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Commande Electrique Des

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Cours d’électronique de

AUT12-Calcul Du Convertisseur

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République Algérienne Démocratique et Populaire Ministère de l'Enseignements supérieurs et de la Recherche Scientifique UNIVERSITE MOHAMED KHIDER DE BISKRA FACULTE DES SCIENCES ET TECHNOLOGIE DEPARTEMENT DE GENIE ELECTRIQUE

Niveau: 1ère Année M

Module: Electronique de puissance avancée

Support de cours:

ELECTRONIQUE DE PUISSANCE AVANCEE

Réalisé par: Dr. Abdelhakim DENDOU  de Maitre de conférences l'université Sign up to vote onàthis title useful  Useful  [email protected] E-mail: [email protected] hakimdendouga

[email protected]

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Electronique Electronique de Puissance Avancée

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Sommaire

Intorduction ………………………………………………………………………………… Chapitre I

Introduction à l'électronique de puissance avancée 1.1 Les lois de base b ase d'électronique de puissance…………………..…………………… puissance…………………..…………………………… ………

1.2 Structures……………………………… Structures………………………………………………………… …………………………………………………… …………………………

1.2.1 Convertisseurs Convertisseu rs directs ………………………………………………...……… ………………………………………………...……………… ……… 1.2.2 Convertisseurs Convertisseu rs indirects …………………………… …………………………………..………….…………… ……..………….…………… 1.3 Interrupteurs à semi-conducteurs…………………………………....……………………

1.4 Critères de choix des interrupteurs à semi-conducteurs ………..………….. ………………

1.5 Electronique de commande ……………………………… …………………………………………………………… ………………………………… ……

1.6 Structure de la commande ………………………………..............................………………

1.7 Commande rapprochée par comparaison d'ondes…………………………..…… d'ondes…………………………..……………… …………

1.7.1 Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés à la fermeture.. ……………

1.7.2 Convertisseurs utilisant des interrupteurs totalement commandable ... ……………

1.8 Commande MLI …………………………………………………………….……………… …………………………………………………………….……………… 1.9.1 Onduleur monophasé monophas é MLI en demi-pont de d e tension………………………………

1.9.2 Caractérisation de l'onde l 'onde de modulation ………………………….…………………

1.9.3 Tension de sortie……………………………………………………........................ sortie……………………………………………………........................

1.9.4 Harmoniques ……………………………… ……………………………………………………….......................... ……………………….......................... Sign up to vote on this title

Chapitre II:

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Les onduleurs MLI triphasés

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Sommaire

Intorduction ………………………………………………………………………………… Chapitre I

Introduction à l'électronique de puissance avancée 1.1 Les lois de base b ase d'électronique de puissance…………………..…………………… puissance…………………..…………………………… ………

1.2 Structures……………………………… Structures………………………………………………………… …………………………………………………… …………………………

1.2.1 Convertisseurs Convertisseu rs directs ………………………………………………...……… ………………………………………………...……………… ……… 1.2.2 Convertisseurs Convertisseu rs indirects …………………………… …………………………………..………….…………… ……..………….…………… 1.3 Interrupteurs à semi-conducteurs…………………………………....……………………

1.4 Critères de choix des interrupteurs à semi-conducteurs ………..………….. ………………

1.5 Electronique de commande ……………………………… …………………………………………………………… ………………………………… ……

1.6 Structure de la commande ………………………………..............................………………

1.7 Commande rapprochée par comparaison d'ondes…………………………..…… d'ondes…………………………..……………… …………

1.7.1 Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés à la fermeture.. ……………

1.7.2 Convertisseurs utilisant des interrupteurs totalement commandable ... ……………

1.8 Commande MLI …………………………………………………………….……………… …………………………………………………………….……………… 1.9.1 Onduleur monophasé monophas é MLI en demi-pont de d e tension………………………………

1.9.2 Caractérisation de l'onde l 'onde de modulation ………………………….…………………

1.9.3 Tension de sortie……………………………………………………........................ sortie……………………………………………………........................

1.9.4 Harmoniques ……………………………… ……………………………………………………….......................... ……………………….......................... Sign up to vote on this title

Chapitre II:

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Chapitre III: Les Redresseurs MLI triphasés 3.1. Redresseur MLI de courant triphasé……………………… triphas é…………………………………………………… ……………………………

3.1.1. Forme d'ondes…………………………… d'ondes……………………………………………………… ……………………………….……………… …….………………

3.1.2. Rapport des tensions d'entrée et de sortie………………………… sortie………………………………...……………… ……...………………

3.1.3. Qualité des courants du coté co té réseau……………………………………………………… réseau………………………………………………………

3.2. Redresseur MLI de tension triphasé……………………………… triphasé………………………………………...……………… ………...………………

3.2.1. Forme d'ondes…………………………… d'ondes……………………………….………………………… ….…………………………………………… …………………

3.2.2. Tension redressée……………………………… redressée…………………………………………………………… ………………………………………… ……………

3.3. Commande en boucle fermée du redresseur de courant MLI………………………………

3.4. Domaine d’application des redresseurs MLI……………………………….……………… Chapitre IV:

Les onduleurs multi-niveau multi-niveaux x 4.1. Avantages……………………………… Avantages…………………………………………………………… …………………………………..……………… ……..………………

4.2. Inconvénients……………………… Inconvénients…………………………………………………… ……………………………………….……………… ………….………………

4.3. Onduleur multi-niveaux en cascade (multi-sources)……………………….. ……………

4.4. Onduleur multi-niveaux polygonal (seule source)…………………………. ……………

4.5. Onduleur multi-niveaux NPC…………………………………………………………

4.6. Onduleur triphasé NPC à point milieu capacitif unique………………………… u nique…………………………………… ………… Chapitre V: Sign up to vote on this title Convertisseur Matriciel

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5.1. Principe Pr incipe de fonctionnement……………………………… fonctionnement………………………………………………...…………… ………………...……………

5.2. Interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans le convertisseur matriciel….………………

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Introduction

L’électronique de puissance ou électronique de commutation concerne le traitement et la mai

transfert de l’énergie électrique entre une source et un récepteur. Elle permet de convertir cette

disponible sous une forme donnée (continue, alternative, basse ou haute tension, tension, etc..) en une aut

ce contexte, une forte spécificité de ce domaine réside dans les rendements de conversion recher

doivent être typiquement très proches de 100. Cela impose donc l’usage d’une électron

commutation pour laquelle les interrupteurs doivent présenter des pertes minimales en commut

dans leurs états passants ou bloqués. L’amélioration continuelle de leurs performances est un

importante de la recherche dans ce domaine, des progrès continus se font, des nouveaux matéria

mis en œuvre : carbure de silicium, arséniure de gallium, diamant. Les performances des conver

statiques dépendent largement des propriétés physiques des composants à semi-conducte matériaux les constituants.

En effet, les récentes avancées dans le domaine des interrupteurs à semi-conducte

part (apparaissions (apparais sions des nouvelles interrupteurs, interrupteurs , totalement contrôlables: GTO, IGBT, MCT

d'autre part dans le domaine de commande (MLI, SVM, …ect), ainsi que dans le dom

interfaces informatique (DSPACE, Les cartes d'acquisition,…ect), permis l’émerge

nouvelles structure des convertisseurs de puissance afin de répondre aux exigences ind

(systèmes d'entraînement, de génération photovoltaïques, éoliens, filtrage,…ect), com

onduleurs et les redresseurs MLI, les convertisseurs multi-niveaux, les convertisseurs convertisseurs matri hacheurs AC/AC.

Ce présent document, comprenant l'étude et l'analyse de la structure, le principe de fonction 

to vote des on this title la stratégie de commande, ainsi que les points fortsSign et up faibles nouvelles struct Not useful  Useful théoriques convertisseurs de puissance afin d'approfondir les connaissances et servira

pédagogique.

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Chapitre I: Introduction à l'électronique de puissance avancée 1.1. Les lois de base d'électronique de puissance

Le domaine d'électronique de puissance notamment la structure des convertisseurs et leurs s de commande sont basés sur les lois suivantes:

Loi.ELP.01: On appelle source de tension, lorsque la forme d'onde, l'amplitude et la fréqu la tension sont imposées par la source;

Loi.ELP.02: On appelle source de courant, lorsque la forme d'onde, l'amplitude et la fréqu courant sont imposées par la source;

Loi.ELP.03: Une source de tension ne doit jamais être en court-circuit ; Loi.ELP.04: Une source de courant ne doit jamais être en circuit ouvert ;

Loi.ELP.05: Les convertisseurs de puissance doivent être toujours insérés entre deux énergétiques (source, charge) de natures différentes.

1.2. Structures

On peut classer les convertisseurs deYou're puissance en deux catégories: Reading a Preview - convertisseurs directs;

Unlock full access with a free trial.

- convertisseurs indirects. DC (=)

Download With Free Trial Hacheurs

DC (=)

Onduleurs Redresseurs AC (∼)

Cycloconvertisseurs Gradateurs

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On peut schématiser la structure de ces convertisseurs par une matrice d'interrupteurs rel bornes de sortie d’un générateur aux m bornes d’entrée d’un recéleur.

r u e t a r é n é G

1

1

2

2

3

3

n

m

r u e t p e c é R

Figure 1.2: Structure générale des convertisseurs

Cette matrice comprend en principe n×m éléments. Toutefois pour certains convertisse interrupteurs sont supprimés ou réduits à une simple liaison galvanique. 1.2.2 Convertisseurs indirects:

Certains convertisseurs ne relient pas directement le générateur au récepteur: l'énergie transi

étage intermédiaire. Dans ce cas, onYou're trouveReading une cascade de convertisseurs, l'un reliant le gén a Preview l'étage intermédiaire, l'autre reliant cet étage au récepteur.


Etage intermédiaire

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1.3. Interrupteurs à semi-conducteurs :

Dans tous les convertisseurs d’électronique de puissance, les échanges d’énergie entre le gé

et le récepteur sont contrôlés grâce à l’évolution au cours des temps des connexions interrupteurs du convertisseur établissent. Tout changement de connexion résulte d’un changement d’état : - fermeture (connexion de l’état OFF à l’état ON) ; -

ouverture (connexion de l’état ON à l’état OFF).

La commutation d'un semi-conducteur d'un état à l'autre peut être -

Soit commandée: et résulter d'un signal appliqué à son accès de commande

-

Soit spontanée (Naturelle) : et résulter du passage par générateur de la tension à se

(Fermeture spontanée) ou du passage par zéro du courant qui le traverse (ouverture spon

Table.1 : les principaux interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans l'électronique de puis

Interrupteur

You're Reading a Preview Symbole Tension


10V -10 kV

Diode (1955) BJT: Bipolar junction transistor (1975)

effect transistor (1976) IGBT: Insulated gate bipolar transistor (1983) SCR: Silicon controlled rectifier (thyristor)

(1957)

courant

fréque

1-5000 A

----------

0.5- 500 A

10 kHz

20-500V

0.5-50 A

1MHz

600V- 2.5 kV

10- 600 A

Download With Free Trial 30V-1.2 kV

MOSFET: Metal oxide semiconductor field

caractéristiques


Useful  Not useful 200V-6 kV 10 A-3.5 kA

20 kHz

500 Hz

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1.4. Critères de choix des interrupteurs à semi-conducteurs

Le choix d'un interrupteur à semi-conducteurs pour une application particulière dépend aux c suivants: - la tension inverse; - le niveau du courant; - la fréquence de commutation; - la vitesse de commutation; - les pertes (par conduction et commutation); - le mode de la commande (naturelle, semi, et totale) 1.5. Electronique de commande:

Les convertisseurs de puissance qui utilisent des semi-conducteurs de puissance com peuvent être soit totalement soit partiellement commandés.

Un convertisseur est totalement commandé si tons les changements d'états des interrupteu

composent sont fixés par les signaux de commende à la fermeture et à l'ouverture envoyés a You're Reading a Preview

conducteurs (l’état des interrupteurs ne dépend pas à l'évolution des tensions et des couran accès).


i 2 Download TrialK 3 K 1 WithK Free iA

U

iB

vA

vB


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v C

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1.6. Structure de la commande

La commande éloignée : génère à partir des signaux de référence (xréf ) et des mesures effect

le générateur et le récepteur (xmes(gé, ré)), des ondes de référence (x w) qui correspondent aux ou aux courants qu'on veut imposer aux accès du générateur ou du récepteur. Générateur

X ref

Régulateurs

Logique de C de

X mes ( gé , ré ) 1er niveau

ig

Cde Rapprochée

Récepteur 2ème niveau C de éloignée (principale)

3ème niveau

C de Rapprochée

Figure 1.5: Structure de commande

La commande rapprochée détermine les instants où il faut commander l'amorçage ou le blo interrupteurs à semi-conducteurs à partir des ondes de référence (xréf ) You're Reading a Preview 1.7 Commande rapprochée par comparaison d'ondes:


L'électronique de commande rapprochée sert à déterminer les instants des interrup

With Freed'ondes Trial qui correspondent généralem commutateur où il faut envoyer ces Download ordres en fonction

tensions on aux courants qu'on veut imposer aux accès du récepteur. Les techniques de la commande rapprochée sont très variées.

La technique qui consiste à comparer des ondes de références avec des ondes de modulati Sign up to vote on this title

plus adaptée aux convertisseurs utilisant des interrupteurs totalement commandés. 

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1.7.1. Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés à la fermeture:

A) Redresseurs tout thyristors

ic vA

T1

T2

T3

iA

vB iB vC

Uc +1

iC T'1

T'2

Vm VAref

VBref

VCref

T'3 -1 You're Reading Uca Preview

Figure 1.7: Structure du redresseur tout thyristors.



Figure 1.8: Forme d'onde.

Pour déterminer les instants de commande des thyristors, on utilise une onde de modula cette valeur correspond à la valeur moyenne Ucmoy de Uc, tel que -1


On associé en suite à chaque thyristor une onde de référence synchronisée sur son i 

Useful

 Not useful

admissible d'amorçage, elle part de +1 au début de cet intervalle pour atteindre -1 à la fin de

On impose généralement une onde à l'onde de référence de varier suivant une cosinusoïde d



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La valeur moyenne de la tension redressée est: = U c 0 . cos α = U c 0 .U m

U cmoye

Uc0 correspond α=0. cos α =

U cmoy U c 0

cos α = 1 ⇒ α = 0 → U cmoy = U c 0 = U m   cos α = 0 ⇒ α = π → U = 0 = U cmoy m  2

B) Gradateurs

Dans le gradateur en utilisant deux thyristors montés en tête-bêche pour concevoir un inte bidirectionnel en courant et en tension totalement commandé. T i T' U

ich e g r a h c

Uch

You're Reading a Preview U


ωt

Download With Free Trial Um Uréf ωt

T'

T Uch ich


 ωt

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1.7.2. Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés totalement commandable: A) Hachuers

On prend comme schéma de base, pour l'étude de la commande des hacheurs directs interrupteurs celui de hacheur réversible en courant. D1 i

ich

K 1 T1 T2

U

K 2

D2

uch

Figure 1.11: Hacheur

Principe de la commande

Si on emploie la commande complémentaire de K 1 et K 2, il faux déterminer par pério hachage, deux instants: - l'instant de commutation de K 1 vers K 2; - l'instant de commutation de K 2 vers K 1.

You're Reading a Preview

La valeur moyenne Uchmoy de la tension uch peut être réglée entre 0 et U, on fait don Unlock full access with a free trial.

uréf

=

uch U

de 0 à 1. On doit donc prendre une onde de modulation allant de 0 à 1, par exem Download With Free Trial

onde en dents de scie. +1

0

uch

ωt


K 1

K 2

K 1Useful K 2 Not useful  



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B) Onduleurs monophasé de tension MLI

La commande MLI des onduleurs monophasés de tension fonctionnant en modulation de d'impulsions M.L.I (en anglo-saxon P.W.M, pulse width modulation).

La principale différence apportée par cette technique de commande par rapport aux te précédentes, est du fait qu'en régime permanent les ondes de référence ne tendent pas grandeurs constantes, mais, le plus souvent vers des ondes sinusoïdales d'amplitude et de constantes. T1

Principe de la commande

K 1 D1

U/2 ich U/2

T'1

K'1 D'1

e g r a h c

uch

Figure 1.13: Onduleur monophasé MLI

Dans l'onduleur en demi-pont fonctionnant en MLI, on détermine les instants de commut

comparant: une onde de référence uréf qui représente la tension que l'on veut trouver aux bor You're Reading a Preview

charge avec une onde de modulation M allant de -1 à +1. L'onde de modulation peut être: a) en dents de scie:



On distingue deux types d'échantillonne naturel et synchrone. +1

M

+1

uréf ωt

0 -1 K 1 K'1

K 1 K'1 K 1 K'1 K 1 K'1 K 1 K'1

0

M Sign up to vote on this title

uréf 

-1  Useful  Not useful K 1 K'1 K 1 K'1 K 1 K'1 K 1 K'1 K 1 K'



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- La modulation triangulaire permet d'obtenir un meilleur suivi de l'onde de référence. Caractéristique de la commande MLI:

La commande MLI est caractérisée par:

- le coefficient de réglage en tension ou en courant r (0
- l'indice de modulation m: c'est le rapport de la fréquence de modulation f m à la fréqu référence f réf , ou, en désignant par ωm et ωréf les pulsations correspondantes, avec: m=

ωm f m = , tel que : f m > f réf ; ωréf f réf

- la phase de l'onde de référence φ. Donc, on peut écrire:

u réf

= r . cos(ωréf .t + ϕ)

Schéma de principe de la commande MLI: U/2

K 1 ich

U/2 e 1 g You're Reading aK'Preview r uch a h c


Download With Free Trial Comparaison et mise en forme

1.8. Commande MLI

Génération r φ de Uréf ωréf Génération de M

Figure 1.16: Principe de la MLI

La modulation de largeur d'impulsion MLI (en anglo-saxon Pulse Width Modulation Sign up to vote on this title



consiste à adopter une fréquence de commutation supérieure à la fréquence des gradeurs de 

Useful

 Not useful

à former chaque alternance d'une tension (ou courant) de sortie d'une succession de crén

largeurs convenables. Autrement dit, la MLI consiste à déterminer en temps réel les ins



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+U/2

M

0

i K 1 uch

U/2

K 1

ich

U U/2

T'1

+U/2

D'1

K'1

t2

t1

T'

-U/2

D1

T1

uréf

K'1

K 1

uch Uchmoy

0

t1

t2

Tm

-U/2 Figure 1.17: Tension moyenne d'un onduleur en demi-pont MLI

Calcul de la valeur moyenne u ch pendant T m:

Sachant que: - la période de l'onde de modulation Tm<<; - la variation de uréf est négligeable (Δuréf ≈0)→uréf =cte. U cmoy =

1 U U U  .t 1Reading ) + .(T m − t 2 ) − .(t 2 −at 1Preview You're  2 2 T m  2  Unlock full access with a free trial.

Calcul de t1: à t1: M (ascendante) = − U + 2.U . 2

t 1 T m

= uréf Download With Free Trial

⇒

à t2: M (descendant e) = 3.U − 2.U . t 2 = uréf 2

t 1

= (u ref +

U T m ). 2 2.U


T m

 ⇒

Useful

3.U T m t 2 = (−u ref + ). 2 2.U

 Not useful

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2. le coefficient de réglage r: c'est

le rapport entre l'amplitude de l'onde référence et la val

U/2 de l'onde de modulation. Selon l'indice de modulation on distingue deux types de modulation: - la modulation synchrone:

lorsque f' est un multiple entier de f (m est un nombre entier).

cas, on obtient une tension uch vraiment périodique avec une période T=1/f; - la modulation asynchrone:

lorsque f' n'est pas un multiple entier de f (m n'est pas un

entier). En modulation synchrone: -

si m est impair, le développement en série de Fourier de uch ne comporte que les harm impairs;

- si m est pair, le développement en série de Fourier de uch donne une composante conti harmoniques pairs, et des harmoniques impairs. Par conséquent, on choisit donc des valeurs impaires de m.

Calage est optimal: lorsque M passe par un maximum ou un minimum au milieu des altern

l'onde de référence. Dans ce cas, les alternances


de uch sont symétriques par rapport à leurs milieux.


1.8.3 Tension de sortie:


- Fondamental:

Dès que m est suffisament égal ou supérieur à 6, la fondamentale de la tension de s pratiquement égal à la tension de référence et donc a pour valeur efficace: U ch1 =

1

U

.r .  Sign up to vote on this title 2 2

useful  Useful  Not À une tension d'entrée donnée, la MLI permet de faire varier la valeur de la tension de sorti

ne permettant pas la commande en pleine onde.



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+U/2

M

uréf ωt

0

+U/2 K 1

K'1

K 1

K'1

K 1

K'1

K 1

K'1

K 1

K 1

K'1

K'1

K 1

uch

+U/2

ωt

0

+U/2 i 0

ωt

φ

You're Reading a Preview ich full access with a free trial. Unlock 0

φ


ωt

iT1 0

ωt




Useful

iD1

 Not useful

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1.8.4. Harmoniques:

En commande pleine onde, le développement en série de Fourier de uch de fréquence f com harmoniques de fréquence 3f, 5f, 7f,... Donc de rang 3, 5, 7,…

En MLI synchrone, le spectre d'harmoniques de uch varie avec le coefficient de réglage r et de modulation m, comme suit:

si r=0, uch est formée de signaux rectangulaires jointifs de fréquence mf, comp

-

harmoniques de rang m, 3m, 5m,…;

quand r croit, la fondamentale Uch1 augmente, les harmoniques de rang m, 3m, 5m,… d

-

mais il en apparaît d'autres. Ceux-ci peuvent se diviser en 3 familles: 1ère Famille:

est concentrée sur la fréquence mf et comprend, outre le terme de rang m, la paire d'harmon rang m-2 et m+2, la paire de rang m-4 et m+4,… 2ème Famille:

est concentrée sur la fréquence 2mf et comprend la paire d'harmoniques de rang 2m-1 et 2 paire de rang 2m-3 et 2m+3,… ème

3



Famille:

With Trial est concentrée sur la fréquence 3mf Download et comprend lesFree harmoniques de rang 3m, 3m-2 et 3m+

et 3m+4,… Remarques:

- si m est grand, les termes des premières familles tout ou moins n'interfèrent pas. D'autre harmoniques de la même paire ont la même valeur;




Useful

 Not useful



- lorsque l'indice de modulation est multiple de 3, le principal harmonique de rang m harmoniques de rang 2m-3, 2m+3 de la 2ème famille sont disparus;



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Sheet Music U chn

( 2 .U / π)

30 20 Figure 1.19: Spectre d'harmoniques 10

n

1ère Famille: 15, 13, 17, 11, 19,… 2ème Famille: 29, 31, 27, 33,… Sur le spectre on a tracé en trais interrompus les harmoniques qui disparaissent.

You're Reading a Preview Unlock full access with a free trial.





Useful

 Not useful

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Chapitre II: Les onduleurs MLI triphasés 2.1 Onduleur triphasé de tension 2.1.1 Analyse et fonctionnement

- K 1 et K'1, K 2 et K'2, K 3 et K'3 doivent être complémentaires. Ainsi que, les interrupte réversibles en courant. i vK1 T1 K 1 D1 iK1 U/2 A

K 2

K 3

vchA

ichA vchB B

U

ichB

iK2

vchC

U/2

C

ichC iK3

K'1ReadingK'a2 Preview K'3 You're Figure Unlock 2.1: Onduleur triphasé de tension full access with a free trial.

Avec:

Download With Free Trial U : K est F; 1  2 v A − v0 =  U ' − : K est F.  2 1

U : K est F; Sign up to vote on this title  2 2 Useful  Not useful v B − v0 =   U ' − : K est F.  2 2



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D'autre part, pour une charge triphasée équilibrée, on a: v A + v B + v C = 0

En utilisant les expressions précédentes, et on déduit les tensions simples comme suit: 1

2

3

3

v A

= [( v A − v B ) − ( vC − v A )] =

v B

= [( v B − vC ) − ( v A − v B )] = −

( v A

1

1

3

3

v C =

1 3

− v0 ) −

( v A

1 3

− v0 ) +

( v B

2 3

− v0 ) −

( v B

1 3

− v0 ) −

( v C − v 0 )

1 3

( v C − v 0 )

[( vC − v A ) − ( v B − vC )] = − 1 ( v A − v0 ) − 1 ( v B − v0 ) + 2 ( vC − v0 ) 3

3

3

Le courant délivré par la source est donné par: i = ik 1 + ik 2 + iik 3

Le fonctionnement de l'onduleur triphasé de tension est projeté dans un tableau résumé, suiv K 1

K 2

K 3

vA- v0

vB- v0

vC- v0

vcA

vcB

vcC

iK1

iK2

iK3

F

F

F

U/2

U/2

U/2

0

0

0

icA

icB

icC

F

F

O

U/2

U/2

-U/2

U/3

U/3

-2U/3

icA

icB

0

F

O

F

U/2

U/3

icA

0

icC

F

O

O

U/2

-U/2 You're U/2Reading U/3 a Preview -2U/3 - U/2 - U/2 2U/3 -U/3

-U/3

icA

0

0

O

F

F

-U/2

U/2

U/3

0

icB

icC

O

F

O

- U/2

0

icB

0

O

O

F

- U/2

U/2 Download -U/2 -U/3 Free2U/3 With Trial -U/3 -U/2 U/2 U/3-U/3 2U/3

0

0

icC

O

O

O

- U/2

- U/2

0

0

0


2.1.2. Fonctionnement en pleine onde

U/2

- U/2

-2U/3

0

U/3

0

0




Not useful La commande en pleine onde consiste à fermer chaque interrupteur pendant une demi-pério  Useful 

des tensions de sortie, comme suit:

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K 1

ωt

K 2

ωt

K 3

ωt

vchA

ωt

vA-v0 ichB

ichC

ichA

ωt

i

ωt

iK1 D1 T'2 T3

T1 D2 D'3

D'1 T2 T'3

ωt

T'1 D'2 D3

Figure 2.2: Forme d'ondes en pleine onde


2.1.3. Fonctionnement en MLI

. K 1



ωt

K 2

ωt

K 3

ωt

vA-v0




Useful

ωt

 Not useful

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Si la modulation est synchrone, on choisit un indice de modulation multiple de 3, soit m=6.

Les formes d'ondes sont déduites à l'aide du tableau résumé en utilisant le chronomètre de f des interrupteurs K 1, K 2 et K 3 2. 2. Onduleur triphasé de courant 2.2.1. Analyse et fonctionnement 

L'onduleur de courant triphasé est placé entre une source de courant continu supposée donc débutant un courant constant, et une source de tension alternative triphasée supposée

donc présentant des tensions vchA, vchB, vchC formant un système triphasé sinusoïdale équilib 

Les interrupteurs K 1, K 2, K 3 d'une part, et K'1, K'2, K'3 d'autre part doivent être complém

pour que la source du courant ne soit jamais en circuit ouvert et la source de tension ne mise en court-circuit. Ainsi que, les interrupteurs sont réversibles en tension. I vK1 K 1 iK1 A

K 2

K 3

vchA ichA vchB

ichB iK2 a Preview You're Reading B

u


iK3 ichC

vchC

C Download With Free Trial K'1 K'2 K'3 Figure 2.4: Onduleur triphasé de courant

fermés

icA icB icC

vK1

vK2

vK3

vK1'

vK2'


K 1

K 1'

0

0

0

0

vcA- vcB vcA- vcC

K 1

K 2'

I

-I

0

0

vcA- vcB vcA- vcC vcA- vcB

Useful 0

 vK3'

Not vcB - vuseful cA vcC- vcA

0

vcC- vcB



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K 1 , K 2 , K 3   : complément aires ⇒ il y a 9 configurations possibles. K'1 , K'2 , K'3 

L'ensemble des relations est regroupé dans un tableau résumé. Pour résumé, on a indiqué q interrupteurs fermés, alors les autres étant ouverts. 2.2.2. Fonctionnement en pleine onde

La commande en pleine onde consiste à fermer chaque interrupteur pendant un tiers de pé des courants de sortie, comme suit: 2π K pour 0 t 2π et K , pour t < ω < π < ω < + π; 1  3 3  4π 2π 4π K pour 2π < ωt < et K ,2 pour π + < ωt < π + ;  2 3 3 3 3  4π 4π  , K 3 pour 3 < ωt < 2π et K 3 pour π + 3 < ωt < 3π.  1

D'après le tableau résumé, on peut tracer les formes d'ondes. La valeur efficace dees courants de sortie ichA, ichB et ichC est: I ch1 =

6

I

You're Reading a πPreview K 1 K 2 K 3 K'1 K'2 K'3



ichA

ichB

ωt


 ichC

Useful

 Not useful

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2.2.3 . Fonctionnement en MLI  . . sin( ωt )  i Aref = r I  2π . . sin( ωt − ) i Bref = r I 3  2π i . . sin( ωt + ) = r I Bref 3 

Où r est le coefficient de réglage en courant.

Parmi les diverses techniques de modulation, l'une des plus utilisées découle du principe ind T. ONISHI et K. OKITSU .

Puisque ichA + ichB + ichC = 0 , il suffit d'approximer deux courants. Dans ce cas, on util

ondes de modulation M1 et M2 unidirectionnelles d'amplitude I, décalées entre elles de m leurs périodes. On divise la période T des courants de sortie en 6 sixièmes:

- Pendent le premier sixième de période, la comparaison de iAref avec M1 détermine les in

de fermeture de K 1. Ainsi que, la comparaison de iCref avec M2 détermine les interv

fermeture de K 3. K 2 est fermé quand K 1 et K a3 Preview sont ouverts. D'autre part, K'2 foncti You're Reading permanence. Unlock full access with a free trial.

- Pendent le deuxième sixième de période, la comparaison de -iBref avec M1 déterm

With Free Trial intervalles de fermeture de K'2.Download Ainsi que, la comparaison de -iCref avec M2 déterm

intervalles de fermeture de K'3. K'1 est fermé quand K'2 et K'3 sont ouverts. D'autre fonctionne en permanence.

De la même manière en déterminant la commande des interrupteurs dans les autres sixi  Sign up to vote on this title

périodes. Ainsi que, les formes d'ondes sont déduites à l'aide du tableau résumé en Useful Not useful 



chronomètre de fermeture des interrupteurs, obtenu par la méthode précédente. La fondamentale des courants de sortie a pour valeur:



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M1

M2

ichA

ichB

ichC

vchA

vchB vchC You're Reading a Preview


u

Download With Free Trial ωt

Figure 2.6: Forme d'ondes en MLI




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Chapitre III: Les Redresseurs MLI triphasés

Les redresseurs MLI sont finalement des onduleurs (même structure, même techn

commandes adoptées) utilisés "à l'envers" qui permettent de produire une tension continue

d'un réseau alternatif (comme un redresseur à diode muni d'un filtre) mais en absorbant s réseau des courants sinusoïdaux, à facteur de puissance unitaire. Ils sont entièrement réversibles. La contrainte de commande sera donc d'imposer que harmoniques de courants absorbées par l'onduleur soient nuls.

Par conséquent, le réseau impose la fréquence de référence d'une part et d'autre part la fréq

modulation doit être multiple de 3 de la fréquence de référence, comme nous l'avons déjà s

Ainsi que, on rend le facteur de puissance du fundamental ( cosφ=1) égal à l'unité, par le c

la référence. En outre, on déplace les harmoniques des courants d'entrée vers les hautes fr par la modulation. 3.1. Redresseur MLI de courant triphasé:

ich

K 2 a Preview You're K 3 K 1 Reading vA eA vB

Unlock full access with a free trial. A

iA Download With Free Trial B

eB

uch

iB vC

e g r a h C

◌◌◌C

iC eC K'1

K'2


K'3Useful

 Not useful

Figure 3.7: Redresseur triphasé de courant



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3.1.1. Forme d'ondes

Pour m=9, et en tenant compte les hypothèses simplificatrices suivantes: - la source de courants est parfaite ( iA, iB, iC sont sinusoïdaux); - la charge comporte comme une source de tension parfaite (Δuc→0); - les courants d'entrés sont en phase avec les f.e.ms du réseau; - les interrupteurs sont idéaux.

D'après les intervalles de fermeture des interrupteurs, on déduit la forme d'onde de la tension courant de sortie ic en utilisant le tableau résumé obtenu pour l'onduleur de tension. 1 0 -1 1

K 1 0 1

K 2 0 1

K 3 0

vA

You're Reading a Preview Unlock full access with a free trial.

0

ωt

0


ich ωt

0

0

Figure 3.8: Forme d'ondes Sign up to vote on this title

 3.1.2. Rapport des tensions d'entrée et de sortie

Si on néglige l'ondulation de la tension de sortie, u =U ;

Useful

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3.1.3. Qualité des courants du coté réseau

Les formes d'ondes et les harmoniques des tensions vA, vB, vC sont les mêmes que ceux obte le cas de l'onduleur MLI de tension. D'après le schéma de principe indiqué auparavant et quant tenant la phase A, on peut écrire: L

di A dt

= e A − v A

Donc, les harmoniques des courant du coté réseau sont directement liés à ceux es tension vC. Autrement dit l'harmonique de rang n des courants a pour valeur efficace: I n

=

V n L.n.ω

Par conséquent, pour réduire les harmoniques des courants, il faut adopter un indice de mo

m suffisamment grand afin de repousser les premiers harmoniques des tensions ayant des

notable vers des fréquences suffisamment élevée. D'autre part, il faux insérer une induc d'entrée d'une valeur suffisante. You're Reading a Preview 3.2. Redresseur MLI de tension triphasé

full access with a free trial. Un redresseur MLI de tension, estUnlock alimenté par une source triphasé de tensions sinuso

débitant sur une charge se comporteDownload comme une source courant continue. Il a une structu With Freede Trial technique de commande identique qu'un onduleur de courant. - On délivre entre les ces bornes d'entrée, des condensateurs de manière à retrouver le d'une source de tension. - D'autre part, on ajoute une inductance de lissage (Δic→0). Sign up to vote on this title ich  Not useful  Useful K 1

vA i

'

A

K 2

K 3



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3.2.1. Forme d'ondes

On suppose que: - Le convertisseur est placé entre deux sources parfaites; - La tension Ic=Cte (Δic→0); - Les tensions à l'entrée du convertisseur vA, vB, vC sont sinusoïdales;

Dans ces conditions, on utilise la technique adoptée pour l'onduleur de courant et le tableau

de son fonctionnement afin de déduire les intervalles de fermeture des intercepteurs et po les formes d'ondes.

1

0

1

0

K 1

1 0

K 2

0

K 3


1 0

K'1


1

1


0

K'2

1 0

K'3

1 0

iA 0 uc

0

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I 1 ' I 1 ' '

ϕ

E 1

δ

. ω I 1 ' ' j L

I 1 Figure 3.11: Diagramme vectoriel

V 1

D'après (3.4), on a: I 1" =

1 1 − LC ω 2

( I 1 '+ jC ω E )

D'après le diagramme vectoriel, on deduit: 1  I " cos ϕ = I 1 cos δ 1  1 − LC ω2  1  I 1" sin ϕ = (C ω E − I 1 sin δ) 2  1 − LC ω

You're Reading Preview Si l'indice de modulation est suffisant grand, on peuta écrire: Unlock full access with a free trial. I ch

I 1

L'expression (3.6), devient:

= r .

2 Download With Free Trial 1 Ich  I " cos ϕ = r . cos δ 1  2 1 − LC ω 2  1 Ich  I 1" sin ϕ = (C ω E − r . sin δ) Sign up to vote on this title 2  2 1 − LC ω 1



Si en tenant compte la conservation de la puissance, on a:

Useful

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3.3. Commande en boucle fermée du redresseur de courant MLI

Le principe de base de commande en boucle fermée du redresseur de tension consiste à com

tension continue mesurée à une référence Uréf . L'erreur de cette comparaison est utilisé générer les signaux de commande pour les six interrupteurs du redresseur.

ich

K 2

K 1

K 3

vA A

iA eA vB B

eB

uch

iB vC

e g r a h C

◌◌◌C

iC eC K'1

K'2

K'3

You're Reading a Previewerr Commande MLI

Uref

full access with a free trial. fermée MLI en boucle FigureUnlock 3.12: Commande


3.4. Domaine d’application des redresseurs MLI

Les redresseurs MLI offre des nombreux avantages surtout en ce qui concerne la ga variation des grandeurs continus de sortie (tension ou courant), ainsi que ils ont permet de Sign up to vote on this title



les harmoniques vers les hautes fréquences ce qui facilite leur filtrage. De plus, el 

Useful

 Not useful

comportement souple à la commande, ce qui lui permet de trouver un domaine d’applica

vaste. En général, les redresseurs MLI sont associés par les onduleurs MLI avec un bus con



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Transformateur

vent

ia b a

v c a

v

Lf ic1=Ic1

ic2 c b

Ond. 3ϕ MLI

v

U = 2 c u

Cf

iA

Red. 3ϕ MLI

2 c 1 c

u

B A

v C A

v

C B

v

MADA Figure 3.13: Système éolien à base d'une génératrice asynchrone à double alimentation

Ir ≈Ct

vA

Lf

id

iA vB

iA Red. 3ϕ MLI

Ond. 3ϕ MLI

ur Reading Ud You're Caf Preview

iB

t

vC

iC


iC

iB

Download With Free Trial Commande MLI

Commande MLI

Figure 3.14: Système d'entrainement à vitesse variable


 Useful Réseau de transport HVDC Réseau de production



 Not useful

Réseau distributi



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Chapitre IV: Les onduleurs multi-niveaux

Dans le domaine des onduleurs de nouvelles topologies sont apparues au cours des dernières

L'onduleur multi-niveaux consiste à associer de plusieurs cellules de commutation en série concevoir une tension de sortie à plusieurs niveaux. 4.1. Avantages:

En général, ce type de convertisseurs offre les deux principaux avantages suivants:

- La tension de sortie supérieure à la tenue en tension de chaque interrupteur (Vs=N p.Vkm

qui permet l'utilisation de ce type des onduleurs dans des applications de très forte puissa haute tension (filtrage actif réseau HT, traction électrique, etc..);

- la forme d'onde de la tension de sortie est proche à la forme sinusoïdale, ce qui permet ég de réduire le taux d'harmoniques. 4.2. Inconvénients:

Malgré ces avantages considérables de ce type de convertisseurs, il faut toutefois souligne

nombre considérable des intercepteurs semi-conducteur You're àReading a Preview utilisés dans ce cas, provo inconvénients suivants: - son coût élevé ;



- présente des pertes (commutation et conduction) considérable; - sa technique de commande devient très compliquée.

Dans la littérature, on trouve plusieurs investigations sur les différentes topologies des o multi-niveaux.


 4.3. Onduleur multi-niveaux en cascade (multi-sources)

Useful

 Not useful

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VS Pont (N-1)/2

K 1

K 2

VDC

Pont (N-3)/2

V(N-1)/2 K 3

K 4

K 1

K 2

VDC

Pont 2

V3

V(N-3)/2 K 3

K 4

K 1

K 2

VS V2

VDC

Pont 1

V4

V2 K 3

K 4

K 1

K 2

V1 V1

VDC K 3

K 4

You're Reading a Preview Figure 4.1: Structure en cascade


Exemple: Download With Free Trial Pour un onduleur à cinq niveaux (N=5):

Nombre des ponts: NP =(N-1)/2=2. La tenue en tension de chaque interrupteur: VK =VDC=VS/2= Vs/N p Sign up to vote on this title

VS VSmax=2VDC K

K



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4.4. Onduleur multi-niveaux polygonal (seule source)

Vu que, la structure précédente utilise plusieurs sources de tension continue électriquemen et ceci constitué son inconvénient majeur et pour éviter ce problème une autre structure est dans laquelle les tensions secondaires sont mises en série par des transformateurs. Pont 1

Pont (N-1)/2

Pont 2

K 1

K 2

K 1

K 2

K 1

K 2

K 3

K 4

K 3

K 4

K 3

K 4

VDC

Transformateur 1

Transformateur 2

Transformateur (N-1)/2

VS Figure 4.3: Structure polygonale

L’intérêt des onduleurs multi-niveaux réside dans la modularité, les inconvénients résiden

transformateur de sortie pour la structure mais celui-ci peut être dimensionné p You're polygonale, Reading a Preview

fréquence de découpage élevée et dans celui d’entrée la structure en cascade. Ce transf Unlock full access with apour free trial. est dimensionné pour les composantes BF des fréquences d’entrée (structure cascade) ou Download With Free Trial

(structure polygone). 4.5. Onduleur multi-niveaux NPC

K 1 T1

E/2

D1

K 2 Sign up to vote on this title



Useful

K 31

 Not useful

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Depuis son introduction en 1981, l'onduleur de tension NPC (Neutral Point Clamped

nivaux a été développé pour son avantage par rapport à celui à deux niveaux concer

applications à puissance élevée. En effet, cette structure ne nécessite que 2 diodes supplém

et réalise naturellement l'équilibrage des tensions tout en offrant un degré de liberté supplém

elle est constituée par une forme d’entrelacement de deux cellules de commutation

interrupteurs seraient mis en série. L’objectif est de fournir une tension de sortie supérie tenue en tension des interrupteurs élémentaires.

La stratégie de commande consiste à commander les intercepteurs K 1 et K 32 d'une part, et K d'autre part d'une manière complémentaire. 4.6. Onduleur triphasé NPC à point milieu capacitif unique

Cette structure présente un inconvénient : la tension intermédiaire (idéalement Ec/2) ne p

fournie indéfiniment, elle de la tension du point milieu capacitif qui dépend du courant f sortie. Il faut donc assurer un courant moyen nul dans les capacités du point milieu et il

nécessaire d’intégrer dans la commande un dispositif qui assure ce contrôle. Les ondule You're Reading a Preview

constituent un excellent compromis coût /performance dans les applications nécessitant la

access with a free trial. série de deux semi-conducteurs. EnUnlock effet,fulldeux simples diodes de tenue en tension E/2 pe

d’obtenir une amélioration significative de la tension découpée. Download With Free Trial

E/2


 E

n

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Chapitre V: Convertisseur Matriciel

Le convertisseur matriciel est une nouvelle génération du convertisseur direct de p alternatif/alternatif. Il permet d'assurer un écoulement bidirectionnel de puissance entre le

le récepteur, ainsi qu'il permet de contrôler la tension de sortie en amplitude et en fréquence une matrice des interrupteurs de puissance bidirectionnels en courant et en tension reliant

d'entrée à m phases de sortie; cela conduit à avoir n×m interrupteurs bidirectionnels. Par con le convertisseur matriciel du triphasée vers triphasée 3ϕ/3ϕ

nécessite neuf inte

bidirectionnels. 5.1. Principe de fonctionnement

Le convertisseur matriciel triphasé/triphasé, consiste à utilisé 9 interrupteurs bidirec

en courant et en tension reliant les trois phases d'entrée à celles de la charge. Un filtre passe

être inséré à l'entrée du convertisseur matriciel dont l'objectif d'empêcher la propaga courants harmoniques dans le réseau.

Pour que l'échange d'énergie entre laYou're source et la charge soit possible, il faut que la source Reading a Preview

un comportement différent de celui charge. Pour Unlockde full la access with a free trial. cette raison, la source prés

comportement d'une source de tension, alors que la charge présente celui d'une source de Download With Free Trial

dans le schéma.

Convertisseur matriciel

vfAN A ifA

R f

SAa

iA

SAb

SAc


vfBN N

Lf

B ifB

Lf

R f

iB

SBaUseful

 SBbNot usefulSBc

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5.2. Interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans le convertisseur matriciel

L’utilisation d’interrupteurs réversibles en tension et en courant à blocage et amorçage comm

dans le premier et le troisième quadrant est indispensable dans le convertisseur matriciel. Da littérature, deux variantes des interrupteurs à semi-conducteurs fortement utilisées:

(a)

(b)

Figure 5.2: Interrupteurs bidirectionnels à base de deux diodes et deux IGBT avec: (a) émetteur

commun, (b) collecteur commun

5.3. Modèle mathématique du convertisseur matriciel

1 si l' interrupteur Sij est fermé; Sij =  interrupte ur Sij est ouvert. 0 si l'Reading You're a Preview Unlock full access a free trial. Les tensions instantanées de sortie en fonction deswith tensions d'entrée sont données par:

vDownload aN  SAa SBa SCa   v AN  Free Trial  v  = S With  S SCb v BN bN Ab b B      v cN  SAc SBc SCc   v CN  La relation entre les courants instantanés d'entrée et ceux de sortie est donnée par:

i A  SAa i  = S  B   Ba i C  SCa

SAb

SAcup i a vote  to  on this title Sign

 

SB b SBc Usefuli b     Not useful SCb ( t ) SCc  i c 

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Si on suppose t ij ( t ) la durée de conduction de l'interrupteur Sij , définie par: t Aj + t Bj + t Cj

= Tseq

Avec Tseq la période de commutation du convertisseur matriciel. Dans ce cas: 0 < t ij

< Tseq SBa=1

SAa=1 tAa

SCa=1

tBa

tCa

SAb=1

SBb=1

SCb=1

tAb

tBb

tCb

SAc=1

SBc=1

SCc=1

tAc

tBc

tCc

Tseq You're Reading a Preview

Figure 5.3: Durées de conduction des interrupteurs pendant une période de commutation . Unlock full access with a free trial.

La figure ci-dessous représente la durée de conduction de chaque interrupteur pendant une Download de commutation Tseq du convertisseur matriciel.With Free Trial

Si on suppose que mij ( t ) est la durée cyclique de conduction de l'interrupteur Sij , définie par: mij ( t ) = D'autre part on peut écrire:

t ij , avec 0 < mij < 1 Tseq Sign up to vote on this title

 m Aj + m Bj + m Cj

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De même pour les courants d'entrée on peut écrire:

i A  m Aa i  =  m  B   Ba i C   m Ca

m Ab

m Ac  i a 

m B b

m Bc

m Cb

 i    b  m Cc  i c 

5.4. Stratégies de commande

Dans la littérature concernant le convertisseur matriciel, on trouve deux stratégies de comma sont principalement adoptées à la commande du convertisseur matriciel. - Méthode de modulation de Venturini (1981):

C'est une stratégie de commande basée sur la résolution le modèle matriciel du conv

afin de calculer la durée cyclique de conduction de chaque interrupteur. Cette métho

modifiée par la suite dont l'objectif d'augmenter le rapport de transformation entre la ten

sortie et celle de l'entrée de 0.5 à 0.866, et de produire des courants sinusoïdaux à l'e convertisseur avec un facteur de puissance unitaire indépendant de la charge. - Modulation vectorielle SVM (1992): You're Reading a Preview

Cette méthode à été adoptée initialement par Huber en 1992. elle consiste de calculer Unlock full access with a free trial.

durée cyclique de conduction en temps réel de chaque interrupteur à partir de la position de

Download Withde Free Trial d'entrée. pour la commande du vecteurs spatiaux l'un de tension de sortie et l'autre courant

convertisseur matriciel. L'avantage principal de cette stratégie par rapport à celle de Venturin réside dans les pertes réduites de commutation. Sign up to vote on this title

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