AMPLIFICADO AMPLIFICADO RES DE AUDIO DESARROLLO, CONSTRUCCION, ENSAYO. VALVULAS Y SEMICONDUCTORES. POR EGON STRAUSS.
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AMPLIFICADORES DE AUDIO 1999. DESARROLLO, CONSTRUCCION, ENSAYO. VALVULAS Y SEMICONDUCTORES. SEMICONDUCTORES. POR EGON STRAUSS. PROLOGO. La presente obra se destaca por un motivo muy especial de otras que EDITORIAL QUARK y otras Editoriales han difundido sobre el tema de los ampl amplif ific icad ador ores es de Audi Audio o en los los últi último moss años años.. Nos Nos refe referi rimo moss a la inclusión de de un tema muy especial: especial: los amplificadores amplificadores a válvula. En 1975, aproximadamente, la mayoría de las fábricas de válvulas en el mundo realizaban pequeñas ceremonias para celebrar un acontecimiento muy esperado que era la puesta en línea de montaje de la última válvula de sus fábricas y el posterior cierre de estas líneas. Estas ceremonias, 15 años después, fueron a la inversa. Las válvulas para usos de audio volvieron a la carga y junto con el renacimiento de conj conjun unto toss musi musica cale less como como “Los “Los Beat Beatle les” s” y “Lo “Los Roll Rollin ing g Ston Stones es”” volvieron a la actividad. Las Técnicas Digitales están en plena vigencia y la DTV, los discos CD, MD y DVD florecen con todo su esplendor, pero aún se aprecian las válvulas en el exquisito grupo de los aficionados a la buen buena a músi música ca del del High High End, End, que que las las usan usan en cant cantid idad ades es cada cada vez vez mayores. De muchos amantes de la buena música, tanto de la Clásica como de “la otra”, de los compases del Rock hasta Rachmaninoff y del Tango hasta Tschaikovsky, se escuchan quejas sobre el semiabandono en el cual se encuentra el tema válvulas. No hay más Manuales de Válvulas con sus curvas y características tan importantes y a nadie se le va ocurrir editar estos Manuales de nuevo, pero sus datos son necesarios para la construcción, el service y el ensayo de los amplificadores de alta categoría y de alto precio que son cada vez más frecuentes. Edit Editor oria iall QUAR QUARK K con conscie scient nte e de esta esta situ situac ació ión n y del del nich nicho o no tan tan pequeño y además económicamente importante de los amigos del High End y de las válvulas, decidió aportar su grano de arena para abarcar este tema tan querido para muchos. No se descartan desde luego los semiconductores que son los componentes permanentes del presente y del del futu futuro ro,, pero pero tamp tampoc oco o desc descar arta tamo moss las las válv válvul ulas as en su segu segund ndo o período de vigencia. Contamos con la colaboración de importantes empresas del ramo que vuelven a fabricar válvulas ahora a fines del siglo XX y piensan hacerlo también en el siglo XXI que está tan cercano. Tenemos el suministro de impo import rtan ante tess dato datos, s, circ circui uito toss y toda toda clas clase e de apo aportes rtes técn técnic icos os,, indispensables para llevar a cabo esta tarea de “aggiornamiento” de las válv válvul ulas as elec electr trón ónic icas as y espe espera ramo moss pode poderr cont contar ar tamb tambié ién n con con una una acogida favorable de parte de los usuarios de esta antigua y moderna técn técnic ica a que que incl incluy uye e las las válv válvul ulas as,, junt junto o con con otro otross comp compon onen ente tess
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AMPLIFICADORES DE AUDIO 1999. DESARROLLO, CONSTRUCCION, ENSAYO. VALVULAS Y SEMICONDUCTORES. SEMICONDUCTORES. POR EGON STRAUSS. PROLOGO. La presente obra se destaca por un motivo muy especial de otras que EDITORIAL QUARK y otras Editoriales han difundido sobre el tema de los ampl amplif ific icad ador ores es de Audi Audio o en los los últi último moss años años.. Nos Nos refe referi rimo moss a la inclusión de de un tema muy especial: especial: los amplificadores amplificadores a válvula. En 1975, aproximadamente, la mayoría de las fábricas de válvulas en el mundo realizaban pequeñas ceremonias para celebrar un acontecimiento muy esperado que era la puesta en línea de montaje de la última válvula de sus fábricas y el posterior cierre de estas líneas. Estas ceremonias, 15 años después, fueron a la inversa. Las válvulas para usos de audio volvieron a la carga y junto con el renacimiento de conj conjun unto toss musi musica cale less como como “Los “Los Beat Beatle les” s” y “Lo “Los Roll Rollin ing g Ston Stones es”” volvieron a la actividad. Las Técnicas Digitales están en plena vigencia y la DTV, los discos CD, MD y DVD florecen con todo su esplendor, pero aún se aprecian las válvulas en el exquisito grupo de los aficionados a la buen buena a músi música ca del del High High End, End, que que las las usan usan en cant cantid idad ades es cada cada vez vez mayores. De muchos amantes de la buena música, tanto de la Clásica como de “la otra”, de los compases del Rock hasta Rachmaninoff y del Tango hasta Tschaikovsky, se escuchan quejas sobre el semiabandono en el cual se encuentra el tema válvulas. No hay más Manuales de Válvulas con sus curvas y características tan importantes y a nadie se le va ocurrir editar estos Manuales de nuevo, pero sus datos son necesarios para la construcción, el service y el ensayo de los amplificadores de alta categoría y de alto precio que son cada vez más frecuentes. Edit Editor oria iall QUAR QUARK K con conscie scient nte e de esta esta situ situac ació ión n y del del nich nicho o no tan tan pequeño y además económicamente importante de los amigos del High End y de las válvulas, decidió aportar su grano de arena para abarcar este tema tan querido para muchos. No se descartan desde luego los semiconductores que son los componentes permanentes del presente y del del futu futuro ro,, pero pero tamp tampoc oco o desc descar arta tamo moss las las válv válvul ulas as en su segu segund ndo o período de vigencia. Contamos con la colaboración de importantes empresas del ramo que vuelven a fabricar válvulas ahora a fines del siglo XX y piensan hacerlo también en el siglo XXI que está tan cercano. Tenemos el suministro de impo import rtan ante tess dato datos, s, circ circui uito toss y toda toda clas clase e de apo aportes rtes técn técnic icos os,, indispensables para llevar a cabo esta tarea de “aggiornamiento” de las válv válvul ulas as elec electr trón ónic icas as y espe espera ramo moss pode poderr cont contar ar tamb tambié ién n con con una una acogida favorable de parte de los usuarios de esta antigua y moderna técn técnic ica a que que incl incluy uye e las las válv válvul ulas as,, junt junto o con con otro otross comp compon onen ente tess
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importantes, en sus diseños y proyecciones. A todos ellos, que han prestado así su invaluable colaboración expresamos desde ya nuestro más sincero agradecimiento. Además del tema de los amplificadores a válvula y a semiconductores, incl inclui uimo moss en la pres presen ente te obra obra todo todoss los los dato datoss pert pertin inen ente tess para para la comprensión y el entendimiento más profundo de otro fenómeno de nuestros días, que es el teatro del hogar. Esta manifestación importante de audi audio o y vide video o en el hoga hogar, r, muev mueve e much muchos os inte intere rese sess técn técnic icos os,, comercia comerciales les y económico económicoss y entra entra sin lugar a duda en una categoría categoría importante para todas las partes interesadas: Técnico, Comerciante y Usuario. A todos ellos dedicamos esta obra. El Autor.
Indice. Prólogo. Capítulo 1. Introducción al Audio. 1.1. El oído humano humano y la la música. música. 1.2. El oído humano humano y los altoparl altoparlantes antes.. 1.3. La alta alta fideli fidelidad. dad. 1.4. Algunas observaciones observaciones sobre sobre especificaciones especificaciones técnicas. técnicas. 1.5. La cadena cadena de amplificac amplificación ión de audio. audio. Capítulo 2. Válvulas, transistores y circuitos integrados. 2.1. Un poco de historia. 2.2. El mundo de las Válvulas. 2.2.1. Al comienzo existían los diodos. 2.2.2. Los triodos. 2.2.3. El tetrodo. 2.2.4. El pentodo. 2.2.5. Conexiones de entrada y salida en las válvulas. 2.2.6. Un vistazo al Manual de válvulas. 2.2.7. Acoplamiento entre etapas. 2.2.8. La corriente en las etapas de salida de audio. 2.3. El mundo de los Semiconductores. Semiconductores. 2.3.1. Diodos y transistores. 2.3.2. Los transistores por efecto de campo. Capítulo 3. Amplificadores de audio. 3.1. Categorías de amplificadores. 3.2. Amplificadores a válvula. 3.3. Amplificadores Amplificadores con transistores bipolares.
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A75.
3.4. Amplificadores con transistores MOS-FET. 3.4.1. Nuevamente los transistores MOS-FET. 3.4.2. El circuito de las dos secciones del amplificador modelo
3.4.3. La fuente de alimentación. 3.4.4. Aspectos de armado y ajuste. 3.5. Amplificadores con circuitos integrados. 3.6. Un amplificador a válvula que hizo historia, el WILLIAMSON. Capítulo 4. Preamplificadores y otras etapas auxiliares. 4.1. Algunos requisitos para preamplificadores. 4.2. Un preamplificador universal con transistores. 4.2.1. Las especificaciones del preamplificador universal. 4.2.2. El circuito del preamplificador. 4.2.3. El armado del preamplificador. 4.3. Un preamplificador a válvulas. 4.4. Ecualizadores. 4.5. Un pasadiscos para vinílicos, modelo del 1995. Capítulo 5. El Teatro del Hogar. 5.1. Una breve introducción. 5.2. Audio y Video en el Teatro del Hogar. 5.3. El Teatro del Hogar controlado por computadora. 5.4. La instalación del Teatro del Hogar. Apéndice. Datos útiles para el constructor de equipos de audio. A.1. La reactancia capacitiva para diferentes frecuencias. A.2. Atenuación o ganancia en decibeles. Tensiones y potencias. A.3. Niveles de energía en semiconductores. A.4. Prefijos normalizados por el sistema SI. A.5. Espectro de Frecuencias. A.6. Circuitos varios para equipos de audio. (a)Circuito de amplificador de audio clase A. (b) Circuitos de aplicación para TDA1516Q y TDA1518Q. (c) Un preamplificador con doble triodo. (d) El amplificador QUAD II. .
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Capítulo 1. Introducción al audio. 1.1. El oído humano y la música. La base de toda señal de audio, cualquiera que sea su origen, su medio de transporte o su plataforma analógica o digital, es el oído humano con todas sus virtudes y con todas sus limitaciones. En la figura 1.1 vemos en un corte transversal el aspecto de este órgano tan exquisito del cuerpo humano. La respuesta del oído frente a las señales acústicas, vocales o musicales, no es del todo parejo. Existen importantes limitaciones en cuanto a la frecuencia de los sonidos que llegan a nuestros oídos y son captados o no de acuerdo a una curva de respuesta del umbral de audición. En la figura 1.2. vemos la curva normalizada de este umbral, pero la misma puede cambiar en forma individual de acuerdo a la edad, el sexo y el entrenamiento del oyente y además también de acuerdo a muchas condiciones ambientales que influyen en forma muy importante en la audición. La música, a pesar de tratarse de una expresión artística de variaciones infinitas, es sin embargo una de las disciplinas mejor organizadas y con mayor contenido matemático que podemos imaginar. Esto es desde luego imprescindible si analizamos el problema más a fondo, ya que sin esta organización interna tan rigurosa sería imposible lograr reproducciones musicales fieles al compositor a través de los tiempos y los instrumentos musicales tan variados en diferentes épocas. El
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secreto de este aspecto tan riguroso es la escala musical que en la cultura occidental se caracteriza por estar dividida en octavas que poseen 12 notas cada una. En cada octava las notas poseen una frecuencia del doble o de la mitad de la anterior o posterior. El punto de partida es la nota LA de 440 Hertz y las notas se distancian una de otra con un factor k que surge de la misma definición de la octava. Con este valor de k y con la frecuencia de referencia f = 440 Hertz, la escala central tiene los siguientes valores de frecuencia en sus notas. La frecuencia de las demás notas puede derivarse de los valores indicados de LA = 440 Hz y del factor k. En la Tabla 1.1 indicamos la nomenclatura de las notas en el sistema italiano, alemán y americano. En la argentina se usa el sistema italiano. TABLA 1.1. Las notas de la escala musical. Frecuencia en Hertz
Italiana
Alemana
DO DO# RE RE# MI FA FA# SOL SOL# LA LA# SI DO´
C C# D D# E F F# G G# A A# H C´
Nomenclatura del sistema
American a C C# D D# E F F# G G# A A# B C´
Fórmula
Valor
440 x k -9 440 x k -8 440 x k -7 440 x k -6 440 x k -5 440 x k –4 440 x k -3 440 x k -2 440 x k -1 440 x k 0 440 x k 440 x k 2 440 x k 3
262 277 294 311 330 349 370 392 415 440 466 494 524
En principio todos los sonidos se manifiestan como cambios de presión del aire que nos rodea. En la presencia de equipos de audio, el oído
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reacciona a las minúsculas variaciones de presión que provienen de un transductor acústico que transforma variaciones de señales eléctricas en variaciones de presión de aire. Este transductor es el altoparlante que forma parte ineludible de todo sistema de audio electrónico. El altoparlante recibe una señal eléctrica, la señal de audio, y la transforma en vibraciones del aire que rodea el parlante y que llena el ambiente en el cual actúa. Bajo un punto de vista técnico podemos manifestar que el parlante es un transductor que recibe una señal que representa una tensión en función del tiempo y la transforma en otra expresión equivalente que representa una presión en función del tiempo. Esta presión mueve el aire y mover aire parece fácil, el problema es que todo el proceso descrito debe efectuarse en concordancia con las características del oído y del cerebro humano que son en realidad los destinatarios finales de esta señal de audio y de las vibraciones del aire que producen a través del altoparlante. Si analizamos el problema bajo este aspecto, de repente la situación se complica debido a las características anatómicamente complejas y fisiológicamente delicadas del oído humano y del asombroso alcance que posee. Si enunciamos únicamente las prestaciones del oído nos parecen bastante simples: el rango de frecuencias se ubica en las 10 octavas y el rango dinámico, expresado como rango de potencias respecto al nivel de presión sonora (SPL = sound pressure level), es del orden de los 110 a 120 dB. Sin embargo, si profundizamos la lectura de estos valores un poco, veremos que cada octava duplica las frecuencias de la 10 anterior y que por lo tanto 10 octavas implican un rango de 2 = 1024 veces, aproximadamente de 20 a 20.000 Hertz. Por otra parte un rango dinámico de 120 dB significa una diferencia de nivel entre el sonido más débil y el más fuerte que podemos percibir, de unas 10 12 veces, un millón de millones de veces. Estos valores tan elevados en escalas lineales son reducidos por el uso de una escala exponencial en la relación de frecuencia y octava y de una escala logarítmica en la escala de potencias. Cada 10 dB en esta última escala significa una presión SPL diez veces mayor. Para una reproducción sonora en el hogar se puede considerar como valor normal en el hogar unos 95 dB de SPL y en este caso pueden presentarse picos de potencia en películas con explosiones, choques de automóvil y otros efectos sonoros, de 105 dB. El valor arriba mencionado de 120 dB no es aconsejable de ninguna manera y puede producir daños a la capacidad auditiva de las personas. Más adelante veremos que los niveles de 95 a 105 dB de SPL pueden lograrse en una sala del hogar grande con potencias de 20 a 35 Watt por canal. A todo ello se agrega que el aire que debe moverse por medio de la actuación del parlante se expresa en dimensiones cúbicas de litros, lo que también implica un incremento exponencial de la presión necesaria.
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1.2. El oído humano y los altoparlantes. Para cumplir cabalmente con estos requisitos el altoparlante debe cumplir ciertas normas constructivas. Veamos entonces como debe estar construido el altoparlante básico para poder hacer frente a estas exigencias y sobre todo, cuales son los puntos más débiles en este tipo de construcción. En la figura 1.3 vemos el aspecto de un altoparlante, en corte transversal que permite apreciar los aspectos constructivos más importantes de este componente tan importante. Se observa la bobina móvil con su soporte como elemento receptor de la energía eléctrica de la señal de audio y adosado a ella el cono que transforma esta energía eléctrica en energía mecánica y acústica por la interacción entre el campo magnético del imán con sus piezas polares y la corriente que circula en la bobina móvil. El conjunto de bobina móvil, imán y cono es el centro energético del altoparlante y su rendimiento depende principalmente de la interacción de estos componentes. El campo magnético debe ser lo más fuerte posible para lograr un rendimiento eficiente y para ello se usan materiales especiales que abarcan desde aleaciones metálicas como el Ferroxdure, el Alnico (aleación de aluminio, níquel y cobalto) y otros, hasta compuestos cerámicos totalmente sintéticos basados en neodimio, estroncio, bario u otros. Las piezas polares son de acero de alta calidad que rodean la bobina móvil con su forma de soporte de diferentes materiales (papel, aluminio etc.) e inducen en el reducido espacio del entre hierro el campo magnético necesario para los parlantes del tipo dinámico. Adosado a la bobina móvil se encuentra el cono cuyo material cumple la función de actuar como pistón en este mecanismo electromecánico – acústico. Es ahí donde comienza el primer obstáculo aparente del sistema. Si bien se están usando los más diferentes materiales para el cono, el mismo no puede responder en forma uniforme y pareja ante cualquiera de las más de mil frecuencias que se pueden presentar en la bobina móvil. Cada frecuencia posee una longitud de onda específica, resultado de la conocida expresión L = v/f, donde “L” es la longitud de onda en metros, “v” es la velocidad de propagación del sonido en el aire (unos 340 metros) y “f” es la frecuencia en Hertz. En la Tabla 1.2 vemos las longitudes de onda aproximadas para tonos de diferentes frecuencias. TABLA 1.2. LONGITUD DE ONDA DE DIFERENTES TONOS. FRECUENCIA “f” LONGITUD DE ONDA “L” 30 Hertz (Hz) 11,33 metros (m) 50 Hz 6,80 m 100 Hz 3,40 m 200 Hz 1,70 m 400 Hz 0,85 m 1000 Hz 0,34 m
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4000 Hz
0,085 m
En la propagación, difusión e irradiación de las diferentes frecuencias existe una influencia notable entre la longitud de onda y las dimensiones del cono y de otros accidentes ambientales. Mientras la longitud de onda es mucho mayor que las dimensiones del cono, el mismo se comportará como un pistón verdadero y los tonos de esta frecuencia serán irradiados en forma completamente homogénea y pareja. Sin embargo, cuando la longitud de onda es comparable con las dimensiones del cono, esta irradiación puede sufrir inconvenientes debido a que una parte del cono recibirá una frecuencia, mientras que otra estará recibiendo una frecuencia diferente. Esto produce desde luego una ruptura en la continuidad acústica, con un efecto audible en la música irradiada. En cuanto a los materiales usados para la construcción del cono, debemos destacar que el material más usado en el aspecto histórico y técnico, sigue siendo el papel, sobre todo con diferentes tipos de tratamiento que otorgan mayor o menor grado de elasticidad o solidez al cono, según el uso concreto del mismo en woofers o squawkers (tonos graves y medios). Para el uso en los tweeters de tonos agudos, se usa con mucha frecuencia conos metálicos, algunos con diferentes formas, no cónicas sino esféricas. No obstante esta forma el “cono” o “domo” sigue comportándose como pistón para movilizar la masa de aire circundante. En algunos casos se insiste en un comportamiento esférico, pero esto no es rigurosamente correcto, ya que una esfera debiera expandirse o contraerse en proporción a su distancia de la posición de reposo y ello obviamente no es así. Tanto un “cono” como un “domo” actúan como “pistones”. Con respecto a los “domos” debemos señalar que los mismos tienen su bobina móvil adosada al diámetro periférico del conjunto y no a su centro como las membranas de forma cónica por motivos fácil de visualizar. El “domo” tiene su zona central alejada del área dedicada a la fijación de la bobina móvil. Queda disponible sólo el borde externo para la fijación de esta bobina. Este es uno de los motivos por el cual el diámetro de los tweeter con domo rara vez supera 1 pulgada (25 mm). Para reducir o eliminar el efecto de ruptura acústica es necesario dividir el rango total audible de 10 octavas en subrangos con predominancia o exclusividad de ciertas frecuencias. Una división en tres rangos es habitual, tal como vemos en la figura 1.4. En este caso se designa a los diferentes grupos de parlantes con nombres especiales: los parlantes para frecuencias bajas son los woofer , los parlantes para tonos de frecuencia media son los squawker, y los parlantes para tonos agudos son los tweeter. Los límites entre cada grupo no son valores fijos y dependen en gran parte del diseño del equipo, pero los valores más frecuentes son los siguientes: el cruce (crossover) entre woofer y
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squawker está en los 300 a 600 Hertz, mientras que el cruce entre squawker y tweeter está en los 2000 a 4 000 Hertz. Existe un cuarto tipo de parlantes, los subwoofer, cuyo rango de operación está por debajo de los 150 Hertz, aproximadamente. Debemos recordar que las nuevas plataformas de música digital, como el disco DVD y también la televisión digital DTV, pueden funcionar con 6 canales discretos (separados) de audio y en este caso uno de estos seis canales lleva exclusivamente la información para el subwoofer. Cuando se usan estos tres o cuatro grupos de parlantes, es necesario alimentarlos con las frecuencias que corresponden a su rango de acción. Si un tweeter recibe no sólo las frecuencias altas, sino también otras mucho más bajas, pueden introducirse distorsiones muy difíciles de esconder acústicamente. Para lograr entonces una división de frecuencia adecuada se recurre a los divisores de frecuencia que dan paso sólo a las frecuencias deseadas para cada grupo de parlantes. Se puede usar también amplificadores separados para cada grupo, lo que mejora aún más el efecto beneficioso de la división de frecuencias, si bien a costo de un precio más alto del equipo. En un equipo del tipo HiFi o High End, este incremento del costo es casi inevitable. En algunos casos se usan circuitos de cruce activos y no pasivos para reducir el aspecto costos y como solución intermedia. Cuando se usan varios parlantes en forma conjunta, alimentados de un mismo amplificador o simplemente en forma simultánea, resulta necesario evitar una interacción nociva entre el patrón de radiación de cada uno de ellos. En estos casos es necesario tomar en cuenta la polaridad de la conexión de la bobina móvil de cada uno de ellos, ya que esta conexión afecta la fase la señal irradiada. Parlantes conectados con la fase incorrecta influyen en forma muy negativa sobre la calidad y el volumen sonoro del conjunto. Una de las medidas aconsejadas en toda instalación de teatro del hogar o de equipos de HiFi, es observar y controlar cuidadosamente este aspecto. Para lograr una reproducción acústica de alta calidad es importante también tomar en cuenta los gabinetes dentro de los cuales están ubicados los parlantes y asimismo las condiciones acústicas del ambiente dentro del cual actúan. En cuanto a los gabinetes acústicos existen diferentes variantes, pero todos ellos tienen una función básica que consiste en separar en forma eficiente la radiación frontal de la radiación posterior del cono del parlante. Como ambos tienen fase opuesta, se corre el riesgo de efectos de distorsión muy serios si se pretende usar parlantes sin gabinete o baffle. El efecto final depende de la frecuencia y potencia en juego, pero para una reproducción sonora correcta es imprescindible un montaje adecuado de los parlantes. Para evaluar el comportamiento eléctrico, mecánico y acústico de un altoparlante no es suficiente basarnos en una evaluación puramente empírica por medio de nuestros oídos, también es necesario determinar ciertos parámetros funcionales que enumeramos a continuación. Lo
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hacemos solo a título informativo, debido a que la mayor parte de ingenieros, técnicos y oyentes no dispone del instrumental necesario para efectuar una medición numérica confiable. Sin embargo consideramos que el conocimiento de estos parámetros puede ser útil para la evaluación comparativa de las especificaciones de varios parlantes. Además de la gama de frecuencia que el parlante abarca supuestamente y del SPL (nivel de presión sonora) ya mencionado anteriormente, debemos evaluar los siguientes parámetros: la frecuencia de resonancia del parlante en aire libre (Fs), el factor de mérito Q mecánico (Qms), el factor de mérito Q eléctrico (Qes), el factor de mérito total calculado (Qts), el volumen de aire que tiene la misma compliancia que la suspensión del parlante (Vas), el factor de fuerza magnética del motor (BL), la inductancia de la bobina móvil (LE), la masa móvil (Mmd), la compliancia mecánica (Cm) y la resistencia mecánica (Rm). Muy pocos parlantes son ofrecidos con todas estas características en forma explícita, pero en caso de ver algunas de ellas en algún folleto no está demás de saber de que se trata. En la Tabla 1.3 vemos como ejemplo típico las especificaciones de un parlante subwoofer de fabricación italiana. TABLA 1.3. Especificaciones típicas de un subwoofer de 200 mm de diámetro. CARACTERISTICA VALOR ESPECIFICADO Frecuencia de resonancia Fs 53,8 Hz Eficiencia Nref 0,46% Q mecánico Qms 4,37 Q eléctrico Qes 0,75 Q total calculado Qts 0,64 Volumen de aire Vas 22,7 litros Factor de fuerza magnética BL 5,9 NA Impedancia de bobina móvil 4 ohm nominal Masa móvil Mmd 24,6 kg Compliancia Cm 0,36 mN Resistencia mecánica Rm 1,9 kg s Sensibilidad E 88,6 dB Potencia máxima Pmax 100 Watt La sensibilidad se mide con una potencia de 1 Watt a una distancia de 1 metro. El nivel de la presión sonora (SPL) decrece en 6 dB cada vez que se dobla la distancia, de acuerdo a la Ley cuadrática inversa de los fenómenos naturales. Este cálculo es sin embargo influenciado también por las condiciones ambientales del lugar donde se escucha la música del parlante. Para evaluar correctamente todos los factores es entonces más conveniente medir el nivel SPL por medio de un medidor específico
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en lugar de efectuar cálculos que no toman en cuenta debidamente todos los factores. En cuanto a los efectos ambientales producidos por eventuales rebotes de las ondas sonoras contra las paredes del recinto de audición o de la sala de concierto, grande o chica, el efecto más serio es la reverberación. La reverberación puede ser útil en algunos casos para reforzar ciertos efectos sonoros, como el de la sala de concierto grande o de un ambiente de audición íntimo, pero en todos los casos debe tomarse en cuenta para lograr un efecto musical óptimo. La reverberación es un efecto natural que se encuentra en muchos lugares del mundo como atracción turística, tanto en los Alpes europeos como en los Alpes neozelandeses. Los efectos del eco de la naturaleza pueden ser aceptados o no, o pueden resultar atractivos o no, pero cuando estos mismos efectos invaden el hogar del oyente de la buena música, resulta necesario controlarlos muy cuidadosamente. En un receptor de radio de automóvil, cuya sala de audiencia tiene apenas las dimensiones de la cabina del vehículo, la ampliación del tamaño virtual de audición puede ser muy favorable y a veces también en salas de audición pequeñas puede producirse un efecto parecido. Para poder regular el efecto de la reverberación o del eco natural o artificial existen diferentes métodos que toman en cuenta el tiempo de la reverberación acústica. En la figura 1.5 vemos un listado de los tiempos involucrados en este proceso. Existen en muchos equipos de audio etapas que permiten introducir un retardo artificial en la señal de audio que simula los efectos de la reverberación propia de ciertos ambientes y permite recrearlos en prácticamente cualquier otro ambiente. 1.3. Alta fidelidad. En el segmento anterior se mencionó varias veces los términos de ALTA FIDELIDAD y podemos agregar otros pertinentes como HIGH FI y HIGH END. En un tratado destinado a temas de audio resulta imprescindible definir correctamente estos términos. La designación de las diferentes categorías de audio está perfectamente establecida y normalizada por normas nacionales e internacionales. En casi todos los países existen normas nacionales que sin embargo suelen basarse en normas internacionalmente reconocidas como las normas alemanas del DIN (Deutscher Industrie Normenausschuss), las normas norteamericanas de la EIA (Electronic Industries Association) o las normas del IHF (Institute of High Fidelity). En la Argentina se aplican las normas IRAM (Instituto de Racionalización de Materiales), pero generalmente las mismas indican en su texto el origen que es uno de los antes mencionados. Las normas más mencionadas en toda la literatura técnica relativas a equipos de alta fidelidad, son las normas DIN 45500 y IEC 268.
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Se distinguen en general tres categorías de equipos de audio que deben cumplir con las normas específicas de cada grupo. Se distingue así (a.) Equipos de audio convencionales, (b.) Equipos de audio de alta fidelidad (HiFi) y (c.) Equipos de audio High End. A continuación se indican las normas más importantes de cada categoría. (a)Equipos de audio convencionales. En este tipo de equipos de audio se incluyen principalmente pequeños amplificadores monaurales y estereofónicos con una potencia menor a 6 watts, aproximadamente, y una distorsión armónica total (THD) mayor al 1%. La gama de frecuencias que abarcan estos equipos es limitada generalmente al rango de 100 a 10.000 Hertz (Hz), con límites de –2 dB en cada extremo. En esta categoría entran también equipos de audiocassette y tocadiscos con especificaciones similares. Los límites de WOW (lloro) y FLUTTER (trino) son generalmente mayores al 0,2% y la relación señal - ruido (S/N) es del orden de los 40 dB o menos. Los altoparlantes de estos equipos designados como convencionales, se encuentran muchas veces incorporados dentro de los mismos equipos, pero aún con baffles separados, si no cumplen con los demás requisitos de la categoría HiFi, que veremos más adelante, no pueden considerarse de alta fidelidad. Lo mismo debemos afirmar también con respecto a la potencia de salida, ya que existen en el mercado numerosos equipos de potencia elevada, pero que no cumplen con los demás requisitos de la categoría HiFi. Un caso típico son, por ejemplo, los equipos para disc-jockeys que se destacan generalmente por su elevada potencia de salida, a veces superiores a los 100 a 250 watt de audio y una gran cantidad de controles de entrada para toda clase de reproductores de grabaciones (discos de todo tipo, cassettes, micrófonos, etc.), pero que muy pocas veces poseen una cantidad de parámetros correspondientes al concepto HiFi. Cuando se usan en la categoría “convencional” tocadiscos para discos LP de vinilico, pueden encontrarse entre los pasadiscos de este tipo pick-ups con un peso sobre el disco mayor a los 2 gramos y con cifras de WOW (lloro), FLUTTER (trino), RUMBLE (retumbo) y HUM (zumbido) muy elevadas y hasta molestas. (b)Equipos de audio de alta fidelidad (HiFi). Las normas DIN 45500 y varias otras normas especifican claramente cuales son las condiciones mínimas para poder considerar un equipo de audio incluido en esta categoría. Por cierto es una categoría de muy alto prestigio y muchas veces también de alto precio. Esto desde luego la hace muy apetecible bajo el punto de vista comercial y tanto el fabricante y técnico serio, como desde luego el usuario deben cuidar muy bien que los equipos de audio ofrecidos en esta categoría realmente cumplan las condiciones mínimas exigidas y normalizadas. Las condiciones más importantes se indican a continuación. Los equipos de la categoría HiFi son estereofónicos y poseen como mínimo dos canales de audio. La potencia de salida es mayor de 2 x 6 watts con una
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THD igual o menor al 2%. La gama de frecuencia con una variación de ±1,5% debe ser igual o mejor que 40 a 16.000 Hz. La modulación cruzada debe ser igual o menor al 3% y la relación señal-ruido (S/N) en 20 watts debe ser igual o mejor que 50 dB. La separación de canales en 1000 Hz debe ser igual o mejor que 40 dB y en la gama de 250 a 10.000 Hz debe ser igual o mejor que 26 dB. La sensibilidad de entrada de baja impedancia debe ser igual o mejor que 5 milivolt (mV) sobre 47 kilohm. La sensibilidad de entrada de alta impedancia debe ser igual o mejor que 500 mV sobre 470 kilohm. Los parlantes deben estar ubicados en baffles separados y deben poseer los tipos de woofer, squawker y tweeter necesarios para cumplir con los requisitos de respuesta de frecuencia arriba indicados. Debemos recordar desde luego, que los equipos auxiliares y complementarios de sintonizadores, pasadiscos, pasacassettes y otros, deben estar en concordancia con las normas generales y específicas de este sector importante del audio. Uno de los equipos auxiliares muy importantes en este aspecto son los ecualizadores los cuales deben cumplir también con las normas y reglas de la categoría. En un caso típico se puede lograr efectos muy interesantes sobre todo en equipos de radio del automóvil de alta fidelidad que permiten crear los más variados efectos sonoros por medio de los ajustes necesarios. En la figura 1.6 vemos un aspecto de estos efectos en un equipo de Alpine para radio de automóvil de alta fidelidad que posee siete diferentes modos funcionales para poder disfrutar en las reducidas dimensiones del habitáculo del automóvil de los efectos sonoros más diversos: dos modos de sala de concierto, dos modos de estadio, efecto de catedral, efecto de disco bailable y el efecto de la música en vivo y directo. Este tipo de procesador puede estar también presente en equipos estacionarios del hogar y no está limitado a los equipos móviles de la radio del automóvil. (c) Equipos de audio High End. La categoría de mayor calidad y exigencias es la del High End. Se trata en principio de los equipos que cumplen ampliamente las condiciones de HiFi, pero que además poseen algunas características y especificaciones adicionales. Por lo pronto se descartan en esta categoría todas las plataformas que incluyen un proceso de compresión de señal. Esto deja como aprobado únicamente el disco CD (Compact Disc) y el cassette con cinta magnética del tipo DAT (Digital Audio Tape). Todas las restantes plataformas digitales en vigencia poseen algún grado de compresión de señales y por lo tanto quedan descartadas. Se acepta y se privilegia en esta categoría los amplificadores basados en válvulas ya que poseen varias características inherentes que favorecen una reproducción de la más alta fidelidad. Más adelante volveremos sobre este tema con todo detalle y profundidad.
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Otro renglón que merece una atención especial en esta categoría son los cables de conexión debido a que su construcción y sus dimensiones pueden influir notablemente en la calidad final de la reproducción sonora. Esto es especialmente cierto en los cables usados para la conexión de parlantes que en algunos equipos deben transportar una corriente de audiofrecuencia de varias decenas de amperes y por lo tanto deben estar debidamente diseñados para este fin. Este aspecto es aplicable también a los equipos HiFi en general, pero en los equipos High End es simplemente ineludible. 1.4. Algunas observaciones sobre las especificaciones técnicas. Una de las primeras indicaciones se suele referir a la potencia de audio de salida que es expresada en WATTS RMS. Esto es muy importante tomar en cuenta debido a que existen varias formas de indicación de potencia, pero sólo la indicada es válida para equipos de alta fidelidad. En algunos casos se especifica también que esta potencia es la que se obtiene del amplificador durante por lo menos 10 minutos, entregada a una carga especificada y con una distorsión especificada. En muchos anuncios comerciales se encuentra alguna de las siguientes expresiones: Potencia RMS, Potencia Musical, P.M.P.O. (Peak Musical Power Output), Potencia Musical de Cresta, Potencia Continua, Potencia Nominal, Potencia de Recorte, Potencia Máxima, Potencia con Programa, y otros. En la Tabla 1.3 vemos las definiciones técnicas de estas y otras designaciones, incluidas algunas en inglés y otras en alemán, los cuales son usados en algunos equipos y a veces en la prensa técnica.
TABLA 1.3. Especificaciones sobre potencia de audio. DEFINICION PARA 1 DEFINICION PARA 2 POTENCIA RMS POTENCIA MUSICAL DEFINICION TÉCNICA: DEFINICION TECNICA: es la potencia que se es la potencia que se obtiene al aplicar la obtiene si se aplica la tensión eficaz E eficaz a tensión eficaz con una la resistencia de carga distorsión menor al 5% a durante 30 segundos. la resistencia de carga, con la tensión de la fuente constante. POTENCIA SINUSOIDAL POTENCIA DINAMICA POTENCIA CONTINUA POTENCIA IHF POTENCIA NOMINAL
POTENCIA con PROGRAMA POTENCIA de RECORTE E.I.A. POWER
salida en equipos de DEFINICION PARA 3 POTENCIA MAXIMA DEFINICION TECNICA: es el doble de la potencia musical.
POTENCIA DE CRESTA PEAK MUSICAL POWER OUTPUT PMPO POTENCIA DE PICO
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RMS – POWER
MUSICAL OUTPUT Sinus Dauertonleistung Musikleistung
POWER POTENCIA MUSICAL DE CRESTA Spitzenmusikleistung
Se observa que las designaciones y sus significados son varios, motivo por el cual es necesario tomarlas muy en cuenta en su verdadera acepción. Una letra o una palabra pueden modificar todas las características de un equipo, sobre todo en su valor comercial. Esto es desde luego uno de los motivos de esta abundancia de términos que puede a veces confundir al cliente. Como regla básica, pero no exclusiva ni excluyente, el usuario debe pensar que un equipo que habla de PMPO en sus especificaciones es en principio menos serio que otro que habla de POTENCIA RMS. El término PMPO es el más impresionante de los valores designados, pero también el menos correcto. En la figura 1.7 vemos los anuncios de tres equipos estereofónicos de la misma marca. Obviamente sólo uno está dirigido al mercado profesional, los otros dos son para “Doña Rosa”, con el respeto debido que merece este término. Esto también permite ilustrar que el solo hecho de tener una marca determinada, por ilustre que sea, no garantiza un equipo de máximas especificaciones. Estamos convencidos desde luego que las marcas serias entregan los equipos de acuerdo a sus especificaciones, pero es el consumidor quien debe decidir si las especificaciones de un equipo determinado son los que más le interesan. Para ilustrar este punto de vista señalamos que el equipo que se anuncia como tener una potencia RMS de 100 watt, en PMPO tendría 2,8 veces más: 280 watt. Con una agravante, que es el porcentaje de la distorsión (Total Harmonic Distorsion = THD) de cada uno de estos equipos. Si el equipo de 100 watt RMS cumple con la condición de una THD menor al 1%, puede considerarse de HiFi, pero si no es este el caso, no entraría en esta categoría. Se observa que en el anuncio de la figura 1.7 no se menciona el valor del THD en ninguno de los tres equipos. El usuario deberá interesarse por este valor antes de comprar. Con respecto a la distorsión armónica total es interesante también tomar en cuenta todo el conjunto del equipo de audio, incluido el reproductor de cassettes o discos que se piensa incluir en el mismo. Recuerde que un disco CD tiene una distorsión menor al 0,003% y por lo tanto, conectar el lector de CD a un amplificador de características mucho menores va a deslucir el rendimiento del CD en forma bastante severa. Con respecto al rango de frecuencias que debe cubrir el equipo de audio moderno dentro de una atenuación menor al 1,5 dB, se indica actualmente límites de 20 a 20.000 Hertz, ya que estos son los valores de las actuales plataformas digitales de audio. La industria del audio se ha adaptada a estos valores y la mayoría de los equipos excede los mismos ligeramente.
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En cuanto a la influencia de los controles de tono que pueden alterar la respuesta en frecuencia del equipo o en su defecto los ecualizadores gráficos o paramétricos que se encuentran en muchos equipos o se agregan a los mismos, debemos señalar que los mismos pueden afectar el rendimiento en forma beneficiosa o perjudicial, según la posición de sus ajustes. En la figura 1.8 vemos una lista de las frecuencias de audio, de las más bajas hasta las más altas, con la indicación de la influencia que tienen en sus valores los diferentes ajustes. Se observa que un exceso o una falta de alguna frecuencia puede afectar la calidad tonal del equipo en forma bastante pronunciada. Datos especiales para equipos High End. Algunos equipos modernos poseen prestaciones que no están previstas en las especificaciones originales de equipos HiFi, pero debido al avance técnico del rubro audio HiFi y High End, estas prestaciones son cada vez más frecuentes en los equipos comerciales. De hecho en la categoría High End solo entran como generadores de señal el disco CD y la cinta magnética DAT. Los discos MD (Mini Disc) y DVD (Digital Versatil Disc) no son por ahora aceptados por tener sistemas de compresión de señal y lo mismo sucede también con el DCC (Digital Compact Cassette). Del lado de los amplificadores y parlantes solo pueden aspirar a la categoría High End aquellos que reúnen las especificaciones más exquisitas del rubro. Una de las categorías de equipos corresponde a los aprobados por el THX (Tomlinson Holman Experiment) que es un conjunto de especificaciones muy especiales en el tema de alta fidelidad y sólo los productos que pasan airosamente por las pruebas que efectúa la entidad que representa al THX, pueden llevar este símbolo. Desde luego entran en la categoría del High End. Muchos amplificadores a válvula entran también en la categoría del HiFi y High End, sobre todo en la actualidad ya que este tipo de amplificador suele ser diseñado expresamente para estas categorías. En los Capítulos siguientes nos ocuparemos de este tema con detalle y profundidad. 1.5. La cadena de amplificación de audio. Una vez establecidas las normas de equipos de audio y su división en ciertas categorías de calidad y prestaciones, podemos analizar más detenidamente los componentes que integran una cadena de amplificación de audio, cualquiera que sea su categoría. En la figura 1.9 vemos en forma esquemática una cadena típica de amplificación de audio. El punto de partida en todas las cadenas es una fuente de audio, ya que el amplificador de audio sólo se ocupa de amplificar y procesar señales de audio, que, como vimos más arriba, se extienden de 20 a 20.000 Hertz, aproximadamente. De esta manera estos dispositivos de entrada, marcados con (1) en la figura, pueden ser pasadiscos para discos de audio de toda índole, incluyendo discos
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analógicos LP (Long Play) de vinílico, discos digitales CD, MD, DVD y otros, cinta magnética en cassettes analógicos CC (Compact Cassette) o digitales (DCC, DAT, etc.) o en carretes abiertos, micrófonos o sintonizadores de AM o FM, o eventualmente de TV. Esta última variante tiene especial importancia en las instalaciones del Teatro del Hogar. En estas veremos más adelante que se usa muchas veces simples receptores de señales de audio y video sin dispositivos de display como tubos de imagen o paneles de plasma o similares, debido a que las señales de video captadas por el receptor o provistas por discos de audio/video, como el disco DVD, por ejemplo, son proyectadas por medio de un proyector especial sobre una pantalla blanca, en forma similar al cinematógrafo. Una vez que las señales de audio entran a esta cadena de amplificación de audio con sus amplitudes e impedancias correctas, son elaboradas en el sector (2) que actúa como preamplificador y controlador a los efectos de plasmar en forma adecuada y en concordancia con el material entregado y el gusto del oyente, las señales de audio en cuanto a volumen y tonalidad. Este último ajuste se puede efectuar en los equipos sencillos simplemente por el clásico control de tono que en realidad solo afecta el recorte de agudos en su versión más simple o por ecualizadores paramétricos o gráficos que dividen la banda de audio en varias sub bandas que son elaborados en más o en menos por el ecualizador. De esta manera se puede acentuar o atenuar algunas frecuencias o bandas de frecuencia dentro del espectro de audio y lograr efectos especiales al gusto del oyente. Una vez debidamente procesadas las señales de audio son llevadas al amplificador de potencia que las amplifica al nivel deseado en cada caso. El amplificador de audio de potencia puede funcionar sobre la base de semiconductores o sobre la base de válvulas. Estos últimos siguen en plena vigencia y son elegidos por un núcleo muy selecto de conoisseurs que aprecian debidamente algunas de las características que han permitido que los amplificadores de válvula hayan entrada en la categoría del High End. Mencionaremos aquí por primera vez en esta obra algunas de las causas que permiten a las válvulas llegar a este lugar de privilegio, pero más adelante analizaremos este tema con mayor detalle aún. En principio podemos observar que el sonido tan agradable y por muchos conocedores considerado “dulce”, se debe a que los amplificadores de válvulas, cuando producen distorsiones por algún motivo, estas distorsiones son armónicas pares de segundo orden. En cambio en los amplificadores sobre la base de semiconductores, las eventuales distorsiones que se pueden producir bajo las mismas circunstancias son del tipo de armónicas impares. Ahora bien, muchos pasajes de música poseen armónicas pares en función de su composición e instrumentación y estas armónicas pares se integran en forma plácida al conjunto de la música, en cambio la presencia de armónicas impares
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puede introducir efectos desagradables y disonantes al oído musical de la mayoría de las personas. Este efecto es especialmente molesto en pasajes prolongados de música y es muy notable tanto por el oyente especializado como por el novicio. Debemos aclarar, desde luego, que este efecto se produce solo en casos muy especiales pero su presencia induce al amante de la buena música a privilegiar el amplificador a válvulas en contraste con el de semiconductores. Para dar una idea sobre la creación de armónicas en amplificadores a válvula podemos indicar que en una etapa amplificadora de un triodo simple, por ejemplo una válvula 2ª3, la segunda armónica tiene una amplitud de –30 dB (3,16%), la tercera armónica baja a –50 dB (0,3%), la cuarta armónica baja a –70 dB (0,03%) y la quinta armónica tiene una amplitud imperceptible (menor al 0,01%). El problema es más severo en otros tipos de amplificador y podemos anotar que las armónicas que mayor disonancia producen son la séptima, la novena, la décimo primera, y las armónicas 13, 14, 15, 17, 18, 19, 21, 22, 23 y 25. Con una frecuencia fundamental de 250 Hz, la armónica N° 25 tiene una frecuencia de 6250 Hz y es por lo tanto perfectamente audible. En los circuitos de audio basados en transistores existen desde luego también motivos para que aparezcan distorsiones en la señal de audio de salida, pero en estos circuitos las causas pueden ser diferentes y las consecuencias también. En un circuito de audio típico pueden usarse circuitos casi complementarios para lograr una potencia más elevada y lograr un rendimiento mayor de los componentes activos. En estos circuitos pueden existir muy ligeras faltas de continuidad en la característica de transferencia en el punto de cruce debido a una asimetría inherente en estas etapas. Estas pequeñas faltas de continuidad pueden sin embargo manifestarse como distorsiones de armónicas impares cuya presencia es sumamente molesta bajo el punto de vista musical y por lo tanto muchas personas opinan que el amplificador a válvulas funciona mejor al no producirse distorsiones armónicas impares de importancia en estos circuitos. Cuando tratemos los circuitos de ambos tipos de amplificador veremos este aspecto con mayor detalle, pero conviene destacar desde ya que existen motivos por los cuales debemos cuidar más la realización de amplificadores de estado sólido que la de las válvulas. Con el cuidado y aumento de costo respectivo que ello implica, es factible realizar amplificadores de buena calidad tanto con semiconductores como con válvulas, pero conviene saber que con los transistores pueden presentarse problemas cuya solución debe estudiarse muy cuidadosamente. El oído humano es muy sensible a las armónicas impares que pueden producir disonancias en la música y por lo tanto el amante de la buena música tratará de usar el amplificador cuyo sonido le resulte más grato. Para ilustrar la importancia que se asigna a este tema en las marcas de mayor prestigio de equipos de audio vemos en la figura 1.11 un reproductor de discos CD en conjunto con un amplificador a válvulas de
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la marca Dynaco que resalta una vez más este aspecto. La tendencia en equipos comerciales de unir un reproductor de CD con un amplificador a válvulas no es muy difundida, pero no nos consta que en los equipos fabricados para un cliente en particular, un equipo “custom”, esta modalidad no tenga una difusión bastante amplia. En el Capítulo 3 nos ocuparemos muy detenidamente con los amplificadores de audio, su funcionamiento, su construcción y su evaluación, pero previamente consideramos oportuno repasar un poco el modo de funcionar de válvulas y semiconductores y también evocar un poco la historia técnica que nos condujo a ambos. Capítulo 2. Válvulas, semiconductores y circuitos integrados. 2.1. Un poco de historia. Cuando el 27 de Agosto de 1920 a las 21 horas comenzó la primera transmisión comercial de radio del mundo desde el Teatro Coliseo de la Ciudad de Buenos Aires, con la ópera Parsifal de Richard Wagner, ya se usaban válvulas en el transmisor rudimentario de Radio Argentina S.A. y semiconductores en los apenas 20 receptores repartidos entre amigos de los organizadores de este evento histórico. Se atribuye generalmente a la estación KDKA de Pittsburgh, Estados Unidos, este honor, pero la verdad es que la transmisión de Radio Argentina tuvo lugar 10 semanas antes que la transmisión de KDKA. Lo que sucede es que esta radio de Estados Unidos tenía una licencia y efectivamente fue la que efectuó la primera transmisión de una estación con licencia. En cambio Enrique Telémaco Susini y sus colaboradores en Radio Argentina transmitieron sin licencia debido a que las autoridades argentinas aún no habían implantado el sistema de licencias. Cuando ello sucedió finalmente en 1923, la primera licencia le fue otorgado a Radio Argentina, pero en esta época ya existían también otras estaciones de radio que recibieron sus respectivas licencias. Tal es así que en 1922 se sumó a Radio Argentina otra pionera, Radio Cultura, y en 1925 existían en Buenos Aires ya 12 estaciones de radio y 10 más en el Interior. En 1930 se empezaron a organizar las cadenas de radio, entre ellas Radio El Mundo, Radio Splendid y Radio Belgrano. Los receptores de radio de esta época fueron similares a la radio a galena de 1925 que vemos en la figura 2.1, y a la radio a válvulas de 1931 que vemos en la figura 2.2. En muchos casos esta última estaba acompañada por un tocadisco a cuerda para discos de shellac de 78 RPM (revoluciones por minuto) que vemos en la figura 2.3. Estos fueron los comienzos prácticos del audio y de la radio en el mundo, pero bajo el punto de vista técnico-histórico debemos remontarnos a épocas más tempranas aún. En la tabla 2.1 vemos una apretada síntesis de estos
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acontecimientos que forjaron la electrónica de Consumo tal como la conocemos hoy. Debemos recordar que los receptores de radio a galena funcionaban sobre la base de un detector semiconductor de cristal de galena de sulfuro de plomo (PbS) que igual que otros semiconductores similares, efectuaba la detección de las señales de radio moduladas en amplitud de esta época. TABLA 2.1. Datos históricos semiconductores. SEMICONDUCTORES Karl Ferdinand Braun (18501918), Premio Nobel 1909, mostró características eléctricas en cristales. Edmond Becquerel (18781953), Michael Faraday y otros descubren la semiconductividad.
para el desarrollo de válvulas y Año 1876
VALVULAS
1880
1883
Thomas Alva Edison (18471931), descubre el efecto Edison, base de la emisión electrónica en válvulas,
1904
John Ambrose Fleming (1849-1945) descubre el diodo al vacio, basado en el efecto Edison. Lee De Forest (1873-1961) descubre el triodo, El Mayor Edwin Howard Armstrong (1890-1954) inventa el superheterodino. La etapa conversora del mismo es la primera compuerta lógica “Y”. Irving Lamuir (1881-1957) desarrolla el amplificador a válvula. Armstrong inventa y patenta la radio de FM. RCA desarrolla la válvula 2A3. Western Electric desarrolla el triodo de potencia WE300B.
1906 1918
1920 1933 1938
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Jack Scaff y Henry Theurer de los Laboratorios Bell descubren áreas positivas y negativas en el silicio. Base del uso del silicio en semiconductores. William Shockley anota en sus apuntes que “un semiconductor puede tener propiedades de amplificador”. Dr. William Shockley (19101989), Dr. John Bardeen (19081991) y Dr. Walter Brattain (1902-1987) comunican su invento, el transistor, en los Laboratorios Bell de los Estados Unidos. Se desarrolla el transistor de juntura que es más confiable y más fácil de producir que el transistor de efectos de puntas. Simposio al cual asisten entre muchas otras, las firmas General Electric, Texas Instruments y Sony, para difundir los pocos conocimientos que había en aquel entonces sobre semiconductores. Se desarrollan las primeras obleas de cristales de silicio, base del circuito integrado. Sobre estas bases se crean más adelante los “chips” de circuitos integrados. Texas Instruments fabrica y vende transistores de silicio. Carl J. Frosch y L. Derrick de los Laboratorios Bell descubren técnicas nuevas para la introducción en forma controlada de impurezas en materiales semiconductores.
1939
Diciembr e de 1939 23 de Diciembr e de 1947
1947 1951
1952
1953
1953 1954
D. T. N. Williamson crea el amplificador que lleva su nombre.
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Los inventores del Transistor, 1956 Shockley, Bardeen y Brattain, reciben el Premio Nobel. Sony fabrica primero el primer 1957 receptor de radio a transistores (modelo TR-55) y después el primer receptor portátil a transistores (modelo TR-63). Comenzó la era de la radio 1963 transistorizada. 1975
1990
Nuevamente se encuentran los 1995 Beatles y los Rolling Stones, esta vez a través del CD.
Mullard desarrolla el amplificador modelo Mullard 5/20. Los Beatles y los Rolling Stones se encuentran y hacen historia musical. Ante el avance de las técnicas de semiconductores, las válvulas pierden interés comercial y en muchas fábricas productoras se efectúan pequeñas ceremonias al producir las “últimas válvulas”. Las válvulas son “redescubiertas” por el sector “High End” del audio y se reanuda primero el uso de válvulas con algunos stocks antiguos y después se vuelve a la producción en las fábricas especializadas de todo el mundo. Se vuelven a fabricar las válvulas “clásicas” de la historia (por ejemplo 300B, 6L6 y muchas otras). Algunas de las marcas son: Western Electric, Svetlana, Sung Chiang y otras de origen checo, chino, ruso y americano.
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1998
En el número de Septiembre de la revista Stereo-Review, página 10 se publica un comentario de Kevin Hayes, Presidente de la Cia. Valve Amplification Company, referente a un nuevo modelo del Teatro del Hogar, basado en válvulas. Precio: $ 25.000.-
Se observa que el desarrollo de válvulas y semiconductores tiene sus rasgos paralelos y también sus discrepancias. Resulta sin embargo típico el dicho de uno de los técnicos de los Laboratorios Bell, el Ing. J. R. Pierce, quien había sido el que le dio el nombre al transistor y quien manifestó que “La naturaleza aborrece a los tubos al vacío”. Pierce se refería al hecho que en el mundo en que vivimos no existe el vacío en forma natural, solo es producido por el hombre. En cambio si existen los conductores y semiconductores en forma natural. El silicio es el material más frecuente en esta tierra, ya que las montañas y la arena en la costa del mar, están constituidos por compuestos de silicio. Las objeciones y comentarios sobre procesos de fabricación y obtención de materia prima no son sin embargo argumentos valederos cuando debemos evaluar las ventajas o desventajas de algún producto, al menos no por sí solos. Los automóviles tampoco existen en forma natural, pero nadie va discutir su utilidad. El progreso del hombre y de su civilización está basado justamente en aquellos desarrollos que alejan al hombre de su ambiente natural y lo hacen más elevado materialmente y espiritualmente que la simple, pero maravillosa, naturaleza que lo rodea. Al menos este autor quiere creer en esta circunstancia. Con respecto al nombre del “transistor” creemos conveniente hacer también un pequeño comentario. Estamos convencidos que este nombre es muy adecuado para establecer la categoría del producto. El nombre del transistor es una conjunción de “transferencia” y “resistor” y se diferencia por completo de las designaciones usadas para válvulas al vacío que tienen nombres que terminan en “tron”, como “magnetrón”, “pliotrón”, “kenotrón” y otros en clara referencia a los “electrones” que se mueven en el espacio vacío de las válvulas. En el caso del “transistor” se asimila su comportamiento al gran grupo de componentes, como el “resistor”, “inductor”, “capacitor”, “conductor” y “semiconductor”, donde en todos los casos existen materiales sólidos en los cuales se realiza el pasaje de los electrones. Creemos entonces que este nombre es el adecuado y debemos respetarlo. En la época en la cual se daba a conocer el nombre del transistor una revista técnica Argentina trataba de promover una campaña con la intención de
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modificar este nombre por razones no muy claras, presuntamente de carácter lingüístico, pero ante la resistencia de los lectores se aprobó el nombre original y el tema muy pronto perdió todo interés y actualidad. 2.2. El mundo de las válvulas. 2.2.1. Al comienzo estaban los diodos. El motor que mueve a las válvulas, es el efecto termoiónico descubierto por Edison en 1883, como vimos en la Tabla 2.1. Este efecto es producido al calentarse un filamento metálico que despide electrones en este proceso, que forman una nube alrededor de este filamento. Si se conecta una batería entre este filamento y una plaquita a cierta distancia del filamento, los electrones que escaparon del filamento son reemplazados por electrones que provienen de la batería y se establece una corriente entre el filamento y la placa. Esta disposición se denomina diodo. En la figura 2.4 vemos el esquema de varios tipos de válvulas, entre ellos el diodo de calentamiento directo e indirecto y otros tipos de válvulas que serán explicados a continuación. En este caso el filamento es llamado cátodo y es conectado al polo negativo de la fuente de tensión, mientras que la placa es llamada ánodo y es conectado al polo positivo de la fuente de tensión. En muchos casos se usa un método de calefacción indirecta en el cual el filamento solo actúa como calefactor y no es el emisor de los electrones sino está rodeado de un cátodo que es el emisor. En muchos equipos de audio modernos se usan tanto válvulas con calefacción directa (el filamento actúa como cátodo), como indirecta donde existe un filamento rodeado por un cátodo externo. Los materiales principales para el uso en estas funciones son los siguientes: filamento usa el tungsteno o el tungsteno toriado donde el metal del tungsteno posee impurezas de óxido de torio que es sometido a un proceso térmico que ubica los óxidos como una capa fina en la superficie del tungsteno. Para las válvulas de calentamiento indirecto se usa un cátodo de níquel o una aleación de níquel que es cubierto por capas de bario y estroncio. Estos materiales capacitan al cátodo a una emisión muy abundante aún con bajas temperaturas y de esta manera consumen menos corriente y prolongan la vida útil de la válvula. El conjunto de filamento y ánodo o filamento, cátodo y ánodo está encapsulado en vidrio en un ambiente al vacio. Los diodos permiten el flujo de la corriente en un solo sentido, del cátodo al ánodo. De esta manera permiten una rectificación de la corriente alterna que solo puede circular en el semiciclo positivo. Sin embargo es posible incluir dos diodos en el mismo recipiente de vidrio y entonces uno de los diodos permite la circulación cuando el otro está bloqueado, debido a que son alimentados con corrientes en contrafase. Este sencillo método constituye una rectificación de onda completa, mientras que un diodo único, solo produce una rectificación de media onda. El uso de dos diodos en un circuito de rectificación de onda
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completa como el que vemos en la figura 2.5, aumenta entonces el rendimiento del circuito. La alimentación de corriente alterna a las placas de ambos diodos se realiza en contrafase, quiere decir que cuando un ánodo recibe un semiciclo positivo y conduce, el otro ánodo recibe el semiciclo negativo y no conduce. De esta manera se duplica el funcionamiento de la etapa. En una frecuencia de red de 50 Hz, el ciclo de trabajo de cada ánodo es desde luego de esta frecuencia, pero el ciclo de trabajo de la válvula en conjunto es de 100 Hz, ya que se produce conducción y rectificación en ambos semiciclos de la corriente alterna. El incremento de la frecuencia mejora las condiciones del filtrado ya que la componente residual de 100 Hz se deriva a masa a través de los capacitores de la fuente con mejor resultado en 100 Hz que en 50 Hz. Ejemplo de aplicación: Un capacitor electrolítico de 100 µF (microfarad) tiene una reactancia capacitiva X C = 1 / 2πfC de 31,8 ohms en 50 Hz y de solo 15,9 ohms en 100 Hz. Esto facilita el retorno de la componente alterna a masa. Los diodos permiten una rectificación de corrientes alternas de una gama muy amplia de frecuencias, tanto para los 50 Hertz (Hz) de la corriente eléctrica domiciliaria, como para señales de radiofrecuencia de prácticamente cualquier frecuencia. La construcción de los diodos debe adaptarse sin embargo a su frecuencia de uso y puede ser muy distinto para 50 Hz que para 10 Megahertz (MHz). Algunas válvulas rectificadoras no poseen un vacio sino contienen en su interior un gas. Estas válvulas diodos con gas poseen una resistencia interna muy baja y su salida puede ser más constante que las rectificadoras al vacío. Se usan en aplicaciones especiales. 2.2.2. Los triodos. Muy pronto se pensó que debía ser posible regular el flujo de electrones entre cátodo y ánodo, llamado también corriente de placa. Para este fin se intercala en el camino de los electrones un tercer electrodo, la grilla, que permite una regulación de la corriente de placa debido a que una tensión negativa rechaza los electrones que tienen la misma polaridad. En cambio una tensión menos negativa o cero o positiva ofrece diferentes grados de rechazo y aún de atracción para los electrones emitidos por el cátodo. En la figura 2.6 vemos este tipo de construcción que da lugar al triodo por el uso de tres electrodos: Cátodo, Grilla y Placa. Mientras la polarización de la grilla se mantiene en el rango negativo, la misma no consume ninguna corriente y la tensión aplicada a la grilla puede ser muy débil. No obstante en la placa si existe una corriente que es función de la tensión aplicada a la grilla. Esto constituye una amplificación de la tensión de grilla. Cuando esta tensión es una señal de audio o radiofrecuencia, la corriente de placa es un fiel reflejo de esta señal. Tenga en cuenta sin embargo, que la tensión de placa es
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más alta cuando no hay corriente y más baja cuando si hay corriente de placa, debido a la caída de tensión producida en la resistencia de carga, como vemos en la figura 2.7. Esto significa que la tensión de placa está invertida en 180 grados (en contrafase) con respecto a la tensión de grilla. La válvula triodo amplifica e invierte en la placa la señal aplicada en la grilla. Ambas propiedades son usadas en diferentes aplicaciones prácticas de las válvulas. El comportamiento de cada triodo depende de su construcción interna, la superficie de los electrodos y sobre todo de la distancia entre ellos. También intervienen los valores de tensión de grilla y placa que permiten usar y la corriente de placa que toleran. Estos factores pueden expresarse en forma matemática por medio de tres magnitudes: Factor de amplificación “ µ”, Resistencia interna “Ri” y Pendiente “S” de la válvula. En algunos manuales de válvulas se usa las letras g m en lugar de S, pero ambos símbolos significan transconductancia o pendiente. Estos tres parámetros están relacionados entre sí por medio de la siguiente expresión que fue introducida por Barkhausen: µ = Ri . S Se define el factor de amplificación como la relación de las variaciones en las tensiones de grilla y de placa para lograr el mismo cambio en la corriente de placa. Si una variación de 2 volt en la tensión de grilla produce el mismo cambio en la corriente de placa que un cambio de 40 volt en la tensión de placa, entonces el factor de amplificación µ es 20. Se suele expresar esta situación de la siguiente manera. µ = ∆ Up / ∆ Ug, donde ∆ Up es la variación en la tensión de placa y ∆ Ug es la variación en la tensión de grilla que produce la misma variación en la corriente de placa Ip. De lo expuesto surge que µ = Ri / S = ∆ Up / ∆ Ug. Estas relaciones permiten hallar también a Ri y a S de la siguiente manera. Con tensión de grilla constante Ri = ∆ Up / ∆ Ip y la pendiente S, también llamada transconductancia y expresada en mA/V, es la siguiente S = µ / Ri = ∆ Ip / ∆ Ug. En muchos casos la transconductancia es expresada en microsiemens (µS) que es equivalente al mA/V, guardando las dimensiones. Por ejemplo una transconductancia puede ser de 3 mA/V = 3000 µS = 3000 micromho. La transconductancia o pendiente expresa en cuantos miliamperes (mA) va a cambiar la corriente de placa Ip por cada volt de cambio en la tensión de grilla Ug. Los valores definidos de µ, S y Ri permiten evaluar el comportamiento de cada válvula en el puesto de trabajo en el cual deseamos disponerla. Una válvula puede funcionar como amplificadora de tensión para incrementar el valor de la amplitud de la señal o puede funcionar como amplificadora de potencia para lograr el valor de potencia que necesitamos en un determinado equipo para excitar los parlantes y en cada caso se necesitan válvulas diferentes, adecuadas para esta
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función. Existen otras aplicaciones de válvulas, como por ejemplo su función de osciladora, mezcladora o adaptadora de impedancias y en cada caso es necesario seleccionar cuidadosamente la válvula adecuada para esta función. El valor de la frecuencia de trabajo es sin duda también un parámetro importante que influye en forma decisiva en la selección de cada válvula. Los valores de Ri, S y µ pueden representarse en forma gráfica de tal manera que de este conjunto de parámetros se pueden sacar importantes deducciones sobre el comportamiento de cada válvula en cada función. En la figura 2.8 vemos una curva típica para un triodo amplificador de tensión. En este gráfico vemos la relación entre corriente de placa y tensión de grilla con el valor de la tensión de placa constante. Se observa que sólo una parte de este gráfico sigue una línea recta, la parte inferior es significativamente curvo. Esto implica que debemos hacer trabajar esta válvula de tal manera que solo se desarrolle la señal en la parte recta de la característica para evitar distorsiones severas. Se logra este trabajo por medio de una polarización adecuada en grilla de tal manera que el punto de trabajo se ubique en el centro de la parte recta. En el caso de la figura 2.8 sería en –3 volt, siempre que la señal de entrada aplicada a la grilla tenga una amplitud menor a 6 volt de cresta a cresta. Un valor de 5 volt cresta a cresta sería adecuado. Para hallar la ganancia de una etapa a válvula se puede usar una expresión muy sencilla que es aplicable a cualquier tipo de válvula. La ganancia G es entonces G = (µ . Rp) / (Ri + Rp), donde G es la ganancia de la etapa µ es el factor de amplificación Rp es el resistor de carga que se encuentra en serie con la Placa válvula.
Ri es la resistencia interna de la
Las magnitudes µ y Ri son las que ya habíamos visto más arriba como parte de la fórmula de Barkhausen y Rp es un valor que debemos establecer en el diseño de la etapa. En muchos Manuales de Válvulas se indican los valores recomendados para diferentes tensiones de placa y otras consideraciones. Más adelante veremos aplicaciones prácticas de estos conceptos. Cuando se usa las válvulas para amplificar frecuencias altas, el valor de la capacidad interelectródica empieza tener importancia. Si bien este valor es reducido, tal vez de solo 2 picofarad (micro micro farad), este valor puede ser importante en una frecuencia de 100 MHz. Como se sabe, la reactancia capacitiva en ohms se expresa como X c = 1 / 2πf. C.
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En consecuencia un capacitor de 10 picofarad tiene una reactancia capacitiva de 159 ohms en 100 MHz. A su vez un capacitor de 2 picofarad tiene en las mismas condiciones 795 ohms. Este valor puede ser significativo en un circuito de radiofrecuencia y desde luego va a ser más bajo aún en frecuencias más altas. En muchos amplificadores de audio se usan triodos de potencia en la etapa de salida debido a las características excelentes de este tipo de válvula en esta posición. Los triodos de potencia más frecuentes son: 211, 300B y similares, 3CX300A1, 572, SV572, 811, 2A3, SV811-10 y otros. 2.2.3. El tetrodo. Para reducir la capacidad interelectródica en válvulas se introdujo una grilla más entre la grilla de señal y la placa. Este tetrodo de cuatro electrodos posee un comportamiento mejor en altas frecuencias debido a que se divide la capacidad entre placa y grilla en dos capacitores en serie, lo que reduce su valor real. En la figura 2.9 vemos este efecto de la grilla pantalla en forma esquemática. En la figura 2.10 vemos sin embargo que en este caso se produce otro fenómeno debido a la polaridad positiva de la grilla pantalla. La misma atrae de nuevo algunos electrones que rebotan de la placa y esto es considerado una emisión secundaria. Las consecuencias indeseadas de este efecto son tratadas más adelante. 2.2.4. El pentodo. Para eliminar la emisión secundaria fue necesario introducir una tercera grilla, la grilla supresora que tiene polarización de cátodo y por lo tanto rechaza los electrones secundarios que son emitidos por el rebote en la placa. La grilla supresora impide que la grilla pantalla reciba electrones secundarios. En la figura 2.11 vemos el aspecto constructivo de una válvula pentodo y en la figura 2.12 vemos como la grilla supresora elimina la emisión secundaria. Se observa también la curva característica de un pentodo en su aspecto de tensión de placa con respecto a corriente de placa. Se observa que esta curva posee una parte muy lineal que resulta apta para una amplificación sin distorsiones. En la figura 2.13 vemos un circuito básico con pentodo. Se observa que solo la grilla y la placa tienen presencia de señal. En el cátodo, en la grilla supresora y en la grilla pantalla las señales que pudiesen presentarse en estos electrodos son desacoplados a masa mediante sendos capacitores o conexiones directas a masa. El valor capacitivo de cada uno de los capacitores de desacople debe ser tal que constituya una reactancia reducida en la frecuencia de trabajo de la válvula. En Audiofrecuencias se necesitan valores de capacidad altos, a veces de varios microfarad, que son suministrados por capacitores electrolíticos,
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en cambio en Radiofrecuencias se usan valores mucho más reducidos, a veces de cerámica o de mica, de acuerdo al valor de la frecuencia. También debemos recordar que la finalidad original de la introducción de otras grillas auxiliares, como la grilla pantalla y la grilla supresora, fue la de reducir la capacidad entre grilla de señal y placa. Efectivamente esto se logró ampliamente ya que un pentodo típico de radiofrecuencia solo tiene una capacidad de 0,006 picofarad en lugar de los 1,5 a 2 pf que tiene un triodo, una reducción de más de 300 veces. Recordemos que este aspecto es más importante en radiofrecuencias que en audiofrecuencias. Se demuestra sin embargo la enorme versatilidad de las válvulas en todos los ámbitos de audio, radio y TV. También indica la importancia que tienen estos factores en el diseño para ubicar en cada etapa la válvula más indicada y apta y también en el service al mostrar la necesidad de reemplazar en cada caso una válvula con el reemplazo directo o similar recomendado. No podemos colocar una válvula de audio en un lugar de una válvula de radiofrecuencia, si ello no está indicado por el fabricante. Las válvulas pentodos de potencia para audio incluyen la EL34, SV83, 6146B, 8298A y otros. A pesar de las ventajas de las válvulas pentodo, se observó que en audiofrecuencia se pueden presentar armónicas de tercer orden debido a la presencia de la grilla supresora. Este fenómeno fue observado por los diseñadores de la RCA y alrededor de 1936 se logró superar este problema por medio de los pentodos de haz dirigido, llamados en inglés “beam power tube”. En estas válvulas se reemplaza la grilla supresora por un par de plaquitas laterales que cumplen la misma función que la grilla supresora, quiere decir suprimir la emisión secundaria, pero logran una válvula con la sensibilidad y la ausencia de distorsiones armónicas de un triodo y la ganancia, potencia y linealidad de un pentodo. El diseñador de este importante dispositivo fue Otto Schade de la RCA quien publicó su desarrollo en Julio de 1936. La nueva válvula fue originalmente la 6L6 y posteriormente todas sus variantes constructivas (6L6G, 6L6GC, 6L6WGB, 6550, 6550A, 5881, 5932, 1222A, SV6L6GC, 6550WC, KT66, KT88, EL509 y otras). Una de las características más elogiada de la 6L6 original fue el hecho que esta como todas las posteriores válvulas tipo “beampower” producen en el corte de la sobreexcitación una distorsión rica en armónicas pares. Esto las distingue musicalmente de válvulas pentodos como la EL34 y otras, que producen en las mismas circunstancias armónicas impares que introducen un sonido áspero en la reproducción musical. Las armónicas pares son a veces muy bien venidos por los músicos. Tuvimos oportunidad de leer un análisis musical hecho por varios ejecutantes de guitarra eléctrica hace muy poco tiempo atrás, quienes unánimemente afirmaron este hecho. En la aplicación mencionada de la guitarra eléctrica, es muy frecuente que el amplificador es llevado a la saturación durante un simple pasaje musical. Como se sabe, los
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ejecutantes de guitarra eléctrica suelen estar generalmente en el borde de la capacidad de sus amplificadores y por lo tanto un amplificador que no produce ruidos molestos durante estos breves instantes es muy importante para el músico y para el público. El comentario al que hacemos referencia concluyó con la frase: “Un millón de guitarristas no pueden estar equivocados”. Esto a su vez exime a este autor a entrar en una discusión al respecto. Además de los tipos de válvulas mencionadas en este capítulo hasta ahora, existen válvulas del tipo hexodo, heptodo y pentagrilla los cuales son indicados principalmente en funciones de radiofrecuencia, motivo por el cual no las incluimos en esta síntesis que está dirigida principalmente a los amplificadores de audiofrecuencia. 2.2.5. Conexiones de entrada y salida de señales en válvulas. El circuito de entrada de cualquier tipo de válvula del triodo en adelante está constituido por la grilla de señal y el cátodo y el circuito de salida por el cátodo y el ánodo. En esta disposición que es la más frecuente, existe un electrodo común que es el cátodo. En la figura 2.14 vemos un circuito de válvula en la configuración denominada de cátodo común. En esta configuración se aplica la señal de entrada entre grilla y cátodo y se retira la señal de salida sobre el resistor de carga del ánodo. Como la fuente de alimentación está desacoplado con respecto a la masa, podemos afirmar que la salida se efectúa entre ánodo y cátodo. En este circuito la señal se invierte en 180 grados a la salida con respecto a la polaridad que tiene a la entrada. La ganancia de una etapa es la relación entre tensión de entrada (Vin) y tensión de salida (Vout), y en el caso de la etapa de cátodo común esta relación es la siguiente: Vout / Vin = -( µ.RL) / (RL + r p), donde µ es el factor de amplificación de la válvula, R L es la impedancia de entrada de la etapa siguiente, R P es la resistencia de carga de placa y Rk es el resistor de cátodo. La conexión de entrada puede efectuarse también entre grilla y cátodo, pero en sentido inverso al anterior, quiere decir con la grilla a masa y el cátodo como polo “vivo”. Esta configuración vemos en la figura 2.15. En este caso la ganancia de la etapa es la siguiente: Una tercera posibilidad es el uso del circuito grilla de señal – masa como entrada y cátodo – masa como salida, con el ánodo como electrodo común a masa. En este caso se introduce una realimentación negativa por el camino común de cátodo a masa y la salida es menor que la entrada en cuanto a su amplitud. Sin embargo se transforma la
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impedancia elevada en grilla a una impedancia mucho más baja en el cátodo. Este circuito que se observa en la figura 2.16, es usado muchas veces para obtener una transformación de impedancia sin inversión de fase. La expresión que relaciona las señales de entrada y salida es la siguiente. En la figura 2.17 vemos una configuración circuital que es usada en realidad muy pocas veces con válvulas, si bien es una de las principales usadas en circuitos a transistores, sobre todo en algunos encapsulados en circuitos integrados bipolares. Se trata de un circuito de amplificador diferencial que consta de dos etapas en paralelo en una disposición simétrica. Se usa a veces con válvulas en aquellas etapas donde la simetría de la señal es de suma importancia. La formulación matemática de este circuito surge de la expresión siguiente:
La eficiencia del circuito surge del resistor de cátodo común a ambas etapas y su ausencia de desacople. Por este motivo las señales y tensiones sobre este resistor afecta a ambos circuitos por igual. 2.2.6. Un vistazo al Manual de válvulas. Los datos que se pueden obtener en el Manual de válvulas o en la hoja de especificaciones de alguna válvula en particular, son de suma importancia, tanto para el diseñador de circuitos quien necesita casi todos los datos, como para el reparador o el armador de un equipo quien necesita al menos las conexiones de la base y las tensiones de trabajo de la válvula. Sin embargo, no todos los Manuales suministran todos los datos para todas las válvulas. Para ilustrar mejor este aspecto veremos a continuación los datos de la misma válvula en dos Manuales diferentes. La figura 2.18 reproduce los datos de la válvula 12AX7A/ECC83 tal como aparecen en el Manual de Sylvania y en la figura 2.19 vemos los datos de la válvula ECC83 tal como aparecen en el Manual de Philips. Como dato adicional debemos señalar que el Manual de Philips es del año 1967 y el de Sylvania es del año 1968, quiere decir que ambos son de la misma época, en pleno auge de las válvulas. Se observa que ya en el epígrafe existe una diferencia debido a que el Manual de Sylvania indica la nomenclatura americana (12AX7A) y europea (ECC83) para esta válvula. En cambio el Manual de Philips solo usa la nomenclatura europea. Por otra parte, sin embargo, el Manual de Philips indica una serie de datos que en el otro Manual no estan registrados. Para el diseñador el Manual con todos los datos es una necesidad, para el
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técnico de service puede ser suficiente tener solo los datos del Manual más comprimido. Para los fines nuestros en este caso conviene analizar los datos suministrados por ambos fabricantes. Por lo pronto vemos en ambos las conexiones de la base y el régimen de trabajo de filamento y placa. Como no hay curvas características en el Manual de Sylvania, debemos concentrarnos en este aspecto en el Manual de Philips que muestra las curvas y además da indicaciones ya elaboradas para el uso de esta válvula. Así vemos los datos de funcionamiento para diferentes condiciones de trabajo y diferentes valores de circuito. Se indican por ejemplo los valores del resistor de carga de placa, del resistor de cátodo y del resistor de grilla de la etapa siguiente. Como son lógico estos valores son imprescindibles para el diseño de la etapa en la cual queremos utilizar esta válvula. Se indican también las diferencias en el funcionamiento que se pueden observar con la variación de algunos de los valores indicados. Una forma de obtener datos característicos de algún tipo de válvula en particular es en la actualidad la alternativa de dirigirse al fabricante de este tipo de válvula. Muchos envían los datos de sus productos a los interesados con sólo pedirlos. Una dirección interesante en este aspecto es la de la empresa Svetlana cuyo domicilio en los Estados Unidos es la siguiente: Svetlana Electron Devices 8200 South Memorial Parkway Huntsville, AL 35802 U.S.A. 2.2.7. Acoplamiento entre etapas. Prácticamente siempre se usan varias etapas en un equipo, sea de audio, radio o TV. Por lo tanto, es necesario estudiar como acoplar una etapa de amplificación a la siguiente sin que ello introduzca pérdidas ni distorsiones de la señal. Para lograr el mejor resultado podemos considerar tres tipos de acoplamiento: transformadores, capacitores y acoplamiento directo. Cada uno de los métodos tiene sus ventajas y sus inconvenientes y debido a estas circunstancias debemos examinar cuidadosamente cada una de las posibilidades. En la figura 2.20 vemos el acoplamiento entre dos etapas de audiofrecuencia por medio de un transformador. Se observa que el primario del transformador forma parte del circuito de placa de la primera etapa y por lo tanto circulan a través de este arrollamiento corrientes alternas de la señal y corriente contínua de la alimentación de placa. En el secundario solo circula la señal, ya que la grilla no consume corriente. El acoplamiento a transformador está en poco uso en la actualidad debido a su costo elevado. Un acoplamiento satisfactorio requiere transformadores de alta calidad que no solo son
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caros sino también muy difícil de conseguir. Debido a la componente continua del primario es necesario usar un entrecierro de aire en el núcleo que por otra parte debe tener chapas de una laminación de alta calidad. Todas estas circunstancias influyen en que se está abandonando el uso de transformadores interetapa, si bien muchos circuitos siguen usando el transformador de salida entre la válvula de salida y el altoparlante. Las indicaciones mencionadas sobre núcleo y laminaciones son aplicables también en este caso. En la figura 2.21 vemos un ejemplo de acoplamiento capacitivo entre dos etapas. En este circuito es necesario estudiar la impedancia necesaria de la segunda etapa para definir así los valores del Manual. Recuerde que la válvula posee en su circuito de grilla de señal una impedancia muy alta, teoricamente infinita y que por lo tanto solo el resistor de grilla es el que determina el valor de la impedancia de entrada de esta etapa. El capacitor separa el circuito de placa previo del circuito de grilla siguiente y por lo tanto debe ser de buena calidad de aislación. Además toda la señal de audio pasa por este capacitor y el mismo debe tener las características de calidad y estabilidad necesarias para esta función. El valor capacitivo de este capacitor interviene también en la señal que se acopla debido a que el capacitor C y el resistor de grilla Rg forman un divisor de tensión para la señal. Si la rama del capacitor es demasiado alta (capacidad baja), la señal acoplada pierde parte de su amplitud en este divisor C – R. Para hallar el valor adecuado para el capacitor de acoplamiento podemos usar la siguiente expresión: donde C es el valor de capacidad del capacitor de acoplamiento Rg es el valor del resistor de grilla de la etapa siguiente y Fmin es el valor de la frecuencia más baja que debemos acoplar Se observa que el valor de frecuencia debe ser el de la más baja, ya que en ella se produce la reactancia capacitiva más alta. Por lo tanto si queremos evitar una pérdida demasiado alta en este paso, debemos usar un capacitor que al valor de la frecuencia más baja tenga una reactancia capacitiva diez veces más baja que este valor. El acoplamiento directo es factible y a veces deseable, justamente para evitar toda influencia del elemento de acoplamiento sobre la respuesta de la señal. En el acoplamiento directo no existe ningún elemento perturbador, de manera que por este motivo no habrá reducción en la respuesta. El problema es en este caso el de polarizar adecuadamente todas las etapas. En el acoplamiento directo debemos conectar la grilla de la válvula siguiente a la placa de la válvula anterior. Uno de los diseños más famosos fue en todas las épocas el amplificador Loftin-White. En la figura 2.22 vemos un aspecto parcial de este diseño. Se usa en las dos etapas a acoplar un triodo que forman ambos parte
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de una válvula 12AU7, doble triodo similar al doble triodo que vimos en las páginas de los Manuales de válvulas de las figuras 2.17 y 2.18. En la figura 2.22 vemos que el secreto de este acoplamiento directo es el resistor de cátodo de la segunda unidad de la 12AU7. Este resistor tienen un valor de 33K contra solo 510 ohms del resistor de cátodo de la primera unidad. Esta polarización permite conectar la grilla de la segunda unidad a la placa de la primera sin ningún otro componente reactivo. Se usa solo un resistor de 4,7K en serie con la grilla. En este caso particular el divisor de tensión que existe en todas estas etapas está formado por el resistor de 68K de carga de placa y el de 4,7K de grilla. Estos valores indican apenas un 7% de pérdida entre ambas etapas, pero con la ventaja de la transferencia plana de todas las frecuencias audibles. Si comparamos este diseño con el convencional con capacitor tendríamos que usar un capacitor de por lo menos 4 microfarad en serie con la grilla para tener una reactancia capacitiva similar. Pero en este caso se produciría un problema con las frecuencias altas debido a que la capacidad a masa de un capacitor tan abultado puede introducir pérdidas en las frecuencias altas, sin lograr una compensación perfecta en las frecuencias bajas. El circuito del amplificador Loftin-White fue el primero que tomó en cuenta el boom del audio de la actualidad que recomienda el uso de sub-woofers en las frecuencias muy bajas. En la época de su mayor vigencia, el amplificador Loftin –White fue considerado el equivalente del High End de hoy. 2.2.8. La corriente en la etapa de salida de audio. En una configuración valvular debemos tomar en cuenta dos circuitos de corriente: uno de corriente contínua para la polarización de los electrodos de la válvula (placa, grilla pantalla y cátodo) y otro de corriente alterna de cualquier frecuencia, generalmente designada como señal, que circula en grilla, placa y cátodo. Esta situación está presente en cualquier etapa con válvulas, pero es especialmente notable en la etapa de salida de audio u otra etapa amplificadora de potencia. En la figura 2.23 podemos ver esta situación. Se observa que las tensiones continuas circulan a través de resistores y conexiones directas, pero las señales requieren capacitores para poder circular, salvo que usemos resistores e inductores como cargas de un circuito determinado en el cual deseamos que se presente en sus extremos la señal para los fines circuitales necesarios. En la placa de la válvula V-1 vemos el bobinado primario de un transformador de acoplamiento interetapa. En este caso es necesario que la señal esté presente sobre este arrollamiento, pero no en el resto del circuito. Por este motivo se desacopla el punto de unión entre el terminal del primario con el resistor de reducción de la tensión continua por medio de un capacitor de valor alto (8 µF en el terminal del resistor de 25 kilohm de la fuente de alimentación). Vemos que el valor de
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25.000 ohms está desacoplado por el 8 µF del capacitor que en 1000 Hz posee una reactancia capacitiva de solo apenas 20 ohms. Esto indica que para todos los fines prácticos, la señal va “preferir” pasar por el capacitor a masa y no por el resistor de 25.000 ohms que frente a los 20 ohms del capacitor parece una barrera casi infranqueable. A la inversa, la corriente continua circula desde la fuente de alimentación al transformador de acoplamiento con toda facilidad y no podrá de ninguna manera volver a masa a través del capacitor. Este por otra parte contribuirá a filtrar eventuales restos del zumbido de 100 Hz de la fuente de rectificación de onda completa debido a que el capacitor posee un camino relativamente fácil con sus apenas 200 ohms de reactancia capacitiva en 100 Hz. En cátodo existe una situación similar al estar presente el resistor de polarización de 12 kilohm desacoplado por un capacitor de 25 µF. El resistor producirá una tensión de polarización de unos 12 volts con una corriente de cátodo de 1 miliampere. El capacitor de 25 µF tiene en 1000 Hz una reactancia capacitiva de unos 6 ohms, valor que permitirá la circulación de la señal de audio sin mayores obstáculos. En las etapas siguientes existen situaciones similares al estar los resistores de polarización de cátodo estan desacoplados por sendos capacitores de desacoplamiento. En la etapa final que se observa en la parte inferior de la figura 2.23 se han dibujado expresamente los dos pasos de corriente en forma diferente: la corriente continua está marcada con trazos punteados, mientras que el recorrido de la señal está marcado con líneas llenas. Así vemos que en el cátodo la componente continua circula por el resistor y produce la tensión de polarización en los extremos del mismo, mientras que la componente de alterna, la señal, pasa por el capacitor que se encuentra en paralelo con este resistor. Este capacitor desacopla entonces el resistor de cátodo. En la fuente de alimentación existen capacitores de alto valor capacitivo que filtran la componente de 100 Hz de la rectificación de onda completa y además dejan un paso de muy bajo valor reactivo para la señal que retorna a masa completando así el circuito de masa – cátodo – ánodo – carga – fuente – masa de la válvula de salida. En el secundario del transformador de salida no existe ninguna componente contínua y solo circula en este circuito la señal, o sea la componente alterna. La misma desde luego mueve a los parlantes por medio de la bobina móvil, como vimos al comenzar el presente tratado. El desacoplamiento de la fuente de alimentación es especialmente necesario cuando varias etapas son alimentadas desde la misma fuente. En este caso deben introducirse celdas de desacoplamiento en varias o todas las etapas para evitar que se produzca un acoplamiento indeseado en etapas de diferentes funciones que puede alterar el funcionamiento de estas etapas. Lo más común es la presencia de un conjunto de resistor y capacitor en serie con la conexión a la fuente de
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alimentación de tal manera que el resistor tenga un valor lo suficientemente alto como para impedir una corriente alta en la frecuencia que deseamos desacoplar y el capacitor un valor adecuado como para desviar esta señal a masa. En el apéndice indicamos algunos de los valores más comunes para poder estimar los valores más indicados para diferentes señales de audio y radiofrecuencia. 2.3. El mundo de los semiconductores. 2.3.1. Diodos y transistores. Como vimos en la tabla 2.1, los diodos semiconductores fueron conocidos antes de existir las válvulas termoiónicas, pero el desarrollo y la comprensión teórica del funcionamiento de dispositivos semiconductores tardó muchos años en aparecer. Cuando los inventores del transistor, el primer semiconductor que podía amplificar, publicaron su invento en 1947, (ver figura 2.24), las implicancias de este invento no fueron reconocidas en forma inmediata, pero los hechos convencieron a todas las partes interesadas que estaban en presencia de un dispositivo de gran importancia. Lo que más impresionaba a todos fue la diferencia de tamaño entre válvulas y dispositivos semiconductores de similares prestaciones. En la figura 2.25 vemos un ejemplo típico. El funcionamiento de los dispositivos semiconductores está basado en las propiedades físicas de los materiales usados, que son materiales sólidos y no requieren para su existencia el vacío que caracteriza a las válvulas con emisión electrónica. Este concepto explica los motivos por los cuales se denomina muchas veces esta parte de la Electrónica como de Estado Sólido. Siempre pensamos que la circulación de una corriente, tanto en conductores, como la emisión electrónica en el vacio, es el fruto de electrones en movimiento, siendo para todos los fines prácticos los electrones portadores negativos de electricidad. Sin embargo en un análisis científico más riguroso debemos admitir que pueden existir portadores positivos que serían una contraparte positiva del electrón y que se pueden llamar “agujeros”, indicando de esta manera que el agujero es el lugar donde había un electrón que no está más, pero que al desaparecer deja un lugar libre (el agujero) que puede ser ocupado por el primer electrón que viene de paso. Esto sería lo mismo que una carga positiva que atrae forzosamente al electrón que tiene carga negativa. Una vez establecidos los conceptos de electrones y agujeros como portadores igualmente válidos de fenómenos eléctricos, la acción interna del transistor resulta más fácil de explicar, como veremos a continuación. Los materiales en general podemos dividir en tres grupos bajo el punto de vista de su comportamiento frente a la electricidad: conductores, aisladores y semiconductores. Aún cuando muchos de los materiales
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poseen características bien definidas como conductores (cobre, aluminio, plata, oro, etc.) o como aisladores (porcelana, vidrio, caucho, materiales plásticos, mica, etc.), hay otros materiales en los cuales el grado de conductividad puede ser alterado por medio de la introducción de impurezas. El germanio puro, por ejemplo, es un aislador, pero al introducir impurezas del tipo del boro, aluminio u otros, se obtiene un material que ya no es un aislador perfecto como el germanio puro, pero tampoco se transforma en conductor perfecto. Para ilustrar este concepto podemos mencionar que diferentes materiales poseen diferentes valores de resistividad, expresada en ohm-cm. El germanio puro cristalino posee una resistividad de 60 ohm-cm, la mica, un 15 aislador, tiene 9.10 ohm-cm y el cobre un buen conductor tiene 1,7.10 6 ohm-cm. En la Tabla 2.2 indicamos estos valores en forma ordenada. TABLA 2.2. Los valores de resistividad de diferentes substancias. TIPO DE MATERIAL NOMBRE VALORES -6 Conductor Cobre 1,7 x 10 ohmcm Semiconductor germanio 60 ohm-cm cristalino Aislador Mica 9 x 1015 ohm-cm Se considera el germanio con impurezas del tipo boro, etc. como semiconductor del tipo “p”, debido a que los materiales mencionados poseen en su estructura atómica menos electrones que el germanio y de esta manera se producen “agujeros” que atraen electrones. Por otra parte si las impurezas agregadas al germanio son de otro tipo que posee más electrones que el germanio puro, por ejemplo arsénico o antimonio, se obtiene un material semiconductor del tipo “n” en el cual hay un exceso de electrones que facilita la circulación de una corriente. Se denomina también los materiales del tipo “n” como donores y los del tipo “p” como aceptores. Los materiales que exhiben este tipo de comportamiento están ubicados en la cuarta columna de la Tabla Periódica de Elementos, que vemos en la Tabla 2.3. Algunos de los materiales que exhiben características de semiconductores son: germanio (Ge), silicio (Si), selenio (Se), óxido de cobre (CuO), sulfuro de plomo (PbS), carborundum (SiC), y muchos otros. TABLA 2.3. Sector de la Tabla Periódica de Elementos. GRUPO III GRUPO IV GRUPO V IMPUREZAS para ACEPTORES
Boro (B)
SEMICONDUCTORES
10,82 Carbono ( C )
IMPUREZAS para DONORES
12,1 Nitrógeno 14,008
(N)
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Aluminio (Al)
26,98 Silicio 28,06 Escandio (Sc) Titanio 44,96 47,90 Galio (Ga) 69,72 Germanio 72,60 Ytrio (Y) 88,92 Circonio 91,22 Indio (In) Estaño 114,76 118,70 Lantano (La) 138,92 Cerio 140,13 Erbio 167,20 Yterbio (Yb) 173,04
Talio
(Tl)
(Si) Fósforo 30,98 Vanadio (Ti) 50,95 (Ge) Arsénico 74,91 (Zr) Niobio 92,91 (Sn) Antimonio 121,76 (Ce) Neodimio 144,27 (Er) Tantalio 180,88 (Pb) Bismuto 209,0 (Th)
(P) (V) (As) (Nb) (Sb) (Nd)
(Ta)
204,39 Plomo (Bi) 207,21 Torio 232,05 Las cifras agregadas a cada elemento son el peso atómico del mismo. Conviene analizar ahora más de cerca otro aspecto de la estructura atómica relacionado con este tema, las bandas de valencia. Este concepto debe analizarse bajo el aspecto de la estructura cristalina de algunos materiales. Podemos usar el germanio como ejemplo, pero lo mismo es aplicable a otros materiales (silicio, etc.). El germanio se encuentra en forma de un cristal cuya estructura está ordenada en forma regular. Cada átomo de germanio posee un núcleo y 32 electrones. El núcleo y 28 electrones constituyen un conjunto que representa la masa del átomo, pero no contribuyen en forma directa a las propiedades electricas o químicas del elemento. En cambio los 4 electrones restantes son los electrones de valencia y ellos son los responsables de las propiedades eléctricas y químicas del material. Dos electrones de valencia, uno de cada átomo adyacente, producen una fuerza de atracción entre los dos átomos en virtud de su movimiento relativo. Esta fuerza de atracción junto con la fuerza de repulsión del núcleo está en equilibrio y forman así el ordenamiento de los átomos dentro del cristal. Las fuerzas de atracción de los pares de electrones se denominan ligaduras covalentes. Las ligaduras covalentes son estables en ausencia de disturbios externos y el movimiento de los electrones de valencia está restringido a sus ligaduras específicas. Si bien hay una cantidad enorme de electrones dentro del cristal, estos electrones están atados dentro de los núcleos o dentro de sus ligaduras covalentes y en consecuencia no están libres de moverse de un punto a otro dentro del cristal, aún bajo la influencia de un campo eléctrico externo. El cristal de
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germanio puro se comporta como un aislador con elevada constante dieléctrica. Si se logra ahora inyectar un electrón dentro de la estructura perfecta de un cristal de germanio, se podría suponer que este electrón tendría que estar en reposo o moverse a una velocidad constante debido al ambiente de periodicidad perfecta en este ambiente de potencial eléctrico. Esto sin embargo no es el caso, debido a la presencia de energía térmica en el interior del cristal que produce una vibración de su estructura, salvo que esté enfriado a una temperatura de cero grados absolutos. Esta vibración provoca entonces un movimiento del electrón. El mecanismo de la agitación térmica puede ser ilustrado por medio del concepto del fonon que es una magnitud similar al fotón. Como se sabe, la energía lumínica puede ser considerada como compuesta de cantidades de quantum discretos, los fotones. En una forma análoga se puede considerar las vibraciones de la estructura cristalina como partículas de energía cuantizada que denominamos fonones. Se puede definir el fonon como masas elásticas sin carga que se mueven con energías termales aleatorias. Colisiones sucesivas entre fonones y electrones producen un movimiento aleatorio en zig-zag. Como este movimiento no produce un desplazamiento en una dirección definida, no contribuye a la conducción eléctrica en el sólido. Un desplazamiento neto de electrones en el sólido puede suceder como resultado de una difusión o desplazamiento cuando se aplica un campo eléctrico al sólido. Esto modifica el movimiento aleatorio del electrón de exceso y lo hace mover en la dirección del campo eléctrico. El movimiento resultante es la superposición del movimiento aleatorio en zig-zag y el movimiento causado por el campo eléctrico. Todo lo discutido hasta ahora se refiere a las propiedades de un cristal con una estructura perfecta. Una cantidad reducida de electrones no afecta el campo eléctrico en forma apreciable. Sin embargo el modelo del cristal perfecto en transistores es sólo un caso idealizado. En el transistor y en muchos otros semiconductores en realidad el funcionamiento depende de la introducción de imperfecciones controladas como vimos más arriba. Son estas imperfecciones las que proveen los portadores necesarios para el funcionamiento de los semiconductores. Las imperfecciones pueden ser impurezas químicas, energía radiante o disposiciones atómicas desordenadas. El término de “imperfecciones” se refiere también a las imperfecciones energéticas resultantes de la perturbación de estado de energía normal del cristal. Las imperfecciones causadas por la radiación incluyen cambios de las cualidades eléctricas del germanio cuando se lo expone a la luz. La luz se compone de fotones, cada uno un quantum de energía de acuerdo a la expresión E = hv, donde “h” es la constante de Planck y “v” es la frecuencia de la luz incidente. En el Apéndice mencionaremos estos términos nuevamente. Cuando la luz cae sobre un cristal, un
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quantum puede ser absorbido por el cristal y ser entregado a alguna de las ligaduras covalentes. Si esta energía es lo suficientemente alta, debido a una elevada frecuencia de la luz incidente (no debido a una intensidad lumínica mayor), un electrón puede ser eyectado de la ligadura. Este electrón eyectado está entonces en libertad de moverse en el cristal en forma similar al electrón de exceso que vimos más arriba y este electrón contribuye a la conducción de electricidad de la misma manera. El espacio vacío dejado en la ligadura covalente que quedó detrás del electrón eyectado, se denomina agujero, como ya vimos antes. Como un electrón de una ligadura cercana puede moverse hacia un agujero dejado atrás, a su vez también crea un agujero en este nuevo lugar. El conjunto de estos movimientos de electrones da la impresión, sin embargo que este movimiento fuera cuasado por los agujeros que se trasladan a través del material. En ausencia de un campo eléctrico, este movimiento es aleatorio, en forma similar al del electrón de exceso. En presencia de un campo eléctrico, sin embargo, el agujero se comporta como si tuviera una carga electrostática positiva. De esta manera el agujero puede tratarse como un electrón de exceso positivo. Los electrones y agujeros se consideran portadores negativos y positivos, respectivamente y son considerados responsables de la conducción eléctrica en cristales. La generación de pares de electrones y agujeros por medio de la luz es el principio básico de los fotodiodos y fototransistores. En los transistores y diodos convencionales se usa un blindaje o encapsulado para evitar la influencia de la luz, pero todos los semiconductores poseen un grado variable de fotoconducción. También la energía térmica puede causar imperfecciones en el cristal y puede asumir un papel importante en la creación de pares de electrones y agujeros. La energía térmica media de un fonon es muy reducida a la temperatura ambiente y es demasiado reducida como para causar imperfecciones en el cristal. Sin embargo la distribución de energía térmica entre fonones individuales sigue una función de distribución de acuerdo a la ley de Maxwell-Boltzmann y de acuerdo a este planteo puede generar una energía alta que rompe las ataduras covalentes. Estos fonones de alta energía generan también pares de electrones y agujeros en forma similar a lo que sucede en presencia de un rayo de luz incidente. La conducción de electricidad por medio de los pares de electrones y agujeros se denomina “conducción intrínseca”. Una vez que un portador es creado permanece en el cristal sólo un tiempo limitado, antes de recombinarse de nuevo con segundo portador de polaridad opuesta y formar de nuevo una ligadura. El tiempo de vida promedio de los pares de electrones-agujeros es de un milésimo de segundo. Por lo tanto la generación y recombinación de pares de electrones y agujeros es un proceso continuo. Una vez que un espécimen de germanio alcanza una temperatura determinada, la generación y recombinación de los pares
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de electrones y agujeros alcanza un equilibrio dinámico, resultando en una concentración de portadores en el espécimen. Este hecho explica el “corrimiento térmico” que se observa en los transistores de potencia de germanio. El silicio posee en este sentido un comportamiento más favorable. En este sentido debemos recordar también brevemente la teoría de las bandas de energía en los sólidos. Se observa que el estado energético de un átomo aislado es medido en función de la energía potencial y cinética que posee cada electrón del átomo. De esta manera cada electrón del átomo solo puede tener ciertos montos exactos de energía y existir solo en ciertos niveles discretos de energía. En un átomo aislado, existe una cantidad finita de niveles de energía y solo dos electrones pueden existir en el mismo nivel al mismo tiempo. Un electrón que ocupa un nivel de energía bajo está fuertemente atraído al átomo y un electrón que se encuentra en un nivel de energía alto, tiene solo una atracción muy débil. Entre los niveles de energía existen brechas de energía prohibidas en los cuales ningún electrón puede permanecer, pero que forzosamente debe cruzar para llegar de un nivel de energía a otro más elevado en caso de acumular mayor grado de energía. En caso de perder energía tendrá cruzar esta brecha para llegar a un nivel más bajo. Cuando en un átomo todos los niveles de energía están llenos, en ausencia de disturbios, se indica que este átomo está en un estado normal. En cambio, cuando en un átomo uno o más de sus electrones son elevados a un nivel de energía más alto, el mismo se encuentra en un estado de excitación. Cuando dos átomos idénticos, quiere decir con niveles de energía idénticos, se acercan a una distancia muy próxima, sus niveles de energía cambian con respecto a cada uno de ellos. En el caso de materiales sólidos una gran cantidad de átomos se encuentra en una proximidad muy cercana y la interacción entre estos átomos produce la separación y el acercamiento de los niveles de energía en forma de bandas de energía, de tal manera que cada banda está compuesta de una cantidad enorme pero finita de niveles de energía. Estas bandas estan separadas por espacios prohibidos de la misma manera que en el átomo único. En la figura 2.26 vemos esta disposición de las bandas de energía en diferentes tipos de materiales. En “A” vemos los semiconductores cristalinos de estado sólido, en los cuales la banda de valencia (1) está completamente llena con electrones de valencia. Esta banda es llamada también “banda llena” por este motivo. Por otra parte, en la banda más alta (3) se encuentran electrones de exceso cuya existencia se debe a las imperfecciones del cristal. Esta banda se denomina “banda de conducción” o “banda vacía”. Ambas bandas estan separadas por la “banda prohibida” (2), en la cual no existen electrones. Esta banda prohibida posee un ancho diferente de acuerdo al tipo de material. En los semiconductores este ancho de la banda (2) equivale a unos 0,7
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Electron volts en germanio y a unos 1.11 Electron volts en silicio. En otros materiales pueden existir valores diferentes. En la figura 2.26.B vemos la situación de un aislador. En este caso se observa que las bandas (1) y (2) son mucho más reducidas y la banda (3) es mucho más ancha. En consecuencia resulta muy difícil que electrones puedan pasar de la banda (1) a la banda (3). En cambio, en la figura 2.26.C vemos que en los materiales conductores, la banda (1) y la banda (3) se superpone y la banda (2) es inexistente. En consecuencia, los electrones circulan libremente entre las bandas de engría (1) y (3). La energía necesaria para pasar de la banda (1) a la banda (3) en los conductores es típicamente del orden de los 0,05 Electron volts. El concepto de las bandas de energía es muy útil para clasificar los materiales en conductores, aisladores y semiconductores. Para completar este concepto deseamos agregar que las tres bandas de energía ilustrados no son las únicas que existen, pero sólo ellas tienen significado para los fines que nos ocupan. En el germanio del tipo “N” existen electrones en exceso que ocupan una franja angosta debajo de la banda vacía. En el germanio del tipo “P” existen agujeros que ocupan una región por encima de la banda llena. En ambos casos no se manifiestan en estos materiales cargas netas, si bien existe una predominancia de portadores negativos (electrones) en uno y de portadores positivos (agujeros) en el otro. Si se mantiene la estructura cristalina y se acerca trozos de germanio “P” y de germanio “N”, entonces pueden formar una juntura en las cuales sí se observan cargas netas. Estas junturas pueden formarse en forma industrial mediante la introducción de impurezas del tipo donor con un exceso de electrones en una parte del cristal e impurezas del tipo aceptor que aceptan electrones de exceso, en el otro extremo del cristal. De esta manera se forman dos regiones diferentes en el mismo cristal. Los electrones de exceso en la región del tipo “N” tienden a difundirse a través de la juntura para penetrar la región “P”. Los agujeros tienen la tendencia opuesta y se difunden de la región “P” a la “N”. Este estado de cosas establece muy rapidamente un equilibrio que impide la penetración los portadores debido al potencial alcanzado. Este potencial de “barrera” afecta a ambos portadores por igual y los rechaza. Una juntura P-N permite la circulación de corriente eléctrica solo en una dirección y se forma así un diodo de juntura. En condiciones normales y a una temperatura ambiente determinada, la cantidad de agujeros en la región “P” logra suficiente energía como para pasar sobre la barrera de potencial y se combinan con electrones en la región “N”. Esta corriente es considerada como “corriente directa”. Al mismo tiempo la agitación térmica genera pares de electrones y agujeros en la región “N”. De esta manera se generan agujeros que rapidamente se recombinan con electrones de exceso en la vecindad. Otros pasarán por la juntura y penetran la barrera de
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potencial para llegar a la región “P”. Esta parte de la corriente de agujeros será considerada como “corriente inversa”. En ausencia de otros factores ambas corrientes se equilibran y no hay una corriente neta a través de la juntura. Sin embargo, si se aplica una tensión inversa, la barrera de potencial se eleva por el valor de esta polarización y no admite ninguna corriente directa, sin que ello afecte la corriente inversa. Esto explica el efecto de saturación de la corriente inversa en un diodo de juntura. También explica la acción de los diodos Zener que justamente están basados en este efecto. Se define como tensión Zener aquella que está asociada con la parte de la curva de tensión inversa con respecto a la corriente de algunos dispositivos semiconductores en la cual la tensión se mantiene constante a través de un rango considerable de los valores de corriente. Al aplicar una polarización directa, los agujeros pueden pasar por la barrera en concordancia con esta polarización y mientras se incrementa la corriente directa, se satura la corriente inversa. En la figura 2.27 vemos una familia de curvas relacionadas con los diodos Zener que demuestran que este diodo, una vez superada la polarización de saturación posee una corriente inversa de tal manera que la tensión en los extremos del diodo se mantiene constante y lo que varía es esta corriente. El conjunto de estas acciones de las tres zonas formadas en el cristal de germanio, o silicio o arsenuro de galio (GaAs) o cualquier otro material semiconductor dopado (provisto de impurezas), explica el funcionamiento del transistor y permite que el mismo amplifique. En la figura 2.28 vemos el aspecto esquemático de un transistor de juntura con sus tres electrodos de emisor, base y colector. Estos tres electrodos conducen a sus zonas respectivas de material “N”, “P” y “N”, y por lo tanto este tipo de transistor de juntura se denomina NPN. La polarización aplicada a los tres electrodos hace retornar el emisor a masa a través de la fuente y aplica una tensión positiva inversa al colector. La juntura colector – base está polarizado para tener una corriente de saturación. La señal de entrada se aplica entre base y emisor. En este planteo podemos distinguir entre tres diferentes tipos de corriente por separado. Tenemos en primer término la corriente Ico que corresponde a la corriente entre colector y base, con el emisor desconectado. Esta corriente de saturación es altamente afectado por la temperatura y en los circuitos prácticos es necesario analizar este aspecto muy cuidadosamente. La segunda corriente que debemos considerar es la producida por los electrones que circulan desde el emisor al colector a través de la base. Esta corriente I1 es la corriente directa de la juntura emisor-base que es principalmente una función de la altura de la barrera en esta juntura. La tercera componente de corriente que debemos considerar es la corriente I2 que está compuesta por los agujeros que salen de la base y
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llegan al emisor. La amplitud de esta corriente es también una función de la altura de la barrera de potencial entre emisor y base. En un transistor práctico, la geometría de la juntura es tal que la relación de I1/I2 es elevada, generalmente del orden de 60 a 200 en transistores comunes. Cuando se aplica una señal a la base, la misma modula la barrera de potencial en la juntura emisor-base. Si la tensión es de polaridad positiva, esta tensión hace que la región de la base sea más positiva lo que reduce la barrera potencial de la juntura emisor-base y permite que una mayor cantidad de electrones llegue al colector, aumentando así la corriente I1. Al mismo tiempo la reducción de la barrera potencial en la juntura emisor-base incrementa la corriente de agujeros I2 en la misma proporción. De esta manera una señal de entrada reducida incrementa la corriente de señal a través del resistor de carga y por lo tanto podemos afirmar que el transistor amplifica. En la figura 2.29 vemos los símbolos que se usan en los diagramas de circuito y que corresponden a los transistores bipolares de juntura (BJT) del tipo “P” y del tipo “N”. También vemos los símbolos circuitales para diodos semiconductores comunes y del tipo Zener. 2.3.2. Los transistores por efecto de campo. La explicación de este proceso indica que el transistor de juntura es bajo todo punto de vista un dispositivo de amplificación de corriente, contrariamente a lo que sucede en las válvulas que básicamente son amplificadores de tensión. Sin embargo, existen también otros tipos de transistores que usan los mismos materiales básicos en su construcción, pero debido a un concepto diferente en su construcción ofrecen características similares a las válvulas en algunos aspectos. Algunos de estos transistores son los de efecto de campo. En estos transistores no se usa la corriente de juntura para inyectar portadores en el material semiconductor, sino por el contrario se hace uso de campos eléctricos que reemplazan a la corriente y que son intrínsecamente efectos de tensiones. Se destacan entre estos tipos de transistores el JFET (Junction-gate Field Effect Transistor = transistor por efecto de campo en juntura de compuerta), el MOS-FET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor = transistor por efecto de campo en semiconductor de óxidos metálicos) y el IGFET (Insulated Gate Field Effect Transistor = transistor por efecto de campo con compuerta aislada). El denominador común en estos tres tipos de transistores es el efecto de campo que reemplaza la corriente de juntura. Debido a esta circunstancia se suele denominar este tipo de transistor también a veces unipolares, en contraposición con los transistores bipolares convencionales que habíamos tratados al comienzo de este capítulo. La importancia de los tramsistores de efecto de campo es tan grande que son practicamente los únicos que se usan en los procesadores de gran envergadura que entran en aplicaciones de computación y otras similares.
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En la figura 2.30 vemos el esquema básico de un transistor por efecto de campo que posee tres electrodos externos, Gate (compuerta), Drain (drenaje) y Source (surtidor), similar en este aspecto al transistor bipolar, pero completamente diferente en su construcción y concepto. El diseño del MOS-FET de esta figura corresponde al tipo de trinchera. En la figura 2.31 vemos otra variante constructiva que demuestra la fácil incorporación de este tipo de semiconductor en circuitos integrados que pueden contener muchos millones de transistores discretos sobre el mismo substrato de silicio. Los MOS-FETS más pequeños en el interior de un circuito integrado VLSI (Very Large Scale Integration = integración en escala muy elevada) pueden tener un tamaño similar a la 1/75.000 parte de un cabello humano. Repetimos: 75.000 transistores discretos MOS-FET caben en el ancho de un cabello humano. El diseño del MOS-FET de esta figura corresponde al tipo planar. En el procesamiento de señales de audio se usan los MOS-FET´s generalmente en forma discreta, ya que muchos de los circuitos integrados para audio son dispositivos del tipo bipolar. En el FET en general, los portadores son los mismos que en el BJT (Bipolar Junction Transistor = transistor bipolar de juntura), pero su movilidad es provocada por diminutos campos eléctricos creados por los electrodos gate, drain y source que se encuentran por lo tanto aislados eléctricamente entre ellos por medio de regiones aislantes en el material de la base de construcción, silicio. Sucesivas capas de materiales diferentes, aislantes algunas y conductoras otras, forman de manera gradual el conjunto que funcionará como transistor o como conjunto de transistores en la mayoría de los casos. Una de las grandes ventajas del tipo MOS-FET es el reducido consumo que posee debido a su construcción con capas aislantes y también por su construcción complementaria en la cual la combinación de unidades MOS-FET del tipo P y con otras del tipo N permite crear etapas que solo consumen corriente y muy poca, por cierto, en presencia de señales. En reposo, sin señal, el consumo es inherentemente cero. La presencia del material aislante en forma de capas delgadas de óxidos, produce un efecto interesante, en el sentido que muchas mediciones estáticas en transistores MOS-FET son simplemente mediciones de la capacidad interelectródica de los componentes, si bien los valores capacitivos son muy reducidos y requieren un instrumental específico. A continuación veremos como agrupaciones integrados de transistores MOS-FET permiten formar compuertas lógicas en los procesadores digitales de toda índole. En la figura 2.32 vemos el circuito básico de una compuerta lógica F = NO(A.B+C) y en las Tablas 2.4. siguientes vemos la polarización que se aplica a cada unidad integrada y el efecto que ello causa. TABLA 2.4. La polarización de una compuerta lógica integrada F = NO(A.B+C).
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Funcionamiento de los transistores MOS-FET tipo N. A NA B NB C NC Paso de Vss F aF 0 no 0 No 0 No No *P 0 no 0 No 1 Sí Sí 0 0 no 1 Sí 0 No No *P 0 no 1 Sí 1 Sí Sí 0 1 Sí 0 No 0 No No *P 1 Sí 0 No 1 Sí Sí 0 1 Sí 1 Sí 0 No No 0 1 Sí 1 Sí 1 Sí Sí 0 Funcionamiento de los transistores MOS-FET tipo P. A PA B PB C PC Paso de Vdd F aF 0 Sí 0 Sí 0 Sí Sí 1 0 Sí 0 Sí 1 No No *N 0 Sí 0 Sí 0 Sí Sí 1 0 Sí 1 no 1 No No *N 1 no 0 Sí 0 Sí Sí 1 1 no 0 Sí 1 No No *N 1 no 1 no 0 Sí Sí *N 1 no 1 no 1 No No *N *P indica que la lógica de los transistores P establece la conexión entre F y Vdd. *N indica que la lógica de los transistores N establece la conexión entre F y Vss. De la figura 2.32 surgen también los símbolos que se usan en los circuitos de transistores MOS-FET del tipo “P” y del tipo “N”. Debemos indicar desde luego que las configuraciones en compuertas lógicas solo son aplicables a usos digitales y no a una amplificación lineal de señales analógicas. Ello es, sin embargo, ningún obstáculo para usar este tipo de conexionado en procesadores digitales de audio o de cualquier otra señal digital (video, datos, etc.). Para lograr densidades cada vez mayores en la construcción de transistores MOS es necesario recurrir a un proceso de dimensionamiento llamado en inglés “scaling” (reproducción en escala). Este proceso posee sin embargo límites en cuanto a varios parámetros, como la extensión de surtidor-drenaje (SDE), la profundidad de la juntura y la longitud dela compuerta. El dimensionamiento de estos parámetros permitió reducir la compuerta MOS de 10 µm en los años 70 a 0,1 µm en los días actuales. Los límites para este “scaling” surgen de la siguiente Tabla 2.5. TABLA 2.5. Los límites en el scaling de transistores MOS.
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CARACTERÍSTICA Espesor del óxido Profundidad de la juntura Dopado del canal SDE en difusión Longitud del canal Longitud de compuerta
LIMITES 2,3 nm 30 nm
MOTIVOS Corriente de fuga (I GATE) Resistencia (R SDE)
V T=0,25 V 15 nm 0,06 µm 0,10 µm
Corriente de fuga (IOFF) Resistencia (R INV) Corriente de fuga (I OFF) Corriente de fuga (I OFF)
Debajo de la profundidad de 2,3 nm de la capa tradicional de SiO 2 existen límites fundamentales debido al efecto tunel y resulta necesario buscar otros caminos. También longitudes inferiores de 0,1 µm en la compuerta son inaceptables en la actualidad. El límite de una tecnología de 0,13 µm en contraste con la actual de 0,25 µm será alcanzado en el año 2002 y con ello terminará el ciclo de la tecnología actual. No obstante estas limitaciones para el siglo XXI se vislumbran nuevas tecnologías y nuevos materiales cuyo desarrollo no está aún definido y cuyo tratamiento escapa el marco de la presente obra. El transistor MOS-FET puede usarse también en circuitos analógicos, pero en una configuración diferente a la ilustrada en la figura 2.32, como transistor de potencia, que tiene las mismas características que se destacan en el transistor unipolar por efecto de campo. Entre ellas figuran una impedancia alta en el circuito de entrada, una elevada corriente de conmutación y otras características, como vimos más arriba. Podemos considerar como dispositivo de potencia aquellos que poseen una capacidad de conmutación de corriente de 1 ampere o más. Recuerde que en un transistor bipolar esta capacidad es perfectamente obtenible, pero al precio de una componente de corriente de entrada que puede llegar al 20% de la corriente total. En el transistor MOS-FET de potencia con su elevada impedancia de entrada esta corriente es irrelevante. Otro aspecto desfavorable en las etapas de potencia con transistores bipolares es la posibilidad de un escape térmico debido a la avalancha de portadores que puede presentarse bajo ciertas circumstancias. En los transistores del tipo MOS-FET este problema no existe. Por todos estos motivos se utilizan estos transistores en muchos equipos de audio en la etapa de salida de potencia. Entre otros, Motorola y Pioneer propician esta tendencia. Capítulo 3. Amplificadores. 3.1. Categorías de amplificadores. En general y en forma totalmente independiente del tipo de componente activo usado (válvulas o transistores) o de la frecuencia de trabajo de los mismos (audiofrecuencias, radiofrecuencias, etc.), se
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puede dividir los amplificadores en varias clases que definen su forma de funcionar. Se conoce en este aspecto tres clases grandes que a su vez están subdivididos en subclases diferentes. Las clases de mayor importancia son: clase A, clase B y clase C. A continuación definiremos estas clases. Clase A. Los amplificadores de clase A se caracterizan por tener una señal de entrada de tal manera que la corriente de salida no se corta en ningún momento. En válvulas esto significa que haya corriente de placa en todo momento, en MOS-FET significa que haya corriente de drenaje en todo momento y en transistores BJT que haya corriente de colector en todo momento. Otra manera de definir este tipo de amplificadores es la indicación que son operados siempre en la región lineal de su curva, por encima del punto de corte y por debajo del punto de saturación. Clase B. Los amplificadores de clase B poseen una polarización de entrada de tal manera que solo circula corriente de salida en medio ciclo de la señal de entrada. Para obtener entonces un ciclo completo en la corriente de salida es necesario recurrir a etapas simétricas o pushpull. Los amplificadores de clase B con transistores poseen un inconveniente inherente adicional que está relacionado con el hecho que poseen un tiempo de “encendido” y otro de “apagado”. El de apagado es mayor que el otro, lo que introduce condiciones desparejas de trabajo y distorsiones difíciles de compensar en altas frecuencias. Especialmente los diseños casi complementarios son los más afectados por este problema. Clase C. En los amplificadores de clase C la polarización de entrada es de tal magnitud que solo circula corriente de salida durante los picos de la señal de entrada. Este régimen de trabajo es muy apto para radiofrecuencias donde los ciclos se completan por medio de sendos circuitos resonantes, pero no son aptos para amplificadores de audiofrecuencia. El rendimiento de estas etapas es sumamente bueno debido a su régimen de corriente pulsante y también son muy indicados como osciladores de radiofrecuencia, pero como amplificadores de audio no son aceptables. Tal como habíamos anticipado, existen numerosos subgrupos que poseen cierta importancia en la práctica, debido a que permiten conjugar varios parámetros funcionales con acentuación en cualquiera de ellos. Por ejemplo un amplificador clase AB es un amplificador en el cual se utiliza una sobrepolarización en el circuito de entrada, de tal manera que la corriente de salida no completa todo el ciclo, motivo por el cual requiere en audio etapas de salida simétricas en push-pull. La variante AB1 en válvulas tiene una señal de entrada y polarización de tal manera que no circula corriente de grilla en ningún momento, en cambio en clase AB2 puede circular corriente de grilla. Las etapas de clase AB2 entregan mayor potencia que las de AB1, pero la corrección de eventuales distorsiones es más complicada que en cualquier otro de los regímenes de trabajo mencionados. En los amplificadores de clase
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AB pueden presentarse también problemas similares a los de clase B, como vimos más arriba. A continuación veremos algunos circuitos típicos de amplificadores de audio con todos los elementos activos mencionados (válvulas, transistores BJT y MOS-FET y circuitos integrados). 3.2. Amplificadores de potencia de audio con válvulas. Para describir el funcionamiento de amplificadores de audio de potencia se suele especificar entre otros, los siguientes parámetros: Potencia de salida, Eficiencia de potencia de placa, Sensibilidad de potencia, Resistencia de placa efectiva, Resistencia de carga crítica y Distorsión. A continuación definimos estos términos. La potencia de salida es la más baja para un determinado juego de valores de condiciones de funcionamiento y una válvula determinada en clase A1, mientras que en clase AB1 y AB2 se obtienen valores sucesivamente mayores. En las mismas condiciones se logra también valores de potencia más altos con pentodos que con triodos. Por otra parte la realimentación negativa no reduce la potencia máxima obtenible. La eficiencia de potencia de placa es la relación de la potencia de salida de audio con respecto a la potencia de entrada de placa y pantalla. Es la más reducida en clase A1 y crece en forma progresiva con la clase AB1, AB2 y B. Asimismo es mayor en pentodos que en triodos. La sensibilidad de potencia es tomada generalmente como la relación entre la salida en miliwatt con respecto al cuadrado de la tensión RMS de grilla. Una forma alternativa para esta especificación es la expresión de sensibilidad S P en función de la potencia de salida P S en miliwatt y la tensión de grilla RMS G RMS. Los pentodos poseen generalmente una sensibilidad mayor que triodos. Los amplificadores en clase AB1 o con etapas simétricas en push-pull reducen la sensibilidad. Amplificadores con corriente de grilla requieren potencia en el circuito de grilla. Para este tipo de amplificador solo se puede especificar un valor de sensibilidad que incluya la etapa de excitación. La resistencia de placa efectiva o resistencia de salida es un valor importante cuando la carga es un altoparlante. El valor óptimo de la resistencia de placa depende del parlante, pero en la mayoría de los casos el valor óptimo es igual a un quinto de la resistencia de carga para la mejor respuesta de frecuencia. Valores más bajos producen una amortiguación mayor del parlante pero reducen la respuesta en graves. La realimentación negativa juega un papel importante en este valor. Resistencia de carga crítica. El valor de la resistencia de carga afecta la reproducción sonora en forma más amplia en pentodos que en triodos, tanto con realimentación negativa como sin ella.
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Distorsión armónica total (THD). Este parámetro es posiblemente uno de los más importantes en las diferentes categorías de calidad, especialmente en el rubro HiFi y High End. En una época se estimaba que un triodo podía funcionar en clase A1 con valores de distorsión de segunda armónica hasta un 5%. Los valores de distorsión de tercera armónica y mayores eran generalmente insignificantes. Los valores relacionados con este tipo funcional estan basados en el 5% salvo indicación contraria. Con el funcionamiento de triodos en push-pull en clase A1, las armónicas pares se cancelan y solo quedan restos muy reducidos de armónicas impares de orden elevado. Se considera que la configuración de triodos en clase A1 en push-pull, y sin realimentación negativa, brinda el funcionamiento con los mejores resultados en cuanto a fidelidad y pureza tonal. En el caso de usar pentodos, se recomienda etapas simétricas en push-pull y realimentación negativa.
Al incrementar la polarización hacia el funcionamiento en clase AB1, la distorsión por armónicas impares solo aumenta en forma muy ligera si se usa una impedancia de carga baja. Al usar una impedancia de carga más alta, se logra una potencia mayor si bien en estas condiciones se puede manifestar una distorsión molesta. Con pentodos de potencia en condiciones de clase A1 y carga resistiva, la distorsión armónica por segunda armónica crece muy poco pero la THD puede llegar al 7 a 13% debido a un incremento en la distorsión por tercera armónica y de otras de orden mayor. En los parlantes el efecto es mayor en las frecuencias altas y bajas que el causado por los mismos parlantes. La aplicación de realimentación negativa es recomendada para lograr la reducción de la distorsión en todas las frecuencias. En este aspecto debemos tomar en cuenta también que con la carga de impedancia variable como la que ofrece el altoparlante, se introduce un efecto selectivo sobre la distorsión armónica. Si por ejemplo, la impedancia de la carga es mayor en una armónica que en la fundamental, el porcentaje de la distorsión armónica será mayor que la que se obtendría con un valor de resistencia de carga constante. Para reducir el efecto de la distorsión armónica en pentodos se recomienda reducir el valor de la resistencia de carga para lograr así un incremento en la distorsión de la segunda armónica que normalmente en las etapas de push-pull es reducida y al mismo tiempo reducir también la distorsión por tercera armónica que es la principal en los pentodos en push-pull. En las etapas en funcionamiento en clases AB2 o B, una gran parte de la distorsión por armónicas se debe a la corriente de grilla del circuito de entrada. No se recomienda este modo funcional para equipos HiFi y
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High End a pesar de la mayor potencia de salida que se puede lograr en el mismo. En la figura 3.1 vemos un circuito típico de un amplificador a válvulas triodo en clase A1. Se trata de un amplificador de salida simple con triodo 2A3 en un circuito de clase A1 que posee varias características modernas y de gran actualidad. Se ilustra una sola cadena de amplificación, pero para un equipo estereofónico será necesario agregar otra etapa idéntica. La fuente de alimentación que acompaña este circuito amplificador está diseñada justamente para este tipo de uso. Se observa que en esta fuente de alimentación se usan varios tipos de reguladores de tensión de estado sólido. Uno es el regulador de tensión 7805 de 5 volt y el otro es el LT1038 que es regulable. Ambos tipos están ubicados en los circuitos de filamento del amplificador para alimentar los filamentos de todas las válvulas con tensión contínua. Esto reduce las posibilidades de zumbido inducido por los circuitos de filamento y mejora así el rendimiento del amplificador. Observe el detalle del integrado IC3 que está conectado a masa a través de dos diodos de silicio D9 y D10. Cada diodo tiene una caída de tensión de 0,7 Volt, motivo por el cual la tensión existente en los puntos de alimentación de filamento de las válvulas EF86 es de 5+0,7+0,7 = 6,4 Volt. Como se sabe la tensión nominal del filamento de dichas válvulas es de 6,3 Volt, valor adecuado para este circuito. En el circuito del amplificador se observan dos puntos de interés especial. Uno es el resistor Rx en la grilla de la 2A3. Este resistor sólo se coloca en caso de producirse eventualmente oscilaciones y el valor de este resistor puede variar entre 1,5 y 4,7 kilohm, según la intensidad de dichas oscilaciones. Si no hubiera ninguna tendencia a estas oscilaciones parásitas, el resistor Rx puede omitirse. Otro punto de interés es el resistor Rf que está ubicado en la bobina móvil del parlante y introduce un camino de realimentación negativa hacia el cátodo de la válvula preamplificadora. Este resistor de 150 ohm puede eliminarse también si no se desea introducir la realimentación negativa. Sin el mismo, la sensibilidad del amplificador es de 30 milivolt. 3.3. Amplificadores de potencia de audio con transistores bipolares. La mayoría de los parámetros para este tipo de amplificador es similar a los requisitos que rigen los amplificadores a válvula. Existen sin embargo algunas excepciones importantes que trataremos a continuación. Uno de los factores más importantes es la distorsión no-lineal que se puede presentar en forma muy objetable. Este tipo de distorsión puede presentarse en dos formas. Una sería una distorsión THD de hasta el 1% que puede considerarse aceptable y otra sería una distorsión por intermodulación debido a factores no lineales que puede llegar a ser muy molesta y debe tratar de evitarse. En los amplificadores a transistores bipolares con una elevada potencia de salida el origen de
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estas distorsiones no lineales reside en la etapa de salida. Se pueden producir en estas etapas armónicas impares de alto orden debido a ligeras discontinuidades en la característica de transferencia en el punto de cruce que son el resultado de la asimetría inherente de etapas de salida casi complementarias. Para eliminar este tipo de distorsión por cruce debe efectuarse una selección muy cuidados de los componentes. Se logran así valores de solo 0,1% como THD en el amplificador de potencia de audio a transistores. En la sección de circuitos prácticos incluiremos un circuito que posee estas características. Con valores bajos de no-linealidad y distorsión de fase, la distorsión transitoria en un equipo sin transformador de salida es mínima y este remanente es causado generalmente por los altoparlantes. Sin embargo con un montaje correcto y tipos de altoparlantes especiales se logra reducir esta fuente de distorsión al mínimo. En los amplificadores transistorizados sin transformador de salida, se usa generalmente un monto importante de realimentación negativa, motivo por el cual la resistencia interna de la etapa será solo una fracción de un ohm como valor máximo. Debemos recordar que en este caso adquiere importancia el valor del factor de amortiguación que es la relación entre la resistencia interna de la salida del amplificador y la impedancia de carga. En un equipo sin transformador de salida este valor puede ser sumamente alto. En un altoparlante con un baffle simple el valor de amortiguación recomendado puede ser del orden de las 100 unidades, en cambio con un parlante encerrado en un gabinete sellado, el valor recomendado seria del orden de 3. En los amplificadores de alta fidelidad de todas las características puede resultar interesante disponer también de la curva de respuesta del ancho de banda de potencia que relaciona la respuesta de frecuencia con una potencia de salida determinada, generalmente previa al recorte con un valor de distorsión del 1% o menos. La curva de potencia versus frecuencia reemplaza la curva de amplitud versus frecuencia que se solía usar anteriormente. En la figura 3.2 vemos el circuito de un amplificador a transistores de 25 watt RMS que cumple con las características alta fidelidad de las normas DIN 45500. Las especificaciones del amplificador de la figura 3.2 son las que se observan en la Tabla 3.1. TABLA 3.1. Especificaciones del amplificador de la figura 3.3. CARACTERISTICAS VALORES Potencia de salida nominal 25 watt en carga de 8 ohm Sensibilidad (1000 Hz) para P o=25 350 mV watt Impedancia de entrada 150 kohm Respuesta de frecuencia (-1 dB) <20 hasta 90.000 Hz THD en Po=25 watt 0,1%
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Distorsión por intermodulación en Po=25 watt, medido con f 1=25= Hz y f 2=8 kHz con Vf1:Vf2 =4:1 Relación S/N no ponderada en P o= 50 mW Factor de amortiguación con parlante de 8 ohm Resistencia interna en el zócalo de salida Factor de realimentación de tensión Fuente de alimentación nominal Consumo en Po= 25 watt
0,6% 76 dB 160 0,05 ohm 370 48 volt 0,83 ampere
La etapa de salida está constituida con transistores de silicio en una configuración de push-pull clase B single-ended casi complementaria. En la figura 3.3 vemos un diagrama en bloques de este amplificador. Se observa que los transistores usados son todos de silicio que procesan una señal de entrada de 350 milivolt sobre 150 kilohm. El preamplificador es el tipo BC158B de pnp. El predriver es el BD137 de npn. Los drivers son del tipo BD137, npn en una rama y BD138, pnp, en la otra rama. Los transistores de salida son del tipo BD182 de npn en ambas ramas. Se observa que el uso de transistores npn y pnp facilita la inversión de fase necesaria en la etapa de salida simétrica. La carga es de 8 ohm que recibe 25 watt. Se observa que existe un transistor TR7 del tipo BC148, npn, que actúa como regulador de corriente de reposo en un circuito que analizaremos a continuación con el resto del circuito. Comenzando la descripción del circuito de la figura 3.2 vemos un transistor pnp del tipo BC158B que funciona en la etapa de preamplificación. Se trata de un transistor de alta ganancia de corriente, lo que permite el uso de un elevado grado de realimentación, realizada por medio de los resistores R 3, R4 y R15. Este transistor posee una corriente dinámica de 0,5 mA. Como esta etapa funciona también como estabilizador de la tensión de punto medio, es necesario que el resistor R4 no tenga un valor demasiado alto. Sin embargo, como contrapartida, para lograr un factor de realimentación desde el parlante, R4 debe ser tan alto como sea posible con respecto a R 15, debido a que R 4 está en paralelo con R 15. Debido a este valor elevado del factor de realimentación, la impedancia de entrada del amplificador es igual al valor de R 1, que es de 150 kilohm. La etapa predriver en clase A TR 2, usa un transistor pnp del tipo BD137, pero un BC147 puede ser usado si se dispone de una fuente de alimentación estabilizada. Los transistores de excitación TR 3 y TR 4 funcionan en una configuración complementaria, siendo del tipo BD137 y BD138, respectivamente. Con
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la potencia de salida máxima la corriente máxima que debe suministrar TR3 es de 133 mA; TR 4 debe dar paso a una corriente ligeramente menor. Se incluye entonces los resistores R 12 y R13 para limitar las condiciones de cortocircuito y sobrecarga. La corriente de reposo típica de los transistores de excitación es de 10 mA y en un caso extremo su disipación es de 440 miliwatt. Por este motivo no es necesario proveer disipadores térmicos para los transistores de excitación. En la etapa de salida se usa los robustos transistores de potencia BD182 que deben ser colocados com par balanceado (matched pair). La corriente de reposo del par de salida es de40 mA, ajustables por medio del potenciómetro R 8. Sin circuito de protección, la disipación máxima para cada transistor de salida es de 10,3 Watt. La corriente de pico de salida, IO = 2,5 Ampere con P O = 25 Watt y una impedancia de carga de 8 Ohm. La tensión de pico para una potencia de salida de 25 Watt es de 20 Volt. La caída de tensión en la parte superior del circuito es de 3,5 Volt y en la parte inferior es de 4,5 Volt. Para garantizar entonces la potencia de salida de 25 Watt, la tensión de la fuente con máxima potencia de salida debe ser igual al total de la caída de tensión más el doble de la excursión de la tensión de pico. Esto resulta en la siguiente expresión: 3,5 V + 4,5 V + 2(20 V) = 48 V La tensión de punto medio V A es entonces 24 Volt. Para lograr una potencia de salida relativamente alta, mayor a los 10 watts, puede parecer atractivo usar pares adaptados (matched pairs) de transistores npn/pnp. Se puede usar en este caso transistores de germanio, pero debido a la corriente elevada de pérdida de dichos transistores, resulta necesario usar cápsulas metálicas para este tipo de transistor. El comportamiento de los transistores de silicio es mejor en este caso por su corriente de pérdida más reducida. El uso de transistores de silicio es sin embargo bastante costoso cuando se debe encontrar tipos pnp bien adaptados a los tipos npn existentes. La solución es entonces el uso de una configuración diferente que solo usa transistores npn y que es la llamada configuración casi-complementaria. El uso de transistores de la misma polaridad introduce una economía de diseño muy apreciable. Se requiere no obstante otra precaución, que es la solidez constructiva y eléctrica de los transistores de salida de silicio en esta configuración. Este atributo se logra a costa de un ligero sacrificio en la frecuencia de transición. Los transistores BD181, BD182 y BD183 obedecen a este criterio. En la Tabla 3.2 vemos algunos parámetros característicos de transistores de salida. TABLA 3.2. Parámetros de algunos transistores de salida. TIPO CAP- VCBO VCEO VCER ICM T j max Rth j-mb hFE npn SULA Volt Volt Volt Amper °C °C/W e
ICBO M
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BD11 TO-39 245 180 245 0,2 200 12,5 5 BD18 TO-3 55 45 55 10 200 1,5 1 BD18 TO-3 70 60 70 15 200 1,5 2 BD18 TO-3 85 80 85 15 200 1,5 3 El significado de las siglas es el siguiente: VCBO = tensión entre colector y base VCEO = tensión entre colector y emisor VCER = tensión de ruptura entre colector y emisor ICM = corriente de colector (máxima permitida) T j max = temperatura de la juntura (máxima permitida) Rth j-mb = resistencia térmica de la juntura hFE = ganancia de corriente ICBO M = corriente de colector a base (máxima permitida)
>22
0,55
20-70 2 20-70 5 20-70 5
En el modelo que estamos describiendo resulta necesario compensar las corrientes de reposo de los transistores driver (de excitación) y de los de salida contra variaciones de temperatura y de tensión, estabilizando las tensiones entre base y emisor de los tres transistores. El circuito de compensación se basa en TR 7 que es un transistor npn encapsulado en plástico del tipo BC148. Se usan además dos resistores (R7 y R9) y un potenciómetro preset R 8. Este preset permite ajustar la corriente de reposo. El valor nominal de la tensión colector/emisor de TR7 es de aproximadamente 1,8 Volt. En la figura 3.4 vemos esta etapa de compensación en forma separada y a continuación trataremos su funcionamiento. En la figura 3.4 vemos que la tensión de estabilización es V CE que está determinada por las siguientes expresiones: VCE = IR1 + (I + IB)R2 y VBE = IR1 La relación entre V CE y VBE está dada por: Debido a que I B < I, aún con la ganancia más baja de BC148, la relación entre VCE y VBE se transforma en: Esta expresión demuestra que una variación de V BE produce una variación en VCE que depende de la relación R CE/RBE, de tal manera que La dependencia de V CE de la temperatura es indicada entonces por la siguiente expresión:
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Esta dependencia de la temperatura de V CE debe ser igual a la dependencia de temperatura de V BE de los transistores TR 3, TR4 y TR5 que debe ser compensada. La tensión de V BE es de cerca de 2 mV/°C en cada uno de estos casos y de esta manera sólo es necesario hacer que la relación RCE/RBE = 3 para lograr una estabilización correcta de la corriente de reposo. Del circuito de la figura 3.2 se puede ver que R 9 = 2,2 kilohm, R8 = 1 kilohm y R7 = 1 kilohm. En este caso es posible ajustar R8 para lograr que R BE = 1,4 kilohm si su relación es de 3, ya que RCE = R7 + R8 + R9 = 4,2 kilohm. Eventuales variaciones en la tensión de la fuente de alimentación cambiarán los ajustes en tensión contínua de la etapa de clase del predriver, produciendo una pequeña variación en la tensión de emisor/base del transistor TR 7, pero la corriente de reposo de los transistores de salida no es afectada por este fenómeno. Debe tomarse en cuenta también de no montar el transistor de estabilización sobre los disipadores térmicos de los transistores de salida, ya que de otra manera se producirá una sobrecompensación. La fuente de alimentación. Se puede usar en el amplificador de 25 watt una fuente de alimentación regulada, similar a la que observamos en la figura 3.5. Esta fuente está prevista para dos alternativas: una para un amplificador de 25 o 40 Watt monaural y la otra para el mismo amplificador duplicado para funciones estereofónicas. Las diferencias entre ambas variantes residen principalmente en los rectificadores y en la capacidad de los electrolíticos de filtrado. El peligro de los cortocircuitos. En una gran parte de los amplificadores de audio con transistores bipolares en la etapa de salida, el altoparlante está conectado en forma directa al circuito, sin intervención de ningún transformador de salida de audio. Este tipo de circuito es sumamente eficiente, pero posee lamentablemente un peligro inherente cuando los bornes de salida donde se conecta el parlante, se ponen en cortocircuito por cualquier motivo accidental. El efecto de este tipo de cortocircuito de por sí no presenta un peligro directo inmediato. Esto se debe a que en este caso la realimentación negativa desaparece y una señal de entrada muy reducida tendrá un efecto muy grande por exceso de excitación. Los transistores de salida poseen generalmente un margen más que generoso antes de exceder sus tolerancias, como podemos apreciar en la Tabla 3.3. TABLA 3.3. Valores de cortocircuito en la etapa de salida. CARACTERISTICAS BD182 superior (TR 5) BD182 inferior (TR 6) Corriente pico de 6 Ampere 15 Ampere colector
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Tensión de pico colector/emisor Ciclo de trabajo Disipación de potencia pico Disipación promedia
18 Volt
13 Volt
74 % 108 Watt
26 % 51 Watt
80 Watt
51 Watt
En condiciones normales de trabajo el transistor TR 5 debe tener una resistencia térmica de acuerdo a la siguiente expresión: Esta situación no es posible realizar, debido a que el transistor posee una resistencia termal entre juntura y cápsula de 1,5 °C/W. Se impone por lo tanto una limitación de la corriente de cortocircuito por razones térmicas. Se dispone de dos variantes circuitales para este fin como vemos en la figura 3.6. Las letras indicativas de estos circuitos coinciden con el circuito completo de la figura 3.2. Veamos en primer término el circuito N°1 de la figura 3.6. Este circuito usa dos transistores BC148 y BC158 que normalmente se encuentran en la condición de no-conducción. Cuando circula una corriente alterna elevada de suficiente intensidad a través de los resistores R 17 y R18, la tensión entre base y emisor se torna más positiva para BC148 y más negativa para BC158. El nivel depende de la corriente alterna a través de R 17 y R18 y de los divisores de tensión en la base R 21/R22 y R23/R24. Con un determinado valor ambos transistores comienzan a conducir. Debido a la baja resistencia interna de los transistores en condición de conducción, la corriente alterna de excitación para los transistores complementarios es limitada hasta un cierto nivel que se controla por medio de los potenciómetros preset R 21 y R24. Para mayor seguridad se agregan también dos fusibles de acción rápida de 1,6 Ampere. En estas condiciones se obtienen resultados que son resumidos en la Tabla 3.4. TABLA 3.4. Condiciones de protección del circuito N° I. CARACTERISTICA VALORES CARACTERISTICAS VALORES S Corriente 1,42 Ampere Potencia driver 1,63 Watt promedio de la npn fuente Tensión regulada 48 Volt Potencia driver 2,6 Watt de la fuente pnp Potencia de la 68,16 Watt Potencia de salida 21 Watt fuente npn Potencia de salida 42 Watt pnp Potencia total 67,23 Watt
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La disipación total es de aproximadamente 68 Watt y por lo tanto se necesita un disipador térmico bastante grande con este tipo de protección. Los resistores R 17 y R18 deben ser de 10 Watt debido al elevado valor de disipación en condiciones de cortocircuito. Sin protección de cortocircuito pueden usarse tipos de 2 Watt para estos resistores y para los disipadores térmicos de los transistores de salida pueden usarse chapas de aluminio de 2 mm de espesor con una medida de 4,5 x 4,5 cm. El circuito N°2 de la figura 3.6 es una alternativa que tiene la ventaja que no necesita disipadores especiales, pudiendo usarse el tipo de disipador recién mencionado para la alternativa de no usar circuitos de protección. Se necesitan en cambio dos diodos más que en el caso anterior. El circuito incluye por lo tanto dos transistores encapsulado en plástico, BC148 y BC158, respectivamente, y dos diodos BA145, pero no requiere fusibles. Bajo condiciones normales de funcionamiento los transistores están en condición de no conducir. Cuando aumenta la corriente de salida debido al cortocircuito, los potenciales de las bases de los transistores complementarios de excitación cambian muy rapidamente con respecto a tensión contínua promedia V A. A un determinado nivel los transistores del circuito de protección conmutan a conducción y las corrientes alternas de excitación para los transistores driver y de salida circulan a través de los transistores de protección. El nivel en el cual el circuito de protección comienza su actuación es ajustable por medio de los potenciómetros preset R 22 y R23. Cuando los terminales de salida no están en cortocircuito, pero en presencia de una carga compleja en condiciones de fuerte sobreexcitación, la corriente de salida se eleva en mayor escala que la máxima excursión de onda sinusoidal y el circuito de protección conduce. Los transistores de salida y excitación se polarizan entonces en sentido inverso debido a la presencia de los transistores de protección y la energía de la carga compleja. Recuerde que el término de “carga compleja” se refiere a todo tipo de carga que tenga una componente reactiva. Si no hubiera ninguna protección adicional los transistores de salida y de excitación pueden dañarse debido a la ruptura de tensión y por este motivo se agregan los dos diodos BA145 en forma invertida sobre los transistores de salida. Recordamos que el circuito N° 2 usa dos diodos más que el circuito N° 1, pero en cambio no necesita disipadores térmicos especiales. Los convencionales de 4,5 x 4,5 cm son suficientes. Ambos circuitos requieren un proceso de ajuste que se describe a continuación. Ajuste del circuito de protección N° 1. (a)Conecte un resistor de 2 ohm, 50 Watt en los bornes de salida.
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(b)Aplique una señal de 1000 Hz a la entrada con una amplitud suficiente para obtener una señal de 2 Volt de cresta sobre el resistor R18, (aprox. 4 A x 0,47 ohm), medido con osciloscopio. (c)Ajuste R24 hasta causar el recorte a partir de los 1,9 Volt. (d)Repita los pasos (b) y (c) ajustando R 21 y midiendo R17. Ajuste del circuito de protección N° 2. (a)Ajuste R22 y R23 al punto medio de su recorrido. (b)Conecte un resistor de ohm, 20 Watt sobre los bornes de salida. (c) Conecte un osciloscopio sobre R 17. Si dispone de un instrumento de doble haz conecte la segunda entrada sobre R 18. (d)Aplique una señal de 1000 Hz a la entrada con amplitud suficiente para medir 2 Volt de cresta sobre R 17 / R18. (e)Ajuste R22 para producir el recorte de la señal con 1,9 Volt sobre R 17. Observe la figura 3.7.a. (f) Ajuste R23 para brindar la protección de acuerdo a la tensión medida sobre R18. Observe la figura 3.7.b. Con estos pasos de ajuste se logra una protección adecuada de los transistores de salida y de excitación. Armado y ajuste del amplificador. El armado del amplificador de 25 Watt se efectúa sobre una plaqueta de circuito impreso que se ilustra en la figura 3.8. La distribución de componentes surge de la figura 3.9. El conexionado entre fuente, amplificador y preamplificador será ilustrado en la figura 4.11. El esquema de esta figura es aplicable en líneas generales para todo un grupo de amplificadores y no sólo para el de 25 Watt. Una vez armado, pueden efectuarse los ensayos típicos para este tipo de equipo, indicándose en la figura 3.10. la respuesta de frecuencia del amplificador de 25 Watt que es plana entre 20 Hz y 90.000 Hz con una desviación menor a 1 dB con respecto a una frecuencia de 1000 Hz. La distorsión armónica total puede observarse en la figura 3.11. En la misma se efectúan comprobaciones en 40 Hz, 1000 Hz y 12500 Hz. Se observan dos variantes de acuerdo al circuito de control usado. En la figura 3.11.1 se observa la respuesta sin circuito de protección o con el circuito de protección N° 2 y en la figura 3.11.2 se muestra la respuesta con el circuito de protección N° 1. Los valores para el caso N°1 son de distorsión armónica total de 0,1% y la distorsión por intermodulación asciende a 0,6%. Para el caso N°2 los valores distorsión por intermodulación se elevan a 1,2%. La intermodulación se mide con las frecuencias de 250 Hz y 8000 Hz en una proporción de 4:1. Las características de ancho de banda de frecuenci**************************************************************** ************************************************************************* ************************************************************************* *************************************************************************
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************************************************************************* ************************************************************************* ************************************************************************* ********** que se desarrollaron importantes circuitos de aplicación que permiten producir amplificadores de audio de alta fidelidad con prestaciones similares a los amplificadores valvulares y a un costo razonable. Uno de los circuitos es un modelo desarrollado por los Laboratorios Pass bajo la dirección técnica del Ing. Nelson Pass, al cual agradecemos todas las informaciones suministrados respecto a su modelo A75 que usaremos en la presente sección de esta obra. Para entrar entonces en la descripción de este modelo, usaremos a continuación primero algunos conceptos básicos sobre MOS-FET de potencia y para ello vemos en la figura 3.13 unos circuitos básicos de aplicación de transistores MOS-FET de canal “N” y de canal “P” y sus respectivas curvas de respuesta. En principio podemos considerar un transistor MOS-FET como dispositivo de tres terminales, denominados surtidor (source) (s), drenaje (drain) (d) y compuerta (gate) (g) , respectivamente. En el esquema básico de la figura 3.13.a vemos que la corriente de la fuente de un MOS-FET circula entre surtidor (s) y drenador (d) y es controlada por la compuerta (g). Al existir en un MOS-FET de canal “N” una tensión negativa en el surtidor y positiva en el drenaje, su funcionamiento ofrece muchas similitudes con el de una válvula. También en el MOSFET de canal “N” es necesario aplicar tensiones positivas en la compuerta para aumentar la circulación de corriente entre surtidor y drenaje. En un caso típico, la tensión de compuerta (gate) para producir una circulación de corriente de drenaje, es de 4 volt. Una tensión menor corta la corriente, una tensión mayor a 4 Volt, aumenta la corriente. Este fenómeno se ilustra en las curvas de la figura 3.13.b. En los transistores MOS-FET de canal “P” el proceso se realiza en forma muy similar, pero con la polaridad inversa. La capacidad de amplificar de un transistor MOS-FET es su transconductancia que es expresada en mho (OHM invertido) o Siemens y medida en A/V. La expresión siguiente clarifica este concepto. S = ∆ISD/∆EG Esto significa que se expresa la transconductancia S en Siemens como la relación del cambio de corriente de surtidor y drenaje (I SD) causado por un cambio de la polarización de compuerta (E G). La transconductancia es 1 Siemens cuando un cambio de polarización de 1 Volt produce un cambio de corriente de 1 Ampere. Bajo el punto de vista constructivo se puede considerar que entre drenaje y surtidor exista un diodo con polarización inversa. Este diodo es implícito en el transistor MOS-FET y puede significar una ventaja bajo ciertas circunstancias. Otro aspecto constructivo determina una tensión de ruptura entre la compuerta y los demás electrodos. Esta tensión de
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ruptura es muy importante ya que delimita en forma irrevocable e irreversible las tensiones que se pueden aplicar a los diferentes electrodos. Esta tensión de ruptura no sólo responde a tensiones de polarización de la fuente, sino también a las tensiones de carga electrostática que puedan presentarse. Un transistor MOS-FET es especialmente sensible a todas las cargas electrostáticas de cualquier naturaleza los cuales pueden destruir un transistor MOS-FET en forma instantánea. Es necesario tomar todas las precauciones de protección para evitar que eventuales cargas electrostáticas lleguen al MOS-FET y lo destruyan. Los momentos más críticos en este aspecto son el transporte de los componentes y su contacto con el cuerpo humano durante una revisación o reparación. Como es bien sabido, el cuerpo humano es una fuente tremenda de electricidad estática, sobre todo incrementada a veces por prendas de vestir de nylon o alfombras o carpetas del piso sobre los cuales se encuentra esta persona. Las configuraciones circuitales para la aplicación de transistores MOSFET son varias y coinciden en parte con las usadas en otros componentes, sobre todo válvulas. En la figura 3.14 vemos algunos ejemplos. Debemos observar que en todos estos circuitos de configuración se consideran los casos de transistores MOS-FET de canal “N” y de canal “P”, respectivamente y que además en todos se indica también el diodo intrínseco del MOS-FET. Una de las configuraciones de la figura 3.14 es la llamada de “drenaje común”. En la misma la señal de entrada es aplicada a la compuerta (gate) y la señal de salida se retira en el surtidor. Este circuito se caracteriza por tener ganancia de corriente sin inversión de fase de la señal de salida y sin ganancia de tensión. La señal de salida posee un corrimiento con respecto a la señal de entrada de unos –4 Volt, aproximadamente en el transistor MOS-FET de canal “N”. Circuitos similares en válvulas se denominan “seguidor de cátodo” y en transistores bipolares “seguidor de emisor”. En el MOS-FET seria apropiado el término de “seguidor de surtidor” (source follower), si bien este nombre no es muy común. La segunda configuración ilustrada es denominada de “surtidor común” y se caracteriza por tener la entrada de señal en la compuerta (gate) y la salida en el drenaje (drain). En esta configuración se obtiene ganancia de tensión y de corriente y la señal de salida es invertida en fase con respecto a la señal de entrada. En el diagrama se observa como carga un resistor, pero este circuito acepta no solo cargas resistivas, sino también cargas complejas. Se trata de una configuración muy popular que puede compararse con los clásicos circuitos valvulares con entrada en grilla y salida en placa o con circuitos transistorizados (bipolares) con entrada en base y salida en colector. El tercero de los circuitos de la figura 3.14 es el denominado de “compuerta común” con entrada en el surtidor y salida en el drenaje,
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sin inversión de fase. Este circuito tiene ganancia de tensión pero no tiene ganancia de corriente. La configuración de “compuerta común” es muy usada en el circuito “cascote”, donde un dispositivo de compuerta común funciona en conjunto con otro de surtidor común y actúa como blindaje del mismo. La combinación de las diferentes características circuitales básicas permite la creación de otras configuraciones más complejas, como por ejemplo el amplificador diferencial básico que se observa en la figura 3.15. En esta configuración se conectan dos MOS-FET en sus surtidores con un retorno común a la fuente de –50 Volt a través de un resistor único de 5K. Existen dos entradas y dos salidas en las respectivas compuertas y drenajes. Los drenajes poseen salidas de amplitudes iguales, pero opuestas en fase. Esta señal de salida solo representa la diferencia entre las señales de entrada, debido a que señales de entrada iguales serán rechazadas debido a la realimentación introducida por el resistor común en el surtidor. Se trata por lo tanto de un amplificador “diferencial” que responde solo a las diferencias de dos señales aplicadas a la entrada. Se puede conectar la señal de entrada a una sola compuerta y observar la salida en la segunda. Existen numerosas variantes y mejoras de este circuito básico que veremos en el circuito final del amplificador. Al mismo tiempo es factible encontrar en el par diferencial las tres configuraciones circuitales mencionadas anteriormente. Q1 actúa aparentemente como amplificador en “surtidor común” debido a que la señal de entrada entra en la compuerta y sale por el drenaje. Lo mismo sucede con Q2. Sin embargo, existe también el circuito de “drenaje común” en Q1, al excitar a Q2 en configuración de “compuerta común”. Los amplificadores operacionales suelen funcionar sobre la base de pares diferenciales. En la figura 3.16 vemos el circuito de un amplificador operacional con MOS-FET. Uno de los parámetros de los pares diferenciales es la tendencia de mantener los dos bornes de entrada al mismo potencial. Cumpliendo esta condición, se logra excelentes resultados. Cuando se desea lograr ganancia en la etapa, se debe usar circuitos de adaptación similares a los que vemos en esta figura. La ganancia G es en este caso la siguiente. G = (R2 + R3)/R2, siendo en el caso que nos ocupa 15.475/475 = 32,57 En la figura 3.17 vemos otra variante en la cual se usa el amplificador diferencial para amplificar la diferencia de las dos tensiones de entrada y además permite una realimentación negativa. En audio se conoce esta variante como “entrada balanceada” con una ganancia G 1 de G 1 = R3.R2. Los circuitos con entrada balanceada solo amplifican la diferencia entre ambas señales, ignorando totalmente las señales comunes a ambos. La capacidad de ignorar señales comunes se denomina “relación de rechazo de modo común” (common mode rejection ratio =
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CMRR) y se expresa por medio de un número. El valor de esta prestación en audio consiste en un funcionamiento libre de captación de ruido, especialmente del zumbido. En el proyecto que estamos tratando se hace uso de entradas balanceadas y para lograr este fin por medio de una buena CMRR, se busca dimensiones adecuadas de los valores de los diferentes resistores, haciendo R 2 = R4 y R3 = R5. Para lograr mejores resultados aún, puede usarse una configuración que se observa en la figura 3.18. En el circuito de esta figura observamos dos pares diferenciales de entrada. Uno de ellos está constituido por dispositivos de canal N y el otro por dispositivos de canal P (Q4 y Q 5). Las salidas de los dispositivos de canal N se conectan a la fuente de alimentación positiva, donde excitan la mitad positiva del circuito (Q3). En cambio, las salidas de los dispositivos de canal P se conectan a la fuente de alimentación negativa para excitar la mitad negativa del circuito (Q 6). En este ejemplo, el transistor Q 6 reemplaza ahora el resistor de 2 kohm que se usó en la figura 3.17 para polarizar Q 3. Los transistores Q 3 y Q6 funcionan en oposición de fase, conduciendo uno de ellos menos corriente cuando el otro conduce más corriente a los efectos de crear una tensión de salida variable en sus drenajes conectados, todo ello bajo el control de los pares diferenciales de entrada. Como se puede observar, hemos ajustado el valor de R 1 y agregado el resistor R 6, que cumplen las funciones complementarias en el lado negativo. En paralelo con ambos resistores se colocan potenciómetros preset para poder ajustar su valor exacto. Esto permite reducir la corriente que circula por Q3 y Q6 y es necesario por las variaciones que pueden existir en la tensión compuerta-surtidor de transistores individuales. Si se permite una tensión demasiado alta el transistor se recalentará y si esta tensión es demasiado baja crearemos distorsiones. Estos pre-sets serán usados también para ajustar la tensión de desbalance de contínua del amplificador. Los resistores R 7 y R8 ubicados en los surtidores ayudarán a estabilizar la ganancia de Q 3 y Q6, lo que permite sensar la corriente para ajuste y limitación. Deseamos que las tensiones de estos resistores sean del orden de 1 Volt, lo que producirá una corriente de contínua a través de Q3 y Q6 de unos 20 mA. Veamos ahora como los pares diferenciales de la figura 3.18 reciben su corriente operacional. Se puede entregar esta corriente a través de resistores de 5 kilohm pero esta corriente no será muy constante y puede fluctuar con la tensión de la fuente y la señal. Sin embargo el funcionamiento de los pares diferenciales depende de fuentes de corriente constante y puede mejorarse si no usamos un simple resistor. En la figura 3.19 vemos el agregado de dos fuentes de corriente mejoradas, una para el par diferencial de canal P formado por Q 7 y su complemento para el par diferencial de canal N formado por Q 8. Si
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tomamos la fuente del canal N como ejemplo ilustrativo, notamos su funcionamiento de la siguiente manera: el resistor R 12 alimenta unos 4 mA de masa al diodo Zener Z 2. La corriente puede entonces calcularse como I = (VFUENTE – VZENER)/R12. 2 La disipación en el resistor R 12 es PR12 = V /R12, donde V es la tensión que se presenta en los extremos de R 12. Si usamos un diodo Zener de 9,1 Volt tendremos V = 50 – 9,1 ≅ 40 Volt y por lo tanto P R12 = 1600/R 12. Para poder usar un resistor de _ Watt de disipación R 12 debe ser del orden de los 6400 Ohm. Podemos usar un valor de 10.000 Ohm que brinda un margen adecuado con 4 mA de corriente para el diodo Zener. Debemos tomar en cuenta que en los diodos Zener el ruido generado por los mismos es una función inversa a la corriente que circula. Muchos diodos Zener se comportan como generadores de ruido con intensidades de corriente del orden de los 0,5 mA o menos. Con 4 mA la corriente generada es practicamente despreciable. Eventuales vestigios pueden ser filtrados por medio del capacitor C 4 en paralelo con el diodo. Las consideraciones anteriores nos permiten ahora llegar a la fuente de corriente constante que estabamos buscando. Para ello usamos el transistor MOS-FET Q8 y el resistor R 10. Entre compuerta y surtidor de Q 8 existe una tensión de 4 Volt que es la tensión de encendido del MOSFET y por lo tanto la tensión del surtidor será de 9,1 – 4 = 5 Volt, aproximadamente. Esta tensión dividida por el valor de R 10, unos 10 mA, será el monto de la corriente que circulara a través de Q 8. Esta corriente depende solamente de la tensión a través del resistor y es lo suficientemente constante para esta aplicación. Una consideración similar es aplicable a la fuente de corriente del canal P. El agregado de C 1 y C2 en el circuito de entrada y en el circuito de realimentación crea un corte limitado de las frecuencias altas que no es suficiente para afectar la reproducción de la señal de audio en forma significativa, pero si lo suficiente como para evitar la recepción de las estaciones de radio locales. A su vez deben tomarse medidas para conservar el rechazo de modo común mediante la estricta igualdad de C1 y C2, de R3 y R5 y de R2 y R4. Estos valores deben ser controlados estrictamente. Si examinamos el rendimiento del circuito 3.18 veremos que existen limitaciones en cuanto a distorsión y velocidad. Las tensiones cambiantes que aparecen en los drenajes de Q 3 y Q6, producen variaciones en la transconductancia y además cargan las capacidades de las Junturas de MOS-FET, todo lo cual resulta en una respuesta más lenta. Se puede mejorar este aspecto por medio de la conexión en cascode de los MOS-FETS de compuerta común Q 9 y Q10 que vemos en la figura 3.19. Este conjunto no agrega ganancia de corriente, pero producen un
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blindaje de Q3 y Q6 con respecto a las fluctuaciones de la tensión de salida. Con ello se logra reducir la distorsión y se mejora la velocidad de Q3 y Q6 sin que contribuyan demasiado sus propias características. Los MOS-FET´s Q9 y Q10 son polarizados por los mismos diodos Zener que se usan para las fuentes de corriente. Esta polarización se fija en 5 Volt sobre Q3 y Q6. En la misma figura 3.19 podemos observar también que se agregaron resistores en serie en la mayoría de los MOS-FET´s para evitar autooscilaciones. Uno de los motivos de dichas oscilaciones puede ser una baja impedancia en la compuerta, motivo por el cual siempre resulta acertado agregar valores resistivos nominales en serie con las compuertas de MOS-FET´s. De otra manera podrían parecer de impedancia demasiado baja en las frecuencias altas. Este agregado no es necesario para Q 3 y Q6 los cuales ya tienen los resistores R 1 y R6, pero si será necesario en los demás transistores, motivo por el cual se agregan los resistores R 13 al R20. Al haber ya introducido los circuitos cascode en la etapa de ganancia de tensión de este modelo, podemos aprovechar esta circunstancia para ampliar algunos conceptos al respecto. Uno de ellos es el “cascode plegado”, que es un método para dar uso a las salidas diferenciales hasta ahora no usados en las conexiones de drenaje de Q 2 y Q5. La figura 3.19 ilustra esta técnica en la cual la salida de Q 2 es insertada en la conexión que existe entre el drenaje de Q 3 y el surtidor de Q9. La salida posee la polaridad correcta para excitar Q 9 por sí mismo sin la excitación de la salida de Q 3. Si colocamos un capacitor sobre R 1 como para remover la parte de alterna de la excitación de Q 3, entonces Q3 se comporta como fuente de corriente constante y no aporta más ni ganancia, ni distorsión ni retardos al circuito. En este tipo de circuito la excitación sola proviene de Q 2, en lugar de la combinación de Q 1 y Q3. Aún cuando este enfoque resulta en una menor ganancia, se logra mayor velocidad en muchas aplicaciones y es una solución muy popular en circuitos de muy alta velocidad, especialmente en etapas de excitación de video. En el presente amplificador esta consideración no es de mayor importancia pero el circuito cascode puede usarse para eliminar con ventaja una etapa amplificadora del conjunto, lo que resulta en mayor estabilidad y en una reproducción de audio de mayor fidelidad. El presente circuito está preparado para operar en forma optativa como cascode plegado por medio del uso de los capacitores C 5 y C6 y los resistores R 21 y R22. Los mínimos valores de R 21 y R22 serán de 75 Ohms, aproximadamente, para que las compuertas de Q 3 y Q6 tengan alguna impedancia resistiva para impedir oscilaciones. Sin embargo, si se usa este circuito y aún así aparecen oscilaciones, habrá que incrementar el valor de R 21 y R22 a 100 ohms. Con estos valores, Q3 y Q6 tendrán una ganancia unitaria y la contribución de ambos transistores de cada par diferencial será la misma en las
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corrientes que circulan por Q9 y Q10. Esta salida consistirá en una excu******************************************************************** ************************************************************************* ************************************************************************* ********************************************************* ***************** ************************************************************************* **************** ********************************************************** ************************************************************************** *** una excursión completa de 40 mA en la polarización de 20 mA a través de Q9 y Q10. Al aumentar R 21 y R22 hasta valores muy altos, del orden de los 10K o más, los valores de R 1 y R6 serán los dominantes en el funcionamiento de Q3 y Q6, con la ganancia ascendiendo a 20. Conviene ensayar diferentes valores y evaluar su efecto sobre la reproducción sonora. No será necesario reajustar en este caso los potenciómetros P 2 y P1, debido a que ellos fijan un valor constante de la polarización de contínua de Q 3 y Q6. En general podemos afirmar que los valores de R 21 y R22 pueden variar en forma coherente y estable entre 75 ohm y circuito abierto, obteniéndose diferentes grados de realimentación y distorsión que deben ser evaluados en cada caso particular por el constructor y/o usuario del equipo. El amplificador obtenido hasta ahora es perfectamente funcional con la reserva que no excitará una carga de baja impedancia. Tal como está puede usarse como preamplificador. Para usarlo como amplificador con cargas de baja impedancia de un Ohm o similar, será necesario agregar una etapa de salida. Para la misma puede usarse un banco de transistores MOS-FET complementarios, con tipos de canal P y canal N, conectados en la configuración de drenaje común. Para esta función debemos considerar la necesidad de usar etapas previas de excitación delante de los transistores de salida finales. En diseños bipolares estas etapas son esenciales debido a la demanda de corriente elevada de la etapa de salida, pero en transistores MOSFET este requisito no existe debido a la elevada impedancia de entrada en frecuencias de audio de los mismos. Sin embargo se justifica su uso por la velocidad adicional para la excitación de las capacidades elevadas de las compuertas de los transistores que son del orden de los 80 a 100 pF cada una. 3.4.2. El circuito de las dos secciones del amplificador modelo A75. Para evaluar entonces el circuito completo de este modelo, observaremos las figuras 3.20 y 3.21 en las cuales se ilustra un canal completo del amplificador estereofónico, con la sección de excitador en la primera y la sección de etapa de salida en la segunda de las dos figuras.
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Comenzando con la etapa de salida con una rápida visión previa, vemos que se usan dos bancos de 12 transistores MOS-FET en paralelo. Esta configuración de drenaje común es muy característica para los transistores MOS-FET que de esta manera solo aportan ganancia de corriente y no de tensión. Los dispositivos MOS-FET están arreglados en forma complementaria con los de canal P en el lado negativo del circuito y los de canal N del lado positivo. En concordancia con lo expuesto anteriormente, se encuentran en serie con compuerta y surtidor sendos resistores que cumplen las funciones ya conocidas. El resistor de compuerta impide las oscilaciones y el del surtidor asegura una distribución equitativa de la participación de corriente en cada dispositivo. Un problema muy serio en el conexionado en paralelo de transistores, tanto bipolares como MOS-FET, es el coeficiente de temperatura que tiene un comportamiento muy particular en cada caso. En los transistores bipolares existe un coeficiente de temperatura positivo que produce que la tensión de juntura V BE bajará con la temperatura, causando un incremento de la corriente base-emisor. Al aumentar la corriente, baja la tensión aún más, produciéndose un circulo vicioso que puede terminar en un escape térmico (thermal runaway), capaz de destruir el transistor en pocos segundos. Este coeficiente de temperatura es responsable de la segunda tensión de ruptura en los dispositivos bipolares que limita seriamente la utilización de un transistor en tensiones altas al producir puntos calientes en la superficie del transistor que modifican la curva de la corriente del transistor. En un caso típico vemos por ejemplo que el transistor MJ15024 está calificado para una disipación de 250 Watt con una tensión de 25 Volt, pero decae a 100 Watt con una tensión de 100 Volt. Este fenómeno, denominado en inglés “current hogging”, es la causa por la cual es necesario que en el funcionamiento en paralelo de transistores bipolares se debe usar resistores de emisor para obtener una participación pareja de la corriente de todas las unidades. En transistores MOS-FET la situación es algo diferente debido a que el coeficiente de temperatura de los mismos es positivo hasta una corriente relativamente elevada, pero despues se transforma en negativo. En el caso del amplificador que estamos describiendo, el coeficiente es positivo hasta unos 3 Amperes, de manera que bajo condiciones normales de funcionamiento, la polarización aumentará ligeramente al aumentar la temperatura. Sin embargo otro factor muy importante es la tensión entre compuerta y surtidor, VGS, del MOS-FET que debe ser balanceada cuidadosamente en para poder usar los diferentes transistores en paralelo. De otra manera, algunas unidades llevarán toda la carga y otras ninguna o poca. Diferencias en VGS entre diferentes ejemplares pueden llegar a 0,5 Volt.
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Todos estos problemas son reducidos si se usa transistores MOS-FET balanceados (matched). Además al usar resistores en el surtidor del orden de 1 Ohm se soluciona este problema. El conjunto de los 24 transistores agrega solo 0,04 Ohms a la impedancia de salida de lazo abierto. Se obtiene así una estabilidad de polarización de la etapa de salida. Otro aspecto que se soluciona con resistores de esta magnitud (1 Ohm) al actuar como protección del conjunto en caso de fallar una unidad. Esto permite proteger a todas las demás unidades y limitar la falla a la unidad defectuosa. Por otra parte, si se desea reducir el valor ohmico de este resistor, es factible bajar su valor a 0,33 Ohms con resultados satisfactorios, siempre que todas las unidades estén bien balanceadas. Como el amplificador debe funcionar en clase A, es necesario polarizar las etapas en consecuencia. Se utiliza para ello las fuentes de tensión provistas por Q11. Se emplea en esta etapa una polarización entre compuerta y surtidor, la tensión V GS. Este concepto es similar al que se usa muchas veces en amplificadores con transistores bipolares con la tensión entre base y emisor V BE en un circuito multiplicador. En el caso de los MOS-FET debemos recordar que la tensión V GS es del orden de los 3,5 a 5 Volt. Por este motivo se ajusta el conjunto resistor R80 y potenciómetro P3 hasta que en P3 aparezca una tensión V GS = 4 Volt. En estas condiciones se obtendrá una corriente a través de ambos componentes que producirá una tensión constante. La tensión de polarización para Q 11 es la suma de ambas tensiones de acuerdo a la siguiente expresión: Produciendo una tensión V GS = 4 Volt. Para polarizar entonces la etapa de salida hacia la conducción se necesitan unos 9 Volt sobre Q 11, que se componen de 4,5 Volt para el banco de transistores de salida de canal P y 4,5 Volt para el banco de canal N. Se conecta el potenciómetro P 3 sobre los terminales de compuerta y surtidor del MOS-FET de polarización para protegerlo de interrupciones accidentales. En este caso al fallar desaparece la polarización y se evitará una conducción excesiva. La conexión de C 7 sobre Q11 asegura baja impedancia y características pasivas en altas frecuencias. En el circuito de las figuras 3.20 y 3.21 abarcamos todo el amplificador A75 y en estos circuitos debemos observar algunas otras características muy importante. Una de ellas es la conexión de los diodos Zener Z 3 y Z4 entre excitación y salida. Estos diodos Zener proveen una protección de las compuertas de salida con respecto a eventuales casos de sobreexcitación. En el punto nodal de salida vemos también un circuito RC consistente de R31 y C8. Este circuito ayuda a estabilizar el amplificador para el caso de aplicarlo a cargas complejas que puedan producir oscilaciones
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resonantes de alta frecuencia causadas por la excitación de cargas reales con sus respectivos cables de conexión. Este tipo de circuito es usado en muchos amplificadores de estado sólido de toda índole. Se usa también un agregado de realimentación que incluye los drenajes de Q 9 y Q 10 y su conexión a R 3 a través de los resistores R 23 y R24. Esto permite lograr dos puntos de salida que poseen la misma tensión alterna, pero están polarizados con una diferencia de 9 Volt. Los resistores R23 y R24 dividen estos 9 Volt en la mitad y logran así un punto de tensión media que es casi idéntico con la tensión de salida real. La presencia del resistor R 81 se debe a la selección del grado de realimentación negativa que deseamos incluir en el amplificador. Al mismo tiempo podemos analizar a fondo algunos aspectos relacionados con el efecto de la presencia en mayor o menor grado de esta realimentación sobre el circuito. Los extremos son las siguientes: R 81 igual a cero significa que toda la realimentación proviene de la etapa de salida, en un 100%. R 81 igual a infinito (circuito abierto) significa que no habrá realimentación desde la etapa de salida, pero en cambio el único paso de realimentación vendrá de la etapa de salida del circuito de entrada, a través de los resistores R23 y R24. En este caso la etapa de salida del amplificador y su salida no estarán incluidas en el lazo de realimentación. En la figura 3.22 vemos la curva de respuesta del amplificador sin realimentación desde la etapa de salida, con R 81 abierto, con valor infinito o mejor expresado, sin resistor R 81. Se observa que esta curva muestra una respuesta muy lineal y con un valor máximo de 0,3% en el valor de potencia especificado. Muchos expertos opinan que este resultado hace que el rendimiento del amplificador con MOS-FET sea muy parecido al de amplificadores a válvulas. Consideramos que este tipo de comparación es sumamente elogios tanto para el amplificador a MOS-FET, como para el amplificador a válvulas. No debemos olvidar que estamos en presencia de equipos High End en ambos casos. Entre los dos extremos de valores de R 81, cero e infinito, existen sin embargo múltiples variantes que serán tratadas a continuación. Una de las posibilidades es elegir los valores de los resistores de tal manera que R23 y R24 sean iguales a R 81. En este caso particular, un 50% de la realimentación proviene del circuito de cada uno de ellos. Otras variantes permiten modificar el valor de R 81, de tal manera que con un valor más bajo habrá más realimentación desde la etapa de salida y con un valor más alto habrá menos. La cifra de distorsión sufre un cambio proporcional con el valor de R 81, debido a que la realimentación desde la etapa de salida es máxima con el valor cero de R 81. La modificación de este valor tiene sin embargo también una importante influencia sobre la cifra de rechazo de modo común (CMRR)
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de la etapa de entrada balanceada del amplificador, como fue ya mencionado más arriba. Se observará que al aumentar el valor de R 81 desde cero, se presentará una reducción en el valor de CMRR. Este aspecto es sin embargo solo de importancia si se usa una entrada balanceada. Si se decide usar solo la entrada positiva y cortocircuitar la entrada negativa, esta disminución del factor CMRR no influirá. Lo mismo sucede si no se necesita un CMRR muy alto para obtener el valor de rechazo de ruido que se necesita en la práctica en el amplificador. Sin embargo, si se desea lograr el máximo valor posible del CMRR, será necesario calibrar los resistores de realimentación reduciendo los valores de R 3 y R27 por un valor similar a R81, colocando eventualmente un tercer resistor en este circuito. Una forma sencilla de conseguir esta calibración seria usar un potenciómetro de 1 Megohm y ajustarlo hasta lograr el mejor valor de CMRR. Un valor nominal de 40 dB es aceptable y el valor encontrado sin problema en este modelo es mejor que 60 dB. Con respecto a los capacitores C 9 y C10, debemos señalar que son solo optativos. Su valor no está indicado en forma expresa en el circuito de la figura 3.20, debido a que el mismo puede variar entre 5 y 39 pF. La presencia de estos capacitores solos es necesaria en el caso que haya un problema de distribución de componentes o algún motivo similar de lugar a oscilaciones de alta frecuencia que con la colocación de estos capacitores quedará eliminada. Si no hubiera oscilaciones sin los capacitores, no será necesario colocar los mismos. Además debe considerarse en este caso también la posibilidad de incrementar el valor de los resistores de compuerta de los MOS-FET´s. Para el caso en que la entrada negativa del circuito de entrada balanceada quede abierta, pueden presentarse inestabilidades que deben eliminarse por medio de los resistores R 28 y R29. Se observa que en el diseño del equipo A75 se tomaron en cuenta muchas variantes causadas por componentes y/o armado y la forma como compensar las mismas. Al mismo tiempo creemos que este tipo de análisis es sumamente favorable para una comprensión en profundidad de estos fenómenos. En el circuito de entrada de la figura 3.20 vemos la presencia de una llave que permite la conmutación entre un circuito de entrada balanceado de baja impedancia a otro de entrada no-balanceada de alta impedancia. En el modo “no-balanceado”, la llave cortocircuita la entrada negativa y desconecta los resistores R 28 y R5, dejando R30 a masa para una impedancia de entrada de 75 kilohm. Cuando la llave se encuentra en el modo “balanceado”, se conectan los resistores R 28 y R 5 a masa. Para compensar entonces el agregado de R 30 en la entrada positiva y para mantener un factor CMRR correcto, resulta necesario agregar R27 en paralelo con R 3 en el lazo de realimentación.
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El amplificador A75 posee una entrada balanceada sin necesidad de usar ningún circuito activo externo, lo que significa una ventaja. El precio que debemos pagar por esta prestación es sin embargo una impedancia baja para un rendimiento alto. El motivo es que los transistores MOS-FET poseen capacidades finitas que pueden interaccionar con circuitos complejos de alta impedancia. Para prevenir entonces eventuales distorsiones en frecuencias altas es necesario mantener los valores resistivos tan bajo como sea posible. En la figura 3.23 vemos un circuito equivalente del funcionamiento en modo balanceado. En un amplificador diferencial existen cuatro maneras para analizar un circuito de esta naturaleza: la impedancia de entrada de modo común, la impedancia de entrada positiva, la impedancia de entrada negativa y la impedancia de la entrada diferencial. La impedancia de entrada de modo común con respecto a señal y ruido, es R 4 (de 475 Ohm) en serie con la combinación en paralelo de R5, R28 y R 30 (de 1,34 Kilohm) Esta impedancia de entrada de 475 + 1340 = 1815 Ohm aparece en forma individual en ambas entradas del modo común con respecto a señal y ruido. En la entrada positiva es también este el valor de impedancia para la señal, debido a que el circuito de la entrada positiva no está conectado con la salida del amplificador y esta impedancia es pasiva. En la entrada negativa, sin embargo, intervienen tanto la impedancia pasiva como las señales en la salida en la formación de la impedancia de entrada. Asumiendo que las entradas de la señal diferencial sean iguales en amplitud pero opuesta en fase en las dos entradas, podemos apreciar que el funcionamiento del lazo de realimentación tratará de formar tensiones iguales en las compuertas de los transistores MOS-FET del par diferencial. En el ejemplo de 1 Volt de tensión en la entrada positiva, la tensión de la compuerta será 0,738 Volt. Este mismo valor de 0,738 Volt aparecerá entonces también en la entrada negativa del resistor R 2 de 475 Ohm. Si se excita entonces simultáneamente con –1 Volt, la corriente a través de R 2 se comporta como si R 2 fuera 475/1,738 = 273 Ohm. Bajo estas circunstancias, la impedancia de entrada de la parte negativa del par balanceado es menor que el resistor de entrada y debe ser tomada en cuenta. A su vez la impedancia diferencial en la entrada balanceada es la suma de las impedancias de entrada, o sea 1815 + 273 = 2088 Ohm. Todos estos diferentes valores permiten varios circuitos de excitación con excelentes resultados. A continuación mencionaremos algunos. Una de las variantes surge de la misma figura 3.23. En este caso la entrada positiva es excitada por un preamplificador adecuado que permita la excitación de un amplificador final cuya impedancia de entrada sea del valor de 1815 Ohm. La entrada negativa puede terminarse con un circuito pasivo del surtidor a masa con la impedancia de salida que requiera la fuente activa. En este caso se logra la plena capacidad de
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rechazo de ruido característica de la entrada balanceada y se evita la necesidad de excitar una impedancia muy baja en la entrada negativa. Otra variante sería usar la entrada negativa, ya que su impedancia balanceada de 273 Ohms no es mucho más baja que el valor reglamentario de 300 Ohm, mitad del valor de 600 Ohms, usado como norma en circuitos balanceados. Finalmente, si el preamplificador elegido no puede excitar estas impedancias bajas, siempre es posible usar la llave de “balanceado – no-balanceado” y operar en forma no-balanceada y se obtendrá una impedancia alta del orden de los 75 kilohm. Otras variantes son posibles pero creemos haber demostrado ampliamente la versatilidad de este tipo de circuito. En todos los casos el parámetro más importante de conservar es que los valores en el sector positivo y negativo sean idénticos, sin darle demasiado importancia al monto individual de estos valores. 3.4.3. La fuente de alimentación. Con respecto a la fuente de alimentación del modelo A75 cabe destacar que se usan dos fuentes separadas. Una para el circuito de la figura 3.20 (etapas previas) y otra para el circuito de la figura 3.21 (etapas finales). Se da preferencia a este método para impedir que el ruido de la etapa de salida influya sobre las etapas previas, usando una fuente regulada separada. E************************************************************************ ************************************************************************* ************************************************************************* ************************************************************************* ************************************************************************* ************************************************************************* ************************************************************************* **l preamplificador de 5 Volt más que la que tiene la fuente de la etapa de salida. El circuito de la fuente de alimentación completa se observa en la figura 3.24. En este circuito se incluyen las dos secciones de la fuente: una fuente de alta potencia sin regulación para las etapas finales del amplificador y otra fuente de menor potencia, pero tensión regulada más alta. Algunas etapas de estas dos fuentes son comunes, pero su funcionamiento se realiza en forma separada. Observamos en el circuito primario del transformador de poder un fusible F1 y un termistor TH1 que tiene la función de reducir eventuales picos de corriente en el momento del encendido. En frío o temperatura ambiente, la resistencia interna del termistor es alta y por lo tanto la corriente de encendido del equipo queda limitada por este valor. Al calentarse paulatinamente por el consumo del equipo, la resistencia interna de TH1 baja y para todos los fines prácticos no influye en el funcionamiento normal del mismo. El circuito retorna al otro polo del
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tomacorriente por medio de un filtro de picos de corriente TZ1 que solo conduce en presencia de picos elevados de corriente durante el funcionamiento del equipo, protegiendo de esta manera el triac TR1 que es un componente robusto que tolera 40 Ampere a 600 Volt. El triac es en realidad la llave de encendido principal y su circuito se completa con varios componentes adicionales. La llave S1 permite aplicar un impulso al triac para ponerlo en estado de conducción. En serie con S1 se encuentra el resistor de limitación de corriente R 2. En paralelo con el triac TR1 se coloca un filtro RC compuesto por R 1 y C2 que amortigua los transitorios sobre el triac. El capacitor C 3 completa la acción de supresión y filtrado de transitorios. El retorno del chasis a masa y a tierra a través del tercer contacto de la enchufe de la red eléctrica se efectúa por medio del resistor R 17 y los diodos D 7 y D8. Estos componentes están previstos como medida de seguridad para el caso que se presente una falla de aislación en el transformador de poder. Los diodos reducen toda tensión mayor a 0,7 Volt en un eventual lazo de retorno a masa, protegiendo así material y personas. El transformador T1 es del tipo toroidal con un primario que puede conectarse para 115 o 230 Volt de tensión de línea, indistintamente. En el circuito del secundario del transformador T1 se encuentra la fuente no regulada de más 37 Volt y menos 37 Volt y otra fuente de tensión regulada de más 50 Volt y menos 50 Volt. La tensión no regulada es rectificada por medio de dos puentes B1 y B2 que estan conectados en paralelo para compartir la carga elevada del consumo de la etapa de salida. Los cuatro capacitores C 10 al C13 se ocupan del filtrado correspondiente. La fuente de tensión regulada está destinada a la alimentación de las etapas de entrada del amplificador y entrega una tensión regulada de más 50 Volt y otra de menos 50 Volt. Se usan los diodos D1 al D4 y los capacitores C4 a C7 en un circuito de doblador de tensión. La tensión de salida de este doblador es en principio de 2 x 37 = 74 Volt, pero un adecuada dimensionamiento de sus constantes permite llegar a un valor más bajo con una disipación térmica favorable. Los resistores R 3 y R4 se encargan de esta función al reducir la velocidad del ciclo de carga con la consiguiente reducción de tensión y energía térmica producida. El funcionamiento de los dobladores de tensión es convencional y se basa en la carga de dos capacitores en serie durante dos semiciclos consecutivos de la corriente alterna del transformador. En un semiciclo negativo se carga C4 a través del diodo D1 hasta la tensión de unos 36 Volt. En el semiciclo positivo se produce la carga del capacitor por este semiciclo de 37 Volt adicionalmente a los 36 Volt del semiciclo anterior a la cual fue cargado. La tensión de salida es entonces la suma de ambos y esta tensión de 37 + 36 = 73 Volt carga a C6 por medio del diodo D2. Las tensiones de todo el conjunto son en definitiva +72 Volt y –72 Volt, rectificados pero aún sin regulación y cargado además con una tensión de zumbido (ripple) muy importante.
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Para resolver entonces todo el planteo de filtrado y regulación se recurre a dos circuitos reguladores que cumplen ambas funciones. Se hace uso en estos circuitosde regulación de pares diferenciales en configuración de amplificadores operacionales ayudados además como referencia de tensión por los diodos Zener D1 y D2 de 9,1 Volt, respectivamente. Para ello se procede de la siguiente manera. El resistor R14 produce una corriente en Z2 para crear una tensión de 9,1 Volt. Esta tensión polariza el par diferencial Q 7 y Q6 por medio de R 11. Con la tensión de entrada de 9,1 Volt en R 11 habrá una corriente de 4 mA y una tensión de 8,4 Volt. Los 0,7 Volt restantes estarán entre emisor y base de Q 7. La salida del colector de Q 7 excita la base de Q3, formando así un amplificador operacional. La salida de Q 3 es realimentado a la base de Q6, que es la entrada negativa del amplificador operacional, por medio de R10 y R13. Con estos valores se obtiene una ganancia de tensión de 5,55, de tal manera que la tensión de salida será el producto de 5,55 x 9,1 = 50,5 Volt. El capacitor C8 provee algo de filtrado y asegura la estabilidad del lazo cuando se usa el amplificador operacional como regulador de tensión de la fuente de alimentación. Como R 11 tiene una tensión de entrada estabilizada se elimina la necesidad de proveer una fuente de corriente constante en esta etapa. Las etapas de salida del amplificador poseen disipadores térmicos que deben ser enfriados por medio de un pequeño ventilador o soplador. Se usa un modelo con motor de continua de 24 Volt, pero para reducir el ruido producido por este tipo de artefacto se le alimenta sólo con 15 Volt. Con esta tensión el ruido será substancialmente menor, pero el caudal de aire de enfriamiento será suficiente. El suministro de la tensión contínua de 15 Volt para el ventilador proviene de la fuente de 50 Volt a través del divisor de tensión formado por R19 y R18. Esta tensión reducida es aplicada al transistor seguidor emisor Q1 cuyo colector está conectado a la fuente de tensión noregulada para no cargar demasiado la fuente regulada, y cuyo emisor excita al terminal positivo del ventilador. El terminal negativo retorna a masa. Puede resultar necesario en algunos casos de regular los valores de R19 y R18 para lograr la velocidad del ventilador realmente necesaria. Cuando se reduce la tensión demasiado pueden producirse inconvenientes en el arranque de dicho ventilador, motivo por el cual debe controlarse esta circunstancia cuidadosamente. Una alternativa sería no usar ningún ventilador y en cambio aumentar la superficie de los disipadores térmicos en forma proporcional. 3.4.4. Aspectos de armado y ajuste. La selección de componentes, sobre todo de los transistores MOS-FET, es muy delicada y esencial para lograr los resultados excelentes que el
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modelo A75 puede brindar. Para facilitar esta tarea presentamos en la Tabla 3.4 algunos tipos de MOS-FET adecuados para cada función. TABLA 3.4. Lista de transistores MOS-FET con sus equivalencias. TIPO Can Disipació Corrient RDS Reemplazos al n e IRFD110 N 1 WATT 0,5 AMP <1 OHM IRFD113, IRFD123, IRFD120, IRFD223, IRFD210, IRFD220, IRFD9110 P 1 WATT 0,5 AMP <1 OHM IRFD9113, IRFD9123, IRFD9120, IRFD9220, IRF510 N 20 WATT 4 AMP. <1 OHM IRF512, IRF612, IRF610, IRF710, IRF712, ECG2382, IRF9510 P 20 WATT 4 AMP. <1 OHM IRF9512, IRF9612, IRF9610, ECG2372, IRF230 N 75 WATT 9 AMP. <1 OHM IRF130, 2N6756, IRF231, IRF232, IRF233, IRF230, N6758, IRF330, IRF9231 P 75 WATT 9 AMP. <1 OHM IRF9230, IRF9232, IRF9233, IRF9130, IRF9132, RDS es la resistencia entre drenaje y surtidor. En el presente proyecto se utilizan muchos transistores MOS-FET en paralelo en distintas posiciones del circuito. Para lograr un resultado coherente en este caso es necesario verificar los parámetros más significativos de cada unidad y ordenar las mismas de acuerdo a esta clasificación. El uso de un probador adecuado resulta indispensable y por otra parte disponer de un instrumento de esta índole puede ser interesante para todo laboratorio cuyo técnico desea trabajar con este tipo de componente. A continuación describiremos un instrumento sencillo pero confiable para las pruebas más importantes de MOS-FET. En la figura 3.25 vemos el circuito de este probador de MOS-FET, en sus dos versiones para transistores de canal N y de canal P. La fuente de alimentación de este sencillo probador es de 15 Volt, con el positivo a un terminal de la fuente y el negativo al otro terminal y a masa. Se usa un resistor limitador de corriente cuyo valor debe ser conocido, ya que por intermedio del mismo se puede hallar la corriente de cada unidad. La misma surge de la siguiente expresión: Donde I es la corriente del transistor que debemos emparejar. Un valor nominal correcto sería por ejemplo 5 mA, para lo cual necesitamos un resistor de 2,2 kilohm a partir de la fuente de 15 Volt. Se calcula que la caída de tensión en el MOS-FET es de 4 Volt y por lo tanto la corriente
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surge de la expresión simplificada de I = 11/R 1. La diferencia entre la prueba con transistores de canal N y de canal P consiste en la polaridad como los transistores son introducidos al circuito. En el caso del canal N es el surtidor el que debe ir a masa y en el caso del canal P es el drenaje que debe ir a masa. En ambas pruebas se conecta la compuerta al drenaje durante la medición. El circuito de comprobación es sencillo, pero se puede usar para diferentes comprobaciones y mediciones de todo tipo de MOS-FET, adaptando los valores de V y R 1 para cada tipo de transistor. Generalmente, el balance entre transistores usados en las etapas de entrada es más crítico que el de las etapas de salida debido a que solo se dispone de 10 mA desde la fuente de corriente de polarización. Esta corriente debe ser repartida en forma igual entre todos los MOS-FET del sector para lograr un funcionamiento correcto. Se debe entonces equilibrar la tensión de V GS de todas las unidades conectadas. Con una corriente de 5 mA, el valor de la resistencia equivalente del surtidor será de 15 Ohm. Asumiendo un equilibrio de la corriente dentro de los 2 mA, debemos calcular la tensión V GS a equilibrar con la expresión V= IR = 0,002 x 15 = 30 mV. Por lo tanto con una corriente de 5 mA del circuito de prueba, debemos conseguir un balance de 30 mV en los transistores de cada par. No es necesario efectuar el balance en transistores fuera del par, sea de canal P o de canal N. Si no fuera posible encontrar unidades con los valores adecuados, será necesario insertar resistores en serie con el surtidor para compensar la diferencia. El valor de esta resistencia se calcula tomando la diferencia de los valores de V GS dividido por 5 mA. Si la diferencia de V GS es 100 mV, entonces R = 0,1/0,005 = 20 Ohm. En este caso se coloca entonces un resistor de 20 Ohm en serie con el surtidor del MOS-FET que tiene la tensión VGS más baja. Con los transistores de potencia media se procede en principio de la misma manera, pero usando una corriente más alta, de 20 mA, aproximadamente. Esto requiere modificar el valor del resistor serie a 560 Ohm, debido a que R = (15 – 5)/20 = 500 Ohm. En estos transistores MOS-FET solo es necesario controlar su tensión V GS, cuyo valor debe ser de 4 a 4,6 Volt. Al mismo tiempo se puede eliminar unidades que no funcionen. Los transistores MOS-FET de potencia de salida se miden con una corriente 170 mA. Este valor requiere un resistor de 56 Ohm, 2 Watt o eventualmente 2 resistores de 100 Ohm, 1 Watt, en paralelo. En este caso conviene tener un surtido amplio de unidades debido a que el amplificador usa 12 MOS-FET de canal N y 12 de canal P. Es recomendable disponer de una cantidad mayor para poder seleccionar los más adecuados. La dispersión de los valores obtenidos, el “spread”, es bastante amplia como vemos en la Tabla 3.5. TABLA 3.5. Spread de valores de V GS medidos en MOS-FET.
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Canal N VGS valor mínimo (para I SD = 170 4,00 Vo Volt mA) VGS valor máximo (para I SD = 4; 57 57 Vo Volt 170 mA) VGS valor promedio (para I SD = 4,42 Vo Volt 170 mA)
Canal P 3,79 Volt 4,15 ,15 Vo Volt 4,01 Volt
Otra comprobación que se puede realizar con el esquema de prueba de la figura 3.25 es la determinación de la transconductancia del MOS-FET. Para ello es necesario efectuar una segunda lectura con una corriente más más alta alta,, por por ejem ejempl plo o 0,5 0,5 Ampe Ampere re y usar usar los los valo valore ress de amba ambass mediciones para calcular la transconductancia de acuerdo a la fórmula vista más arriba. (S = ∆ISD/∆EGS). La comprobación de la transconductancia permite seleccionar los 12 transistores MOS-FET que deben conectarse en paralelo para llegar al valor de potencia especificado. Recuerde que este amplificador está diseñado para funcionar en esta potencia con MOS-FET´s de potencia media en cápsulas del tipo TO-220. Se pueden usar unidades de mayor disipación, pero la relación costo – potencia sube muy rapidamente y la solución propuesta de usar varias unidades en paralelo es un enfoque muy aceptable tanto bajo el punto de vista económico como técnico. La comprobación de la transconductancia demuestra que los valores encontrados en la realidad pueden variar entre 1,19 y 1,56 A/V. El valor medio es de 1,35 A/V A/V y por lo tanto la transconductancia transconductancia de cada MOSFET en forma individual es de unos 1,3 Amperes por cada Volt de cambio en la tensión de V GS. El valor conjunto, acumulado para 12 transistores, es de 15 A/V. Si colocamos en serie con el surtidor de cada transistor un resistor de 1 Ohm, podemos lograr que todas las unidades participen en forma pareja en la corriente total a través de una gama bastante amplia de valores individuales de V GS. Con la polarización de clase A habrá unos 200 mA por cada surtidor, lo que coloca una tensión de 0,2 Volt sobre cada resistor. Una variación en el valor de V GS producirá un desequilibrio en la polar polariza izació ción n que será será distr distribu ibuido ido en forma forma despar despareja eja entre entre cada cada unidad. Por ejemplo, si conectamos una unidad de 4,6 Volt en paralelo con otra otra de 4,5 Volt, veremos veremos que la primera primera tendrá tendrá una corriente corriente de 160 mA con 6 Watt de disipación, mientras que la segunda tendrá unos 240 mA con 9 Watt. A pesar de que cada una de estas unidades está especificada con una disipación de 75 Watt con un disipador térmico frío o de 50 Watt con un disipador térmico caliente, funcionarán en el circuito con una disipación de solo 8 Watt, lo que brinda una reserva adecuada, aún en el caso de una una dist distri ribu buci ción ón lige ligera rame ment nte e desp despar arej eja a de la tens tensió ión n de V GS. Sin embarg embargo o convie conviene ne selec seleccio cionar nar las las unida unidades des con con valore valoress de V GS tan
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parejos parejos como sea posibl posible, e, con 0,2 Volt como como mínimo y 0,1 Volt como como meta preferida. Para poder lograr esta selección tenemos que contar con un surtido adecuado del cual elegir. Para seleccionar 12 juegos completos a 0,1 Volt de tolerancia necesitaremos posiblemente unas 150 unidades para seleccionar. seleccionar. Un dispositivo de potencia genera calor y una parte de esta energía térmica debe ser disipada por medio de sendos disipadores térmicos. Veamos en primer primer término las potencias térmicas que que entran en juego juego en este proyecto. Un amplificador de audio de clase A de 75 Watt tiene un consumo real de unos 170 Watt, Watt, lo que surge de la la siguiente situación: situación: La tensión de cresta de una onda sinusoidal pura como la que se obtiene en la salida de un amplificador de clase A es 1,414 veces el valor de la tensión media y la potencia de cresta es el doble de la potencia media. Un amplificador de 75 Watt en 8 Ohms tendrá una potencia pico de 150 Watt, lo que significa una tensión de pico de 34,6 Volt debido a que. Estimando una pérdida de 2 Volt, se necesitan en la fuente unos 37 Volt. Un transformador con secundario dividido de 28 Volt tendrá una tensión de cresta de 28 x 1,414 = 40 Volt. Despues del filtrado y a plena carga, se obtendrá en estas condiciones la tensión necesaria de 37 Volt. La corriente de pico de los 34,6 Volts aplicada a una carga de 8 Ohm es 34,6/8 = 4,3 Ampere. La corriente de pico en el amplificador de clase A es igual al doble de la corriente media, lo que nos da el valor de 2,2 Ampere. Con impedancias más bajas, la corriente será más alta. Ahora una corriente de 2,2 ampere con una tensión de 37 Volt significa 2,2 x 37 = 81 Watt en el banco de transistores del lado positivo. Otros 81 Watt se necesitan en el lado negativo, con un total de 162 Watt de disipación en reposo. Esto es ligeramente mayor al doble de la potencia especificada de 75 Watt sobre 8 Ohms. Para 150 Watt en una carga de 4 Ohm, los valores cambian y se necesitará una capacidad mayor, cerca de 324 Watt debido a la corriente mayor en este caso. En el amplificador A75 se recomienda el uso de un transformador de 550 Watt, y la provisión de un soplador en el gabinete. Como norma debemos asumir que un equipo o componente electrónico no debe superar superar una temperatura temperatura de 45 a 50°C (grados (grados centígrado centígrados). s). Cual Cualqu quie ierr elem elemen ento to con con mayo mayorr temp temper erat atur ura a serí sería a into intoca cabl ble. e. Si asum asumim imos os ento entonc nces es una una temp temper erat atur ura a ambi ambien ente te de 25°C 25°C y una una temp temper erat atur ura a de 50°C 50°C como como máxi máxima ma perm permit itid ida, a, debe debemo moss enfr enfriar iar la dife difere renc ncia ia.. Se requ requie iere re para para ello ello un disi disipa pado dorr térm térmic ico o con con una una resistencia térmica R th que surge de la siguiente expresión: Donde δ1 es la temperatura del equipo y δ2 es la temperatura ambiente (25°C). P tot es la potencia total a disipar expresada en Watt. La resistencia térmica R th es entonces una magnitud cuya dimensión es de “grados por Watt”.
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Con Con una una temp temper erat atur ura a máxi máxima ma admi admiti tida da del del equi equipo po de 50 °C y la temperatura ambiente, se usan 50 – 25 = 25°C como base del cálculo. La potencia es de 330 Watt y el valor de R th surge entonces como R th = 25/330 = 0,075 °C/W. Se usa un valor de 0,08 como aproximación permitida. Un disipador térmico puede ser calculado dimensionalmente si estamos en condiciones condiciones de construirlo, construirlo, pero si deseamos comprar uno existente debido a su costo mucho más accesible conviene consultar el catálogo de una empresa del ramo y elegir un modelo de disipador que se ajuste a esta estass espe especi cifi fica caci cion ones es.. En la figu figura ra 3.26 3.26 vemo vemoss el aspe aspect cto o y las las dimensiones de un modelo de disipador térmico sugerido para este ampl amplif ific icad ador or.. Las Las dime dimens nsio ione ness del del disi disipa pado dorr de la figu figura ra está están n expresadas en pulgadas y su equivalente en milímetros surge de la Tabla 3.6. TABLA 3.6. Equivalentes en mm de las dimensiones de la figura 3.26. Pulgadas Milímetros 4,20 103 7,82 200 1,75 45 0,25 6,35 Se usan cuatro pares de este tipo de disipador que debe ser de aluminio de color negro mate para obtener el mejor resultado y rendimiento térm térmic ico. o. El vent ventil ilad ador or menc mencio iona nado do en el circ circui uito to de la fuen fuente te de alimentación hará circular el aire de enfriamiento sobre las aletas del disi disipa pado dor. r. La long longit itud ud tota totall de las las alet aletas as es de unos unos 130 130 mm. mm. La 2 sup superfic rficie ie logr lograd ada a así así es de unos 1740 740 cm . Esta Esta capa capaci cida dad d de enfr enfria iami mien ento to es sufi sufici cien ente te para para tene tenerr una una ampl amplia ia rese reserv rva a con con la consiguiente prolongación de la vida útil de los transistores MOS-FET, los cuales solo estan exigidos a un 15% de su capacidad máxima. En el armado de este equipo y de cualquier otro donde se presentan compon component entes es encap encapsul sulado adoss que que deben deben estar estar aislad aislados os de masa, masa, es necesario tomar todas las precauciones para cumplir con esta premisa. Sobr Sobre e todo todo los los tran transi sist stor ores es con con cáps cápsul ula a metá metáli lica ca entr entran an en esta esta categoría. Si se usa disipadores térmicos, tanto los grandes para la etapa de salida como los pequeños individuales que deben colocarse en algunos transistores, debe tomarse en cuenta que exista un contacto térmico correcto mediante la aplicación de un compuesto termoc termocon onduc ductiv tivo o entre entre el transi transisto storr y la superf superfici icie e de enfri enfriami amient ento. o. Como se sabe, existen en el comercio productos adecuados para este fin. Una vez terminado el armado y la comprobación individual de cada etapa, podemos comparar los resultados con las curvas suministrados por el diseñador. En la figura 3.22 habíamos indicado ya la respuesta del amplificador sin realimentación negativa. En la figura 3.27 vemos la
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respuesta de distorsión versus frecuencia, medida en el preamplificador con una potencia de salida de 78 Watt en la salida. El declive de esta curva comienza en 1000 Hz y es debido a la capacidad inherente de los transistores MOS-FET. Cabe destacar que los restos de segunda armónica en estas condiciones estan alineados en fase, permitiendo así una reproducción excepcionalmente pura. 3.5. Amplificadores de audio con circuitos integrados. El desarrollo incesante de toda la industria del semiconductor en general y de los circuitos integrados en particular, ha permitido crear dispositivos de gran potencia y reducido tamaño que estan en condiciones de competir en forma favorable con los dispositivos discretos. Amplificadores de potencia de audio ya son muy comunes y poseen características que permiten incluirlos en la categoría de HiFi. A continuación dedicaremos una parte de este Capítulo a este tipo de amplificador. El primero de los amplificadores que trataremos es un modelo basado en el integrado TDA1514A cuyo circuito se observa en la figura 3.28. El aspecto de una plaqueta armada con este integrado surge de la figura 3.29. Sus características surgen de la Tabla 3.7. TABLA 3.7. Características del amplificador con C.I. TDA1514A. CARACTERÍSTICA ESPECIFICACION Potencia de salida 40 Watt, con fuente de ± 27,5 Volt, Carga 8 nominal Ohm, dtot=-60 dB, Potencia de salida 25 Watt, con fuente de ± 22 Volt, Carga 8 nominal Ohm, dtot = -60 dB, Potencia de salida 12,5 Watt, con fuente de ± 16 Volt, carga de 8 nominal Ohm, dtot = -60 dB, Potencia de salida 40 Watt, con fuente de ± 27,5 Volt, Carga 4 nominal Ohm, dtot = -60 dB, Rechazo de ripple 72 dB en 100 Hz, con R S =2 kilohm, Tensión de entrada3 mV offset Distorsión armónica -90 dB con PO = 32 Watt, Carga 8 Ohm, total, dtot fuente ± 27,5 V Llave mute-standby Incorporada Protección térmica Incorporada Protección de salida Incorporada contra cortocircuito ac en fuentes asimétricas, incorporada contra cortocircuito dc en fuente simétrica, Protección contra Incorporada descarga electrostática Protección SOAR Incorporada
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Este amplificador de audio reúne las características exigidas para equipos HiFi y está destinado principalmente a centros musicales, receptor de radio, televisores y reproductores de CD, alimentados por la red eléctrica. Para la alimentación se puede usar por igual fuentes simétricas como asimétricas con una amplia gama de tensiones de ± 7,5 hasta ± 30 Volt. Las condiciones más importantes surgen de la Tabla adjunta. El circuito integrado TDA1514A está encapsulado en un soporte SIL de 9 patas. Otro circuito de amplificador de audio está basado en el integrado TDA1521 y está destinado a amplificadores de audio estereofónicos de una potencia hasta 2 x 12 Watt. Sus características surgen de la Tabla 3.8. TABLA 3.8. Características del amplificador de audio con el C.I. TDA1521. CARACTERÍSTICA ESPECIFICACION Potencia de salida 2 x 12 Watt, con fuente ± 16 Volt, carga 8 Ohm, nominal Potencia de salida 2 x 6 Watt, con fuente ± 24 Volt, carga 8 Ohm, nominal Ganancia de tensión Fija, de 30 dB (con fuente ± 16 Volt y carga 8 Ohm), Balance entre canales > 0,2 dB Separación de canales 70 dB Rechazo de ripple 50 dB en 100 Hz Tensión de offset entre 20 mVolt, valor típico salida y masa Protección de salida Contra cortocircuitos y protección termal, incorporada. Normas que cumple IEC268, DIN45500 de HiFi Este integrado es apto para canales de sonido estereofónico con control remoto y receptores de radio estereofónicos. Se puede usar con fuentes de alimentación simétricas y asimétricas de ± 7,5 Volt hasta ± 20 Volt. Su cápsula plástica posee 9 patas. En la figura 3.30 observamos el circuito de este amplificador y en la figura 3.31 vemos una plaqueta armada con los pocos componentes externos que este integrado necesita. 3.5. Un amplificador a válvulas que hizo historia. Uno de los amplificadores históricos de la época de las válvulas y considerado como excelente equipo de audio, es el amplificador Williamson que fue creado alrededor de 1947 y mantuvo un lugar de privilegio durante muchos años. En la figura 3.32 vemos el circuito típico de un amplificador Williamson que se caracteriza por tener una cadena de realimentación que comienza en el secundario del
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transformador de salida y abarca tres etapas de amplificación. Este tipo de circuito permite una notable reducción de toda clase de distorsiones y logra un excelente resultado en la potencia para la cual fue diseñado. La misma depende de las válvulas usadas y puede abarcar de 10 a 20 Watts potencia sinusoidal, aproximadamente. El valor final de la potencia de salida depende de la tensión usada en la fuente de alimentación y de las válvulas usadas. Las válvulas V 1 y V2 pueden ser del tipo doble triodo 6SN7, 12AU7, o similares y las válvulas de salida V 3 y V4 son optativamente 6L6, 6550, KT66, EL509 o similares. La rectificadora es la 5U4 u otra similar. Capítulo 4. Preamplificadores y otros equipos auxiliares. 4.1. Requisitos generales para preamplificadores. Los preamplificadores de audio cumplen diferentes funciones que se pueden resumir en los siguientes términos: (a)Adaptar la impedancia de salida de las plataformas usadas como fuentes de entrada, a la impedancia de entrada del amplificador de potencia. (b)Adaptar la amplitud de la señal de entrada a la que necesita el amplificador de potencia para un funcionamiento correcto. (c)Introducir los controles de volumen, tono y balance de canales y/o los ecualizadores necesarios para una reproducción de alta fidelidad. Todas estas funciones deben efectuarse sin afectar la calidad de la señal de entrada en forma negativa. Esto es especialmente importante en cuanto a la relación señal-ruido que depende principalmente de la primera etapa de la cadena de amplificación. Las demás etapas sólo influyen en el nivel, amplitud o potencia de la señal, pero no deben alterar sus condiciones de calidad. Muchos amplificadores y preamplificadores de audio sobre la base de válvulas usan un circuito de filamentos con tensión contínua, en algunos casos inclusive con un regulador de tensión. Todo ello para reducir o eliminar por completo toda tendencia a la introducción de un zumbido residual a través del circuito de filamento y cátodo. Muchos equipos usan también un retardo entre el encendido de los filamentos y el encendido de la tensión de placa. Este retardo puede durar a veces 3 minutos para producir la máxima protección de las válvulas. Demás está decir que el retardo respectivo se produce por medio de circuitos electrónicos y eventualmente relais. En todos los casos, tanto en equipos valvulares como de semiconductores, conviene recordar nuevamente algunos aspectos relacionados con las características fisiológicas del oído humano que dan lugar a ciertas modificaciones en la respuesta de la curva frecuencia-nivel de intensidad sonora que deben ser tomados en cuenta en el amplificador, sobre todo en las primeras etapas del preamplificador. Uno de estos aspectos es la dependencia del oído
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humano de la frecuencia que da lugar a la curva de Fletcher-Munson que vemos en la figura 4.0. Se observa en esta familia de curvas la dependencia del nivel sonoro en phons con respecto a la frecuencia. Una evaluación de estas curvas lleva a la conclusión que con una reducción del volumen se reduce en particular la respuesta del oído con respecto a las frecuencias bajas (graves), motivo por el cual se debe contemplar la posibilidad de acentuar el nivel de los graves a medida que se reduce el nivel de volumen en general. Para lograr una sensación de igual volumen en 250 Hz, 100 Hz y 50 Hz, los niveles de sonoridad de estas frecuencias deben variarse de 40 phon en 250 Hz a 60 phon en 100 Hz y 80 phon en 50 Hz. Este ajuste puede efectuarse a mano pero en los equipos de calidad se suele usar circuitos de compensación automática de respuesta, llamados controles fisiológicos. Estos circuitos aumentan en forma automática la respuesta a graves con niveles de volumen bajos. Las plataformas usadas como fuentes de señal de entrada son en la actualidad principalmente las siguientes: discos CD (discos compactos), DVD (discos versátiles digitales), MD (minidiscos) y LD (discos laser), cintas magnéticas de carrete abierto o de cassette compacto, cintas DAT (digital audio tape), sintonizadores y micrófonos. Los discos vinilicos tipo LP (long play) de 33 RPM siguen aún en existencia, si bien su papel ha disminuido notablemente. En los equipos que se describen a continuación haremos referencia a la mayoría de estas plataformas. 4.2. Un preamplificador universal. 4.2.1. Las especificaciones del preamplificador universal. El preamplificador universal de la presente nota tiene una amplitud de señal de salida de 440 milivolt sobre 1 kilohm. Estos valores se adaptan perfectamente a la mayoría de los amplificadores de potencia existentes en el mercado. Se logra en el circuito del preamplificador un nivel sumamente bajo de distorsión armónica debido a los altos niveles de realimentación negativa en contínua y en alterna que se manifiestan finalmente en un nivel menor al 0,15% y hacen además el equipo virtualmente inmune contra variaciones en los parámetros y tolerancias de los componentes empleados. Se han previsto cinco diferentes conectores de entrada que permiten una variedad de usos muy grande, tanto en el hogar como en equipos semi profesionales. Las entradas son: pick-up a cristal, pick-up magnético (MC), sintonizador de radio, grabador de cinta magnética y micrófono magnético. Los reproductores de discos compactos (CD), discos DVD, discos MD y discos láser (LD) pueden conectarse en el mismo conector de pick-up a cristal, debido a las características similares de las señales entregadas por estos diferentes medios. En la Tabla 4.1 vemos un resumen de las características más importantes de las tres posiciones de entrada del preamplificador universal.
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TABLA 4.1. Las características de entrada del preamplificador universal. ENTRADA SENSIBILI- IMPEDANCIA RESPUESTA DE RELACIÓN DAD DE ENTRADA FRECUENCIA SEÑAL/RUIDO (sin ponderación) Pick-up a 300 1000 kilohm 10 Hz a 35 kHz >80 dB cristal para milivolt LP, discos CD, LD, DVD y MD Pick-up MC 4 milivolt 47 kilohm Según curva >90 dB para LP RIAA Sintonizador 150 500 kilohm 10 Hz a 35 kHz >80 dB milivolt Grabador 300 500 kilohm 10 Hz a 45 kHz >85 dB magnético milivolt Micrófono 3,5 22 kilohm 10 Hz a 65 kHz >80 dB magnético milivolt La entrada para el cristal magnético de bobina móvil está ecualizado de acuerdo a las normas RIAA (Record Industry Association of America). En este tipo de ecualización se toman en cuenta las frecuencias más significativas de los discos de 33 y 45 RPM, a saber la frecuencia más baja de 50 Hz, la frecuencia media de 1000 Hz y la frecuencia alta de 2120 Hz. Recuerde que la curva de RIAA está basado en la acentuación de las frecuencias altas de audio durante el proceso de grabación y los cuales por lo tanto deben ser atenuados durante la reproducción en un proceso inverso y complementario. En la Tabla 4.2 vemos los valores de acentuación y atenuación de las frecuencias de acuerdo a las normas RIAA. TABLA 4.2. La respuesta de frecuencias de acuerdo a las normas RIAA. FRECUENCIA Hz dB FRECUENCIA Hz dB 20 +19,3 800 +0,7 30 +18,6 1000 0,0 (referencia) 40 +17,8 1500 -1,4 50 +17 2000 -2,6 60 +16,1 3000 -4,8 80 +14,5 4000 -6,6 100 +13,1 5000 -8,2 150 +10,3 6000 -9,6 200 +8,2 8000 11,9 300 +5,5 10.000 -13,7 400 +3,8 15.000 -17,2
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500
+2,6
20.000
-19,6
Además de los conectores de entrada señalados más arriba, existe en el preamplificador universal una salida para grabadores magnéticos que entrega una señal de salida de 0,35 milivolt sobre 1 kilohm. 4.2.2.El circuito del preamplificador. En la figura 4.1 vemos el esquema del circuito en bloques de la unidad. Se observa que los elementos activos del mismo son cuatro transistores de silicio n-p-n del tipo BC147 o similares. Se usa en las primeras dos etapas amplificadoras acoplamiento directo con realimentación negativa de tensión contínua. También se usa diversos grados de realimentación negativa de señal, según los circuitos de entrada elegidos. El circuito real de un canal del preamplificador se observa en la figura 4.2, de donde surgen también las diferentes alternativas de cada circuito de entrada. En la Tabla 4.3 vemos algunas notas adicionales para este circuito. TABLA 4.3. Notas para el circuito de la figura 4.2. NOTA N° COMENTARIO 1) En el amplificador de la derecha R se omite: R22, C4, R37 y C10. Para usar en mono, sólo se reemplaza R 22 y R37 con 4,7 k cada uno. Se omite R34, R35. 2) Con los valores de R 33 y R32 el preamplificador entrega 440 mV para la excitación de un amplificador de 40 watt. Para obtener 350 mV, apto para amplificadores de 15 W o 25 W, R33 debe tener 6,8 k y R 32 en corto. 3) El circuito muestra sólo un canal. Para stereo pueden usarse controles dobles. En la posición pick-up magnético existe el lazo de realimentación formado por R 15 – C 5 – C 6. Este conjunto suministra una ecualización de acuerdo a las características del RIAA que vimos en la Tabla 4.2. Las demás entradas son independientes de la frecuencia y poseen una respuesta plana. Para lograr un bajo nivel de ruido, se usa un transistor del tipo BC149C en la primera etapa, mientras que el segundo transistor es del tipo BC149B. La relación de sobre excitación de las primeras dos etapas es mayor a 20 dB con respecto a 350 mV sobre el control de volumen R18. Las ganancias de tensión de cada una de las entradas sobre el control de volumen en 1000 Hz surgen de la Tabla 4.4. TABLA 4.4. Ganancia para cada entrada.
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ENTRADA Pick-up a cristal, CD y LD Pick-up magnético Sintonizador de radio Grabador de cinta magnética Micrófono magnético
GANANCIA 1,3 dB 38,84 dB 7,34 dB 1,3 dB 40 dB
Se utiliza a continuación un transistor BC148B en una configuración de seguidor de emisor para lograr así una elevada impedancia de entrada y una baja impedancia de salida. Como resultado de esta disposición se logra una independencia del control de tono de la posición del cursor del control de volumen. El circuito del control de tono es del tipo de realimentación y por lo tanto los controles de graves y agudos estan conectados en el lazo de realimentación negativa entre el colector y la base del transistor de salida TR4. Este sistema tiene la ventaja que mantiene la baja impedancia de salida, mientras que los controles actúan en forma independiente a través de un rango muy amplio. Cuando los cursores de los controles de graves y agudos están en su punto medio del recorrido, la realimentación es practicamente independiente de la frecuencia. En la figura 4.3 vemos la curva de respuesta de la ecualización para el pick-up magnético que sigue las normas RIAA. En la figura 4.4 se observa la respuesta total de los controles de tono de graves y agudos. Este preamplificador puede usarse también en mono solamente y en este caso la salida de audio se toma del colector del transistor de salida TR4. Esta etapa tiene una ganancia de tensión del orden de los 2,6 dB. Si el amplificador de salida no tiene ningún capacitor de entrada en serie, es conveniente intercalar un capacitor de 6,4 µF a 25 volt entre el preamplificador y el amplificador de potencia de salida. Para aplicaciones en stereo, se usan dos preamplificadores, debiendo conectar los colectores de ambos transistores de salida por medio de un circuito en serie que comprende C 15, R34, R35 y R36, con valores similares en el otro canal. El control R 36 es usado entonces como control de balance de stereo. En este caso se conecta el cursor a masa en stereo y se desconecta el mismo en mono. En el punto medio de R 36 se reduce la ganancia de la amplificación de tensión en 0,6 dB, aproximadamente. Los resistores R 34 y R35 están montados sobre la placa del circuito impreso y los cables marcados (3) y (4) en el circuito de la figura 4.2 se llevan a una llave “mono-stereo”, montada en forma externa. 4.2.3.El armado del preamplificador. Deseamos pedir al amigo lector referirse a la figura 4.2 en todo lo relacionado con el circuito de esta unidad. Debemos también recordar
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que se trata de un equipo realmente universal, motivo por el cual el mismo está preparado para ser usado en conjunto con amplificadores de potencia de 15, 25 y 40 watt de potencia RMS. Esto implica que su tensión de salida nominal es de 440 mV, debido a que esta es la amplitud que se necesita en equipos de 40 watt. En equipos de 15 y 25 watt los requisitos son menores y se necesitan solo tensiones del orden de los 350 mV. Para evitar entonces una sobre excitación con sus consecuencias de corte y saturación indeseables, se ha previsto esta eventualidad por medio de los siguientes datos. En este caso se usa en la posición del resistor R 33 un valor de 6,8 k y se reemplaza el resistor R32 por medio de una conexión en cortocircuito. Existe también la posibilidad de modificar el valor de la tensión de salida del preamplificador universal variando los valores de R 32 y R33 en forma concordante hasta lograr el valor de la tensión de salida adecuado a otras aplicaciones con diferentes amplificadores. La relación de sobre excitación del preamplificador es de >20 dB con respecto a la tensión de salida nominal de 440 mV, de tal manera el valor máximo sin distorsión de la tensión de salida es de >4,4 volt. La tensión de alimentación del preamplificador es de 30 volt, con preferencia regulada. Si el amplificador de potencia de audio posee una fuente regulada puede obtenerse de esta fuente la tensión necesaria a través del resistor R37. En la plaqueta de circuito impreso del preamplificador que veremos más adelante se ha previsto el lugar para este resistor. Si en cambio la fuente del amplificador no posee una salida regulada, puede intercalarse una etapa de regulación adicional cuyo circuito surge de la figura 4.5. El capacitor de filtro C 17 de esta etapa y el resistor R 37 tienen un lugar de montaje previsto en la plaqueta del circuito impreso del preamplificador de la izquierda. El resto de los componentes debe montarse entre el preamplificador y la fuente del amplificador de potencia. Esta etapa suministra el consumo del preamplificador de 30 volt y 7 mA para un equipo monaural y de 30 volt y 14 mA para el equipo stereo. El resistor R 37 tiene el valor que surge de la figura 4.5, de acuerdo al circuito empleado (mono o stereo). En aplicaciones monaurales se usa un solo preamplificador y en este caso los resistores R 11 y R37 se reemplazan por un resistor de 4,7 k, cada uno. Se omiten también los componentes C 15, R34 y R35 del circuito de salida. Como ya habíamos mencionado en este caso se toma la salida de audio del colector de TR 4. En la figura 4.6 vemos el aspecto de la plaqueta del preamplificador del canal de izquierda. La distribución de los componentes se observa en la figura 4.7. En las figuras 4.8 y 4.9 vemos las mismas características para el canal de la derecha. En la figura 4.10 vemos las conexiones externas para el preamplificador del canal de izquierda. Es a este canal al cual se conectan los controles de volumen, balance, graves y agudos
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como también la llave “mono – stereo” y el selector de entrada. Estos componentes son montados en el frente de la unidad. Por otra parte los conectores de entrada son montados normalmente en la parte posterior del equipo. En versiones estereofónicas es necesario montar las dos plaquetas del preamplificador bastante cerca uno de la otra, para evitar captación de zumbido y de otras interferencias y mantener las conexiones entre ambas plaquetas lo más corto posible. También es necesario elegir los puntos correctos para la puesta a tierra de las conexiones respectivas de ambas plaquetas. En la figura 4.11 se observan estas conexiones en forma esquemática. La construcción de un preamplificador de audio con muchas entradas y varios controles es una tarea delicada, tal vez más delicada que la construcción de un amplificador de potencia. Sin embargo creemos que el técnico o aficionado podrá emprender esta tarea con buen éxito si se atiene a las indicaciones de este texto. 4.3. Un preamplificador a válvulas. Los preamplificadores a válvula de construcción moderna se rigen desde luego por los mismos requisitos indispensables de todos los preamplificadores de audio modernos. Se usan generalmente entradas para CD, sintonizador y auxiliar, pero muchos equipos siguen con entradas para pick-up magnéticos del tipo MM y/o MC (Magneto Móvil o Bobina Móvil). Los valores son los que surgen de la Tabla 4.5. TABLA 4.5. Valores para los circuitos de entrada de preamplificadores a válvula. EQUIPO Sensibilidad Relación señal- Intermodulación ruido CD, DVD, MD 160 mV 107 dB 99 dB Pick-up MM 1,9 a 2,3 mV 72,5 a 75 dB 60 a 66 dB (sobre 47 kΩ y 180 pF) Pick-up MM 1,9 a 2,3 mV 71,5 a 74 dB 60 a 66 dB (RIAA) Pick-up MC 0,08 mV 75 dB 60 a 66 dB Aclaramos nuevamente el significado de las siglas de esta Tabla: CD = Compact Disc, DVD = Digital Versatil Disc, MD = Mini Disc, MM = Moving Magnet., MC = Moving Coil, RIAA = Recording Industries Association of America. En la figura 4.12 vemos un circuito típico de preamplificador con válvulas, si bien los tipos de válvula varían de acuerdo a las disponibilidades del mercado. Válvulas típicas son triodos tipo 6SL7, 6DJ8, 12AX7, 12AT7, 12AU7, ECC81, ECC82, ECC83, ECC801, ECC802,
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6201, 5963, 6N1P y otros. En el rubro pentodos tenemos 6SJ7, 6AU6, 6CJ5, 6BX6, EF80, EF41, EF86, 5879 y otros. Los preamplificadores pueden usar diferentes tipos de válvulas tener también diferentes conectores de entrada, de acuerdo a sus aplicaciones previstas. El modelo de la figura 4.12 está destinado a Disc Jockeys que deben manejar varios micrófonos, pero otras configuraciones son usados y fácilmente ostensibles. 4.4. Ecualizadores. Frente a la multiplicidad de fuentes de música electrónicas por una parte y la diversidad de ambientes cerrados o abiertos en los cuales se desarrollan las reproducciones musicales provenientes de estas plataformas, no resulta extrañó que a veces haya que efectuar algunas “correcciones” en las señales a reproducir para adaptarlas a estas diferentes variantes de origen y de destino. Uno de los componentes más influyentes para lograr este tipo de adaptación es el ecualizador que permite efectuar modificaciones en la señal producida para hacerla más placentero al oído del oyente. El camino es la acentuación o atenuación de algunas notas o bandas de notas, como por ejemplo las que integran una octava musical. Cuando el ecualizador actúa sobre determinadas frecuencias prefijadas, se lo denominamos ecualizador gráfico, en cambio cuando actúa sobre ciertas bandas de frecuencia a ambos lados de una frecuencia central, se lo identifica como ecualizador paramétrico. En la figura 4.13 vemos el aspecto de un ecualizador gráfico de 7 bandas cuyas características surgen de la Tabla 4.6. TABLA 4.6. Características de un ecualizador gráfico de 7 bandas. CARACTERISTICAS VALORES Modelo GR-555 de ALPINE Entrada (sensibilidad, impedancia), 150 mV, 50 kilohm LINEA, CINTA PLAY Salida (nivel, impedancia), SALIDA 150 mV, 2 kilohm LINEA Rango de ecualización ±10 dB, Frecuencias centrales 60, 150, 400, 1000, 2400, 6000, 15.000 Hz Respuesta de frecuencia 10 a 50.000 Hz, +0 dB, -3 dB, Relación señal-ruido (normas IHF), 104 dB salida 1 Volt, Circuito A, THD (20 a 20.000 Hz, salida 1 Volt) 0,03% Ganancia (controles planos) 0 dB, Analizador de espectro, resolución 3 dB x 8 display Frecuencias centrales 60, 150, 400, 1000, 2400, 6000, 15.000 Hz
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Existen desde luego también otros modelos que pueden abarcar 10 bandas con las siguientes frecuencias: 32, 64,125, 250, 500, 1000, 2000, 4000, 8000, 16.000 Hz. Se observa que en este último modelo se usa una distribución por octavas (relación 1:2). Ver también la figura 4.14. En cuanto a los ecualizadores paramétricos existen también numerosos modelos que pueden agregarse a instalaciones existentes. En la figura 4.15 vemos el modelo 3402 de Alpine con las siguientes características: Regulación entre 20 y 22.000 Hz en 7 bandas que permiten una regulación contínua sin pasos preestablecidos y con Q variable. Esto significa que se puede ampliar o reducir el ancho de banda de la etapa seleccionada. La respuesta de frecuencia es de 10 a 50.000 Hz con un límite de 0 a –1 dB. Una de las aplicaciones más frecuentes de los ecualizadores paramétricos es la posibilidad de acentuar o atenuar las bandas de frecuencias fundamentales y armónicas por separado. Con ello se puede alterar el timbre de voz o de música en forma muy amplia. Por ejemplo, en un caso determinado se puede destacar la voz humana frente a la música de fondo o cualquier otro ruido. Como se sabe, la voz humana abarca entre 300 y 3000 Hz, aproximadamente y la acentuación de esta gama de frecuencias permite destacar la voz. Otra aplicación es la corrección de muchos efectos perjudiciales de la acústica del ambiente o del mismo equipo de audio. En este caso se puede lograr una corrección muy amplia de este tipo de defecto. En algunos casos el ecualizador puede estar incorporado en el amplificador o preamplificador, pero el modelo ilustrado se coloca en forma independiente, motivo por el cual es posible agregarlo en aquellos equipos que no poseen ecualizador de fábrica. En algunos equipos muy elaborados no se usa una distancia de una octava o más, sino por el contrario, se usa un tercio de octava. Los equipos de estas características se conocen como de Q alto, los de una octava o más son de Q bajo. En algunos equipos que tienen el ecualizador incorporado, existen a veces posiciones prefijadas que permiten ajustar el ecualizador para determinados tipos de música, por ejemplo: clásica, jazz, Rock, pop, latino, etc. Sin embargo el criterio usado en estos ajustes previos no siempre coincide con el buen oído musical del oyente, motivo por el cual suele ser necesario un ajuste posterior. En algunos ecualizadores se recurre a una corrección anterior al mismo ecualizador por medio de un circuito de compensación adaptiva creado por la firma BBE Sounds de California en 1995. Este sistema se basa en una corrección por bandas separadas por medio de un procesador digital del sonido que funciona de la siguiente manera. El sistema BBE analiza en forma permanente el sonido a ecualizar, tanto en lo referente a las frecuencias y amplitudes del mismo como también en lo referente a las condiciones ambientales. En el sistema BBE se
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subdivide entonces las frecuencias de la música procesada por medio de sendos filtros. Se establecen en principio tres rangos de frecuencia, a saber: de 0 a 150 Hz, de 150 a 2500 Hz y la tercera de 2500 a 20.000 Hz. Cada una de estas bandas recibe un tratamiento específico diferente para compensar eventuales corrimientos de fase introducidos por condiciones ambientales. Estas correcciones de fase abarcan una gama de 0,5 a 2,5 milisegundos. Esta corrección es adaptiva y se efectúa en forma completamente automática, sin necesidad de modificar la posición de ninguno de los controles del equipo. Simultáneamente se agrega también una corrección de amplitud de los componentes de la señal que lo requieren en un rango de 0 a 10 dB. También esta corrección se efectúa en forma completamente automática por medio del procesador digital del sistema. Ambas correcciones son llevadas a cabo por procesadores específicos, contenidos en circuitos integrados dedicados. La firma R-Ohm ha producido dos integrados para esta aplicación, los tipos BA3880S y BA3884S. El BA3880S posee una acentuación fija de graves con unos 4 dB, en cambio el BA3884S tiene una acentuación de graves variable y ajustable. En la figura 4.16 vemos el esquema funcional del sistema BBE, tal como fuera descrito recién. R-Ohm anuncia para una aparición en el mercado de otro procesador, el tipo BA3888S que posee una compuerta de ruido incorporada. Cabe destacar que el sistema BBE es de suma utilidad en todo sistema de audio, pero sobre todo en aquellos donde las condiciones ambientales son más severas, como por ejemplo en radio del automóvil. Tal es así que son justamente firmas con actividad en este rubro los principales usuarios del sistema BBE, como por ejemplo Advent, Brother, Sony y Teac. También otras marcas han introducido el sistema BBE en alguno de sus modelos. 4.5. Un pasadiscos para vinilicos, modelo 1995. A pesar de que la producción y el uso de los discos vinílicos ha caído en desuso en forma universal, no por ello hayan desaparecidos también los pasadiscos para este tipo de discos de 33 RPM debido a la constante demanda que aún existe en el sector High End. En la figura 4.17 vemos un modelo recientemente publicitado en la prensa especializada que demuestra el diseño de este importante componente en la década del 1990. Se usa generalmente solo la velocidad de 33.33 RPM y se eligen cápsulas de imán móvil o de bobina móvil con una presión del brazo del orden de los 2 gramos. Debemos recordar también que algunos Disc Jockeys suelen usar este tipo de reproductor. Capítulo 5. El Teatro del Hogar. 5.1. Una breve introducción.
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El concepto del Teatro del Hogar es relativamente reciente pero cuenta como antecedente con el famoso “combinado” que durante muchos años no podía faltar en ningún hogar de clase media. Con el advenimiento de la televisión, de las cintas magnéticas de audio y video y los discos de video y de las plataformas de audio de varios canales, tanto analógicas como digitales, el aspecto del Teatro del Hogar tuvo un desarrollo muy avanzado y se convirtió en un rubro separado de la Electrónica del Hogar por derecho propio. En la figura 5.1.A vemos un modelo clásico de “combinado” de 1939, en la figura 5.1.B vemos un Teatro del Hogar primitivo de 1951, en la figura 5.2 vemos un Teatro del Hogar moderno sencillo y en la figura 5.3 vemos un modelo moderno más elaborado de Teatro del Hogar. La figura 5.4 nos muestra un modelo con “pantalla gigante”, apto para hogares de dimensiones adecuadas. En principio podemos expresar que el Teatro del Hogar es la combinación de equipos de audio y video que permite al usuario reproducir en el hogar la experiencia del cinemcon su imagen de gran tamaño y sonido envolvente o ambiental (SURROUND). Este sonido SURROUND permite apreciar el diálogo desde parlantes frontales y la música y efectos sonoros de toda índole desde parlantes laterales y posteriores. Se acepta como mínimo la cantidad de cuatro parlantes para lograr este efecto SURROUND tan importante para el Teatro del Hogar. Desde luego es necesario que la calidad del sonido del equipo SURROUND sea de alta fidelidad y por lo tanto los componentes que integran la instalación del Teatro del Hogar deben cumplir con los requisitos de esta categoría, que ya vimos anteriormente. El Teatro del Hogar se ha convertido así a través de los años en una instalación dentro del hogar que posee varios componentes. Podemos considerar que en la actualidad estos componentes del Teatro del Hogar deben cumplir ciertos requisitos mínimos que se visualizan en forma muy generalizada en la figura 5.5. En esta figura se aprecian muchos componentes separados, pero todos ellos pertenecen a dos categorías: componentes de fuente y componentes de display. Ambos tipos a su vez pueden dividirse en dos grupos, uno que corresponde a sistemas de audio y otro que corresponde a sistemas de video. De esta manera vemos los siguientes componentes de fuente: (1) Reproductor de discos CD, LD y/o DVD y eventualmente un receptor de señales satelitales, (2) videograbador HiFi y (3) receptor A/V o procesador separado con amplificador multicanal. En el grupo de displays de audio y/o video vemos con el número (4) un televisor de visión directa o de proyección, y con los números del (5) al (10) los diferentes altoparlantes para los 6 canales discretos de sonido que en la actualidad son propios de muchas plataformas digitales y en menor grado también de algunas plataformas analógicas. Como se sabe existen en muchos discos DVD y en la televisión digital, 6 canales de sonido que se designan como 5.1 canales, debido a que se trata de 5 canales de rango completo de por lo menos 20 a 20.000
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Hertz y un canal incompleto, dedicado a los tonos graves de 5 a 300 Hz, aproximadamente. Este principio se ha incorporado a través del sonido DOLBY DIGITAL al DVD y a la TV Digital (DTV) y como DOLBY SURROUND y DOLBY SURROUND PRO LOGIC también en discos y cintas magnéticas analógicas con 5 canales, sin el canal .1. En la figura 5.6 vemos la distribución de los parlantes previstos para el DOLBY DIGITAL 5.1 con sus seis parlantes. Todos los detalles técnicos y funcionales de estos sistemas fueron tratados ampliamente en “El libro de los DVD” por Egon Strauss (Editorial QUARK), motivo por el cual aconsejamos al amigo lector consultar esta obra básica para este tema. En el presente Capítulo nos referiremos al mismo con toda amplitud solo en aquellos aspectos que sean necesarios para la función específica del Teatro del Hogar. 5.2. Audio y video en el Teatro del Hogar. Las señales de audio y video que debemos procesar en las instalaciones del Teatro del Hogar pueden ser analógicas, pero en los últimos tiempos muchas de las señales disponibles son digitales. Esto se aplica tanto a audio, como a video debido a que son cada vez más frecuentes las plataformas digitales de audio y video. Con el planteo que hicimos en la figura 5.5 se toman en cuenta estas alternativas y el técnico instalador o reparador de este tipo de instalaciones debe familiarizarse con las técnicas usadas en este tipo de componentes. Para una instalación actualizada es necesario tomar en cuenta los reproductores de DVD que reúnen todas las características de video y audio digital. Esto significa que podemos esperar tener que procesar audio en 5 o 6 canales discretos y la instalación del Teatro del Hogar debe contemplar esta situación en toda su extensión. Es necesario disponer de amplificadores de audio de 5 o 6 canales y la colocación de las respectivas unidades sonoras, parlantes woofer, squawker y tweeter, de acuerdo a la potencia que se desea procesar. Con respecto a la señal de video debemos decidir que clase de display se va a utilizar. Podemos elegir un televisor de pantalla grande o un equipo de proyección posterior o frontal. Muchos televisores de pantalla grande, mayores de 40 pulgadas (101 cm) de diagonal, poseen un equipo de proyección incorporado de tal manera que la imagen es proyectada desde atrás de la pantalla por un proyector adecuado. En la figura 5.7 vemos un ejemplo de este tipo de equipo. En otra propuesta se usa un proyector externo, montado en el cielorraso del ambiente y con una pantalla delante que refleja la imagen proyectada. En la figura 5.8 vemos una instalación de este tipo. Una de las ventajas de este tipo de instalación es el mayor tamaño de la pantalla, cuyas dimensiones además pueden ser reguladas en forma relativamente sencilla. En el equipo de retroproyección el tamaño es una constante prevista por el fabricante del equipo. El costo de los proyectores depende en gran parte de la luminosidad que se desea
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lograr y puede ser muy elevado en algunos casos. En la Tabla 5.1 vemos un listado de distancias para diferentes tamaños de pantalla con proyectores equipados con tubos de 8 pulgadas (20 cm). TABLA 5.1. Distancias de proyección para proyectores con tubos de 8 pulgadas (20 cm). Característ ica 250 Diagonal 167 183 213 230 244 274 305 cm de cm cm cm cm cm cm cm pantalla 282 Distancia 200 216 230 260 277 302 333 cm horizontal cm cm cm cm cm cm cm Distancia 0 a 0a 0 a 0 a 48 0 a 48 28 cm 0 a 48 0 a 50 vertical 45 45 45 cm cm cm cm del techo cm cm cm Muchas unidades estan preajustadas en fábrica para los valores marcados en negrita. Cuando se realiza una instalación fija como la que estamos describiendo, puede usarse la pantalla para ubicar detrás o alrededor de ella una gran parte del equipo. En la figura 5.9 vemos este aspecto. La pantalla de esta instalación tiene un diagonal de 305 cm y por lo tanto se puede aplicar los valores establecidos en la Tabla. Por otra parte, aún cuando no estuvieran estos valores indicados en forma explícita, podemos interpolar los valores correspondientes en cada caso por medio de la Tabla. Vemos que detrás de la pantalla se encuentra el conjunto de parlantes centrales y a los costados se ubican los parlantes frontales de izquierda y derecha. Se usan en este caso en particular dos subwoofer de grandes dimensiones, lo que permite usar los gabinetes de los mismos como plataformas para los parlantes frontales. Bajo el punto de vista de audio, sería suficiente colocar un solo subwoofer, ya que los tonos graves de muy baja frecuencia no son direccionales, pero colocar dos de ellos refuerzan estos tonos en forma muy acentuada y ayuda a crear la atmósfera para películas de acción y con muchos efectos sonoros. No todos los proyectores están montados en el cielorraso. También existen modelos portátiles de mesa que se pueden ubicar sobre una mesita cuando el Teatro del Hogar comienza su función y guardarlo cuando termine. En la figura 5.10 vemos un proyector portátil, modelo PLC-300M de la marca Sanyo, que es facilmente movible para su ubicación. El inconveniente de este tipo de proyector es su luminosidad limitada que es generalmente inferior a los modelos con tubos de proyección de gran tamaño (8 pulgadas). Se recomienda este tipo de instalación solo en ambientes de tamaño menor y con tamaños de imagen no mayores que 250 cm de diagonal. Este tipo de proyector se
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complementa con una pantalla también portátil, similar a la que vemos en la figura 5.11. En la figura 5.12 vemos las diferentes distancia que corresponden a cada tamaño de pantalla del proyector portátil de la figura 5.10. En la Tabla 5.2 vemos algunos datos constructivos del modelo PLC-300M de Sanyo.
TABLA 5.2. Algunas de las características del modelo PLC-300M de Sanyo. CARACTERISTICAS VALORES Modelo PLC-300M Tipo Proyector de video portátil para datos y video en colores, con paneles LCD Paneles LCD 3 paneles de 7,8 cm de diagonal con matriz activa TFT Cantidad de pixels 307.200 x 3 = 921.600 pixels Resolución horizontal 550 líneas de TV o 640 x 480 pixels Frecuencias de barrido con ajuste H (sinc): 15 a 37,9 kHz automático V (sinc): 50 a 70 Hz Sistemas de color PAL/SECAM/NTSC/NTSC 4,43 Lámpara de proyección Halidos metálicos de 180 Watt Lente de proyección F4,2 a 4,5, f = 135 a 270 mm Brillo de imagen 550 Lux (con imagen de 250 cm de diagonal) Tamaño de proyección 63 a 760 cm Distancia de proyección 2,3 a 13,4 metros Control remoto Si, iluminado Conectores PC (entrada y salida), Audio stereo (L y R), fono, Entrada S-Video Entrada audio/video Entrada micrófono Salida monitores de audio y video Dimensiones 253 x 268 x 572 mm Peso 13,2 kg Alimentación 100 a 120 Volt y 200 a 240 Volt, 50/60 Hz TFT significa THIN FILM TRANSISTOR = transistor de película delgada. Una tecnología usada en unidades LCD (Liquid Crystal Display = display de cristal líquido). Los conectores de este modelo permiten una interfaz sumamente cómoda entre PC y proyector, lo que permite un uso más amplio aún del
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dispositivo. En otra parte del presente Capítulo trataremos este tema con mayor amplitud. 5.3. El Teatro del Hogar controlado por computadora. Con la tendencia actual de la convergencia de plataformas diferentes con la principal autoridad de la digitalización, la computadora, no podía estar ausente la intervención de la misma en la especialidad “Teatro del Hogar”. Varias empresas, especialmente DOLBY se ocuparon para establecer un nexo coherente y eficaz entre ambas plataformas. A continuación analizaremos algunas de las propuestas de DOLBY en este terreno. La base de todo procesamiento digital como el que se produce en la PC o por medio de la PC es obviamente una señal digital. En audio esta señal puede ser la señal del DOLBY DIGITAL SURROUND, un sistema que en realidad nació con el nombre AC-3, debido a su numeración en la etapa previa a su aprobación como AUDIO COMPRESSION 3. Los sistemas de sonido elaborado de DOLBY ya son historia y empezaron con el sonido producido por el sistema de compresión DOLBY A. Este primer sistema se basaba en la compresión de las señales de frecuencias altas que se encuentran en el área donde más ruidos de toda índole pueden presentarse. Al comprimir o reducir estas frecuencias se reducen no solo las frecuencias altas de audio, sino también las frecuencias del ruido que los acompaña. En el lugar de destino, las frecuencias altas son nuevamente descomprimidas, pero ahora contienen solo una pequeña fracción del ruido que hubiesen tenido sin compresión y en consecuencia la relación señal-ruido es substancialmente mejor. El DOLBY A fue usado solo en la industria cinematográfica para películas sonoras, pero muy pronto se desarrollaron esquemas similares para audiocassette y otras plataformas de audio, designandose DOLBY B, DOLBY C y otros similares. La ventaja de los sistemas DOLBY B y DOLBY C es que son compatibles. Esto significa que un audiocassette grabado con uno de estos sistemas puede ser reproducido también por equipos que no poseen la expansión propia del DOLBY y solo pierden en este caso la reducción de ruido que el sistema DOLBY ha introducido. Las exigencias del público en cuanto a mejoras en la reproducción de audio por una parte y la creación de circuitos integrados que permiten incluir en cápsulas de tamaño muy reducido procesadores de alta complejidad, han permitido producir importantes mejoras en este aspecto. El sistema DOLBY SURROUND permitió procesar señales de cuatro canales de audio grabados en solo dos canales estereofónicos. El sistema DOLBY SURROUND PROLOGIC permitió llegar a cinco canales discretos (separados) por medio de un procesamiento complejo de las señales de dos canales. En estos sistemas se creó el concepto del sonido ambiental (SURROUND) que consistía en agregar fuentes
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sonoras debidamente desfasadas para crear en el oído una impresión espacial de la música y de los efectos sonoros que pudiese tener una grabación de cinta magnética, disco o cualquier otra plataforma. Todos estos sistemas fueron analógicos y tuvieron amplia aceptación en equipos de alta fidelidad HiFi y High End. Al imponerse a partir de 1990, aproximadamente, las plataformas digitales, las exigencias y prestaciones de los sistemas DOLBY y de otros sistemas que fueron surgiendo, se concentraron en este sector digital, lo que dio como resultado la aparición del sonido DOLBY SURROUND DIGITAL que fue catalogado como sistema 5.1. La designación de 5.1 significa que posee cinco canales de audio separados de rango completo de audio de unos 20 a 20.000 Hertz y además un canal de menor ancho de banda de solo 5 a 300 Hz, aproximadamente, para los sonidos graves y efectos de baja frecuencia. Se reproduce en un parlante especial denominado SUBWOOFER. Este canal .1 es optativo y además los cinco canales principales (frente izquierda, frente derecha, frente central, ambiental izquierda y ambiental derecha) pueden ser reprocesados para ser entregados al equipo de audio final como señal estereofónica de dos canales y aún como señal monaural. Esto significa que se mantiene rigurosamente el concepto de la compatibilidad junto con una mejora substancial de la calidad sonora. Otros sistemas creados fueron el DTS (DIGITAL THEATER SOUND), sistema destinado principalmente a películas, pero presente también en grabaciones de estas películas en CD, LD y DVD, y el SDDS (SONY DYNAMIC DIGITAL SOUND) creado por Sony y usado en muchas grabaciones de esta empresa. Teniendo en cuenta la importancia de esta marca no se debe descartar este sistema, si bien por ahora solo existen pocas grabaciones en el mismo. Se fabrican en la actualidad circuitos integrados para diferentes procesadores digitales aptos para varios sistemas, como por ejemplo procesadores de las marcas Motorola y Cirrus Logic con su procesador DSP56362 que es apto para decodificar el DOLBY AC-3 y el DTS, por igual. A su vez muchas marcas de reproductores de DVD usan estos procesadores en sus reproductores de discos. Otro procesador es el DSP56009 de Motorola que tiene prestaciones similares. En la Tabla 5.3 vemos los requisitos digitales para diferentes sistemas de audio. TABLA 5.3. Requisitos digitales para diferentes sistemas de audio. SISTEMA TASA DE TRANSFERENCIA CANTIDAD DE CANALES PCM LINEAL 6144 megabits por seg 8 canales máximo máximo, DOLBY AC-3 448 Kilobit por seg 5.1 canales máximo máximo,
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MPEG-2 AUDIO
640 Kilobit por seg 7.1 canales máximo máximo, DTS 1,536 Megabit por seg 5.1 canales máximo max. SDDS 1,280 Megabit por seg 7.1 canales máximo máximo La frecuencia de muestreo de la señal de audio es 44,1 kHz con 16 bits en el CD, y de 96 kHz con 24 bits en el DVD. El sistema del DOLBY DIGITAL con sus 5.1 canales está disponible actualmente en radiodifusión, discos DVD, discos láser, y sistemas digitales de cable y satélite. Como en las computadoras es posible incorporar lectores de DVD-ROM que permiten leer también los discos CD-ROM y DVD musicales de audio y video, la PC tiene acceso inmediato a todas las plataformas compatibles con este medio. DOLBY sugiere diferentes métodos para hacer efectivo este acceso en una gran variedad de modos. A continuación nos ocuparemos de los más importantes. En la figura 5.13 vemos el modo propuesto para PC con lector DVD-ROM y una salida S/PDIF (Sony/Philips Digital Interface = interfaz digital de Sony y Philips). En este caso se puede usar un único cable que permite la conexión a un receptor AV u otro tipo de equipo con decodificador DOLBY DIGITAL incorporado y a continuación con un amplificador multicanal de audio. Se completa este tipo de instalación con 5 o 6 parlantes, ya que el canal del subwoofer es opcional. Creemos que este modo es el más indicado para instalaciones nuevas y para la adquisición de equipos modernos. En la figura 5.14 vemos otra alternativa destinada a PC con un lector de DVD-ROM incorporada y una salida USB (Universal Serial Bus). En este modo se puede conectar la salida a un conjunto de parlantes con entrada de USB y amplificadores incorporados. Este tipo de equipo es producido por las renombradas marcas Altec Lansing y Philips y contiene también el decodificador para DOLBY DIGITAL. También este modo es aconsejable como solución permanente. En la figura 5.15 vemos otro modo destinado a PC con lector DVD-ROM, decodificador DOLBY DIGITAL y tarjeta de sonido de cuatro canales incorporados. Esta configuración es especialmente apta para reformas de equipos de PC preexistentes y los cuales son actualizados con los equipos mencionados. En este caso se reparte la información de los canales frente central y subwoofer a los parlantes frontales para crear una fuente de sonido de frente central virtual y una irradiación del material del subwoofer desde el frente. La solución es muy aceptable y brinda un excelente campo sonoro al oyente. En la figura 5.16 vemos el modo sugerido para PC equipado con un lector de DVD-ROM y un procesador de DOLBY DIGITAL VIRTUAL. En este caso es factible recuperar las señales codificadas en DOLBY SURROUND DIGITAL con solo dos canales de audio. El proceso es el
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siguiente. Primero se procesa el flujo de datos del DOLBY DIGITAL y despues se usa una plaqueta llamada “virtualizador” que procesa la información de los canales ambientales (surround) y se la agrega a los dos canales frontales. Esta mezcla de canales crea un canal virtual en el centro. El efecto de la virtualización de los canales es más notable para un único oyente sentado centrado justo en frente de los dos parlantes del sistema. Se trata posiblemente de la forma más económica de entrar al sistema multicanal, si bien tiene desde luego sus limitaciones. En la figura 5.17 vemos el modo sugerido para PC con lector de DVDROM y provista con un mezclador que mezcla los canales del DOLBY SURROUND en solo dos canales estereofónicos con señales de salida Lt y Rt. Estas señales contienen toda la información original, motivo por el cual se denominan (t) total. Se observa que la información implícita de este tipo de codificador presenta canales en el centro y a los costados del oyente, pero los mismos son de origen analógico. En la actualidad existen ya muchas instalaciones similares en funcionamiento y permiten disfrutar aunque sea en parte del efecto multicanal. En la figura 5.18 vemos un modo que permite ampliar el sistema usado en la figura anterior por medio de la incorporación de tres parlantes con amplificador de tal manera que el oyente escucha realmente y no en forma virtual los cinco canales. Se usa en este caso un decodificador DOLBY PROLOGIC agregado al decodificador DOLBY DIGITAL con salida Lt/Rt. Esto significa que se decodifica la señal digital como señal estereofónica de dos canales y despues se divide nuevamente la señal en cinco ramas en el dominio analógico. Creemos que esta solución puede ser útil a aquellas personas que poseen ya un decodificador analógico pero no creemos muy conveniente para aquellos que tienen que comprar todo desde el principio. En la figura 5.19 vemos el modo virtual de las instalaciones anteriormente mencionadas. En este caso se necesita en la computadora un lector de DVD-ROM, un decodificador del tipo Lt/Rt y un virtualizador de DOLBY SURROUND, basado en un sistema analógico de DOLBY PRO LOGIC. Se reproduce en este caso las señales de izquierda y derecha en forma real y el resto por medio de parlantes virtuales cuya información es irradiada por los mismos dos parlantes pero contiene la misma de tal manera que se produce un efecto de ilusión auditiva con parlante fantasma. También en este caso el efecto espacial no es tan pronunciado como con los parlantes reales, pero es una forma de entrar al sistema. En la figura 5.20 vemos los logotipos de DOLBY DIGITAL y de DVD. Se observa que en todas las propuestas de DOLBY interviene la computadora con sus múltiples recursos digitales de procesamiento y control. Es una forma más para acceder al Teatro del Hogar con sus infinitas posibilidades. Con respecto al interés que ha creado el Teatro del Hogar como elemento de la convergencia entre Computación y Electrónica del Hogar
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deseamos destacar también el Stand de Microsoft que en la última exposición de Electrónica del Consumidor en Las Vegas estaba bajo el signo del Home Theater como podemos apreciar en la figura 5. 21. Esta figura ilustra también sobre el gran interés que este rubro ha despertado en el público asistente a esta muestra. 5.4. La instalación del Teatro del Hogar. Un comentario especial merecen los pasos necesarios para la instalación de un sistema del Teatro del Hogar. Tuvimos oportunidad de analizar todos los componentes que intervienen en la instalación del Teatro del Hogar, pero es necesario analizar también el rendimiento del conjunto. Daremos un ejemplo típico. Deseamos llenar un ambiente determinado con un equipo de 5 parlantes que requiere una potencia de 20 Watt cada uno para lograr el nivel sonoro que deseamos lograr. Esto es una potencia modesta y aparentemente el presupuesto puede tener un valor muy atrayente. Pero ahora descubrimos que al exigir también una serie de circuitos de entrada como por ejemplo un reproductor DVD, un procesador para DOLBY DIGITAL y para DTS y algunos otros detalles, el equipo modesto que habíamos elegido tomando en cuenta sola la potencia de audio no tiene las entradas y procesadores que necesitamos. Estos solo se encuentran generalmente en equipos de costo más elevado que no solo tienen estas prestaciones, sino además poseen una potencia de audio mucho mayor, tal vez de 100 Watt por canal. Esto desde luego cambia toda la situación y nos obliga considerar de nuevo el presupuesto más alto. Cuestiones de esta índole existen muchas y todas ellas deben ser consideradas en forma apropiada para evitar problemas posteriores. Otro detalle es el uso de cables adecuados para la interconexión de cada uno de los equipos intervinientes en la instalación. Debemos tomar muy en cuenta las distancias, la intensidad de la corriente circulante y la frecuencia de trabajo de las señales. Circuitos de entrada de cualquier tipo requieren cables blindados y no deben exceder distancias de muy pocos metros. En cambio, circuitos de salida deben transportar a veces una corriente de audio de varios Amperes entre amplificador y parlante, motivo por el cual es necesario cuidar el diámetro de los cables y también la distancia a la cual debe llevar esta corriente. Un equipo de 100 Watt de potencia sobre 2 Ohms de impedancia significa una corriente de 7,07 Amperes, de acuerdo a la expresión Una corriente de esta magnitud no parece muy alta, pero para transportarla sin pérdidas significativas es necesario seleccionar un calibre de alambre adecuado. En algunos Manuales se recomienda para esta intensidad de corriente un diámetro del conductor de cobre de 1,5 mm, pero para estar seguro de evitar pérdidas por inductancia y/o resistencia, será conveniente usar tal vez un cable de 2,5 mm de
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diámetro. Existen cables adecuados para este fin en el mercado, solo debe elegirse el calibre adecuado. En otros casos de potencias diferentes habrá que proceder en consecuencia. Las consideraciones expuestas hasta ahora con respecto a los cables de conducción de señales de audio no contemplan sin embargo otros aspectos, como los efectos de inductancia, capacidad, impedancia y efecto pelicular (skin) que muchos fabricantes de cables sostienen como importantes en esta aplicación de los cables. Muchas personas han discutido este tema con profundidad y nosotros no deseamos intervenir en este debate que tal vez sea más comercial que técnico. Una cosa es segura: un cable limpio o bañado en algún producto que aleje los efectos de la corrosión y de diámetro adecuado, debe ser suficiente para poder transportar las señales de audio. Por este motivo creemos que un baño de estaño o de oro sobre el cable puede ser beneficioso pero no necesariamente imprescindible. En muchos casos se puede lograr un recorrido de características estéticas superiores por medio de cables planos para los parlantes. Por otra parte creemos que los efectos reactivos antes mencionados solo tienen muy poca influencia sobre el comportamiento del cable en las frecuencias de audio que son los que debemos transportar. Es muy importante mantener la longitud la menor posible y por este motivo creemos que la disposición de parlantes en gabinetes con sus propios amplificadores individuales puede ser beneficiosa para el rendimiento conjunto del sistema. En este caso se pueden transportar las señales en líneas de transmisión de baja impedancia o eventualmente en líneas de fibras ópticas si la extensión de la instalación lo hace aconsejable. Esto desde luego implica también la existencia de los trasductores ópticos de entrada y salida y otras prestaciones del acoplamiento óptico del “Toslink”. Todas estas prestaciones significan desde luego también un costo bastante más elevado. Estamos seguros que este costo adicional se justificará en algunas instalaciones, debido que este costo no es significativo frente al costo de todo el sistema. Si esto fuera así, podemos recomendar usar todas las mejoras posibles para lograr que el sistema brinda el máximo rendimiento. No es lo mismo gastar en la instalación de un equipo el 10% del valor total del resto o gastar un porcentaje significativamente mayor. En el rubro instalaciones deben considerarse los altoparlantes que a veces conviene colocar en forma embutida en la pared del recinto del Teatro del Hogar. En este caso es necesario usar tipos de parlantes para embutir, similares a los que vemos en las figuras 5.22.A y 5.22.B. Los parlantes destinados a ser embutidos suelen tener un marco de montaje que permite su colocación en forma prolija y muchas veces poseen también una rejilla frontal para disimular este montaje. El hueco de la pared en el cual entra el parlante debe tener las dimensiones adecuada en cada caso. Las medidas de este hueco son indicadas generalmente por el fabricante de los parlantes. En muchos casos se
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recomienda forrar el interior de cada hueco por medio de un conglomerado especial que amortigua eventuales vibraciones y resonancias que pudiesen interferir en la calidad tonal del conjunto. Observe también que en el conjunto de parlantes para embutir en la pared de la figura 5.22.B se ha incorporado un amplificador y los circuitos de cruce que se necesitan en parlantes múltiples. Otro aspecto relacionado con la estética de la instalación es la ubicación de los diferentes componentes que integran el sistema instalado. En la figura 5.23 vemos un tipo de instalación sencilla y sobria en el cual los componentes están a la vista en uno de los costados de la estantería principal, cerca del sillón del usuario principal. Se observa en esta fotografía de Sharp también el proyector instalado en el cielorraso. Este tipo de instalación no es desde luego el único, ya que en la figura 5.24 vemos un mueble completo con monitor y equipo de componentes que está protegido y oculto por medio de sendas puertas que permiten el acceso en forma selectiva, de acuerdo a las necesidades de cada función. Las amplias puertas permiten también ubicar la discoteca de discos CD que puede estar oculta o visible, según las puertas del mueble que se abren o cierran.
Apéndice. Datos útiles para el constructor de equipos de audio. A.1. Valores de reactancia capacitiva para diferentes frecuencias y valores de capacidad. Los valores de reactancia capacitiva se basan en la expresión:
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XC = 1/2πf.
ohms y f en Hertz Audiofrecuencias Capacida 30 Hz d en µF .00005 .0001 .00025 .0005 .001
-
.005
1,060.0 00 531.00 0 263.00 0 106.00 0 53.10 0 21.20 0 10.60 0 5.31 0 2.65 0 1.31 0 66 3 53 1 26 5 10 6
.01 .02 .05 .1 .25 .5 1 2 4 8 10 20 50
Radiofrecuencias.
Donde X C se expresa en
50 Hz
100 Hz
400 Hz
-
3,180.00 0 1,590.00 0 318.00 0 159.00 0 79.60 0 31.80 0 15.90 0 6.37 0 3.18 0 1.59 0 79 6 39 8 19 9 15 9 7 9,6 3 1,8
637.000 1,590.000 318.000 1,590.000 637.000 127.000 796.000 318.000 63.700
3,180.00 0 637.00 0 318.00 0 159.00 0 63.70 0 31.80 0 12.70 0 6.37 0 3.18 0 1.59 0 79 6 39 8 31 8 15 9 63 ,7
1000 Hz
5000 Hz
398.000
159.000
31.800
79.600
31.800
6.370
39.800
15.900
3.180
19.900
7.960
1.590
7.960
3.180
637
3.180
1.590
318
1.590
637
127
796
318
63,7
389
159
31,8
199
79,
15,9
5 7 9 9 96
99, 49, 38, 19, 7,
6 8 9 9 96 18
39, 19, 15, 7, 3,
6 8 8 9 37
7,9 3,9 3,1 1,5 0,6
105
Capacida 175 kHz d en µF .00005 18.200 .0001 9.100 .00025 3.640 .0005 1.820 .001 910 .005 182 .01 91 .02 45,5 .05 18,2 .1 9,1 0 .25 3,6 4 .5 1,8 2 1 0,9 10 2 0,4 55 4 0,2 27 Radiofrecuencias Capacida 6 MHz d en µµF 10 2650 22 1206 47 565 100 265 220 120,6 470 56,5 1000 26,5 2200 12,06 4700 5,65 10.000 2,65
252 kHz
465 kHz
12.600 6.320 2.530 1.260 632 126 63,2 31,6 12,6 6,3 2 2,5 3 1,2 6 0,63 2 0,31 6 0,15 8
6.850 5.800 3.420 2.900 1.370 1.160 685 579 342 290 68,5 57,9 34,2 28,9 17,1 14,5 6,85 4,79 3,42 2,89
12 MHz
18 MHz
5 2 1 56
550 kHz
1000 kHz 1500 kHz 3.180 1.590 637 318 159 31,8 15,9 7,96 3,18 1,59
2.120 1.060 424 212 106 21,2 10,6 5,31 2,12 1,06
1,37
1,16
0,637
0,424
0,68
0,579
0,318
0,212
0,34
0,289
0,159
0,106
0,17
0,145
0,079
0,0531
0,039
0,0265
0,08
3
0,072
25 MHz
6 8
50 MHz
100 MHz
1330 888 637 318 159 603 402 290 145 72,4 282 188 135 67,7 33,9 133 88,8 63,7 31,8 15,9 60,3 40,2 29,0 14,5 7,24 28,2 18,8 13,5 6,77 3,39 13,3 8,88 6,37 3,18 1,59 6,03 4,02 2,90 1,45 0,724 2,82 1,88 1,35 0,677 0,339 1,33 0,888 0,637 0,318 0,159
A.2. Expresiones en decibeles. La siguiente Tabla está basada en las expresiones:
La relación puede ser P 1/P2 para potencias o E 1/E2 para tensiones.
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Relación
dB potencia)
1,0 1,1 1,2 1,3 1,4 1,5 1,6 1,7 1,8 1,9 2,0 2,1 2,2 2,3 2,4 2,5 2,6 2,7 2,8 2,9 3,0 3,1 3,2 3,3 3,4 3,5 3,6 3,7 3,8 3,9 4,0 4,1 4,2 4,3 4,4 4,5 4,6 4,7 4,8 4,9 5,0 5,1
0 0,414 0,792 1,139 1,461 1,761 2,041 2,304 2,553 2,788 3,010 3,222 3,424 3,617 3,802 3,979 4,150 4,314 4,472 4,624 4,771 4,914 5,051 5,185 5,315 5,441 5,563 5,682 5,798 5,911 6,021 6,128 6,232 6,335 6,435 6,532 6,628 6,721 6,812 6,902 6,990 7,076
(de dB (de tensión) 0 0,828 1,584 2,279 2,923 3,522 4,082 4,609 5,105 5,575 6,021 6,444 6,848 7,235 7,604 7,959 8,299 8,627 8,943 9,248 9,542 9,827 10,103 10,370 10,630 10,881 11,126 11,364 11,596 11,821 12,041 12,256 12,465 12,669 12,869 13,064 13,255 13,442 13,625 13,804 13,979 14,151
107
5.2 5,3 5,4 5,5 5,6 5,7 5,8 5,9 6,0 6,1 6,2 6,3 6,4 6,5 6,6 6,7 6,8 6,9 7,0 7,1 7,2 7,3 7,4 7,5 7,6 7,7 7,8 7,9 8,0 8,1 8,2 8,3 8,4 8,5 8,6 8,7 8,8 8,9 9,0 9,1 9,2 9,3 9,4 9,5 9,6 9,7
7,160 7,243 7,324 7,404 7,482 7,559 7,634 7,709 7,782 7,853 7,924 7,993 8,062 8,129 8,195 8,261 8,325 8,388 8,451 8,513 8,573 8,633 8,692 8,751 8,808 8,865 8,921 8,976 9,031 9,085 9,138 9,191 9,243 9,294 9,345 9,395 9,445 9,494 9,542 9,590 9,638 9,685 9,731 9,777 9,823 9,868
14,320 14,486 14,648 14,807 14,964 15,117 15,269 15,417 15,563 15,707 15,848 15,987 16,124 16,258 16,391 16,521 16,650 16,777 16,902 17,025 17,147 17,266 17,385 17,501 17,616 17,730 17,842 17,953 18,062 18,170 18,276 18,382 18,486 18,588 18,690 18,790 18,890 18,988 19,085 19,181 19,276 19,370 19,463 19,554 19,645 19,735
108
9,8 9,9 10,0 100 1000 10000
9,912 9,956 10,000 20 30 40
19,825 19,913 20,000 40 60 80
Para hallar valores de decibeles por arriba de una relación de 10, debe separar el valor de la relación en dos factores y sumar los decibeles de cada uno. Por ejemplo: E 1/E2 = 400 = 4 x 100. Los valores de decibel de cada factor son son 12,041 + 40 = 52,041. 52,041. Recue Recuerde rde los los valore valoress aritmé aritmétic ticos os de los factor factores es se multip multiplic lican, an, los los valores logarítmicos de los decibeles se suman. En muchos casos se usa para la indicación de potencias o niveles de volumen la indicación VU o DBM. Ambos son equivalentes y se refieren al nivel de un miliwatt como nivel de referencia cero. cero. 0 DBM = 0 VU = 1 miliwatt. Al aplicar una potencia de 1 miliwatt sobre una resistencia de carga de 600 ohm, se obtiene tensión de 0,77459 Volt RMS. Se suele usar el valor redondeado de 0,775 Volt RMS. En los instrumentos que mide miden n unid unidad ades es VU (VU(VU-me metr tros os), ), se intr introd oduc uce e un reta retard rdo o de 0,3 0,3 milise milisegun gundo doss para para simul simular ar el tiempo tiempo de respue respuesta sta natur natural al del oído oído humano. Este retardo se suele presentar en forma espontánea al usar siempre un instrumento de aguja en los VU-metros. Esto, sin embargo introd introduce uce valor valores es erróne erróneos os en alguna algunass medici medicion ones. es. La lectu lectura ra de la potencia de pico del programa que se efectúa en el PPM = Peak Power Meter, es, en este aspecto más exacto. Sin embargo se usan ambos métodos en la actualidad. En la siguiente Tabla se efectúa el cálculo de los valores equivalentes de pote potenc ncia ia en watt wattss y de las las tens tensio ione ness equi equiva vale lent ntes es sobr sobre e una una impedancia de carga de 600 ohms. Si las tensiones se miden sobre valores de impedancia diferentes, es necesario usar la siguiente expresión: La tensión tensión sobre sobre la imped impedancia ancia Z es E Z y V es el valor indicado en la Tabla siguiente. Se observará en la siguiente Tabla que los valores de W se duplican cada 3 DBM y los valores de V cada 6 DBM, como es lógico esperar. W WATT 100 80 61
en DBM +50 49 48
V en VOLT 245 218 195
109
50 40 32 25 20 16 12,5 10 8 6,25 5 4 3,12 2,5 2 1,56 1,25 1
47 46 45 44 43 42 41 40 39 38 37 36 35 34 33 32 31 +30
173 155 138 123 109 97,5 86,9 77,5 69,0 61,5 54,8 48,9 43,6 38,8 34,6 30,8 27,5 24,5
A.3. Nivel de energía en semiconductores. Se usa la siguiente expresión para indicar el nivel de energía de fotones o cuantos de luz.
donde E es el cuantum de energía -27 h es la constante de Planck ( 6,5347 x 10 erg segundos) v es la frecuencia de la luz incidente En uno de sus libros el eminente científico Stephen Hawking (1942- ) nos da una definición muy acertada de la constante de Planck (premio Nobel Max Planck, 1858-1947), al relacionarla con el “Principio de incertidumbre” de Werner Karl Heisenberg (19011976), otro Premio Nobel alemán, quién manifestó, que “la incertidumbre en la posición de una partícula, multiplicada por la incertidumbre en su velocidad, nunca puede ser más pequeña que una constante que se conoce como constante de Planck”. La velocidad de la luz es: c = (299790,0 ±0,7) km/seg Longitudes de ondas de la luz: 1 nm (nanometro) = 1 m µ (milimicron) = -9 10 Å (unidades Angstrom) = 10 m. Ultravioleta infrarrojo
violeta
azul
verde
amarillo
naranja
rojo
110
400
450
500
570
590
610
650
780 nm ________________________________________________________________
A.4. Prefijos normalizados por el sistema SI.
PREFIJO Yotta Zetta Exa Peta
SIMBOLO SI Y Z E P Tera
T
Giga G Mega M Kilo K hecto h deca da deci d centi c mili m micro µ nano n pico p femto f atto a 1 Yottabyte = 1000 Zettabyte = 1 x 10 24
VALOR 1024 1021 1018 1015 1012 109 106 103 102 101 10-1 10-2 10-3 10-6 10-9 10-12 10-15 10-18 bytes
A.5.) ESPECTRO DE FRECUENCIAS DE LAS ONDAS ELECTROMAGNETICAS. LONGITUD DE ONDA 3 x 107 metros
FRECUENCIA 10 Hz
DESTINO
700
111
100 Hz 1 kHz 10 kHz VLF-4 100 kHz LF-5 1 MHz MF-6 10 MHz HF-7 2 VHF-8 10 MHz 103 MHz = 1 UHF-9 GHz 4 3 cm SHF-10 10 MHz 0,3 cm EHF-11 105 MHz -2 6 6 3 x 10 cm=3 x 10 Å= 300 10 MHz = 1 12, infrarrojo µm THz -3 5 7 Infrarrojo 3 x 10 cm=3x10 Å= 30 µm 10 MHz -4 4 8 Infrarrojo 3 x 10 cm= 3x10 Å= 3 µm 10 MHz 680 a 380 nm = 0,68 a 0,38 Luz visible µm -5 3 9 3 x 10 cm =3x10 Å = 0,3 10 MHz = 1 Ultravioleta µm PHz -6 2 10 Ultravioleta 3 x 10 cm =3x10 Å=3x10 10 MHz 2 µm -7 -3 11 Ultravioleta, rayos X 3 x 10 cm =30 Å= 3x10 10 MHz blandos µm 3 x 10-8 cm = 3 Å = 3x10-4 1012 M H z = 1 Ultravioleta, rayos X, µm EHz -9 -5 13 Rayos X, 3 x 10 cm = 0,3 Å = 3x10 10 MHz µm Rayos X duros, rayos 3 x 10-10 cm = 3x10-2 Å 1014 MHz -6 gamma, =3x10 µm 6
3 x 10 metros 3 x 105 metros 4 3 x 10 metros 3 3 x 10 metros 2 3 x 10 metros 30 metros 3 metros 30 cm
A.6. Circuitos varios para equipos de audio. (a)Un amplificador de potencia clase A. En la figura A.1. vemos el circuito de un sencillo amplificador de audio alta fidelidad que funciona con una válvula 300B o sus substitutos directos, en una configuración de clase A. Se necesita para completar este sistema una fuente de alimentación que puede ser convencional con una válvula 5U4 y un preamplificador. Las características de este amplificador son las siguientes: Potencia de salida: 11 Watt,
112
THD: <0,1%, Respuesta de frecuencia: 15 a 15.000 Hz. (b)Un amplificador de audio con circuito integrado para uso mono o stereo. Los circuitos integrados TDA1516Q y TDA1518Q son sumamente versátiles y permiten una serie de aplicaciones diferentes interesantes. Se trata en principio de amplificadores duales integrados en configuración de clase B con una ganancia fijada en forma interna, lo que permite un balance de los canales dentro de 1 dB. Se trata de dos integrados con encapsulado plástico y 13 patas en formato SIL, pero formados para obtener un formato DIL. Las características principales de ambas unidades surgen de la Tabla siguiente. Características de los integrados TDA1516Q y TDA1518Q. CARACTERÍSTICAS TDA1516Q TDA1518Q Potencia de salida, 24 Watt con ZCARGA = 4 24 Watt con ZCARGA = 4 con circuito Ohm Ohm bootstrap en BTL Potencia de salida, 22 Watt con ZCARGA = 4 22 Watt con ZCARGA = 4 sin circuito bootstrap Ohm Ohm en BTL Potencia de salida 2 x 7 Watt con ZCARGA = 2 x 7 Watt con ZCARGA = stereo con circuito 4 Ohm 4 Ohm bootstrap Potencia de salida 2 x 12 Watt con ZCARGA 2 x 12 Watt con ZCARGA stereo con circuito = 2 Ohm = 2 Ohm bootstrap Potencia de salida 2 x 6 Watt con ZCARGA = 2 x 6 Watt con ZCARGA = stereo sin circuito 4 Ohm 4 Ohm bootstrap Potencia de salida 2 x 11 Watt con ZCARGA 2 x 11 Watt con ZCARGA stereo sin circuito = 2 Ohm = 2 Ohm bootstrap Tensión de offset en 100 mV 100 mV la salida Ganancia de tensión 26 dB con BTL 46 dB con BTL de lazo cerrado 20 dB en stereo 40 dB en stereo Rechazo de ripple 48 dB para Z CARGA= 0 48 dB para ZCARGA = 0 Ohm, entre 100 y Ohm, entre 100 y 10.000 Hz. 10.000 Hz. Protección térmica Incorporado Incorporado Entrada idéntica Si Si para conexión inversora y noinversora
113
BTL = Bridged Transformerless = circuito puente sin transformador de salida. Este circuito es monaural. Una característica especial en ambos integrados es la conexión de una llave de stand-by (en espera) en la pata 11, como podemos observar en los circuitos de la figura A.2. En caso de usar esta prestación se conecta una tensión de encendido de 0 a 2 Volt en la pata 11 con una corriente de solo 12 µA. La corriente de la fuente de stand-by es <100 µA. La tensión de la pata 11 para el funcionamiento normal es >8,1 Volt. De los circuitos que se ilustran en la figura A.2 corresponde uno a una versión monaural de BTL y el otro a un amplificador stereo. Ambos usan muy pocos componentes externos. (c) Un preamplificador con doble triodo. El preamplificador cuyo circuito observamos en la figura A.3 funciona con un doble triodo tipo 12AX7. Se caracteriza por tener una entrada para guitarra eléctrica u otro instrumento musical electrónico y para este fin incorpora también un circuito de control de tono de tres etapas que forma parte de un ecualizador ubicado entre la primera y la segunda etapa amplificadora. Los tres controles están colocados en serie, teniendo el control de agudos un potenciómetro de 250K, el control de graves uno de 1 Megohm y el control de tonos medios un potenciómetro de 25K. En el circuito de ecualización intervienen también dos capacitores de 22 nanofarad, uno de 270 picofarad y un resistor de 100K. El volumen del preamplificador se regula con un potenciómetro de 1 Megohm. La disposición de los tres controles de tono es interesante y puede ser usada también en otros tipos de circuitos. (d)El amplificador QUAD II. El amplificador del epígrafe posee un diseño en el cual el peso de la corrección de fase y de la realimentación se encuentra en el transformador de salida de audio. El conexionado de sus múltiples devanados contribuye en forma decisiva en la pureza de la reproducción sonora del equipo. No es un circuito muy usado, pero con los componentes correctos permite una excelente reproducción de audio. En la figura A.4 vemos este circuito. Como se observa, se usan las siguientes válvulas: 2 x EF86 y 2 x KT66. A.7. Jitter.
Jitter.
Jitter (temblor) es un efecto que se presenta en equipos digitales que poseen algún error de temporización durante el paso de la conversión digital-analógica. Se puede comparar con los conocidos efectos de “wow” y “flutter” que pueden estar presentes en equipos analógicos. En ambos casos se introducen distorsiones en la señal original.
114
La eliminación del Jitter puede presentar dificultades insospechadas debido a que en un CD con un sobremuestreo de 8 veces (8x), por ejemplo, cada muestra tiene una duración de sólo 1/352.800 segundos. Esto exige una exactitud de procesamiento en el orden de los picosegundos (pS). Este grado de exactitud es por otra parte también influenciado por el método de medición. En un caso típico se puede obtener una exactitud de ±2 pS si se toma en cuenta sólo el efecto de una muestra con respecto a la siguiente, o de ±35 pS si se toma en cuenta los errores acumulativos a través del tiempo. Por otra parte sistemas de transporte menos sofisticados pueden presentar cifras de ±25 pS y ±1200 pS para el mismo disco. Otra fuente de error puede provenir del instrumental usado para la medición. Esto implica que más allá de ciertaos límites, los resultados deben considerarse sólo como indicaciones cualitativos y no cuantitativos. Por este motivo algunas mediciones no sólo pueden ser erróneos, sino incluso pueden conducir a errores gruesos que pueden desvirtuar otras mediciones de diferentes parámetros de mayor confiabilidad. Tomados en forma aislada, las cifras del Jitter no son válidos como elemento de juicio, sólo el conjunto de todos los parámetros permite evaluar debidamente un equipo, sobre todo cuando se toma en cuenta su comportamiento musical en conjunto, que es el parámetro más importante en un instrumento musical electrónico de alta fidelidad.
Epígrafe figuras. Figura 1.1. El oído humano. Figura 1.2. El umbral de audición. Figura 1.3. Corte transversal por un altoparlante. Figura 1.4. Las frecuencias del rango auditivo. Figura 1.5. El efecto de la reverberación. Figura 1.6. Efectos sonoros en equipos HiFi. Figura 1.7. Especificaciones para tres equipos de audio. Figura 1.8. Efectos de la acentuación o atenuación de sonidos en el rango audible. Figura 1.9. La cadena de amplificación de audio. Figura 1.10. La ubicación de parlantes de sonido envolvente.
115
Figu Figura ra 1.11 1.11.. Un repr reprod oduc ucto torr de CD con con ampl amplif ific icad ador or a válv válvul ulas as,, de Dynaco. Figura 2.1. Un receptor de radio a galena (1925). Figura 2.2. Un receptor de radio a válvulas (1931). Figura 2.3. Un tocadisco para discos de 78 RPM de shellac (1910). Figura 2.4. Símbolos para varios tipos de válvulas. Figura 2.5. Un circuito rectificador de onda completa. Figura 2.6. La construcción construcción de la válvula triodo. Figura 2.7. El efecto de amplificación e inversión de fase del triodo. Figura 2.8. La curva característica característica de una válvula. Figura 2.9. La válvula tetrodo. Figura 2.10. La emisión secundaria del tetrodo. Figura 2.11. El pentodo. Figura 2.12. El efecto de la grilla supresora. Figura 2.13. Un circuito básico con pentodo. Figura 2.14. Circuito de cátodo común. Figura 2.15. Circuito de grilla común. Figura 2.16. Circuito de placa común. Figura 2.17. El amplificador diferencial. Figura 2.18. El Manual de de válvulas de de Sylvania (1968). (1968). Figura 2.19. El Manual de de válvulas de de Philips (1967). Figura 2.20. El acoplamiento con transformador. Figura 2.21. El acoplamiento capacitivo. capacitivo. Figura 2.22. El acoplamiento directo (amplificador Loftin-White). Figura 2.23. Corriente contínua y alterna en la etapa de salida de audio. Figura 2.24. Shockley, Bardeen y Brattain en 1947. (usar la fotografía publicada en la pág. 18 del N° 127 de S.E.) Figura Figura 2.25. 2.25. Compar Comparaci ación ón de tamaño tamaño entre entre válvul válvulas as y transi transisto stores res.. (usar la fotografía publicada en la pág. 19 del N° 127 de S.E.) Figura 2.26. Los niveles niveles de energía en diferentes diferentes tipos de materiales. materiales. Figura 2.27. Una familia de curvas para diodos Zener. Figura 2.28. Un transistor de juntura. Figura 2.29. Símbolos para transistores BJT del tipo P y del tipo N. Figura 2.30. Un transistor FET (efecto de campo). Fig Figura 2.31 .31. Otro tro tip tipo de con constru trucción ción para ara FET´ ET´s en circ ircuitos itos integrados. Figura 2.32. Circuito esquemático de una compuerta lógica integrada. Figura 3.1. Circuito de un amplificador de 10 watt con triodo 2A3 y fuente de alimentación. Figura 3.2. Circuito de un amplificador HiFi con transistores bipolares de 25 watt. Figura 3.3. Esquema en bloques del amplificador de la figura 3.2.
116
Figura 3.4. La etapa de compensación con TR 7. Figura 3.5. Circuito de una fuente de alimentación regulada. Figura 3.6. Circuitos de protección contra cortocircuitos. Figura 3.7. Formas de onda del ajuste de los circuitos de protección. Figura 3.8. La plaqueta de armado para el amplificador de 25 Watt. Figura 3.9. La distribución distribución de componentes componentes sobre el circuito impreso. Figura 3.10. La respuesta de frecuencia del amplificador de la figura 3.2. Figura 3.11. La distorsión armónica total. Figura 3.12. El ancho de banda de potencia. Figura 3.13. Circuitos y curvas básicas para MOS-FET. (ver disquette a75f2.jpg) Figura Figura 3.14. 3.14. Config Configura uracio ciones nes circu circuita itale less de MOS-FET MOS-FET.. (ver (ver disqu disquette ette a75f3.jpg) Figura 3.15. Un amplificador diferencial con MOS-FET. (ver disquette a75f4.jpg) Figura 3.16. Un amplificador operacional. operacional. (ver disquette 75f5.jpg) 75f5.jpg) Figu Figura ra 3.17 3.17.. Vari Varian ante tess en el circ circui uito to de entrad entrada. a. (ver (ver disq disque uett tte e 75f6.jpg) Figu Figura ra 3.18 3.18.. Entr Entrad ada a con con dos dos pare paress dife difere renc ncia iale les. s. (ver (ver disq disque uett tte e 75f7.jpg) Figura 3.19. Circuito mejorado. (ver disquette 75f8.jpg) Figura 3.20. La etapa de excitación del amplificador con MOS-FET (un solo canal). (ver disquette 75f9a.jpg) Figura 3.21. La etapa de salida del amplificador con MOS-FET (un solo canal). (ver disquette 75f9b.jpg) Figura 3.22. Respuesta del amplificador A75 sin realimentación. (ver disquette 75f21.jpg) Figura 3.23. 3.23. Circuito equivalente del del modo balanceado. (ver disquette disquette 75f10.jpg) Figura Figura 3.24. 3.24. El circuit circuito o de la fuente fuente de alimen alimentac tació ión. n. (ver (ver disqu disquette ette 75f11.jpg) Figura 3.25. Un dispositivo para la prueba para transistores MOS-FET. (ver disquette 25f12.jpg) Figura 3.26. Aspecto y dimensiones del disipador térmico sugerido. (ver disquette 25f13.jpg) Figura 3.27. Curva de respuesta de distorsión versus frecuencia. (ver disquette 25f19.jpg) Figura 3.28. Circuito de un amplificador con el integrado TDA1514A de Philips.
117
Figura 3.29. Aspecto del amplificador con TDA1514A, armado. Figura 3.30. Circuito de un amplificador estereofónico con C.I. TDA1521 de Philips. Figura 3.31. Aspecto del amplificador con TDA1521, armado. Figu Figura ra 3.32 3.32.. El ampl amplif ific icad ador or Will Willia iams mson on.. (ver (ver disq disque uett tte e WILLIAMSON). Figura 4.0. Las curvas de Fletcher-Munson. Fletcher-Munson. Figura 4.1. El esquema en bloques del preamplificador. Figura 4.2. Circuito Circuito de un canal del preamplificador universal. universal. Figura 4.3. Respuesta de ecualización para el pick-up magnético. Figura 4.4. Curva de respuesta para los controles de tono de graves y agudos. Figura 4.5. Circuito para la etapa de estabilización de la fuente. Figura 4.6. La plaqueta del preamplificador del canal de izquierda. Figura 4.7. Distribución de componentes del canal de izquierda. Figura 4.8. La plaqueta del preamplificador del canal de derecha. Figura 4.9. Distribución de componentes del canal de derecha. Figura 4.10. Las conexiones a la plaqueta del canal de izquierda. Figura 4.11. Los puntos de puesta a tierra. Figura 4.12. Un preamplificador a válvulas. Figura 4.13. Un ecualizador gráfico de 7 bandas. Figura 4.14. Las Las frecuencias de de notas musicales. musicales. Figura 4.15. Un ecualizador paramétrico. Figura 4.16. El esquema del sistema BBE. Figura 4.17. Un pasadiscos, último modelo. Figura 5.1.A. Un “combinado” “combinado” de 1939. Figura 5.1.B. Un Teatro del Hogar primitivo de 1951. Figura 5.2. Un Teatro del Hogar moderno y compacto. Figura 5.3. Un Teatro del Hogar moderno más elaborado. Figura 5.4. Un Teatro del Hogar Hogar con “pantalla gigante”. gigante”. Figura 5.5. Los componentes básicos de un Teatro del Hogar moderno. Figura 5.6. La distribución de parlantes en el DOLBY DIGITAL 5.1. Figura 5.7. Un equipo con retroproyector incorporado. Figura 5.8. Un proyector de video externo. Figura 5.9. Detrás de la pantalla de proyección. Figura 5.10. Un proyector portátil. Figura 5.11. Una pantalla portátil enrollable. Figura 5.12. Tamaños de pantalla y distancias para el proyector portátil. Figura 5.13. Propuesta de DOLBY SURROUND DIGITAL N° 1. Figura 5.14. Propuesta de DOLBY SURROUND DIGITAL N° 2. Figura 5.15. Propuesta de DOLBY SURROUND DIGITAL N° 3. Figura 5.16. Propuesta de DOLBY SURROUND DIGITAL N° 4. Figura 5.17. Propuesta de DOLBY SURROUND DIGITAL N° 5. Figura 5.18. Propuesta de DOLBY SURROUND DIGITAL N° 6. Figura 5.19. Propuesta de DOLBY SURROUND DIGITAL N° 7. Figura 5.20. Los logos del sistema DOLBY DIGITAL y de los discos DVD.
118
Figura 5.21. El Stand de Microsoft en la Exposición de Electrónica del Consumidor. Figura 5.22.A. Altoparlantes para embutir en la pared. Figura 5.22.B. Un conjunto de parlantes para embutir con amplificador. Figura 5.23. Aspecto de un Teatro del Hogar con componentes a la vista. (Cortesía de Sharp) Figura 5.24. Aspecto de un Teatro del Hogar con componentes dentro de un mueble. Figura A.1. Circuito de amplificador de audio, clase A. Figura A.2. Circuitos de aplicación para TDA1516Q y TDA1518Q. Figura A.3. Un preamplificador con doble triodo. Figura A.4. El amplificador QUAD II. (ver disquette QUAD II) (Nota del autor: Sírvase no incluir en el texto del libro las notas de los epígrafes de figuras entre paréntesis referidas a (ver disquette......). Se usan solo para el suministro de las figuras respectivas durante la preparación del libro. Otras expresiones entre paréntesis deben incluirse.) TABLAS. TABLA 1.1. Las notas de la escala musical. TABLA 1.2. Longitud de onda de diferentes tonos. TABLA 1.3. Especificaciones típicas de un subwoofer. TABLA 1.4. Especificaciones sobre potencia de salida en equipos de audio. TABLA 2.1. Hitos en la historia del desarrollo de válvulas y semiconductores. TABLA 2.2. Los valores de resistividad de diferentes substancias. TABLA 2.3. Sector de la Tabla Periódica de Elementos. TABLA 2.4. La polarización en la compuerta integrada F = NO(A.B+C). TABLA 2.5. Los límites actuales de transistores MOS. TABLA 3.1. Especificaciones del amplificador de la figura 3.3. TABLA 3.2. Parámetros característicos de algunos transistores de salida. TABLA 3.3. Valores de condición de cortocircuito en la etapa de salida. TABLA 3.4. Lista de equivalencias de varios transistores MOS-FET. TABLA 3.5. Spread en los valores medidos. TABLA 3.6. Equivalentes en mm de la figura 3.26. TABLA 3.7. Características del amplificador con C.I. TDA1514A. TABLA 3.8. Características del amplificador con C.I. TDA1521. TABLA 4.1. Las características de entrada del preamplificador universal. TABLA 4.2. La respuesta de frecuencia de acuerdo a las normas RIAA.
119
TABLA 4.3. Notas para el circuito de la figura 4.2. TABLA 4.4. La ganancia para cada entrada. TABLA 4.5. Características de un ecualizador gráfico de 7 bandas. TABLA 5.1. Distancias de proyección para proyectores con tubos de 8 pulgadas (20 cm). TABLA 5.2. Características de un proyector de Sanyo. TABLA 5.3. Características digitales de diferentes plataformas de audio.
Figura 1.8. Efectos de la acentuación o atenuación de sonidos dentro del rango audible.
Hertz 20 100 10.000 20.000 graves agudos profundos atenuación: débil apagado acentuación:
graves medios
500
1000
rango medio
5000 rango medio superior pastoso
120
potente cálido brillante vibrante inflado vivaz
nasal
chillón
____________________________________________________________________________________
Figura 1.10. Distribución de parlantes en un sistema de audio multicanal con sonido envolvente
n izquierda derecha
n
n
centro n subwoofer
n
n
n
121
izquierda derecha envolvente envolvente
oyente
122
Dual Triode Preamplifier
123
Figura A.3. Un preamplificador con doble triodo.
Figura 1.9. La cadena de amplificación de audio.
________________________________________________________________
(1)Dispositivos de entrada: (4) Parlantes: Discos LP, CD, DVD, semiconductores woofer,
(2) Preamplificador:
(3) Amplificador:
Control de volumen,
124
Cassettes CC, DCC, DAT, Controles de tono, squawker, Cinta magnética, Ecualizador gráfico, tweeter, Micrófono, Ecualizador paramétrico, crossover, Sintonizador, (Las señales de entrada son de audiofrecuencias).
o válvulas,
AMPLIFICADORES DE AUDIO 1999. POR EGON STRAUSS NOTAS PARA LA TAPA DEL LIBRO Y PUBLICIDAD.
La obra AMPLIFICADORES DE AUDIO por Egon Strauss (Editorial QUARK) está dirigido al amante de la buena música, del HiFi y del High End con aspiraciones técnicas. Se analiza en forma técnica con énfasis en la parte musical, todo lo relacionado con los Amplificadores de Audio en sus diferentes aspectos. Esta obra será de suma utilidad para el Audiófilo Técnico Diseñador Comerciante Aficionado Profesional Se incluyen los siguientes temas. *El oído humano y la acústica
125
*La escala musical *La alta fidelidad HiFi y High End *Desarrollo histórico del Audio *Las válvulas *Los semiconductores bipolares *Los transistores MOS-FET *Los circuitos integrados *Amplificadores de audio con válvulas, transistores bipolares, transistores MOS-FET y tos integrados. *Características de amplificadores “famosos”, como Loftin-White, Williamson y otros. *Preamplificadores *Ecualizadores gráficos y paramétricos *El Teatro del Hogar *Control del Teatro del Hogar por computadora *Datos útiles para el constructor e instalador de equipos de audio
circui
El texto ofrece explicaciones y desarrollos en lenguaje sencillo y fácilmente entendible por todos los aficionados y profesionales de la buena música en su aspecto técnico y está ilustrado por más de 100 figuras y Tablas. Una obra que no puede faltar en la biblioteca del Conoisseur, del Melómano y del Técnico.
El Autor. EGON STRAUSS, el autor de la presente obra, tiene publicado más de 50 títulos de libros técnicos en la Argentina y en otros países sudamericanos. Es además autor de más de 5000 artículos técnicos, publicados en diversas revistas técnicas de Argentina, México, Estados Unidos y otros.
