = +2 V VGS = VT = +1 V VDS
a)
b)
50
100
150
200
VDS(mV) Metal
Figura 6.28 ) cvs íss moSFet p s n b) pçã moSFet ssê p sã.
Fonte (S)
Gate(G)
N
N+
K ( VGS ⋅
−
Gate(G)
Dreno(D)
Óxido de Si
N+
P
P+
canal difundido
P+
canal difundido
Substrato P
Substrato N SB
SB
A corrente par a VGS ≤ 0 é muito pequena, da ordem de alguns nA. Quando VGS > 0, a corrente de dreno se eleva devagar e depois acentuadamente com o aumento de VGS. O abricante indica um valor de tensão de porta para o qual a corrente de dreno atinge determinado valor – por exemplo, 20 µA. A corrente ID (on) representa o valor máximo da corrente de dreno e VGS (on), o valor de tensão de porta correspondente. A relação entre a corrente de dreno e a tensão de dreno é aproximadamente quadrática, isto é: =
Fonte (S)
Óxido de Si
A gura 6.29 mostra a curva de transerência ou de transcondutância. A parte inicial da curva representa o momento em que VGS = VT. Quando VGS é menor que VT, a corrente de dreno é praticamente nula. Quando é maior, o dispositivo entra em condução e a corrente de dreno passa a ser controlada pela tensão de porta.
ID
Metal
Dreno(D)
D
D
SB G
D
D SB
G
G
G
S
S
S
S
(a)
(b)
VT )2 (6.11)
Figura 6.31
em que a constante K está relacionada com parâmetros ísicos. Figura 6.29 cv ís sê.
moSFet p pçã n p : ) VGS = 0, b) VGS > 0 ) VGS < 0.
A gura 6.31 ilustra a operação de acordo com VGS no modo depleção.
ID
ID(on) V DS
V DS
V GS = 0
N+
ID
N
Substrato P
V T
VGS(on)
VGS
(a)
ID
N+
N+
Substrato P
SB
IDSS
160
N+
V DS
V GS > 0
V GS < 0
N+
N+ Substrato P
SB
(b)
ID
SB
(c)
161
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
6.2.2 Funcionamento do MOSFET tipo depleção ID
ID
VGS = +5 V
VGS = +5 V VGS = +4 V
Quando estudamos o JFE, vimos que a condutividade do canal pode ser alterada aumentando a polarização reversa, isto é, azendo com que a região de depleção (região desprovida de portadores de cargas livres) avance sobre o canal.
Figura 6.30
A gura 6.30 mostra a estrutur a simplicada e a simbologia de dois MOSFEs tipo depleção, um canal N e outro canal P. Observe que eles possuem um canal ligando o dreno à onte, isto é, mesmo sem tensão de porta haverá corrente de dreno.
es ís moSFets p pçã: ) n b) P, s spvs sbgs.
VGS = +3 V VGS = +4 V VGS = +2 V
VGS = +3 V VGS = +2 V VGS = VT = +1 V VDS
a)
b)
50
100
150
200
VDS(mV) Metal
Figura 6.28 ) cvs íss moSFet p s n b) pçã moSFet ssê p sã.
Fonte (S)
Gate(G)
N
N+
K ( VGS ⋅
−
Gate(G)
Dreno(D)
Óxido de Si
N+
P
P+
canal difundido
P+
canal difundido
Substrato P
Substrato N SB
SB
A corrente par a VGS ≤ 0 é muito pequena, da ordem de alguns nA. Quando VGS > 0, a corrente de dreno se eleva devagar e depois acentuadamente com o aumento de VGS. O abricante indica um valor de tensão de porta para o qual a corrente de dreno atinge determinado valor – por exemplo, 20 µA. A corrente ID (on) representa o valor máximo da corrente de dreno e VGS (on), o valor de tensão de porta correspondente. A relação entre a corrente de dreno e a tensão de dreno é aproximadamente quadrática, isto é: =
Fonte (S)
Óxido de Si
A gura 6.29 mostra a curva de transerência ou de transcondutância. A parte inicial da curva representa o momento em que VGS = VT. Quando VGS é menor que VT, a corrente de dreno é praticamente nula. Quando é maior, o dispositivo entra em condução e a corrente de dreno passa a ser controlada pela tensão de porta.
ID
Metal
Dreno(D)
D
D
D
D SB
SB
G
G
G
G
S
S
S
S
(a)
(b)
VT )2 (6.11)
Figura 6.31
em que a constante K está relacionada com parâmetros ísicos. Figura 6.29 cv ís sê.
moSFet p pçã n p : ) VGS = 0, b) VGS > 0 ) VGS < 0.
A gura 6.31 ilustra a operação de acordo com VGS no modo depleção.
ID
ID(on) V DS
V DS
V GS = 0
ID
N
N+
N+
ID
N+
Substrato P
N+
V T
VGS(on)
VGS
V GS < 0
N+ Substrato P
SB
(a)
ID
N+
Substrato P
SB
IDSS
V DS
V GS > 0
SB
(b)
(c)
160
161
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Quando a porta é positiva em relação ao cana l, os elétrons são atraídos do substrato, aumentando a condutividade do canal (gura 6.31). Quando a porta é negativa, os elétrons são repelidos para ora do canal, diminuindo a condutividade deste. Se a tensão de porta é sucientemente negativa, o estreitamento do canal pode atingir o valor máxi mo, anulando a corrente de dreno. A gura 6.32 apresenta as curvas características de dreno. Analisando-as, é possível vericar como ocorre a variação de tensão nos modos depleção e crescimento.
O conceito de polarização e a análi se dos circuitos são os mesmos abordados no estudo do JFE (seção 6.1.5).
6.2.4 Inversor CMOS Em qualquer circuito lógico digital, o elemento básico é o inversor CMOS (complementary metal-oxide-semiconductor ). Esse dispositivo consiste em dois transistores tipo crescimento, um canal N ( TR1) e outro canal P ( TR2), como mostra a gura 6.34.
Figura 6.32 cvs íss moSFet p pçã n.
6.2.3 Polarização e amplicador
ID
Figura 6.34 ivs cmoS.
VGS = +4 V Modo Crescimento VGS = +2 V
TR2 Vs
VGS = 0 TR1
Modo
VGS = 2 V
Ve
Depleção
VGS = V T = 4 V
VDD
VDS
A gura 6.33 mostra a curva de transerência ou de transcondutância. Figura 6.33 cv ís sê.
Na gura 6.35a, em que Ve = VDD, pode-se admitir que o transistor TR1 (canal N) conduz, pois a tensão aplicada entre a port a e a onte é maior que VT, e o transistor TR2 (canal P) está cortado, uma vez que a tensão entre a porta e a onte é zero, portanto menor que VT. Observe que a onte de TR2 está conectada em VDD. A gura 6.35b ilustra a condição em que TR2 é substituído por uma chave aberta e TR1 representa uma resistência de baixo valor RDS. Figura 6.35
ID
Modo Depleção
) ivs cmoS (V = Vdd) b) qv.
Modo Crescimento
TR2
IDSS
Vs = 0 TR1
Vs = 0 VDD
VDD RDS
Ve = VDD
V T
VGS
(a)
162
(b)
163
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Quando a porta é positiva em relação ao cana l, os elétrons são atraídos do substrato, aumentando a condutividade do canal (gura 6.31). Quando a porta é negativa, os elétrons são repelidos para ora do canal, diminuindo a condutividade deste. Se a tensão de porta é sucientemente negativa, o estreitamento do canal pode atingir o valor máxi mo, anulando a corrente de dreno. A gura 6.32 apresenta as curvas características de dreno. Analisando-as, é possível vericar como ocorre a variação de tensão nos modos depleção e crescimento.
O conceito de polarização e a análi se dos circuitos são os mesmos abordados no estudo do JFE (seção 6.1.5).
6.2.4 Inversor CMOS Em qualquer circuito lógico digital, o elemento básico é o inversor CMOS (complementary metal-oxide-semiconductor ). Esse dispositivo consiste em dois transistores tipo crescimento, um canal N ( TR1) e outro canal P ( TR2), como mostra a gura 6.34.
Figura 6.32 cvs íss moSFet p pçã n.
6.2.3 Polarização e amplicador
ID
Figura 6.34 ivs cmoS.
VGS = +4 V Modo Crescimento VGS = +2 V
TR2 Vs
VGS = 0 Modo
VGS = 2 V
Ve
Depleção
VGS = V T = 4 V
VDD
TR1
VDS
A gura 6.33 mostra a curva de transerência ou de transcondutância. Figura 6.33 cv ís sê.
Na gura 6.35a, em que Ve = VDD, pode-se admitir que o transistor TR1 (canal N) conduz, pois a tensão aplicada entre a port a e a onte é maior que VT, e o transistor TR2 (canal P) está cortado, uma vez que a tensão entre a porta e a onte é zero, portanto menor que VT. Observe que a onte de TR2 está conectada em VDD. A gura 6.35b ilustra a condição em que TR2 é substituído por uma chave aberta e TR1 representa uma resistência de baixo valor RDS. Figura 6.35
ID
Modo Depleção
) ivs cmoS (V = Vdd) b) qv.
Modo Crescimento
TR2
IDSS
Vs = 0 TR1
Vs = 0 VDD
VDD RDS
Ve = VDD
VGS
V T
(a)
(b)
162
163
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Se a entrada or nível lógico “0” ou 0 V, TR1 cortará, pois a tensão entre a porta e a onte será menor que VT, enquanto a tensão aplicada entre a porta e a onte do transistor TR2 será negativa (–VDD), induzindo um canal P; desse modo, TR2 conduzirá e a saída será alta, ou seja, VDD (gura 6.36).
A gura 6.37 mostra a pinagem, o aspecto e algumas características elétricas do MOSFE de potência IRF2804S-7P, para uso automotivo, e a tabea 6.3, os limites máximos. Figura 6.37 asp ís gs íss és irF2804S-7P.
Figura 6.36 ) ivs cmoS b (V = 0) b) qv.
D
VDSS = 40 V
D
RDS(on) = 1.6 m
G
S
S
RDS
S (Pin 2, 3 ,5,6,7) G (Pin1)
TR2 Vs = VDD TR1
ID = 160 A
G
S
S
S
S
Vs = VDD VDD
Tabea 6.3
VDD
ls ás irF2804S-7P.
Ve = 0
(a)
Parameter
Max.
ID @ TC = 25 ºC
Continuous Drain Current, VGS @ 10 V (Silicon Limited)
320
ID @ TC = 100 ºC
Continuous Drain Current, VGS @ 10 V (See Fig. 9)
230
ID @ TC = 25 ºC
Continuous Drain Current, V GS @ 10 V (Package Limited)
160
Pulsed Drain Current
1360
A principal vantagem dessa tecnologia em relação às outras é seu baixo consumo de energia, o que tem permitido a abricação de aparelhos portáteis como calculadoras, relógios digitais e outros dispositivos alimentados, por exemplo, com uma única pilha.
IDM
A invenção do MOSFE de potência veio suprir a deciência dos transistores bipolares de potência utilizados em eletrônica (transistores de potência são aqueles que suportam correntes de no mínimo 1 A). Os transistores bipolares de potência são controlados por corrente. Assim, para controlar uma corrente de valor elevado, é necessária u ma corrente de base relativamente alta. Para cortar o transistor com rapidez, a corrente reversa de base deve ter valor elevado, porém, por possuir lacunas como portadores de carga, o tempo para mudança de estado também aumenta. Os MOSFEs podem operar com grandes velocidades de comutação quando ligados em tensões abaixo de 200 V. Os MOSFEs de potência têm aparência dierente dos outros t ransistores e, por isso, são chamados de MOSFEs verticais (V-MOS, do inglês vertical MOSFE ). Há vários tipos de MOSFEs, projetados para diversas aplicações. Um deles, por exemplo, de estrutura similar à do transistor tradicional, é usado especicamente nos estágios de saída de amplicadores de áudio.
j
A
Maximum Power Dissipation
330
W
Linear Derating Factor
2.2
W/ºC
VGS
Gate-to-Source Voltage
±20
V
E AS
Single Pulse Avalanche Energy (Thermally Limited) k
630
Single Pulse Avalanche Energy Tested Value
1050
PD @ TC = 25 ºC
6.2.5 MOSFET de potência
164
Units
(b)
mJ E AS (tested)
o
I AR
Avalanche Current
E AR
Repetitive Avalanche Energy
TJ TSTG
Operating Jusction anda Storage Temperature Range
-55 to + 175
Soldering Temperature, or 10 seconds
300 (1.6 mm rom case)
Mounting torque, 6-32 or M3 screw
10 lbn (1.1Nm)
j n
See Fig. 12a, 12b, 15, 16
A mJ
ºC
165
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 6
Se a entrada or nível lógico “0” ou 0 V, TR1 cortará, pois a tensão entre a porta e a onte será menor que VT, enquanto a tensão aplicada entre a porta e a onte do transistor TR2 será negativa (–VDD), induzindo um canal P; desse modo, TR2 conduzirá e a saída será alta, ou seja, VDD (gura 6.36).
A gura 6.37 mostra a pinagem, o aspecto e algumas características elétricas do MOSFE de potência IRF2804S-7P, para uso automotivo, e a tabea 6.3, os limites máximos. Figura 6.37 asp ís gs íss és irF2804S-7P.
Figura 6.36 ) ivs cmoS b (V = 0) b) qv.
D
VDSS = 40 V
D
RDS(on) = 1.6 m
G
S
S
RDS
S (Pin 2, 3 ,5,6,7) G (Pin1)
TR2 Vs = VDD TR1
ID = 160 A
G
S
S
S
S
Vs = VDD VDD
Tabea 6.3
VDD
ls ás irF2804S-7P.
Ve = 0
(a)
Parameter
Max.
ID @ TC = 25 ºC
Continuous Drain Current, VGS @ 10 V (Silicon Limited)
320
ID @ TC = 100 ºC
Continuous Drain Current, VGS @ 10 V (See Fig. 9)
230
ID @ TC = 25 ºC
Continuous Drain Current, V GS @ 10 V (Package Limited)
160
Pulsed Drain Current
1360
Units
(b)
A principal vantagem dessa tecnologia em relação às outras é seu baixo consumo de energia, o que tem permitido a abricação de aparelhos portáteis como calculadoras, relógios digitais e outros dispositivos alimentados, por exemplo, com uma única pilha.
IDM
Maximum Power Dissipation
330
W
Linear Derating Factor
2.2
W/ºC
VGS
Gate-to-Source Voltage
±20
V
E AS
Single Pulse Avalanche Energy (Thermally Limited) k
630
Single Pulse Avalanche Energy Tested Value
1050
PD @ TC = 25 ºC
6.2.5 MOSFET de potência A invenção do MOSFE de potência veio suprir a deciência dos transistores bipolares de potência utilizados em eletrônica (transistores de potência são aqueles que suportam correntes de no mínimo 1 A). Os transistores bipolares de potência são controlados por corrente. Assim, para controlar uma corrente de valor elevado, é necessária u ma corrente de base relativamente alta. Para cortar o transistor com rapidez, a corrente reversa de base deve ter valor elevado, porém, por possuir lacunas como portadores de carga, o tempo para mudança de estado também aumenta. Os MOSFEs podem operar com grandes velocidades de comutação quando ligados em tensões abaixo de 200 V. Os MOSFEs de potência têm aparência dierente dos outros t ransistores e, por isso, são chamados de MOSFEs verticais (V-MOS, do inglês vertical MOSFE ). Há vários tipos de MOSFEs, projetados para diversas aplicações. Um deles, por exemplo, de estrutura similar à do transistor tradicional, é usado especicamente nos estágios de saída de amplicadores de áudio.
j
A
mJ E AS (tested)
o
I AR
Avalanche Current
E AR
Repetitive Avalanche Energy
TJ TSTG
Operating Jusction anda Storage Temperature Range
-55 to + 175
Soldering Temperature, or 10 seconds
300 (1.6 mm rom case)
Mounting torque, 6-32 or M3 screw
10 lbn (1.1Nm)
j n
See Fig. 12a, 12b, 15, 16
A mJ
ºC
164
165
Capítulo 7
Amplifcadores dierenciais e operacionais
Capítulo 7
Amplifcadores dierenciais e operacionais
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
7.1 Amplicador dierencial O amplicador dierencial (AD) é um circuito c om duas entradas nas quais são aplicadas tensões V1 e V2 e uma saída VS. É importante conhecer o amplicador dierencial, pois ele é o primeiro estágio de um amplicador operacional, que será estudado na seção 7.2; assim, o AD estabelece algumas das principais características do circuito. Vamos considerar uma condição ideal (gura 7.1), em que as tensões de entrada apresentam os mesmos valores, ou seja, V1 = V2. Nesse caso, a tensão de saída será nula. Isso acontece porque o AD é u m circuito que apresenta uma tensão de saída proporcional à dierença entre os dois terminais de entrada, rejeitando os sinais de entrada quando estes orem iguais.
RRMC =
Ad A C
Amplicador Diferencial Ideal VS
mesma fnalidade.
ou, em decibéis (dB): RRMC (dB)
=
20 log ⋅
Ad A C
Nos circuitos da gura 7.2, vamos admitir que os transistores são idênticos e a onte de corrente é ideal ( IE1 + IE2 = IO = constante).
V2
Figura 7.2 IC1
IC2
RC
A d Vd ⋅
VS2 Q2 VBE2
VBE1
=
A d (V1
−
V2 )
ds ps p s.
VCC
S
Q1
V1 =
RC
V
VS1
No caso ideal: VS
Figura de mérito é um parâmetro usado para avaliar o desempenho de um dispositivo ou procedimento em relação a outros de
Pelo exposto anteriormente, podemos concluir que, no caso de um amplicador dierencial ideal, o valor de AC deve ser zero, mas, na prática, os valores de Ad e AC dependem dos componentes usados na abricação do AD, como veremos a seguir.
Figura 7.1 ap .
V1
É possível medir a qualidade de um amplicador dierencial utilizando a fgura de mérito conhecida por razão de rejeição em modo comum (RRMC), denida como:
IE1
V2
IE2
(7.1) Io
em que Ad é o ganho dierencial de tensão e Vd = V1 – V2 o sinal dierença ou sinal erro.
(a)
(b) RC
Então, se V1 = V2, Vd = 0 e, portanto, VS = 0.
V1
IC1
IC2
RC
Vs TR1
TR2
IE1
IE2
VBE1
Na prática, sempre existirá uma pequena tensão na saída mesmo quando V1 = V2 (situação chamada de modo comum). No caso de um AD real, a expressão da tensão de saída em relação às entradas é dada por:
VCC
V2 VBE2 E
VM1.senwt E
Io
VS = Ad · Vd + AC · VC (7.2)
em que VC comum. 168
=
( V1 + V2 ) 2
é o sinal em modo comum e AC o ganho em modo
No circuito da gura 7.2b, vamos considerar a tensão na entrada 2 constante (V2 = E) e a tensão na entrada 1 como V1 = VM1 · senωt + E, isto é, uma tensão alternada senoidal com nível médio E. 169
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
7.1 Amplicador dierencial O amplicador dierencial (AD) é um circuito c om duas entradas nas quais são aplicadas tensões V1 e V2 e uma saída VS. É importante conhecer o amplicador dierencial, pois ele é o primeiro estágio de um amplicador operacional, que será estudado na seção 7.2; assim, o AD estabelece algumas das principais características do circuito. Vamos considerar uma condição ideal (gura 7.1), em que as tensões de entrada apresentam os mesmos valores, ou seja, V1 = V2. Nesse caso, a tensão de saída será nula. Isso acontece porque o AD é u m circuito que apresenta uma tensão de saída proporcional à dierença entre os dois terminais de entrada, rejeitando os sinais de entrada quando estes orem iguais.
RRMC =
Ad A C
Amplicador Diferencial Ideal VS
mesma fnalidade.
ou, em decibéis (dB): RRMC (dB)
=
20 log ⋅
Ad A C
Nos circuitos da gura 7.2, vamos admitir que os transistores são idênticos e a onte de corrente é ideal ( IE1 + IE2 = IO = constante).
V2
Figura 7.2 IC1
IC2
RC
A d Vd ⋅
VS2 Q2 VBE2
VBE1 V1
=
=
A d (V1
−
V2 )
ds ps p s.
VCC
S
Q1
No caso ideal:
RC
V
VS1
VS
Figura de mérito é um parâmetro usado para avaliar o desempenho de um dispositivo ou procedimento em relação a outros de
Pelo exposto anteriormente, podemos concluir que, no caso de um amplicador dierencial ideal, o valor de AC deve ser zero, mas, na prática, os valores de Ad e AC dependem dos componentes usados na abricação do AD, como veremos a seguir.
Figura 7.1 ap .
V1
É possível medir a qualidade de um amplicador dierencial utilizando a fgura de mérito conhecida por razão de rejeição em modo comum (RRMC), denida como:
IE1
V2
IE2
(7.1) Io
(a)
em que Ad é o ganho dierencial de tensão e Vd = V1 – V2 o sinal dierença ou sinal erro.
(b) RC
Então, se V1 = V2, Vd = 0 e, portanto, VS = 0.
V1
IC1
IC2
RC
Vs TR1
TR2
VBE1
V2 VBE2
IE1
Na prática, sempre existirá uma pequena tensão na saída mesmo quando V1 = V2 (situação chamada de modo comum). No caso de um AD real, a expressão da tensão de saída em relação às entradas é dada por:
VCC
IE2
E
VM1.senwt E
Io
VS = Ad · Vd + AC · VC (7.2)
em que VC comum.
=
( V1 + V2 ) 2
é o sinal em modo comum e AC o ganho em modo
No circuito da gura 7.2b, vamos considerar a tensão na entrada 2 constante (V2 = E) e a tensão na entrada 1 como V1 = VM1 · senωt + E, isto é, uma tensão alternada senoidal com nível médio E.
168
169
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Quando V1 = V2 = E, os dois transistores conduzirão a mesma corrente (IE1 = IE2 = IO/2), pois admitimos inicialmente transistores idênticos. Nessas condições, a tensão entre o coletor e o terra de cada transistor será: VS1
=
VS 2
=
VCC
−
RC
⋅
IO 2
Portanto, a tensão entre os coletores valerá: VS = VS2 – VS1 = 0
Analisando os grácos, podemos notar que o sinal na saída 1 ( VS1) está deasado de 180° em relação à entrada 1 (V1) e o sinal na saída 2 ( VS2) está em ase com a entrada 1. Com base nessa análise, considerando a saída no coletor de TR2, a entrada 1 será ch amada de não i nversora (+) e a entrada 2, de inversora (–).
7.1.1 Amplicador dierencial com onte de corrente simples Na prática, nunca encontraremos dois transistores idênticos ( VBE e b dierentes) e a onte de corrente nunca será ideal. A gura 7.4 ilustra o circuito de um AD prático, em que a onte –VCC unciona como a onte de corrente.
Quando VS1 > VS2, o transistor TR1 conduzirá mais corrente que TR2; então, IC1 aumentará, diminuindo VS1 (lembre que VS1 = VCC – RC1 · IC1). No mesmo instante a corrente IC2 diminuirá e VS2 aumentará (lembre que IO = IE1 + IE2 = constante; se IE1 aumentar, IE2 deve diminuir). Levando em conta a aná lise eita na gura 7.2 e adotando transistores idênticos e onte de corrente ideal, podemos admitir que para essas condições o ganho dierencial de tensão, considerando a saída nos coletores, é: A d =
VS1(pico ) VM1
=
VS2( pico) VM1
Figura 7.4 ap . RC
RC
VS
VS1
VS2
V1
TR2
TR1 VBE1
VCC VBE2
V2
em que VS1(pico ) = VS 2( pico) RE
Nesse caso, a saída oi considerada na entrada 1; se a saída or considerada entre os coletores, o ganho será o dobro. A gura 7.3 mostra as principais ormas de onda para dierentes valores de tensão.
VCC
Figura 7.3 Fs – p s.
VM1 0
O valor da onte de corrente é calculado admitindo V1 = V2 = 0 (condições quiescentes). A ssim:
-VM1
V1
IO
=
( VCC
−
0,7 )
RE
≅
VCC RE
E 0 VS2
Para esse circuito, o gan ho dierencial, considerando a saída nos coletores, pode ser calculado por:
VCC - RC . IO 2 0
VS1 VCC - RC . IO
A d
=
A d
=
VS1 Vd
=
VS1 ( V2
−
V1 )
=
RC 2 r be ⋅
RC 2 r be ⋅
2 0
em que r be é a resistência incremental da junção base-emissor. 170
171
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Quando V1 = V2 = E, os dois transistores conduzirão a mesma corrente (IE1 = IE2 = IO/2), pois admitimos inicialmente transistores idênticos. Nessas condições, a tensão entre o coletor e o terra de cada transistor será: VS1
=
VS 2
=
VCC
−
RC
⋅
IO
Analisando os grácos, podemos notar que o sinal na saída 1 ( VS1) está deasado de 180° em relação à entrada 1 (V1) e o sinal na saída 2 ( VS2) está em ase com a entrada 1. Com base nessa análise, considerando a saída no coletor de TR2, a entrada 1 será ch amada de não i nversora (+) e a entrada 2, de inversora (–).
7.1.1 Amplicador dierencial com onte de corrente simples
2
Na prática, nunca encontraremos dois transistores idênticos ( VBE e b dierentes) e a onte de corrente nunca será ideal. A gura 7.4 ilustra o circuito de um AD prático, em que a onte –VCC unciona como a onte de corrente.
Portanto, a tensão entre os coletores valerá: VS = VS2 – VS1 = 0
Quando VS1 > VS2, o transistor TR1 conduzirá mais corrente que TR2; então, IC1 aumentará, diminuindo VS1 (lembre que VS1 = VCC – RC1 · IC1). No mesmo instante a corrente IC2 diminuirá e VS2 aumentará (lembre que IO = IE1 + IE2 = constante; se IE1 aumentar, IE2 deve diminuir). Levando em conta a aná lise eita na gura 7.2 e adotando transistores idênticos e onte de corrente ideal, podemos admitir que para essas condições o ganho dierencial de tensão, considerando a saída nos coletores, é: A d =
VS1(pico )
=
VM1
VS2( pico) VM1
Figura 7.4 ap . RC
RC
VS
VS1
VS2
V1
TR2
TR1
VCC
VBE1
V2
VBE2
em que VS1(pico ) = VS 2( pico) RE
Nesse caso, a saída oi considerada na entrada 1; se a saída or considerada entre os coletores, o ganho será o dobro. A gura 7.3 mostra as principais ormas de onda para dierentes valores de tensão.
VCC
Figura 7.3 Fs – p s.
VM1
O valor da onte de corrente é calculado admitindo V1 = V2 = 0 (condições quiescentes). A ssim:
0 -VM1
IO
V1
=
( VCC
−
0,7 )
RE
≅
VCC RE
E 0
Para esse circuito, o gan ho dierencial, considerando a saída nos coletores, pode ser calculado por:
VS2 VCC - RC . IO 2 0
VS1 VCC - RC . IO
A d
=
A d
=
VS1
=
Vd
VS1 ( V2
−
V1 )
=
RC 2 r be ⋅
RC 2 r be ⋅
2 0
em que r be é a resistência incremental da junção base-emissor. 170
171
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
7.1.2 Amplicador dierencial com realimentação
Seu valor pode ser estimado por: r be
25 mV =
a 25 ºC,
IE
em que IE é a corrente quiescente de emissor. O ganho dierencial pode ser estimado também por meio da unção dos parâmetros h (híbridos): A d
hfe RC ⋅
=
2 hie
=
⋅
O circuito da gura 7.4 tem ganho instável, pois r be apresenta valores dierentes para um mesmo tipo de transistor, além de suas características técnicas variarem de acordo com a temperatura de trabalho. Uma orma de contornar esses problemas é aplicar realimentação no circuito. Na gura 7.6, a realimentação é aplicada em RE1, e, consequentemente, RE2 diminui o ganho, mantendo o circuito estável. Em tal conguração, se os transistores orem substituídos ou ocorrer variação de temperatura, o valor do ganho não se altera. Os resistores de realimentação costumam ter valores equivalentes: RE1 = RE2 = REX . Figura 7.6
RC
ap çã.
2 r be ⋅
RC
em que
r be =
hie hfe
, considerando hfe = b.
O ganho em modo comum do circuito é calculado por: A
C
=
V1
RC
O circuito da gura 7.5, chamado de amplicador dierencial com polarização por espelho de corrente, é muito usado em circuitos integrados.
TR1
RC
RC VS
VS2
TR1
V1
VCC
TR2
VBE1
V2 VBE3
VCC
V2
RE2
VCC
Para determinar o ganho de tensão considerando a saída nos coletores, pode-se utilizar: =
RC 2 ⋅ (rbe + REX )
Se REX >> r be as variações em r e, provocadas pela troca de transistor ou variação na temperatura serão compensadas por REX . Assim, o ganho será est ável, podendo ser determinado por: A d
=
RC 2 REX ⋅
D
ou segundo os parâmetros hie e hfe: A d
=
2⋅(
172
VCC VBE2
RE
VBE2 TR3
TR2
RE1
A d
Figura 7.5
VS1
VS2
VBE1
2RE
Levando em conta que sempre é desejável um ganho em modo comum com menor valor possível, uma alternativa seria aumentar o valor da resistência RE o máximo possível (observe, na equação anterior, que RE é inversamente proporcional a AC). No entanto, essa solução provocaria diminuição nas correntes de polarização, reduzindo o ganho. Para manter o mesmo valor de corrente, se RE aumentar, deve-se aumentar proporcionalmente VCC, o que na prática não é possível. Uma solução mais correta seria substituir RE por um transistor TR3, pois esse dispositivo simula alta resistência sem que seja necessário um valor de VCC alto. Assim, obtém-se um valor de AC muito baixo.
esq p pzçã p sph .
RC
VS
VS1
RC hie + REX ) h fe
173
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
7.1.2 Amplicador dierencial com realimentação
Seu valor pode ser estimado por: 25 mV
r be
=
a 25 ºC,
IE
em que IE é a corrente quiescente de emissor. O ganho dierencial pode ser estimado também por meio da unção dos parâmetros h (híbridos): A d
hfe RC 2 hie
=
⋅
Figura 7.6
RC
⋅
=
O circuito da gura 7.4 tem ganho instável, pois r be apresenta valores dierentes para um mesmo tipo de transistor, além de suas características técnicas variarem de acordo com a temperatura de trabalho. Uma orma de contornar esses problemas é aplicar realimentação no circuito. Na gura 7.6, a realimentação é aplicada em RE1, e, consequentemente, RE2 diminui o ganho, mantendo o circuito estável. Em tal conguração, se os transistores orem substituídos ou ocorrer variação de temperatura, o valor do ganho não se altera. Os resistores de realimentação costumam ter valores equivalentes: RE1 = RE2 = REX . ap çã.
2 r be ⋅
RC
em que
r be =
hie hfe
, considerando hfe = b.
VS
VS1
O ganho em modo comum do circuito é calculado por: A
C
=
V1
RC
VS2 TR1
2RE
O circuito da gura 7.5, chamado de amplicador dierencial com polarização por espelho de corrente, é muito usado em circuitos integrados.
RC VS
VS1
VS2
TR1
VCC
TR2
VBE1
V2
TR3
V2
RE2
RE
VCC
Para determinar o ganho de tensão considerando a saída nos coletores, pode-se utilizar: =
RC 2 ⋅ (rbe + REX )
Se REX >> r be as variações em r e, provocadas pela troca de transistor ou variação na temperatura serão compensadas por REX . Assim, o ganho será est ável, podendo ser determinado por:
VBE2
V1
VCC VBE2
RE1
A d
Figura 7.5 RC
TR2
VBE1
Levando em conta que sempre é desejável um ganho em modo comum com menor valor possível, uma alternativa seria aumentar o valor da resistência RE o máximo possível (observe, na equação anterior, que RE é inversamente proporcional a AC). No entanto, essa solução provocaria diminuição nas correntes de polarização, reduzindo o ganho. Para manter o mesmo valor de corrente, se RE aumentar, deve-se aumentar proporcionalmente VCC, o que na prática não é possível. Uma solução mais correta seria substituir RE por um transistor TR3, pois esse dispositivo simula alta resistência sem que seja necessário um valor de VCC alto. Assim, obtém-se um valor de AC muito baixo.
esq p pzçã p sph .
RC
A d
=
RC 2 REX ⋅
D
VBE3
ou segundo os parâmetros hie e hfe: A d
VCC
=
2⋅(
RC hie h fe
+
REX )
172
173
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Exemplos
d) Se V1 = 20 mVp e V2 = 0, então Vd = V2 – V1 = V1.
1. Para o amplicador dierencial da gura 7.7, pede-se:
Como:
a) a corrente de polarização ( IO); b) as correntes IE1 e IE2 e as tensões VS1, VS2 e VS em condições quiescentes (V1 = V2 = 0); c) o ganho dierencial ( Ad); d) o gráco de VS1 · t e de VS2 · t para V1 = 20 mVp, senoidal, e V2 = 0.
VS1 = Ad · (V2 – V1) = 113 · (0 – 20 mV) = –2,27 Vp,
isto é, deasado de 180° em relação à entrada V1, e VS2 tem a mesma amplitude, porém em ase com V1. Figura 7.8
Figura 7.7
20 mV
V1
2k2
2k2 VS1
VS
0
- 20 mV
VS2
TR1
TR2
12 V
VS1
8,61 V 6,34 V 4,07 V 0
VS2
V1
2k2
8,61 V 6,34 V 4,07 V 0
12 V
2. Para o amplicador dierencial da gura 7.9, pede-se:
a) IO, IE1, IE2, IC1, IC2, VS1 e VS2 em condições quiescentes; b) o ganho dierencial, considerando a saída em um dos coletores; c) as saídas VC1 e VC2 para V1 = 100 mVp, senoidal.
Solução:
a) com V1 = V2 = 0, IO
=
(12
−
0, 7)
2k 2
=
Figura 7.9
5,14 mA
b) IC1 = IC2 = IE1= IE2 =
IO 2
2k2
= 2,57 mA
2k2
VS1
VS1Q = VCC – RC · IC1 = 12 – 2k2 · 2,57 mA = 6,34 V = VS2Q = tensões quies-
VS2
VS
TR1
centes de coletor.
TR2 100
12 V
100
Portanto, em condições quiescentes: VS = VS2 – VS1 = 0 c) A
d
=
RC r be
;
r be =
25 mV
2200 =
2 9,7
=
25 mV 2,5 7 mA
=
9, 7 Ω
V1
2k2
12 V
Portanto: A d
IE
=
113
⋅
174
175
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Exemplos
d) Se V1 = 20 mVp e V2 = 0, então Vd = V2 – V1 = V1.
1. Para o amplicador dierencial da gura 7.7, pede-se:
Como:
a) a corrente de polarização ( IO); b) as correntes IE1 e IE2 e as tensões VS1, VS2 e VS em condições quiescentes (V1 = V2 = 0); c) o ganho dierencial ( Ad); d) o gráco de VS1 · t e de VS2 · t para V1 = 20 mVp, senoidal, e V2 = 0.
VS1 = Ad · (V2 – V1) = 113 · (0 – 20 mV) = –2,27 Vp,
isto é, deasado de 180° em relação à entrada V1, e VS2 tem a mesma amplitude, porém em ase com V1. Figura 7.8
Figura 7.7
20 mV
V1
2k2
2k2 VS1
VS
0
- 20 mV
VS2
TR1
TR2
12 V
VS1
8,61 V 6,34 V 4,07 V 0
VS2
V1
2k2
8,61 V 6,34 V 4,07 V 0
12 V
2. Para o amplicador dierencial da gura 7.9, pede-se:
a) IO, IE1, IE2, IC1, IC2, VS1 e VS2 em condições quiescentes; b) o ganho dierencial, considerando a saída em um dos coletores; c) as saídas VC1 e VC2 para V1 = 100 mVp, senoidal.
Solução:
a) com V1 = V2 = 0, IO
=
(12
−
0, 7)
2k 2
=
Figura 7.9
5,14 mA
b) IC1 = IC2 = IE1= IE2 =
IO 2
2k2
= 2,57 mA
2k2
VS1
VS2
VS
VS1Q = VCC – RC · IC1 = 12 – 2k2 · 2,57 mA = 6,34 V = VS2Q = tensões quies-
TR1
centes de coletor.
TR2 100
12 V
100
Portanto, em condições quiescentes: VS = VS2 – VS1 = 0 c) A
d
=
RC r be
;
r be =
25 mV IE
=
25 mV 2,5 7 mA
=
9, 7 Ω
V1
2k2
12 V
Portanto: 2200
A d
=
2 9,7
=
113
⋅
174
175
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Solução:
•
a) IO = (VCC – 0,7)/(REX /2 + RE) = (12 – 0,7)/(50 + 2 200) = 5 mA •
IC1 = IC2 = IE1 = IE2 = 2,5 mA VS1 = VS2 = 12 – 2k2 ·2,5 mA = 6,5 V (em condições quiescentes)
b) Ad = RC/2(r e’ + REX); r e’ = 25 mV/2,5 mA = 10 Ω Ad = 2 200/2 · (10 + 100 ) = 10
c) V1 = 100 mV; V2 = 0; V1 – V2 = 100 mV = 0,1 V. Portanto:
Reguladores – Podem ser utilizados para a montagem de reguladores de
tensão em série ou paralelo, com saída positiva ou negativa, com proteção contra curto-circuito etc. Circuitos de amostragem e retenção – Esses circuitos são usados na conversão de analógico para digital, e, por c ausa da impedância de entrada muito alta, os amplicadores operacionais são adequados, principalmente os que têm entrada com FE.
O amplicador operacional tem alto ganho de acoplamento direto (não possui capacitor de acoplamento interestágios), alta resistência de entrada e baixa resistência de saída. A gur a 7.10 apresenta os vários estágios amplicadores transistorizados, sua simbologia e o circuito equivalente.
VS1 = Ad · (V1 – V2) = 10 · 0,1 = 1 V, deasado de 180° em relação a V1.
7.2 Amplicador operacional integrado O amplicador operacional (AO) oi desenvolvido na decada de 1960. De início montado em uma placa com componentes discretos (transistores, resistores e capacitores), hoje, com o avanço da indústria eletrônica e o desenvolvimento de dispositivos minúsculos, é construído em circuitos integrados, conhecidos por chips (pastilhas de silício), com dezenas de transistores e outros componentes de pequenas dimensões.
entradas
amplificador diferencial de entrada
segundo amplificador diferencial
) dg bs ao, b) sbg ) qv.
amplificador deslocador de nível
amplificador de potência
(a)
+VCC V2
Os amplicadores operacionais têm dierentes aplicações em eletrônica, como: Amplifcadores lineares – rata-se de sua principal aplicação, nos casos em
•
que é necessário obter ganho estável independentemente da temperatura, tempo e mudanças no ganho de tensão em malha aberta. Amplifcadores não lineares – Amplicam o sinal de uma polaridade e não da outra – por exemplo, em reticadores de precisão. Comparadores – Por apresentarem altíssimo ganho, possibilitam que a saída seja alterada de nível alto para baixo ou vice-versa, quando as tensões de entrada estão em valores próximos a décimos de mV. Filtros – Permitem maior seletividade do ltro, pois é possível obter atenuações maiores que 20 dB/decada, impedância de entrada muito alta e de saída muito baixa, não havendo, portanto, necessidade de eetuar casamentos de impedância. Possibilidade de ganho de tensão. Amplifcadores logarítmicos – Usados quando na malha de realimentação há dispositivos não lineares, como diodos e transistores, proporcionando relação logarítmica entre a saída e a entrada. Esses circuitos são chamados muitas vezes de compressores e expansores (comuns em circuitos de áudio ou vídeo). Multivibradores – São basicamente os circuitos biestável, monoestável e estável. A grande vantagem em relação aos circuitos digitais é que a alimentação pode ser maior, oerecendo, portanto, a possibilidade de adicionar potência. Geradores de orma de onda – Geram dierentes ormas de onda: senoidais, quadradas (tempos alto e baixo variáveis) e triangulares (inclinações positiva e negativa variáveis).
Figura 7.10
+ Vd
VS
-
V1
-VCC
(b)
•
•
+
•
Ro
VS
V2
Vd
Ri
•
Av . Vd
V1
•
•
176
(c)
177
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Solução:
•
a) IO = (VCC – 0,7)/(REX /2 + RE) = (12 – 0,7)/(50 + 2 200) = 5 mA •
IC1 = IC2 = IE1 = IE2 = 2,5 mA VS1 = VS2 = 12 – 2k2 ·2,5 mA = 6,5 V (em condições quiescentes)
b) Ad = RC/2(r e’ + REX); r e’ = 25 mV/2,5 mA = 10 Ω
Reguladores – Podem ser utilizados para a montagem de reguladores de
tensão em série ou paralelo, com saída positiva ou negativa, com proteção contra curto-circuito etc. Circuitos de amostragem e retenção – Esses circuitos são usados na conversão de analógico para digital, e, por c ausa da impedância de entrada muito alta, os amplicadores operacionais são adequados, principalmente os que têm entrada com FE.
O amplicador operacional tem alto ganho de acoplamento direto (não possui capacitor de acoplamento interestágios), alta resistência de entrada e baixa resistência de saída.
Ad = 2 200/2 · (10 + 100 ) = 10
c) V1 = 100 mV; V2 = 0; V1 – V2 = 100 mV = 0,1 V. Portanto:
A gur a 7.10 apresenta os vários estágios amplicadores transistorizados, sua simbologia e o circuito equivalente.
VS1 = Ad · (V1 – V2) = 10 · 0,1 = 1 V, deasado de 180° em relação a V1.
7.2 Amplicador operacional integrado
amplificador diferencial de entrada
entradas
O amplicador operacional (AO) oi desenvolvido na decada de 1960. De início montado em uma placa com componentes discretos (transistores, resistores e capacitores), hoje, com o avanço da indústria eletrônica e o desenvolvimento de dispositivos minúsculos, é construído em circuitos integrados, conhecidos por chips (pastilhas de silício), com dezenas de transistores e outros componentes de pequenas dimensões.
segundo amplificador diferencial
Figura 7.10 ) dg bs ao, b) sbg ) qv.
amplificador deslocador de nível
amplificador de potência
(a)
+VCC +
V2
Os amplicadores operacionais têm dierentes aplicações em eletrônica, como:
Vd
Amplifcadores lineares – rata-se de sua principal aplicação, nos casos em
•
-VCC
V1
que é necessário obter ganho estável independentemente da temperatura, tempo e mudanças no ganho de tensão em malha aberta. Amplifcadores não lineares – Amplicam o sinal de uma polaridade e não da outra – por exemplo, em reticadores de precisão. Comparadores – Por apresentarem altíssimo ganho, possibilitam que a saída seja alterada de nível alto para baixo ou vice-versa, quando as tensões de entrada estão em valores próximos a décimos de mV. Filtros – Permitem maior seletividade do ltro, pois é possível obter atenuações maiores que 20 dB/decada, impedância de entrada muito alta e de saída muito baixa, não havendo, portanto, necessidade de eetuar casamentos de impedância. Possibilidade de ganho de tensão. Amplifcadores logarítmicos – Usados quando na malha de realimentação há dispositivos não lineares, como diodos e transistores, proporcionando relação logarítmica entre a saída e a entrada. Esses circuitos são chamados muitas vezes de compressores e expansores (comuns em circuitos de áudio ou vídeo). Multivibradores – São basicamente os circuitos biestável, monoestável e estável. A grande vantagem em relação aos circuitos digitais é que a alimentação pode ser maior, oerecendo, portanto, a possibilidade de adicionar potência. Geradores de orma de onda – Geram dierentes ormas de onda: senoidais, quadradas (tempos alto e baixo variáveis) e triangulares (inclinações positiva e negativa variáveis).
VS
-
(b)
•
•
+
•
Ro
VS
V2
Vd
Ri
Av . Vd
•
V1
•
•
(c)
176
177
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.12
Como o circuito interno é ext remamente complexo, as análises serão eitas com base no circuito e quivalente indicado na gura 7.10c. Observando-o, é possível denir os seguintes parâmetros de um a mplicador operacional modelo LM741:
+
Resistência de entrada sem realimentação (Ri) – É a resistência equiva-
-
•
•
•
lente entre as duas entradas, uma das principais características de um AO. Idealmente, deveria ser innita; no caso do LM741, é da ordem de 2 M Ω. Resistência de saída sem realimentação (RO) – É a resistência do equivalente Tévenin que uma carga ( RL) “enxerga” quando ligada à saída. Idealmente, deveria valer 0 Ω; na prática e no caso do LM741, é da ordem de 75 Ω. Ganho de tensão em malha aberta ( AV) – É o ganho de tensão em CC em malha aberta. Idealmente, deveria ser innito; para o LM741, é da ordem de 200 000 V.
VCC +
+
VS = -VSAT
-
-Vcc
1,5 V
1,5 V
VCC + VS = +VSAT -Vcc
(a)
ao h b ã vs : ) vs psv sí gv b) vs gv sí psv.
(b)
Em relação às guras 7.11 e 7.12, poderíamos generalizar escrevendo que: Outros parâmetros que não aparecem na gura 7.10c, ainda considerando o LM741, são:
• •
•
•
•
Largura de aixa – É a aixa de requências para as quais o ganho é constan-
te. Idealmente, deveria ser innita; no caso do LM741, é da ordem de 10 Hz. Slew rate – Especicado em V/µs, esse parâmetro dá uma medida de quanto a saída responde a um degrau de tensão na entrada. Idealmente, deveria ter valor innito; no caso do LM741, é de cerca de 0,5 V/μs. Tensão de oset de entrada – É a dierença entre as VBE dos transistores do primeiro par dierencial. Idealmente, essa dierença deveria ser zero; no caso do LM741, é da ordem de 2 mV.
No circuito da gura 7.10c, dene-se o sinal dierença ou sinal erro como Vd = V2 – V1. A principal orma de alimentar um AO é usando onte simétrica ou onte dupla (+VCC e –VCC), que pode ser obtida com circuitos i ntegrados especícos das amílias 78XX para a onte positiva e 79XX para a negativa. A tensão de saturação (máxima tensão de saída), determinada pelo valor da onte, é, na prática, cerca de 10% menor que a alimentação. A entrada positiva (+) é chamada de não inversora, porque a tensão nela aplicada apresenta resposta na saída sem alterar sua ase (gura 7.11). A entrada negativa (–) recebe o nome de inversora, porque a tensão nela aplicada tem resposta na saída deasada de 180° (gura 7.12).
•
Se V+ > V –, a saída satura positivamente Se V+ < V –, a saída satura negativamente. Se V+ = V –, a saída deveria ser nula, o que na prática não acontece por causa dos erros de oset .
Quando o AO é congurado em malha aberta, como nas guras 7.11 e 7.12, ele está sem realimentação (a saída não está ligada à entrada) e, como a saída tende a saturar acilmente porque o ganho é ext remamente elevado, não pode ser usado como amplicador. Para obter um amplicador com o ganho e stabilizado, deve-se aplicar realimentação negativa no AO, e isso é eito ligando a saída à entrada inversora com uma rede de resistências.
7.2.1 Amplicadores básicos Esses circuitos servem de base para todas as outras aplicações lineares, sempre com realimentação negativa (saída conectada com a entrada inversora).
Amplicador não inversor A gura 7.13 mostra o circuito básico do amplicador não inversor com realimentação negativa. Para determinar a expressão do ganho desse circuito, é preciso considerar: •
Ganho em malha aberta innito.
Figura 7.11 ao h b vs : ) ã vs psv sí psv b) ã vs gv sí gv.
VCC
VCC +
+
1,5 V
Vs = +VSAT 1,5 V
-Vcc
A V VS = -VSAT
-
VS Vd
= ∞
ou
Vd
=
VS A V
=
VS
=
0
∞
Não há dierença de potencial entre as duas entradas. -Vcc •
(a)
=
Resistência de entrada innita.
(b)
Se Ri = 0, então a corrente nas entradas é zero: I+ = I – = 0. 178
179
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.12
Como o circuito interno é ext remamente complexo, as análises serão eitas com base no circuito e quivalente indicado na gura 7.10c. Observando-o, é possível denir os seguintes parâmetros de um a mplicador operacional modelo LM741:
+
Resistência de entrada sem realimentação (Ri) – É a resistência equiva-
-
•
•
•
lente entre as duas entradas, uma das principais características de um AO. Idealmente, deveria ser innita; no caso do LM741, é da ordem de 2 M Ω. Resistência de saída sem realimentação (RO) – É a resistência do equivalente Tévenin que uma carga ( RL) “enxerga” quando ligada à saída. Idealmente, deveria valer 0 Ω; na prática e no caso do LM741, é da ordem de 75 Ω. Ganho de tensão em malha aberta ( AV) – É o ganho de tensão em CC em malha aberta. Idealmente, deveria ser innito; para o LM741, é da ordem de 200 000 V.
VCC +
+
VS = -VSAT
-
-Vcc
1,5 V
1,5 V
VCC + VS = +VSAT -Vcc
(a)
ao h b ã vs : ) vs psv sí gv b) vs gv sí psv.
(b)
Em relação às guras 7.11 e 7.12, poderíamos generalizar escrevendo que: Outros parâmetros que não aparecem na gura 7.10c, ainda considerando o LM741, são:
• •
•
•
•
Largura de aixa – É a aixa de requências para as quais o ganho é constan-
te. Idealmente, deveria ser innita; no caso do LM741, é da ordem de 10 Hz. Slew rate – Especicado em V/µs, esse parâmetro dá uma medida de quanto a saída responde a um degrau de tensão na entrada. Idealmente, deveria ter valor innito; no caso do LM741, é de cerca de 0,5 V/μs. Tensão de oset de entrada – É a dierença entre as VBE dos transistores do primeiro par dierencial. Idealmente, essa dierença deveria ser zero; no caso do LM741, é da ordem de 2 mV.
No circuito da gura 7.10c, dene-se o sinal dierença ou sinal erro como Vd = V2 – V1. A principal orma de alimentar um AO é usando onte simétrica ou onte dupla (+VCC e –VCC), que pode ser obtida com circuitos i ntegrados especícos das amílias 78XX para a onte positiva e 79XX para a negativa. A tensão de saturação (máxima tensão de saída), determinada pelo valor da onte, é, na prática, cerca de 10% menor que a alimentação. A entrada positiva (+) é chamada de não inversora, porque a tensão nela aplicada apresenta resposta na saída sem alterar sua ase (gura 7.11). A entrada negativa (–) recebe o nome de inversora, porque a tensão nela aplicada tem resposta na saída deasada de 180° (gura 7.12).
•
Se V+ > V –, a saída satura positivamente Se V+ < V –, a saída satura negativamente. Se V+ = V –, a saída deveria ser nula, o que na prática não acontece por causa dos erros de oset .
Quando o AO é congurado em malha aberta, como nas guras 7.11 e 7.12, ele está sem realimentação (a saída não está ligada à entrada) e, como a saída tende a saturar acilmente porque o ganho é ext remamente elevado, não pode ser usado como amplicador. Para obter um amplicador com o ganho e stabilizado, deve-se aplicar realimentação negativa no AO, e isso é eito ligando a saída à entrada inversora com uma rede de resistências.
7.2.1 Amplicadores básicos Esses circuitos servem de base para todas as outras aplicações lineares, sempre com realimentação negativa (saída conectada com a entrada inversora).
Amplicador não inversor A gura 7.13 mostra o circuito básico do amplicador não inversor com realimentação negativa. Para determinar a expressão do ganho desse circuito, é preciso considerar: •
Ganho em malha aberta innito.
Figura 7.11 ao h b vs : ) ã vs psv sí psv b) ã vs gv sí gv.
VCC
VCC
1,5 V
A V
+
+
Vs = +VSAT 1,5 V
-
=
VS = -VSAT
-
VS Vd
ou
= ∞
Vd
=
VS A V
=
VS
=
0
∞
Não há dierença de potencial entre as duas entradas. -Vcc
-Vcc
•
(a)
Resistência de entrada innita.
(b)
Se Ri = 0, então a corrente nas entradas é zero: I+ = I – = 0. 178
179
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.13
Exemplos
ap ã vs. I+
1. Determine a tensão na saída do circuito e a corrente na saída do AO no esquema da gura 7.14.
+ VCC +
Vd
+V
-
Figura 7.14 CC
+
Ve
I-
- VCC
Vs
V2
-
R2
V1
R1
I1
2V
- VCC
Vs 4 k
I2 1 k
Solução:
Ganho de tensão em malha echada
O ganho do circuito vale:
O ganho de tensão em malha echada ( Av) ou com realimentação é calculado por:
A Vf
A Vf =
VS
=
VS Ve
=
1+
R2 R1
=
1+
4k 1k
=
5
Portanto:
Ve
VS = 5 · 2 V = 10 V
Podemos admitir que: Outra orma de resolver é pela análise do circuito, considerando que o AO é ideal. •
Como a tensão em R1 é igual à tensão de entrada, as duas entradas estão curto-circuito:
Figura 7.15
+V
CC
+
Ve = V1 = R1 · I1 2V
Vs
- VCC
A resistência de entrada innita está com valor innito, pois I1 = I2, portanto:
•
4k
VS = (R1 · I1 + R2 · I2)
2V
1k
Substituindo essas duas condições na e xpressão anterior, temos:
(a) + VCC
A Vf
=
VS Ve
=
R1 ⋅I 1 + R2I2 R1.I1
=
(R1 + R2 ) ⋅ I1 R1.I1
=
R1 + R2 R1
=
1+
R2 R1
+V
CC
+
+
2V
Vs - VCC
2V
Como I+ é zero, a impedância de entrada desse circuito é innita (na prática, como I+ não é zero, e sim da ordem de nA, a impedância é da ordem de centenas de MΩ). Essa conguração, por causa de sua alta resistência de entrada, é muito utilizada em circuitos em que se deseja obter sinal de sensores. 180
2V
1k
I2 I1
(b)
Vs
- VCC
4k
4k
2V
1k
V2
I2
I1
(c)
181
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.13
Exemplos
ap ã vs. I+
1. Determine a tensão na saída do circuito e a corrente na saída do AO no esquema da gura 7.14.
+ VCC +
Vd
+V
-
Figura 7.14 CC
+
Ve
I-
- VCC
Vs
V2
-
R2
V1
R1
2V
- VCC
I1
Vs 4 k
I2 1 k
Solução:
Ganho de tensão em malha echada
O ganho do circuito vale:
O ganho de tensão em malha echada ( Av) ou com realimentação é calculado por:
A Vf
A Vf =
VS
=
VS Ve
=
1+
R2 R1
1+
=
4k 1k
=
5
Portanto:
Ve
VS = 5 · 2 V = 10 V
Podemos admitir que: Outra orma de resolver é pela análise do circuito, considerando que o AO é ideal. •
Como a tensão em R1 é igual à tensão de entrada, as duas entradas estão curto-circuito:
Figura 7.15
+V
CC
+
Ve = V1 = R1 · I1 2V
Vs
- VCC
A resistência de entrada innita está com valor innito, pois I1 = I2, portanto:
•
4k
VS = (R1 · I1 + R2 · I2)
2V
1k
Substituindo essas duas condições na e xpressão anterior, temos:
(a) + VCC
A Vf
=
VS Ve
=
R1 ⋅I 1 + R2I2 R1.I1
=
(R1 + R2 ) ⋅ I1 R1.I1
=
R1 + R2 R1
=
1+
R2 R1
+V
CC
+
+
2V
-
Vs
2V
- VCC
Como I+ é zero, a impedância de entrada desse circuito é innita (na prática, como I+ não é zero, e sim da ordem de nA, a impedância é da ordem de centenas de MΩ). Essa conguração, por causa de sua alta resistência de entrada, é muito utilizada em circuitos em que se deseja obter sinal de sensores.
2V
1k
Vs
- VCC
4k
4k
I2
2V
I1
1k
I2
I1
(b)
V2
(c)
180
181
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Podemos admitir que a tensão no resistor de 1 kΩ é igual ao valor de entrada, pois as duas entradas têm o mesmo potencial. Devemos, então, calcular a corrente nesse resistor, que é igual à c orrente no resistor de 4 kΩ. I1
=
2V 1k
A gura 7.17 mostra como os grácos das tensões de entrada e de saída são construídos. Observe que a tensão de saída é dez vezes maior que a de entrada e os valores estão em ase.
= 2 mA = I
2
Figura 7.17
2,0 1,2 0,4
A seguir, calculamos a tensão em R2:
Ve(V)
-0,4 -1,2
V2 = 4 kΩ · 2 mA = 8 V
-2,0
Assim:
10,0 6,0
VS = V1 + V2 = 2 V + 8 V = 10 V
2,0
Vs (V)
Observe que é o mesmo resultado obtido usando a expressão do ganho.
-2,0 -6,0 10,0
2. Construa os grácos das tensões de entrada e de saída do circuito da gura
7.16, considerando que a tensão senoidal de entrada é de 2 V de pico.
Saturação da saída – curva de transerência
Figura 7.16 +V CC +
V
e
-V
2.senw.t(V)
Vs
CC
4 k
1 k
Como vimos, a máxima tensão que se pode obter na saída de u m AO é chamada de tensão de saturação ( Vsat). Esse valor depende do valor d a tensão de alimentação. Na prática, a tensão de saturação é inerior à de alimentação e assimétrica, ou seja, se a alimentação or +12 V/–12 V, a saturação positiva é aproximadamente 11 V e a negativa, –10,5 V. Para acilitar a resolução do exercício a seguir, vamos considerá-las iguais, em módulo, com o mesmo valor da tensão da onte. A curva car acterística de transerência representa a relação entre as variáveis de saída e de entrada de um sistema, isto é, representado gracamente por VS · Ve. No caso de um amplicador, tal relação é dada pelo ganho VS = AVf · Ve, válida dentro da região linear. Exemplo
Dado o circuito d a gura 7.18, desenhe a cu rva de tra nserência, considerando Vsat(+) = +12 V e Vsat(–) = –12 V. Solução:
O circuito tem os mesmos valores do circuito do exemplo 1, portanto o ganho vale 5.
Ve
Vs
-12 V
A saída será: VS = 5 · 2 senωt (V) = 10 senωt (V)
Figura 7.18
+12 V +
4 k
1 k
Isso signica que a saída será uma senoide de 10 V de pico e em ase com a entrada. 182
183
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Podemos admitir que a tensão no resistor de 1 kΩ é igual ao valor de entrada, pois as duas entradas têm o mesmo potencial. Devemos, então, calcular a corrente nesse resistor, que é igual à c orrente no resistor de 4 kΩ. I1
=
2V 1k
A gura 7.17 mostra como os grácos das tensões de entrada e de saída são construídos. Observe que a tensão de saída é dez vezes maior que a de entrada e os valores estão em ase.
= 2 mA = I
2
Figura 7.17
2,0 1,2 0,4
A seguir, calculamos a tensão em R2:
Ve(V)
-0,4 -1,2
V2 = 4 kΩ · 2 mA = 8 V
-2,0
Assim:
10,0 6,0
VS = V1 + V2 = 2 V + 8 V = 10 V
2,0
Vs (V)
Observe que é o mesmo resultado obtido usando a expressão do ganho.
-2,0 -6,0 10,0
2. Construa os grácos das tensões de entrada e de saída do circuito da gura
7.16, considerando que a tensão senoidal de entrada é de 2 V de pico.
Saturação da saída – curva de transerência
Figura 7.16
Como vimos, a máxima tensão que se pode obter na saída de u m AO é chamada de tensão de saturação ( Vsat). Esse valor depende do valor d a tensão de alimentação. Na prática, a tensão de saturação é inerior à de alimentação e assimétrica, ou seja, se a alimentação or +12 V/–12 V, a saturação positiva é aproximadamente 11 V e a negativa, –10,5 V. Para acilitar a resolução do exercício a seguir, vamos considerá-las iguais, em módulo, com o mesmo valor da tensão da onte.
+V CC +
V
e
-V
2.senw.t(V)
Vs
CC
A curva car acterística de transerência representa a relação entre as variáveis de saída e de entrada de um sistema, isto é, representado gracamente por VS · Ve. No caso de um amplicador, tal relação é dada pelo ganho VS = AVf · Ve, válida dentro da região linear.
4 k
1 k
Exemplo
Dado o circuito d a gura 7.18, desenhe a cu rva de tra nserência, considerando Vsat(+) = +12 V e Vsat(–) = –12 V. Solução:
Figura 7.18
+12 V +
O circuito tem os mesmos valores do circuito do exemplo 1, portanto o ganho vale 5.
Ve
Vs
-12 V
A saída será:
4 k
VS = 5 · 2 senωt (V) = 10 senωt (V)
1 k
Isso signica que a saída será uma senoide de 10 V de pico e em ase com a entrada. 182
183
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
O ganho de tensão pode ser obtido pela análise do circuito ou pela expressão do ganho do amplicador não inversor para essa condição.
Solução:
A equação que relaciona a saída com a entrada é: AVf = 1; o ganho é, portanto, igual a 1 (tensão de saída igual à de entrada). VS = 5 · Ve
Ela é válida para qualquer valor de entrada? Não, somente para os da região linear, cujos limites são: Ve(máx) =
VS(máx) A Vf
=
12 V = 2,4 V , 5
Além disso, tal circuito tem outras duas características: a resistência de entrada é altíssima (centenas de megaohms) e a de saída é praticamente nula (décimos de ohms). Em que situações se usa um circuito desse tipo? Basicamente, ele pode ser utilizado como interace entre um circuito com alta resistência de saída e uma carga de valor pequeno ou como reorçador de corrente. Observe o exemplo a seguir.
para valores positivos e negativos, já que a saturação é simétrica.
Deseja-se transerir para a carga de 2 kΩ a maior tensão possível de um gerador de 12 V e resistência i nterna de 10 kΩ. Veja o que acontece se o gerador or lig ado diretamente à carga (gura 7.21).
Portanto, para a primeira equação, temos:
A tensão na carga (VL) será:
VS = 5 · Ve, para Ve ≤ 2,4V e Ve ≥ -2,4 V
VL
2k =
10 k
+
2k
⋅ 12
V
=
2V
Gracamente: Figura 7.21 Figura 7.19
(a)
Vs(V)
12 V
10 k
VG
6V
RL
2 k
12 V
-1 V
1V
-2 V
) G g à g b) buer z g g.
RG
VL
Ve(V) 2V
-6 V +V
-12 V
(b)
RG 10 k
Buer ou seguidor de tensão
VG
O circuito buer ou seguidor de tensão é um amplicador não inversor em uma condição especial, R2 = 0 e R1 = infnito, como mostra a gur a 7.20. Figura 7.20
12 V
CC
+ -V 12 V
CC
RL
VL = 12 V
2 k
+V
Sg sã.
CC
+
Ve
-V
CC
Vs
Como o buer tem resistência de entrada muito alta, a tensão na entrada não inversora é 12 V (lembre que a corrente através do 10 kΩ é nula). Uma vez que as duas entradas têm o mesmo potencial e a entrada inversora está ligada à saída, a tensão de saída será de 12 V. Agora, vejamos um exemplo de aplicação do buer como reorçador de corrente. Uma carga consome 20 mA, alimentada pelo terminal de saída de um micro-
184
185
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
O ganho de tensão pode ser obtido pela análise do circuito ou pela expressão do ganho do amplicador não inversor para essa condição.
Solução:
A equação que relaciona a saída com a entrada é: AVf = 1; o ganho é, portanto, igual a 1 (tensão de saída igual à de entrada). VS = 5 · Ve
Ela é válida para qualquer valor de entrada? Não, somente para os da região linear, cujos limites são: Ve(máx) =
VS(máx)
=
A Vf
12 V = 2,4 V , 5
Além disso, tal circuito tem outras duas características: a resistência de entrada é altíssima (centenas de megaohms) e a de saída é praticamente nula (décimos de ohms). Em que situações se usa um circuito desse tipo? Basicamente, ele pode ser utilizado como interace entre um circuito com alta resistência de saída e uma carga de valor pequeno ou como reorçador de corrente. Observe o exemplo a seguir.
para valores positivos e negativos, já que a saturação é simétrica.
Deseja-se transerir para a carga de 2 kΩ a maior tensão possível de um gerador de 12 V e resistência i nterna de 10 kΩ. Veja o que acontece se o gerador or lig ado diretamente à carga (gura 7.21).
Portanto, para a primeira equação, temos:
A tensão na carga (VL) será:
VS = 5 · Ve, para Ve ≤ 2,4V e Ve ≥ -2,4 V
VL
2k =
10 k
+
2k
⋅ 12
V
=
2V
Gracamente: Figura 7.21 Figura 7.19
(a)
Vs(V)
12 V
10 k
VG
6V
RL
2 k
12 V
-1 V
VL
Ve(V)
1V
-2 V
) G g à g b) buer z g g.
RG
2V
-6 V +V
-12 V
(b)
10 k
Buer ou seguidor de tensão
+ -V
VG
12 V
O circuito buer ou seguidor de tensão é um amplicador não inversor em uma condição especial, R2 = 0 e R1 = infnito, como mostra a gur a 7.20. Figura 7.20
CC
-
RG
RL
CC
VL = 12 V
2 k
12 V
+V
Sg sã.
CC
+
Ve
Vs
-V
CC
Como o buer tem resistência de entrada muito alta, a tensão na entrada não inversora é 12 V (lembre que a corrente através do 10 kΩ é nula). Uma vez que as duas entradas têm o mesmo potencial e a entrada inversora está ligada à saída, a tensão de saída será de 12 V. Agora, vejamos um exemplo de aplicação do buer como reorçador de corrente. Uma carga consome 20 mA, alimentada pelo terminal de saída de um micro-
184
185
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.22 Buer ç
.
controlador, que ornece a corrente máxima de 1 m A. Está claro que a carga não pode ser ligada direta mente à saída do microcontrolador. O que devemos azer? Inserir um buer entre a carg a e a saída do microcontrolador (gura 7.22).
A expressão mostra que o ganho é estável, ou seja, não depende do AO, mas apenas da relação entre as resistências R2 e R1. O sinal negativo signica que a tensão de saída está deasada de 180° em relação à de entrada. A resistência de entrada desse circuito é R1, por causa do terra virtual na entrada inversora, isto é, a onte de sinal Ve enxerga a resistência R1 ligada entre seus terminais. Exemplos
+V
CC
Microcontrolador
IL = 20mA
-
IL = 20mA
1. Qual a indicação do voltímetro na gu ra 7.24?
Imáx = 1mA
Microcontrolador
+
Imáx = 1m A
- VCC
carga
Figura 7.24
carga R2
4 k7
(a)
(b) R1
+V CC
1 k
DCV
+
1,5 V
Nessa conguração, a corrente é ornecida à carga pelo buer e não pelo microcontrolador.
Vs
-V CC
Amplicador inversor O amplicador inversor (gura 7.23) tem realimentação negativa como o não inversor, porém o sinal a ser amplicado é aplicado na entrada inversora.
Solução:
O ganho do circuito vale: Figura 7.23 ap vs.
A Vf
R2 I2
+V
R1
CC
I1
Vs
Vd = 0
−
1k
=
4,7
−
Isso signica um valor de tensão de saída 4,7 vezes maior que a de entrada e deasada de 180°; portanto, a saída vale – 4,7 V. 2. Determine, na gura 7.25, a intensidade e o sentido da corrente na saída do AO.
+
Ve
4k7 =
-V
Figura 7.25
CC
5 k
+V
1 k
CC
-
A obtenção da expressão do ganho ( VS/V E) é eita considerando resistência de entrada e ganho em malha aberta innitos:
2V
Vs
+
500 Ω -V
CC
A Vf
186
=
VS Ve
=
−
R2 R1
187
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.22 Buer ç
.
controlador, que ornece a corrente máxima de 1 m A. Está claro que a carga não pode ser ligada direta mente à saída do microcontrolador. O que devemos azer? Inserir um buer entre a carg a e a saída do microcontrolador (gura 7.22).
A expressão mostra que o ganho é estável, ou seja, não depende do AO, mas apenas da relação entre as resistências R2 e R1. O sinal negativo signica que a tensão de saída está deasada de 180° em relação à de entrada. A resistência de entrada desse circuito é R1, por causa do terra virtual na entrada inversora, isto é, a onte de sinal Ve enxerga a resistência R1 ligada entre seus terminais. Exemplos
+V
CC
Microcontrolador
IL = 20mA
-
IL = 20mA
1. Qual a indicação do voltímetro na gu ra 7.24?
Imáx = 1mA
Microcontrolador
+
Imáx = 1m A
- VCC
carga
Figura 7.24
carga R2
4 k7
(a)
(b) R1
+V CC
1 k
DCV
+
1,5 V
Nessa conguração, a corrente é ornecida à carga pelo buer e não pelo microcontrolador.
Vs
-V CC
Amplicador inversor O amplicador inversor (gura 7.23) tem realimentação negativa como o não inversor, porém o sinal a ser amplicado é aplicado na entrada inversora.
Solução:
O ganho do circuito vale: Figura 7.23 ap vs.
A Vf
R2 I2
+V
R1
CC
I1
Vs
Vd = 0
4k7 =
−
1k
=
4,7
−
Isso signica um valor de tensão de saída 4,7 vezes maior que a de entrada e deasada de 180°; portanto, a saída vale – 4,7 V. 2. Determine, na gura 7.25, a intensidade e o sentido da corrente na saída do AO.
+ -V
Ve
Figura 7.25
CC
5 k
+V
1 k
CC
-
A obtenção da expressão do ganho ( VS/V E) é eita considerando resistência de entrada e ganho em malha aberta innitos:
Vs
+
2V
500 Ω -V
CC
A Vf
=
VS Ve
=
−
R2 R1
186
187
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Solução:
Solução:
O ganho do circuito é:
Em um amplicador operacional, todas as correntes e a tensão invertem de sentido na saída. Portanto, a corrente na saída do amplicador operacional valerá 21 mA, entrando; se convencionarmos que saindo é positivo, entrando será negativo.
A Vf
=
−
R2 R1
5k =
−
=
1k
5
−
4. Considerando que a entrada é senoidal, qual a máxima amplitude que pode
Como a tensão de entrada vale Ve = –2 V, a tensão de saída é:
ter a tensão de entrada no circuito da gura 7.27 para que a saída não sature, distorcendo a senoide de saída?
VS = (–5) · (–2 V) = 10 V
Figura 7.27
Figura 7.26 +V
CC
-
5 k
5 k
VS1 AO1
I2
+
+V
1 k
Ve
CC
I
-
AO
2V
-
Vs
I1
4 k
+ +
10 V
Vs
500 Ω -V CC
1 k
IL
CC
AO2 +
500 Ω
-V
+V CC
1 k
-V CC
--
Agora vamos calcular as correntes no circuito: I1
=
2V 1k
= 2 mA = I (lembre que as duas entradas estão ligadas virt ualmente). 2
Solução:
O circuito da gur a 7.27 é constituído de dois amplicadores ligados em cascata: o primeiro estágio é um amplicador não inversor de ganho 5 e o segundo, um amplicador inversor de ganho –5. O ganho total é o produto dos ganhos individuais, isto é:
A corrente na carga vale: IL
=
10 V 0,5 k
= 20 mA
A VT
=
VS Ve
=
VS VS1
⋅
VS1 Ve
=
( 5) 5 −
⋅
=
25
−
Quando a saída or a máxima possível, a entrada será a máxima permitida, isto é: Como na saída do AO existe um nó, aplicando a primeira lei de Kirchhof, pode-se determinar a corrente na saída do AO (que está ornecendo corrente): I AO = I2 + IL = 1 mA + 20 mA = 21 mA
3. O que acontece com a corrente na saída do AO da questão anterior se or invertida a polaridade da tensão de entrada ( Ve = 2 V)?
188
Ve(máx) =
VS(máx) A VT
=
10 V = 0, 4 V 25
A gura 7.28 mostra as três ormas de onda na condição-limite, ou seja, Ve = 0,4 · senω t (V). 189
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Solução:
Solução:
O ganho do circuito é:
Em um amplicador operacional, todas as correntes e a tensão invertem de sentido na saída. Portanto, a corrente na saída do amplicador operacional valerá 21 mA, entrando; se convencionarmos que saindo é positivo, entrando será negativo.
A Vf
=
−
R2
5k =
R1
−
=
1k
5
−
4. Considerando que a entrada é senoidal, qual a máxima amplitude que pode
Como a tensão de entrada vale Ve = –2 V, a tensão de saída é:
ter a tensão de entrada no circuito da gura 7.27 para que a saída não sature, distorcendo a senoide de saída?
VS = (–5) · (–2 V) = 10 V
Figura 7.27
Figura 7.26 +V
CC
-
5 k
5 k
VS1 AO1
I2
+
+V
1 k
Ve
CC
I
-
AO
-
Vs
I1
+V CC
1 k
-V CC
4 k
AO2
+
2V
+
10 V
500 Ω
500 Ω
-V
-V CC
1 k
IL
CC
Vs
+
--
Agora vamos calcular as correntes no circuito: I1
2V
=
1k
Solução:
= 2 mA = I (lembre que as duas entradas estão ligadas virt ualmente). 2
O circuito da gur a 7.27 é constituído de dois amplicadores ligados em cascata: o primeiro estágio é um amplicador não inversor de ganho 5 e o segundo, um amplicador inversor de ganho –5. O ganho total é o produto dos ganhos individuais, isto é:
A corrente na carga vale: IL
=
10 V 0,5 k
A VT
= 20 mA
=
VS Ve
=
VS VS1
⋅
VS1 Ve
=
( 5) 5 −
⋅
25
=
−
Quando a saída or a máxima possível, a entrada será a máxima permitida, isto é: Como na saída do AO existe um nó, aplicando a primeira lei de Kirchhof, pode-se determinar a corrente na saída do AO (que está ornecendo corrente):
Ve(máx) =
I AO = I2 + IL = 1 mA + 20 mA = 21 mA
3. O que acontece com a corrente na saída do AO da questão anterior se or invertida a polaridade da tensão de entrada ( Ve = 2 V)?
VS(máx) A VT
=
10 V = 0, 4 V 25
A gura 7.28 mostra as três ormas de onda na condição-limite, ou seja, Ve = 0,4 · senω t (V).
188
189
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.28
Figura 7.29 ) c ss sí ao b) sí ç .
400 200 +18 V
Ve(mV)
0
+
t(s)
-200
202 mA
Vs
741
-400
200mA
2V
2
-18 V
50 Ω
2 mA 4 k
1
VS1 (V)
0
t(s)
-1
1 k
-2
(a) 10 5
VS(V)
0
t(s)
-5
+18 V
+18 V +
-10
10,7 V 741
0,7 V
2V
-18 V
Saída de potência
4 k
Vs = 10 V
A máxima corrente na saída (entrando ou saindo) de um AO é da ordem de mA (por exemplo, para o LM741, é de 25 mA). Como vimos, caso seja necessário alimentar uma carga com uma corrente maior, é preciso colocar entre o AO e a carga um transistor de potência na conguração coletor (buer ). No circuito da gura 7.29a, a corrente na saída do AO é de 202 mA (veja o exemplo 2 desta seção), valor que o circuito integrado não tem condições de ornecer (no caso do LM741, quando a corrente ultrapassar aproximadamente 25 mA, a saída vai a zero enquanto permanecer a condição de corrente elevada). A solução é colocar um transistor de potência entre a carga e o AO, conorme ilustrado na gura 7.29b.
200 mA
1 k
50 Ω
(b)
O circuito da g ura 7.30 permite que a entrada seja alternada. TR1 conduz no semiciclo positivo do sinal de entrada e TR2, no semiciclo negativo. Figura 7.30
omando o exemplo da gura 7.29b, vamos considerar que o tr ansistor utilizado apresenta b = 100 e calcular os valores de corrente do AO. Como a tensão no resistor de 1 kΩ vale 2 V (os dois terminais têm mesmo potencial), a corrente é de 2 mA. Esse valor é o mesmo no resistor de 4 kΩ, no qual, portanto, a tensão vale 8 V. A tensão na carga é a soma das duas tensões; logo, 2 + 8 = 10 V. Sabendo que a corrente na carga de 50 Ω é de 10 V, podemos determinar a corrente na carga: =
10 V 50 Ω
ap vs ss B.
5 k +12 V
+12 V
2 k
TR1
-
IL
2 mA
+
=
0, 2 A
=
200 mA
= IE = IC
Ve
Vs
+ -12 V
TR2
A corrente de base é igual à corrente na saída do AO, portanto:
RL 50
-12 V
I AO
190
= IB =
IC
β
=
200 mA 100
= 2 mA , que é um valor c ompatível com o AO.
191
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.28
Figura 7.29 ) c ss sí ao b) sí ç .
400 200 +18 V
Ve(mV)
0
+
t(s)
-200
202 mA
Vs
741
-400
200mA
2V
2
-18 V
50 Ω
2 mA 4 k
1
VS1 (V)
0
t(s)
-1
1 k
-2
(a) 10 5
VS(V)
0
t(s)
-5
+18 V
+18 V +
-10
10,7 V 741
0,7 V
2V
-18 V
Saída de potência
4 k
2 mA Vs = 10 V
A máxima corrente na saída (entrando ou saindo) de um AO é da ordem de mA (por exemplo, para o LM741, é de 25 mA). Como vimos, caso seja necessário alimentar uma carga com uma corrente maior, é preciso colocar entre o AO e a carga um transistor de potência na conguração coletor (buer ). No circuito da gura 7.29a, a corrente na saída do AO é de 202 mA (veja o exemplo 2 desta seção), valor que o circuito integrado não tem condições de ornecer (no caso do LM741, quando a corrente ultrapassar aproximadamente 25 mA, a saída vai a zero enquanto permanecer a condição de corrente elevada). A solução é colocar um transistor de potência entre a carga e o AO, conorme ilustrado na gura 7.29b.
200 mA
1 k
50 Ω
(b)
O circuito da g ura 7.30 permite que a entrada seja alternada. TR1 conduz no semiciclo positivo do sinal de entrada e TR2, no semiciclo negativo. Figura 7.30
omando o exemplo da gura 7.29b, vamos considerar que o tr ansistor utilizado apresenta b = 100 e calcular os valores de corrente do AO. Como a tensão no resistor de 1 kΩ vale 2 V (os dois terminais têm mesmo potencial), a corrente é de 2 mA. Esse valor é o mesmo no resistor de 4 kΩ, no qual, portanto, a tensão vale 8 V. A tensão na carga é a soma das duas tensões; logo, 2 + 8 = 10 V. Sabendo que a corrente na carga de 50 Ω é de 10 V, podemos determinar a corrente na carga:
ap vs ss B.
5 k +12 V
+12 V
2 k
TR1
-
IL
=
10 V 50 Ω
+
=
0, 2 A
=
200 mA
= IE = IC
Ve
Vs
+ -12 V
TR2
RL
A corrente de base é igual à corrente na saída do AO, portanto:
50 -12 V
I AO
= IB =
IC
β
=
200 mA 100
= 2 mA , que é um valor c ompatível com o AO.
190
191
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Tabea 7.2 císs és sé lm741.
7.2.2 Características de um amplicador operacional real Na prática, um AO apresenta limitações técnicas e ísicas que devem ser observadas para que os circuitos uncionem adequadamente. Começaremos mostrando a pinagem e os tipos de encapsulamento mais usados. A gura 7.31 ilustra os dois tipos de encapsulamento mais conhecidos: o O-99 e o DIP-8.
Eectrica Characteristics (Note 5)
Paramater
l
Figura 7.31 epss () to-99 (b) diP 8.
Metal can Package
Input Oset Voltage
NC 8
OFFSET NULL
1
7
V’
INVERTING INPUT
2
3
5
LM741
LM741C Units
Min T A = 25°C RS ≤ 10 kΩ RS ≤ 50 Ω
Typ
Max
0.8
0.3
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX RS ≤ 50 Ω RS ≤ 10 kΩ
Min
Typ
Max
1.0
5.0
4.0
Min
Typ
Max
2.0
6.0
mV mV
7.5
mV mV
6.0
(a)
OUTPUT
6
Average Input Oset Voltage Drit
+ NON-INVERTING INPUT
LM741A
Conditions
OFFSET NULL
4
15
mV/°C
Dual-In-Line or S.O. Package Input Oset Voltage Adjustment Range
OFFSET NULL
1
8
NC
INVERTING INPUT
2
7
V’
NON-INVERTING
3
6
OUTPUT
4
5
OFFSET NULL
Tabea 7.1 ls ás sé lm741.
Input Oset Current
Em um datasheet , obtêm-se os limites máximos e as características elétricas de um AO, como mostram as tabelas 7.1 e 7.2.
Absoute Maximum Ratings If Miitary/Aerospace specifed devices are required, pease contact the Nationa Semiconductor Saes Ofce/ Distributors or avaiabiity and specifcations.
LM741A
LM741
LM741C
±22 V
±22 V
±18 V
500 mW
500 mW
500 mW
Dierential Input Voltage
±30 V
±30 V
±30 V
Input Voltage (Note 4)
±15 V
±15 V
±15 V
Output Short Circuit Duration
Continuous
Continuous
Continuous
Operating Temperature Range
-55°C to + 125°C
-55°C to + 125°C
-0°C to + 70°C
Storage Temperature Range
-65°C to + 150°C
-65°C to + 150°C
-65°C to + 150°C
Supply Voltage Power Dissipation (Note 3)
192
±10
±15
±15
mV
(b)
INPUT
V’
T A = 25°C, VS = ±20 V
3.0
T A = 25°C T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX
Average Input Oset Current Drit Input Bias Current
Input Resistence
Input Voltage Range
Large Signal Voltage Gain
30
20
200
70
85
500
20
200
nA
300
nA
0.5
30
T A = 25°C
nA/°C
80
80
0.210
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX T A = 25°C, VS = ±20 V
1.0
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX , VS = ±20 V
0.5
6.0
500
80
1.5 0.3
2.0
0.8 0.3
2.0
nA
mA MΩ MΩ
±12
T A = 25°C T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX
500
±12
±13 200
T A = 25°C, RL ≥ 2 kΩ VS = ±20 V, VO = ±15 V VS = ±15 V, VO = ±10 V
50
50
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX , RL ≥ 2 kΩ, VS = ±20 V, VO = ±15 V VS = ±15 V, VO = ±10 V VS = ±5 V, VO = ±2 V
35 10
25
±13
V V
20
15
200
V/mV V/mV
V/mV V/mV V/mV
193
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Tabea 7.2 císs és sé lm741.
7.2.2 Características de um amplicador operacional real Na prática, um AO apresenta limitações técnicas e ísicas que devem ser observadas para que os circuitos uncionem adequadamente. Começaremos mostrando a pinagem e os tipos de encapsulamento mais usados. A gura 7.31 ilustra os dois tipos de encapsulamento mais conhecidos: o O-99 e o DIP-8.
Eectrica Characteristics (Note 5)
Paramater
epss () to-99 (b) diP 8.
Metal can Package
T A = 25°C RS ≤ 10 kΩ RS ≤ 50 Ω
Input Oset Voltage
NC OFFSET NULL
1
7
V’
INVERTING INPUT
2
3
5
0.8
0.3
Min
LM741C
Typ
Max
1.0
5.0
4.0
Average Input Oset Voltage Drit
+ NON-INVERTING INPUT
Max
Min
Typ
Max
2.0
6.0
mV mV
7.5
mV mV
6.0
(a)
OUTPUT
6
Typ
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX RS ≤ 50 Ω RS ≤ 10 kΩ
8
LM741
Units Min
l
Figura 7.31
LM741A
Conditions
OFFSET NULL
4
15
mV/°C
Dual-In-Line or S.O. Package Input Oset Voltage Adjustment Range
OFFSET NULL
1
8
NC
INVERTING INPUT
2
7
V’
NON-INVERTING
3
6
OUTPUT
4
5
OFFSET NULL
Tabea 7.1 ls ás sé lm741.
Absoute Maximum Ratings If Miitary/Aerospace specifed devices are required, pease contact the Nationa Semiconductor Saes Ofce/ Distributors or avaiabiity and specifcations.
LM741
LM741C
±22 V
±22 V
±18 V
500 mW
500 mW
500 mW
Dierential Input Voltage
±30 V
±30 V
±30 V
Input Voltage (Note 4)
±15 V
±15 V
±15 V
Output Short Circuit Duration
Continuous
Continuous
Continuous
Operating Temperature Range
-55°C to + 125°C
-55°C to + 125°C
-0°C to + 70°C
Storage Temperature Range
-65°C to + 150°C
-65°C to + 150°C
-65°C to + 150°C
Power Dissipation (Note 3)
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX
Average Input Oset Current Drit
±15
mV
30
20
200
70
85
500
20
200
nA
300
nA
0.5
30
T A = 25°C
Input Bias Current
nA/°C
80
80
500
0.210
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX
Input Resistence
LM741A
3.0
T A = 25°C
Input Oset Current
Em um datasheet , obtêm-se os limites máximos e as características elétricas de um AO, como mostram as tabelas 7.1 e 7.2.
Supply Voltage
±15
(b)
INPUT
V’
±10
T A = 25°C, VS = ±20 V
T A = 25°C, VS = ±20 V
1.0
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX , VS = ±20 V
0.5
6.0
1.5 0.3
2.0
0.3
nA
0.8
mA
2.0
±12
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX
Large Signal Voltage Gain
500
MΩ MΩ
T A = 25°C
Input Voltage Range
80
±12
±13 200
T A = 25°C, RL ≥ 2 kΩ VS = ±20 V, VO = ±15 V VS = ±15 V, VO = ±10 V
50
50
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX , RL ≥ 2 kΩ, VS = ±20 V, VO = ±15 V VS = ±15 V, VO = ±10 V VS = ±5 V, VO = ±2 V
35 10
25
±13
V V
20
V/mV V/mV
200
V/mV V/mV V/mV
15
192
193
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Tabea 7.2 císs és sé lm741. Eectrica Characteristics (Note 5)
Paramater
Output Voltage Swing
LM741A
Conditions
LM741
LM741C Units
Min VS = ±20 V RL ≥ 10 kΩ RL ≥ 2 kΩ
Typ
Max
Min
Typ
Max
Min
Typ
±16 ±15
V V
VS = ±15 V RL ≥ 10 kΩ RL ≥ 2 kΩ
±12 ±10
Output Short Circuit Current
T A = 25°C T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX
10 10
25
CommonMode Rejection Ratio
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX RS ≤ 10 kΩ,VCM = ±12 V RS ≤ 50 kΩ,VCM = ±12 V
80
95
Supply Voltage Rejection Ratio
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX , VS = ±20 V to VS = ±5 V RS ≤ 50 kΩ RS ≤ 10 kΩ,
Transient Response Rise Time Overshoot
T A = 25°C, Unity Gain
Bandwidth (Note 6)
T A = 25°C
Slew Rate
T A = 25°C, Unity Gain
Max
35 40
±14 ±13
±12 ±10
25
70
90
70
±14 ±13
V V
25
mA mA
90
dB dB
Qual o signicado de tudo isso? Observe a escala de ganho e considere 10 e 100 e a marca entre eles. Qual o valor correspondente a essa marca? Lembre que a escala é não linear. Para encontrarmos o valor que corresponde à marca entre 10 e 100, devemos determinar o valor em dB. C omo a escala em decibéis é linear, podemos azer uma interpolação linear, isto é, 100 corresponde a 40 dB; logo, 10 corresponde a 20 dB e a marca entre 20 e 40 dB, a 30 dB. O valor da relação entre VS e Ve pode, então, ser determinado: 30 dB
=
20 log( ⋅
É ácil determinar a marca entre 10 e 100 em uma calculadora cientíca. Faça a seguinte operação: digite 1,5 e clique em 10X; o valor resultante será 31,6. Portanto, a marca entre 10 e 100 vale 31,6.
20.log(Vs /Ve) (dB)
Vs /Ve
86
96
0.25 6.0
0.437
1.5
0.3
0.7
77
0.8 20
96
0.3 5
77
96
0.3 5
dB dB
0.5
0.5
5 10
100
4 10
80
3 10
60
2 10
40
10
20
1
0
ms %
MHz
V/ms
VS V ) ⇒ log( S ) = 1, 5 Ve Ve
Curva em malha aberta Inclinação:-20dB/decada
curva em malha fechada
1
10
100
1k
10k
100k
1M
aproximação por trecho de retas curva real
Ganho de tensão e largura de aixa Esses dois parâmetros estão interligados, como veremos a seguir. No caso ideal, o ganho de tensão e a largura de aixa são innitos. Na prática, o ganho varia com a requência e a temperatura. A gura 7.32 apresenta um exemplo de curva de resposta em requência de um amplicador operacional de ganho em malha aberta 100 000. Note que a escala de requência utilizada no gráco é logarítmica, possibilitando que sejam representados valores distantes, como 1 Hz e 1 MHz. O eixo vert ical, em que está indicado o g anho, pode apresentar o valor em logaritmo ou em decibéis. Se o ganho é dado pela relação entre a tensão de saída e a de entrada ( VS/ VE), a escala é logarítmica, com valores de 1 a 100 000. Na escala em decibéis, que é linear, os limites são 0 dB e 100 dB. 194
Figura 7.32 Um parâmetro que aparece como requência de ganho unitário ( f U) ou bandwidth.
cv sps qê h b h h.
Slew rate Slew rate (SR) é a taxa de variação da tensão de saída de acordo com o tempo
em resposta a um degrau de tensão na entrada. Para entender essa denição, observe a gura 7.33, em que um pulso é aplicado na entrada de um seguidor de tensão. 195
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Tabea 7.2 císs és sé lm741. Eectrica Characteristics (Note 5)
Paramater
LM741A
Conditions VS = ±20 V RL ≥ 10 kΩ RL ≥ 2 kΩ
Output Voltage Swing
LM741
LM741C Units
Min
Typ
Max
Min
Typ
Max
Min
Typ
Max
±16 ±15
V V
VS = ±15 V RL ≥ 10 kΩ RL ≥ 2 kΩ
±12 ±10
Output Short Circuit Current
T A = 25°C T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX
10 10
25
CommonMode Rejection Ratio
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX RS ≤ 10 kΩ,VCM = ±12 V RS ≤ 50 kΩ,VCM = ±12 V
80
95
Supply Voltage Rejection Ratio
T AMIN ≤ T A ≤ T AMAX , VS = ±20 V to VS = ±5 V RS ≤ 50 kΩ RS ≤ 10 kΩ,
Transient Response Rise Time Overshoot
T A = 25°C, Unity Gain
Bandwidth (Note 6)
T A = 25°C
Slew Rate
T A = 25°C, Unity Gain
35 40
±14 ±13
±12 ±10
25
70
90
70
±14 ±13
V V
25
mA mA
90
dB dB
Qual o signicado de tudo isso? Observe a escala de ganho e considere 10 e 100 e a marca entre eles. Qual o valor correspondente a essa marca? Lembre que a escala é não linear. Para encontrarmos o valor que corresponde à marca entre 10 e 100, devemos determinar o valor em dB. C omo a escala em decibéis é linear, podemos azer uma interpolação linear, isto é, 100 corresponde a 40 dB; logo, 10 corresponde a 20 dB e a marca entre 20 e 40 dB, a 30 dB. O valor da relação entre VS e Ve pode, então, ser determinado: 30 dB
20 log(
=
⋅
É ácil determinar a marca entre 10 e 100 em uma calculadora cientíca. Faça a seguinte operação: digite 1,5 e clique em 10X; o valor resultante será 31,6. Portanto, a marca entre 10 e 100 vale 31,6.
20.log(V /V ) (dB) s e
V /V s e
86
96
77
0.25 6.0
0.437
1.5
0.3
0.7
0.8 20
96
77
0.3 5
dB dB
96
0.3 5
5 10
100
4 10
80
3 10
60
2 10
40
10
20
1
0
ms %
MHz
0.5
0.5
VS V ) ⇒ log( S ) = 1, 5 Ve Ve
V/ms
Curva em malha aberta Inclinação:-20dB/decada
curva em malha fechada
1
10
100
1k
10k
100k
1M
aproximação por trecho de retas curva real
Ganho de tensão e largura de aixa Esses dois parâmetros estão interligados, como veremos a seguir. No caso ideal, o ganho de tensão e a largura de aixa são innitos. Na prática, o ganho varia com a requência e a temperatura. A gura 7.32 apresenta um exemplo de curva de resposta em requência de um amplicador operacional de ganho em malha aberta 100 000. Note que a escala de requência utilizada no gráco é logarítmica, possibilitando que sejam representados valores distantes, como 1 Hz e 1 MHz. O eixo vert ical, em que está indicado o g anho, pode apresentar o valor em logaritmo ou em decibéis. Se o ganho é dado pela relação entre a tensão de saída e a de entrada ( VS/ VE), a escala é logarítmica, com valores de 1 a 100 000. Na escala em decibéis, que é linear, os limites são 0 dB e 100 dB.
Figura 7.32 Um parâmetro que aparece como requência de ganho unitário ( f U) ou bandwidth.
cv sps qê h b h h.
Slew rate Slew rate (SR) é a taxa de variação da tensão de saída de acordo com o tempo
em resposta a um degrau de tensão na entrada. Para entender essa denição, observe a gura 7.33, em que um pulso é aplicado na entrada de um seguidor de tensão.
194
195
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
7.2.3 Erros de oset
+ V CC 5 s
-
15 s
5V
5V
Em razão dos descasamentos no primeiro estágio dierencial, quando as entradas são nulas, surge na saída uma tensão CC (positiva ou negativa). Em alguns circuitos, como amplicadores de áudio, basta colocar um capacitor de acoplamento que esse problema é eliminado. No entanto, quando se deseja amplicar pequenas tensões contínuas, como as obtidas em alguns sensores, é importante eetuar o ajuste de oset . As principais causas dos erros de oset são apresentadas a seguir.
+
Vs -V CC
Ve
0
Tensão de oset de entrada 0
A tensão de oset de entrada ( Vio) é gerada no primeiro estágio do AO (gura 7.34). Ela pode ser c alculada por Vio = VBE2 – VBE1, em que VBE2 e VBE1 são os valores de tensão base-emissor dos transistores do primeiro par dierencial. No datasheet apresentado no quadro 7.2, podemos encontrar o valor de tensão oset de 2 mV. Figura 7.34
Figura 7.33 rsps sg sã ps .
+V
A taxa de variação ou slew rate da tensão na saída do AO é determinada pela relação: SR
=
∆V ∆t
=
5V 5
µs
+V
CC
-
CC
-
Vs = 0
+
= 1 V/ms
A d istorção decorrente do slew rate será tanto maior quanto maior or a requência e/ou a amplitude do sinal. Para que um sinal de saída senoidal não seja distorcido, é necessário que o AO tenha slew rate maior que 2 · p · f · Vmáx, em que f é a requência do sinal e Vmáx seu valor de pico.
+ -V CC
(a)
Isso signica que a tensão de saída não pode ser mais rápida que 1 V/µs. Caso contrário, a saída não responderá, resultando em um sinal com distorção.
Vs = 0
Vio
) tsã oset sí sã oset b) çã sã oset sí.
-V
CC
(b)
Corrente de polarização de entrada
A corrente de polarização de entrada (IP) é denida como o valor médio das duas correntes de entrada, ou seja:
Exemplo
Suponha um amplicador que amplica um sinal de até 20 kHz. Determine a amplitude máxima do sinal de entrada para que o sinal de saída não tenha distorção. Considere um AO com SR = 0,5 V/ms. Solução:
Para não haver distorção, SR > 2 · p · 20 · 103 · Vmáx ou Vmáx <
196
0, 5 ⋅ 105 = 4V . 2 ⋅ p ⋅ 20 ⋅ 103
IP
=
IB1
+
IB 2
2
Ela pode ampliar a tensão aplicada na entrada inversora, pois, ao passar pela resistência equivalente que existe nessa entrada, desenvolve uma tensão em relação à entrada aterrada, ampliando a dierença de tensão. Para eliminar ou minimizar tal problema, é colocada na outra entrada uma resistência de valor igual ao da resistência equivalente, cujo valor é igual a R = R1//R2 (gura 7.35). Na prática, a colocação da resistência na entrada não inversora não elimina totalmente a tensão de oset na saída; a correção deve ser eetuada por meio de circuitos adequados. 197
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
7.2.3 Erros de oset
+ V CC 5 s
-
15 s
5V
5V
Em razão dos descasamentos no primeiro estágio dierencial, quando as entradas são nulas, surge na saída uma tensão CC (positiva ou negativa). Em alguns circuitos, como amplicadores de áudio, basta colocar um capacitor de acoplamento que esse problema é eliminado. No entanto, quando se deseja amplicar pequenas tensões contínuas, como as obtidas em alguns sensores, é importante eetuar o ajuste de oset . As principais causas dos erros de oset são apresentadas a seguir.
+
Vs
Tensão de oset de entrada
-V CC
0
Ve
0
A tensão de oset de entrada ( Vio) é gerada no primeiro estágio do AO (gura 7.34). Ela pode ser c alculada por Vio = VBE2 – VBE1, em que VBE2 e VBE1 são os valores de tensão base-emissor dos transistores do primeiro par dierencial. No datasheet apresentado no quadro 7.2, podemos encontrar o valor de tensão oset de 2 mV. Figura 7.34
Figura 7.33 rsps sg sã ps .
+V
A taxa de variação ou slew rate da tensão na saída do AO é determinada pela relação: SR
=
∆V ∆t
=
5V 5
µs
-
CC
-
Vs = 0
+
= 1 V/ms
Vs = 0
+ -V CC
Vio
-V
CC
(a)
Isso signica que a tensão de saída não pode ser mais rápida que 1 V/µs. Caso contrário, a saída não responderá, resultando em um sinal com distorção. A d istorção decorrente do slew rate será tanto maior quanto maior or a requência e/ou a amplitude do sinal. Para que um sinal de saída senoidal não seja distorcido, é necessário que o AO tenha slew rate maior que 2 · p · f · Vmáx, em que f é a requência do sinal e Vmáx seu valor de pico.
) tsã oset sí sã oset b) çã sã oset sí.
+V
CC
(b)
Corrente de polarização de entrada
A corrente de polarização de entrada (IP) é denida como o valor médio das duas correntes de entrada, ou seja:
Exemplo
Suponha um amplicador que amplica um sinal de até 20 kHz. Determine a amplitude máxima do sinal de entrada para que o sinal de saída não tenha distorção. Considere um AO com SR = 0,5 V/ms.
=
IB1
+
IB 2
2
Ela pode ampliar a tensão aplicada na entrada inversora, pois, ao passar pela resistência equivalente que existe nessa entrada, desenvolve uma tensão em relação à entrada aterrada, ampliando a dierença de tensão. Para eliminar ou minimizar tal problema, é colocada na outra entrada uma resistência de valor igual ao da resistência equivalente, cujo valor é igual a R = R1//R2 (gura 7.35).
Solução:
Para não haver distorção, SR > 2 · p · 20 · 103 · Vmáx ou Vmáx <
IP
Na prática, a colocação da resistência na entrada não inversora não elimina totalmente a tensão de oset na saída; a correção deve ser eetuada por meio de circuitos adequados.
0, 5 ⋅ 105 = 4V . 2 ⋅ p ⋅ 20 ⋅ 103
196
197
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.35 ) e oset s p pzçã V b) çã .
Figura 7.36 +15 V R1
Ve
R2 IB1
R2
+Vcc
+15 V
-
+15 V Vs
100 k
33 k -15 V
V_
100
-15 V
(b) +Vcc
+Vcc DCV
-
3 +
IB2
7
+ Rp = R1 //R2
100
-15 V
(a)
R2
R1 - 100
100 k
+
V+
IB1
R2
+15 V
R1
Ve
3 k
(a)
cs js sã oset sí.
-15 V
+ -Vcc
Vs
-
DCV
IB2
R1
+
6
741
-Vcc
5 2
-
4
1
-Vcc
(b)
10 k
(c)
Corrente de oset de entrada
Dene-se a corrente de oset de entrada (Iio) como a dierença entre as duas correntes de entrada do AO. Segundo o datasheet da tabela 7.2, tipicamente o valor é de 20 nA. A equação que determina esse valor é: Iio = IB2 – IB1.
Curva característica de transerência
Correção da tensão de oset de saída
A curva de tra nserência em malha aberta é o gráco que relaciona a tensão de saída ( VS) com a tensão dierencial de entrada ( Vd = V+ – V –). A gura 7.37 ilustra o gráco de um AO com ganho em malha aberta de 100 000.
Como as correntes de polarização nas entradas não são iguais, a correção do erro de oset na saída é eita aplicando uma pequena tensão CC em uma das entradas. A gura 7.36 mostra três maneiras de az er o ajuste; a da gu ra 7.36c só pode ser realizada se o AO tiver terminais para ajuste de oset .
Figura 7.37 +V
+ Vs(V)
Vd
O circuito da g ura 7.36a é usado quando o sinal é aplicado na entrada inversora. A tensão CC ( V+) utilizada para eetuar o ajuste de oset na saída é obtida do divisor de tensão constituído pelos resistores de 100 kΩ e 100 Ω e pelo potenciômetro de 33 kΩ. A tensão CC pode variar entre +15 mV e –15 mV e é aplicada na entrada não inversora.
cv ís sê.
CC
V+
-
V-
Vs -V
10
CC
-0,1
O circuito da gura 7.36b é usado quando se aplica o sinal na entrada não inversora. Portanto, a tensão CC de correção é aplicada na entrada inversora, podendo variar entre +15 mV e –15 mV. Se as duas entradas orem utilizadas para aplicar o sinal, é necessário que o AO tenha terminais adequados para azer o ajuste de oset . Para o modelo LM741, o ajuste é realizado com um milivoltímetro conectado na saída até obter Ve = 0, o que é eito por meio do potenciômetro. 198
0,1
Vd(V + - V-) (mV)
-10
199
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.35
Figura 7.36
) e oset s p pzçã V b) çã .
+15 V R1
Ve
R2 IB1
R2
+Vcc
-
+15 V Vs
100 k V+
33 k -15 V
V_
100
-15 V
100
-15 V
(a)
R2
R1 - 100
100 k
+
3 k
(a)
R2
+15 V
R1
Ve
+15 V
-Vcc
(b) +Vcc
+Vcc DCV
-
3 +
IB2
7
+
6
741
-Vcc
Rp = R1 //R2
cs js sã oset sí.
-15 V
+
IB1
Vs
-
DCV
IB2
R1
+
5 2
-
4
1
-Vcc
(b)
10 k
(c)
Corrente de oset de entrada
Dene-se a corrente de oset de entrada (Iio) como a dierença entre as duas correntes de entrada do AO. Segundo o datasheet da tabela 7.2, tipicamente o valor é de 20 nA. A equação que determina esse valor é: Iio = IB2 – IB1.
Curva característica de transerência
Correção da tensão de oset de saída
A curva de tra nserência em malha aberta é o gráco que relaciona a tensão de saída ( VS) com a tensão dierencial de entrada ( Vd = V+ – V –). A gura 7.37 ilustra o gráco de um AO com ganho em malha aberta de 100 000.
Como as correntes de polarização nas entradas não são iguais, a correção do erro de oset na saída é eita aplicando uma pequena tensão CC em uma das entradas. A gura 7.36 mostra três maneiras de az er o ajuste; a da gu ra 7.36c só pode ser realizada se o AO tiver terminais para ajuste de oset .
Figura 7.37 +V
cv ís sê.
CC
+ Vs(V)
Vd V+
O circuito da g ura 7.36a é usado quando o sinal é aplicado na entrada inversora. A tensão CC ( V+) utilizada para eetuar o ajuste de oset na saída é obtida do divisor de tensão constituído pelos resistores de 100 kΩ e 100 Ω e pelo potenciômetro de 33 kΩ. A tensão CC pode variar entre +15 mV e –15 mV e é aplicada na entrada não inversora.
-
Vs
10
-V
CC
V-
-0,1
O circuito da gura 7.36b é usado quando se aplica o sinal na entrada não inversora. Portanto, a tensão CC de correção é aplicada na entrada inversora, podendo variar entre +15 mV e –15 mV.
0,1
Se as duas entradas orem utilizadas para aplicar o sinal, é necessário que o AO tenha terminais adequados para azer o ajuste de oset . Para o modelo LM741, o ajuste é realizado com um milivoltímetro conectado na saída até obter Ve = 0, o que é eito por meio do potenciômetro.
Vd(V + - V-) (mV)
-10
198
199
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Observe que a tensão de saída do circuito da g ura 7.38a está relacionada com as tensões de entrada pela expressão:
Razão de rejeição em modo comum (RRMC)
Esse parâmetro inorma a medida da rejeição do sinal em modo comum, isto é, quando as entradas apresentam valores idênticos. RRMC = 20.log
Ad
; A
A C
d
=
VS V2
−
V1
e A
C
=
VS
= −
(
Rf Rf R f ⋅ Ve1 + ⋅ Ve 2 + ⋅ Ve 3 ) R1 R2 R3
VS VC
Porém, se as resistências de entrada orem todas iguais, como ilustrado na gura 7.38b, a expressão passa a ser:
Quanto maior o valor da RRMC, melhor o ganho do AO. O valor ideal para esse parâmetro tende a ser innito. VS
7.2.4 Aplicações lineares
= −
Rf R
( Ve1 + Ve 2 + Ve3 )
Os circuitos aqui apresentados são baseados nos estudados na seção “Amplicadores básicos”.
Note que, nesse caso, a tensão de saída passa a ser proporcional à soma das tensões de entrada.
Amplicador somador inversor
Agora, se todas as resistências orem iguais, como apresentado na gura 7.38c, a expressão da saída é:
Esse circuito é utilizado para somar algebricamente as tensões. Entre suas aplicações estão a conversão de analógico para digital e vice-versa, a construção de misturadores de sinais (mixers ) e sistemas de controle PID (proporcional, integral e derivativo). Derivado do amplicador inversor, ele tem mais de uma entrada. O número de entradas é limitado à máxima corrente de saída. A gura 7.38 mostra um amplicador inversor com três entradas.
VS
= −
( Ve1 + Ve 2
+
Ve 3 )
Nesse caso, a saída será igual à soma das tensões de entrada, ou seja, invertida. O nome operacional vem de certas aplicações como essa, que eetua aplicações matemáticas.
Figura 7.38 ap s vs: ) s s ssês s, b) ssês gs ) s s ssês gs.
Rf
Rf
+V
R1
CC
CC
Ve1
R2 Ve2
R
+ - VCC
R3
1. Determine a tensão de saída ( VS) do circu ito da gura 7.39.
-
Ve1
Exemplos
+V
R
Vs
Ve3
Ve2
+ - VCC
R
Figura 7.39
Vs
If
Ve3
(a)
(b)
I1
+V
1 k
CC
-
R I2
5V +V
R
2 k +
CC
Ve1
R Ve2
1 k
I3
5V
4 k
- VCC
Vs
+ Vs - VCC
R
5V
Ve3
(c)
200
201
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Observe que a tensão de saída do circuito da g ura 7.38a está relacionada com as tensões de entrada pela expressão:
Razão de rejeição em modo comum (RRMC)
Esse parâmetro inorma a medida da rejeição do sinal em modo comum, isto é, quando as entradas apresentam valores idênticos. RRMC = 20.log
Ad
; A
A C
VS
=
d
V2
−
V1
e A
=
C
VS
= −
(
Rf Rf R f ⋅ Ve1 + ⋅ Ve 2 + ⋅ Ve 3 ) R1 R2 R3
VS VC
Porém, se as resistências de entrada orem todas iguais, como ilustrado na gura 7.38b, a expressão passa a ser:
Quanto maior o valor da RRMC, melhor o ganho do AO. O valor ideal para esse parâmetro tende a ser innito. VS
7.2.4 Aplicações lineares
= −
Rf R
( Ve1 + Ve 2 + Ve3 )
Os circuitos aqui apresentados são baseados nos estudados na seção “Amplicadores básicos”.
Note que, nesse caso, a tensão de saída passa a ser proporcional à soma das tensões de entrada.
Amplicador somador inversor
Agora, se todas as resistências orem iguais, como apresentado na gura 7.38c, a expressão da saída é:
Esse circuito é utilizado para somar algebricamente as tensões. Entre suas aplicações estão a conversão de analógico para digital e vice-versa, a construção de misturadores de sinais (mixers ) e sistemas de controle PID (proporcional, integral e derivativo). Derivado do amplicador inversor, ele tem mais de uma entrada. O número de entradas é limitado à máxima corrente de saída. A gura 7.38 mostra um amplicador inversor com três entradas.
VS
= −
( Ve1 + Ve 2
+
Ve 3 )
Nesse caso, a saída será igual à soma das tensões de entrada, ou seja, invertida. O nome operacional vem de certas aplicações como essa, que eetua aplicações matemáticas.
Figura 7.38 ap s vs: ) s s ssês s, b) ssês gs ) s s ssês gs.
Rf
Rf
+V
R1
CC
Ve1
R2 Ve2
R
+ Vs
- VCC
R3
1. Determine a tensão de saída ( VS) do circu ito da gura 7.39.
-
Ve1
Exemplos
+V
R
CC
Ve2
Ve3
+ - VCC
R
Figura 7.39
Vs
If
Ve3
(a)
(b)
I1
1 k
+V
1 k
CC
-
R I2
5V +V
R
2 k +
CC
Ve1
R Ve2
I3
5V
Vs
- VCC
4 k
+ Vs - VCC
R
5V
Ve3
(c)
200
201
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Solução:
Consideremos primeiramente a solução direta que usa a expressão: VS
= −
(
Rf R1
⋅
Ve1 +
Rf R2
⋅
Ve 2 +
R f R3
⋅
Ve3 )
Com os valores obtidos da tensão de acordo com o tempo, é possível representar gracamente essa unção. Outra maneira de representar seria somando ponto a ponto, o que, na prática, é impossível, pois existem innitos pontos (basta considerar alguns deles). Os grácos das entradas e stão representados na gura 7.41. Figura 7.41
em que Rf = 1 k, R1 = 1 kΩ, R2 = 2 kΩ, R3 = 4 kΩ e Ve1 = Ve2 = Ve3 = 5 V.
5 4
Então:
3
Ve1(V)
2 1
1k 1k 1k VS = −( .5 + .5 + .5 ) = − 8, 75 V 1k 2k 4k
0 2 1
Ve2(V)
Por análise de circuito:
0 -1 -2
I1
=
5V 1k
= 5 mA ,
I2
=
5V 2k
= 2,5 mA e I3 =
5V 4k
= 1, 25 mA
0
Vs(V)
A corrente no re sistor de realimentação é If = 5 + 2,5 + 1,25 = 8,75 mA e, portanto, a tensão em Rf vale VRf = 1 kΩ · 8,75 mA = 8,75 V; a tensão de saída está relacionada com a tensão em Rf por VS = –VRf , VS = –8,75 V.
-2 -4 -6
t1
t2
t3
t4
2. Desenhe as ormas de onda nas entradas ( Ve1, Ve2) e na saída ( VS) do circuito
da gura 7.40. Figura 7.40 1k
1k
+ VCC
1 k
Ve1
-
2.sen(w.t)(V)
Figura 7.42
Uma alternativa ao circuito inversor é o da g ura 7.42, que é derivado do amplicador não inversor. Para simplicar a análise desse circuito, vamos considerar somente o caso em que as resistências de entrada são iguais e a de realimentação é regulável, possibilitando um valor de saída igu al à soma das entradas.
ap s ã vs: ) gé b) p ês s (n = 3).
Vs
4V
Ve2
Amplicador somador não inversor
R
+
(N-1).R
- VCC
R
+V
2.R
CC
-
Solução:
Observe que uma das entradas é alternada (senoidal) e a outra é contínua, porém isso não atrapalha o uncionamento, pois o circuito soma insta ntaneamente uma entrada com a outra e depois inverte o resultado (todas as resistências são iguais). A representação matemática pode ser expressa por:
Ve1
+V CC -
R
+ - VCC
R
Vs
R Ve1
Ve2
VeN
-V CC
R Ve2
R
+
Vs
R Ve3
(a)
(b)
VS = Ve1 + Ve2 = 4 + 2 · senωt
202
203
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Com os valores obtidos da tensão de acordo com o tempo, é possível representar gracamente essa unção. Outra maneira de representar seria somando ponto a ponto, o que, na prática, é impossível, pois existem innitos pontos (basta considerar alguns deles).
Solução:
Consideremos primeiramente a solução direta que usa a expressão: VS
= −
(
Rf R1
⋅
Ve1 +
Rf R2
R f
Ve 2 +
⋅
R3
⋅
Ve3 )
Os grácos das entradas e stão representados na gura 7.41. Figura 7.41
em que Rf = 1 k, R1 = 1 kΩ, R2 = 2 kΩ, R3 = 4 kΩ e Ve1 = Ve2 = Ve3 = 5 V.
5 4
Então:
3
Ve1(V)
2 1
1k 1k 1k VS = −( .5 + .5 + .5 ) = − 8, 75 V 1k 2k 4k
0 2 1
Ve2(V)
Por análise de circuito:
0 -1 -2
I1
=
5V 1k
= 5 mA ,
5V
=
I2
2k
5V
= 2,5 mA e I3 =
4k
= 1, 25 mA
0 -2
Vs(V)
A corrente no re sistor de realimentação é If = 5 + 2,5 + 1,25 = 8,75 mA e, portanto, a tensão em Rf vale VRf = 1 kΩ · 8,75 mA = 8,75 V; a tensão de saída está relacionada com a tensão em Rf por VS = –VRf , VS = –8,75 V.
-4 -6
t1
t2
t3
t4
2. Desenhe as ormas de onda nas entradas ( Ve1, Ve2) e na saída ( VS) do circuito
da gura 7.40. Figura 7.40 1k
1k
+ VCC
1 k
Ve1
-
Amplicador somador não inversor
Figura 7.42
Uma alternativa ao circuito inversor é o da g ura 7.42, que é derivado do amplicador não inversor. Para simplicar a análise desse circuito, vamos considerar somente o caso em que as resistências de entrada são iguais e a de realimentação é regulável, possibilitando um valor de saída igu al à soma das entradas.
ap s ã vs: ) gé b) p ês s (n = 3).
Vs
4V
R
+
Ve2
(N-1).R
- VCC
2.sen(w.t)(V)
R
+V
2.R
CC
-
Solução:
+
Ve1
- VCC
R
Observe que uma das entradas é alternada (senoidal) e a outra é contínua, porém isso não atrapalha o uncionamento, pois o circuito soma insta ntaneamente uma entrada com a outra e depois inverte o resultado (todas as resistências são iguais). A representação matemática pode ser expressa por:
+V CC -
R
Vs
R Ve1
Ve2
Ve2
R
+ -V CC
R
VeN
Vs
R Ve3
(a)
(b)
VS = Ve1 + Ve2 = 4 + 2 · senωt
202
203
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Para o circuito da gura 7.42, a tensão de saída em relação às entradas é dada por: VS = Ve1 + Ve2 + Ve3
O valor da tensão na entrada não inversora decorrente apenas de Ve1 vale: V+ Ve1
1k =
1k
+
1k
⋅
2V
=
1V
Nesse caso, a resistência de realimentação vale 2R e todas as outras, R. O valor da tensão na entrada não inversora decorrente apenas de Ve2 vale: Exemplo V
+ Ve 2
Determine a tensão na saída do circu ito da gura 7.43.
1 k
-
⋅
1V
=
0,5 V
Amplicador dierencial
Vs
1 k
É uma combinação dos circuitos inversor e não inversor, muito usado em instrumentos de medida de grandezas ísicas (temperatura, pressão, deslocamento etc.). A gura 7.45 ilustra um circuito básico.
+ Ve1
1k 1k + 1k
Portanto, a tensão na entrada não inversora é de 1,5 V e, como o ganho do a mplicador não inversor vale 2, a tensão de saída é de 3 V, mesmo valor obtido usando a expressão.
Figura 7.43 1 k
=
1 k
2V Ve2
Figura 7.45
1V R1
ap .
R2
+V CC
Ve1 -
Solução:
V
s
R1
Podemos usar a expressão da saída em relação às entradas, isto é:
+ -VCC
VS = Ve1 + Ve2 = 2 + 1 = 3 V
Ve2
R2
Outra maneira de resolver é por análise de circuito. Para isso, vamos aplicar o eorema da Superposição. Primeiro, determinamos a tensão na entrada não inversora aplicada por Ve1 (gura 7.44a). Com isso, o circ uito resultante passa a ser o ilustrado na gura 7.44b. A expressão da tensão de saída em relação às entradas é: Figura 7.44 1k
1k
1k
1k
+V CC
Ve1 2V
V+(Ve2)
=
R2 ( Ve 2 R1 ⋅
em que
+ 1 k
- VCC 1 k
-
1 k
+
V+(Ve1)
VS
−
Ve1 )
+V CC
1 k
R2 R1
é o ganho dierencial de tensão ( Ad).
- VCC
No entanto, se R2 = R1, a expressão passa a ser:
Ve2 1V
VS (a)
=
Ve2
−
Ve1
(b)
ou seja, o circuito realiza a dierença entre as duas tensões de entrada. 204
205
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Para o circuito da gura 7.42, a tensão de saída em relação às entradas é dada por: VS = Ve1 + Ve2 + Ve3
O valor da tensão na entrada não inversora decorrente apenas de Ve1 vale: 1k
V+ Ve1
=
1k
+
⋅
1k
2V
=
1V
Nesse caso, a resistência de realimentação vale 2R e todas as outras, R. O valor da tensão na entrada não inversora decorrente apenas de Ve2 vale: Exemplo V
+ Ve 2
Determine a tensão na saída do circu ito da gura 7.43.
1 k
-
⋅
1V
0,5 V
=
Amplicador dierencial
Vs
1 k
É uma combinação dos circuitos inversor e não inversor, muito usado em instrumentos de medida de grandezas ísicas (temperatura, pressão, deslocamento etc.). A gura 7.45 ilustra um circuito básico.
+ Ve1
1k 1k + 1k
Portanto, a tensão na entrada não inversora é de 1,5 V e, como o ganho do a mplicador não inversor vale 2, a tensão de saída é de 3 V, mesmo valor obtido usando a expressão.
Figura 7.43 1 k
=
1 k
2V Ve2
Figura 7.45
1V R1
ap .
R2
+V CC
Ve1 -
Solução:
V
s
R1
Podemos usar a expressão da saída em relação às entradas, isto é:
+ -VCC
VS = Ve1 + Ve2 = 2 + 1 = 3 V
Ve2
R2
Outra maneira de resolver é por análise de circuito. Para isso, vamos aplicar o eorema da Superposição. Primeiro, determinamos a tensão na entrada não inversora aplicada por Ve1 (gura 7.44a). Com isso, o circ uito resultante passa a ser o ilustrado na gura 7.44b. A expressão da tensão de saída em relação às entradas é: Figura 7.44 1k
1k
1k
1k
+V CC
Ve1 2V
V+(Ve2)
-
1 k
+
=
R2 ( Ve 2 R1 ⋅
em que
+ 1 k
- VCC
V+(Ve1)
VS
−
Ve1 )
+V CC
1 k
R1
é o ganho dierencial de tensão ( Ad).
- VCC
No entanto, se R2 = R1, a expressão passa a ser:
Ve2
1 k
R2
1V
VS (a)
=
Ve2
−
Ve1
(b)
ou seja, o circuito realiza a dierença entre as duas tensões de entrada. 204
205
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Em qualquer um dos casos, se Ve1 = Ve2 (modo comum), a tensão na saída valerá zero (VS = 0). Na prática, existirá uma pequena tensão na saída em decorrência dos erros de oset e do descasamento entre os dois resistores R2 (que deveriam ser iguais) e os dois resistores R1. Uma orma de minimizar os erros de oset é utilizar resistores com tolerância perto de 1%. Outro problema consiste na baixa resistência de entrada determinada por R1 e R2. Se, por exemplo, uma onte de sinais ( Ve1 e Ve2) apresenta determinado valor de resistência interna, ao ser conectada em um circuito, esse valor passa a ser somado às resistências que estão em série com a onte. Uma possível solução é colocar em cada entrada um circuito buer , que, por causa de sua a ltíssima resistência de entrada, isola a onte de sinal do amplicador (gura 7.46).
Solução:
O ganho dierencial vale: A d
=
10 k 1k
= 10
e o sinal dierença: Vd = 1,5 – 1 = 0,5 V
Portanto, a tensão de saída pode ser ca lculada por:
Figura 7.46 ap oset .
Buffer isolador
VS
isolador
R1
+
Ve1
10 0, 5 V ⋅
=
5V
b)
Buffer
-
=
R2
-
R1
+
Ve2
Figura 7.48 Vs
+
Fonte de sinal com resistência interna de 50 Ω Fonte de sinal com resistência interna de 100 Ω
R2
50
1 k
10 k
Ve1
+VCC
1V
Exemplos
100
1. Determine a tensão de saída em cada um dos circuitos das guras a seguir.
Ve2 1,5 V
1 k
Vs
+ - VCC 10 k
a) Figura 7.47 1 k
10 k
Ve1
+VCC
1V
1 k
+
Ve2 1,5 V
206
Vs
-VCC 10 k
Solução:
O amplicador dierencial é o mesmo do exercício anterior, porém nessa conguração as ontes de sinais possuem resistência interna que deve ser somada às resistências em série de 1 kΩ, modicando o ganho. Por análise de circuito, obtemos a tensão de saída: 4,7 V. 207
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Em qualquer um dos casos, se Ve1 = Ve2 (modo comum), a tensão na saída valerá zero (VS = 0). Na prática, existirá uma pequena tensão na saída em decorrência dos erros de oset e do descasamento entre os dois resistores R2 (que deveriam ser iguais) e os dois resistores R1. Uma orma de minimizar os erros de oset é utilizar resistores com tolerância perto de 1%. Outro problema consiste na baixa resistência de entrada determinada por R1 e R2. Se, por exemplo, uma onte de sinais ( Ve1 e Ve2) apresenta determinado valor de resistência interna, ao ser conectada em um circuito, esse valor passa a ser somado às resistências que estão em série com a onte. Uma possível solução é colocar em cada entrada um circuito buer , que, por causa de sua a ltíssima resistência de entrada, isola a onte de sinal do amplicador (gura 7.46).
Solução:
O ganho dierencial vale: A d
=
10 k 1k
= 10
e o sinal dierença: Vd = 1,5 – 1 = 0,5 V
Portanto, a tensão de saída pode ser ca lculada por:
Figura 7.46 ap oset .
Buffer isolador
VS
isolador
R1
+
Ve1
10 0, 5 V ⋅
=
5V
b)
Buffer
-
=
R2
-
R1
+
Ve2
Figura 7.48 Vs
+
Fonte de sinal com resistência interna de 50 Ω Fonte de sinal com resistência interna de 100 Ω
R2
50
1 k
10 k
Ve1
+VCC
1V
-
Exemplos
100
1. Determine a tensão de saída em cada um dos circuitos das guras a seguir.
1 k
Vs
+ - VCC
Ve2 1,5 V
10 k
a) Figura 7.47 1 k
10 k
Ve1
+VCC
1V
1 k
Vs
+
Ve2
Solução:
-VCC
1,5 V
O amplicador dierencial é o mesmo do exercício anterior, porém nessa conguração as ontes de sinais possuem resistência interna que deve ser somada às resistências em série de 1 kΩ, modicando o ganho. Por análise de circuito, obtemos a tensão de saída: 4,7 V.
10 k
206
207
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
c)
em um mesmo encapsulamento, exceto o resistor RG, que é posicionado externamente, permitindo o ajuste do ganho.
Figura 7.49 Figura 7.50 ap sçã.
R
+V
cc
AO1
50 Ve1 1V
3
1 k
+
10 k
-
+V
+
10 k
- Vcc
1
+V cc
+Vcc AO2
100
cc
4
+
1 k
AO3
Vs
Ve1
- Vcc
RG
10 k
2
- Vcc
1,5 V
cc
-
R
+
10 k
+Vcc
Ve2
+V
- Vcc
+
-
10 k - Vcc
10 k
VS
+ - Vcc
Ve2
VREF
Solução:
Nessa conguração, entre cada onte de sinal e entrada do amplicador dierencial oi inserido um buer , porém, por causa da altíssima resistência de entrada, as tensões de entrada nos pontos indicados passam a valer: ponto 1: 1 V; ponto 2: 1,5 V; ponto 3: 1 V; ponto 4: 1,5 V. Portanto, independentemente das resistências internas da s ontes, o valor da tensão sempre aparece nas entradas do dierencial (pontos 3 e 4). Assim, o valor na saída é: VS
=
10 k (1, 5 1k ⋅
−
1)
=
5V
Amplicador de instrumentação
Para o circu ito da gura 7.50, considere VREF = 0. Nessa condição, a tensão de saída em relação às entradas é dada por: VS
=
(1 +
2⋅R ) ⋅ ( Ve2 RG
em que 1 +
2⋅R RG
−
Ve1)
é o ganho dierencial ( Ad).
Se VREF or dierente de zero, esse valor será adicionado a VS. Um exemplo de amplicador de instrumentação é o AD620, da Analog Devices. Esse modelo permite var iar o ganho com um resistor externo. A gura 7.51 mostra o encapsulamento.
É um amplicador dierencial utilizado em circuitos de instrumentos de medidas de grandezas ísicas (temperatura, massa, deslocamento, orça etc.) e também em instrumentação médica (por exemplo, aparelhos de pressão arterial e ECG). O circuito da gura 7.45 (visto anteriormente) pode ser considerado um amplicador de instrumentação por causa de sua altíssima resistência de entrada, porém, quando há necessidade de mudar seu ganho, as duas resistências devem ser alteradas ao mesmo tempo, o que torna sua operação um tanto complicada.
Figura 7.51
RG
1
8
RG
-IN
2
-
7
+VS
+IN
3
+
6
OUTPUT
-VS
4
5
REF
AD620
ap sçã ad620, ag dvs.
TOP VIEW
O circuito da gura 7.50 é mais prático, pois nesse caso utiliza-se u m único resistor para mudar o ganho ( RG). Além disso, seus componentes estão integrados 208
209
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
c)
em um mesmo encapsulamento, exceto o resistor RG, que é posicionado externamente, permitindo o ajuste do ganho.
Figura 7.49 Figura 7.50 ap sçã.
R
+V
cc
-
Ve1 1V
3
+V cc
AO1
50
1 k
+
-
+V
+
10 k
- Vcc
1
10 k
+Vcc
cc
4
AO2
100
1 k
+
Vs
AO3
Ve1
- Vcc
RG
10 k
2
- Vcc
- Vcc
1,5 V
cc
-
R
+
10 k
+Vcc
Ve2
+V
+
-
VS
10 k - Vcc
10 k + - Vcc
Ve2
VREF
Solução:
Nessa conguração, entre cada onte de sinal e entrada do amplicador dierencial oi inserido um buer , porém, por causa da altíssima resistência de entrada, as tensões de entrada nos pontos indicados passam a valer: ponto 1: 1 V; ponto 2: 1,5 V; ponto 3: 1 V; ponto 4: 1,5 V. Portanto, independentemente das resistências internas da s ontes, o valor da tensão sempre aparece nas entradas do dierencial (pontos 3 e 4). Assim, o valor na saída é: VS
=
10 k (1, 5 1k ⋅
−
1)
VS
=
(1 +
2⋅R ) ⋅ ( Ve2 RG
em que 1 +
2⋅R RG
−
Ve1)
é o ganho dierencial ( Ad).
Se VREF or dierente de zero, esse valor será adicionado a VS.
5V
=
Para o circu ito da gura 7.50, considere VREF = 0. Nessa condição, a tensão de saída em relação às entradas é dada por:
Um exemplo de amplicador de instrumentação é o AD620, da Analog Devices. Esse modelo permite var iar o ganho com um resistor externo. A gura 7.51 mostra o encapsulamento.
Amplicador de instrumentação É um amplicador dierencial utilizado em circuitos de instrumentos de medidas de grandezas ísicas (temperatura, massa, deslocamento, orça etc.) e também em instrumentação médica (por exemplo, aparelhos de pressão arterial e ECG).
Figura 7.51
O circuito da gura 7.45 (visto anteriormente) pode ser considerado um amplicador de instrumentação por causa de sua altíssima resistência de entrada, porém, quando há necessidade de mudar seu ganho, as duas resistências devem ser alteradas ao mesmo tempo, o que torna sua operação um tanto complicada.
ap sçã ad620, ag dvs.
RG
1
8
RG
-IN
2
-
7
+VS
+IN
3
+
6
OUTPUT
-VS
4
5
REF
AD620 TOP VIEW
O circuito da gura 7.50 é mais prático, pois nesse caso utiliza-se u m único resistor para mudar o ganho ( RG). Além disso, seus componentes estão integrados 208
209
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
–IN (2) e +IN (3): terminais de entrada em que se aplicam os sinais externos.
Solução:
–VS (4) e +VS (7): terminais de alimentação simétrica.
No circuito, Ve1 = 6 V e
Ve2
REF (5): terminal de entrada em que se aplica uma tensão para adicionar a VS;
se esse terminal estiver aterrado (caso mais comum), a saída será dada pela expressão: VS
=
(1 +
49, 4 k ) ⋅ ( Ve2 − Ve1) RG
R+5k
⋅ 12
.
O ganho do circuito vale: G
=
1+
2⋅2k
=
1k
4
OUTPUT (6): terminal de saída.
Como o ganho do estágio de saída é 1, a tensão de saída pode ser ca lculada por:
RG (1 e 8): entre esses terminais, deve ser colocado o resistor RG, que permitirá determinar o ganho, calculador por:
VS
G = 1+
49,4 k RG
ou RG
49,4 k =
=
4 ⋅ ( Ve 2
−
Ve1 ) = 4 ⋅ (
R ⋅ 12 − 6) R+5
A tabela 7.3 mostra a resistência de acordo com a temperatura, a tensão em R e a tensão de saída.
G 1 −
Exemplos
Figura 7.52
R =
1. Considere no circuito da gura 7.52 um voltímetro a nalógico ( V) de 10 V de m de escala e uma resistência (R) que varia com a temperatura conorme a equação R = 5 00 0 + 100 · T, em que T é a temperatura em graus Celsius e R a resistência em ohms. Com base nessas inormações, construa uma escala de temperatura que varie de 0 °C até o valor máximo que pode ser medido, com intervalos de 10 °C.
T (°C)
R (Ω)
Ve2 (V)
VS (V)
0
5 000
6,0
0
10
6 000
6,5
2,7
20
7 000
7,0
5
30
8 000
7,4
6,9
40
9 000
7,7
8,5
50
10 000
8,0
10
Tabea 7.3
2 k
5 k
cc
-
12 V
V
V
e2
V’e1 10 k
+
e1
1 k R
Com base nos dados da tabela, é possível elaborar uma escala que relaciona tensão com temperatura, assim como inerir outros valores intermediários de temperatura (5, 15, 25, 35 e 45 °C).
+V
5 k
- Vcc
+Vcc
10 k
2 k
5 k
VS
+V
10 k
cc
10 k V’e2
+
+ - Vcc
0
0
10
2
20
4
30
6
40
8
o
50 C
10 V
- Vcc
210
211
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
–IN (2) e +IN (3): terminais de entrada em que se aplicam os sinais externos.
Solução:
–VS (4) e +VS (7): terminais de alimentação simétrica.
No circuito, Ve1 = 6 V e
R
Ve2
=
REF (5): terminal de entrada em que se aplica uma tensão para adicionar a VS;
se esse terminal estiver aterrado (caso mais comum), a saída será dada pela expressão: VS
=
(1 +
49, 4 k ) ⋅ ( Ve2 − Ve1) RG
.
O ganho do circuito vale: G
=
1+
2⋅2k
=
1k
4
OUTPUT (6): terminal de saída.
Como o ganho do estágio de saída é 1, a tensão de saída pode ser ca lculada por:
RG (1 e 8): entre esses terminais, deve ser colocado o resistor RG, que permitirá determinar o ganho, calculador por:
VS
G = 1+
49,4 k RG
ou RG
49,4 k =
=
4 ⋅ ( Ve 2
−
Ve1 ) = 4 ⋅ (
R ⋅ 12 − 6) R+5
A tabela 7.3 mostra a resistência de acordo com a temperatura, a tensão em R e a tensão de saída.
G 1 −
Exemplos
Figura 7.52
⋅ 12
R+5k
1. Considere no circuito da gura 7.52 um voltímetro a nalógico ( V) de 10 V de m de escala e uma resistência (R) que varia com a temperatura conorme a equação R = 5 00 0 + 100 · T, em que T é a temperatura em graus Celsius e R a resistência em ohms. Com base nessas inormações, construa uma escala de temperatura que varie de 0 °C até o valor máximo que pode ser medido, com intervalos de 10 °C.
T (°C)
R (Ω)
Ve2 (V)
VS (V)
0
5 000
6,0
0
10
6 000
6,5
2,7
20
7 000
7,0
5
30
8 000
7,4
6,9
40
9 000
7,7
8,5
50
10 000
8,0
10
Tabea 7.3
2 k
5 k
cc
-
12 V
V
V
e2
V’e1 10 k
+
e1
- Vcc
1 k R
Com base nos dados da tabela, é possível elaborar uma escala que relaciona tensão com temperatura, assim como inerir outros valores intermediários de temperatura (5, 15, 25, 35 e 45 °C).
+V
5 k
+Vcc
10 k
2 k
5 k
VS
+V
10 k
+
cc
-
0
- Vcc
10 k V’e2
+
10
0
20
2
30
4
6
o
40
50 C
8
10 V
- Vcc
210
211
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
2. Qual a expressão da tensão na saída do circu ito da gura 7.53 em relação às entradas VS = f (V1, V2, V3)?
principal dierença é a necessidade de polarizar a saída em metade do valor de VCC. Para isso, recomenda-se o uso do divisor de tensão constituído pelas duas resistências R.
Figura 7.53 2R
Figura 7.54
R
ap vs ú.
A
+Vcc
R Vx
2R
-
B
+Vcc
R -
+ R
- Vcc Vy
R2
+Vcc
R
VS
-
+
C1
+Vcc
R1
2
3 C2
-
R
- Vcc
1
+ R
Vz
+
Ve
-Vcc 2R
RL
R
Solução:
Para encontrarmos essa expressão, devemos iniciar a análise pela entrada que estiver mais aastada da saída e ir avançando para as saídas que estiverem mais próximas. Por exemplo, iniciamos com a entrada VX e a saída no ponto A. O ganho entre o ponto A e VX é – 2, logo: V A = –2 · VX, que é uma das entradas do circuito somador; a outra é V Y. A saída desse somador inversor é dada por: VB = –[VY + (–2 · VX)] = –VY – 2 · VX
Observe que os capacitores devem se comportar como curto-circuito na menor requência de operação e ser dimensionados de acordo com a resistência que estão “enxergando” em série. As expressões que apresentam esses valores são: C1 ≥
1 2 ⋅ π ⋅ fci ⋅ R1
e
C2 ≥
1
em que f Ci é a requência de corte
2 ⋅ π ⋅ fCi ⋅ RL
inerior do circuito.
A tensão de saída VS está relacionada com as entradas por: VS
=
Figura 7.55 ap vs ú çõs qss (V = 0).
4 ⋅ ( VZ − VB ) = 4 ⋅ [ VZ − (− VY − 2⋅ VX )] = 4⋅ VZ + 4⋅ VY + 8⋅ VX
Amplicadores com onte única
R2
1
O amplicador operacional pode operar com uma únic a onte, em geral a positiva. No entanto, existem aplicações em que o AO não tem a entrada para a onte negativa. A seguir, veremos como deve ser usado o AO polarizado com onte simples em aplicações como amplicador inversor e não inversor. ais aplicações são similares ao uso do transistor em classe A, implicando que a saída seja polarizada com metade de VCC, o que otimiza a máxima saída de pico a pico.
2 C1
+Vcc
R1
3
4
5 C2
+
R
Vcc
-
R
RL
Amplifcador inversor com onte única
O circuito é muito semelhante ao circuito com onte simétrica, pois o ganho também é especicado pela relação entre as resistências R1 e R2 (gura 7.54). A 212
213
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
2. Qual a expressão da tensão na saída do circu ito da gura 7.53 em relação às entradas VS = f (V1, V2, V3)?
principal dierença é a necessidade de polarizar a saída em metade do valor de VCC. Para isso, recomenda-se o uso do divisor de tensão constituído pelas duas resistências R.
Figura 7.53 2R
Figura 7.54
R
ap vs ú.
A
+Vcc
R Vx
2R
-
B
+Vcc
R -
+ R
- Vcc Vy
R2
+Vcc
R
C1
+Vcc
R1
2
3 C2
-
R
- Vcc
1
VS
-
+
+ R
Vz
+
Ve
-Vcc 2R
RL
R
Solução:
Para encontrarmos essa expressão, devemos iniciar a análise pela entrada que estiver mais aastada da saída e ir avançando para as saídas que estiverem mais próximas. Por exemplo, iniciamos com a entrada VX e a saída no ponto A. O ganho entre o ponto A e VX é – 2, logo: V A = –2 · VX, que é uma das entradas do circuito somador; a outra é V Y. A saída desse somador inversor é dada por: VB = –[VY + (–2 · VX)] = –VY – 2 · VX
Observe que os capacitores devem se comportar como curto-circuito na menor requência de operação e ser dimensionados de acordo com a resistência que estão “enxergando” em série. As expressões que apresentam esses valores são: C1 ≥
1 2 ⋅ π ⋅ fci ⋅ R1
e
C2 ≥
1
em que f Ci é a requência de corte
2 ⋅ π ⋅ fCi ⋅ RL
inerior do circuito.
A tensão de saída VS está relacionada com as entradas por: VS
=
Figura 7.55 ap vs ú çõs qss (V = 0).
4 ⋅ ( VZ − VB ) = 4 ⋅ [ VZ − (− VY − 2⋅ VX )] = 4⋅ VZ + 4⋅ VY + 8⋅ VX
Amplicadores com onte única
R2
1
O amplicador operacional pode operar com uma únic a onte, em geral a positiva. No entanto, existem aplicações em que o AO não tem a entrada para a onte negativa. A seguir, veremos como deve ser usado o AO polarizado com onte simples em aplicações como amplicador inversor e não inversor. ais aplicações são similares ao uso do transistor em classe A, implicando que a saída seja polarizada com metade de VCC, o que otimiza a máxima saída de pico a pico.
2 C1
+Vcc
R1
3
5 C2
+
R
Vcc
4
-
RL
R
Amplifcador inversor com onte única
O circuito é muito semelhante ao circuito com onte simétrica, pois o ganho também é especicado pela relação entre as resistências R1 e R2 (gura 7.54). A 212
213
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Em condições quiescentes ( Ve = 0), as tensões, contínuas, nos pontos indicados na gura 7.55 serão:
Observando as ormas de onda da gura 7.56, concluímos que: O circuito deasa de 180° os sinais de entrada e saída. A amplitude de pico a pico do sinal na saída do AO é de 4 V pp, portanto 10 vezes maior que a de entrada. Na saída do AO a tensão varia ao redor de metade de V CC, isto é, 6 V. Na carga o valor da tensão é de 4 Vpp, mas variando ao redor de zero, ou seja, o capacitor retira o nível CC de 6 V.
• •
Ponto 3: por causa do divisor de tensão e do valor da resistência de entrada
do AO ser muito alta, •
•
•
•
•
V3
=
V+
=
•
•
VCC
•
2
Ponto 2: pelo ato de as entradas est arem no mesmo potencial, V2
=
V−
=
V+
=
VCC 2
Ponto 4: como a corrente que circula em R2 é nula, seus terminais estão no mesmo potencial; portanto, a tensão no ponto 4 é igual a V2 e metade do valor de VCC. Ponto 5: nesse ponto a tensão vale zero, pois o capacitor C2 isola a carga da
Amplifcador não inversor com onte única
O circuito de um amplicador não inversor com onte única e stá indicado na gura 7.57. Note que são necessários três capacitores para que a polarização ocorra em metade de VCC. Figura 7.57 ap ã vs ú.
saída do AO. Quando um sinal é aplicado, as tensões variam próximas a valores quiescentes. Vcc
Vamos considerar um circuito em que a alimentação seja de 12 V, R1 = 1 kΩ e R 2 = RL = 10 kΩ. Além disso, a tensão de entrada senoidal é de 0,4 V de pico a pico com requência suciente para azer os capacitores se comportarem como se estivessem em curto-circuito. A gura 7.56 mostra as ormas de onda de entrada, saída e carga do AO em um circuito com essas características.
2 R C1
+Vcc
1
4
5 C3
+ -
R Ve
RL
3
Figura 7.56 Fs , sí g ao.
200
R1
100
Ve(mV)
R2
0
C2
-100 -200
8 6
V2 (V)
4 2 0
A ig ura 7.58 most ra o circu ito em repouso (condiçõe s quie scente s), isto é, Ve = 0. A tensão em cada um dos pontos indicados vale: •
2
•
1
V3(V)
0 -1
•
-2 •
•
214
Ponto 1: zero por imposição (condições quiescentes). Ponto 2: metade de VCC, por causa do divisor de tensão c om resistências de
valores iguais. Ponto 3: metade de VCC, pois as entradas do AO apresentam mesmo potencial (ligadas virtualmente). Ponto 4: metade de VCC, pois não circula corrente nos resistores R2 e R1, uma vez que o c apacitor C2 está aberto. Ponto 5: zero, pois nesse ponto há ausência de sinal. 215
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Em condições quiescentes ( Ve = 0), as tensões, contínuas, nos pontos indicados na gura 7.55 serão:
Observando as ormas de onda da gura 7.56, concluímos que: O circuito deasa de 180° os sinais de entrada e saída. A amplitude de pico a pico do sinal na saída do AO é de 4 V pp, portanto 10 vezes maior que a de entrada. Na saída do AO a tensão varia ao redor de metade de V CC, isto é, 6 V. Na carga o valor da tensão é de 4 Vpp, mas variando ao redor de zero, ou seja, o capacitor retira o nível CC de 6 V.
• •
Ponto 3: por causa do divisor de tensão e do valor da resistência de entrada
•
do AO ser muito alta, •
•
•
•
•
V3
=
V+
=
•
VCC
•
2
Ponto 2: pelo ato de as entradas est arem no mesmo potencial, V2
=
V−
=
V+
=
Amplifcador não inversor com onte única
VCC 2
Ponto 4: como a corrente que circula em R2 é nula, seus terminais estão no mesmo potencial; portanto, a tensão no ponto 4 é igual a V2 e metade do valor de VCC. Ponto 5: nesse ponto a tensão vale zero, pois o capacitor C2 isola a carga da
O circuito de um amplicador não inversor com onte única e stá indicado na gura 7.57. Note que são necessários três capacitores para que a polarização ocorra em metade de VCC. Figura 7.57 ap ã vs ú.
saída do AO. Quando um sinal é aplicado, as tensões variam próximas a valores quiescentes. Vcc
Vamos considerar um circuito em que a alimentação seja de 12 V, R1 = 1 kΩ e R 2 = RL = 10 kΩ. Além disso, a tensão de entrada senoidal é de 0,4 V de pico a pico com requência suciente para azer os capacitores se comportarem como se estivessem em curto-circuito. A gura 7.56 mostra as ormas de onda de entrada, saída e carga do AO em um circuito com essas características.
2 R C1
4
+Vcc
1
5 C3
+ -
R Ve
RL
3
Figura 7.56 Fs , sí g ao.
200
R1
100
Ve(mV)
R2
0
C2
-100 -200
8 6
V2 (V)
4
A ig ura 7.58 most ra o circu ito em repouso (condiçõe s quie scente s), isto é, Ve = 0. A tensão em cada um dos pontos indicados vale:
2 0
•
2
•
1
V3(V)
0 •
-1 -2
•
•
Ponto 1: zero por imposição (condições quiescentes). Ponto 2: metade de VCC, por causa do divisor de tensão c om resistências de
valores iguais. Ponto 3: metade de VCC, pois as entradas do AO apresentam mesmo potencial (ligadas virtualmente). Ponto 4: metade de VCC, pois não circula corrente nos resistores R2 e R1, uma vez que o c apacitor C2 está aberto. Ponto 5: zero, pois nesse ponto há ausência de sinal.
214
215
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.58
Observando as ormas de onda da gura 7.59, concluímos que:
ap ã vs ú çõs qss (V = 0).
As tensões de entrada e saída estão em ase. A amplitude de pico a pico do sinal na saída do AO é de 4 V pp, portanto 10 vezes maior que a de entrada. Na saída do AO a tensão varia ao redor de metade de VCC, isto é, 6 V. Na carga o valor da tensão é de 4 V pp, porém variando ao redor de zero, ou seja, o capacitor retira o nível CC de 6 V.
• •
Vcc
2 R
4
C1
5
•
+Vcc
1
+ R
•
C3
-
Integrador 3
R2
RL
R1
C2
O circuito conhecido por integrador é capaz de eetuar a integração de um sinal. O operador matemático usado para calcular a área abaixo de uma unção entre dois intervalos chama-se integral. Esse circuito é utilizado em sistemas de controle PID (proporcional, integral e derivativo) para modi car a orma de onda – por exemplo, para transormar uma onda quadrada em triangular. A gura 7. 60a mostra o circuito básico e a gura 7.60b, o circuito prático. Figura 7.60 C
Vamos considerar agora um circuito em que a alimentação seja de 12 V, R1 = 1 kΩ e R2 = RL = 9 kΩ. Além disso, a tensão de entrada senoidal é de 0,4 V de pico a pico com requência suciente para azer os capacitores se comportarem como se estivessem em curto-circuito. A gura 7.59 mostra as ormas de onda de entrada, saída e carga do AO em um circuito com essas características.
C R
+Vcc -
R -
Ve
+ -Vcc
Figura 7.59 Fs , sí g ao.
ig: () bás (b) pá.
Rp
Vs
Ve
(a)
+Vcc
+ -Vcc
Vs
(b)
200 100
Ve(V)
0 -100 -200
A expressão matemática da saída em relação à entrada é:
8 6
V4 (V)
4
VS
=−
1 R⋅C
⋅ ∫ Ve ⋅ dt
2
V5(V)
0
em que ∫ é o símbolo do operador matemático integral.
2
Em matemática, emprega-se a integral para calcular a área abaixo de uma unção. Veja, na gura 7.61, o gráco da unção y = x2 e considere dois valores de x, x1 = 2 e x2 = 4, para os quais y vale respectivamente y1 = 4 e y2 = 16.
1 0 -1 -2
216
Como calcular a área hachurada? Uma vez que es sa área não representa nenhuma orma conhecida (triângulo, quadrado, círculo etc.), a solução somente pode ser encontrada usando o operador integral. 217
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.58
Observando as ormas de onda da gura 7.59, concluímos que:
ap ã vs ú çõs qss (V = 0).
As tensões de entrada e saída estão em ase. A amplitude de pico a pico do sinal na saída do AO é de 4 V pp, portanto 10 vezes maior que a de entrada. Na saída do AO a tensão varia ao redor de metade de VCC, isto é, 6 V. Na carga o valor da tensão é de 4 V pp, porém variando ao redor de zero, ou seja, o capacitor retira o nível CC de 6 V.
• •
Vcc
2 R
4
C1
5
•
+Vcc
1 R
•
C3
+ -
Integrador 3
RL
R2
R1
C2
O circuito conhecido por integrador é capaz de eetuar a integração de um sinal. O operador matemático usado para calcular a área abaixo de uma unção entre dois intervalos chama-se integral. Esse circuito é utilizado em sistemas de controle PID (proporcional, integral e derivativo) para modi car a orma de onda – por exemplo, para transormar uma onda quadrada em triangular. A gura 7. 60a mostra o circuito básico e a gura 7.60b, o circuito prático. Figura 7.60 C
Vamos considerar agora um circuito em que a alimentação seja de 12 V, R1 = 1 kΩ e R2 = RL = 9 kΩ. Além disso, a tensão de entrada senoidal é de 0,4 V de pico a pico com requência suciente para azer os capacitores se comportarem como se estivessem em curto-circuito. A gura 7.59 mostra as ormas de onda de entrada, saída e carga do AO em um circuito com essas características.
C R
+Vcc -
R -
Ve
+
Figura 7.59
Ve
Vs
-Vcc
Fs , sí g ao.
ig: () bás (b) pá.
Rp
+Vcc
+ -Vcc
(a)
Vs
(b)
200 100
Ve(V)
0 -100 -200
A expressão matemática da saída em relação à entrada é:
8 6
V4 (V)
VS
4
=−
1 R⋅C
⋅ ∫ Ve ⋅ dt
2
V5(V)
0
em que ∫ é o símbolo do operador matemático integral.
2
Em matemática, emprega-se a integral para calcular a área abaixo de uma unção. Veja, na gura 7.61, o gráco da unção y = x2 e considere dois valores de x, x1 = 2 e x2 = 4, para os quais y vale respectivamente y1 = 4 e y2 = 16.
1 0 -1 -2
Como calcular a área hachurada? Uma vez que es sa área não representa nenhuma orma conhecida (triângulo, quadrado, círculo etc.), a solução somente pode ser encontrada usando o operador integral.
216
217
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.61
A requência de corte do circuito vale:
us p g p á á.
y
f C 16
=
1 2 ⋅ π ⋅ RP ⋅ C
=
1 3
2 ⋅ π ⋅ 10 ⋅ 10
⋅
0,1⋅ 10
=
6
−
156 Hz
Figura 7.62 4 2
4
x C 0.1
R 1 k
O circuito da gura 7.60a não é usado por causa das limitações do AO, porque entra em saturação acilmente. Podemos observar que o capacitor é um circuito aberto em CC e, nessas condições, o ganho é muito elevado. Dessa maneira, qualquer tensão CC, por menor que seja, leva o AO a saturar. Entretanto, na prática, para o circuito da gura 7.60b, colocamos um resistor em paralelo ao capacitor, o que resulta em uma realimentação em CC, limitando o ganho a:
F +Vcc
-
Você lembra por que o dispositivo se chama amplicador operacional? Porque ele realiza inúmeras operações, entre elas a integração. Vamos conhecer outras características desse circuito.
−
c g.
Rp 10 k
Vs
+ Ve
-Vcc
Solução:
O ganho em CC vale 10 (20 dB). Se a requência aumenta, o ganho diminui, por causa da redução da reatância do capacitor. Por exemplo, na requência de corte, é de 17 dB, ou seja, 3 dB abaixo do ganho no patamar.
RP R
A gura 7.63 apresenta a curva de resposta em requência do ganho do circuito. Em consequência, o circuito que eetuava a integração para qualquer requência do sinal de entrada agora realiza para determinadas requências. O circuito se comporta como integrador, porém somente para requências maiores que a requência de corte (f C), que é dada por:
Figura 7.63 cv sps qê gh g 7.62.
30.000
20.000
f C
1 =
Reorçando o que oi dito, o circuito somente se comportará como integrador para requências muito maiores que a requência de corte e como amplicador inversor para requências muito menores. Observe que o circuito pode se comportar como um ltro passa-baixa, já que, acima da requência de corte, o sinal é atenuado. Exemplo
Considere o circuito integrador da gura 7.62. Qual a orma de onda da saída se a entrada or uma onda quadrada? 218
17
2 ⋅ π ⋅ RP ⋅ C ) B d ( o h n a G
10.000
-20dB/decada 0.000
-10.000
-20.000
-30.000 1
10
100
1k
156
10k
100k
f(Hz )
219
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.61
A requência de corte do circuito vale:
us p g p á á.
y
f C 16
=
1 2 ⋅ π ⋅ RP ⋅ C
=
1 3
2 ⋅ π ⋅ 10 ⋅ 10
⋅
0,1⋅ 10
=
6
−
156 Hz
Figura 7.62 4 2
4
x C 0.1
R 1 k
O circuito da gura 7.60a não é usado por causa das limitações do AO, porque entra em saturação acilmente. Podemos observar que o capacitor é um circuito aberto em CC e, nessas condições, o ganho é muito elevado. Dessa maneira, qualquer tensão CC, por menor que seja, leva o AO a saturar. Entretanto, na prática, para o circuito da gura 7.60b, colocamos um resistor em paralelo ao capacitor, o que resulta em uma realimentação em CC, limitando o ganho a:
F +Vcc
-
Você lembra por que o dispositivo se chama amplicador operacional? Porque ele realiza inúmeras operações, entre elas a integração. Vamos conhecer outras características desse circuito.
−
c g.
Rp 10 k
Vs
+ Ve
-Vcc
Solução:
O ganho em CC vale 10 (20 dB). Se a requência aumenta, o ganho diminui, por causa da redução da reatância do capacitor. Por exemplo, na requência de corte, é de 17 dB, ou seja, 3 dB abaixo do ganho no patamar.
RP R
A gura 7.63 apresenta a curva de resposta em requência do ganho do circuito. Em consequência, o circuito que eetuava a integração para qualquer requência do sinal de entrada agora realiza para determinadas requências. O circuito se comporta como integrador, porém somente para requências maiores que a requência de corte (f C), que é dada por:
Figura 7.63 cv sps qê gh g 7.62.
30.000
20.000
f C
1 =
17
2 ⋅ π ⋅ RP ⋅ C
Reorçando o que oi dito, o circuito somente se comportará como integrador para requências muito maiores que a requência de corte e como amplicador inversor para requências muito menores. Observe que o circuito pode se comportar como um ltro passa-baixa, já que, acima da requência de corte, o sinal é atenuado. Exemplo
) B d ( o h n a G
10.000
-20dB/decada 0.000
-10.000
-20.000
-30.000 1
10
100
1k
156
10k
100k
f(Hz )
Considere o circuito integrador da gura 7.62. Qual a orma de onda da saída se a entrada or uma onda quadrada? 218
219
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.65
Observe que o gráco mostra a variação da amplitude quando a requência aumenta. A taxa de atenuação é de 20 dB/decada. Esse valor é maior que a requência de corte, pois o ganho diminui 10 vezes em razão de a requência aumentar 10 vezes. O que acontece com a orma de onda da tensão na saída ( VS) se a entrada or uma onda quadrada? A resposta vai depender da requência de operação.
rsps q qê 2 Hz p 1 V P.
1.5 1.0 0.5
Ve (V)
0.0
0.25
0.50
0.75
-0.5
Se a requência da onda quadr ada or bem menor que 10 Hz, a saída será c omo indicado na gura 7.64.
-1.0 -1.5
Figura 7.64 rsps q qê 10 Hz p 1 V P.
2.0
1.0
1.500 1.000
Vs(V)
0.500
Ve(V)
0.000
0.0
0.25
0.50
0.75
-1.0
t(ms) -0.500 -2.0 -1.000 -1.500
0.000
50.000
1 00 .0 00
1 50 0 . 00
12.000 8.000
Figura 7.66
4.000
Vs(V)
c g pss-b: ) b) sí.
0.000
t(ms)
-4.000
2
-8.000 12.000 0.000
50.000
1 00 .0 00
1 50 0 . 00
Ve (V)
0
-2
Note que a saída é uma onda quadrada (com uma pequena distorção) invertida e amplicada 10 vezes.
(a) 12
O que acontece se a requência or muito maior que a de corte? O circuito se comportará como integrador e a orma de onda da saída será semelhante à da gura 7.65. A saída será uma onda triangular e invertida, reorçando o conceito de integral. Outra análise possível é imaginarmos o circuito como um ltro passa-baixa. Considere que a entrada é obtida somando uma tensão senoidal de 50 Hz e 1 V de pico a uma tensão senoidal de 2 kHz e 0,2 V de pico que unciona como ruído indesejável. A gura 7.66a mostra o sinal de entrada e a gura 7.66b, a saída após a ltragem. 220
Vs(V)
0
12
(b)
221
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.65
Observe que o gráco mostra a variação da amplitude quando a requência aumenta. A taxa de atenuação é de 20 dB/decada. Esse valor é maior que a requência de corte, pois o ganho diminui 10 vezes em razão de a requência aumentar 10 vezes.
rsps q qê 2 Hz p 1 V P.
1.5 1.0 0.5
O que acontece com a orma de onda da tensão na saída ( VS) se a entrada or uma onda quadrada? A resposta vai depender da requência de operação.
Ve (V)
0.0
0.25
0.50
0.75
-0.5
Se a requência da onda quadr ada or bem menor que 10 Hz, a saída será c omo indicado na gura 7.64.
-1.0 -1.5
Figura 7.64 rsps q qê 10 Hz p 1 V P.
2.0
1.0
1.500 1.000
Vs(V)
0.500
Ve(V)
0.000
0.0
0.25
0.50
0.75
-1.0
t(ms) -0.500 -2.0 -1.000 -1.500
0.000
50.000
1 00 .0 00
1 50 0 . 00
12.000 8.000
Figura 7.66
4.000
Vs(V)
c g pss-b: ) b) sí.
0.000
t(ms)
-4.000
2
-8.000 12.000 0.000
50.000
1 00 .0 00
1 50 0 . 00
Ve (V)
0
-2
Note que a saída é uma onda quadrada (com uma pequena distorção) invertida e amplicada 10 vezes.
(a) 12
O que acontece se a requência or muito maior que a de corte? O circuito se comportará como integrador e a orma de onda da saída será semelhante à da gura 7.65. A saída será uma onda triangular e invertida, reorçando o conceito de integral.
0
Vs(V)
Outra análise possível é imaginarmos o circuito como um ltro passa-baixa. Considere que a entrada é obtida somando uma tensão senoidal de 50 Hz e 1 V de pico a uma tensão senoidal de 2 kHz e 0,2 V de pico que unciona como ruído indesejável. A gura 7.66a mostra o sinal de entrada e a gura 7.66b, a saída após a ltragem.
12
(b)
220
221
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Dierenciador
Figura 7.68 d: ) bás b) pá.
R R
O dierenciador é oposto ao integrador, ou seja, apresenta na saída uma tensão proporcional derivada da tensão de entrada. Esse circuito é usado em sistemas de controle, na geração de pulsos e como ltro.
+V cc
C
Rs
-
+Vcc
C -
A derivada também é um operador matemático, igual à inclinação ou tangente em determinado ponto de um gráco. O gráco da gura 7.67a representa a unção y = 5x e o da gur a 7.67b, a unção y = x2. A derivada da unção para x = 2 é uma tangente.
+
Ve
+
Ve
Vs
-Vcc
-Vcc
(a)
Vs
(b)
Figura 7.67 c v. y
Na prática, não se usa o circuito da gura 7.68a, pois o capacitor ( C) instalado na entrada é suscetível a ruído
y
10
(X
16
4
2
5
x
4
A 2
a)
4
x
b)
Nos dois grácos, a derivada (inclinação) no ponto A é numericamente igual à tangente passando pelo ponto A. Está claro que a derivada é constante no caso da gura 7.67a e depende do ponto escolhido no caso da 7.67b. No circuito da gura 7.68a, a tensão de saída será proporcional à derivada da tensão de entrada, podendo ser representada por: VS
=
R C ⋅
⋅
1 =
C
A
dVe dt
2⋅π⋅f ⋅C
),
ocasionando alta requência, o que levaria a sa ída à saturação. Utiliz a-se, então, o circuito da gura 7.68b. O resistor ( R) limita o ganho em requências altas, mas o circuito só opera como dierenciador para requências muito maiores que a requência de corte, denida por: f C
1 =
2 ⋅ π ⋅ RS ⋅ C
Para requências maiores que a requência de corte, o circuito se comportará como amplicador inversor de ganho: R −
RS
Exemplo
Considere o circuito da gura 7.69. Qual a orma de onda da tensão na saída se o sinal de entrada or uma onda triangular? E se or uma onda quadrada? Figura 7.69
em que d signica variação muito pequena (innitesimal).
R 10 k
Por vezes isso vem escrito da seguinte orma: VS = R ⋅ C ⋅
∆t
222
ΔVe Δt
+V
cc
-
∆Ve
em que Δ (delta) representa variação nita. Portanto,
Rs C 1 k 0.01uF
c .
Ve
+ -Vcc
Vs
é a variação da tensão de entrada de acordo com o tempo. 223
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Dierenciador
Figura 7.68 d: ) bás b) pá.
R R
O dierenciador é oposto ao integrador, ou seja, apresenta na saída uma tensão proporcional derivada da tensão de entrada. Esse circuito é usado em sistemas de controle, na geração de pulsos e como ltro.
+V cc
C
Rs
-
+Vcc
C -
A derivada também é um operador matemático, igual à inclinação ou tangente em determinado ponto de um gráco. O gráco da gura 7.67a representa a unção y = 5x e o da gur a 7.67b, a unção y = x2. A derivada da unção para x = 2 é uma tangente.
+
Ve
+
Ve
Vs
-Vcc
-Vcc
(a)
Vs
(b)
Figura 7.67 c v. y
Na prática, não se usa o circuito da gura 7.68a, pois o capacitor ( C) instalado na entrada é suscetível a ruído
y
10
(X
16
4
2
5
x
4
A 2
a)
4
x
b)
Nos dois grácos, a derivada (inclinação) no ponto A é numericamente igual à tangente passando pelo ponto A. Está claro que a derivada é constante no caso da gura 7.67a e depende do ponto escolhido no caso da 7.67b. No circuito da gura 7.68a, a tensão de saída será proporcional à derivada da tensão de entrada, podendo ser representada por: VS
=
R C ⋅
2⋅π⋅f ⋅C
),
ocasionando alta requência, o que levaria a sa ída à saturação. Utiliz a-se, então, o circuito da gura 7.68b. O resistor ( R) limita o ganho em requências altas, mas o circuito só opera como dierenciador para requências muito maiores que a requência de corte, denida por: f C
1 =
2 ⋅ π ⋅ RS ⋅ C
Para requências maiores que a requência de corte, o circuito se comportará como amplicador inversor de ganho: R −
RS
Exemplo
Considere o circuito da gura 7.69. Qual a orma de onda da tensão na saída se o sinal de entrada or uma onda triangular? E se or uma onda quadrada?
dVe
⋅
1 =
C
A
dt
Figura 7.69
em que d signica variação muito pequena (innitesimal).
R 10 k
Por vezes isso vem escrito da seguinte orma: VS = R ⋅ C ⋅
Rs C 1 k 0.01uF
+V
cc
-
∆Ve ∆t
+
Ve
-Vcc
em que Δ (delta) representa variação nita. Portanto,
ΔVe
c .
Vs
é a variação da tensão de entrada de acordo com o tempo.
Δt
222
223
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
O dierenciador pode se comportar como ltro passa-alta, conorme ilustra a gura 7.72, em que a requência de corte vale 16 kHz.
Solução:
A orma de onda da saída depende da requência do sinal em relação à requência de corte, que, nesse caso, vale: 30
fC
=
1 2 ⋅ π ⋅ 10
3
⋅
0, 01⋅ 10
6
−
=
20
16000 Hz
17 10 ) B d ( o h n a G
Se o sinal de entrada or uma onda triangular de requência bem menor que a de corte, o circuito será dierenciador e a onda de saída será quadrada, pois a derivada de uma rampa é uma constante. A gura 7.70 apresenta as ormas de onda de entrada e saída nessas condições.
0
-10
-20
Figura 7.70 rsps g.
-30
1.5
Ve(V)
-40
0.0
100
1k
10k
16
70k
f(Hz ) -1.5
2.0
Vs(V)
0.0
Filtros ativos Filtros são circuitos que deixam passar sinais de determinadas requências, atenuando as outras e de acordo com essas características. Existem os seguintes ltros:
Figura 7.72 cv sps qê g 7.69.
2.0 • •
Outra aplicação do dierenciador é obter pulsos a partir de uma onda quadrada (gura 7.71). Figura 7.71 rsps q.
1.5 1.0 0.5
Ve(V)
0.0 -0.5
• •
Filtro passa-alta (FPA). Filtro passa-baixa (FPB). Filtro passa-aixa (FPF). Filtro rejeita-aixa (FRF).
Os ltros podem ser construídos apenas com elementos passivos (resistores, capacitores e indutores) ou com elementos passivos e ativos, como os com amplicador operacional, que permitem obter uma saída amplicada e com muito mais seletividade. Outra vantagem dos ltros com AO em relação aos ltros passivos é a resistência de entrada muito elevada e a resistência de saída muito baixa, o que possibilita ligar o ltro a uma carga sem modicar a requência de corte.
-1.0 -1.5
10 5
Vs(V)
0 -5 -10
Em razão da grande diversidade de circuitos, consideraremos aqui somente o ltro passa-baixa e o ltro passa-alta, de primeira e de seg unda ordens. Os ltros de primeira ordem têm atenuação de 20 dB/decada e os de segunda ordem, de 40 dB/decada. Filtro passa-baixa de primeira ordem
A gura 7.73 mostra o circuito e a curva de resposta em requência de um FPB de primeira ordem. A requência de corte é dada por: f C
224
1 =
2⋅ π ⋅R⋅ C
225
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
O dierenciador pode se comportar como ltro passa-alta, conorme ilustra a gura 7.72, em que a requência de corte vale 16 kHz.
Solução:
A orma de onda da saída depende da requência do sinal em relação à requência de corte, que, nesse caso, vale: 30
fC
=
1 2 ⋅ π ⋅ 10
3
⋅
0, 01⋅ 10
=
6
−
20
16000 Hz
17 10 ) B d ( o h n a G
Se o sinal de entrada or uma onda triangular de requência bem menor que a de corte, o circuito será dierenciador e a onda de saída será quadrada, pois a derivada de uma rampa é uma constante. A gura 7.70 apresenta as ormas de onda de entrada e saída nessas condições.
0
-10
-20
Figura 7.70 rsps g.
-30
1.5
Ve(V)
-40
0.0
100
1k
10k
16
70k
f(Hz ) -1.5
Vs(V)
Figura 7.72
Filtros ativos
2.0
Filtros são circuitos que deixam passar sinais de determinadas requências, atenuando as outras e de acordo com essas características. Existem os seguintes ltros:
0.0
cv sps qê g 7.69.
2.0 • •
Outra aplicação do dierenciador é obter pulsos a partir de uma onda quadrada (gura 7.71).
1.5 1.0 0.5
Ve(V)
•
Os ltros podem ser construídos apenas com elementos passivos (resistores, capacitores e indutores) ou com elementos passivos e ativos, como os com amplicador operacional, que permitem obter uma saída amplicada e com muito mais seletividade. Outra vantagem dos ltros com AO em relação aos ltros passivos é a resistência de entrada muito elevada e a resistência de saída muito baixa, o que possibilita ligar o ltro a uma carga sem modicar a requência de corte.
Figura 7.71 rsps q.
•
Filtro passa-alta (FPA). Filtro passa-baixa (FPB). Filtro passa-aixa (FPF). Filtro rejeita-aixa (FRF).
0.0 -0.5 -1.0
Em razão da grande diversidade de circuitos, consideraremos aqui somente o ltro passa-baixa e o ltro passa-alta, de primeira e de seg unda ordens. Os ltros de primeira ordem têm atenuação de 20 dB/decada e os de segunda ordem, de 40 dB/decada.
-1.5
10 5
Vs(V)
0
Filtro passa-baixa de primeira ordem
-5
A gura 7.73 mostra o circuito e a curva de resposta em requência de um FPB de primeira ordem. A requência de corte é dada por:
-10
f C
1 =
2⋅ π ⋅R⋅ C
224
225
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Acima da requência de corte, o ganho é atenuado de 20 dB/decada.
O módulo do ganho é calculado por: Ganho
(a) R
e, em decibéis:
Vs C
-
0.01uF
-Vcc
Ganho
R2
Para o circuito da gura 7.73a, a expressão do módulo do ganho em relação à requência é:
1 k
(b) curva real
A Vf = 20 ⋅ log 2 1 + f f C
9 k
R1
Ganho
aproximação por trechos de retas
2
1
f + 1600
Se f = 1 600 Hz, o ganho vale:
20
17 10
Ganho
-20dB/decada
=
0
-10
-20
10
=
30
) B d ( o h n a G
f + f C
cc
+ Ve
2
1
+V
1 k
A Vf
=
10 2
1600 1+ 1600
=
10 1 + (1)2
= 7,07
e, em decibéis: 10
100
1k
10k
1,6
60k
Ganho
=
20 log7, 07 ⋅
=
17 dB
f(Hz )
Filtro passa-alta de primeira ordem
Figura 7.73 F pss-b p : () (b) v sps.
A expressão da tensão de saída (VS) em relação à entrada ( Ve) é dada por: Ganho =
VS Ve
=
A Vf f 1 + j( ) f C
Para obter a requência de corte, utiliza-se a expressão vista anteriormente: f C
O ganho é um número complexo, ou seja, tem módulo e ase. Nesse caso, AVf é o ganho de malha echada determinado pelos resistores R1 e R2 – por exemplo, AVf = 10 ou 20 dB – e f C a requência de corte, dada por: f C
226
=
1 2⋅ π ⋅R⋅C
=
Essa conguração é obtida invertendo as posições de R e C, como no circuito da gura 7.74a.
2 ⋅ π ⋅ 10
⋅
2⋅ π⋅R⋅ C
Nesse caso, o módulo do ganho vale: Ganho
1 3
1 =
0,1⋅ 10
6
−
=
1600 Hz
=
A Vf 2
f 1 + f C
2 f C 1+ f
e Ganho = 20 ⋅ log
A Vf
227
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Acima da requência de corte, o ganho é atenuado de 20 dB/decada.
O módulo do ganho é calculado por: Ganho
(a) R
2
1
+V
1 k
e, em decibéis:
Vs C
-
0.01uF
-Vcc
Ganho
R2
Para o circuito da gura 7.73a, a expressão do módulo do ganho em relação à requência é:
1 k
(b) curva real
A Vf = 20 ⋅ log 2 f 1+ f C
9 k
R1
Ganho
10
=
2
aproximação por trechos de retas
1
30
o h n a G
10
Ganho
-20dB/decada
10
=
2
1600 1+ 1600
0
-10
-20
f + 1600
Se f = 1 600 Hz, o ganho vale:
20
17 ) B d (
f + f C
cc
+ Ve
A Vf
=
=
10 1 + (1)2
= 7,07
e, em decibéis: 10
100
1k
10k
1,6
60k
Ganho
20 log7, 07
=
⋅
=
17 dB
f(Hz )
Filtro passa-alta de primeira ordem
Figura 7.73 F pss-b p : () (b) v sps.
A expressão da tensão de saída (VS) em relação à entrada ( Ve) é dada por: Ganho =
VS
A Vf f ) f C
=
Ve
Para obter a requência de corte, utiliza-se a expressão vista anteriormente:
1 + j(
f C
O ganho é um número complexo, ou seja, tem módulo e ase. Nesse caso, AVf é o ganho de malha echada determinado pelos resistores R1 e R2 – por exemplo, AVf = 10 ou 20 dB – e f C a requência de corte, dada por: f C
=
Essa conguração é obtida invertendo as posições de R e C, como no circuito da gura 7.74a.
1 2⋅ π ⋅R⋅C
=
2 ⋅ π ⋅ 10
⋅
2⋅ π⋅R⋅ C
Nesse caso, o módulo do ganho vale: Ganho
1 3
1 =
0,1⋅ 10
6
=
−
A Vf 2 1 + f C f
A Vf
=
e Ganho = 20 ⋅ log
2
f 1 + f
1600 Hz
C
226
227
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.74
C 0.1u
F pss- p : ) b) v sps.
+V
Esse valor é equivalente ao obtido no gráco da gura 7.74b. cc
Para nalizar, o valor de tensão é: VS = 0,31 · Ve = 0,31 · 5 = 1,55 VP
+ Vs R 1k
Ve
-
Filtro passa-baixa de segunda ordem
-Vcc
O ltro passa-baixa de segunda ordem (gura 7.75) usa dois capacitores e dois resistores para impor a requência de corte. Para obter uma resposta mais plana possível, o ganho de malha echada do amplicador não inversor deve ser aproximadamente 1,58. Portanto, a relação entre os resistores é: R2 = 0,58· R1. Assim, a requência de corte é determinada por:
R2 9k
R1 1k
(a) Ganho (dB)
aproximação por trechos de retas
curva real
30
f C
1 =
2⋅ π⋅R⋅ C
20
17
-20dB/decada
Por exemplo, se R1 = 1 kΩ, R2 = 0,58 kΩ e C = 0,1 μF, a requência de corte será:
10
0
fC
-10
=
1 2 ⋅ π ⋅ 10
3
⋅
0,1⋅ 10
−
6
≅
1600 Hz
Figura 7.75 F pss-b sg : ) b) v sps.
-20
-30
10
100
f(Hz)
1k
1,6
C 0,1 F
10k
(b)
R 1k +
Exemplo
-
R 1k
+Vcc Vs
+ -
Ve
C
R2 0.58 k
-Vcc
0,1 F
Considere que no circuito da gura 7.74a a entrada é senoidal, de requência 50 Hz e amplitude 5 VP. Qual a amplitude da tensão na saída?
R1 1k
(a)
Solução:
Ganho(dB)
Para calcularmos a amplitude da saída, precisamos determinar o ganho nessa requência. Podemos, então, utilizar a expressão do módulo do ganho. fC
=
1 2 ⋅ π ⋅ 10
3
⋅
0,1⋅ 10
−
=
6
c ur va re al
a pr ox im aç ão p or t re ch os d e r et as
20 10 4 1 0
-40dB/década
1600 Hz -10 -20
Para f = 50 Hz:
-30
Ganho
=
10 2
1600 50
1+
=
10 1 + 1 0 24
= 0,31
e, em decibéis: |Ganho| = 20 · log0,31 = –10,1 dB 228
-40 -50 10
100
1k
f(Hz)
1,6k
10k
(b)
229
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.74
C 0.1u
F pss- p : ) b) v sps.
+V
Esse valor é equivalente ao obtido no gráco da gura 7.74b. cc
Para nalizar, o valor de tensão é: VS = 0,31 · Ve = 0,31 · 5 = 1,55 VP
+ Vs R 1k
Ve
-
Filtro passa-baixa de segunda ordem
-Vcc
O ltro passa-baixa de segunda ordem (gura 7.75) usa dois capacitores e dois resistores para impor a requência de corte. Para obter uma resposta mais plana possível, o ganho de malha echada do amplicador não inversor deve ser aproximadamente 1,58. Portanto, a relação entre os resistores é: R2 = 0,58· R1. Assim, a requência de corte é determinada por:
R2 9k
R1 1k
(a) Ganho (dB)
aproximação por trechos de retas
curva real
30
f C
1 =
2⋅ π⋅R⋅ C
20
17
-20dB/decada
Por exemplo, se R1 = 1 kΩ, R2 = 0,58 kΩ e C = 0,1 μF, a requência de corte será:
10
0
fC
-10
=
1 2 ⋅ π ⋅ 10
3
⋅
0,1⋅ 10
−
6
≅
1600 Hz
Figura 7.75 F pss-b sg : ) b) v sps.
-20
-30
10
100
f(Hz)
1k
1,6
C 0,1 F
10k
(b)
R 1k +
Exemplo
-
R 1k
+Vcc Vs
+ -
Ve
R2 0.58 k
-Vcc
C 0,1 F
Considere que no circuito da gura 7.74a a entrada é senoidal, de requência 50 Hz e amplitude 5 VP. Qual a amplitude da tensão na saída?
R1 1k
(a)
Solução:
Ganho(dB)
Para calcularmos a amplitude da saída, precisamos determinar o ganho nessa requência. Podemos, então, utilizar a expressão do módulo do ganho. fC
=
1 2 ⋅ π ⋅ 10
3
⋅
0,1⋅ 10
−
=
6
c ur va re al
a pr ox im aç ão p or t re ch os d e r et as
20 10 4 1 0
-40dB/década
1600 Hz -10 -20
Para f = 50 Hz:
-30
Ganho
10
=
2
1600 50
1+
=
10 1 + 1 0 24
= 0,31
-40 -50 10
100
1k
f(Hz)
1,6k
10k
(b)
e, em decibéis: |Ganho| = 20 · log0,31 = –10,1 dB 228
229
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.76 F pss- sg : ) b) v sps.
Filtro passa-alta de segunda ordem
7.2.5 Aplicações não lineares
O ltro passa-alta de segunda ordem é obtido invertendo as posições de R e C no ltro passa-baixa de segunda ordem da gura 7.75a. A relação entre os resistores é a mesma, ou seja, R2 = 0,58 · R1, e a requência de corte ta mbém é calculada por:
As aplicações não lineares ocorrem pelo ato de o AO ter ganho muito elevado e, consequentemente, qualquer dierença de tensão aplicada nos terminais de entrada é suciente para levar a saída a saturar.
Comparador de zero não inversor f C
1 =
No circuito comparador de zero não inversor (gur a 7.77a), a tensão é aplicada na entrada inversora, que é simultaneamente comparada com 0 V. A gur a 7.77b mostra a curva de transerência para valores de tensão de entrada maiores ou menores que 0 V. Observe que a saída satura positivamente se Ve > 0 e negativamente se Ve < 0.
2⋅ π⋅R⋅ C
R 1 k
Figura 7.77 C 0,1 F
C 0,1 F
+Vcc + _
+Vcc
Vs
0.58 k
-Vcc
R 1 k
+Vsat Vs
+
R2
Ve
-
Ve
Ve -V
R1
-Vsat
cc
1 k (a)
(a)
Ganho (dB) 20
curva real
(b)
aproximação por trechos de retas
Outra característica desse circuito é a orma de onda na saída: se a entrada or senoidal, a saída será uma onda quadrada em ase com a senoidal e de mesma requência (gura 7.78).
10 4 1 0 -10
cp z ã vs: ) b) v sê.
Vs
-40dB/decada
Figura 7.78
-20
Fs : ) b) sí.
-30 1.0
-40 0.5
-50
Ve(V)
-60 -70 -80 10
0.0
-0.5
100
f(Hz)
1k
1,6k
10k
(b)
-1.0
(a)
+Vsat 15 10 5
Observe no gráco da g ura 7.76a a atenuação de 40 dB/decada abaixo da requência de corte. Isso signica que, se a requência diminuir 10 vezes, o ganho será atenuado em 100 vezes. Por exemplo, se o sinal de entrada or senoidal e de requência 700 Hz, o ganho valerá –10 dB ou 0,31. Se a requência diminuir para 70 Hz, o ganho será de –50 dB ou 0,0031. odos esses valores de ganho oram obtidos da curva de re sposta em requência. 230
Vs(V)
0 -5
-Vsat
10 15
(b)
231
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.76 F pss- sg : ) b) v sps.
Filtro passa-alta de segunda ordem
7.2.5 Aplicações não lineares
O ltro passa-alta de segunda ordem é obtido invertendo as posições de R e C no ltro passa-baixa de segunda ordem da gura 7.75a. A relação entre os resistores é a mesma, ou seja, R2 = 0,58 · R1, e a requência de corte ta mbém é calculada por:
As aplicações não lineares ocorrem pelo ato de o AO ter ganho muito elevado e, consequentemente, qualquer dierença de tensão aplicada nos terminais de entrada é suciente para levar a saída a saturar.
Comparador de zero não inversor f C
1 =
No circuito comparador de zero não inversor (gur a 7.77a), a tensão é aplicada na entrada inversora, que é simultaneamente comparada com 0 V. A gur a 7.77b mostra a curva de transerência para valores de tensão de entrada maiores ou menores que 0 V. Observe que a saída satura positivamente se Ve > 0 e negativamente se Ve < 0.
2⋅ π⋅R⋅ C
R 1 k
Figura 7.77 C 0,1 F
C 0,1 F + _
+Vcc
Vs
Ve
-
0.58 k
-Vcc
+Vsat Vs
+
R2 R 1 k
Ve
Ve -V
R1
-Vsat
cc
1 k (a)
(a)
Ganho (dB) 20
curva real
(b)
aproximação por trechos de retas
Outra característica desse circuito é a orma de onda na saída: se a entrada or senoidal, a saída será uma onda quadrada em ase com a senoidal e de mesma requência (gura 7.78).
10 4 1 0 -10
cp z ã vs: ) b) v sê.
Vs
+Vcc
-40dB/decada
Figura 7.78
-20
Fs : ) b) sí.
-30 1.0
-40 0.5
-50
Ve(V)
-60 -70
0.0
-0.5
-80 10
100
f(Hz)
1k
1,6k
10k
(a)
-1.0
(b)
+Vsat 15 10 5
Observe no gráco da g ura 7.76a a atenuação de 40 dB/decada abaixo da requência de corte. Isso signica que, se a requência diminuir 10 vezes, o ganho será atenuado em 100 vezes. Por exemplo, se o sinal de entrada or senoidal e de requência 700 Hz, o ganho valerá –10 dB ou 0,31. Se a requência diminuir para 70 Hz, o ganho será de –50 dB ou 0,0031. odos esses valores de ganho oram obtidos da curva de re sposta em requência.
Vs(V)
0 -5 10
-Vsat
(b)
15
230
231
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Comparador de zero inversor
Comparador de zero inversor com histerese
No circuito comparador de zero inversor (7.79a), a tensão deve ser aplicada na entrada inversora, e a entrada não inversora, conectada ao terra. A gu ra 7.79b apresenta a curva de transerência ( VS · Ve). Note que a saída satura negativamente se Ve > 0 e positivamente se Ve < 0.
Os dois circuitos comparadores apresentados, por causa dos altíssimos ganhos, são suscetíveis a ruídos para valores de tensão de entrada próximos a zero. Se a tensão de entrada estiver passando por zero (ou xar-se em 0 V) e aparecer um ruído de sinal na entrada, a tensão da saída oscilará entre +Vsat e –Vsat até que a amplitude de uma das entradas supere a amplitude do ruído. Para amenizar esse problema, aplica-se histerese para valores de tensão próximos a 0 V. A histerese, além de proteger a entrada do circuito contra ruídos, acelera a mudança de estado. Veja o circuito e a curva de transerência na gu ra 7.81.
Figura 7.79 cp z vs: ) b) v sê.
Vs +Vsat
Figura 7.81
+V cc -
+V cc
Ve
Vs
-
Vs
+
Ve
+Vsat
+
-Vcc (a)
cp z vs hss: ) b) v sê.
Vs
Histerese
-Vsat
-Vcc
Ve
R2
(b)
V2
0
V1
Ve
R1 -Vsat
Outra característica desse circuito é a orma de onda na saída: se a entrada or senoidal, a saída será uma onda quadrada deasada de 180° em relação à entrada e de mesma requência (gura 7.80).
(a)
(b)
A transição de +Vsat para –Vsat ocorre quando Ve > V1 e a de –Vsat para +Vsat, quando na entrada V3 < V2.
Figura 7.80 Fs : ) b) sí.
1.0
As tensões de limiar podem ser calculadas por:
0.5
Ve(V)
0.0
(a)
V1 =
R1 R1 + R2
⋅
Vsat(
+
)
e V2
= −
R1 R1 + R2
⋅
Vsat(
−
)
-0.5
Um exemplo de aplicação dessa conguração é no primeiro circuito de requencímetros digitais.
-1.0
+Vsat
Vs(V)
0
(b)
A amplitude da histerese depende do nível de ruído do local em que o ci rcuito está instalado: em locais com alto nível de ruído, o circuito requer histerese maior; em locais com baixo nível do r uído, histerese menor. O valor da histerese é denido como: H = V1 – V2.
Comparador de nível -Vsat
232
Em um circuito comparador de nível, são aplicadas tensão ( Ve) em uma das entradas e tensão de reerência ( VR) na outra. A g ura 7.82 mostra um comparador de nível e sua curva de transerência. 233
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Comparador de zero inversor
Comparador de zero inversor com histerese
No circuito comparador de zero inversor (7.79a), a tensão deve ser aplicada na entrada inversora, e a entrada não inversora, conectada ao terra. A gu ra 7.79b apresenta a curva de transerência ( VS · Ve). Note que a saída satura negativamente se Ve > 0 e positivamente se Ve < 0.
Os dois circuitos comparadores apresentados, por causa dos altíssimos ganhos, são suscetíveis a ruídos para valores de tensão de entrada próximos a zero. Se a tensão de entrada estiver passando por zero (ou xar-se em 0 V) e aparecer um ruído de sinal na entrada, a tensão da saída oscilará entre +Vsat e –Vsat até que a amplitude de uma das entradas supere a amplitude do ruído. Para amenizar esse problema, aplica-se histerese para valores de tensão próximos a 0 V. A histerese, além de proteger a entrada do circuito contra ruídos, acelera a mudança de estado. Veja o circuito e a curva de transerência na gu ra 7.81.
Figura 7.79 cp z vs: ) b) v sê.
Vs +Vsat
Figura 7.81
+V cc -
+V cc
Ve
Vs
Vs
+
Ve
+Vsat
+
-Vcc
Histerese
-Vsat
(a)
cp z vs hss: ) b) v sê.
Vs
-
-Vcc
Ve
R2
(b)
V2
0
V1
Ve
R1 -Vsat
Outra característica desse circuito é a orma de onda na saída: se a entrada or senoidal, a saída será uma onda quadrada deasada de 180° em relação à entrada e de mesma requência (gura 7.80).
(a)
(b)
A transição de +Vsat para –Vsat ocorre quando Ve > V1 e a de –Vsat para +Vsat, quando na entrada V3 < V2.
Figura 7.80 Fs : ) b) sí.
1.0
As tensões de limiar podem ser calculadas por:
0.5 (a)
0.0
Ve(V)
V1 =
R1
⋅
R1 + R2
Vsat(
+
)
e V2
= −
R1 R1 + R2
⋅
Vsat(
−
)
-0.5
Um exemplo de aplicação dessa conguração é no primeiro circuito de requencímetros digitais.
-1.0
+Vsat
Vs(V)
(b)
0
A amplitude da histerese depende do nível de ruído do local em que o ci rcuito está instalado: em locais com alto nível de ruído, o circuito requer histerese maior; em locais com baixo nível do r uído, histerese menor. O valor da histerese é denido como: H = V1 – V2.
Comparador de nível -Vsat
Em um circuito comparador de nível, são aplicadas tensão ( Ve) em uma das entradas e tensão de reerência ( VR) na outra. A g ura 7.82 mostra um comparador de nível e sua curva de transerência.
232
233
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Em que situações esse circuito é uti lizado? Em qualquer uma em que seja necessário comprovar se uma condição é verdadeira ou não. Por exemplo, queremos saber se a água de um reservatório atingiu determinado nível ou não. Se não atingiu, a saída do comparador mantém a bomba ligada. Quando a água do reservatório atinge o nível estimado, a saída do AO se altera e a bomba é desligada. Note que, para essas condições, o nível máximo do reservatório deve ser associado à aplicação de tensão em uma das entradas e de tensão de reerência na outra. O mesmo raciocínio vale para situações com outras grandezas; em vez de nível, a tensão pode estar associada a temperatura, posição etc.
Figura 7.82 cp ív vs: ) b) v sê.
V+
=
2 k ⋅ 10 V 2k
+
3k
=
4V
;
V−
=
Rv ⋅ 10 Rv
+
9
Logo, para que o LED acenda, V+ > V- ou: 4
>
R v ⋅ 10 Rv
+
9
⇒ Rv <
6K
Monoestável Vs +V cc
+Vsat
+ Vs Ve
-
VR
Ve
- Vcc
VR
Um monoestável tem dois estados: um estável e um instável. O circuito muda do estado estável para o instável quando recebe uma ação externa (pulso). O circuito se mantém instável por um tempo determinado, que depende de um resistor e um capacitor. Depois desse tempo, o circuito volta automaticamente para o estado estável. Existem várias maneiras de construir um monoestável. A gura 7.84 mostra um circuito monoestável com AO e as ormas de onda obtidas na saída. Figura 7.84
-Vsat (a)
) c sáv sp b) s .
R
(b)
Exemplo
+V cc -
No circuito da gura 7.83, para quais valores de Rv o LED acende?
D
C
Figura 7.83
Vs
+ -V cc
CH
R2
+10 V
- Vcc 9k
3k
R1
(a)
+V cc -
+ Rv
2 k
1 k
+Vsat +Vsat
- Vcc
0,7 V
0
Solução:
Para que o LED acenda, a tensão na saída deve ser alta e, consequentemente, a tensão na entrada não inversora tem de ser maior que a tensão na entrada inversora, isto é: 234
.V
sat
-Vsat
-Vsat Ti (b)
235
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Em que situações esse circuito é uti lizado? Em qualquer uma em que seja necessário comprovar se uma condição é verdadeira ou não. Por exemplo, queremos saber se a água de um reservatório atingiu determinado nível ou não. Se não atingiu, a saída do comparador mantém a bomba ligada. Quando a água do reservatório atinge o nível estimado, a saída do AO se altera e a bomba é desligada. Note que, para essas condições, o nível máximo do reservatório deve ser associado à aplicação de tensão em uma das entradas e de tensão de reerência na outra. O mesmo raciocínio vale para situações com outras grandezas; em vez de nível, a tensão pode estar associada a temperatura, posição etc.
Figura 7.82 cp ív vs: ) b) v sê.
V+
=
2 k ⋅ 10 V 2k
+
=
3k
4V
;
V−
=
Rv ⋅ 10 Rv
+
9
Logo, para que o LED acenda, V+ > V- ou: 4
>
R v ⋅ 10 Rv
+
9
⇒ Rv <
6K
Monoestável Vs +V cc
Um monoestável tem dois estados: um estável e um instável. O circuito muda do estado estável para o instável quando recebe uma ação externa (pulso). O circuito se mantém instável por um tempo determinado, que depende de um resistor e um capacitor. Depois desse tempo, o circuito volta automaticamente para o estado estável. Existem várias maneiras de construir um monoestável. A gura 7.84 mostra um circuito monoestável com AO e as ormas de onda obtidas na saída.
+Vsat
+ Vs Ve
-
VR
Ve
- Vcc
VR
Figura 7.84
-Vsat (a)
) c sáv sp b) s .
R
(b)
Exemplo
+V cc -
No circuito da gura 7.83, para quais valores de Rv o LED acende?
D
C
Vs
+
Figura 7.83
R2
-V cc
CH +10 V
- Vcc 9k
3k
R1
(a)
+V cc -
+ Rv
2 k
+Vsat
1 k
+Vsat
- Vcc
0,7 V
0
.V
Solução:
sat
-Vsat
-Vsat Ti
Para que o LED acenda, a tensão na saída deve ser alta e, consequentemente, a tensão na entrada não inversora tem de ser maior que a tensão na entrada inversora, isto é:
(b)
234
235
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
O circuito monoestável inicia a operação no estado estável, com a saída em +Vsat e o diodo D conduzindo com tensão em C, limitada em 0,7 V. Por meio do divisor de tensão, parte da tensão de saída ( b · Vsat) é realimentada para a entrada não inversora quando b · Vsat > 0,7 V. Nessas condições, a saída permanece em +Vsat, caracterizando o estado estável. Quando se aciona momentaneamente a c have CH, uma tensão negativa é imposta na entrada não inversora, ocasionando saturação negativa (– Vsat) na saída. Nessas condições, parte da tensão realimentada segue para a entrada não inversora, mantendo a saída em nível baixo mesmo que a chave seja desacionada. A partir desse instante, o capacitor começa a se carregar, reduzindo a tensão para –Vsat (observe que o diodo corta). Quando a tensão no capacitor atinge – b · Vsat, a saída aumenta para +Vsat e o circuito retorna ao estado estável. Apesar de se encontrar no e stado estável, o circuito não per mite novo disparo, pois isso aria com que a duração do estado instável osse menor. Outro disparo pode ser aplicado apenas quando o circuito se recuperar totalmente (chave echada momentaneamente). A duração do estado instável é dada por: em que β =
O astável é um oscilador de onda quadrada que u nciona por meio da carga de um capacitor. A gura 7.86 mostra o circuito básico. Nele, a saída oscila entre +Vsat e –Vsat quando as tensões de entrada são comparadas entre si. A tensão na entrada inversora é igual à tensão no capacitor e a tensão na entrada não inversora é uma parcela da tensão de saída. Se VC = V – > V+, a saída será – Vsat; do contrário, +Vsat. Considerando, por conveniência, que a saturação positiva é igual à negativa, então: V+
R1 R1 + R2
⋅ Vsat = β ⋅ Vsat
O período das oscilações é calculado por: T
1
=
= 2 ⋅ R ⋅ C ⋅ In
1+ β 1− β
, em que β =
R1 R1
+ R2
.
1− β
Figura 7.86
R1 R1
= R ⋅ C ⋅ ln
Ti
Astável
+ R2
asáv sé: ) b) s .
R
, que determina qual parcela da saída é realimentada para
a entrada não inversora.
+V cc
VC -
A recuperação pode ser mais rápida se or eita com um re sistor de valor bem menor que R (gura 7.85).
C
Vs
+ R2
- Vcc
Figura 7.85
R
msáv pçã áp.
R1 D2
Rrec
(a)
+V
cc
Vs
Vs D
C
+Vsat
+
1
CH
- Vcc
R2
Vc
0
- Vcc
R1
-Vsat TL
Quando a saída muda para – Vsat e o circuito entra no estado instável, o capacitor passa a se carregar por R. Quando o circuito retorna ao estado estável, o capacitor se carrega por Rrec, que tem valor de resistência muito menor que R. 236
TH T
(b)
237
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
O circuito monoestável inicia a operação no estado estável, com a saída em +Vsat e o diodo D conduzindo com tensão em C, limitada em 0,7 V. Por meio do divisor de tensão, parte da tensão de saída ( b · Vsat) é realimentada para a entrada não inversora quando b · Vsat > 0,7 V. Nessas condições, a saída permanece em +Vsat, caracterizando o estado estável. Quando se aciona momentaneamente a c have CH, uma tensão negativa é imposta na entrada não inversora, ocasionando saturação negativa (– Vsat) na saída. Nessas condições, parte da tensão realimentada segue para a entrada não inversora, mantendo a saída em nível baixo mesmo que a chave seja desacionada. A partir desse instante, o capacitor começa a se carregar, reduzindo a tensão para –Vsat (observe que o diodo corta). Quando a tensão no capacitor atinge – b · Vsat, a saída aumenta para +Vsat e o circuito retorna ao estado estável. Apesar de se encontrar no e stado estável, o circuito não per mite novo disparo, pois isso aria com que a duração do estado instável osse menor. Outro disparo pode ser aplicado apenas quando o circuito se recuperar totalmente (chave echada momentaneamente). A duração do estado instável é dada por: em que β =
O astável é um oscilador de onda quadrada que u nciona por meio da carga de um capacitor. A gura 7.86 mostra o circuito básico. Nele, a saída oscila entre +Vsat e –Vsat quando as tensões de entrada são comparadas entre si. A tensão na entrada inversora é igual à tensão no capacitor e a tensão na entrada não inversora é uma parcela da tensão de saída. Se VC = V – > V+, a saída será – Vsat; do contrário, +Vsat. Considerando, por conveniência, que a saturação positiva é igual à negativa, então: V+
R1 R1 + R2
⋅ Vsat = β ⋅ Vsat
O período das oscilações é calculado por: = 2 ⋅ R ⋅ C ⋅ In
T
1
=
1+ β 1− β
, em que β =
R1 R1
+ R2
.
1− β
Figura 7.86
R1 R1
= R ⋅ C ⋅ ln
Ti
Astável
+ R2
asáv sé: ) b) s .
R
, que determina qual parcela da saída é realimentada para
a entrada não inversora.
+V cc
VC -
A recuperação pode ser mais rápida se or eita com um re sistor de valor bem menor que R (gura 7.85).
C
Vs
+ R2
- Vcc
Figura 7.85
R
msáv pçã áp.
R1 D2
Rrec
(a)
+V
cc
Vs
+Vsat
Vs D
C
+
1
- Vcc
CH
R2
Vc
0
- Vcc
R1
-Vsat TL
TH
Quando a saída muda para – Vsat e o circuito entra no estado instável, o capacitor passa a se carregar por R. Quando o circuito retorna ao estado estável, o capacitor se carrega por Rrec, que tem valor de resistência muito menor que R.
T
(b)
236
237
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Como o circuito é simétrico, os tempos alto ( TH) e baixo ( TL) são iguais, ou seja: TH
= TL = R ⋅ C ⋅ In
1+ β
Nesse circuito, quando a saída é alta, o diodo D1 conduz e o capacitor passa a se carregar por R4 (10 kΩ), kΩ), determinando o tempo alto. Quando a sa ída é baixa, o diodo D2 conduz e o capacitor passa a se carregar por R3, determinando o tempo baixo. Os tempos alto e baixo são ca lculados, respectivamente, por:
1− β
Quando é necessário que o tempo alto seja dierente do baixo, pode-se usar o circuito da gura 7.87. Figura 7.87
TH
= R 4 ⋅ C ⋅ In
1+ β 1− β
e
TL
= R 3 ⋅ C ⋅ In
1+ β 1− β
Comparador de janela
asáv ssé: ) b) s .
Esse circuito detecta quando o valor de uma tensão está compreendido entre dois limites (gura 7.88). 7.88). Na prática, como a c ada valor de tensão está associado o valor de uma variável ísica, o circuito pode ser u sado para detectar um intervalo de temperatura, de intensidade luminosa ou sonora etc.
R3 20 k
D1
R4 10 k
D2
Figura 7.88 +V cc
VC
cp j: ) b) v sê.
+V
cc
-
C 0,1uF
VS +
D2
VR2 4V
+
R2 10 k
- Vcc
Vs
+V
cc
Ve
-
R1
D1
RL 1 k
+
10 k
VR1 2V
(a)
(a)
Vs
15
+Vsat
Vsat
10
+ .Vsat
Vc
) V ( s V
5
0
- .V sat
0 0
2
4 Ve(V)
6
(b)
-Vsat TH
TL
(b)
238
As tensões de reerência VR1 e VR2 são obtidas de divisores de tensão, e a tensão de entrada Ve, de um divisor de tensão em que uma das resistências é um sensor que converte a variação de uma grandeza ísica em variação de resistência. 239
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Como o circuito é simétrico, os tempos alto ( TH) e baixo ( TL) são iguais, ou seja: TH
= TL = R ⋅ C ⋅ In
1+ β
Nesse circuito, quando a saída é alta, o diodo D1 conduz e o capacitor passa a se carregar por R4 (10 kΩ), kΩ), determinando o tempo alto. Quando a sa ída é baixa, o diodo D2 conduz e o capacitor passa a se carregar por R3, determinando o tempo baixo. Os tempos alto e baixo são ca lculados, respectivamente, por:
1− β
Quando é necessário que o tempo alto seja dierente do baixo, pode-se usar o circuito da gura 7.87. Figura 7.87
TH
= R 4 ⋅ C ⋅ In
1+ β 1− β
e
TL
= R 3 ⋅ C ⋅ In
1+ β 1− β
Comparador de janela
asáv ssé: ) b) s .
Esse circuito detecta quando o valor de uma tensão está compreendido entre dois limites (gura 7.88). 7.88). Na prática, como a c ada valor de tensão está associado o valor de uma variável ísica, o circuito pode ser u sado para detectar um intervalo de temperatura, de intensidade luminosa ou sonora etc.
R3 20 k
D1
R4 10 k
D2
Figura 7.88 +V cc
VC
cp j: ) b) v sê.
+V
cc
-
C 0,1uF
VS +
D2
VR2 4V
+
R2 10 k
- Vcc
Vs
+V
cc
Ve
-
R1
RL
D1
1 k
+
10 k
VR1 2V
(a)
(a)
Vs
15
+Vsat
Vsat
10
+ .Vsat
Vc
) V ( s V
5
0
- .V sat
0 0
2
4
6
(b)
Ve(V)
-Vsat TL
TH
As tensões de reerência VR1 e VR2 são obtidas de divisores de tensão, e a tensão de entrada Ve, de um divisor de tensão em que uma das resistências é um sensor que converte a variação de uma grandeza ísica em variação de resistência.
(b)
238
239
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Reticador de meia onda No circuito da gu ra 7.88, para Ve < 0, a saída do AO é positiva, polarizando o diodo D2 de maneira direta e o diodo D1 reversamente. O uxo da corrente é por R3 e o circuito opera como u m amplicador inversor de ganho R3 R1
Uma característica interessante desse circuito é que ele consegue reticar sinais com amplitude bem menores que 0,6 V. Isso porque a tensão de condução do diodo é reduzida a 0,7 V A V
.
, em que AV é o ganho em malha aberta.
Reticador de onda completa A tensão na saída desse circuito pode ser determinada por: VS
=
−
R3 R2
⋅
Figura 7.90
Existem vários circuitos que executam essa unção, mas vamos considerar o da gura 7.90, 7.90, pois ele permite variar o ganho por R1.
Ve
Analisando o circuito da gura 7.89a, 7.89a, é possível notar notar que, mantendo a entrada positiva, o diodo D2 corta e o diodo D1 conduz, e a corrente circula por R2. A tensão de saída é obtida de R3 e do anodo de D1, que está ligado à entrada inversora, e, por estar ligada virtualmente ao terra, a saída Vs é nula.
R 2 k
Como R3 = R1, a amplitude da tensão de saída é a mesma da de entrada. Figura 7.89
1 k
+Vcc
B
+Vcc
Ve
D1 R1 1 k
+Vcc
R2 1 k
+
A
D
+
R3
Vs F
+ D2
- Vcc
1 k
E
- Vcc
R 2 k
D2 Vs
Ve
-
R 2 k
D1 R1
r : ) b) s sí.
R 2 k
C
c p.
+ - Vcc (a)
Ve
A gu ra 7.91a 7.91a mostra o c ircuito no semiciclo positivo. Nessas condições, D1 conduz e D2 corta. A corrente, ao entrar em R1, é calculada por:
Vs
2
1
Ve
1
R1
0
0
, e a tensão no primeiro resistor R, por:
U1
V = ⋅ R R e
1
O ponto D tem mesmo potencial que o E, e, como não entra corrente por E, os pontos E e B tem mesmo potencial. Além disso, por causa do curto -circuito virtual, o ponto B tem mesmo potencial que o A (terra). Assim, U1 = U2. A corrente no ponto F é determinada por
-0
-1
-1
-2
(b)
Ve R1
240
, e a tensão, por
U3
=
VS
R =
R1
⋅
Ve .
241
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Reticador de meia onda No circuito da gu ra 7.88, para Ve < 0, a saída do AO é positiva, polarizando o diodo D2 de maneira direta e o diodo D1 reversamente. O uxo da corrente é por R3 e o circuito opera como u m amplicador inversor de ganho R3
0,7 V A V
.
R1
Uma característica interessante desse circuito é que ele consegue reticar sinais com amplitude bem menores que 0,6 V. Isso porque a tensão de condução do diodo é reduzida a , em que AV é o ganho em malha aberta.
Reticador de onda completa A tensão na saída desse circuito pode ser determinada por: VS
=
R3
−
R2
⋅
Figura 7.90
Existem vários circuitos que executam essa unção, mas vamos considerar o da gura 7.90, 7.90, pois ele permite variar o ganho por R1.
Ve
Analisando o circuito da gura 7.89a, 7.89a, é possível notar notar que, mantendo a entrada positiva, o diodo D2 corta e o diodo D1 conduz, e a corrente circula por R2. A tensão de saída é obtida de R3 e do anodo de D1, que está ligado à entrada inversora, e, por estar ligada virtualmente ao terra, a saída Vs é nula.
R 2 k
Como R3 = R1, a amplitude da tensão de saída é a mesma da de entrada. Figura 7.89
1 k
+Vcc
B
+Vcc
Ve
D1 R1 1 k
+Vcc
R2 1 k
-
A
D
+
R3
D2
- Vcc
Vs F
E
- Vcc
R 2 k
D2 Vs
Ve
-
+
1 k
+
R 2 k
D1 R1
r : ) b) s sí.
R 2 k
C
c p.
+ - Vcc (a)
Ve
A gu ra 7.91a 7.91a mostra o c ircuito no semiciclo positivo. Nessas condições, D1 conduz e D2 corta. A corrente, ao entrar em R1, é calculada por:
Vs
2
1
Ve
1
R1
0
0
, e a tensão no primeiro resistor R, por:
U1
V = ⋅ R R e
1
O ponto D tem mesmo potencial que o E, e, como não entra corrente por E, os pontos E e B tem mesmo potencial. Além disso, por causa do curto -circuito virtual, o ponto B tem mesmo potencial que o A (terra). Assim, U1 = U2. A corrente no ponto F é determinada por
-0
-1
-1
-2
Ve
(b)
R1
, e a tensão, por
U3
=
VS
R =
R1
⋅
Ve .
240
241
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.91
Assim, a tensão de saída é:
r p: ) s psv b) s gv.
Ve
R 2k
R1
R 2k
C
R 2k
VS
U3 Ve
U1
R1
R1
1k
U2
+V -
A
Ve
+
-
−
V R ⋅ Ve )⋅ R = R R1
Vs
F
+ E
- Vcc
Ve R1
-
D
+
V+(
Podemos, então, concluir concluir que o módulo do ganho é o mesmo para entrada positiva ou negativa.
+V cc
cc
B
=
- Vcc
R 2k
(a)
R 2k Ve Ve R1
R1 1k
R 2k Ve
V R
R1
R 2k
C
D1
R1
+V cc
B
-
V R
+Vcc
-
-
D
Vs
Ve +
A
+
F
+ - Vcc V R
D2
E
V
- Vcc
R 2k
(b)
No semiciclo negativo (gura 7.91b), a corrente segue por R1. Nessas condições, D2 conduz e D1 corta. Assim, passa a existir uma corrente circulando por D2. Considerando que a tensão no ponto E é V, a corrente em D2 é determinada por V/R. Portanto, a corrente no ponto C é a dierença entre a corrente de entrada e a corrente em D2: Ve R1
−
V R
Esse valor é o mesmo encontrado no ponto F; logo, a tensão na resistência de realimentação vale: (
242
Ve R1
−
V )⋅ R R
243
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 7
Figura 7.91
Assim, a tensão de saída é:
r p: ) s psv b) s gv.
Ve
R 2k
R1
R 2k
C
R 2k
VS
U3 Ve
U1
R1
R1
1k
U2
+V -
A
Ve
+
-
−
V R ⋅ Ve )⋅ R = R R1
Vs
F
+ E
- Vcc
Ve R1
-
D
+
V+(
Podemos, então, concluir concluir que o módulo do ganho é o mesmo para entrada positiva ou negativa.
+V cc
cc
B
=
- Vcc
R 2k
(a)
R 2k Ve Ve R1
R 2k Ve
V R
R1
R1 1k
R 2k
C
D1
R1
+V cc
B
-
V R
+Vcc
-
-
D
Vs
Ve +
A
+
F
+ - Vcc V R
D2
E
V
- Vcc
R 2k
(b)
No semiciclo negativo (gura 7.91b), a corrente segue por R1. Nessas condições, D2 conduz e D1 corta. Assim, passa a existir uma corrente circulando por D2. Considerando que a tensão no ponto E é V, a corrente em D2 é determinada por V/R. Portanto, a corrente no ponto C é a dierença entre a corrente de entrada e a corrente em D2: Ve R1
−
V R
Esse valor é o mesmo encontrado no ponto F; logo, a tensão na resistência de realimentação vale: (
Ve R1
−
V )⋅ R R
242
243
Capítuo 8
Temporizador 555
Capítuo 8
Temporizador 555
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.2 (8)
(6)
dg bs ci 555.
(4)
5k R1
1
+ 3
4
-
(5)
R Q
5k R2
2
(3)
S
+
O
5
Dentro do envoltório que condiciona esse dispositivo, há 23 transistores, dois diodos e 16 resistores (gura 8.1). c ci 555. Control voltage 5
8 7 KR 4 1
0R 3 2 8
Q6
7 KR 4 3
Q7
8 KR 6 12
KR 1 4
Q8
Q9
Q22
Q19
Q4 Q2
K 7 R10
Figura 8.3 R8
Trigger
Q11 Q12 Q10
Q20
K 5
7
Q13
Gnd.
Q14
220
Q16
GND
TRIGGER 7 KR15 4
K 5R9
1
8
2
7
3
6
4
5
+Vcc
Q24
Q15 K 0R 0 6 1
1
Output R14
Q25
Discharge
3
4K7
4
Reset
Os pinos do dispositivo 555 são representados pelos terminais numerados de 1 a 8 na gura 8.2 e apresentam as seguintes nalidades:
Q3
K 0R5 1
2
(1)
Entre os vários tipos de encapsulamento para esse dispositivo, o mais utilizado é o DIP (dual in line package ) de quatro pares de pinos (gura 8.3a.)
9 KR 3 13
6
Q1
TR
Q21 K 5 R7
Threshold
R3
1. GND (terra). 2. rigger (disparo). 3. Saída. 4. Reset . 5. Control (controle de tensão). 6. Treshold (limiar). 7. Descarga. 8. VCC.
Figura 8.1
Q5
(7)
5k
circuito integrado (CI) 555 é utilizado basicamente como temporizador, astável e biestável em diversas aplicações industriais e em projetos simples com nalidades educativas. Esse dispositivo oi desenvolvido inicialmente como NE-5555 pela Signetics na decada de 1970. Hoje é abricado por mais empresas, como a Fairchild (NE555), a National Semiconductor (LM555), a Motorola (MC1555), a Philips (NE555), a RCA (CA555) e a Sanyo (LC7555).
Vcc
-
(2)
R16
esq ps diP ps.
DISCHARGE
OUTPUT
THRESHOLD
100 RESET
CONTROL VOLTAGE
Para entendermos o uncionamento desse circuito, vamos usar o diagrama de blocos da gura 8.2, uma vez que é quase impossível azer uma análise pelo esquema do circuito interno. 246
Existe um dispositivo, denominado 556, que armazena no encapsulamento dois circuitos integrados 555 (gura 8.4). Essa versão tem 16 pinos. 247
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.2 (8) 5k R1
(6)
dg bs ci 555.
(4)
1
+ 3
4
-
(5)
R Q
5k R2
(3)
S
2
+
O
-
(2)
R3
circuito integrado (CI) 555 é utilizado basicamente como temporizador, astável e biestável em diversas aplicações industriais e em projetos simples com nalidades educativas. Esse dispositivo oi desenvolvido inicialmente como NE-5555 pela Signetics na decada de 1970. Hoje é abricado por mais empresas, como a Fairchild (NE555), a National Semiconductor (LM555), a Motorola (MC1555), a Philips (NE555), a RCA (CA555) e a Sanyo (LC7555). Dentro do envoltório que condiciona esse dispositivo, há 23 transistores, dois diodos e 16 resistores (gura 8.1).
c ci 555. Control voltage 5
8 7 KR 4 1
Q5
7 KR 4 3
0R 3 2 8
Q6
Q7
8 KR 6 12
KR 1 4
Q9
Q8
Q22
Q19
Q4 Q2
K R 7 10
Q3
Figura 8.3 R8
K 0R5 1
2
Q10
Q20
K 5
Q11 Q12
Trigger
220
Q16
GND
7
K 0R 0 6 1
Discharge 1
TRIGGER 7 KR15 4
KR 5 9
Q14
1
8
2
7
3
6
4
5
+Vcc
Q24
Q15
Q25
Gnd.
Output R14
Q13
esq ps diP ps.
3
4K7
4
Reset
Os pinos do dispositivo 555 são representados pelos terminais numerados de 1 a 8 na gura 8.2 e apresentam as seguintes nalidades:
Entre os vários tipos de encapsulamento para esse dispositivo, o mais utilizado é o DIP (dual in line package ) de quatro pares de pinos (gura 8.3a.)
9 KR 3 13
6
Q1
(1)
Q21 K 5 R7
Threshold
TR
1. GND (terra). 2. rigger (disparo). 3. Saída. 4. Reset . 5. Control (controle de tensão). 6. Treshold (limiar). 7. Descarga. 8. VCC.
Figura 8.1
Vcc
(7)
5
5k
DISCHARGE
OUTPUT
R16
THRESHOLD
100 RESET
CONTROL VOLTAGE
Para entendermos o uncionamento desse circuito, vamos usar o diagrama de blocos da gura 8.2, uma vez que é quase impossível azer uma análise pelo esquema do circuito interno.
Existe um dispositivo, denominado 556, que armazena no encapsulamento dois circuitos integrados 555 (gura 8.4). Essa versão tem 16 pinos.
246
247
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.4
4: Bufer de saída – É o estágio de potência do 555, responsável pela razoável
dspsv 556, s s gs 555.
E G T A L O D E V L G L O R O H A R S T H T E E C N R S S I O E H D T C R
V c c 14
13
12
11
T U P T U O
10
COMP
R E G G I T R
9
capacidade de corrente que esse dispositivo pode ornecer ou consumir (aproximadamente 200 mA). Figura 8.7
8
Buer sí.
COMP
FILP-FLOP
Q
(3)
FILP-FLOP COMP
1
2
COMP
3
D E E L G G O R H A T A S L H E O R S C V I H L D T O R T N O C
4
T E E S R
5
T U P T U O
6
R E G G I R T
7
D N G
5: Transistor de descarga – Opera como chave nas seguintes situações: quando Q = 1, satura descarregando o c apacitor externo; quando Q = 0, atua como chave
aberta. Figura 8.8
Retomando a gura 8.2, podemos observar o divisor constituído por três resistores de 5 kΩ. Foram esses componentes que deram origem ao nome 555.
(8)
(6)
(4)
5k R1
(6)
+ -
(5)
R
Os blocos indicados nessa gura são:
(8)
5k R2
Q
1
5k R1 + -
(5)
0
R 5k R2
S -
(2)
0
1
-
(2)
5k R3
(7)
(gura 8.5).
5k R3
(1)
Figura 8.5
Q
S +
+
1 e 2: Comparadores – São elementos que promovem uma resposta na saída pela comparação das entradas: se V+ > V –, a saída será alta; se V+ < V –, será zero
tss sg: ) s b) .
(4)
(7)
(1)
(a)
(b)
cp. Vs V+
8.1 Circuito integrado 555 como monoestável
V-
Como vimos no capítulo 7, um circuito monoestável tem dois estados: um estável e um instável; trata-se do primeiro modo de operação. A gura 8.9a mostra o circuito básico e a gura 8.9b, os componentes internos desse circuito. 3: Flip-fop RS (FF RS) – É um biestável (gura 8.6a) que muda de estado de
Figura 8.9a
acordo com o nível das entradas e com a tabela verdade (V) da gura 8.6b. Figura 8.6
8
R1
) Flip-fop rS b) b v.
Reset R
Q
S
Q
(a)
248
+Vcc
R
S
QF
QF
0
0
QA
QA
1 0 ?
0 1 ?
0 1 1
1 0 1
4 7
Ve
2
555
CH 5 0,01uF
ci 555 sáv: bás.
R
6
C
3 1
Vs
(b)
249
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.4
4: Bufer de saída – É o estágio de potência do 555, responsável pela razoável
dspsv 556, s s gs 555.
E G T A L O D E V L G L O R O H R S T H A T E E C N R S S I O E H D T C R
V c c 14
13
12
11
T U P T U O
10
COMP
capacidade de corrente que esse dispositivo pode ornecer ou consumir (aproximadamente 200 mA).
R E G G I T R
9
Figura 8.7
8
Buer sí.
COMP
FILP-FLOP
Q
(3)
FILP-FLOP COMP
1
2
COMP
3
D E E L G G O R H A T A S L H E O R S C V I H L D T O R T N O C
4
T E E S R
5
6
T R E U G P T G I U R O T
7
5: Transistor de descarga – Opera como chave nas seguintes situações: quando
D N G
Q = 1, satura descarregando o c apacitor externo; quando Q = 0, atua como chave
aberta. Figura 8.8
Retomando a gura 8.2, podemos observar o divisor constituído por três resistores de 5 kΩ. Foram esses componentes que deram origem ao nome 555.
(8)
(6)
(4)
5k R1
(6)
+ -
(5)
R
Os blocos indicados nessa gura são:
(8)
5k R2
Q
5k R1 + -
(5)
0
1
R 5k R2
S -
(2)
Q
0
1
S +
+
1 e 2: Comparadores – São elementos que promovem uma resposta na saída pela comparação das entradas: se V+ > V –, a saída será alta; se V+ < V –, será zero
tss sg: ) s b) .
(4)
-
(2)
5k R3
(7)
(gura 8.5).
5k R3
(1)
(7)
(1)
Figura 8.5
(a)
(b)
cp. Vs V+
8.1 Circuito integrado 555 como monoestável
V-
Como vimos no capítulo 7, um circuito monoestável tem dois estados: um estável e um instável; trata-se do primeiro modo de operação. A gura 8.9a mostra o circuito básico e a gura 8.9b, os componentes internos desse circuito. 3: Flip-fop RS (FF RS) – É um biestável (gura 8.6a) que muda de estado de
Figura 8.9a
acordo com o nível das entradas e com a tabela verdade (V) da gura 8.6b.
+Vcc
Figura 8.6
8
R1
) Flip-fop rS b) b v.
Reset R
Q
S
R
S
QF
QF
0
0
QA
QA
1 0 ?
0 1 ?
0 1 1
Q
(a)
1 0 1
4
ci 555 sáv: bás.
R 7
Ve
2
555
CH 5
6
C
3
0,01uF
Vs
1
(b)
248
249
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.9b
Figura 8.10
ci 555 sáv: g bs .
Fs sáv.
Pino 2 (8)
(4)
R1 1
5 k
(6)
RD
Pino 3 (saída)
+ 3
(5) 0,01uF
2 3
-
4
R Vcc
R2 2
Vcc (2)
(3)
Q
5 k
3
S
Pino 6 (pino 7, capacitor)
+ R 5
R3 CH
2 V CC 3
(7)
5 k TR
Ti C
(1)
A duração do estado instável é determinada por: Observe, na gura 8.9b, as tensões de reerência nas entradas dos comparadores. A tensão de valor 2/3 VCC está aplicada na entrada i nversora (pino 5) do comparador 1 e é comparada com a tensão não inversora (pino 6), que é a tensão no capacitor. A tensão de reerência de valor VCC/3 está aplicada na entrada não inversora do comparador 2 e é comparada com a tensão no pino 2.
Observações
Para o circuito em análise, a condição est ável ocorre quando VS = 0, pois nesse caso a base do transistor TR está com nível alto e o transistor saturado; portanto, o capacitor C não consegue se carregar. Se a chave CH está aberta, a tensão no pino 2 passa a valer VCC, maior que VCC /3; logo, S = 0.
1. O abricante recomenda que o valor do resistor de temporização ( R) não seja baixo R ≥ 1 k, por questões de segurança), para evitar a saturação do transistor, pois quando o TR está saturado, a corrente que circula por ele
Como estamos admitindo que a saída é zero, podemos concluir que o transistor interno está saturado, e, assim, a tensão nos pinos 6 e 7 vale zero, apresentando valor menor que 2/3 VCC; portanto, R = 0. Como as entradas do FF são iguais a zero, o estado é mantido (ver, na gura 8.6b, a V do FF RS), e a saída permanece em zero indenidamente.
ICsat
Se a chave CH é pressionada momentaneamente, o pino 2 passa a valer zero, o que az com que a saída do comparador 2 e, portanto, a entrada S sejam 1. Essas condições (S = 1 e R = 0) levam FF a ter valor 1 e, logo, Q = 0, cortando TR e impondo 1 ( VCC) na saída. Observe que, mesmo quando a chave é aberta, S = R = 0, o que mantém o estado atual. A partir daí, o capacitor começa a se carregar com constante de tempo R · C, o que leva a tensão a tender para +VCC. Quando a tensão no capacitor, que é a mesma do pino 6, é superior a 2/3 VCC, temos R = 1 e S = 0, o que impõe Q = 0 e, portanto, Q = 0. Como consequência, TR satura, descarregando de modo instantâneo o capacitor e azendo a saída reduzir a zero. A gura 8.10 mostra gracamente a operação do monoestável. 250
Ti = 1,1 · R · C
é determinada por: =
VCC R
2. A duração do pulso de disparo (tempo que o pino 2 ca em zero) deve ser menor que a duração da temporização ( Ti).
8.1.1 Aplicações do monoestável Existem inúmeras aplicações do ci rcuito monoestável. Vamos analisar duas delas: como temporizador e como divisor de re quências.
Temporizador Quando usado como temporizador (timmer ), o circuito permite ligar e desligar automaticamente uma carga (lâmpada, motor, alarme etc.) durante um intervalo que pode ser alterado por meio de ajuste do tempo. 251
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.9b
Figura 8.10
ci 555 sáv: g bs .
Fs sáv.
Pino 2 (8)
(4)
R1 1
5 k
(6)
RD
Pino 3 (saída)
+ 3
(5) 0,01uF
2 3
-
4
R Vcc
R2 S
2
Pino 6 (pino 7, capacitor)
+
Vcc (2)
(3)
Q
5 k
3
2 V CC 3
-
R 5
R3
(7)
5 k
CH
TR
Ti C
(1)
A duração do estado instável é determinada por: Observe, na gura 8.9b, as tensões de reerência nas entradas dos comparadores. A tensão de valor 2/3 VCC está aplicada na entrada i nversora (pino 5) do comparador 1 e é comparada com a tensão não inversora (pino 6), que é a tensão no capacitor. A tensão de reerência de valor VCC/3 está aplicada na entrada não inversora do comparador 2 e é comparada com a tensão no pino 2.
Ti = 1,1 · R · C
Observações
Para o circuito em análise, a condição est ável ocorre quando VS = 0, pois nesse caso a base do transistor TR está com nível alto e o transistor saturado; portanto, o capacitor C não consegue se carregar. Se a chave CH está aberta, a tensão no pino 2 passa a valer VCC, maior que VCC /3; logo, S = 0.
1. O abricante recomenda que o valor do resistor de temporização ( R) não seja baixo R ≥ 1 k, por questões de segurança), para evitar a saturação do transistor, pois quando o TR está saturado, a corrente que circula por ele
Como estamos admitindo que a saída é zero, podemos concluir que o transistor interno está saturado, e, assim, a tensão nos pinos 6 e 7 vale zero, apresentando valor menor que 2/3 VCC; portanto, R = 0. Como as entradas do FF são iguais a zero, o estado é mantido (ver, na gura 8.6b, a V do FF RS), e a saída permanece em zero indenidamente.
ICsat
Se a chave CH é pressionada momentaneamente, o pino 2 passa a valer zero, o que az com que a saída do comparador 2 e, portanto, a entrada S sejam 1. Essas condições (S = 1 e R = 0) levam FF a ter valor 1 e, logo, Q = 0, cortando TR e impondo 1 ( VCC) na saída. Observe que, mesmo quando a chave é aberta, S = R = 0, o que mantém o estado atual. A partir daí, o capacitor começa a se carregar com constante de tempo R · C, o que leva a tensão a tender para +VCC. Quando a tensão no capacitor, que é a mesma do pino 6, é superior a 2/3 VCC, temos R = 1 e S = 0, o que impõe Q = 0 e, portanto, Q = 0. Como consequência, TR satura, descarregando de modo instantâneo o capacitor e azendo a saída reduzir a zero. A gura 8.10 mostra gracamente a operação do monoestável.
é determinada por: =
VCC R
2. A duração do pulso de disparo (tempo que o pino 2 ca em zero) deve ser menor que a duração da temporização ( Ti).
8.1.1 Aplicações do monoestável Existem inúmeras aplicações do ci rcuito monoestável. Vamos analisar duas delas: como temporizador e como divisor de re quências.
Temporizador Quando usado como temporizador (timmer ), o circuito permite ligar e desligar automaticamente uma carga (lâmpada, motor, alarme etc.) durante um intervalo que pode ser alterado por meio de ajuste do tempo.
250
251
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.12
Observe a gura 8.11, que mostra o circuito básico para acionamento de um relé. A chave CH1 dispara o circuito e inicia a contagem do tempo, e a chave CH2 interrompe a contagem e zera o tempo. A resistência de temporização é a soma de R e RV. Desse modo, é possível variar o tempo do contador. O diodo D1 não é uncional; ele protege a saída do dispositivo quando a saída está em zero.
Vcc
8
4
0
555
Figura 8.11 tpz.
CH2
7
Ve
0
(b)
Ti
Vs Vs
0,01uF
Ts Vcc
C
3
5
Vcc
+
6
Vs
1
2.Te
RV
555 2
CH1
R
8
C
(a)
+Vcc
4
6 3
0,01uF
R2
R 7
2
5
R1
dvs qês.
+Vcc
0
1
3.Te
D1
Ve
Vcc 0
(c)
Ts Vcc
Vs
Ti 0
Divisor de requências É possível ajustar o tempo de temporização ( Ti) no circuito básico da gura 8.9a, de maneira que ele passe a operar como divisor de requências. Nessas condições, o sinal de entrada tem requência f e o sinal de saída, f n
, em que n é um número inteiro (2, 3, 4...).
Solução:
Existem dierentes valores de R que podem resultar em um divisor por 2. A gura 8.13 apresenta o sinal de entrada e o de saída.
1
No circuito da gura 8.12a, o sinal de entrada tem requência f e T = . f e
Figura 8.13 T s=1ms
e
Assim, Ti deve ser calculado prevendo que, no instante em que a saída estiver em zero, a entrada tem de est ar em alta. As guras 8.12b e 8.12c mostram dois casos, como divisor por 2 e como divisor por 3, respectivamente. Exemplo
Considere, na gura 8.12a, que o sinal de entrada tem requência de 1 kHz (Te = 1 ms). Calcule R para que a saída tenha requência de 500 Hz ( Ts = 2 ms).
0,25ms 0,5ms
0,5ms
ep vs p 2 qê 1 Hz.
0,5ms
T i Ts=2ms
Ts=2ms
Dado: C = 100 nF. 252
253
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.12
Observe a gura 8.11, que mostra o circuito básico para acionamento de um relé. A chave CH1 dispara o circuito e inicia a contagem do tempo, e a chave CH2 interrompe a contagem e zera o tempo. A resistência de temporização é a soma de R e RV. Desse modo, é possível variar o tempo do contador. O diodo D1 não é uncional; ele protege a saída do dispositivo quando a saída está em zero.
Vcc
8
4
R 7
2
0
555
6
5
Figura 8.11 tpz.
R
8 7
4
CH2
2.Te
RV
Ve
+
6
Ts Ti
Vs Vs
CH1
0,01uF
(b)
Vcc
C
3
5
Vcc 0
555 2
Vs
1
(a)
+Vcc R2
C
3
0,01uF
R1
dvs qês.
+Vcc
0
1
3.Te
D1
Ve
Vcc 0
(c)
Ts Vcc
Vs
Ti 0
Divisor de requências É possível ajustar o tempo de temporização ( Ti) no circuito básico da gura 8.9a, de maneira que ele passe a operar como divisor de requências. Nessas condições, o sinal de entrada tem requência f e o sinal de saída, f n
, em que n é um número inteiro (2, 3, 4...).
Solução:
Existem dierentes valores de R que podem resultar em um divisor por 2. A gura 8.13 apresenta o sinal de entrada e o de saída.
1
Figura 8.13
No circuito da gura 8.12a, o sinal de entrada tem requência f e T = . f
ep vs p 2 qê 1 Hz.
T s=1ms
e
e
0,25ms
Assim, Ti deve ser calculado prevendo que, no instante em que a saída estiver em zero, a entrada tem de est ar em alta. As guras 8.12b e 8.12c mostram dois casos, como divisor por 2 e como divisor por 3, respectivamente.
0,5ms
0,5ms
0,5ms T i
Ts=2ms
Exemplo
Considere, na gura 8.12a, que o sinal de entrada tem requência de 1 kHz (Te = 1 ms). Calcule R para que a saída tenha requência de 500 Hz ( Ts = 2 ms).
Ts=2ms
Dado: C = 100 nF. 252
253
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.15
Nessa gura, vamos admitir que Ti = 1,75 ms (existem outros valores que satisazem a solução). Nessas condições, R pode ser calculado.
dsp p b sáv.
Como Ti = 1,1 · R · C, então: R=
175 , ⋅10
−
CH é pressionada momentaneamente
V2
3
11 , ⋅ 100 ⋅10
−
9
≅
Vcc
16 k
t1 VS
8.1.2 Cadeia de monoestáveis
Vcc
Essa conguração é chamada de cadeia porque vários monoestáveis estão interligados em sequência, de maneira que um monoestável dispara o seguinte, enquanto está ocorrendo a descida do pulso. A nalidade principal é permitir que sejam ligadas atividades sequenciais com duração determinada de tempo (gura 8.14). Figura 8.14 c sávs: ) g bs b) g ps.
Início
M1
M2
Ti=10s
+Vcc
M3
Ti=20s
R2
Ti=15s
R1
8
4 7
C1
R
2
555 6
CH
M4 Ti=25s
0,01uF
C
3
5
Vs 1
(a)
Início
M1
8.2 Circuito integrado 555 como astável
10s
M2
O circuito básico é apresentado na gu ra 8.16a, e seu diagrama de blocos internos, na gura 8.16b.
20s
M3
O disparo pela borda acontece quando a tensão no pino 2 (trigger ) muda de +VCC para zero, e essa variação é transformada em um pulso por meio de um circuito diferenciador (R1 e C1 na fgura 8.15). Tal procedimento é usado para que a saída de um monoestável dispare o monoestável subsequente (cadeia de monoestáveis).
254
M4
15s
25s
(b)
Quando desejamos que ocorra disparo pela borda do pulso, basta colocarmos um dierenciador na entrada R1 e no capacitor C1 (gura 8.15). A chave CH, ao ser pressionada, liga o capacitor ao terra, azendo com que no pino 2 momentaneamente seja aplicado 0 V, o que dispara o monoestável, iniciando a temporização. C1, então, começa a se carregar por R1.
Como o circuito da gura 8.16 é um oscilador, devemos considerar uma saída em cada instante e analisar o circuito a partir desse ponto. Nessa análise, vamos levar em conta as seguintes inormações: saída alta ( Q = 1); capacitor carregando-se (Q = 0); transistor interno cortado com tensão tendendo a +VCC (gura 8.17a). Quando há tensão em C, existe tensão em VC = V2 = V6. Nesse momento, se a tensão em C é maior que 2 3
VCC , então
R = 1 e S = 0, o que impõe: Q = 0 (reset ) e Q = 1.
255
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.15
Nessa gura, vamos admitir que Ti = 1,75 ms (existem outros valores que satisazem a solução). Nessas condições, R pode ser calculado.
dsp p b sáv.
Como Ti = 1,1 · R · C, então: R=
175 , ⋅10
−
CH é pressionada momentaneamente
V2
3
11 , ⋅ 100 ⋅10
−
9
≅
Vcc
16 k
t1 VS
8.1.2 Cadeia de monoestáveis
Vcc
Essa conguração é chamada de cadeia porque vários monoestáveis estão interligados em sequência, de maneira que um monoestável dispara o seguinte, enquanto está ocorrendo a descida do pulso. A nalidade principal é permitir que sejam ligadas atividades sequenciais com duração determinada de tempo (gura 8.14). Figura 8.14 c sávs: ) g bs b) g ps.
Início
M1
M2
Ti=10s
+Vcc
M3
Ti=20s
R2
Ti=15s
R1
8
4 R
7 C1
2
555 6
CH
M4
C
3
5
Ti=25s
Vs
0,01uF
1
(a)
Início
M1
8.2 Circuito integrado 555 como astável
10s
M2
O circuito básico é apresentado na gu ra 8.16a, e seu diagrama de blocos internos, na gura 8.16b.
20s
M3
O disparo pela borda acontece quando a tensão no pino 2 (trigger ) muda de +VCC para zero, e essa variação é transformada em um pulso por meio de um circuito diferenciador (R1 e C1 na fgura 8.15). Tal procedimento é usado para que a saída de um monoestável dispare o monoestável subsequente (cadeia de monoestáveis).
15s
M4
Como o circuito da gura 8.16 é um oscilador, devemos considerar uma saída em cada instante e analisar o circuito a partir desse ponto. Nessa análise, vamos levar em conta as seguintes inormações: saída alta ( Q = 1); capacitor carregando-se (Q = 0); transistor interno cortado com tensão tendendo a +VCC (gura 8.17a).
25s
(b)
Quando desejamos que ocorra disparo pela borda do pulso, basta colocarmos um dierenciador na entrada R1 e no capacitor C1 (gura 8.15). A chave CH, ao ser pressionada, liga o capacitor ao terra, azendo com que no pino 2 momentaneamente seja aplicado 0 V, o que dispara o monoestável, iniciando a temporização. C1, então, começa a se carregar por R1.
Quando há tensão em C, existe tensão em VC = V2 = V6. Nesse momento, se a tensão em C é maior que 2 3
VCC , então
R = 1 e S = 0, o que impõe: Q = 0 (reset ) e Q = 1.
254
255
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.16 asáv: ) bás b) g bs .
+
+Vcc
cc
(4)
(4)
8
4
RA
R
7
Q
555 5 0,01uF
R
Vcc
0V
Icarga
Q
S
RA
6 2
RA
RA
+Vcc
Vcc
0V
S Icarga
C
3 V s
Idescarga RB
(7)
1
C
(a)
(a) (8)
(4)
R1 5k
RA
(5) 2V cc 3
-
Figura 8.18 12
R R2 5k
Q
Vs(V)
(3)
3
TL
TH
S Vcc
(2)
cp: ) g b) sg.
(b)
+
0,01uF
Figura 8.17
(7) C
(6)
RB
Idescarga
Fs sã sí (VS) p (Vc) g 8.16.
+ 5
-
RB
8 Vc(V)
(7)
R3 5k
TR C
(1)
4
(b) 0 T
Com isso, a saída (pino 3) vai a zero e o transistor TR satura, azendo com que o capacitor se descarregue por meio de RB e do tr ansistor interno (gu ra 8.17b). Um transistor é levado à condição de corte (ou é cortado) quando torna todas as correntes nulas e tenta aplicar novamente tensão no circuito.
256
Quando a tensão em C ca abaixo de Q = 1 e Q = 0.
VCC 3
O período das oscilações é dado por:
, então R = 0 e S = 1, o que impõe: T = TH + TL
Desse modo, o transistor interno é levado à condição de corte e o capacitor volta a se carregar (a partir de VCC/3), e o ciclo se repete.
em que TH é o tempo alto e TL o tempo baixo. Assim:
A gura 8.18 mostra as ormas de onda no capacitor e na saída do circuito da gura 8.16a.
TH = 0,69 · (R A + RB) · C e TL = 0,69 · R A · C.
257
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.16 asáv: ) bás b) g bs .
+
+Vcc
cc
(4)
(4)
8
4
RA
R
7
5
Q
Vcc
0V
S Idescarga
Icarga
C
3 V s
0,01uF
Icarga
S
RA
6 2
R
Vcc
0V
Q
555
RA
RA
+Vcc
RB
RB
Idescarga
(7)
1
Figura 8.17
(7) C
C
(a)
(a) (8)
(b)
(4)
R1 5k
(6)
RA
Figura 8.18
+ (5)
-
2V cc 3
0,01uF
R2 5k
Q
Fs sã sí (VS) p (Vc) g 8.16.
Vs(V)
12
R (3)
TL
TH
S +
Vcc (2)
cp: ) g b) sg.
3
5
-
RB
8 Vc(V)
(7)
R3 5k
TR C
(1)
4
(b) 0 T
Com isso, a saída (pino 3) vai a zero e o transistor TR satura, azendo com que o capacitor se descarregue por meio de RB e do tr ansistor interno (gu ra 8.17b). Um transistor é levado à condição de corte (ou é cortado) quando torna todas as correntes nulas e tenta aplicar novamente tensão no circuito.
Quando a tensão em C ca abaixo de Q = 1 e Q = 0.
VCC 3
O período das oscilações é dado por:
, então R = 0 e S = 1, o que impõe: T = TH + TL
Desse modo, o transistor interno é levado à condição de corte e o capacitor volta a se carregar (a partir de VCC/3), e o ciclo se repete.
em que TH é o tempo alto e TL o tempo baixo. Assim:
A gura 8.18 mostra as ormas de onda no capacitor e na saída do circuito da gura 8.16a.
TH = 0,69 · (R A + RB) · C e TL = 0,69 · R A · C.
256
257
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.20
Se RB >> R A, os tempos alto e baixo serão aproximadamente iguais, sempre. Lembre que a resistência R A deve ser maior que 1 kΩ para proteger o transistor interno. +Vcc(12 V)
Genericamente, o tempo pode ser determinado pelas expressões: 8
R1
4 7
TH = 0,69 · Rcarga · C e TL = 0,69 · Rdescarga · C.
1 k
R2
555
Rcarga é a resistência que o capacitor enxerga durante a carga e Rdescarga a resis-
5
6 2
) c p q b b) s .
R3 5 k
D
33 k
3 V s
tência que o capacitor enxerga na descarga.
C 0,01uF
Observe que, se os caminhos da carga e da descarga puderem ser controlados, é possível administrar os tempos alto e baixo. Por exemplo, no circuito da gura 8.19a, a carga do capacitor é eita por R1 + R2 (34 kΩ) e a descarga, por R2//R3 (33 kΩ//5 kΩ), resultando nas ormas de onda da gura 8.19b.
100nF
(a)
Vs(V)
12
Figura 8.19
1
+Vcc(12V)
) c p q b b) s .
8
4 7
R1 1 k
R2
555 5
6 2
33 k
8
R3 5 k
Vc(V) 4
D
3 V s
0
C 0,01uF
1
(b)
100nF
(a)
12
Vs(V)
8.3 Circuito integrado 555 como biestável
8
O circuito integrado 555 pode ser usado como biestável controlado por tensão. Nessa conguração, ele é c hamado de Schmitt rigger. Observe, na gura 8.21, que o sinal de entrada é aplicado nos pinos 2 e 6, por meio de um capacitor C1. Os resistores R1 e R2 polarizam as entradas 2 e 6 com a tensão:
Vc(V) 4
V2
0 (b)
No entanto, se o diodo or invertido, o tempo alto será muito menor que o baixo, como mostra a gura 8.20a. O diodo D conduz na carga do capacitor, que é eita por R1 + (R 2//R3), ou seja, 1 kΩ + (33 kΩ//5 kΩ). Na descarga, o diodo corta e o capacitor descarrega por R2 (33 kΩ), resultando nas ormas de onda da gura 8.20b. 258
=
V6
=
R2 R1
+
R2
⋅
Vcc
Quando R1 = R2 = R, a tensão de polarização é Vcc/2. Vimos que, se a tensão no pino 6 or maior que 2/3 Vcc, R = 1; se maior que 1/3 Vcc , S = 0 e, portanto, VS = 0. Quando a tensão nos pinos 6 e 2 ca menor que 1/3 Vcc , temos R = 0 e S = 1, o que impõe na saída a tensão VCC. 259
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 8
Figura 8.20
Se RB >> R A, os tempos alto e baixo serão aproximadamente iguais, sempre. Lembre que a resistência R A deve ser maior que 1 kΩ para proteger o transistor interno. +Vcc(12 V)
Genericamente, o tempo pode ser determinado pelas expressões: 8
R1
4 7
TH = 0,69 · Rcarga · C e TL = 0,69 · Rdescarga · C.
R3 5 k
1 k
R2
555
Rcarga é a resistência que o capacitor enxerga durante a carga e Rdescarga a resis-
5
6 2
) c p q b b) s .
D
33 k
3 V s
tência que o capacitor enxerga na descarga.
C 0,01uF
Observe que, se os caminhos da carga e da descarga puderem ser controlados, é possível administrar os tempos alto e baixo. Por exemplo, no circuito da gura 8.19a, a carga do capacitor é eita por R1 + R2 (34 kΩ) e a descarga, por R2//R3 (33 kΩ//5 kΩ), resultando nas ormas de onda da gura 8.19b.
100nF
(a)
Vs(V)
12
Figura 8.19
1
+Vcc(12V)
) c p q b b) s .
8
R1 1 k
4 7
8
R3 5 k
Vc(V)
R2
555 5
4
D
33 k
6 2 3 V s
0
C 1
0,01uF
(b)
100nF
(a)
12
Vs(V)
8.3 Circuito integrado 555 como biestável
8
O circuito integrado 555 pode ser usado como biestável controlado por tensão. Nessa conguração, ele é c hamado de Schmitt rigger. Observe, na gura 8.21, que o sinal de entrada é aplicado nos pinos 2 e 6, por meio de um capacitor C1. Os resistores R1 e R2 polarizam as entradas 2 e 6 com a tensão:
Vc(V) 4
V2
0 (b)
No entanto, se o diodo or invertido, o tempo alto será muito menor que o baixo, como mostra a gura 8.20a. O diodo D conduz na carga do capacitor, que é eita por R1 + (R 2//R3), ou seja, 1 kΩ + (33 kΩ//5 kΩ). Na descarga, o diodo corta e o capacitor descarrega por R2 (33 kΩ), resultando nas ormas de onda da gura 8.20b.
=
V6
=
R2 R1
+
R2
⋅
Vcc
Quando R1 = R2 = R, a tensão de polarização é Vcc/2. Vimos que, se a tensão no pino 6 or maior que 2/3 Vcc, R = 1; se maior que 1/3 Vcc , S = 0 e, portanto, VS = 0. Quando a tensão nos pinos 6 e 2 ca menor que 1/3 Vcc , temos R = 0 e S = 1, o que impõe na saída a tensão VCC.
258
259
ELETRôNICA 2
Figura 8.21 Sh tgg: ) b) s .
+Vcc 8
4 7
R1 C1
Ve
Capítuo 9
6
V2
555
2
3 V s
5 R2 C2
1
0,01uF
(a)
4
Ve (V)
2 0 -2 -4
12
V2 (V)
8 4 0
12
VS (V)
8 4 0
(b)
260
Transistor unijunção
ELETRôNICA 2
Figura 8.21 Sh tgg: ) b) s .
Capítuo 9
+Vcc 8
4 7
R1 C1
Ve
6
V2
3 V s
555
2 5 R2 C2
1
0,01uF
(a)
4
Ve (V)
2 0 -2 -4
12
V2 (V)
Transistor unijunção
8 4 0
12
VS (V)
8 4 0
(b)
260
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 9
2. Se entre as bases or aplicada uma tensão VBB, com o emissor aberto entre as resistências RB1 e RB2, aparecerá uma tensão, chamada de razão intrínseca de
disparo, dada por: VRB1 =
em que
C
omo o nome diz, o transistor unijunção (UJ) tem somente uma junção. Sua estrutura ísica se constitui de uma barra de material N levemente dopada, na qual são diundidas impurezas tipo P com maior concentração que o material N. Existe também o UJ complementar, em que a barra é de material P e a base de material N. A gura 9.1 mostra a estrutura ísica, o símbolo e o circuito equivalente.
Figura 9.1 uJt: ) s ís, b) síb ) qv.
RB1 RB1 + RB2
η=
⋅ VBB = η ⋅ VBB
RB1 RB1 + RB2
, com η valendo entre 0,6 e 0,8.
3. Se or aplicada uma tensão Ve a partir de zero, quando a tensão or igual a Vd + η · V BB, o diodo cará polarizado e começará a conduzir. A partir desse
momento, a ação de regeneração (realimentação positiva) ará com que a corrente de emissor se eleve, sendo limitada unicamente por RB1. Dizemos, então, que o UJ disparou. O UJ voltará ao corte se a tensão de emissor car abaixo de uma tensão denominada tensão de vale ( VV). A gura 9.2a mostra a curva característica com a indicação dos principais pontos e a gura 9.2b, a amília de curvas do dispositivo 2N2646.
B2
Figura 9.2 UJT
(a) RB2
VE
) cv ís uJt b) vs uJt 2n2646.
região de resistência negativa
região de corte
B2
VP E
E
P+ N
região de saturação
Vbb Vd
Ve
RB1
b b
V n
B2 E B1
(a)
Vv B1
B1
(b)
Iv
(c) VE (V)
(b)
Observe na gura 9.1a que E é o terminal de emissor, B1 o terminal de base 1 e B2 o terminal de base 2.
20 18 16
A barra de uma extremidade à outra tem uma resistência chamada de resistência interbases (RBB), igual a RB1 + RB2, em que RB1 representa a resistência da junção até a base 1 e RB2, a resistência da junção até a base 2. O valor da resistência interbases está entre 5 e 10 kΩ.
IE
Pontos de pico
14 12
VBB = 30 V
10
VBB = 20 V
8
No circuito equivalente da gura 9.1c, o diodo representa a junção, e os resistores em série RB1 e RB2, a resistência interbases entre B1 e B2.
VBB = 10 V 6 VBB = 5 V 4
O uncionamento do UJ pode ser descrito em t rês etapas:
2 IB2=0
1. Quando, inicialmente, não há tensão aplicada no UJ, se or colocado um ohmímetro entre B1 e B2, a resistência medida será RBB.
262
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
IE (mA)
263
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 9
2. Se entre as bases or aplicada uma tensão VBB, com o emissor aberto entre as resistências RB1 e RB2, aparecerá uma tensão, chamada de razão intrínseca de
disparo, dada por: VRB1 =
em que
C
omo o nome diz, o transistor unijunção (UJ) tem somente uma junção. Sua estrutura ísica se constitui de uma barra de material N levemente dopada, na qual são diundidas impurezas tipo P com maior concentração que o material N. Existe também o UJ complementar, em que a barra é de material P e a base de material N. A gura 9.1 mostra a estrutura ísica, o símbolo e o circuito equivalente.
Figura 9.1 uJt: ) s ís, b) síb ) qv.
RB1 RB1 + RB2
η=
⋅ VBB = η ⋅ VBB
RB1 RB1 + RB2
, com η valendo entre 0,6 e 0,8.
3. Se or aplicada uma tensão Ve a partir de zero, quando a tensão or igual a Vd + η · V BB, o diodo cará polarizado e começará a conduzir. A partir desse
momento, a ação de regeneração (realimentação positiva) ará com que a corrente de emissor se eleve, sendo limitada unicamente por RB1. Dizemos, então, que o UJ disparou. O UJ voltará ao corte se a tensão de emissor car abaixo de uma tensão denominada tensão de vale ( VV). A gura 9.2a mostra a curva característica com a indicação dos principais pontos e a gura 9.2b, a amília de curvas do dispositivo 2N2646.
B2
Figura 9.2 UJT
(a) RB2
VE
) cv ís uJt b) vs uJt 2n2646.
região de resistência negativa
região de corte
B2
VP E
E
P+ N
região de saturação
Vbb Vd
Ve
RB1
b b
V n
B2 E
Vv B1
B1
B1
(a)
(b)
Iv
(c)
IE
VE (V)
(b)
Observe na gura 9.1a que E é o terminal de emissor, B1 o terminal de base 1 e B2 o terminal de base 2.
20 18 16
A barra de uma extremidade à outra tem uma resistência chamada de resistência interbases (RBB), igual a RB1 + RB2, em que RB1 representa a resistência da junção até a base 1 e RB2, a resistência da junção até a base 2. O valor da resistência interbases está entre 5 e 10 kΩ.
Pontos de pico
14 12
VBB = 30 V
10
VBB = 20 V
8
No circuito equivalente da gura 9.1c, o diodo representa a junção, e os resistores em série RB1 e RB2, a resistência interbases entre B1 e B2.
VBB = 10 V 6 VBB = 5 V 4
O uncionamento do UJ pode ser descrito em t rês etapas:
2 IB2=0
1. Quando, inicialmente, não há tensão aplicada no UJ, se or colocado um ohmímetro entre B1 e B2, a resistência medida será RBB.
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
IE (mA)
262
263
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 9
9.1 Oscilador de relaxação
O período das oscilações é calculado por:
As principais aplicações do UJ são como oscilador e temporizador. A gura 9.3 ilustra o circuito básico do oscilador de relaxação. Figura 9.3 c bás s çã. RB2
R
Vcc B V
2
E
c
V
R B1
C
B
1
R
B1
T = R ⋅ C ⋅ ln
1 1− η
Ao realizar a conguração do circuito descrito na gura 9.3, o resistor RB1 deve, em geral, ser menor que 100 Ω, e o resistor R, maior que 3 kΩ e menor que 3 MΩ. O limite inerior do resistor R é denido para que o UJ não sature, isto é, se R car abaixo desse valor, o UJ pode disparar, entrando na região de saturação e impossibilitando que o dispositivo oscile. Já o limite superior do resistor R é estabelecido para que a corrente de emissor seja maior que a corrente no ponto de pico (IP). A aixa da tensão de alimentação costuma ser de 10 a 35 V. Essa aixa é determinada levando em consideração que o sinal deve ter amplitude aceitável e que o valor máximo é limitado pela máxima potência que o UJ pode dissipar. O resistor RB2 é usado para compensar a variação em VP segundo a temperatura, pois VP diminui com a temperatura e RB2 aumenta.
Para entendermos o uncionamento do oscilador de rela xação, vamos considerar que, ao ligarmos o circuito, o capacitor está descarregado. Como, nessas condições, Ve = 0, o UJ está cortado, e o capacitor C começa a se carregar com constante de tempo R · C. Quando a tensão em C atinge a tensão de disparo VP, o UJ conduz bruscamente e o capacitor passa a se descarregar pelo UJ e pela resistência RB1 (com valor entre 27 e 47 Ω). Quando a tensão no capacitor ca abaixo da tensão de vale, o U J corta e a c arga do capacitor recomeça. No entanto, a partir do valor de tensão VV, o ciclo se repete.
9.2 Gerador de dente de serra Uma onda da tensão dente de serra tem a orma indicada na gu ra 9.5. A elevação da tensão é linear e com tempo de subida ( Ts), normalmente chamado de tempo de traço (tem a ver com o dente de serra do osciloscópio), muito maior que o tempo de descida ( Td), em geral denominado tempo de retraço. Figura 9.5 F sã s.
A gura 9.4 mostra as ormas de onda no capacitor e em RB1. Figura 9.4 Fs s çã: ) p b) r B1.
VC
T
VP
T
s
VV
Td
(a)
VP
(b)
264
Pode-se obter uma orma de onda dente de serra de vários modos, todos eles baseados na maneira como o capacitor se comporta enquanto está se carregando. Se o capacitor se carrega por meio de uma resistência, a tensão cresce exponencialmente, pois a corrente de carga sobre o capacitor não é constante. Se a carga é eita por uma corrente constante, a tensão varia linearmente com o tempo, como ilustrado na gura 9.6. 265
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 9
9.1 Oscilador de relaxação
O período das oscilações é calculado por:
As principais aplicações do UJ são como oscilador e temporizador. A gura 9.3 ilustra o circuito básico do oscilador de relaxação. Figura 9.3
RB2
Vcc B
2
E
V
c
V
B
R B1
1
C
R
1 1− η
Ao realizar a conguração do circuito descrito na gura 9.3, o resistor RB1 deve, em geral, ser menor que 100 Ω, e o resistor R, maior que 3 kΩ e menor que 3 MΩ. O limite inerior do resistor R é denido para que o UJ não sature, isto é, se R car abaixo desse valor, o UJ pode disparar, entrando na região de saturação e impossibilitando que o dispositivo oscile. Já o limite superior do resistor R é estabelecido para que a corrente de emissor seja maior que a corrente no ponto de pico (IP). A aixa da tensão de alimentação costuma ser de 10 a 35 V. Essa aixa é determinada levando em consideração que o sinal deve ter amplitude aceitável e que o valor máximo é limitado pela máxima potência que o UJ pode dissipar.
c bás s çã. R
T = R ⋅ C ⋅ ln
B1
O resistor RB2 é usado para compensar a variação em VP segundo a temperatura, pois VP diminui com a temperatura e RB2 aumenta. Para entendermos o uncionamento do oscilador de rela xação, vamos considerar que, ao ligarmos o circuito, o capacitor está descarregado. Como, nessas condições, Ve = 0, o UJ está cortado, e o capacitor C começa a se carregar com constante de tempo R · C. Quando a tensão em C atinge a tensão de disparo VP, o UJ conduz bruscamente e o capacitor passa a se descarregar pelo UJ e pela resistência RB1 (com valor entre 27 e 47 Ω). Quando a tensão no capacitor ca abaixo da tensão de vale, o U J corta e a c arga do capacitor recomeça. No entanto, a partir do valor de tensão VV, o ciclo se repete.
9.2 Gerador de dente de serra Uma onda da tensão dente de serra tem a orma indicada na gu ra 9.5. A elevação da tensão é linear e com tempo de subida ( Ts), normalmente chamado de tempo de traço (tem a ver com o dente de serra do osciloscópio), muito maior que o tempo de descida ( Td), em geral denominado tempo de retraço. Figura 9.5 F sã s.
A gura 9.4 mostra as ormas de onda no capacitor e em RB1. Figura 9.4 Fs s çã: ) p b) r B1.
VC
T
VP
T
s
VV
Td
(a)
VP
Pode-se obter uma orma de onda dente de serra de vários modos, todos eles baseados na maneira como o capacitor se comporta enquanto está se carregando. Se o capacitor se carrega por meio de uma resistência, a tensão cresce exponencialmente, pois a corrente de carga sobre o capacitor não é constante. Se a carga é eita por uma corrente constante, a tensão varia linearmente com o tempo, como ilustrado na gura 9.6.
(b)
264
265
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 9
Figura 9.6
Figura 9.8
() cg p p s (b) sã p.
Vc
(
I
)
C 2
(
I
)
C 2 (
> ( I
I
)
C 1
+Vcc
)
C 1
RE
R1
IE = I
Vc I
C
c pá g s.
RB2
TR1 IC = IE
t
(a)
B2 TR2
R2
(b)
B1
C
RB1
A tensão no capacitor de acordo acordo com o tempo tempo quando um capacitor capacitor é carregado por uma corrente constante I é dada por: VC
I =
C
⋅
Exemplo
t
Essa expressão representa uma reta, em que
I C
é a inclinação da reta.
No circuito da gura 9.8, considere: R1 = 2 k, R2 = 10 k, RE = 500 Ω, C = = 200 nF, RB1 = 33 Ω, RB2 = 1 k, VCC = 12 V, UJ com η = 0,8 e VV = 2 V e VBE = VD = 0,7 V. Desenhe o gráco da tensão no capacitor indicando os principais valores de tempo e tensão.
Logo, a carga será rápida se a corrente or alta e/ou o capacitor tiver valor baixo. Solução:
No circuito da gura 9.7a, a resistência R do circuito 9.3 oi substituída pela onte de corrente I. A gura 9.7b apresenta o gráco da tensão no capacitor.
Para calcularmos o período, devemos admitir I = IE = IC. No circuito da gura 9.9:
Figura 9.7 os s: () (b) p.
VC RB2
I
VR1
T
VP
2k =
2k
+
10 k
⋅ 12 =
2V
Vcc E
B2
VR
B1
VC
B1
RB1
C
(a)
Figura 9.9 VV
+12 V
(b)
R1
RE
2 k
500
IE = I
TR 1
Pode-se determinar o período das oscilações pela expressão:
Ic = IE R2
T
=
(VP
−
VV ) C ⋅
I
A gura 9.7a mostra o símbolo de uma onte de corrente, porém esse componente não existe na prática. Portanto, é necessário montar uma onte de corrente utilizando alguns dispositivos eletrônicos. A gura 9.8 ilustra o gerador de dente de serra com uma onte de corrente prática. 266
RB2 1 k
0,7 V
B2 TR2
10 k C 200n
B1 RB1 33
267
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 9
Figura 9.6
Figura 9.8
() cg p p s (b) sã p.
Vc
(
I
)
C 2
(
I
)
C 2 (
> ( I
I
)
C 1
+Vcc
)
C 1
RE
R1
IE = I
Vc I
C
c pá g s.
RB2
TR1 IC = IE
t
(a)
B2 TR2
R2
(b)
B1
C
RB1
A tensão no capacitor de acordo acordo com o tempo tempo quando um capacitor capacitor é carregado por uma corrente constante I é dada por: VC
I =
C
⋅
Exemplo
t
Essa expressão representa uma reta, em que
I C
é a inclinação da reta.
No circuito da gura 9.8, considere: R1 = 2 k, R2 = 10 k, RE = 500 Ω, C = = 200 nF, RB1 = 33 Ω, RB2 = 1 k, VCC = 12 V, UJ com η = 0,8 e VV = 2 V e VBE = VD = 0,7 V. Desenhe o gráco da tensão no capacitor indicando os principais valores de tempo e tensão.
Logo, a carga será rápida se a corrente or alta e/ou o capacitor tiver valor baixo. Solução:
No circuito da gura 9.7a, a resistência R do circuito 9.3 oi substituída pela onte de corrente I. A gura 9.7b apresenta o gráco da tensão no capacitor.
Para calcularmos o período, devemos admitir I = IE = IC. No circuito da gura 9.9:
Figura 9.7 os s: () (b) p.
VC RB2
I
VR1
T
VP
2k =
2k
+
10 k
⋅ 12 =
2V
Vcc E
B2
VR
B1
VC
B1
Figura 9.9
RB1
C
VV
+12 V
(a)
(b)
R1 2 k
RE 500
IE = I
TR 1
Pode-se determinar o período das oscilações pela expressão:
Ic = IE R2
T
=
(VP
−
VV ) C
C 200n
A gura 9.7a mostra o símbolo de uma onte de corrente, porém esse componente não existe na prática. Portanto, é necessário montar uma onte de corrente utilizando alguns dispositivos eletrônicos. A gura 9.8 ilustra o gerador de dente de serra com uma onte de corrente prática.
B2 TR2
10 k
⋅
I
RB2 1 k
0,7 V
B1 RB1 33
266
267
ELETRôNICA 2
Capítuo 10
A tensão em RE é: VRE = 2 – 0,7 = 1,3 V
Portanto, a corrente vale: IE
= IC = I =
1, 3 V 0,5 k
= 2,6 mA
A tensão no ponto ponto de pico (tensão (tensão de disparo) é: VP = VD + η · VCC = 0,7 + 0,8 · 12 = 10,3 V
E o período das oscilações: T
=
T
=
( VP
−
(1 0, 3
VV ) C I ⋅
2) 2 00 00 10 10 9 2, 6 10 3
−
⋅
⋅
−
⋅
−
=
0, 638 ms
A gura 9.10 mostra mostra o gráco de VC · t no regime permanente (orma de onda eetivamente obtida em um osciloscópio). osciloscópio). Figura 9.10 VC 10,3 V
2V
268
0,638ms
Tiristores
ELETRôNICA 2
Capítuo 10
A tensão em RE é: VRE = 2 – 0,7 = 1,3 V
Portanto, a corrente vale: IE
= IC = I =
1, 3 V 0,5 k
= 2,6 mA
A tensão no ponto ponto de pico (tensão (tensão de disparo) é: VP = VD + η · VCC = 0,7 + 0,8 · 12 = 10,3 V
E o período das oscilações: T
=
T
=
( VP
−
(1 0, 3
VV ) C I ⋅
2) 2 00 00 10 10 9 3 2, 6 10
−
⋅
⋅
Tiristores
−
⋅
−
=
0, 638 ms
A gura 9.10 mostra mostra o gráco de VC · t no regime permanente (orma de onda eetivamente obtida em um osciloscópio). osciloscópio). Figura 9.10 VC
0,638ms
10,3 V
2V
268
eLeTrôniCA 2
CAPÍTULO 10
Controle de potência – Atua na variação da potência entregue a um dispositivo (motor, (motor, resistência, lâmpada etc.), por meio do ajuste do disparo. Amplifcador – Atua como amplifcador “tudo ou nada”, por meio da dierença das correntes de porta e de anodo.
10.1.1 10.1 .1 Modos M odos de opeação
T
iristores são dispositivos semicondutores com aplicações em controle da potência CA para cargas resistivas indutivas, como motores, solenoides e elementos aquecedores. Eles são compostos por quatro camadas (PNPN) e podem ter dois, três ou quatro terminais. Entre a vasta gama de componentes, os principais são: SCR, DIAC, TRIAC, PUT e SCS.
10.1 SCr O SCR (silicon (silicon controlled rectifer , retifcador controlado de silício) é um dispositivo com unção semelhante à de um diodo (conduz em um único sentido), com diversas aplicações em eletrônica industrial. Fisicamente, consiste da junção de quatro camadas P e N alternadas entre si, com três terminais: anodo (A), catodo (K) e porta ou gate ou gate (G). (G). A fgura 10.1 mostra a estrutura simplifcada, o símbolo e a curva característica de um SCR.
O uncionamento do SCR depende dos valores de corrente e tensão a que está submetido. Vamos analisar uma situação em que a porta aberta ( IG) está com corrente igual a zero e com tensões aplicadas. O SCR pode, então, operar de trê s modos: 1. Se a tensão aplicada no anodo or negativa em relação à tensão aplicada no catodo, dizemos que o SCR está no bloqueio reverso. Nessa condição, ele se comporta de maneira idêntica a um diodo normal, cortado. Assim como no diodo comum, quando a tensão reversa excede a tensão de breakdown (UBR), o dispositivo é destruído (fgura 10.2). 10.2). Figura 10.2
IA = 0
IA = 0 IG = 0
SCR no modo de bloqueio reverso – chave aberta.
RL
RL
UA = -E
UA = -E
E
E
Figura 10.1 Retifcador controlado de silício: a) estrutura simplifcada, b) símbolo e c) curva característica.
IA
IA
A (anodo)
IG2 > IG1
P
IA
A
UA
N
IG1
IH
IG = 0
UBR
G (porta)
P
G
N K (Catodo)
(a)
IA
UG
IG UA
UH
UBO
UA
2. Se a tensão aplicada no anodo or positiva em relação à tensão aplicada no catodo e menor que a tensão de breakover ( breakover (UBO), dizemos que o SCR está no bloqueio direto, isto é, continua cortado (fgura 10.3).
K
Figura 10.3 (b)
(c)
RL
RL
IA = 0
Na fgura 10.1a, podemos observar que a c orrente principal (I A) entra pelo terminal do anodo (A) e segue até o catodo (K), como ocorre em um diodo c omum. A porta (G) permite permite que se aplique aplique uma corrente (com (com intensidade menor menor que a aplicada no anodo), que controla a condução do SCR.
IG = 0
SCR no modo de bloqueio direto.
IA = 0 UA = E
E < UBO
UA = E
E < UBO
As principais aplicações do SCR são: são: Retifcador – Atua como um diodo comum, com a dierença de que é possível controlar a tensão retifcada. Interruptor – Atua como chave de e stado sólido. 270
3. Se a tensão na bateria continuar aumentando, ao atingir um valor maior ou igual à tensão UBO, o SCR passa a conduzir bruscamente, entrando em estado de condução. Quando isso acontece, dizemos que o SCR disparou. Nessa condição, o dispositivo se comporta como chave echada, porém com queda de tensão elevada em seus terminais (fgura 10.4). 10.4). Essa dierença de tensão aumenta a po271
eLeTrôniCA 2
CAPÍTULO 10
Controle de potência – Atua na variação da potência entregue a um dispositivo (motor, (motor, resistência, lâmpada etc.), por meio do ajuste do disparo. Amplifcador – Atua como amplifcador “tudo ou nada”, por meio da dierença das correntes de porta e de anodo.
10.1.1 10.1 .1 Modos M odos de opeação
T
iristores são dispositivos semicondutores com aplicações em controle da potência CA para cargas resistivas indutivas, como motores, solenoides e elementos aquecedores. Eles são compostos por quatro camadas (PNPN) e podem ter dois, três ou quatro terminais. Entre a vasta gama de componentes, os principais são: SCR, DIAC, TRIAC, PUT e SCS.
10.1 SCr O SCR (silicon (silicon controlled rectifer , retifcador controlado de silício) é um dispositivo com unção semelhante à de um diodo (conduz em um único sentido), com diversas aplicações em eletrônica industrial. Fisicamente, consiste da junção de quatro camadas P e N alternadas entre si, com três terminais: anodo (A), catodo (K) e porta ou gate ou gate (G). (G). A fgura 10.1 mostra a estrutura simplifcada, o símbolo e a curva característica de um SCR.
O uncionamento do SCR depende dos valores de corrente e tensão a que está submetido. Vamos analisar uma situação em que a porta aberta ( IG) está com corrente igual a zero e com tensões aplicadas. O SCR pode, então, operar de trê s modos: 1. Se a tensão aplicada no anodo or negativa em relação à tensão aplicada no catodo, dizemos que o SCR está no bloqueio reverso. Nessa condição, ele se comporta de maneira idêntica a um diodo normal, cortado. Assim como no diodo comum, quando a tensão reversa excede a tensão de breakdown (UBR), o dispositivo é destruído (fgura 10.2). 10.2). Figura 10.2
IA = 0
IA = 0 IG = 0
SCR no modo de bloqueio reverso – chave aberta.
RL
RL
UA = -E
UA = -E
E
E
Figura 10.1 Retifcador controlado de silício: a) estrutura simplifcada, b) símbolo e c) curva característica.
IA
IA
A (anodo)
IG2 > IG1
P
IA
A
UA
N
IG1
IH
IG = 0
UBR
G (porta)
P
G
IG
N
UA
UBO
2. Se a tensão aplicada no anodo or positiva em relação à tensão aplicada no catodo e menor que a tensão de breakover ( breakover (UBO), dizemos que o SCR está no bloqueio direto, isto é, continua cortado (fgura 10.3).
K
UG
IA
K (Catodo)
UH
UA
Figura 10.3
(a)
(b)
(c)
RL
RL
IA = 0
Na fgura 10.1a, podemos observar que a c orrente principal (I A) entra pelo terminal do anodo (A) e segue até o catodo (K), como ocorre em um diodo c omum. A porta (G) permite permite que se aplique aplique uma corrente (com (com intensidade menor menor que a aplicada no anodo), que controla a condução do SCR.
IG = 0
SCR no modo de bloqueio direto.
IA = 0 E < UBO
UA = E
UA = E
E < UBO
As principais aplicações do SCR são: são: Retifcador – Atua como um diodo comum, com a dierença de que é possível controlar a tensão retifcada. Interruptor – Atua como chave de e stado sólido.
3. Se a tensão na bateria continuar aumentando, ao atingir um valor maior ou igual à tensão UBO, o SCR passa a conduzir bruscamente, entrando em estado de condução. Quando isso acontece, dizemos que o SCR disparou. Nessa condição, o dispositivo se comporta como chave echada, porém com queda de tensão elevada em seus terminais (fgura 10.4). 10.4). Essa dierença de tensão aumenta a po-
270
271
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
tência a ser dissipada pelo SCR, que necessita, então, de um dissipador – sua principal desvantagem em comparação com uma chave mecâ nica. Figura 10.4 Scr çã pós sp.
RL PD =U.I IA
≠
RL
0
IG = 0
UA ~ = 1V
E
UA ~ = 1V
≥U
BO
E
≥U
BO
O termo “disparo” é utilizado em analogia ao que acontece a um projétil deagrado por arma de ogo, ou seja, uma mudança brusca de condição, pois o projétil parte do repouso para o movimento em rações de segundo. No caso do SCR, o disparo (ou condução) ocorre quando algum mecanismo externo provoca pequena variação em sua s correntes internas. Para c ompreender melhor, observe a gura 10.5. Nessa conguração, a estrutura do SCR utiliza dois transistores, um PNP e outro NPN, ligados entre si por uma re alimentação positiva (regeneração). Em tal modelo, ao ocorrer variação em qualquer uma da s correntes internas, por menor que seja, haverá amplicação do sinal, azendo com que as correntes aumentem até os dois transistores saturarem. A passagem do corte para a condução é extremamente rápida, por causa da realimentação positiva interna, motivo pelo qual se emprega o termo “d isparo”. Figura 10.5 es q s Scr qv.
A (anodo) A (anodo)
P
P N
N
N
P
P
G (porta)
G (porta)
P
A
G
N
N
TR1
Depois que o SCR atinge o estado de condução, para azer o dispositivo cortar novamente é necessário que a tensão de anodo, ou seja, a corrente ( I A), que abaixo de um valor chamado de tensão de manutenção ( UH), também conhecido por corrente de manutenção (IH). Para conhecer o valor dessa corrente, é preciso consultar o manual do abricante, pois varia para cada tipo de SCR, por exemplo: no IC106 é da ordem de 2 m A e no IC126, de 40 mA. Vimos que a porta (G) é o terminal no qual se aplica a corrente que inicia o processo de disparo quando a tensão de anodo ainda é bem menor que UBO. Quanto maior a corrente aplicada, menor será o valor da tensão de anodo necessária para disparar o SCR. Após o disparo, a porta pode ser desligada (aberta ou colocada em curto com o catodo), pois o SCR continuará a conduzir. O desligamento (reset ou corte) do dispositivo é eito quando a corrente de anodo diminuir abaixo da corrente de manutenção (IH) ou quando a tensão de anodo cair abaixo da tensão de manutenção ( UH). Em determinadas aplicações, uma tensão reversa de anodo pode acelerar a mudança de estado de um SCR.
10.1.2 SCRs comerciais A diversidade de modelos SCR é tanta que pratica mente existe u m para c ada aplicação. Um exemplo de uso geral é o SCR da amília 106, que apresenta alta sensibilidade (dispara com corrente de porta da ordem de µA). Essa amília possui as seguintes características técnicas: encapsulamento O-220; uro para dissipador; corrente máxima ecaz (IT(RMS)) de 4 A e máxima contínua ( IT(DC)) de 2,6 A; corrente de pico não repetitiva (ITSM) de 20 A. As letras antes do número da amília indicam o abricante (IC é exas, MCR é Motorola, C é GE etc.) e a letra na sequência do número determina o va lor de UBO (no manual aparece como VDRM) e UBR (no manual aparece como VRRM).
TR2 K
K (catodo)
Retomando a gura 10.4, podemos identicar pontos do circuito nos quais alguns dos atores citados estão atua ndo, por exemplo: a tensão aplicada; a tensão de breakover (UBO): o mecanismo que causa esse início de processo (surgimento de uma corrente inicial) se a corrente de porta or nula e o valor da tensão (em geral varia de 30 a 1 000 V e depende do SCR e de sua aplicação).
TIC
106 B
K (catodo)
máxima tensão família fabricante
Vários atores podem aumentar as correntes internas e levar o SCR ao disparo, entre eles: Valor da tensão aplicada nos terminais. ∆V . Variação de tensão de acordo com o tempo excessiva ∆t Aumento de temperatura. Incidência de luz (LASCR – SCR ativado por luz). Injeção de corrente através de terminal de port a.
A tabela 10.1 indica o valor de tensão UBO (V) de acordo com a letra que aparece posteriormente ao número, para os modelos SCR da amília 106.
• • • • •
272
Ao projetarmos um circuito com SCR, devemos car atentos aos valores de UBO, UBR e corrente máxima: os de UBO e UBR podem ser determinados pela letra que aparece após o número que identica a amília, e a corrente máxima, pela amília a que o SCR pertence. 273
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
tência a ser dissipada pelo SCR, que necessita, então, de um dissipador – sua principal desvantagem em comparação com uma chave mecâ nica. Figura 10.4 Scr çã pós sp.
RL
RL
PD =U.I IA
≠
0 ~ 1V UA =
IG = 0
E
~ 1V UA =
≥U
BO
E
≥U
BO
O termo “disparo” é utilizado em analogia ao que acontece a um projétil deagrado por arma de ogo, ou seja, uma mudança brusca de condição, pois o projétil parte do repouso para o movimento em rações de segundo. No caso do SCR, o disparo (ou condução) ocorre quando algum mecanismo externo provoca pequena variação em sua s correntes internas. Para c ompreender melhor, observe a gura 10.5. Nessa conguração, a estrutura do SCR utiliza dois transistores, um PNP e outro NPN, ligados entre si por uma re alimentação positiva (regeneração). Em tal modelo, ao ocorrer variação em qualquer uma da s correntes internas, por menor que seja, haverá amplicação do sinal, azendo com que as correntes aumentem até os dois transistores saturarem. A passagem do corte para a condução é extremamente rápida, por causa da realimentação positiva interna, motivo pelo qual se emprega o termo “d isparo”. Figura 10.5 es q s Scr qv.
A (anodo) A (anodo)
P
P N
N
N
P
P
G (porta)
G (porta)
P
A
Depois que o SCR atinge o estado de condução, para azer o dispositivo cortar novamente é necessário que a tensão de anodo, ou seja, a corrente ( I A), que abaixo de um valor chamado de tensão de manutenção ( UH), também conhecido por corrente de manutenção (IH). Para conhecer o valor dessa corrente, é preciso consultar o manual do abricante, pois varia para cada tipo de SCR, por exemplo: no IC106 é da ordem de 2 m A e no IC126, de 40 mA. Vimos que a porta (G) é o terminal no qual se aplica a corrente que inicia o processo de disparo quando a tensão de anodo ainda é bem menor que UBO. Quanto maior a corrente aplicada, menor será o valor da tensão de anodo necessária para disparar o SCR. Após o disparo, a porta pode ser desligada (aberta ou colocada em curto com o catodo), pois o SCR continuará a conduzir. O desligamento (reset ou corte) do dispositivo é eito quando a corrente de anodo diminuir abaixo da corrente de manutenção (IH) ou quando a tensão de anodo cair abaixo da tensão de manutenção ( UH). Em determinadas aplicações, uma tensão reversa de anodo pode acelerar a mudança de estado de um SCR.
10.1.2 SCRs comerciais A diversidade de modelos SCR é tanta que pratica mente existe u m para c ada aplicação. Um exemplo de uso geral é o SCR da amília 106, que apresenta alta sensibilidade (dispara com corrente de porta da ordem de µA). Essa amília possui as seguintes características técnicas: encapsulamento O-220; uro para dissipador; corrente máxima ecaz (IT(RMS)) de 4 A e máxima contínua ( IT(DC)) de 2,6 A; corrente de pico não repetitiva (ITSM) de 20 A. As letras antes do número da amília indicam o abricante (IC é exas, MCR é Motorola, C é GE etc.) e a letra na sequência do número determina o va lor de UBO (no manual aparece como VDRM) e UBR (no manual aparece como VRRM).
G
N
N
TR1
Retomando a gura 10.4, podemos identicar pontos do circuito nos quais alguns dos atores citados estão atua ndo, por exemplo: a tensão aplicada; a tensão de breakover (UBO): o mecanismo que causa esse início de processo (surgimento de uma corrente inicial) se a corrente de porta or nula e o valor da tensão (em geral varia de 30 a 1 000 V e depende do SCR e de sua aplicação).
TR2
K (catodo)
106 B
TIC
K K (catodo)
máxima tensão família fabricante
Vários atores podem aumentar as correntes internas e levar o SCR ao disparo, entre eles: Valor da tensão aplicada nos terminais. ∆V . Variação de tensão de acordo com o tempo excessiva ∆t Aumento de temperatura. Incidência de luz (LASCR – SCR ativado por luz). Injeção de corrente através de terminal de port a.
A tabela 10.1 indica o valor de tensão UBO (V) de acordo com a letra que aparece posteriormente ao número, para os modelos SCR da amília 106.
• • • • •
Ao projetarmos um circuito com SCR, devemos car atentos aos valores de UBO, UBR e corrente máxima: os de UBO e UBR podem ser determinados pela letra que aparece após o número que identica a amília, e a corrente máxima, pela amília a que o SCR pertence.
272
273
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Tabela 10.1 cóg s s s Scr í 106.
Letra
Valor de UBO (V)
F
50
A
100
B
200
C
300
D
400
10.1.4 Disparo por CC e carga CC O disparo por CC é utiliz ado no chaveamento de cargas (lâmpadas, eletroímãs, motores etc.) quando ligadas por longos períodos. Nessa conguração, é necessário prever o disparo e o desligamento do SCR (reset ). A gura 10.7 mostra dois exemplos de circuito para ligar e desligar uma carga com duas posições alternativas para a carga. Figura 10.7 R
R L
cs () sp () reset s hv na ( b) psçõs vs p g; s (b) sp () reset s hv nF ( h) psçõs vs p g.
L
CH1 R1
R
Vamos supor que um SCR da amília 106 será utilizado para comandar uma lâmpada a ser ligada em 110 V (155 V de pico), consumindo 2 A. Como a tensão está acima de 100 V, consultando a tabela 10.1, observamos que o indicado é o 106B (valor de UBO 200 V); como garantia, recomenda-se que seja instalado um dissipador de calor nesse SCR.
1
CH
V
2
Vcc
cc
CH R2
CH2
1
(a)
A gura 10.6 mostra o aspecto ísico do transistor da amília 106. Note que o encapsulamento é o O-220 e que há um uro para a colocação de dissipador.
CH1
(b)
R
R
L
R1 CH
2
Figura 10.6
L
R1
V
V
cc
() asp ís í 106 (b) g ssp.
parafuso
2
arruela
cc
CH1
R
(c)
CH2
(d)
bucha isolante
isolante
K
dissipador A arruela
G
Observe, nos circuitos dessa gura, que são necessários elementos de disparo e de reset quando a carga é ligada em corrente contínua. Na gu ra 10.7a, o disparo é eito pressionando momentaneamente a chave CH 1 (normal aberta), e o desligamento do SCR, pressionando CH 2 (tornando a tensão de anodo menor que a de manutenção). Na gura 10.7b, o disparo é eito abrindo momentaneamente a chave CH1, e o reset , abrindo a chave CH 2.
porca
(a)
(b)
O circuito da gura 10.8 é um biestável que liga alternadamente as cargas RL1 e RL2 (por exemplo, lâmpadas para 12 V) por meio das chaves CH 1 e CH 2, respectivamente.
10.1.3 Teste do SCR O SCR pode ser testado com um multímetro analógico utilizando uma escala de resistência capaz de ornecer corrente maior que a de manutenção característica de cada modelo. Para testarmos se o SCR está em bom estado, utilizamos as pontas de prova e colocamos o polo positivo da bateria interna (que corresponde ao negativo externo) no anodo e o negativo da bateria interna (que corresponde ao positivo externo) no catodo; nessas condições, a escala do instrumento deve indicar zero de corrente. Mantendo a ponta de prova no anodo, tocamos com a mesma ponta de prova na porta; agora, o SCR deve disparar, indicando corrente, e se manterá nessa condição mesmo depois que retirarmos o terminal da porta. 274
Figura 10.8 Bsáv Scr. CH1
RL1
RL2
C 2k2
2k2 SCR1 TIC 106 B
3k3
CH2
SCR2
Vcc 12 V
TIC 106B 3k3
275
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Tabela 10.1 cóg s s s Scr í 106.
Letra
10.1.4 Disparo por CC e carga CC
Valor de UBO (V)
F
O disparo por CC é utiliz ado no chaveamento de cargas (lâmpadas, eletroímãs, motores etc.) quando ligadas por longos períodos. Nessa conguração, é necessário prever o disparo e o desligamento do SCR (reset ). A gura 10.7 mostra dois exemplos de circuito para ligar e desligar uma carga com duas posições alternativas para a carga.
50
A
100
B
200
C
300
D
400
Figura 10.7 R
R L
cs () sp () reset s hv na ( b) psçõs vs p g; s (b) sp () reset s hv nF ( h) psçõs vs p g.
L
CH1 R1
R
Vamos supor que um SCR da amília 106 será utilizado para comandar uma lâmpada a ser ligada em 110 V (155 V de pico), consumindo 2 A. Como a tensão está acima de 100 V, consultando a tabela 10.1, observamos que o indicado é o 106B (valor de UBO 200 V); como garantia, recomenda-se que seja instalado um dissipador de calor nesse SCR.
1
CH
V
2
Vcc
cc
CH R2
CH2
1
(a)
A gura 10.6 mostra o aspecto ísico do transistor da amília 106. Note que o encapsulamento é o O-220 e que há um uro para a colocação de dissipador.
CH1
(b)
R
R
L
R1 CH
2
Figura 10.6
L
R1
V
V
cc
() asp ís í 106 (b) g ssp.
cc
CH1
R
parafuso
2
arruela
(c)
CH2
(d)
bucha isolante
Observe, nos circuitos dessa gura, que são necessários elementos de disparo e de reset quando a carga é ligada em corrente contínua. Na gu ra 10.7a, o disparo é eito pressionando momentaneamente a chave CH 1 (normal aberta), e o desligamento do SCR, pressionando CH 2 (tornando a tensão de anodo menor que a de manutenção). Na gura 10.7b, o disparo é eito abrindo momentaneamente a chave CH1, e o reset , abrindo a chave CH 2.
isolante
K
dissipador A arruela
G
porca
(a)
(b)
O circuito da gura 10.8 é um biestável que liga alternadamente as cargas RL1 e RL2 (por exemplo, lâmpadas para 12 V) por meio das chaves CH 1 e CH 2, respectivamente.
10.1.3 Teste do SCR
Figura 10.8
O SCR pode ser testado com um multímetro analógico utilizando uma escala de resistência capaz de ornecer corrente maior que a de manutenção característica de cada modelo. Para testarmos se o SCR está em bom estado, utilizamos as pontas de prova e colocamos o polo positivo da bateria interna (que corresponde ao negativo externo) no anodo e o negativo da bateria interna (que corresponde ao positivo externo) no catodo; nessas condições, a escala do instrumento deve indicar zero de corrente. Mantendo a ponta de prova no anodo, tocamos com a mesma ponta de prova na porta; agora, o SCR deve disparar, indicando corrente, e se manterá nessa condição mesmo depois que retirarmos o terminal da porta.
Bsáv Scr. CH1
RL1
RL2
C 2k2
CH2
2k2 SCR1 TIC 106 B
Vcc
SCR2
12 V
TIC 106B
3k3
3k3
274
275
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Analisando esse circuito, podemos observar que inicialmente os dois SCRs estão cortados. Ao pressionarmos CH1, o SCR 1 dispara, ligando a carga RL1, e o capacitor C passa a se carregar até atingir VCC por RL2 e SCR 1 (gura 10.9a). A carga RL1 ca ligada e o c apacitor C está carregado com VCC .
10.1.5 Disparo por CC com carga CA Nesse caso, o disparo é eito por uma tensão CC, e o corte do SCR, pela própria tensão de alimentação CA senoidal ao passar por zero.
Quando pressionamos a chave CH 2, o SCR 2 dispara e curto-circuita o anodo ao catodo, aplicando a tensão armazenada no capacitor entre o anodo e o catodo do SCR 1, que passa para a condição de corte. O capacitor começa a se carregar por RL1 e SCR 2 até VCC (gura 10.9b).
Figura 10.11
UL
Figura 10.9 Bsáv Scr: ) sp Scr 1 b) sp Scr 2.
Ve
CH2
CH1 RL1
cs sp cc g ca.
RL
RG
UG
RL
2
C
2k2
2k2 SCR
SCR
TIC 106 B
TIC 106B
1
Vcc
2
3k3
3k3
(a) CH1
CH2 RL1
RL2
C
2k2 SCR1 TIC 106 B
-
+
-
+
2k2 V
SCR2
Analisando a gura 10.11, a princípio com a chave (CH) aberta, podemos observar que, por causa da ausência de sinal na porta, o SCR não dispara e, consequentemente, não há tensão em UL. Quando a chave echa, uma corrente é aplicada na porta, disparando o SCR no momento em que a tensão de anodo ca positiva em relação ao catodo no semiciclo positivo. Quando a tensão de anodo inverter a polaridade, mesmo com a chave echada, o SCR cortará. A gura 10.12 mostra as ormas de onda da entrada e da carga quando a chave echa no instante t1 e abre no instante t2.
cc
Figura 10.12 cs sp cc g ca: s (V) g (u L).
TIC 106 B
3k3
3k3
CH é fechada
(b)
CH é aberta
VM V
e
Outra situação que pode ser analisada é quando a carga é indutiva, como na bobina de um relé. Nesse circuito, devemos colocar um diodo em paralelo com a bobina, conorme indicado na gura 10.10. Do contrário, o SCR não entra em corte por causa da orça contraeletromotriz que aparece em seus terminais enquanto tende a entrar na condição de corte.
0
-VM VM VL
Figura 10.10 a g v cc.
0
CH1 D R1
CH2
R2
276
Vcc
Podemos notar que, quando a chave echa, o SCR dispara; nesse instante, é aplicada a tensão de entrada ( Ve) na carga (descontando aproximadamente 1 V de queda de tensão no SCR). Quando a chave abre, a tensão está no máximo; desse modo, o SCR continua a conduzir até o m do semiciclo positivo, passando, então, a cortar. Nessa aplicação, o SCR é usado como chave. 277
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Analisando esse circuito, podemos observar que inicialmente os dois SCRs estão cortados. Ao pressionarmos CH1, o SCR 1 dispara, ligando a carga RL1, e o capacitor C passa a se carregar até atingir VCC por RL2 e SCR 1 (gura 10.9a). A carga RL1 ca ligada e o c apacitor C está carregado com VCC .
10.1.5 Disparo por CC com carga CA Nesse caso, o disparo é eito por uma tensão CC, e o corte do SCR, pela própria tensão de alimentação CA senoidal ao passar por zero.
Quando pressionamos a chave CH 2, o SCR 2 dispara e curto-circuita o anodo ao catodo, aplicando a tensão armazenada no capacitor entre o anodo e o catodo do SCR 1, que passa para a condição de corte. O capacitor começa a se carregar por RL1 e SCR 2 até VCC (gura 10.9b).
Figura 10.11
RG
UL
Figura 10.9 Bsáv Scr: ) sp Scr 1 b) sp Scr 2.
cs sp cc g ca.
RL
Ve
CH2
CH1 RL1
UG
RL
2
C
2k2
2k2 SCR
SCR
TIC 106 B
TIC 106B
1
Vcc
2
3k3
3k3
(a) CH1
CH2 RL1
RL2
C
2k2 SCR1
-
+
-
+
TIC 106 B
2k2 V
SCR2
Analisando a gura 10.11, a princípio com a chave (CH) aberta, podemos observar que, por causa da ausência de sinal na porta, o SCR não dispara e, consequentemente, não há tensão em UL. Quando a chave echa, uma corrente é aplicada na porta, disparando o SCR no momento em que a tensão de anodo ca positiva em relação ao catodo no semiciclo positivo. Quando a tensão de anodo inverter a polaridade, mesmo com a chave echada, o SCR cortará. A gura 10.12 mostra as ormas de onda da entrada e da carga quando a chave echa no instante t1 e abre no instante t2.
cc
Figura 10.12 cs sp cc g ca: s (V) g (u L).
TIC 106 B
3k3
3k3
CH é fechada
(b)
CH é aberta
VM V
e
Outra situação que pode ser analisada é quando a carga é indutiva, como na bobina de um relé. Nesse circuito, devemos colocar um diodo em paralelo com a bobina, conorme indicado na gura 10.10. Do contrário, o SCR não entra em corte por causa da orça contraeletromotriz que aparece em seus terminais enquanto tende a entrar na condição de corte.
0
-VM VM VL
Figura 10.10
0
a g v cc.
CH1 D R1
CH2
Vcc
Podemos notar que, quando a chave echa, o SCR dispara; nesse instante, é aplicada a tensão de entrada ( Ve) na carga (descontando aproximadamente 1 V de queda de tensão no SCR). Quando a chave abre, a tensão está no máximo; desse modo, o SCR continua a conduzir até o m do semiciclo positivo, passando, então, a cortar. Nessa aplicação, o SCR é usado como chave.
R2
276
277
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
É importante observar que, por alta de sincronismo, ao ligar a chave pela primeira vez, se a tensão estiver em seu valor máximo e a carga or resistiva, a corrente pode assumir valores muito elevados, destruindo a carga ou o próprio SCR. Para evitar esses danos, existem circuitos que disparam o SCR somente quando a tensão de entrada está próxima de zero (ZVS, sigla de zero voltage switching , chaveamento de tensão em zero).
Variando o ângulo de disparo, as tensões valor médio ( VCC) e valor ecaz (VRMS) aplicadas na carga também sorerão variações, conorme as seguintes equações: VCC
=
VM ⋅ (1 + cos θF ) (10.1) 2π
10.1.6 Disparo CA com carga CA Nessa conguração, a tensão da rede CA é usada para disparar o SCR. Considere que na gura 10.13a o circuito de disparo é ajustado de maneira que o SCR receba um sinal na porta quando a tensão da rede tiver atingido um ângulo chamado de ângulo de disparo (θF). Em tal condição, o SCR dispara, reduzindo a tensão para aproximadamente 1 V, valor considerado desprezível em comparação com a tensão de pico da rede ( VM). Quando a tensão car abaixo da tensão de manutenção, o SCR cortará até começar o próximo semiciclo positivo. Se o controle de disparo não sorer alterações, quando a ten são passar pelo ângulo de ase θF, novamente a porta receberá um sinal e voltará a disparar o SCR. A gura 10.13b mostra as ormas de onda da tensão de entrada, carga e SCR.
VRMS
=
VM 2
1 π
⋅ ( π − θF +
sen(2θF ) (10.2) ) 2
em que θF é expresso em radianos. As guras 10.14a e 10.14b mostram, respectivamente, o gráco da tensão contínua e o da tensão ecaz na carga em unção do ângulo de disparo para uma tensão senoidal de valor de pico VM = 155 V. Figura 10.14 r : ) gá sã í çã âg sp b) gá sã z çã âg sp.
50
(a)
45 40
Figura 10.13
35
) c b) s , g Scr.
30
RL
c c
V
25 20
Controle de Disparo
Ve
15 10 5 0
0
(a)
0,5
1
2
2,5
3
80
(b)
VM
1,5 0F (rd)
(a)
70 Ve
.t
0
60
50
-VM S M R
V
V M
VRMS
VL
40
V
cc
.t
0 0F
V
0F
0F
30
20
M
VSCR .t
0
10
0 -VM
0
(b)
278
(b)
0,5
1
1,5
2
2,5
3
0F (rd)
279
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
É importante observar que, por alta de sincronismo, ao ligar a chave pela primeira vez, se a tensão estiver em seu valor máximo e a carga or resistiva, a corrente pode assumir valores muito elevados, destruindo a carga ou o próprio SCR. Para evitar esses danos, existem circuitos que disparam o SCR somente quando a tensão de entrada está próxima de zero (ZVS, sigla de zero voltage switching , chaveamento de tensão em zero).
Variando o ângulo de disparo, as tensões valor médio ( VCC) e valor ecaz (VRMS) aplicadas na carga também sorerão variações, conorme as seguintes equações: VCC
=
VM ⋅ (1 + cos θF ) (10.1) 2π
10.1.6 Disparo CA com carga CA Nessa conguração, a tensão da rede CA é usada para disparar o SCR. Considere que na gura 10.13a o circuito de disparo é ajustado de maneira que o SCR receba um sinal na porta quando a tensão da rede tiver atingido um ângulo chamado de ângulo de disparo (θF). Em tal condição, o SCR dispara, reduzindo a tensão para aproximadamente 1 V, valor considerado desprezível em comparação com a tensão de pico da rede ( VM). Quando a tensão car abaixo da tensão de manutenção, o SCR cortará até começar o próximo semiciclo positivo. Se o controle de disparo não sorer alterações, quando a ten são passar pelo ângulo de ase θF, novamente a porta receberá um sinal e voltará a disparar o SCR. A gura 10.13b mostra as ormas de onda da tensão de entrada, carga e SCR.
VRMS
=
VM 2
1
⋅ ( π − θF +
π
sen(2θF ) (10.2) ) 2
em que θF é expresso em radianos. As guras 10.14a e 10.14b mostram, respectivamente, o gráco da tensão contínua e o da tensão ecaz na carga em unção do ângulo de disparo para uma tensão senoidal de valor de pico VM = 155 V. Figura 10.14 r : ) gá sã í çã âg sp b) gá sã z çã âg sp.
50
(a)
45 40
Figura 10.13
35
) c b) s , g Scr.
30
RL
c c
V
25 20
Controle de Disparo
Ve
15 10 5 0
0
(a)
0,5
1
1,5
2,5
3
80
(b)
VM
2
0F (rd)
(a)
70 Ve
.t
0
60
50
-VM S M R
V
V M
VRMS
VL
40
V
cc
0 0F
V
30
.t
0F
0F
20
M
VSCR 10
.t
0
0 -VM
0,5
0
(b)
1
1,5
2
2,5
3 0 (rd) F
(b)
278
279
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.15b
Exemplos
Fs sã g.
VM
Se θF = 0°: Ve
VCC
155 ⋅ (1 + cos 0°) = 2⋅ π
=
155
=
π
.t
0
49,3 V e -VM
VRMS
155 1 sen(2,0 ) = ⋅ ⋅ (π − 0 + ) π 2 2
155 = = 77,5 V 2
VM
VRMS
VL
VCC .t
Se θF = 180° = p rd:
0 0F
0F =45°
VCC
=
VRMS
155 ⋅ (1 + cos 180o ) 2⋅π
=
155 ⋅ 2
1 π
(
⋅ π−π+
=
0F
0 e
sen(2π ) ) 2
=
As tensões valor médio ( VCC) e valor ecaz ( VRMS) podem ser determinadas por:
0
Experimente calcular a tensão média e a ecaz para dierentes ângulos e valores de disparo. Depois, utilize as inormações dos grácos para realizar os mesmos cálculos.
10.1.7 Reticador de onda completa controlado Em geral, o reticador de meia onda não tem muitas aplicações, pois não apresenta bom desempenho quando alimentado na tensão da rede. O circuito reticador de onda completa usa o semiciclo negativo para obter valores elevados de VCC e VRMS para o mesmo valor de tensão de pico. Como o valor médio (tensão contínua) da tensão na carga pode ser controlado, é possível aplicar essa conguração em carga de baterias, controle de máquinas CC e controle de potência de equipamentos, uma vez que o valor ecaz pode ser variado.
VCC
=
VRMS
VM ⋅ (1 + cos θF ) π
=
VM
1
⋅
π
2
(10.3)
⋅ ( π − θF +
sen(2θF ) ) (10.4) 2
em que θF é expresso em radianos. As guras 10.16a e 10.16b mostram, respect ivamente, o gráco da tensão contínua e o da tensão ecaz na carga em unção do ângu lo de disparo para VM = 155 V. Figura 10.16a r p : gá sã í çã âg sp.
100 90
A gura 10.15 ilustra o circuito reti cador de onda completa controlado e as ormas de onda da tensão na entrada e na c arga.
80 70 60
Figura 10.15a
C C
V
c p .
RL
50 40 30
D1
D3 Circuito deControle
Ve
deDisparo D2
D4
20 10
0,5
1
1,5
2
2,5
3
0 (rd) F
280
281
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.15b
Exemplos
Fs sã g.
VM
Se θF = 0°: Ve
VCC
155 ⋅ (1 + cos 0°) = 2⋅ π
=
155 π
.t
0
= 49,3 V e -VM
VRMS
=
155 1 sen(2,0 ) ⋅ ⋅ (π − 0 + ) π 2 2
=
155 = 77,5 V 2
VM
V
RMS
VL
VCC .t
Se θF = 180° = p rd:
0 0F
0F =45°
VCC
=
VRMS
155 ⋅ (1 + cos 180o ) 2⋅π
=
155 ⋅ 2
1
(
⋅ π−π+
π
=
0F
0 e
sen(2π ) ) 2
=
As tensões valor médio ( VCC) e valor ecaz ( VRMS) podem ser determinadas por:
0
Experimente calcular a tensão média e a ecaz para dierentes ângulos e valores de disparo. Depois, utilize as inormações dos grácos para realizar os mesmos cálculos.
10.1.7 Reticador de onda completa controlado Em geral, o reticador de meia onda não tem muitas aplicações, pois não apresenta bom desempenho quando alimentado na tensão da rede. O circuito reticador de onda completa usa o semiciclo negativo para obter valores elevados de VCC e VRMS para o mesmo valor de tensão de pico.
VCC
=
VM ⋅ (1 + cos θF ) π
VRMS
=
VM
1
⋅
π
2
(10.3)
⋅ ( π − θF +
sen(2θF ) ) (10.4) 2
em que θF é expresso em radianos. As guras 10.16a e 10.16b mostram, respect ivamente, o gráco da tensão contínua e o da tensão ecaz na carga em unção do ângu lo de disparo para VM = 155 V.
Como o valor médio (tensão contínua) da tensão na carga pode ser controlado, é possível aplicar essa conguração em carga de baterias, controle de máquinas CC e controle de potência de equipamentos, uma vez que o valor ecaz pode ser variado.
Figura 10.16a r p : gá sã í çã âg sp.
100 90
A gura 10.15 ilustra o circuito reti cador de onda completa controlado e as ormas de onda da tensão na entrada e na c arga.
80 70 60
Figura 10.15a
C C
V
c p .
RL
50 40 30
D3
D1
20
Circuito deControle
Ve
10
deDisparo D2
D4
0,5
1
1,5
2
2,5
3
0 (rd) F
280
281
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.16b r p : gá sã z çã âg sp.
aquecedores, não podendo ser usado em cargas exclusivamente CC, como carregadores de bateria.
120 110
10.1.8 Circuitos de disparo em CA
100 90
O disparo em CA se divide em dois tipos:
80 70
Disparo vertical – O sinal de porta é uma tensão cujo valor varia até atingir a tensão de disparo de porta ( VGT). Essa tensão é aplicada na porta pela descarga
60 50 C C
V
de um capacitor (gura 10.18a).
40 30 20 10 0 0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
0F (rd)
Disparo horizontal – É eito por meio de pulsos de disparos obtidos de osciladores de relaxação ou de circuitos integrados (por exemplo, CA 785). Esses pulsos são aplicados na porta em um instante correspondente ao ângulo de disparo desejado (gura 10.18b).
Figura 10.18 Se a car ga or colocada antes da ponte, como indicado na gura 10.17a, podemos observar na entrada e na ca rga as ormas de onda ilustr adas na gura 10.17b.
cs sp () v (b) hz.
R
Figura 10.17 c pê ca: () (b) s .
C
RL
D1
D3
0F Circuito
(a)
de Controle
Ve
(b)
de Disparo D2
D4
Existem vários circuitos de disparo; a gura 10.19 apresenta o mais simples. Observe, nesse circuito, que o ângulo de disparo é de no máximo 90 °, pois a tensão de porta está em ase c om a tensão de anodo. Entretanto, é possível variar o ângulo de d isparo ajustando o potenciômetro variável RV. Ao aumentar a resistência de porta ( RG = RV + R), a corrente de porta diminui e, consequentemente, a tensão de anodo necessária para disparar o SCR deve ser maior; assim, quanto maior RV, maior o ângulo de disparo. Note também que o diodo D protege a porta contra tensão reversa no semiciclo negativo.
(a)
VM
Ve
.t
0
-VM
RV
VM
Figura 10.19
RL
VRMS
VL R .t
0
G1
R 0
0
F1
F
Ve
D
(b)
) c sp, b) g p r G1 ) g p r G2 > r G1.
(b)
Conorme observamos na gura 10.17b, mesmo a tensão apresentando valor ecaz, a tensão contínua valerá zero. Por isso, esse circuito é recomendado exclusivamente para controlar a potência em uma carga CA, como lâmpadas e 282
(a)
RG2 > RG1
0
F2
(c)
283
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.16b r p : gá sã z çã âg sp.
aquecedores, não podendo ser usado em cargas exclusivamente CC, como carregadores de bateria.
120 110
10.1.8 Circuitos de disparo em CA
100 90
O disparo em CA se divide em dois tipos:
80 70
Disparo vertical – O sinal de porta é uma tensão cujo valor varia até atingir a tensão de disparo de porta ( VGT). Essa tensão é aplicada na porta pela descarga
60 50 C C
V
de um capacitor (gura 10.18a).
40 30 20
Disparo horizontal – É eito por meio de pulsos de disparos obtidos de osciladores de relaxação ou de circuitos integrados (por exemplo, CA 785). Esses pulsos são aplicados na porta em um instante correspondente ao ângulo de disparo desejado (gura 10.18b).
10 0 0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
0F (rd)
Figura 10.18 Se a car ga or colocada antes da ponte, como indicado na gura 10.17a, podemos observar na entrada e na ca rga as ormas de onda ilustr adas na gura 10.17b.
cs sp () v (b) hz.
R
Figura 10.17 c pê ca: () (b) s .
C
D1
RL
D3
0F Circuito
(a)
de Controle
Ve
(b)
de Disparo D2
D4
Existem vários circuitos de disparo; a gura 10.19 apresenta o mais simples. Observe, nesse circuito, que o ângulo de disparo é de no máximo 90 °, pois a tensão de porta está em ase c om a tensão de anodo. Entretanto, é possível variar o ângulo de d isparo ajustando o potenciômetro variável RV. Ao aumentar a resistência de porta ( RG = RV + R), a corrente de porta diminui e, consequentemente, a tensão de anodo necessária para disparar o SCR deve ser maior; assim, quanto maior RV, maior o ângulo de disparo. Note também que o diodo D protege a porta contra tensão reversa no semiciclo negativo.
(a)
VM
Ve
.t
0
-VM
RV
VM
Figura 10.19
RL
) c sp, b) g p r G1 ) g p r G2 > r G1.
VRMS
VL R .t
0
G1
R 0
0
F1
F
(b)
Ve
D
(b)
(a)
Conorme observamos na gura 10.17b, mesmo a tensão apresentando valor ecaz, a tensão contínua valerá zero. Por isso, esse circuito é recomendado exclusivamente para controlar a potência em uma carga CA, como lâmpadas e
RG2 > RG1
0
F2
(c)
282
283
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
É possível congurar um circuito para que o SCR dispare além de 90°. Nesse caso, devemos atrasar a tensão de porta em relação à tensão de anodo. O circuito da gura 10.20 é um exemplo de conguração que permite ângulo de disparo maior que 90°. No semiciclo positivo, o capacitor se carrega por RV + R. Quando a tensão atinge aproximadamente VGT + 0,7 V, o SCR dispara para um ângulo determinado pelo potenciômetro. O capacitor se descarrega e, quando começa o semiciclo negativo, o diodo D2 conduz, azendo com que a tensão em C seja igual à tensão da rede. Dessa maneira, ao iniciar o próximo semiciclo positivo, a tensão no capacitor será igual a zero, garantindo que o ângulo de disparo continue o mesmo.
10.1.9 Disparo por pulso O disparo por pulso é recomendado quando se deseja equalizar as dierenças entre as tensões de porta de disparo ( VGT), pois estas apresentam variações mesmo para SCRs da mesma amília. Observe nos grácos 1 e 2 da gura 10.22 as tensões obtidas na carga do capacitor em constantes de tempos dierentes. Figura 10.22 csqês v s sã p.
VG 1
Figura 10.20
2
c sp rc s.
RL
VGT1 VGT2
Rv
D2 t R
Ve
D1
t1
t2
C
Para ângulos de disparo próximos de 180°, pode ser adicionada mais uma rede deasadora (gura 10.21). Figura 10.21 c sp p s.
RL
D1
R1
D2
Comparando esses grácos, quanto mais rápida or a variação da tensão na porta (VGT), menor será a dierença no tempo (∆t) e, portanto, menor o ângulo de disparo. Quando a variação da tensão de porta or instantânea (pulso) e com amplitude superior ao valor máximo para VGT, não haverá retardo, isto é, todos os SCRs serão disparados nesse instante, até aqueles que tiverem VGT dierentes. O principal dispositivo usado para o disparo por pulso é o UJ. Além desse componente, é necessário o circuito de oscilador de relaxação estudado no capítulo 9. A gura 10.23 mostra esse circuito.
Rv
Figura 10.23
R2
Ve
D3
D4
C2
c sp p ps uJt.
RS
C1
VL R
Vz
Nesse circuito, o capacitor C1 se carrega por R1 + RV, ocasionando um atraso. A seguir, C2 se carrega por R2, produzindo um atraso adicional. Quando a tensão em C2 atinge VGT, o SCR dispara. Como o circuito é alimentado com uma tensão reticada, não há necessidade de diodo de proteção na porta. Esse circuito não é adequado para controlar potência, pois VGT tem valor baixo, e uma pequena variação em VGT (provocada por uma troca de SCR) levaria a uma mudança no ângulo de disparo para um mesmo posicionamento de RV. 284
Ve
RL
Reticador
Dz
em
VC
Ponte
VRB1
C
RB1
285
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
É possível congurar um circuito para que o SCR dispare além de 90°. Nesse caso, devemos atrasar a tensão de porta em relação à tensão de anodo. O circuito da gura 10.20 é um exemplo de conguração que permite ângulo de disparo maior que 90°. No semiciclo positivo, o capacitor se carrega por RV + R. Quando a tensão atinge aproximadamente VGT + 0,7 V, o SCR dispara para um ângulo determinado pelo potenciômetro. O capacitor se descarrega e, quando começa o semiciclo negativo, o diodo D2 conduz, azendo com que a tensão em C seja igual à tensão da rede. Dessa maneira, ao iniciar o próximo semiciclo positivo, a tensão no capacitor será igual a zero, garantindo que o ângulo de disparo continue o mesmo.
10.1.9 Disparo por pulso O disparo por pulso é recomendado quando se deseja equalizar as dierenças entre as tensões de porta de disparo ( VGT), pois estas apresentam variações mesmo para SCRs da mesma amília. Observe nos grácos 1 e 2 da gura 10.22 as tensões obtidas na carga do capacitor em constantes de tempos dierentes. Figura 10.22 csqês v s sã p.
VG 1
Figura 10.20
2
c sp rc s.
RL
VGT1 VGT2
Rv
D2 t R
Ve
D1
t1
t2
C
Para ângulos de disparo próximos de 180°, pode ser adicionada mais uma rede deasadora (gura 10.21). Figura 10.21 c sp p s.
RL
D1
R1
D2
Comparando esses grácos, quanto mais rápida or a variação da tensão na porta (VGT), menor será a dierença no tempo (∆t) e, portanto, menor o ângulo de disparo. Quando a variação da tensão de porta or instantânea (pulso) e com amplitude superior ao valor máximo para VGT, não haverá retardo, isto é, todos os SCRs serão disparados nesse instante, até aqueles que tiverem VGT dierentes. O principal dispositivo usado para o disparo por pulso é o UJ. Além desse componente, é necessário o circuito de oscilador de relaxação estudado no capítulo 9. A gura 10.23 mostra esse circuito.
Rv
Figura 10.23
R2
Ve
D3
C2
D4
c sp p ps uJt.
RS
C1
VL R
Vz
Nesse circuito, o capacitor C1 se carrega por R1 + RV, ocasionando um atraso. A seguir, C2 se carrega por R2, produzindo um atraso adicional. Quando a tensão em C2 atinge VGT, o SCR dispara. Como o circuito é alimentado com uma tensão reticada, não há necessidade de diodo de proteção na porta. Esse circuito não é adequado para controlar potência, pois VGT tem valor baixo, e uma pequena variação em VGT (provocada por uma troca de SCR) levaria a uma mudança no ângulo de disparo para um mesmo posicionamento de RV.
RL
Reticador
Dz
em
VC
Ve
Ponte
VRB1
C
RB1
284
285
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Observe que a alimentação do oscilador é obtida da tensão da rede, o que é undamental, pois mantém o sincronismo. O uso da tensão CA g arante que, ao iniciar o semiciclo, o c apacitor C começa a se carregar a par tir do zero, o que não aconteceria se o circuito osse alimentado por uma tensão CC. A gura 10.24 mostra as principais ormas de onda do circu ito da gura 10.23.
Normalmente, o transormador de pulsos é utilizado para isolar os dois circuitos, mas pode ser usado também para controlar a tensão CC no resistor RB1 quando ela atingir valor próximo de VGT, no momento em que o UJ estiver cortado (gura 10.26). Figura 10.26
Figura 10.24 Fs g 10.23.
Vz Vp
R
Vc
Vv VRB1
RL
RL Dz
Dz C
Td
R
R
RL Dz R
C
B1
os çã p: ) , b) pv ) s pss.
C
R
B1
Td
(a)
0F
0F
(b)
(c)
Na conguração apresentada no circuito da gura 10.27, os dois SCRs em antiparalelo e o transormador de pulsos de 1:1:1 controlam uma carg a CA.
0F
Figura 10.27 c pê ca Scr.
10.1.10 Transormador de pulsos Sua nalidade é transerir os pulsos de disparo do oscilador para a porta do tiristor. Essa transerência ocorre por meio dos enrolamentos no primário e no secundário, porém sem aumento ou diminuição de sua amplitude, pois os enrolamentos estão isolados um do outro.
RL
R SCR1
sec2
-
+
+
-
sec1 Ve
V
RB1
Existem dois tipos básicos de tr ansormador de pulsos. Um deles é ormado por um enrolamento no primário e um no secundário, e o outro, por um enrolamento no primário e dois no secundário, designados respectivamente por 1:1 e 1:1:1. A gura 10.25 mostra o aspecto ísico, o esquema de ligações internas e os dois tipos de transormador de pulsos – o ponto (·) indica a polaridade do enrolamento.
c
Pr
SCR2
Figura 10.25 ts ps: ) sq gçõs s, b) 1:1 ) 1:1:1.
1:1:1 1
Pri
2 3
6 5
Sec 1
1:1
4 Sec 2
a)
b)
c)
Observe que, durante o semiciclo positivo, o UJ dispara para um ângulo de disparo determinado por R e C, gerando um pulso que é aplicado no primário e nos secundários (sec1 e sec2). Os dois SCRs recebem pulsos em suas portas, mas apenas o SCR 1 dispara, pois o anodo é positivo em relação a seu catodo. No semiciclo negativo, é gerado um pulso de disparo aplicado nos dois SCRs, porém somente o SCR 2 dispara. A gura 10.28 apresenta as ormas de onda do circuito da gura 10.25.
286
287
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Observe que a alimentação do oscilador é obtida da tensão da rede, o que é undamental, pois mantém o sincronismo. O uso da tensão CA g arante que, ao iniciar o semiciclo, o c apacitor C começa a se carregar a par tir do zero, o que não aconteceria se o circuito osse alimentado por uma tensão CC. A gura 10.24 mostra as principais ormas de onda do circu ito da gura 10.23.
Normalmente, o transormador de pulsos é utilizado para isolar os dois circuitos, mas pode ser usado também para controlar a tensão CC no resistor RB1 quando ela atingir valor próximo de VGT, no momento em que o UJ estiver cortado (gura 10.26). Figura 10.26
Figura 10.24 Fs g 10.23.
Vz Vp
R
Vc
RL
Dz Vv VRB1
RL Dz
Dz C
Td
R
R
RL
R
C
B1
os çã p: ) , b) pv ) s pss.
C
R
B1
Td
(a)
0F
0F
(b)
(c)
Na conguração apresentada no circuito da gura 10.27, os dois SCRs em antiparalelo e o transormador de pulsos de 1:1:1 controlam uma carg a CA.
0F
Figura 10.27 c pê ca Scr.
10.1.10 Transormador de pulsos Sua nalidade é transerir os pulsos de disparo do oscilador para a porta do tiristor. Essa transerência ocorre por meio dos enrolamentos no primário e no secundário, porém sem aumento ou diminuição de sua amplitude, pois os enrolamentos estão isolados um do outro.
RL
R SCR1
sec2
-
+
+
-
sec1 Ve
V
RB1
Existem dois tipos básicos de tr ansormador de pulsos. Um deles é ormado por um enrolamento no primário e um no secundário, e o outro, por um enrolamento no primário e dois no secundário, designados respectivamente por 1:1 e 1:1:1. A gura 10.25 mostra o aspecto ísico, o esquema de ligações internas e os dois tipos de transormador de pulsos – o ponto (·) indica a polaridade do enrolamento.
c
SCR2
Pr
Figura 10.25 ts ps: ) sq gçõs s, b) 1:1 ) 1:1:1.
1:1:1 Pri
1 2
6
1:1
5 Sec 1
3
Observe que, durante o semiciclo positivo, o UJ dispara para um ângulo de disparo determinado por R e C, gerando um pulso que é aplicado no primário e nos secundários (sec1 e sec2). Os dois SCRs recebem pulsos em suas portas, mas apenas o SCR 1 dispara, pois o anodo é positivo em relação a seu catodo. No semiciclo negativo, é gerado um pulso de disparo aplicado nos dois SCRs, porém somente o SCR 2 dispara.
4 Sec 2
a)
b)
c)
A gura 10.28 apresenta as ormas de onda do circuito da gura 10.25. 286
287
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
10.2.1 DIACs comerciais
Figura 10.28 Fs g g 10.25.
Os DIACs comerciais mais usados são o DB3 (encapsulamento DO-35) e o BR100 (encapsulamento DO-41), como ilustrado na gura 10.30. Os dois apresentam tensão de disparo da ordem de 32 V.
VM
Ve
.t
0
Figura 10.30
-VM SCR1
VM
SCR1
2.6-0.1
SCR1 VIS
5 . 0
5 . 2 6
.t
0
SCR2
SCR2
a)
diac: ) s ís sp, b) síb ) v ís.
1 . 5
0.8+0.06
0F
Figura 10.29
1 . 0 -
+
VL
b)
10.2 DIAC
10.3 TRIAC
O DIAC (DIode AC) é um dispositivo ormado também por quatro camadas, porém pode conduzir nos dois sentidos e para qualquer polaridade de tensão quando o valor aplicado ultrapassar a tensão de breakover (UBO). O DIAC volta a cortar quando a tensão ou corrente ca abaixo da tensão de manutenção ( UH) ou corrente de manutenção (IH). Em geral, a tensão de disparo é da ordem de 32 V para a maioria dos DIACs.
O RIAC (TRIode AC) oi desenvolvido para controlar potência em CA e atuar em baixas requências, em aplicações como chave estática, controle de temperatura, circuitos de partida de motores de indução, equipamentos de solda etc. Algumas das características técnicas do SCR podem ser consideradas para o RIAC, entre elas a corrente de manutenção e a máxima tensão que pode ser aplicada com a porta aberta, porém no caso do RIAC, como o dispositivo unciona com tensões nos dois sentidos, não existe máxima tensão reversa.
O DIAC oi desenvolvido para operar com o RIAC, que será apresentado na próxima seção. A gura 10.29 mostra a estrutura interna, o símbolo e a curva característica.
A gura 10.31 apresenta a estrutura simplicada e o símbolo desse dispositivo. Figura 10.31 triac: ) s sp b) síb.
MT2
I
N
U P
N
I
P
P
MT2
N P
IH -UBO
G
U
UH UH
MT1 N
UBO
N
-IH
N
P
tps ps p diac: ) dB3 b) Br100.
G MT1
a)
288
b)
c)
a)
b)
289
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
10.2.1 DIACs comerciais
Figura 10.28 Fs g g 10.25.
Os DIACs comerciais mais usados são o DB3 (encapsulamento DO-35) e o BR100 (encapsulamento DO-41), como ilustrado na gura 10.30. Os dois apresentam tensão de disparo da ordem de 32 V.
VM
Ve
.t
0
Figura 10.30 tps ps p diac: ) dB3 b) Br100.
-VM SCR1
VM
SCR1
2.6-0.1
SCR1 VIS
5 . 0
5 . 2 6
.t
0
SCR2
SCR2
a)
diac: ) s ís sp, b) síb ) v ís.
1 . 5
0.8+0.06
0F
Figura 10.29
1 . 0 -
+
VL
b)
10.2 DIAC
10.3 TRIAC
O DIAC (DIode AC) é um dispositivo ormado também por quatro camadas, porém pode conduzir nos dois sentidos e para qualquer polaridade de tensão quando o valor aplicado ultrapassar a tensão de breakover (UBO). O DIAC volta a cortar quando a tensão ou corrente ca abaixo da tensão de manutenção ( UH) ou corrente de manutenção (IH). Em geral, a tensão de disparo é da ordem de 32 V para a maioria dos DIACs.
O RIAC (TRIode AC) oi desenvolvido para controlar potência em CA e atuar em baixas requências, em aplicações como chave estática, controle de temperatura, circuitos de partida de motores de indução, equipamentos de solda etc. Algumas das características técnicas do SCR podem ser consideradas para o RIAC, entre elas a corrente de manutenção e a máxima tensão que pode ser aplicada com a porta aberta, porém no caso do RIAC, como o dispositivo unciona com tensões nos dois sentidos, não existe máxima tensão reversa.
O DIAC oi desenvolvido para operar com o RIAC, que será apresentado na próxima seção. A gura 10.29 mostra a estrutura interna, o símbolo e a curva característica.
A gura 10.31 apresenta a estrutura simplicada e o símbolo desse dispositivo. Figura 10.31 triac: ) s sp b) síb.
MT2
I
N
U P
N P
MT2
N P
IH -UBO
G
U
UH UH
MT1 N
UBO
N
-IH
N
P
P
I
G MT1
a)
b)
c)
a)
b)
288
289
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.34
Em relação à conguração do circuito, o RIAC pode corresponder à montagem equivalente de dois SCRs ligados em antiparalelo (gura 10.32), com as seguintes dierenças: • • • •
O RIAC necessita de dissipador. Por ser um único dispositivo, utiliza somente um usível. Pode ser disparado de quatro modos. O circuito de disparo deve ser projetado corretamente, pois, se o sinal do pulso de disparo or muito longo, pode ocorrer perda de controle, pelo ato de o RIAC conduzir nos dois sentidos.
RL
RL
IG
RG
Vcc
VGG
(b) RL
RG
IT
IG
RG
VCC
VCC
Ve
(d)
(c)
(b)
A gura 10.33 mostra a orma de onda na carga para as duas congurações da gura 10.32.
Observe a gura 10.34. Os modos de disparo a e b são mais utilizados que os modos c e d , pois necessitam de um valor de corrente de porta menor para acionar a mesma corrente principal ( IT). Quando opera com carga CC e disparo CC, o RIAC tem comportamento idêntico ao do SCR, ou seja, requer um circuito de corrente ou de tensão para ser cortado.
Figura 10.33 Fs sã g s s g 10.32.
IT IG
VGG
VGG
(a)
VCC
RL
RL
Ve
IG
VGG
(a)
Figura 10.32 ds Scrs: ) p b) qvê triac.
IT
IT RG
ms sp triac.
RL
VM
Exemplo Ve
.t
0
No circuito da gura 10.35, o RIAC é um temporizador que aciona um relé de estado sólido. Determine:
-VM VM
VRMS
a) os modos de disparo do RIAC (ver gura 10.34); b) o tempo de temporização (tempo que a lâmpada ca acesa). Figura 10.35
VL .t
0
+12 V
0F
8
1 k
4
10 k 7
2
555
CH 5
10.3.1 M odos de operação Dierentemente do SCR, que só pode conduzir com o anodo positivo em relação ao catodo e com a corrente de porta entrando pela porta, o R IAC tem quatro modos de condução. 290
0,01uF
6
1000 F
L
110 V 60 Hz
3 1
1 k
TIC 226
291
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.34
Em relação à conguração do circuito, o RIAC pode corresponder à montagem equivalente de dois SCRs ligados em antiparalelo (gura 10.32), com as seguintes dierenças: • • • •
RL
RG
RL
IG
RG
Vcc
VGG
(b) RL
RG
IT
IG
RG
VCC
IT IG
VCC
VGG
VGG Ve
(d)
(c)
(a)
(b)
A gura 10.33 mostra a orma de onda na carga para as duas congurações da gura 10.32.
Observe a gura 10.34. Os modos de disparo a e b são mais utilizados que os modos c e d , pois necessitam de um valor de corrente de porta menor para acionar a mesma corrente principal ( IT). Quando opera com carga CC e disparo CC, o RIAC tem comportamento idêntico ao do SCR, ou seja, requer um circuito de corrente ou de tensão para ser cortado.
Figura 10.33 Fs sã g s s g 10.32.
VCC
RL
RL
Ve
IG
VGG
(a)
Figura 10.32 ds Scrs: ) p b) qvê triac.
IT
IT
O RIAC necessita de dissipador. Por ser um único dispositivo, utiliza somente um usível. Pode ser disparado de quatro modos. O circuito de disparo deve ser projetado corretamente, pois, se o sinal do pulso de disparo or muito longo, pode ocorrer perda de controle, pelo ato de o RIAC conduzir nos dois sentidos.
ms sp triac.
RL
VM
Exemplo Ve
.t
0
No circuito da gura 10.35, o RIAC é um temporizador que aciona um relé de estado sólido. Determine:
-VM VM
VRMS
a) os modos de disparo do RIAC (ver gura 10.34); b) o tempo de temporização (tempo que a lâmpada ca acesa). Figura 10.35
VL .t
0
+12 V
0F
8
1 k
4
10 k 7
2
555
CH 5
10.3.1 M odos de operação Dierentemente do SCR, que só pode conduzir com o anodo positivo em relação ao catodo e com a corrente de porta entrando pela porta, o R IAC tem quatro modos de condução.
0,01uF
6
1000 F
L
110 V 60 Hz
3 1 k
1
TIC 226
290
291
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Solução:
10.4.2 Chave estática CA síncrona
O RIAC opera nos modos a e c e o tempo de temporização é:
Nos dois circuitos apresentados na gura 10.37, a carga é resistiva. Se ao acionarmos a chave coincidir de a tensão de entrada estar passando pelo valor de pico (o disparo é randômico), a corrente pode assumir valor muito alto em relação à corrente nominal (aproximadamente 10 vezes superior em determinada parte do ciclo). Para evitar que esse problema ocorra, existem circuitos que só permitem o disparo do tiristor quando a tensão estiver próxima de zero (disparo síncrono). ais circuitos (gura 10.38) são chamados de ZVS ( zero voltage switching , chaveamento de tensão em zero).
Ti = 1,1 · 10 · 103 · 1 000 · 10 –6 = 11 s
10.3.2 TRIACs comerciais Existem vários tipos de RI AC, que se dierenciam pela capacidade de corrente e tensão. Uma série muito conhecida é a de encapsulamento O-220. A gura 10.36 mostra o IC226D, u m RI AC com capac idade de c orrente 8 A e tensão 400 V. A letra D, posterior ao número, indica a tensão máxima recomendada, isto é, A = 100 V, B = 200 V, C = 300 V, D = 400 V etc. Sugere-se utilizar dissipador quando a corrente or superior a 1 A.
O uso do disparo síncrono tem algumas características: A complexidade do circuito aumenta c onorme o uso de dispositi vos mais especícos. O ator de potência melhora (a corrente passa a ser senoidal). A radiorequência emitida diminui. O pulso aplicado na porta deve ter duração mínima, pois a amplitude da tensão é baixa no momento do disparo. Circuitos controladores proporcionais podem ser construídos mais acilmente.
•
•
Figura 10.36 ep triac .
•
T I C 2 2 6 D
MT1 MT2 G
•
Figura 10.38 triac ZVS ss.
10.4 Aplicações do DIAC e do TRIAC RL
O RIAC é indicado como chave CA em circuitos de controle de potência. Vejamos a seguir algumas aplicações.
10.4.1 Chave estática CA assíncrona
ZVS Ve
No circuito da gura 10.37b, o RIAC tem a mesma unção que a chave mecânica do circuito da gura 10.37a. Observe que a chave (CH) no segundo circuito não precisa suportar a mesma capacidade de corrente da chave usada no primeiro, ou seja, na gura 10.37a a chave deve ter capacidade para suportar um valor de corrente na carga, enquanto na gura 10.37b pode ser um reed switch, termostato ou outra chave para baixa corrente, pois aciona o RIAC. Figura 10.37 ) chv â g g b) hv s só sá triac.
RL
Ve
(a)
RL
CH
CH Ve
(b)
RG
Os grácos da gura 10.39 mostram as cur vas características de um controlador proporcional em uncionamento, que é um circuito liga/desliga com chaveamento no tempo t e no período T. Assim, o RIAC está em disparo síncrono, reduzindo a radiorequência e melhorando o ator de potência. A potência média entregue à carga depende da relação entre o tempo que o RIAC está conduzindo (tON) e o período (T): t ON T
292
. No entanto, a variação da potência ocorre quando se a ltera tON.
293
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Solução:
10.4.2 Chave estática CA síncrona
O RIAC opera nos modos a e c e o tempo de temporização é:
Nos dois circuitos apresentados na gura 10.37, a carga é resistiva. Se ao acionarmos a chave coincidir de a tensão de entrada estar passando pelo valor de pico (o disparo é randômico), a corrente pode assumir valor muito alto em relação à corrente nominal (aproximadamente 10 vezes superior em determinada parte do ciclo). Para evitar que esse problema ocorra, existem circuitos que só permitem o disparo do tiristor quando a tensão estiver próxima de zero (disparo síncrono). ais circuitos (gura 10.38) são chamados de ZVS ( zero voltage switching , chaveamento de tensão em zero).
Ti = 1,1 · 10 · 103 · 1 000 · 10 –6 = 11 s
10.3.2 TRIACs comerciais Existem vários tipos de RI AC, que se dierenciam pela capacidade de corrente e tensão. Uma série muito conhecida é a de encapsulamento O-220. A gura 10.36 mostra o IC226D, u m RI AC com capac idade de c orrente 8 A e tensão 400 V. A letra D, posterior ao número, indica a tensão máxima recomendada, isto é, A = 100 V, B = 200 V, C = 300 V, D = 400 V etc. Sugere-se utilizar dissipador quando a corrente or superior a 1 A.
O uso do disparo síncrono tem algumas características: A complexidade do circuito aumenta c onorme o uso de dispositi vos mais especícos. O ator de potência melhora (a corrente passa a ser senoidal). A radiorequência emitida diminui. O pulso aplicado na porta deve ter duração mínima, pois a amplitude da tensão é baixa no momento do disparo. Circuitos controladores proporcionais podem ser construídos mais acilmente.
•
•
Figura 10.36 ep triac .
•
T I C 2 2 6 D
MT1 MT2 G
•
Figura 10.38 triac ZVS ss.
10.4 Aplicações do DIAC e do TRIAC RL
O RIAC é indicado como chave CA em circuitos de controle de potência. Vejamos a seguir algumas aplicações.
10.4.1 Chave estática CA assíncrona
ZVS Ve
No circuito da gura 10.37b, o RIAC tem a mesma unção que a chave mecânica do circuito da gura 10.37a. Observe que a chave (CH) no segundo circuito não precisa suportar a mesma capacidade de corrente da chave usada no primeiro, ou seja, na gura 10.37a a chave deve ter capacidade para suportar um valor de corrente na carga, enquanto na gura 10.37b pode ser um reed switch, termostato ou outra chave para baixa corrente, pois aciona o RIAC. Figura 10.37 ) chv â g g b) hv s só sá triac.
RL
RL
CH
CH
Ve
Os grácos da gura 10.39 mostram as cur vas características de um controlador proporcional em uncionamento, que é um circuito liga/desliga com chaveamento no tempo t e no período T. Assim, o RIAC está em disparo síncrono, reduzindo a radiorequência e melhorando o ator de potência. A potência média entregue à carga depende da relação entre o tempo que o RIAC está conduzindo (tON) e o período (T):
Ve
(a)
RG
t ON
(b)
T
. No entanto, a variação da potência ocorre quando se a ltera tON.
292
293
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.39 rpsçã gá píp pp.
passe para a rede, pois isso causaria intererência em aparelhos de rádio e V que estivessem ligados na mesma rede elétrica. O ltro c onstituído por Rs e Cs é chamado de snubber e deve ser usado quando a carga é indutiva, como em um motor, e quando se quer evitar also disparo.
ton
10.4.4 Luz automática T
T
ton
O circuito da gura 10.41, conhecido por luz automática ou luz crepuscu lar, é utilizado quando se deseja ligar e desligar automaticamente uma lâmpada na ausência e presença de luz natural. Seu principal dispositivo é o LDR ( light de pendent resistor , resistor dependente de luz), pois aumenta sua condutividade quando exposto à luz. A maior vantagem desse circuito em relação aos similares que utilizam transistores ou amplicador operacional é que não necessita de alimentação em CC.
to
T
T
Figura 10.41
O RIAC é utilizado em aparelhos que controlam a luminosidade de lâmpadas, pois atua na variação de sua potência. Uma das ma neiras de variar a potência é por meio do controle de ase, ou seja, variando o â ngulo de disparo.
R1
+ -
Figura 10.40 c s (dimmer ).
Carga
Snubber
Filtro de RF
R1 3k3 RS 47
Ve Cf 0.1 F
220k
R2 15k CS 0.1 F
C1 0.1 F
C2 0.1 F
No circuito da gura 10.40, o ltro constituído por Lf e Cf é um passa-baixa. Sua unção é evitar que a radiorequência gerada, ao acionarmos o RIAC, 294
Ve
A gura 10.40 mostra um circuito de controle de luminosidade (dimmer ). Seu princípio de uncionamento é muito parecido com o do circuito que utiliza um SCR. Inicialmente, o capacitor C1 se carrega por R1 e RV e, depois, C2 se carrega por R 2 até que a tensão de disparo do DIAC seja atingida, azendo com que C2 se descarrege.
Lf 120 H
c z á /h.
L
10.4.3 Controlador de luminosidade – dimmer
RV C RLDR
No circuito da gura 10.41, se no ambiente em que o LDR estiver instalado não houver luz, a lâmpada cará acesa. Isso acontece porque na ausência de luz sua resistência é alta e, portanto, o capacitor se carrega até atingir sua tensão de disparo em cada semiciclo, o que ocasiona o disparo do RIAC. Quando o LDR é iluminado, sua resistência diminui, impedindo que a tensão no capacitor atinja a tensão de disparo do DIAC; consequentemente, o RIAC não recebe sinal na porta e a lâmpada permanecerá apagada.
10.5 PUT O PU ( programmable unijunction transistor , transistor unijunção programável) é um dispositivo ormado por quatro camadas que oi desenvolvido para suprir uma deciência técnica apresentada nos circu itos com UJ, ou seja, dependência do período das oscilações com a razão intrínseca de disparo 1 T = R ⋅ C ⋅ ln 1 − η
295
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.39 rpsçã gá píp pp.
passe para a rede, pois isso causaria intererência em aparelhos de rádio e V que estivessem ligados na mesma rede elétrica. O ltro c onstituído por Rs e Cs é chamado de snubber e deve ser usado quando a carga é indutiva, como em um motor, e quando se quer evitar also disparo.
ton
10.4.4 Luz automática T
T
ton
O circuito da gura 10.41, conhecido por luz automática ou luz crepuscu lar, é utilizado quando se deseja ligar e desligar automaticamente uma lâmpada na ausência e presença de luz natural. Seu principal dispositivo é o LDR ( light de pendent resistor , resistor dependente de luz), pois aumenta sua condutividade quando exposto à luz. A maior vantagem desse circuito em relação aos similares que utilizam transistores ou amplicador operacional é que não necessita de alimentação em CC.
to
T
T
Figura 10.41
10.4.3 Controlador de luminosidade – dimmer
R1
O RIAC é utilizado em aparelhos que controlam a luminosidade de lâmpadas, pois atua na variação de sua potência. Uma das ma neiras de variar a potência é por meio do controle de ase, ou seja, variando o â ngulo de disparo.
+ -
Figura 10.40 c s (dimmer ).
Carga
c z á /h.
L
Ve
RV
A gura 10.40 mostra um circuito de controle de luminosidade (dimmer ). Seu princípio de uncionamento é muito parecido com o do circuito que utiliza um SCR. Inicialmente, o capacitor C1 se carrega por R1 e RV e, depois, C2 se carrega por R 2 até que a tensão de disparo do DIAC seja atingida, azendo com que C2 se descarrege.
Lf 120 H
Snubber
Filtro de RF
R1 3k3 RS 47
Ve Cf 0.1 F
220k
R2 15k CS 0.1 F
C1 0.1 F
C2 0.1 F
No circuito da gura 10.40, o ltro constituído por Lf e Cf é um passa-baixa. Sua unção é evitar que a radiorequência gerada, ao acionarmos o RIAC,
C RLDR
No circuito da gura 10.41, se no ambiente em que o LDR estiver instalado não houver luz, a lâmpada cará acesa. Isso acontece porque na ausência de luz sua resistência é alta e, portanto, o capacitor se carrega até atingir sua tensão de disparo em cada semiciclo, o que ocasiona o disparo do RIAC. Quando o LDR é iluminado, sua resistência diminui, impedindo que a tensão no capacitor atinja a tensão de disparo do DIAC; consequentemente, o RIAC não recebe sinal na porta e a lâmpada permanecerá apagada.
10.5 PUT O PU ( programmable unijunction transistor , transistor unijunção programável) é um dispositivo ormado por quatro camadas que oi desenvolvido para suprir uma deciência técnica apresentada nos circu itos com UJ, ou seja, dependência do período das oscilações com a razão intrínseca de disparo 1 T = R ⋅ C ⋅ ln 1 − η
294
295
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.43
A gura 10.42 mostra a estrutura simplicada, o símbolo e o circuito equivalente do PU.
R
A
G
Vcc
Figura 10.42
N
UAK
UAK
UAK
Anodo G
K
A
(A)
P
A
UAK
TR1
2N6027 VBE
R2
G
Gate (G)
3. CATODO
K RL
RL
G
a)
2. GATE
R1
TR2
R1
VG
1. ANODO Vcc
C
A
ujçã pgáv: ) s sp, b) síb ) qv.
R
R2
1 2
3
b)
TO-92
c)
P
) c s çã Put, b) Put sbsí p qv, ) sp ís Put ) v ís Put.
VA
N Catodo K
a)
b)
VA
K
(K)
c) VF VV
Considere o circuito de um oscilador de relaxação da gura 10.43a. A tensão na porta é dada pelo divisor de tensão constituído por R1 e R2, que pode ser calculada por: VG
=
R1 R1
+
R2
⋅
VCC
Para que os transistores internos conduzam, é necessário que:
IGAO
IP
IV
IF
IA
d)
Analisando os circuitos e a curva característica das guras 10.43a, 10.43b e 10.43d, podemos notar que inicialmente o capacitor C está descarregado; portanto, U AK < < VBE + VG. Desse modo, o PU está cortado e C continua a se carregar por R. Quando U AK = VBE + VG, o PU dispara e, então, C se descarrega pelo PU e por RL. A descarga é muito mais rápida que a carga, pois R >>> RL. A gura 10.44 mostra as ormas de onda da tensão no capacitor e na carga da gura 10.43a.
U AK ≥ V BE + VG ou U AK ≥ VBE +
R1 R1 + R2
Figura 10.44 V
C
⋅ VCC
T
V
P
(a)
Fs sã p g g 10.43.
VV
Essa expressão é similar à condição de disparo do UJ, isto é:
VP
VP ≥ VD + η ⋅ VCC
(b)
em que η é a razão intrínseca de disparo, calculada em unção das resistências internas do UJ por: η=
RB1 RB1 + RB 2
Quando comparamos as expressões que ornecem a tensão de disparo do PU (U AK) e a do UJ ( VP), podemos admitir que os resistores externos R1 e R2 determinam o disparo do PU. Daí a denominação “unijunção programável”, pois o valor de η pode ser programado por dois resistores externos. A gura 10.43c mostra o modelo PU da amília 2N6027 e a gura 10.43d, a curva característica. 296
Para determinarmos o período das oscilações, podemos calcular: T = R ⋅ C ⋅ ln
1 1− η
em que a relação de disparo (η) é dada pelos resistores externos R1 e R2, por meio da expressão: η=
R1 R1 + R2
297
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
Figura 10.43
A gura 10.42 mostra a estrutura simplicada, o símbolo e o circuito equivalente do PU.
R
A
UAK
TR1
R2
G
Vcc
Figura 10.42
2N6027 VBE
R2
G
UAK
G
N
UAK
UAK
Anodo
P
K
A
(A)
Gate (G)
3. CATODO
K RL
RL
G
a)
2. GATE
R1
TR2
R1
VG
1. ANODO Vcc
C
A
ujçã pgáv: ) s sp, b) síb ) qv.
R
A
1 2
TO-92
3
b)
c)
P
) c s çã Put, b) Put sbsí p qv, ) sp ís Put ) v ís Put.
VA
N Catodo K
VA
K
(K)
a)
b)
c) VF VV
Considere o circuito de um oscilador de relaxação da gura 10.43a. A tensão na porta é dada pelo divisor de tensão constituído por R1 e R2, que pode ser calculada por: VG
=
R1 R1
+
⋅
R2
VCC
Para que os transistores internos conduzam, é necessário que:
IP
IGAO
IV
IA
IF
d)
Analisando os circuitos e a curva característica das guras 10.43a, 10.43b e 10.43d, podemos notar que inicialmente o capacitor C está descarregado; portanto, U AK < < VBE + VG. Desse modo, o PU está cortado e C continua a se carregar por R. Quando U AK = VBE + VG, o PU dispara e, então, C se descarrega pelo PU e por RL. A descarga é muito mais rápida que a carga, pois R >>> RL. A gura 10.44 mostra as ormas de onda da tensão no capacitor e na carga da gura 10.43a.
U AK ≥ V BE + VG ou U AK ≥ VBE +
R1 R1 + R2
Figura 10.44 V
⋅ VCC
Fs sã p g g 10.43.
T
C
V
P
(a) VV
Essa expressão é similar à condição de disparo do UJ, isto é:
VP
VP ≥ VD + η ⋅ VCC
(b)
em que η é a razão intrínseca de disparo, calculada em unção das resistências internas do UJ por: η=
Para determinarmos o período das oscilações, podemos calcular:
RB1 RB1 + RB 2
T = R ⋅ C ⋅ ln
Quando comparamos as expressões que ornecem a tensão de disparo do PU (U AK) e a do UJ ( VP), podemos admitir que os resistores externos R1 e R2 determinam o disparo do PU. Daí a denominação “unijunção programável”, pois o valor de η pode ser programado por dois resistores externos. A gura 10.43c mostra o modelo PU da amília 2N6027 e a gura 10.43d, a curva característica.
1 1− η
em que a relação de disparo (η) é dada pelos resistores externos R1 e R2, por meio da expressão: η=
R1 R1 + R2
296
297
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
10.6 Circuito integrado TCA 785
Pino
Notação
Esse circuito tem a unção de driver de tiristores (SCR ou RIAC), capaz de gerar pulsos de disparo sincronizados com a tensão da rede, com ângulo de disparo variando de 0° a 180° (controle de ase).
12
C12
13
L
Vejamos seu uncionamento resumidamente no exemplo a seguir. Um pulso dente de serra (pino 10, V10) é gerado internamente e comparado com uma tensão de reerência V11 obtida de um divisor de tensão externo com tensão variável. Se o valor da tensão do dente de serra é maior que o valor da tensão de reerência, o CI gera u m pulso positivo (pino 15), que é aplicado na porta do tiristor (SCR ou RIAC). No semiciclo negativo, também é gerado um pulso positivo para o mesmo ângulo (pino 14). A igura 10.45 mostra a pinagem e a tabela 10.2, o nome de cada pino.
14 15
Q1 Q2
Saída de pulso positivo no semiciclo positivo Saída de pulso positivo no semiciclo negativo
16
VS
Alimentação CC
Figura 10.45 Pg tca 785.
Função Controla a largura do pulso de saída Aumenta a largura do pulso
A gura 10.46 ilustra um circuito de controle de potência por controle de ase usando o CA 785 e um RI AC. O ângulo de disparo pode ser ajustado continuamente de 0° a 180° com o auxílio de um potenciômetro externo de 10 kΩ. Durante o semiciclo positivo, o RIAC recebe um pulso positivo na porta vindo do pino 15. Durante o semiciclo negativo, a porta do RIAC também recebe um pulso positivo, porém proveniente do pino 14. A duração do pulso é de aproximadamente 100 µs.
GND
1
16
V S
Q2
2
15
Q2
QU
3
14
Q1
Q1
4
13
L
V SYNC
5
12
C 12
I
6
11
V 11
QZ
7
10
C 10
4.7 k 9W
V REF
8
9
R9
1N4005
Rsync 220 k
Tabela 10.2
Pino
Notação
1
GND
2 3 4
Q2 QU Q1
5
VSYNC
Função
Carga
470 F 16 V-
GND
BAY 61
220 V~
298
Saída complementar do pino 15 Saída de pulso positivo Saída 1 invertida Tensão de sincronismo
6 7
I QZ
Inibe as saídas quando aterrada Saída em coletor aberto
8
VREF
Tensão de reerência de 3,1 V
9 10
R C10
Resistência que ajusta a rampa Capacitor da rampa
11
V11
Tensão de controle
0.22 F 250 V~
15 V
apçã tca 785 pê p s.
Saída de pulsos de disparo
0.47 k 10 K
Ps tca 785 ss çõs.
Figura 10.46
BAY 61
1
16
2
15
3
14
4
13
5
12
2.2 F (MKH)
6
11
2.2 k
7
10
8
9
Capacitor da rampa
4.7 k BAY61
150 k TXC 10 M 60
BAY61
Potenciômetro de Controle de Ângulo de Disparo
10 k
C12 150 pF
2.2k
C10
0.1 F 100 k
47 pF
299
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
10.6 Circuito integrado TCA 785
Pino
Notação
Esse circuito tem a unção de driver de tiristores (SCR ou RIAC), capaz de gerar pulsos de disparo sincronizados com a tensão da rede, com ângulo de disparo variando de 0° a 180° (controle de ase).
12
C12
13
L
Vejamos seu uncionamento resumidamente no exemplo a seguir. Um pulso dente de serra (pino 10, V10) é gerado internamente e comparado com uma tensão de reerência V11 obtida de um divisor de tensão externo com tensão variável. Se o valor da tensão do dente de serra é maior que o valor da tensão de reerência, o CI gera u m pulso positivo (pino 15), que é aplicado na porta do tiristor (SCR ou RIAC). No semiciclo negativo, também é gerado um pulso positivo para o mesmo ângulo (pino 14). A igura 10.45 mostra a pinagem e a tabela 10.2, o nome de cada pino.
14 15
Q1 Q2
Saída de pulso positivo no semiciclo positivo Saída de pulso positivo no semiciclo negativo
16
VS
Alimentação CC
Figura 10.45 Pg tca 785. GND
1
16
V S
Q2
2
15
Q2
QU
3
14
Q1
Função Controla a largura do pulso de saída Aumenta a largura do pulso
A gura 10.46 ilustra um circuito de controle de potência por controle de ase usando o CA 785 e um RI AC. O ângulo de disparo pode ser ajustado continuamente de 0° a 180° com o auxílio de um potenciômetro externo de 10 kΩ. Durante o semiciclo positivo, o RIAC recebe um pulso positivo na porta vindo do pino 15. Durante o semiciclo negativo, a porta do RIAC também recebe um pulso positivo, porém proveniente do pino 14. A duração do pulso é de aproximadamente 100 µs.
Q1
4
13
L
V SYNC
5
12
C 12
I
6
11
V 11
QZ
7
10
C 10
4.7 k 9W
V REF
8
9
R9
1N4005
Rsync
0.47 k
Ps tca 785 ss çõs.
Pino
Notação
1
GND
2 3 4
Q2 QU Q1
5
VSYNC
6 7
I QZ
Função
Carga
470 F 16 V-
GND
BAY 61
220 V~
Saída complementar do pino 15 Saída de pulso positivo Saída 1 invertida
BAY 61
0.22 F 15 V
250 V~
Tensão de sincronismo
8
VREF
Tensão de reerência de 3,1 V
9 10
R C10
Resistência que ajusta a rampa Capacitor da rampa
11
V11
Tensão de controle
1
16
2
15
3
14
4
13
5
12
2.2 F (MKH)
6
11
2.2 k
7
10
8
9
4.7 k BAY61
150 k TXC 10 M 60
BAY61
Potenciômetro de Controle de Ângulo de Disparo
10 k
C12 150 pF
2.2k
Capacitor da rampa
Inibe as saídas quando aterrada Saída em coletor aberto
apçã tca 785 pê p s.
Saída de pulsos de disparo
220 k
10 K
Tabela 10.2
Figura 10.46
C10
0.1 F 100 k
47 pF
298
299
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
10.7 IGBT O IGB (insulated gate bipolar transistor , transistor bipolar de porta isolada) é um dispositivo que apresenta como circuito de entrada um MOSFE e como circuito de saída um transistor bipolar (BJ). Antes de conhecermos o IGB, vamos relembrar algumas características técnicas e detalhes do BJ e do MOSFE.
O MOSFE apresenta uma impedância de entrada elevada e não consome corrente (gura 10.48). Além disso, o circu ito de controle é mais simples, porém a queda de tensão entre dreno e onte é maior que a queda de tensão entre coletor e emissor, em comparação com u m transistor bipolar. Quando em condução, o MOSFE se comporta como resistor (r dson) com coeciente de temperatura positivo; o valor desse resistor depende da tensão entre porta e onte (VGS).
Desde a decada de 1950 pesquisadores da área de eletrônica tentavam desenvolver dispositivos capazes de aliar potência, velocidade de comutação, eciência e baixas perdas na operação. Nos anos 1970 o transistor bipolar era o único transistor de potência utilizado, quando oi criado o MOSFE de potência, usado até os dias de hoje.
Figura 10.48 moSFet pê hv v.
RL 80 A 0A Circuito de
O transistor bipolar apresenta as seguintes características: possui corrente de base relativamente alta para poder saturar ( turn-on ), é relativamente lento para cortar (turn-o ) e tem sensibilidade ao disparo térmico (thermal runaway ) em decorrência do coeciente de temperatura negativo. O MOSFE é um dispositivo controlado por tensão e tem coeciente de temperatura positivo, que protege contra disparo térmico e permite maior requência de operação. Vamos agora comparar algumas inormações técnicas do BJ e do MOSFE, que demonstram as qualidades de cada um desses dispositivos de potência.
Controle 80 A
Levando em conta os aspectos técnicos positivos do MOSFE e do BJ aqui apresentados, recomenda-se o IGB em aplicações de potência, pois reúne em um único dispositivo as vantagens do MOSFE e do BJ. Além disso, a estrutura ísica do IGB é a combinação das estruturas desses dois di spositivos (gura 10.49).
Pelo ato de a porta ( gate ) ser isolada, o MOSFE apresenta relação entre a corrente principal e a de entrada (ganho) extremamente alta. Esse ganho de corrente é elevado porque não há corrente de porta; a única corrente que existe é a transitória que carrega a capacitância associada.
Figura 10.49 C Oxide
Gate Polysilicon
R
Caso o BJ seja usado para controlar a corrente em uma carga, será necessária uma corrente de base relativamente alta
Emiter N+
P-
N+ G
P+
I . I = β
tss bp p s: () s ís, (b) qv, () () síbs.
C
rb
B
Por exemplo, se a corrente de coletor vale 80 A e b = 20, então a corrente de base valerá 4 A, que é um valor elevado para um transistor bipolar ou um circuito integrado de c ontrole manipular (gura 10.47).
N- EPI
r b
N+ Buffer Layer p+ Substrate E
Collector
a)
b)
C
Figura 10.47
C
tss pê hv v.
RL
G 80 A
G
4A Circuito de
= 20
Controle
E
84 A
c)
300
E
d)
301
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
10.7 IGBT O IGB (insulated gate bipolar transistor , transistor bipolar de porta isolada) é um dispositivo que apresenta como circuito de entrada um MOSFE e como circuito de saída um transistor bipolar (BJ). Antes de conhecermos o IGB, vamos relembrar algumas características técnicas e detalhes do BJ e do MOSFE.
O MOSFE apresenta uma impedância de entrada elevada e não consome corrente (gura 10.48). Além disso, o circu ito de controle é mais simples, porém a queda de tensão entre dreno e onte é maior que a queda de tensão entre coletor e emissor, em comparação com u m transistor bipolar. Quando em condução, o MOSFE se comporta como resistor (r dson) com coeciente de temperatura positivo; o valor desse resistor depende da tensão entre porta e onte (VGS).
Desde a decada de 1950 pesquisadores da área de eletrônica tentavam desenvolver dispositivos capazes de aliar potência, velocidade de comutação, eciência e baixas perdas na operação. Nos anos 1970 o transistor bipolar era o único transistor de potência utilizado, quando oi criado o MOSFE de potência, usado até os dias de hoje.
Figura 10.48 moSFet pê hv v.
RL 80 A 0A Circuito de
O transistor bipolar apresenta as seguintes características: possui corrente de base relativamente alta para poder saturar ( turn-on ), é relativamente lento para cortar (turn-o ) e tem sensibilidade ao disparo térmico (thermal runaway ) em decorrência do coeciente de temperatura negativo. O MOSFE é um dispositivo controlado por tensão e tem coeciente de temperatura positivo, que protege contra disparo térmico e permite maior requência de operação. Vamos agora comparar algumas inormações técnicas do BJ e do MOSFE, que demonstram as qualidades de cada um desses dispositivos de potência.
Controle 80 A
Levando em conta os aspectos técnicos positivos do MOSFE e do BJ aqui apresentados, recomenda-se o IGB em aplicações de potência, pois reúne em um único dispositivo as vantagens do MOSFE e do BJ. Além disso, a estrutura ísica do IGB é a combinação das estruturas desses dois di spositivos (gura 10.49).
Pelo ato de a porta ( gate ) ser isolada, o MOSFE apresenta relação entre a corrente principal e a de entrada (ganho) extremamente alta. Esse ganho de corrente é elevado porque não há corrente de porta; a única corrente que existe é a transitória que carrega a capacitância associada.
Figura 10.49 Oxide
Gate Polysilicon
R
Caso o BJ seja usado para controlar a corrente em uma carga, será necessária uma corrente de base relativamente alta
Emiter N+
N+
P-
G
P+
I . I = β
tss bp p s: () s ís, (b) qv, () () síbs.
C
C
rb
B
N- EPI
r b
N+ Buffer Layer
Por exemplo, se a corrente de coletor vale 80 A e b = 20, então a corrente de base valerá 4 A, que é um valor elevado para um transistor bipolar ou um circuito integrado de c ontrole manipular (gura 10.47).
p+ Substrate E
Collector
a)
b)
C
Figura 10.47
C
tss pê hv v.
RL
G 80 A
G
4A Circuito de
= 20
Controle
E
84 A
E
c)
d)
300
301
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
O IGB é utilizado principalmente em:
(característica obtida em MOSFE de potência). A tabela 10.3 resume as principais características dos três dispositivos.
Inversores de requência (circuitos que produzem tensão alternada a partir de tensão contínua). Sistemas de controle de tração em trólebus e ônibus elétricos. Aquecimento indutivo. Controle de motores CA. Fontes de alimentação. ransmissão em corrente contínua. Carregadores de bateria.
•
•
Características
Transistor bipolar
MOSFET
IGBT
• •
Forma de controle
Corrente
Tensão
Tensão
Complexidade do circuito de controle
Complexo
Simples
Simples
Impedância de entrada
Baixa
Alta
Alta
Frequência
Baixa (< 100 kHz)
Alta (< 1 MHz)
Média
Tensão de saturação
Baixa
Alta
Baixa
Área de operação segura (SOA)
Estreita
Larga
Larga
• • •
10.7.1 Corrente de cauda O IGB apresenta algumas limitações, entre elas menor velocidade de chaveamento que o MOSFE. Quando o IGB vai da condução para o corte, ao contrário do MOSFE, a corrente não chega a zero imediatamente. Por causa de recombinações entre lacunas e elétrons, a c orrente de coletor (IC) demora para se anular, apesar de a tensão entre coletor e emissor ( VCE) já ser máxima. Esse nal de corrente, chamado de corrente de cauda (current tail ) (gura 10.50), limita a operação em requências elevadas. Figura 10.50 iGBt sçã p h .
Tabela 10.3 Pps íss ss bp, moSFet iGBt.
A área de operação segura (sae operating area , SOA) é denida como a ronteira em que é possível operar sem que o dispositivo seja destruído. A gura 10.51 apresenta um exemplo de SOA de u m IGB. Figura 10.51 Soa iGBt ixSH30n60B2.
VCE IC
50 45 40
CURRENT TAIL
s 35 e r e 30 p m25 A - 20 C I 15 10 5
T j = 125°C RG = 10 ohms dV/dT < 10V/ns
0 1 00 1 50 2 00 2 50 30 0 35 0 4 0 0 4 5 0 5 00 55 0 60 0
VCE - Volts
10.7.2 Diodo em antiparalelo Quando o IGB or usado para controle de motores, um diodo (diodo de comutação) deve ser colocado em paralelo com o dispositivo para sua proteção. As especicações técnicas desse diodo é ser ultrarrápido e ter baixa queda de tensão e baixa corrente de uga. Nessa conguração, o IGB é utilizado como chave, ligando e desligando uma carga de alta potência. Para isso, tem de apresentar baixa queda de tensão (característica obtida em um transistor bipolar) e poder operar em requências altas 302
10.7.3 IGBT ligado em paralelo O IGB pode ser ligado em paralelo quando se deseja aumentar a capacidade de corrente, obter melhorias térmicas e para redundância. Entretanto, as variaçõe s de parâmetros entre os dispositivos que serão associados em paralelo podem resultar em compartilhamento dierente da corrente. Além disso, em geral, a temperatura e a conguração i nuenciam a operação do IGB em paralelo. 303
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 10
O IGB é utilizado principalmente em:
(característica obtida em MOSFE de potência). A tabela 10.3 resume as principais características dos três dispositivos.
Inversores de requência (circuitos que produzem tensão alternada a partir de tensão contínua). Sistemas de controle de tração em trólebus e ônibus elétricos. Aquecimento indutivo. Controle de motores CA. Fontes de alimentação. ransmissão em corrente contínua. Carregadores de bateria.
•
•
Características
Transistor bipolar
MOSFET
IGBT
• •
Forma de controle
Corrente
Tensão
Tensão
Complexidade do circuito de controle
Complexo
Simples
Simples
Impedância de entrada
Baixa
Alta
Alta
Frequência
Baixa (< 100 kHz)
Alta (< 1 MHz)
Média
Tensão de saturação
Baixa
Alta
Baixa
Área de operação segura (SOA)
Estreita
Larga
Larga
• • •
10.7.1 Corrente de cauda O IGB apresenta algumas limitações, entre elas menor velocidade de chaveamento que o MOSFE. Quando o IGB vai da condução para o corte, ao contrário do MOSFE, a corrente não chega a zero imediatamente. Por causa de recombinações entre lacunas e elétrons, a c orrente de coletor (IC) demora para se anular, apesar de a tensão entre coletor e emissor ( VCE) já ser máxima. Esse nal de corrente, chamado de corrente de cauda (current tail ) (gura 10.50), limita a operação em requências elevadas. Figura 10.50 iGBt sçã p h .
Tabela 10.3 Pps íss ss bp, moSFet iGBt.
A área de operação segura (sae operating area , SOA) é denida como a ronteira em que é possível operar sem que o dispositivo seja destruído. A gura 10.51 apresenta um exemplo de SOA de u m IGB. Figura 10.51 Soa iGBt ixSH30n60B2.
VCE IC
50 45 40
CURRENT TAIL
s 35 e r e 30 p m25 A - 20 C I 15 10 5
T j = 125°C RG = 10 ohms dV/dT < 10V/ns
0 1 00 1 50 2 00 2 50 30 0 35 0 4 0 0 4 5 0 5 00 55 0 60 0
VCE - Volts
10.7.2 Diodo em antiparalelo Quando o IGB or usado para controle de motores, um diodo (diodo de comutação) deve ser colocado em paralelo com o dispositivo para sua proteção. As especicações técnicas desse diodo é ser ultrarrápido e ter baixa queda de tensão e baixa corrente de uga. Nessa conguração, o IGB é utilizado como chave, ligando e desligando uma carga de alta potência. Para isso, tem de apresentar baixa queda de tensão (característica obtida em um transistor bipolar) e poder operar em requências altas
10.7.3 IGBT ligado em paralelo O IGB pode ser ligado em paralelo quando se deseja aumentar a capacidade de corrente, obter melhorias térmicas e para redundância. Entretanto, as variaçõe s de parâmetros entre os dispositivos que serão associados em paralelo podem resultar em compartilhamento dierente da corrente. Além disso, em geral, a temperatura e a conguração i nuenciam a operação do IGB em paralelo.
302
303
Capítulo 11
Optoeletrônica
Capítulo 11
Optoeletrônica
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
400 nm. Radiação com c omprimento logo acima de 700 nm é chamada de inravermelha (inrared , IR) e com c omprimento abaixo de 400 nm, ultravioleta, não mais visível.
11.1 Sensores Sensor é um dispositivo que apresenta uma variação (reversível) – por exemplo, em sua resistência – ao ser e xposto à radiação luminosa.
E
11.1.1 Fotorresistor
ste capítulo apresenta conceitos básicos dos dispositivos semicondutores usados em optoeletrônica. De modo geral, os dispositivos optoeletrônicos podem ser divididos em duas grandes áreas: os sensores e os emissores (há também dispositivos de acoplamento, que são o resultado da combinação de sensores e emissores).
É um sensor de luz que altera sua resistência ao ser exposto à luz. O LDR, estudado no capítulo anterior, é o dispositivo mais conhecido. A gura 11.2 mostra o aspecto ísico, os símbolos e a curva de resposta espectral de um LDR padrão. Observe que a sensibilidade é mais alta ao redor do c omprimento de onda 550 nm.
Um dispositivo optoeletrônico: Figura 11.2
1. Detecta e/ou responde a um sinal de luz. 2. Emite ou modica luz c oerente ou não coerente. 3. Utiliza luz para seu uncionamento interno.
ldr: ) síbs b) v sps sp.
100 90 80 70
A palavra “optoeletrônica” é a união de “óptica” e “eletrônica”, ou seja, reere-se a dispositivos eletrônicos sensíveis à ação da luz. Mas qual é a denição ísica de luz? Luz é a energia radiante transmitida através de ondas eletromagnéticas de comprimento entre 0,3 mm e 30 mm. Nessa aixa, chamada de espectro eletromagnético, encontra-se a luz visível ao olho humano (0,38 mm a 0,78 mm), e as radiações ultravioleta (UV) e inravermelha (IR) ocupam as extremidades.
a v i t a l e r a t s o p s e R
60 50 40 30 20 10
Figura 11.1 esp gé sq p p vsív.
0
Comprimento da onda (nm) 24
22
20
18
10
10
10
10
10-16
10-14
10-12
10-10
16
12
10
22
8
6
4
2
0
10
10
10
10
10
10
10
10
10
v (Hz)
10-8
10-6
10-4
100
108
102
104
106
108
(m)
Visible spectrum
400
500
600
700
A gura 11.1 mostra o espectro eletromagnético para todos os tipos de onda, com destaque para a radiação luminosa visível. Em uma extremidade localiza-se o vermelho, com 700 nm de comprimento de onda, e na outra, o violeta, com 306
400 500 600 700 800 900
a)
b)
O LDR é usado em circuitos de proteção, alarmes, instrumentos de medida de luminosidade e nas situações em que or necessário detect ar variação ou presença de luz no espect ro visível ou ora dele. As gura s a seguir apres entam algun s exemplos de circuitos c om aplicação de LDR. A gura 11.3 mostra um sensor de presença de luz com temporizador. Na ausência de luz, a resistência do dispositivo é elevada e, portanto, a tensão no pino 2 deve ser maior que 4 V (um terço de 12 V), valor que pode ser obtido com a regulagem do potenciômetro. Quando a luz incide no LDR, sua resistência diminui e a tensão no pino 2 reduz para abaixo de 4 V, disparando o LM555, que, por estar congurado como monoestável, liga a lâmpada durante determinado tempo, por meio do capacitor de 1 000 µF e do resistor de 10 kΩ. 307
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
400 nm. Radiação com c omprimento logo acima de 700 nm é chamada de inravermelha (inrared , IR) e com c omprimento abaixo de 400 nm, ultravioleta, não mais visível.
11.1 Sensores Sensor é um dispositivo que apresenta uma variação (reversível) – por exemplo, em sua resistência – ao ser e xposto à radiação luminosa.
E
11.1.1 Fotorresistor
ste capítulo apresenta conceitos básicos dos dispositivos semicondutores usados em optoeletrônica. De modo geral, os dispositivos optoeletrônicos podem ser divididos em duas grandes áreas: os sensores e os emissores (há também dispositivos de acoplamento, que são o resultado da combinação de sensores e emissores).
É um sensor de luz que altera sua resistência ao ser exposto à luz. O LDR, estudado no capítulo anterior, é o dispositivo mais conhecido. A gura 11.2 mostra o aspecto ísico, os símbolos e a curva de resposta espectral de um LDR padrão. Observe que a sensibilidade é mais alta ao redor do c omprimento de onda 550 nm.
Um dispositivo optoeletrônico: Figura 11.2
1. Detecta e/ou responde a um sinal de luz. 2. Emite ou modica luz c oerente ou não coerente. 3. Utiliza luz para seu uncionamento interno.
ldr: ) síbs b) v sps sp.
100 90 80 70
A palavra “optoeletrônica” é a união de “óptica” e “eletrônica”, ou seja, reere-se a dispositivos eletrônicos sensíveis à ação da luz. Mas qual é a denição ísica de luz? Luz é a energia radiante transmitida através de ondas eletromagnéticas de comprimento entre 0,3 mm e 30 mm. Nessa aixa, chamada de espectro eletromagnético, encontra-se a luz visível ao olho humano (0,38 mm a 0,78 mm), e as radiações ultravioleta (UV) e inravermelha (IR) ocupam as extremidades.
a v i t a l e r a t s o p s e R
60 50 40 30 20 10
Figura 11.1 esp gé sq p p vsív.
0
400 500 600 700 800 900 Comprimento da onda (nm)
24
22
20
18
16
12
10
22
8
6
4
2
0
10
10
10
10
10
10
10
10
10
10
10
10
10
v (Hz)
10-16
10-14
10-12
10-10
10-8
10-6
10-4
100
108
102
104
106
108
(m)
a)
O LDR é usado em circuitos de proteção, alarmes, instrumentos de medida de luminosidade e nas situações em que or necessário detect ar variação ou presença de luz no espect ro visível ou ora dele.
Visible spectrum
400
500
600
b)
700
A gura 11.1 mostra o espectro eletromagnético para todos os tipos de onda, com destaque para a radiação luminosa visível. Em uma extremidade localiza-se o vermelho, com 700 nm de comprimento de onda, e na outra, o violeta, com
As gura s a seguir apres entam algun s exemplos de circuitos c om aplicação de LDR. A gura 11.3 mostra um sensor de presença de luz com temporizador. Na ausência de luz, a resistência do dispositivo é elevada e, portanto, a tensão no pino 2 deve ser maior que 4 V (um terço de 12 V), valor que pode ser obtido com a regulagem do potenciômetro. Quando a luz incide no LDR, sua resistência diminui e a tensão no pino 2 reduz para abaixo de 4 V, disparando o LM555, que, por estar congurado como monoestável, liga a lâmpada durante determinado tempo, por meio do capacitor de 1 000 µF e do resistor de 10 kΩ.
306
307
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
Figura 11.3 Ss psç z pz.
Se or aplicada uma tensão externa de maneira a polarizar reversamente a junção, a largura da região de carga espacial (r.c.e.) ou região de depleção aumentará (gura 11.5b).
+12 V 10 k 8
4
10 k
Figura 11.5
7
1 k
íon negativo íon positivo
2
Jçã Pn: ) b, b) pz vs , ) síb.
- Elétron Livre + Lacuna
E 555
6
1000 F
110 V
L
P
60Hz
P
N
1 k
TIC 226
r.c.e
r.c.e
1
a)
O circuito da gura 11.4 é de um alarme com trava. Sua base é um amplicador operacional usado como comparador de nível, que, por causa de seu altíssimo ganho, torna o circuito extremamente sensível. Nesse circuito, o LDR é iluminado por uma onte de luz. Se o potenciômetro estiver ajustado para valores de tensão na entrada não inversora menores que 6 V, a saída do AO é baixa (próxima de zero), mantendo o SCR cortado. Quando a iluminação sobre o LDR é interrompida, mesmo que rapidamente, a tensão no pino 3 ca maior que no pino 2 e a saída do AO eleva próximo a 12 V, disparando o SCR e ligando o relé e o alarme. Mesmo que a luz volte a atingir o LDR, o SCR continuará conduzindo. Figura 11.4 a v.
N
+
-
3
+12 V
+12 V
1N4001
10 k 10 k 2 -
10 k
7 741
3 +
6
2k2
TIC 106A
1N4001 4
10 k
RL IT
b)
c)
Se a região de carga espacial or iluminada com radiação de comprimento de onda adequada, ligações covalentes serão quebradas (na região de carga espacial existem íons da impureza e átomos de silício), gerando pares elétron-lacuna. O campo elétrico acelerará os elétrons para a região N e as lacunas para a região P, e externamente aparecerá uma corrente IT igual a: IT = IL + ID (11.1)
em que IL é a corrente gerada pela luz e ID a corrente reversa de saturação ou corrente no escuro (dark ). ipicamente, os valores para dispositivos construídos de silício são IL da ordem de 10 µA e ID da ordem de 1 nA. A gura 11.6a mostra o circuito com o otodiodo polarizado reversamente e a gura 11.6b, as cur vas características em unção da intensidade luminosa e a reta de carga. As interseções da reta com as curvas de intensidade luminosa determinam os pontos de operação. Em intensidade luminosa alta, o otodiodo é praticamente um curto-circuito (o ponto de operação está localizado na parte superior da reta). Em luminosidade baixa (ambiente escuro), a corrente é praticamente zero; toda a tensão da onte estará no diodo. Figura 11.6 ) c pz vs b) v ís.
I
RL
RL
308
4 mW/cm²
3 mW/cm²
Vcc
11.1.2 Fotodiodo
N
Quando uma junção PN é criada, elétrons livres se deslocam, por diusão, do lado N para o P, e lacunas, do lado P para o N. Na condição de equilíbrio (sem tensão externa), no lado P próximo à junção existem íons negativos, e no lado N, íons positivos (gura 11.5a). O campo elétrico resultante impede que o processo de diusão continue.
P
Vcc IT
2 mW/cm²
IT
1 mW/cm² escuro u
a)
b)
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ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
Figura 11.3 Ss psç z pz.
Se or aplicada uma tensão externa de maneira a polarizar reversamente a junção, a largura da região de carga espacial (r.c.e.) ou região de depleção aumentará (gura 11.5b).
+12 V 10 k 8
4
10 k
Figura 11.5
7
1 k
íon negativo íon positivo
2
Jçã Pn: ) b, b) pz vs , ) síb.
- Elétron Livre + Lacuna
E 555
6
1000 F
110 V
L
P
60Hz
P
N
1 k
TIC 226
r.c.e
r.c.e
1
a)
O circuito da gura 11.4 é de um alarme com trava. Sua base é um amplicador operacional usado como comparador de nível, que, por causa de seu altíssimo ganho, torna o circuito extremamente sensível. Nesse circuito, o LDR é iluminado por uma onte de luz. Se o potenciômetro estiver ajustado para valores de tensão na entrada não inversora menores que 6 V, a saída do AO é baixa (próxima de zero), mantendo o SCR cortado. Quando a iluminação sobre o LDR é interrompida, mesmo que rapidamente, a tensão no pino 3 ca maior que no pino 2 e a saída do AO eleva próximo a 12 V, disparando o SCR e ligando o relé e o alarme. Mesmo que a luz volte a atingir o LDR, o SCR continuará conduzindo. +12 V
+12 V
10 k 2 -
10 k
7 741
3 +
2k2
6
b)
c)
Se a região de carga espacial or iluminada com radiação de comprimento de onda adequada, ligações covalentes serão quebradas (na região de carga espacial existem íons da impureza e átomos de silício), gerando pares elétron-lacuna. O campo elétrico acelerará os elétrons para a região N e as lacunas para a região P, e externamente aparecerá uma corrente IT igual a: IT = IL + ID (11.1)
em que IL é a corrente gerada pela luz e ID a corrente reversa de saturação ou corrente no escuro (dark ).
A gura 11.6a mostra o circuito com o otodiodo polarizado reversamente e a gura 11.6b, as cur vas características em unção da intensidade luminosa e a reta de carga. As interseções da reta com as curvas de intensidade luminosa determinam os pontos de operação. Em intensidade luminosa alta, o otodiodo é praticamente um curto-circuito (o ponto de operação está localizado na parte superior da reta). Em luminosidade baixa (ambiente escuro), a corrente é praticamente zero; toda a tensão da onte estará no diodo.
1N4001
10 k
RL IT
ipicamente, os valores para dispositivos construídos de silício são IL da ordem de 10 µA e ID da ordem de 1 nA.
Figura 11.4 a v.
N
+
-
3
TIC 106A
1N4001 4
10 k
Figura 11.6 ) c pz vs b) v ís.
I
RL
RL
4 mW/cm²
3 mW/cm²
Vcc
11.1.2 Fotodiodo
N
Quando uma junção PN é criada, elétrons livres se deslocam, por diusão, do lado N para o P, e lacunas, do lado P para o N. Na condição de equilíbrio (sem tensão externa), no lado P próximo à junção existem íons negativos, e no lado N, íons positivos (gura 11.5a). O campo elétrico resultante impede que o processo de diusão continue.
P
Vcc IT
2 mW/cm²
IT
1 mW/cm² escuro u
a)
b)
308
309
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
11.1.3 Fototransistor
Figura 11.9 Fg: síb.
O ototransistor unciona exatamente como um transistor, porém sua base não é excitada por corrente externa, e sim por luz (gura 11.7a) – existem ototransistores que permitem a injeção de corrente na base além da luz. Do ponto de vista uncional, um ototransistor pode ser entendido como um transistor comum em cuja base oi colocado um otodiodo (gura 11.7b). Figura 11.7
(a)
) Fss b) qv.
(b) RL RL
RL C
11.1.4 Célula solar
lC
lC
IL IL
N Vcc
B
Vcc
Vcc
P ( 1+
N
) IL
Como vimos, a incidência de luz sobre uma junção PN gera pares elétron-lacuna; então, os elétrons movimentam-se para o lado P e as lacunas, para o lado N, aparecendo entre as extremidades da junção uma tensão. Se não existir circuito externo, a tensão terá valor VOC (open circuit , tensão em vazio). Se ligarmos uma resistência aos terminais do dispositivo, uma corrente será ornecida ao circuito externo.
E
A corrente de coletor éb vezes maior que a c orrente de base, isto é, a sensibilidade é b vezes maior, porém a máxima requência de operação é b vezes menor que a do otodiodo. A expressão a seguir determina a corrente de coletor: IC = b · IL = b · (IL + ID) (11.2)
O dispositivo assim construído chama-se célula otovoltaica, quando não se especica a radiação incidente; quando a radiação incidente é a solar, o dispositivo recebe o nome de célula solar (gura 11.10). O material básico usado na construção de uma célula otovoltaica é o silício em uma das três ormas: monocristalino, policristalino ou amoro. Figura 11.10
A gura 11.8 mostra o aspecto ísico de um ototransistor; observe que é muito semelhante ao otodiodo.
cé s.
Figura 11.8 Fss: sp ís.
k c o t S r e t t u H S / k a J l B a S o i r a d
O otodarlington é basicamente um transistor comum lig ado a um ototransistor na congu ração Darlington (gura 11.9). Apresenta ganho elevado, porém a resposta em requência é bem menor que do ototransistor. 310
k c o t S r e t t u H S / a i J i e n
311
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
11.1.3 Fototransistor
Figura 11.9 Fg: síb.
O ototransistor unciona exatamente como um transistor, porém sua base não é excitada por corrente externa, e sim por luz (gura 11.7a) – existem ototransistores que permitem a injeção de corrente na base além da luz. Do ponto de vista uncional, um ototransistor pode ser entendido como um transistor comum em cuja base oi colocado um otodiodo (gura 11.7b). Figura 11.7
(a)
) Fss b) qv.
(b) RL RL
RL C
11.1.4 Célula solar
lC
lC
IL IL
N B
Como vimos, a incidência de luz sobre uma junção PN gera pares elétron-lacuna; então, os elétrons movimentam-se para o lado P e as lacunas, para o lado N, aparecendo entre as extremidades da junção uma tensão. Se não existir circuito externo, a tensão terá valor VOC (open circuit , tensão em vazio). Se ligarmos uma resistência aos terminais do dispositivo, uma corrente será ornecida ao circuito externo.
Vcc
Vcc
Vcc
P ( 1+
N
) IL
E
A corrente de coletor éb vezes maior que a c orrente de base, isto é, a sensibilidade é b vezes maior, porém a máxima requência de operação é b vezes menor que a do otodiodo. A expressão a seguir determina a corrente de coletor: IC = b · IL = b · (IL + ID) (11.2)
O dispositivo assim construído chama-se célula otovoltaica, quando não se especica a radiação incidente; quando a radiação incidente é a solar, o dispositivo recebe o nome de célula solar (gura 11.10). O material básico usado na construção de uma célula otovoltaica é o silício em uma das três ormas: monocristalino, policristalino ou amoro. Figura 11.10
A gura 11.8 mostra o aspecto ísico de um ototransistor; observe que é muito semelhante ao otodiodo.
cé s.
Figura 11.8 k c o t S r e t t u H S / k a J l B a S o i r a d
Fss: sp ís.
k c o t S r e t t u H S / a i J i e n
O otodarlington é basicamente um transistor comum lig ado a um ototransistor na congu ração Darlington (gura 11.9). Apresenta ganho elevado, porém a resposta em requência é bem menor que do ototransistor. 310
311
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
A gura 11.11 apresenta grácos reerentes à potência e à corrente em unção da tensão. Neles podemos observar as curvas características de uma célula solar e identicar alguns valores, como a corrente de curto-c ircuito (ISC) e a tensão em vazio ( VOC). Figura 11.11 cvs íss é s – çã 1 000 w/2.
k c o t S r e t t u H S / S u i l e n r o k S e n n a H o J
Corrente (Amperes) Potência (w)
1,25 1,00
0,500 0,456
lsc
Pm
0,375 0,75 0,250
0,50
0,125
0,25
Vmp
Voc 0,10
0,20
0,30
0,40
0,50
0,60
0,10 0,20 0,30 0,40 0,50
0,70
Tensão (v)
0,60
Potência (Watts) 0.50 Ponto de Potência Máxima
lmp
0.75
0.40 0.30
0.50
0.20
0.25
0.10 Vmp 0 .1 0
Figura 11.12
0,70 0,80
Tensão (v)
Corrente (Amperes)
1,00 0.90
k c o t S r e t t u H S / n a m H c r a
0 .2 0
0 .3 0
0 .4 0
0 .5 0
0 .6 0
0 .7 0
Tensão (v)
As células solares são usadas para transormar a energia solar em energia elétrica. Como a tensão que uma únic a célula pode produzir é muito baixa (tipicamente VOC = 0,6 V), as células são associadas em série e em paralelo para aumentar a capacidade de corrente. Por esse motivo, um painel solar é constituído de várias células. As principais aplicações dos painéis solares são: Equipamentos eletrônicos de estações remotas de tra nsmissão. Carregadores de bateria. Iluminação residencial e pública. Alimentação de relógios e calculadoras. Satélites de comunicação. Bombas hidráulicas para irrigação. Locais de diícil acesso à rede elétrica.
eps pés ss.
11.2 Emissores São dispositivos que emitem luz ao serem percorridos por uma corrente elétrica. Isso ocorre quando uma junção PN, polarizada diretamente, é percorrida por uma corrente de valor adequado e uma radiação luminosa é emitida. O dispositivo assim construído é chamado de LED ( light emitting diode , diodo emissor de luz). O LED é uma junção PN; portanto, tem algumas características elétricas do diodo, como: apresenta queda de tensão quando está conduzindo (de 1,5 V a 2 V, dependendo da cor da radiação), possui máxima tensão reversa (em geral, pequena) e conduz corrente em apenas um sentido. A gura 11.13 mostra o símbolo e exemplos de LEDs comerciais. A identicação dos terminais (anodo e catodo) costuma ser eita de duas maneiras: pela dierença de tamanho entre os terminais, sendo o anodo maior, ou por meio de um chanro, que identica o catodo.
Figura 11.13 A (anodo)
Síb ps s sss z. K
A
K (catodo)
•
k c o t S r e t t u H S / n a m o r o k n e H c S a V i
• • • • • •
312
O tamanho do LED (os maiores têm 10 mm de diâmetro e os menores, 3 mm) e a cor determinam a intensidade da corrente que ele deve consumir. Quanto maior a corrente, maior a luminosidade; excesso de corrente pode danicar ou diminuir a vida útil do componente. 313
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
A gura 11.11 apresenta grácos reerentes à potência e à corrente em unção da tensão. Neles podemos observar as curvas características de uma célula solar e identicar alguns valores, como a corrente de curto-c ircuito (ISC) e a tensão em vazio ( VOC). Figura 11.11 cvs íss é s – çã 1 000 w/2.
k c o t S r e t t u H S / S u i l e n r o k S e n n a H o J
Corrente (Amperes) Potência (w)
1,25 1,00
0,500 0,456
lsc
Pm
0,375 0,75 0,250
0,50
0,125
0,25
Vmp
Voc 0,10
0,20
0,30
0,40
0,50
0,10 0,20 0,30 0,40 0,50
0,70
0,60
Tensão (v)
0,60
Potência (Watts) 0.50 Ponto de Potência Máxima
lmp
0.40
0.75
0.30
0.50
0.20
0.25
0.10 Vmp 0 .1 0
Figura 11.12
0,70 0,80
Tensão (v)
Corrente (Amperes)
1,00 0.90
k c o t S r e t t u H S / n a m H c r a
0 .2 0
0 .3 0
0 .4 0
0 .5 0
0 .6 0
0 .7 0
Tensão (v)
eps pés ss.
11.2 Emissores São dispositivos que emitem luz ao serem percorridos por uma corrente elétrica. Isso ocorre quando uma junção PN, polarizada diretamente, é percorrida por uma corrente de valor adequado e uma radiação luminosa é emitida. O dispositivo assim construído é chamado de LED ( light emitting diode , diodo emissor de luz). O LED é uma junção PN; portanto, tem algumas características elétricas do diodo, como: apresenta queda de tensão quando está conduzindo (de 1,5 V a 2 V, dependendo da cor da radiação), possui máxima tensão reversa (em geral, pequena) e conduz corrente em apenas um sentido. A gura 11.13 mostra o símbolo e exemplos de LEDs comerciais. A identicação dos terminais (anodo e catodo) costuma ser eita de duas maneiras: pela dierença de tamanho entre os terminais, sendo o anodo maior, ou por meio de um chanro, que identica o catodo.
Figura 11.13
As células solares são usadas para transormar a energia solar em energia elétrica. Como a tensão que uma únic a célula pode produzir é muito baixa (tipicamente VOC = 0,6 V), as células são associadas em série e em paralelo para aumentar a capacidade de corrente. Por esse motivo, um painel solar é constituído de várias células.
Síb ps s sss z.
A (anodo)
As principais aplicações dos painéis solares são:
K
A
K (catodo)
Equipamentos eletrônicos de estações remotas de tra nsmissão. Carregadores de bateria. Iluminação residencial e pública. Alimentação de relógios e calculadoras. Satélites de comunicação. Bombas hidráulicas para irrigação. Locais de diícil acesso à rede elétrica.
k c o t S r e t t u H S / n a m o r o k n e H c S a V i
• • • • • • •
O tamanho do LED (os maiores têm 10 mm de diâmetro e os menores, 3 mm) e a cor determinam a intensidade da corrente que ele deve consumir. Quanto maior a corrente, maior a luminosidade; excesso de corrente pode danicar ou diminuir a vida útil do componente.
312
313
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
Figura 11.15
Quando os LEDs surgiram, eram usados basicamente em displays e como indicadores de ligado/desligado. Hoje, o display de LCD os substituiu com vantagens, porém têm sido utilizados em lâmpadas e Vs de alta denição.
ap óp. Acoplador Óptico
A polarização de um LED consiste basicamente em estabelecer uma corrente em seus terminais. Como a queda de tensão pode varia r de 1,5 V a 2 V para LEDs da mesma amília, se o LED precisar ser troc ado, a intensidade da corrente pode sorer alterações e, consequentemente, alterar a luminosidade.
Diodo IR
Foto Sensor
Entre os vários circ uitos que polarizam o LED, o da gura 11.14a é o mais usado, por sua simplicidade. Para calcular o valor de R, basta conhecer a corrente e a queda de tensão. Por exemplo, se VLED = 2 V e a intensidade da corrente é de 20 mA, então o valor de R deve ser de: As principais características de um acoplador óptico são: R=
12 − 2 20 mA
=
10 V 20 mA
=
0, 5 k = 500 Ω
•
•
O circuito da gura 11.14b é mais elaborado e ornece corrente constante para o LED. A resistência do resistor R determina o valor da corrente independentemente da queda de tensão. Supondo que a corrente no LED seja de 20 mA, o valor de R será dado por: R=
12 − 6 20 mA
=
6V 20 mA
=
0, 3 k = 300 Ω
•
Figura 11.14 cs pzçã led: ) sp b) s.
•
Máxima tensão de isolação – É a máxima tensão que pode ser aplicada
entre a entrada e a saída. Os valores podem ser da ordem de 5 kV. Máxima resistência de isolação – É a resistência entre a entrada e a saída. Pode atingir valores da ordem de 1011 Ω. Capacitância de isolação – Como a entrada e a saída são condutores e estão separadas por um meio isolante, há uma capacitância parasita associada. Essa capacitância limita a requência de operação, pois em requências elevadas passará a existir uma corrente entre a entrada e a saída mesmo que os valores de tensão sejam baixos. Relação de transerência (CTR) – É determinada pela relação entre a corrente da saída (Is) e a da entrada ( Ie): CTR%
+12 V I = IE = IC R
+12 V 10 k
+ R
=
Is Ie
⋅
100
O acoplador óptico mais usado é o que tem como sensor de saída um ototransistor. Um exemplo é o 4N25 (igura 11.16), que apresenta relação de transerência maior que 20% e tensão de isolação entre a entrada e a saída de 5 300 VRMS . Figura 11.16
6V 1 - Anodo
a)
b)
A
1
6
B
C
2
5
C
NC
3
4
E
2 - Catodo
ap óp ss 4n25.
3 - NC 4 - Emissor 5 - Coletor 6 - Base
11.3 Acoplador óptico O acoplador óptico ou isolador óptico (gura 11.15) é um bloco que tem internamente um diodo emissor inravermelho e um sensor óptico (otodiodo, ototransistor, otoSCR, ototriac, otodarlington etc.). Sua aplicação mais importante é isolar eletricamente os ci rcuitos de controle e de potência. 314
A gura 11.17 mostra o acoplador óptico 4N29, com otodarlington como sensor de saída. A relação de transerência é de 500% e a tensão de isolação de 2 500 VRMS. 315
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
Figura 11.15
Quando os LEDs surgiram, eram usados basicamente em displays e como indicadores de ligado/desligado. Hoje, o display de LCD os substituiu com vantagens, porém têm sido utilizados em lâmpadas e Vs de alta denição.
ap óp. Acoplador Óptico
A polarização de um LED consiste basicamente em estabelecer uma corrente em seus terminais. Como a queda de tensão pode varia r de 1,5 V a 2 V para LEDs da mesma amília, se o LED precisar ser troc ado, a intensidade da corrente pode sorer alterações e, consequentemente, alterar a luminosidade.
Diodo IR
Foto Sensor
Entre os vários circ uitos que polarizam o LED, o da gura 11.14a é o mais usado, por sua simplicidade. Para calcular o valor de R, basta conhecer a corrente e a queda de tensão. Por exemplo, se VLED = 2 V e a intensidade da corrente é de 20 mA, então o valor de R deve ser de: As principais características de um acoplador óptico são: R=
12 − 2 20 mA
=
10 V 20 mA
=
0, 5 k = 500 Ω
•
•
O circuito da gura 11.14b é mais elaborado e ornece corrente constante para o LED. A resistência do resistor R determina o valor da corrente independentemente da queda de tensão. Supondo que a corrente no LED seja de 20 mA, o valor de R será dado por: R=
12 − 6 20 mA
=
6V 20 mA
=
0, 3 k = 300 Ω
•
Figura 11.14 cs pzçã led: ) sp b) s.
•
Máxima tensão de isolação – É a máxima tensão que pode ser aplicada
entre a entrada e a saída. Os valores podem ser da ordem de 5 kV. Máxima resistência de isolação – É a resistência entre a entrada e a saída. Pode atingir valores da ordem de 1011 Ω. Capacitância de isolação – Como a entrada e a saída são condutores e estão separadas por um meio isolante, há uma capacitância parasita associada. Essa capacitância limita a requência de operação, pois em requências elevadas passará a existir uma corrente entre a entrada e a saída mesmo que os valores de tensão sejam baixos. Relação de transerência (CTR) – É determinada pela relação entre a corrente da saída (Is) e a da entrada ( Ie): CTR%
+12 V I = IE = IC R
+12 V 10 k
+ R
=
Is Ie
⋅
100
O acoplador óptico mais usado é o que tem como sensor de saída um ototransistor. Um exemplo é o 4N25 (igura 11.16), que apresenta relação de transerência maior que 20% e tensão de isolação entre a entrada e a saída de 5 300 VRMS . Figura 11.16
6V
ap óp ss 4n25.
1 - Anodo
a)
b)
A
1
6
B
C
2
5
C
NC
3
4
E
2 - Catodo 3 - NC 4 - Emissor 5 - Coletor 6 - Base
11.3 Acoplador óptico O acoplador óptico ou isolador óptico (gura 11.15) é um bloco que tem internamente um diodo emissor inravermelho e um sensor óptico (otodiodo, ototransistor, otoSCR, ototriac, otodarlington etc.). Sua aplicação mais importante é isolar eletricamente os ci rcuitos de controle e de potência.
A gura 11.17 mostra o acoplador óptico 4N29, com otodarlington como sensor de saída. A relação de transerência é de 500% e a tensão de isolação de 2 500 VRMS.
314
315
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
Figura 11.17
Figura 11.20
ap óp g 4n29: pg s.
MT 1: Anode 1
6
2
5
3
4
2: Cathode
VF
3: NC
IF
Zero Crossing Detector
4: Emitter
esq sp p óp triac ZVS.
MT
5: Collector 6: Base
Um acoplador muito utilizado em potência é o da amília MOC30XX, que é driver de RIAC, sem ZVS, apresentando isolação de 7,5 kV entre a entrada e a saída (gura 11.18).
A gura 11.21 mostra um acoplador óptico com RIAC e ZVS, e a gura 11.22, um exemplo de aplicação. Figura 11.21 ap óp triac ZVS moc2061.
1. Anode
Figura 11.18
1
6
ap óp .
2
5
3
4
Anode
Cathode
NC
1
6
2
5
3
4
2. Cathode 3. NC 4. Main Terminal 5. Substrate do not connect
Main Term
6. Main Terminal
. Main Term
Figura 11.22 IFT
A gur a 11.19 apresenta uma aplicação típica do MOC3011 como driver de RIAC que unciona como chave de estado sólido. A isolação é total entre o circuito de controle e o de potência. A corrente no LED de entrada deve ser no mínimo 10 mA e no máximo 50 m A. Observe que não existe si ncronismo entre a chave CH e o RIAC. Isso signica que, se a chave or echada no instante em que a tensão da rede estiver passando pelo pico, pode ocorrer um pico de corrente (surge ).
6
2
5
3
Zero Crossindo Circuit
4
R
IGT
MT2
II RG
lL
Entrada CA
ap óp triac ZVS: ) b) s .
MT1 RL
TRIAC de Potência
TRIAC DRIVER a)
t1
Figura 11.19 apçã p óp .
1
t2
Corrente no LED emissor (l FT) Entrada CA
R
CH Vcc
150
1
corrente no TRIAC driver
L
6 150
2
Tensão no TRIAC principal TRIAC
MOC3011M
corrente na carga
4
b)
Se or necessário inserir controle de disparo em zero, pode-se usar isolador óptico com RIAC e chaveamento em zero (gura 11.20). Ao ser aplicada uma corrente de entrada (IF), o RIAC somente conduzirá quando a tensão estiver próxima de zero; com isso, não ocorrerá ruído de alta requência nem surge de corrente (inrush current ). 316
No circuito apresentado na gura 11.22, podemos observar que no instante t1 é injetada uma corrente na entrada do acoplador óptico e o RIAC driver não dispara. No entanto, quando a tensão está passando próxima de zero, ou seja, no instante em que a rede vai do semiciclo positivo para o negativo, o RIAC driver dispara, ornecendo um pulso de corrente para o RI AC de potência, que 317
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
Figura 11.17
Figura 11.20
ap óp g 4n29: pg s.
MT 1: Anode 1
6
2
5
3
4
2: Cathode
VF
3: NC
IF
Zero Crossing Detector
4: Emitter
esq sp p óp triac ZVS.
MT
5: Collector 6: Base
Um acoplador muito utilizado em potência é o da amília MOC30XX, que é driver de RIAC, sem ZVS, apresentando isolação de 7,5 kV entre a entrada e a saída (gura 11.18).
A gura 11.21 mostra um acoplador óptico com RIAC e ZVS, e a gura 11.22, um exemplo de aplicação. Figura 11.21 ap óp triac ZVS moc2061.
1. Anode
Figura 11.18
1
6
ap óp .
2
5
3
4
Anode
Cathode
NC
1
6
2
5
3
4
2. Cathode 3. NC 4. Main Terminal 5. Substrate do not connect
Main Term
6. Main Terminal
. Main Term
Figura 11.22 IFT
A gur a 11.19 apresenta uma aplicação típica do MOC3011 como driver de RIAC que unciona como chave de estado sólido. A isolação é total entre o circuito de controle e o de potência. A corrente no LED de entrada deve ser no mínimo 10 mA e no máximo 50 m A. Observe que não existe si ncronismo entre a chave CH e o RIAC. Isso signica que, se a chave or echada no instante em que a tensão da rede estiver passando pelo pico, pode ocorrer um pico de corrente (surge ). apçã p óp .
6
2
5
3
4
Zero Crossindo Circuit
R
MT2
IGT
II
lL
RG
Entrada CA
ap óp triac ZVS: ) b) s .
MT1 RL
TRIAC de Potência
TRIAC DRIVER a)
t1
Figura 11.19
1
t2
Corrente no LED emissor (l FT) Entrada CA
R
CH
150
1
6 150
2
Vcc
corrente no TRIAC driver
L
Tensão no TRIAC principal corrente na carga
TRIAC
MOC3011M
4
b)
Se or necessário inserir controle de disparo em zero, pode-se usar isolador óptico com RIAC e chaveamento em zero (gura 11.20). Ao ser aplicada uma corrente de entrada (IF), o RIAC somente conduzirá quando a tensão estiver próxima de zero; com isso, não ocorrerá ruído de alta requência nem surge de corrente (inrush current ).
No circuito apresentado na gura 11.22, podemos observar que no instante t1 é injetada uma corrente na entrada do acoplador óptico e o RIAC driver não dispara. No entanto, quando a tensão está passando próxima de zero, ou seja, no instante em que a rede vai do semiciclo positivo para o negativo, o RIAC driver dispara, ornecendo um pulso de corrente para o RI AC de potência, que
316
317
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
Figura 11.25
também dispara, ligando a carga. Se o sinal de corrente é mantido na entrada, o processo volta a ocorrer toda vez que a tensão passar pelo zero. Quando o sinal é retirado no instante t2, o RIAC não corta imediatamente, e sim quando a tensão da rede passar por zero. 1
11.4 Interruptor óptico Esse dispositivo possui um emissor e um receptor ópticos em u m mesmo bloco, exatamente como o acoplador óptico, porém com uma abertura, na qual um anteparo pode ser colocado para impedir que o eixe luminoso atinja o receptor (gura 11.23). Figura 11.23 ip óp: ) sq é, b) pçã.
IF
rf óp.
2
4
3
A gu ra 11.25 apresenta um exemplo de reetor óptico, o QRE00 034. Esse reetor consiste de um diodo inravermelho e um transistor NPN montados lado a lado, sem contato com a superície e com ltragem para a luz do dia. A distância entre sensor e reetor deve ser de 4 mm.
IC +
+ VF
Interruptor óptico
VCE -
Catodo Coletor Anodo Emissor
a)
b)
O interruptor óptico é utilizado principalmente para monitorar a posição de um eixo e medir sua rotação. A gura 11.24 mostra o interruptor óptico LP 507A, seus pinos, algumas características elétricas e limites. O modelo apresentado é um sensor otodarlington. Figura 11.24 ip óp tlP 507a.
1
4
2
3 1. Cathode 2. Anode 3. Emitter 4. Collecitos
11.5 Refetor óptico O reetor óptico tem uncionamento semelhante ao do interruptor, pois possui o emissor e o receptor em u m mesmo conjunto, assim como um anteparo externo que pode inuenciar a transmissão do eixe. A grande d ierença está na maneira como é eita essa intervenção: em vez de car entre o emissor e o receptor, o eixe é apontado para o anteparo, que pode ser reetivo ou não. 318
319
ELETRôNICA 2
CAPÍTULO 11
Figura 11.25
também dispara, ligando a carga. Se o sinal de corrente é mantido na entrada, o processo volta a ocorrer toda vez que a tensão passar pelo zero. Quando o sinal é retirado no instante t2, o RIAC não corta imediatamente, e sim quando a tensão da rede passar por zero. 1
11.4 Interruptor óptico Esse dispositivo possui um emissor e um receptor ópticos em u m mesmo bloco, exatamente como o acoplador óptico, porém com uma abertura, na qual um anteparo pode ser colocado para impedir que o eixe luminoso atinja o receptor (gura 11.23). Figura 11.23 ip óp: ) sq é, b) pçã.
IF
rf óp.
2
4
3
A gu ra 11.25 apresenta um exemplo de reetor óptico, o QRE00 034. Esse reetor consiste de um diodo inravermelho e um transistor NPN montados lado a lado, sem contato com a superície e com ltragem para a luz do dia. A distância entre sensor e reetor deve ser de 4 mm.
IC +
+ VF
Interruptor óptico
VCE -
Catodo Coletor Anodo Emissor
a)
b)
O interruptor óptico é utilizado principalmente para monitorar a posição de um eixo e medir sua rotação. A gura 11.24 mostra o interruptor óptico LP 507A, seus pinos, algumas características elétricas e limites. O modelo apresentado é um sensor otodarlington. Figura 11.24 ip óp tlP 507a.
1
4
2
3 1. Cathode 2. Anode 3. Emitter 4. Collecitos
11.5 Refetor óptico O reetor óptico tem uncionamento semelhante ao do interruptor, pois possui o emissor e o receptor em u m mesmo conjunto, assim como um anteparo externo que pode inuenciar a transmissão do eixe. A grande d ierença está na maneira como é eita essa intervenção: em vez de car entre o emissor e o receptor, o eixe é apontado para o anteparo, que pode ser reetivo ou não. 318
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Reerências bibliográfcas
Reerências bibliográfcas
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
ALBUQUERQUE, R. O.; SEABRA, A. C. Utilizando eletrônica com AO, SCR, RIAC, UJ, PU, CI 555, LDR, LED, FE . São Paulo: Érica, 2009. BOYLESAD, R. L.; NASHELSKY, L. Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos . 8ª ed. São Paulo: Prentice Hall, 2006. CAPUANO, F. G.; MARINO, M. A. P. Laboratório de eletricidade e eletrônica. 22ª ed. São Paulo: Érica, 2002. CIPELLI, M. V.; SANDRINI, W. J. eoria e desenvolvimento de projetos de circuitos eletrônicos. 14ª ed. São Paulo: Érica, 1991. CRESESB. utorial de energia solar : princípios e aplicações . Disponível em: . Acesso em: nov. 2009. FAIRCHILD SEMICONDUCORS. Application note AN-3003: applications o random phase crossing RIAC drivers . Disponível em: . Acesso em: nov. 2010. GENERAL ELECRIC CORPORAION. SCR manual. 6ª ed. New York: Prentice Hall, 1979. LILEN, H. iristores y RIACs. Barcelona: Marcombo Boixareu, 1978. MALVINO, A. P. Eletrônica. 4ª ed. São Paulo: McGraw-Hill, 1997. v. 1. SEDRA, A. S.; SMIH, K. Microeletrônica. 5ª ed. São Paulo: Prentice Hall, 2007. EXAS INSRUMENS SERIES. Digital integrated circuits and operational: amplifer and optoelectronic circuit design . New York: McGraw-Hill, 1976.
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REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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