UNIVERSIDAD TECNOLÓGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL CÓRDOBA INGENIERÍA ELECTRÓNICA
! ! ! ! ! ! !
Electrónica de Potencia Trabajo Práctico N˚V - Fuente Conmutada Medio Puente.
! ! ! Curso 5R1 Año 2014
! ! ! J.T.P.: !
Ing. Avramovich, Javier!
! Grupo:!
Depiante, Mateo! !
54822!
!
!
Taler, Yamil!!
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50722!
!
!
Vecchio, Alex !
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51583!
!
!
Vigliano, Facundo!
54338
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
Tabla de contenidos 1‣ Consignas y circuitos a realizar
3
2‣ Introducción
4
2.1 - Fundamentos de Fuentes conmutadas por PWM
4
2.2 - El convertidor de modo “forward”
5
2.3 - Topología de convertidor Half-Bridge (medio puente)
8
2.4 - Análisis en DC del convertidor PWM Half-Bridge en modo CCM
9
2.4.1 - Descripción del circuito
9
2.4.2 - Suposiciones
11
2.4.2 - Intervalos de tiempo de funcionamiento
11
3‣ Desarrollo y cálculos
14
3.1 - Consideraciones de pre-diseño
14
3.2 - El circuito de entrada de línea
14
3.3 - Semiconductores de potencia
18
3.4 - Transformador de potencia
19
3.5 - Choke de salida
24
3.6 - Capacitor de filtrado de salida
26
3.7 - El capacitor de acoplamiento
27
3.8 - El circuito de arranque
28
3.9 - El circuito PWM
29
3.10 - Sensor de corriente
29
3.11 - Realimentación de tensión
31
4‣ Mediciones y resultados
32
4.1 - Capturas de osciloscopio
32
4.2 - Máxima potencia de salida
34
4.3 - Conclusiones
35
Bibliografía UTN - FRC
36 ELECTRÓNICA DE POTENCIA
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1‣ Consignas y circuitos a realizar
! 1. Diseñar y construir una fuente de alimentación conmutada medio puente aislada de 50W en lazo abierto, con las siguientes consideraciones: a.- Convertidor medio puente bidireccional b.- Linea de alimentación 200-240V RMS - 50Hz c.- Frecuencia de conmutación 80KHz d.- Salida: 36V @ 1,5A - límite de corriente 3A e.- Ripple máximo de salida: 400mVpp, regulación en línea y carga ±1% f.- Circuito de protección contra sobrecorriente. 2. Efectuar las siguientes mediciones: a.- Tensión y corriente de salida disponibles,
! !
b.- Ripple a la máxima carga de salida
!
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2‣ Introducción ! ! 2.1 - Fundamentos de Fuentes conmutadas por PWM
El funcionamiento de las fuentes conmutadas puede ser relativamente simple de comprender, un esquema funcional se muestra en la figura 2.0. A diferencia de los reguladores lineales que operan al transistor de potencia en forma lineal, la fuente conmutada PWM utiliza al transistor de potencia en los estados de corte y saturación. En estos estados, el producto de volt-ampere a través del transistor se mantiene siempre bajo (saturado: baja-V/ alta-I ; corte: alta-V/no-I). Este producto V•I del dispositivo de potencia es la perdida en todos los semiconductores de potencia. Esta operación mas eficiente de la fuente conmutada con PWM es realizada por medio de una conmutación de la tensión de entrada continua (DC) en pulsos cuya magnitud es del mismo valor que la tensión de entrada de linea (rectificado en DC) y cuyo ciclo de trabajo es regulado por un circuito de control. Una vez que la tensión de entrada es rectificada y convertida nuevamente en una forma de onda alterna (AC) ahora
Figura 2.0 - Esquema en bloques de una fuente conmutada PWM.
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rectangular, la amplitud puede ser incrementada o reducida por medio de un transformador. Se pueden obtener tensiones de salida adicionales mediante 2 o más bobinados secundarios en el transformador. Finalmente estas tensiones de alterna son rectificadas nuevamente y filtradas para obtener los valores de DC deseados. El controlador, cuya función principal es mantener una salida de tensión regulada, opera muy similarmente a un controlador de estilo lineal. Es decir, los bloques de función, tensión de referencia, y amplificador de error se acomodan de forma idéntica al regulador lineal. La diferencia radica en la salida del amplificador de error (la tensión de error) es colocada en una etapa convertidora de tensión a ancho de pulso, previo al control de los conmutadores de potencia. Hay 2 grandes grupos de tipos de fuentes conmutadas basado en su modo de operación: el convertidor de modo “forward” y el convertidor de modo “boost”. A pesar que la disposición de componentes en ambos es bastante similar, el principio de funcionamiento es muy diferente y cada uno presenta sus ventajas en ciertas areas de aplicación. En el presente informa nos abocaremos al principio de funcionamiento que nos compete, el modo “forward”.
! !
2.2 - El convertidor de modo forward
! Los convertidores de modo “forward” pueden ser reconocidos circuitalmente por el filtro L-C colocado justo a continuación del interruptor de potencia, o a la salida del rectificador en el secundario del transformador. Un esquema simple de un regulador de modo forward se observa en la figura debajo, denominado regulador “buck” o reductor.
Figura 2.1 - Convertidor forward básico (modo “Buck”)
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Su funcionamiento puede ser visto como análogo a una rueda volante mecánica y un motor de un pistón. El filtro L-C, al igual que la rueda volante, almacena energía entre los pulsos de la llave driver SW. La entrada del filtro L-C es la tensión de alimentación Vin “choppeada”1 o troceada. El filtro L-C promedia en volts-tiempo esta forma de onda de entrada modulada por ciclo de trabajo. La función de filtrado L-C puede ser aproximada como
! La tensión de salida es mantenida por el circuito de control variando el ciclo de trabajo. El convertidor buck es conocido también como “step-down converter”, ya que su salida debe ser menor que la tensión de entrada. El funcionamiento del regulador buck puede ser visto desmembrando su operación en dos partes (Ver figura 2.2). Cuando el interruptor está encendido, se presenta la tensión Vin a la entrada del filtro L-C. La corriente a través del inductor aumenta en forma de rampa y es descripta como
! La energía almacenada en el inductor durante este periodo es
Esta energía de entrada es almacenada por el flujo contenido en el material del nucleo del inductor.
Figura 2.2 - Formas de onda de tensión y corriente para un conversor forward (buck). 1!
Del inglés Chopped: troceado, recortado.
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Cuando el interruptor de potencia se apaga o se abre, la tensión a la entrada del inductor tiende a caer por debajo del nivel de masa (por condición de continuidad del inductor, la corriente a través del mismo no puede invertirse ni ser discontinua, por lo que la polaridad del mismo se invierte) y el diodo D (llamado diodo de corrida libre) se polariza en forma directa. Esto hace que la corriente previa a la apertura de la llave siga circulando a través de la carga y parte de la energía almacenada sea entregada hacia la carga. Esto forma un loop de corriente local que incluye al diodo, el inductor y la carga. La corriente por el inductor durante dicho periodo es descripta por
Ahora la forma de onda de la corriente es una rampa lineal negativa, cuya pendiente es -Vout/L. Cuando se cierra nuevamente la llave, el diodo se polariza en forma inversa y la corriente fluye desde la fuente de alimentación a través del interruptor de potencia. La corriente por el inductor (imin) en el instante previo al cierre del interruptor, se convierte en la corriente inicial que luego la llave de potencia debe conducir inicialmente. El valor de la corriente DC de salida sobre la carga cae en un valor intermedio entre los valores pico y mínimo. En aplicaciones típicas, la corriente pico por el inductor es alrededor de 150% del valor de la corriente por la carga y la corriente mínima es del 50%. Las ventajas de los convertidores de modo forward son que presentan menor ripple pico a pico de tensión a la salida que los convertidores de modo boost, y pueden suministrar niveles de potencia de salida mucho mayores. Los convertidores de modo forward pueden proveer varios Kilowatios de potencia. Se puede colocar un transformador entre el interruptor de potencia y el filtro L-C a fin de proveer aislación galvánica entre la entrada a la salida, ademas de la posibilidad de obtener múltiples salidas con tensiones diferentes. Estas topologías de convertidores forman una familia de convertidores llamadas Convertidores forward aislados por transformador (Transformerisolated forward converters).
! ! ! ! ! !
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2.3 - Topología de convertidor Half-Bridge (medio puente)
! La configuración básica de un convertidor en medio puente se muestra en la figura 2.3. Grandes ventajas se presentan en la utilización de esta configuración frente a otras similares (push-pull por ejemplo). Una de ellas es la posibilidad de utilizar el mismo circuito con entradas tanto de 110V como 220V AC (mediante la llave S1), sin la preocupación de tener que utilizar transistores para muy alta tensión; otra es la posibilidad de corregir el desbalanceamiento de flujo en el núcleo del transformador de potencia de una manera simple (con un capacitor) sin la necesidad de implementar circuitos de corrección de simetría costosos y complejos. Esto elimina la componente de corriente DC del núcleo minimizando la saturación del mismo. Además, al utilizar el núcleo con flujo positivo y negativo se incrementa la eficiencia. Cuando la llave S1 se encuentra en posición abierta, el circuito funciona a 220VAC como un rectificador de puente completo, con los capacitores de filtrado C1 y C2 en serie, obteniendo una tensión rectificada DC de aproximadamente (1,41 • 220V) 311V. Cuando la llave S1 está en posición cerrada para funcionar a 120VAC, el circuito actúa como un doblador de tensión. En el semiciclo de entrada cuando A es positivo con respecto a B, C1 está cargado positivamente a través de D1 a un máximo de (1,41 • 120) 168V. En el semiciclo donde A es negativo con respecto a B, el capacitor C2 está cargado positivamente a 168V a través de D2. La tensión total a través de C1 y C2 en serie es de 336V. Se observa de la figura 2.3 que en ambos casos, en cualquiera de los dos transistores Q1 o Q2, estando uno en la posición de encendido, el que se encuentra apagado presenta una tensión VDS (o VCE en caso de BJT) máxima igual a la tensión DC rectificada (320V). Debido a que la topología somete al transistor en corte a VDC y no al doble, 2VDC, se encuentra en el mercado una gran cantidad de dispositivos que soporten la tensión nominal de 336V mas el 15%, 386V.
Figura 2.3 - Esquema básico de un convertidor medio puente. UTN - FRC
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2.4 - Análisis en DC del convertidor PWM Half-Bridge en modo CCM 2.4.1 - Descripción del circuito
! En la figura 2.4 se muestra el convertidor PWM Half-Bridge dc-dc a utilizar en el presente práctico. El convertidor consiste en un inversor PWM y un rectificador PWM. El inversor esta constituido por dos MOSFETs de potencia utilizados como llaves controladas S1 y S2, un transformador, y dos capacitores de bloqueo Cb.
Figura 2.4 - Convertidor Half-Bridge con transformador de punto medio.
El transformador de aislación no tiene que almacenar energía. Su inductancia de magnetización debe ser suficientemente grande para reducir la corriente a través de esta inductancia y las llaves. Debido a los capacitores de bloqueo, la corriente dc a través del primario del transformador es cero, dando como resultado una excelente utilización del núcleo. Además, el núcleo es utilizado en un modo bipolar porque el bobinado primario conmuta en las dos direcciones de V1/2 a -V1/2; por ello el núcleo trabaja de manera mas eficiente, dando como resultado un núcleo de la mitad del tamaño que en fuentes similares con convertidores de un solo transistor operadas en modo unipolar. Los transistores son excitados por tensiones no solapadas, desfasadas 180˚ entre sí. El ciclo de trabajo máximo de cada señal es ligeramente menor al 50%. Las formas de onda de las tensiones de los Gates no deben solaparse para evitar situaciones en las que ambos transistores conduzcan simultaneamente. En caso de que esto suceda, la tensión de entrada Vi quedaría conectada a masa a través de la resistencia de dos MOSFETs en estado encendido (orden de los miliOhm) generando un gran pico de corriente que destruiría los transistores. El fenómeno en el cual ambos dispositivos conducen al mismo tiempo es llamado “Cross-conduction” o conducción cruzada, y la corriente a través de los transistores se denomina corriente “shoot-through” . La red de conmutación del inversor tiene una configuración totem pole, resultando en la dificultad del manejo del transistor superior debido al Gate que no está referido a masa o tierra. Para ello se
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utiliza un pequeño transformador de pulso para excitar el transistor superior, siendo opcional el transformador para el dispositivo inferior cuando se desea aislar por completo la etapa de manejo de la etapa de potencia. Los transformadores de pulso también proveen protección del circuito de control contra rupturas de alto voltaje (gate conectado a drenador o surtidor); si el circuito de control está directamente acoplado al Gate del transistor de potencia, se aplica un gran voltaje a la salida del circuito de control, destruyéndolo por completo. Sin embargo, si se acopla el circuito de control al MOSFET mediante un transformador de pulsos, un cortocircuito en el Gate del transistor no daña la etapa de control. Asumiendo que ambos capacitores de bloqueo son idénticos, la caída de tensión en cada uno es de Vi/2. Generalmente estos son capacitores electrolíticos con tolerancias muy grandes (±20% por ej.) por ello la caída de tensión en cada uno puede ser diferente de Vi/2. Para equilibrar en cierta forma estos voltajes, se colocan resistores de balance Rb de gran valor en paralelo con cada uno de estos capacitores del orden de los 100kΩ a 1MΩ. La corriente DC a través del primario del transformador es cero debido a los capacitores de bloqueo Cb. Sin embargo, al conectar estos resistores en paralelo con Cb se pierde dicha propiedad, es por esto que se conecta en serie con el primario del transformador un tercer capacitor Cc de menor valor. La tensión en Cc es la tensión promedio a través de la llave inferior S2, es decir Vi/2. Para la componente de alterna, la fuente de entrada de DC Vi en el convertidor de la figura 2.4 se comporta como un cortocircuito y los dos capacitores de bloqueo Cb quedan conectados en paralelo, resultando en el circuito de la figura 2.5, donde Cc = 2Cb.
Figura 2.5 - Convertidor Half-Bridge con capacitor de acoplamiento Cc.
El convertidor half-bridge aquí implementado emplea un rectificador de onda completa (con secundario de punto medio) lo que es mas acorde para el primario que oscila en ambas direcciones, V1/2 y -V1/2. El rectificador con transformador de punto medio consiste de dos diodos D1 y D2, un inductor L y un capacitor filtro C, y la resistencia de carga RL. Es mas acorde para aplicaciones de bajo voltaje porque un solo diodo conduce a la vez que por el circula toda la corriente del inductor. Se puede utilizar como dispositivo rectificador diodos Schottky o MOSFETs de potencia con baja resistencia de conducción. El estrés de tensión de los diodos es alto (Vi/n), lo que hace inutilizable la configuración de punto medio para aplicaciones de alta tensión.
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2.4.2 - Suposiciones
! El análisis del convertidor PWM half-bridge con rectificador de transformador de punto medio se basa en las siguientes suposiciones: 1.
Los MOSFETs de potencia y los diodos son llaves ideales.
2.
Las capacitancias e inductancias en los pines de los transistores y diodos son cero.
3.
El transformador es modelado como un transformador ideal con su inductancia de magnetización Lm. Las inductancias de pérdida y capacidades de dispersión son ignoradas.
4.
Los componentes pasivos son lineales, invariantes en el tiempo e independientes de la frecuencia.
5.
La impedancia de salida de la fuente de alimentación de entrada Vi es cero tanto para la componente AC como para la DC.
! ! !
2.4.2 - Intervalos de tiempo de funcionamiento2
! Durante el intervalo de tiempo 0 < t ≤ DT, la llave S1 y el diodo D1 se encuentran conduciendo, y la llave S2 y el diodo D2 están en estado de corte. Se muestra un circuito equivalente para este intervalo de tiempo en la figura 2.6 (a). La figura 2.6 (b) muestra el circuito equivalente para el instante de tiempo DT < t ≤ T/2, durante el cual las 2 llaves están en estado apagado y ambos diodos conducen. En el punto (c) se observa el circuito equivalente del convertidor para el intervalo de tiempo T/2 < t ≤ T/2 + DT, durante el cual la llave S1 y el diodo D1 están en corte, y la llave S2 y diodo D2 están conduciendo. Para el caso de la figura (d) el convertidor se encuentra en el estado T/2 + DT < t ≤T. Ambas llaves de potencia están en estado de corte y ambos diodos están conduciendo. El circuito equivalente para este instante es el mismo que en la figura (b). El máximo valor de tensión en cada transistor es VSMmax = VImax, y el pico máximo de corriente esta dado por
! ! 2!
Se omite el desarrollo matemático de esta sección. Para ello remitirse al capitulo 7 de [3]
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HALF-BRIDGE CONVERTERS
293
iS1 i1 VI
VI 2
+ vS2 −
Lm
n:1:1
i2 = iD1
L
+ v2 − + v3 − + vD2 −
iLm + v1 −
iL
+ vL − C
RL
+ VO −
RL
+ VO −
RL
+ VO −
RL
+ VO −
(a)
VI
VI 2
+ vS1 −
i1
+ vS2 −
iLm + v1 −
Lm
n:1:1
i2 = iD1
L
+ v2 − + v −3
iL
+ vL − C
iD2 (b)
VI
VI 2
+ vS1 −
i1 iS2 Lm
n:1:1
i2 + vD1 − + v2 − + v3 −
iLm + v1 −
L
iL
+ vL − C i3
iD2
(c)
VI
VI 2
+ vS1 −
i1
+ vS2 −
iLm + v1 −
Lm
n:1:1
i2 = iD1 + v2 − + v3 −
L
iL
+ vL − C
iD2
(d)
Figure 7.32.6Equivalent of thepara half-bridge converter with a con transformer center-tapped recFigura - Circuito circuit equivalente convertidor half-bridge rectificador de tifier transformador for CCM. (a) For 0 < t ≤ DT . (b) For DT < t ≤ T /2. (c) For T /2 < t ≤ T /2 + DT . (d) For de punto medio. (a) Para 0 < t ≤ DT. (b) Para DT < t ≤ DT. (c) Para T/2 T /2 + DT < t ≤ T .
< t ≤ T/2 + DT.
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(d) Para T/2 + DT < t ≤ T.
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Figura 2.7 - Formas de onda del convertidor Half-Bridge con transformador de punto medio y rectificador, para CCM.
! El valor del pico máximo de tensión a través de cada diodo en el rectificador de punto medio es
! !
y la corriente promedio por el inductor es igual a la corriente de salida Io. Por lo que la corriente pico que circulará por cada diodo será
! !
En la figura 2.7 se muestran las formas de onda típicas para los componentes del convertidor PWM half-bridge con rectificador de transformador de punto medio.
! ! ! !
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3‣ Desarrollo y cálculos ! 3.1 - Consideraciones de pre-diseño3
! Especificaciones de diseño Tensión de entrada
200 a 240 V
Tensión de salida
+36 VDC
Ripple de tensión de salida
máx, 400 mV
Regulación en la línea y carga
±1%
Eficiencia
75% mín.
Frecuencia de conmutación
80 KHz
! Consideraciones de pre-diseño Potencia de salida nominal
PO = 36V . 2A = 72W
Potencia de entrada estimada
Pin(est) = 72W / 0,75 = 96W
Tensiones de entrada DC
VINlow = √2 . 200 V VINhi = √2 . 240 V
Corriente de entrada promedio (DC)
IINmáx = 96W / 282,8 V IINmin = 96W / 339,4 V
Corriente pico máxima estimada
Ipk = 2,8 . (96W) / 282,8 V
! ! 3.2 - El circuito de entrada de línea El circuito de entrada tiene un supresor de RFI (Interferencia de Radiofrecuencia), ya que la norma VDE 871, 872 exige un filtro de este tipo. La interferencia electromagnética o EMI por sus siglas en inglés, es generada por un campo eléctrico o magnético variante en el tiempo y transmitido por medio de la conductividad, o acoplamientos inductivos y capacitivos, a través del espacio libre o entre componentes. Las fuentes conmutadas son unas de las peores fuentes de EMI y RFI debido a las formas de onda inherentes de las corrientes y tensiones en ellas presentes. 3!
Cálculos extraídos de [2]
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Transistores de conmutación, MOSFETs, diodos, transformadores e inductores son las fuentes principales de RFI. El ruido conducido, es decir, corrientes de ruido que escapan del circuito final a través de las lineas de alimentación y/o cualquier linea entrante o saliente del mismo, se pueden manifestar de dos formas: modo común y modo diferencial. El ruido de modo común es aquel que sale del circuito sólo por los cables de alimentación y no por el cable de tierra, y puede ser medido sobre las lineas de alimentación. El ruido de modo diferencial es aquel que solo puede ser medido entre el cable de tierra y una de las lineas de alimentación. Las corrientes de ruido están en realidad saliendo por la linea de tierra (ver figura 3.1). Cada tipo de ruido puede ser controlado por una topología de filtro específica y para cada diseño de fuente de alimentación puede requerir dos tipos de filtrado de entrada. Estos filtros tienen inductores y capacitores denominados “X” e “Y”. Los elementos tipo “X” se colocan entre las lineas de alimentación, filtrando el ruido de modo común y los elementos tipo “Y” se colocan entre las lineas de entrada y el cable de tierra, filtrando ruido de modo diferencial. Para contener de forma eficaz el ruido conducido en fuentes de alimentación, se utilizan capacitores cerámicos, los cuales ayudan a reducir el ruido de alta frecuencia, y deben colocarse lo más cerca posible de los conectores (entrada/salida). La idea general es bloquear, o derivar el ruido de interferencia. Esto se lleva a cabo colocando una alta impedancia en el camino de las corrientes de interferencia, y una derivación para llevarlas a su ves a masa por un camino de baja impedancia.
Figura 3.1 - Filtrado en modo común y en modo diferencial.
En las lineas de entrada de AC, un inductor acoplado con muy baja capacidad parasita, dos capacitores aptos (tipo X) entre las lineas, y pequeños capacitores (tipo Y) entre cada linea y tierra, deben ser suficientes para suprimir ruidos de conmutación a niveles aceptables. Para el caso que nos compete, se implementa un filtro de segundo orden, el cual provee una atenuación de 12dB por octava, y una atenuación mucho mayor a frecuencias por encima del nivel de auto resonancia del inductor. La función de transferencia típica de un filtro de modo común puede expresarse como: 4 VCM OUT (S ) 1 = 1+ L VCM IN (S ) RL s + LCs 2
4!
Ver [5]
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El factor de amortiguamiento zita (ζ) que corresponde a la ganancia del filtro en el punto de 3dB, debe ser elegido en un valor entre 1 y 4. Para nuestro caso optamos por el valor de 3, de donde se deduce que
ζ = 3=
Lω N 2RL
Si elegimos la frecuencia de corte de 10KHz y una resistencia de carga a la frecuencia de corte de 50Ω, podemos calcular la inductancia del filtro como
L=
3 × 2 × RL 6 × 50Ω = = 4, 77mH 2π × fN 2π × 10000Hz
El capacitor de filtrado tipo Y puede ser calculado como
C=
1
( 2π × fN )2 L
= 53nF
Los capacitores Cx se encuentran generalmente en el rango de 100nF a 2μF, eligiendo para nuestra aplicación de 220nF. El resistor de descarga se calcula según la recomendación de la norma VDE 0806, donde CX es la suma de todos los capacitores X
R=
! !
t(seg) 1 = ! 1M Ω 2,21× C X 2,21× 440nF
El arranque suave de la fuente se logra con un termistor NTC colocado en serie con el circuito de entrada, lo que limita la corriente cuando se enciende la fuente. El fusible de entrada se elige de 1 Amp. ya que se estima una corriente pico máxima de entrada de 0,96 A. Los rectificadores de entrada se eligen diodos rectificadores estándar, capaces de soportar la corriente nominal y las tensiones inversas en rectificación tipo puente completo las cuales son del doble de la tensión pico, unos 677V. Por esto elegimos los diodos 1N4007.
!
Para los capacitores de filtro de entrada, realizamos el calculo de la siguiente manera
! ! !
Cin =
I in(av) 0, 34A = = 113, 33µ F f ⋅Vripple( pp) 100Hz ⋅ 30V
Por lo que utilizamos 2 capacitores de 100μF, 200VDC. En paralelo colocamos 2 resistores de descarga de 220KΩ/1W.
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El circuito propuesto de la etapa de entrada es el siguiente:
Figura 3.2 - Etapa de entrada. UTN - FRC
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3.3 - Semiconductores de potencia
! Los MOSFETs de potencia El propósito principal de la etapa de llaves de potencia es convertir la entrada de continua DC en una tensión alterna modulada en ancho de pulso (PWM). Las etapas siguientes pueden usar un transformador para elevar o reducir la tensión (reducir en nuestro caso), y finalmente la etapa de salida convierte la tensión alterna en un valor continuo. Hay 3 grandes clasificaciones de llaves de potencia: los transistores de potencia BJT, los MOSFETs y los IGBT. Estos últimos son usados en aplicaciones industriales de alta potencia tales como fuentes de alimentación ≫1KW y control de motores. El IGBT tiene un tiempo de apagado mayor que el MOSFET, por lo que es utilizado en frecuencias menores a los 20KHz. El MOSFET de potencia es la opción mas obvia en este tipo de aplicaciones hoy en día. Son de reducido costo, muy bajas perdidas en saturación, y su velocidad de conmutación es de 5 a 10 veces más rapida que un BJT. Sumado a esto, el diseño con MOSFETs se simplifica. El MOSFET puede verse como una fuente de corriente controlada por tensión. Para saturar un MOSFET se debe aplicar una tensión acorde entre los terminales Gate-Source (Puerta-Fuente) que permita circular mas corriente de la esperada por el Drenador. Las capacitancias parásitas del MOSFET causan delays en los tiempos de conmutación, por lo que el circuito de control debe ser capaz de manejar cargas capacitivas. Los criterios para la selección de los MOSFETs es
! !
VDSS > Vin > 340VDC
I D > I in( pk ) > 0,94A
Por disponibilidad en el mercado y costo optamos por 2 MOSFETs IRF830 (ver hoja de datos adjunta), el cual posee una tensión VDSS de 500V y una corriente máxima ID de 4.5A, valores suficientes para nuestra aplicación.
!
Los rectificadores de salida La etapa de salida rectifica y filtra la forma de onda alterna de alta frecuencia que entrega el secundario del transformador creada por las llaves de potencia (MOSFETs). El diseño de la etapa de salida posee probablemente el mayor efecto sobre la eficiencia de la fuente conmutada que cualquier otra etapa, debido a que la mayoría de las pérdidas en la fuente se encuentran en la etapa de salida. En el caso de la presente fuente, el rectificador es de onda completa para un transformado de punto medio, para lo que usamos rectificadores pasivos (diodos). Dada la frecuencia de conmutación y para reducir a un mínimo las perdidas por tiempos de apagado
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inverso, se opta por diodos ultra rápidos. Estos diodos tienen generalmente tensión directa de 0,8 a 1,1V y presentan tiempos de recuperación inversa de entre 35 y 85nS. Todos los diodos P-N presentan un tiempo de recuperación inversa significativo, siendo los ultra rápidos los que mejor se desempeñan. El tiempo de recuperación inversa de un diodo P-N (de juntura) como vimos en prácticos anteriores, está dado por las cargas acumuladas en la juntura P-N en el instante que la tensión del diodo es invertida. Estos portadores minoritarios deben invertir su dirección lo que requiere un tiempo finito para llegar a la unión. Esto es visto por el circuito como una corriente momentanea en sentido inverso una vez que la tensión ya llegó a su polarización inversa máxima. Esto equivale a una gran pérdida instantánea de potencia. Los diodos ultra rápidos son utilizados en la etapa de salida cuando la tensión inversa vista por el diodo es muy alta para un diodo schottky. Estos últimos tienen una caída tensión directa de 0,3 a 0,6V y presentan un tiempo de recuperación inversa menor a 10nS. El criterio para la selección de los diodos es el siguiente:
! ! !
VRRM > 2Vout > 72VDC
VF( AV ) > I out (max) > 3A
Por esto elegimos diodos MUR460, con una VRRM de 600V y una IF(av) de 4A.
! ! !
3.4 - Transformador de potencia
! El diseño de los elementos magnéticos es el talón de Aquiles de un buen diseño de una fuente conmutada. El correcto diseño eléctrico y magnético tiene un gran efecto sobre el funcionamiento confiable de una fuente conmutada. Parte de la confusión que surge al calcular los elementos magnéticos es debida a la inexactitud en torno a su diseño. En el mejor de los casos, los resultados de los cálculos debe ser tomado como una aproximación estimada. Llevar los resultados de cálculo hacia una dirección u otra seguirá proporcionando un resultado funcional, pero puede ofrecer ventajas del diseño de la fuente conmutada tales como reducción del tamaño del núcleo, rango dinámico de entrada de la fuente, etc. El método general de diseño de un elemento magnético es como sigue: 1.
Elegir el material del núcleo apropiado para la aplicación que debamos realizar y para la frecuencia de operación.
2.
Elegir el estilo de núcleo que se adecua a las necesidades de la aplicación y a las normas a las cuales debe adecuarse.
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ELECTRÓNICA DE POTENCIA
!19
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
3.
Determinar el tamaño del núcleo para proveer la potencia de salida requerida para la fuente conmutada.
4.
Determinar si es necesario un entrehierro y calcular el número de vueltas para cada bobinado. Luego determinar si la precisión de los voltajes de salida se corresponde con las necesidades de la aplicación y corroborar que el bobinado efectivamente quepa en el tamaño disponible en el carrete a bobinar.
5.
Bobinar el transformador de acuerdo a las recomendaciones dadas por la bibliografía utilizada.
6.
En la etapa de prototipo, verificar su correcta operación con respecto a los niveles de picos de tensión, regulación, tensiones y ripple de salida, ruidos y RFI, etc., y aplicar las correcciones necesarias.
!
Debido a la dificultad de adquirir en el mercado local materiales de ferrite para la elaboración del transformador de potencia, se opta por el “metodo inverso”. Recuperamos y reutilizamos el transformador de una fuente conmutada en desuso, verificando que el tamaño sea el adecuado para nuestra aplicación. Dos son las funciones principales del transformador de potencia: la primera es proveer una barrera de aislación eléctrica de la entrada hacia la salida de la fuente; y la segunda es la reducción de la onda alterna cuadrada generada en el bobinado primario por los MOSFETs de potencia. El flujo de diseño se traduce en un procedimiento paso por paso. Para la fuente en cuestión (modo forward de medio puente) el transformador no necesita almacenar energía mas que una pequeña cantidad en la magnetización del núcleo en sí. Hay 2 consideraciones importantes durante el grueso del diseño del transformador: a. El pico de la densidad de flujo de operación (Bmáx) nunca debe acercarse o entrar en la saturación en todo el rango de operación de la fuente conmutada, y
!
b. Verificar si el número de vueltas de secundario calculadas proveen una tensión de salida que se ajuste a las especificaciones de diseño.
Debido a la falta de especificaciones del núcleo conseguido, se procede a relevar todas las dimensiones del mismo tratando de buscar en las hojas de datos de los fabricantes mas comunes el núcleo que mas se acerque al disponible. Se asume además el material mas común en el mercado, N27 (Siemens) PC47 (TDK), etc.
!
El primer paso es determinar el número de vueltas necesarias para el bobinado primario. Para esto relevamos los datos de la hoja de datos del núcleo asumido, este se muestra en la figura 3.3. UTN - FRC
ELECTRÓNICA DE POTENCIA
!20
H
A
E
A
D
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
(5/52) H
F E R R I T E S F
C
C
I
B
Mn-Zn EI Cores
F PC47EI33/29/13-Z B
PC47EI35-Z PC47EI40-Z
PC47 PC47EI50-Z PC47EI60-Z Material
Part No.
C
JIS FEI 35 JIS FEI 40 JIS EI40 FEI 50 JIS Size of E core FEI 60
PC47EI40-Z Part No.
PC47EI50-Z PC47EI60-Z
!
A
B
C
D
E min.
F
H
I
+0.8 C 33.0 –0.5
I 23.75±0.25
12.7±0.3
9.7±0.3
23.4
19.25±0.25
4.45
5.0±0.3
35.0±0.5
24.35±0.15
10.0±0.3
10.0±0.3
24.5
18.25±0.15
5.0
4.6±0.3
40.0±0.5
27.25±0.25
11.65±0.35
11.65±0.35
27.2
20.25±0.25
6.2
7.5±0.3
Z 33.35±0.35
14.6±0.4
14.6±0.4
33.5
24.75±0.25
7.7
9.0±0.3
+1.4 AL-value 60.0 –0.8 35.85±0.35 (Z: without air gap)
15.6±0.4
15.6±0.4
43.6
27.85±0.35
7.7
8.5±0.3
-50.0 +1.2 –0.7
Dimensions (mm)
JIS
PC47EI33/29/13-Z PC47EI35-Z
A
A
E
Dimensions (mm)
JIS
H
Part No.
Z AL-value (Z: without air gap)
Size of E core
D
Material
H
SHAPES PC47 AND DIMENSIONS EI40 -
A
B
C
D
E min.
F
H
I
+0.8 33.0 –0.5
23.75±0.25
12.7±0.3
9.7±0.3
23.4
19.25±0.25
4.45
5.0±0.3
24.35±0.15
10.0±0.3
5.0
4.6±0.3
JIS Effective parameter35.0±0.5 FEI 35 Core Effective JIS factor cross-sectional 40.0±0.5 FEI 40 area 2) C1(mm–1) Ae(mm+1.2 JIS 50.0 –0.7 FEI 50 JIS +1.4 60.0 –0.8 FEI 60
Effective magnetic path 27.25±0.25 length ℓe(mm)
Electrical characteristics 10.0±0.3 24.5 18.25±0.15
Effective core volume 11.65±0.35
Weigh
Ve(mm3)
(g)
33.35±0.35
14.6±0.4
35.85±0.35
15.6±0.4
67.5
8030
PC47EI33/29/13-Z
0.567
119
PC47EI35-Z
0.664
101Figura
PC47EI40-Z
0.520
148
77.0
11400
PC47EI50-Z
0.409
230
94.0
21620
11.65±0.35
Core loss
27.2
(nH/N2) 14.6±0.4 1kHz 33.5 0.5mA 100Ts 43.6 15.6±0.4 Without air gap
20.25±0.25 24.75±0.25 27.85±0.35
With air gap
200±5% 400±7% 200±5% 36 3800±25% utilizar. 400±7% 200±5% 60 4860±25% 400±7% 250±5% 115 6110±25% 500±7% 250±5% Electrical characteristics 139 5670±25% 500±7% 41
67.1 6780 3.3 - Datos del núcleo a
AL-value
4400±25%
La ecuación para Effective determinar las vueltas del bobinado primario es parameter
! ! !
PC47EI60-Z
Part No.
0.441
247
109
26900
Core factor
Effective cross-sectional 9 area Ae(mm2)
Effective magnetic path length ℓe(mm)
Effective core volume
(mm=) NC pri 1
–1
Weigh
AL-value
7.7
100°C
7.5±0.3 9.0±0.3 8.5±0.3
2.7 2.3 3.7 8.6 9.2 Core loss
Vin(nom)⋅10 160V ⋅10 9 (nH/N= Ve(mm ) (g) ) 28,01(vueltas) (W) max. = 2 1kHz 100kHz 4 ⋅ f ⋅ Bmax ⋅ Ac 4 ⋅ 80KHz ⋅150mT ⋅119mm 0.5mA 200mT 3
2
100Ts Without air gap
PC47EI33/29/13-Z
6.2 (W) max. 7.7 100kHz 200mT
0.567
119
67.5
8030
41
0.664
101
67.1
6780
36
0.520
148
77.0
11400
60
With air gap
100°C
200±5% 2.7 400±7% 200±5% 3800±25% 2.3 400±7% 200±5% 001-01 / 20140317 / ferrite_mz_sw_e_en.fm 4860±25% 3.7 400±7% 250±5% 6110±25% 8.6 500±7% 250±5% 5670±25% 9.2 500±7% 4400±25%
• All specifications are subject to without notice. Donde Vin(nom) eschange la tensión de trabajo nominal del transformador (Vin/2) [V] PC47EI35-Z
PC47EI40-Z
Ac es el area efectiva del nucleo [mm2]
PC47EI50-Z
f es0.409 la frecuencia de trabajo de la21620 fuente 230 94.0
PC47EI60-Z
0.441 247 109 26900 de operación 139 Bmáx es la máxima densidad de flujo [mT]
!
115
De acuerdo a la bibliografía utilizada y para el caso de fuente conmutada de medio puente, el ∆Bmáx no debe superar un 40% del flujo de saturación del núcleo (Bsat). Por seguridad se toma • All specifications are subject to change without notice.
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001-01 / 20140317 / ferrite_mz_sw_e_en.fm !21
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
un nivel bajo, de 150mT. Por recomendación de diversos profesores y dada su experiencia en el tema bobinado de transformadores para fuentes conmutadas, se opta por incrementar este resultado en un factor de 2, llevando el número de vueltas del primario a 56.
!
Se procede luego al cálculo del número de vueltas del bobinado secundario de mayor potencia. La caída de tensión en los diodos rectificadores no puede ser ignorada. La ecuación para el calculo de vueltas es
! ! !
N sec1 =
(
)
1,1⋅ Vout + V fwd ⋅ N pri
(V
in(min)
) ⋅ DC
=
max
1,1⋅ ( 36V + 1,25V ) ⋅ 56 = 20, 36(vueltas) ! 20 141V ⋅ 0,8
Redondeando el número de vueltas a 20 se obtiene una tensión de salida de 35,4V al nivel de línea mas bajo, valor aceptable. Calculamos luego el numero de vueltas para el bobinado secundario 2, para la alimentación del circuito PWM y limite de corriente:
! ! !
N sec 2 =
(
)
1,1⋅ Vout + V fwd ⋅ N pri
(V
in(min)
) ⋅ DC
max
=
1,1⋅ (15V + 0,8V ) ⋅ 56 = 8,6(vueltas) ! 8 141V ⋅ 0,8
Redondeando el número de vueltas a 8 se obtiene una tensión de salida de 13,8V al nivel de línea mas bajo, valor aceptable.
!
Procedemos luego a calcular el diámetro del cobre para los bobinados. El efecto de alta frecuencia (efecto skin) es el aparente incremento en la resistencia del cable cuando corrientes AC de alta frecuencia circulan por el mismo. La resistencia real de un cable cuando se toman en cuenta las pérdidas en una fuente conmutada está dada por
!
Rtotal = RDC + RAC
La ecuación debajo es el porcentaje de incremento de la resistencia de ac sobre la resistencia dc para una espira de cobre en núcleo de aire
! !
RAC ≈ 0, 47 ⋅ π ⋅ d ⋅ f RDC
Como podemos observar, un cable de mayor diámetro sufre una degradación mucho mayor con el incremento de la frecuencia que un cable de menor diámetro. Por lo que será ventajoso utilizar múltiples hilos de cobre bobinados en paralelo para poder en cierto grado omitir o disminuir los efectos de la frecuencia sobre la resistencia.
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ELECTRÓNICA DE POTENCIA
!22
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
La profundidad de penetración ∂ en un conductor de cobre a 100˚C, en función de la frecuencia es 75 75 y para 80KHz δ= δ= = 0,265mm [ mm ] f 80000
!
Por lo tanto mientras nos mantengamos en un diámetro inferior a 1,6∂ = 0,424mm los efectos skin y de proximidad podrán ser obviados.
!
Adoptando una densidad de corriente J = 4,2A/mm2, los diámetros de los conductores serán:
! ! !
φ pri =
4 ⋅ I pri 4 ⋅ 0,96A = = 0,55mm A π ⋅J π ⋅ 4,2 mm 2
La sección de este alambre será
! !
π ⋅ D 2 π ⋅ ( 0,55mm ) = = = 0,238mm 2 4 4 2
S pri
Utilizamos un alambre de diámetro 0,30mm el cual posee una sección de 0,071mm2, por lo que para cubrir la misma superficie bobinamos el primario con 4 alambres en paralelo, lo cual proporciona una superficie de 0,283mm2. Realizamos ahora los cálculos para los bobinados secundarios. Notamos que en secundario con punto medio, la corriente circulando por cada medio bobinado, es la mitad de la corriente RMS de salida, por lo tanto necesitamos la mitad de la superficie de cobre
I RMS
DMAX = 3A ⋅ = 1,879A 2
φsec1 =
!
! ! !
! ! ! ! = 0, 456mm !
4 ⋅ I SEC1 4 ⋅1,897A = = 0, 758mm A π ⋅J π ⋅ 4,2 mm 2
π ⋅ D 2 π ⋅ ( 0, 758mm ) Ssec1 = = 4 4
2
φsec 2 =
4 ⋅ I sec 2 4 ⋅ 0,5A = = 0, 389mm A π ⋅J π ⋅ 4,2 mm 2
2
Usando alambre de 0,45mm2 con una sección de 0,159mm2 bobinamos con 3 alambres en paralelo para cubrir la sección requerida para el primer secundario, y un alambre para el secundario auxiliar. El método de bobinado se muestra en la figura 3.4.
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ELECTRÓNICA DE POTENCIA
!23
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
Figura 3.4 - Técnica de bobinado utilizada.
! ! ! 3.5 - Choke de salida
! El choke de salida de una fuente de modo forward es el filtro de toda fuente de este tipo. Su propósito es almacenar energía para la carga en los tiempos en que los mosfet de potencia están apagados (tiempos muertos). Su función eléctrica es integrar los pulsos rectangulares en una continua dc. Como el inductor es operado en modo continuo, nunca debe ser completamente vaciado de su energía. Su diseño es relativamente simple. Primero se elige el núcleo a utilizar, generalmente un toroide de mopermalloy. También pueden utilizarse núcleos de ferrite con entrehierro. En nuestro caso utilizamos un toroide de mopermalloy (reciclado nuevamente de una fuente conmutada en desuso) y lo calculamos como
! ! !
donde
⎡Vin(max) − Vout ⎤⎦ ⋅Toff (est ) [ 58V − 36V ] ⋅ 3, 75 µ s Lmín = ⎣ = = 29, 46 µ H 1, 4 ⋅ I out (min) 1, 4 ⋅ 2A Vin(max): es la máxima tensión pico a la salida del rectificador esperada cuando la tensión de entrada de la fuente es máxima (y el ciclo de trabajo mínimo). Vout: es la tensión de salida de la fuente deseada. Toff(est): es el tiempo estimado de encendido de los MOSFETs a la mayor tensión de entrada de línea (30% de 1/fop es una buena estimación).
!
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Iout: es la corriente de salida de la fuente.
ELECTRÓNICA DE POTENCIA
!24
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
Este es el valor mínimo de inductancia por debajo del cual el toroide vaciaría su energía por completo en las peores condiciones de trabajo, hasta que el circuito PWM logre estabilizar el ciclo de trabajo. Basandonos en la nota de aplicación de Micrometals, relevando las medidas del toroide disponible y realizando varias mediciones sobre la inductancia del mismo deducimos que se trata de un material mix-26 con las siguientes características:
Figura 3.5 - Especificaciones del toroide para choke de salida.
! ! El calculo del alambre para el bobinado del toroide será
! ! !
N tor =
φtor =
UTN - FRC
inductancia L (nH) 29460nH = = 17, 79 ≈ 18vueltas nH ⎛ nH ⎞ 93 AL ⎜ 2 ⎟ ⎝N ⎠ N2
4 ⋅ I OUT 4 ⋅ 3A = = 0,954mm A π ⋅J π ⋅ 4,2 mm 2
π ⋅ D 2 π ⋅ ( 0,954mm ) Stor = = = 0, 715mm 2 4 4
ELECTRÓNICA DE POTENCIA
2
! ! ! ! !25
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
Para el cual utilizamos 2 alambres en paralelo de 0,8mm por disponibilidad. Corroboramos luego que el bobinado quepa en la ventana disponible. Para ello utilizamos la siguiente fórmula:
! ! !
N ⋅ Acable 40 ⋅ 0,00715cm 2 %vent = ⋅100 = = 42% Avent 0,659cm 2
Mientras el porcentaje de ventana se mantenga por debajo de un 40 o 50% se podrá bobinar el toroide sin problemas. En nuestro caso estaríamos en el limite, por lo que la prolijidad al momento de bobinar será de suma importancia.
! ! !
3.6 - Capacitor de filtrado de salida
! El calculo del capacitor de salida se determina solamente decidiendo cual es el valor de ripple pico a pico deseado en el voltaje de salida de la fuente. El voltaje de ripple de salida es una onda de alterna triangular montada en la tensión dc a la salida. Para convertidores de modo forward el ripple tipico de salida ronda los 30 mVp-p. Para calcular el valor del capacitor de filtrado de salida utilizamos la siguiente ecuación
! ! !
Donde
Cout (min) =
I out (max) ⋅(1− ∂(min) ) f ⋅Vripple( pk− pk )
Iout(max): Máxima corriente de salida esperada para la salida correspondiente. ∂(mín): Es el menor ciclo de trabajo esperado, a la mayor tensión de entrada y mayor carga esperadas (un estimado de 0,3 es apropiado).
!
Vripple(pk-pk): Es el ripple pico a pico deseado para la salida considerada.
Reemplazando los valores obtenemos
! !
Cout (min) =
3A ⋅(1− 0, 3) = 65,62 µ F 80KHz ⋅ 400mVpp
La resistencia serie equivalente ESR presente en los capacitores causa que el mismo se caliente, acorta su vida útil y agrega ripple de tensión adicional al valor teórico utilizado en la ecuación arriba expuesta. La inductancia serie equivalente ESL del capacitor agrega picos y funciones de pulsos agudos a la forma de onda teórica de ripple. Para reducir estos efectos colocamos a la
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!26
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
salida 2 capacitores en paralelo de 47μF. Un factor a tener también en cuenta es la disposición física del capacitor sobre el PCB. Los capacitores de salida deben colorarse radialmente simétricos al rectificador de salida, y las pistas del circuito impreso para la tensión rectificada deben tener un ancho y un largo similar entre sí. Cualquier diferencia significante entre estas pistas causa más resistencia en serie e inductancia para el capacitor. Además se coloca un capacitor en paralelo un capacitor de alta frecuencia ya que los capacitores de aluminio y tantalio no son capaces de absorber las componentes de corriente de muy alta frecuencia que puedan presentarse. Un capacitor cerámico de 0,1μF o 0,01μF es suficiente para esta aplicación.
! ! !
3.7 - El capacitor de acoplamiento
! Como discutimos anteriormente, la topología de medio puente es muy utilizada en convertidores off-line debido a que la tensión de bloqueo de los transistores de potencia no es el doble de la alimentación como en el caso de los convertidores forward de simple switch, y la topología push-pull. Otra ventaja de esta topología es que permite balancear los Volts/segundo de cada transistor de conmutación automaticamente para prevenir la saturación utilizando un método sencillo de balanceo del intervalo de cada transistor sin emplear núcleos con entrehierro, y sin correctores de simetría. El capacitor de acoplamiento para esta tarea es normalmente sin polaridad, conectado en serie con el bobinado primario, y debe ser capaz de manejar la corriente del primario. Deberá, además, tener un valor bajo de ESR para evitar el calentamiento. Un aspecto importante relacionado con el valor del capacitor de acoplamiento es la tensión de carga de éste. Debido a que el capacitor se carga y descarga en todos los semiciclos de conmutación de los transistores, la componente de continua se adicionará a Vin/2. La tensiónde carga en el capacitor será
VC =
I ⋅ Δt C
donde: I = corriente en el primario C = valor del capacitor ∆t = intervalor de tiempo de carga del capacitor
y
!
Δt = T ⋅ DMAX = tON
T = 1 / fSW
Para un convertidor de 80 KHz y un ciclo de trabajo máximo de 0,8 el ∆t = 12,5μS * 0,8 = 10μS. La tensión de carga deberá tener un valor máximo razonable, del 10 al 20% de Vin/2. Es decir, si Vin = 160V nominal, entonces 16V ≤ ∆Vc ≤ 32V para una bueba regulación.
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!27
TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
De la primer ecuación, despejando el valor de C obtenemos
! ! !
dt I DMAX ⋅ DMAX ⋅ Δt 0,96A ⋅ 0,8 ⋅10 ⋅10 −6 C=I⋅ = = = 384nF dVC ΔVC 20
Elejimos 330nF 630V.
! !
3.8 - El circuito de arranque
! Un circuito de arranque es un regulador lineal que solo es requerido durante el arranque inicial de la fuente y cuando la fuente cae fuera de regulación (baja momentanea de tensión de linea). Luego de que las salidas de la fuente llegan a su valor nominal de tensión, el regulador lineal no se necesita y es cortado o apagado por un diodo en serie. Esto elimina un método ineficiente o impráctico (como lo sería una fuente auxiliar o un elemento disipativo) para generar la tensión de alimentación de los CI de control. El circuito implementado se muestra en el esquemático de la fuente, figura . Los pasos para su diseño son
!
1. El resistor de base debe tener un valor lo mas alto posible debido a que este representa una perdida de estado permanente:
! ! ! ! ! ! ! !
Rb =
Vin(low ) Ib
282,2V = = 564, 4ΩK 0.5 mA
PRb = Vin(max)2 ⋅ Rb =
(339, 4V )2 = 0,213W 540KΩ
Elegimos dos resistores de 270KΩ en serie 1/2W. 2. El resistor de colector será
Rc =
Vin(low) (282,2V − 10V ) = = 54, 44 KΩ ! 56 KΩ Ic 0,005A
PRc =
(329, 4V )2 = 1,94W 56KΩ
A pesar de que este resistor es usado solo momentaneamente durante funcionamiento normal, este regulador puede ser reactivado si ocurre una condición de sobre corriente , asique debe ser de potencia mínima de 2W.
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TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
3. El transistor puede ser de baja potencia, pero debe ser capaz de soportar la tensión de entrada, 311V. Elegimos en este caso el transistor TIP50, el cual posee una VCE de 400V y corriente de colector Ic de 1A. 4. El zener se utiliza para tener una tensión de emisor de 10V, por lo que el valor del diodo zener deberá ser de 11V ( Vbe≃ 0,7V ). Se escoje el zener 1N5240 de 11V - 0,5W.
! ! 3.9 - El circuito PWM
! Para realizar el driver PWM de los transistores en conmutación que controlan la tensión sobre el bobinado primario del transformador se elige el integrado SG3525 (ver hoja de datos adjunta). La frecuencia de conmutación de 80KHz se obtiene de la formula siguiente, donde se ha elegido el capacitor de 1nF y la resistencia de tiempo muerto RD de 220Ω, y se despeja el valor de la resistencia RT.
! ! ! !
f=
1 1 = = 80 KHz −9 CT ⋅ ( 0, 7RT + 0, 3RD ) 1⋅10 ( 0, 7 ⋅ RT + 0, 3⋅ 220Ω ) RT = 17763Ω
Para efectuar un ajuste y calibración posterior de la frecuencia de oscilación colocamos un potenciometro de 20KΩ. Para asegurar que los valores de salida del PWM quedan sujetos a un valor máximo y mínimo, colocamos diodos a la salida de cada canal PWM del integrado conectados a VCC y a GND.
! !
3.10 - Sensor de corriente
! Se decidió utilizar un transformador de corriente para sensar la señal de corriente del primario, debido a que los métodos resistivos son imprácticos en la topología de medio puente. Para esto utilizamos un núcleo toroidal de ferrite. La tensión del secundario del transformador de corriente debe ser determinada para poder obtener una forma de corriente representativa de lo que sucede en el primario.
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TP N˚5: FUENTE CONMUTADA
El esquemático del sensor se muestra en la figura de esquematico general. El resistor en el secundario del transformador de corriente genera la caída de tensión necesaria para que luego sea rectificada por el puente de diodos Schottky y filtrada por los capacitores de salida. Se colocan luego 2 diodos en serie para generar una caída adicional de 1,2V. Bajo funcionamiento normal, el transistor Q4 se encuentra apagado y la tensión en el pin de trigger del 555 se mantiene en alto, lo que mantiene su salida en bajo. Cuando se produce una condición de sobrecorriente por el primario de T3, se ve reflejado en el secundario como una caída de tensión proporcional, la cual se ajusta con el potenciometro R19. Cuando esta tensión es suficiente para encender el transistor Q4, el LM555 configurado como mono-estable pone su salida en alto, lo que activa el led de sobrecorriente y envía un pulso al pin de apagado del generador de PWM SG3525, apagando la fuente efectivamente hasta que sea reseteado el 555, lo cual puede ser realizado por el pulsador S1. La tensión necesaria en la salida del transformador de corriente es
VCT (sec) ≈ Vsc + 4 ⋅V fwd = 0, 7V + 4 ⋅(0,6V ) = 3,1V Eligiendo un transformador de 1 a 10, podemos determinar la corriente que circulará por el secundario cuando tengamos en el primario la corriente máxima a la cual deseamos activar el apagado de la fuente mediante la formula
NP IS = NS IP
! ! ! ! ! ! ! ! ! ! ! !
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3.11 - Realimentación de tensión
! La función de la realimentación de tensión es mantener la tensión de salida en un valor constante. El corazón del loop de realimentación de tensión es un amplificador operacional de gran ganancia llamando amplificador de error, el cual no es mas que un amplificador de alta ganancia que amplifica la diferencia entre 2 muestras de tensión y crea un voltaje de error. En las fuentes de alimentación, una de estas tensiones es una tensión de referencia y la otra representa el nivel de la tensión de salida, el cual es generalmente dividido por una red resistiva hasta ser llevado al valor de referencia antes de entrar al amplificador de error. Esto crea un punto de “error cero” para el amplificador de error. Si la salida se desvía del “valor ideal”, la tensión de error de salida del amplificador cambia significativamente. Esta tensión de error es luego utilizada por la fuente para proveer una corrección al ancho de pulso del PWM para llevar la tensión de salida nuevamente a su valor normal. Los mayores desafíos de diseño alrededor del amplificado de error se deben a la alta ganancia en DC que promueve una buena regulación de carga a la salida, y a una buena respuesta en alta frecuencia lo que da buena respuesta transitoria de carga. La regulación de salida en la carga es que tan cerca del valor ideal se mantiene el voltaje de salida frente a una variación en la carga. La respuesta transitoria se refiere a que tan rápido la tensión de salida vuelve a su valor nominal luego de que una respuesta en escalón se aplica a la carga de salida. Para el caso de la fuente implementada utilizamos una realimentación opto-acoplada ya que la salida debe estar aislada del circuito de entrada y de control. La razón de transferencia de corriente del optoaislador Ctrr (Current Transfer Ratio) o Iout/Iin, varía con la temperatura, puede degradarse ligeramente con el tiempo, y tiene típicamente una gran tolerancia entre parte y parte. Ctrr es la ganancia de corriente de un optoacoplador medida en porcentaje. Para compensar por las variaciones posibles en el optoacoplador y para eliminar la necesidad de un potenciometro, el amplificador de error debe ser colocado del lado secundario del optoacoplador. El amplificador de error sensará la desviación en la salida causada por la deriva del optoacoplador y ajustará su corriente de acuerdo a esto. El esquemático de una configuración típica se muestra en la figura 3.6.
Figura 3.6 - Ejemplo de realimentación de tensión optoacoplada. UTN - FRC
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4‣ Mediciones y resultados ! 4.1 - Capturas de osciloscopio
Figura 4.1 - VGS Transistor lado alto.
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Figura 4.2 - VGS Transistor lado bajo.
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Figura 4.3 - Tensión sobre el primario del transformador de potencia.
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Figura 4.4 - Tensión de ripple sobre la carga.
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4.2 - Máxima potencia de salida
! Los máximos valores de tensión y corrientes obtenidos se muestran en la fotografía debajo. Se logró mantener la fuente funcionando en este estado por no menos de 20 minutos. La tensión de salida fue de 19,8V y la corriente de 3,14A, lo que nos dió una potencia de salida de aproximadamente 62W.
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Fotografía 4.5 - Tensión y corriente de salida.
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4.3 - Conclusiones
! Los resultados obtenidos al realizar el presente trabajo fueron mayormente los esperados, con algún que otro percance encontrados en el camino. El principal problema que nos encontramos fue la falta de disponibilidad de núcleos de ferrite en el mercado, lo cual nos imposibilitaba realizar un calculo preciso y nos obligó a realizar cálculos estimativos y aproximados sobre un núcleo reciclado de una fuente conmutada de PC. Se relevaron las medidas del mismo y se lo comparó con una hoja de datos de un fabricante conocido (TDK) donde se encontró una coincidencia casi perfecta en dimensiones, y se relevaron de allí los valores necesarios para el cálculo de las vueltas del transformador, asumiendo el material más común (peor caso). Los resultados obtenidos en el transformador fueron bastante buenos en cuanto a su operación contínua ya que la sobreelevación de temperatura no fue mayor a 25˚C , pero los valores de tensión de salida no fueron los calculados (20V cuando el cálculo era para 36V). Se decidió rebobinar el mismo sobre otra cazoleta aumentando el número de vueltas del primario y secundario empíricamente; los resultados no han sido aún probados. Para el arranque de la fuente se optó por un circuito no disipativo con un transistor, el cual es cortado o apagado una vez que la fuente entra en régimen de funcionamiento. No logramos hacer funcionar el mismo y la causa no fue aún encontrada, por lo que era necesario hacer el arranque inicial de la fuente con un circuito externo auxiliar. Una vez encendida, la fuente funcionaba autónomamente, siendo alimentado el circuito de control por un segundo bobinado secundario en el transformador de potencia. En cuanto a los transistores drivers del bobinado primario, no fue necesario colocar una red snubber, y los mismos no presentaron sobreelevación de temperatura mayor a 20˚C. El límite encontrado para obtener mayor potencia sobre la carga lo dispusieron los rectificadores de salida, 2 diodos MUR460, ya que según hoja de datos los mismos eran capaces de entregar 4A @ 40˚C, y al no estar montados sobre un disipador su elevación de temperatura fue considerable. El circuito límite de corriente funcionó según lo esperado, presentando eventualmente falsos disparos frente al pico de corriente en el momento de encender la fuente lo cual deberá ser solucionado con algún filtrado RC. El circuito de realimentación de tensión no fue puesto en práctica por cuestiones de tiempo, pero se implementó de todas formas sobre la plaqueta para un ensayo posterior.
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El esquemático y Layout se adjuntan en el presente informe.
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! Bibliografía
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- Practical Switching Power Supply Design - Marty Brown (Motorola).
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- Power Supply Cookbook _ 2nd Edition- Marty Brown (Newnes).
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- Pulse-width Modulated DC-DC Power Converters- Marian K. Kazimierczuk (Wiley)
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- Switchmode Power Supply Handbook - Keith Billings.
[5]
- Application note 42007 - Safety, EMI and RFI considerations - Fairchild.
[6]
- Diseño simplificado de un transformador de potencia - Hugo C. Longoni.
[7]
- Fuentes conmutadas, inversores, UPS y regulación de motores - Ramón Oros.
[8]
- Switching Power Supplies A-Z - Sanjaya Maniktala.
[9]
- Switching Power Supply Design - Keith Billings, Taylor Morey.
[10]
- Switching Power Converters, Medium and High Power - Dorin O. Neacsu.
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